特開 2024-83703 ３レベルインバータの中性点電位制御装置および中性点電位制御方法

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2024083703

(43)【公開日】2024-06-24

(54)【発明の名称】３レベルインバータの中性点電位制御装置および中性点電位制御方法

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/487 20070101AFI20240617BHJP

   H02M 7/48 20070101ALI20240617BHJP

【ＦＩ】

H02M7/487

H02M7/48 F

H02M7/48 R

【審査請求】未請求

【請求項の数】8

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2022197656

(22)【出願日】2022-12-12

(71)【出願人】

【識別番号】000006105

【氏名又は名称】株式会社明電舎

(74)【代理人】

【識別番号】100086232

【弁理士】

【氏名又は名称】小林 博通

(74)【代理人】

【識別番号】100092613

【弁理士】

【氏名又は名称】富岡 潔

(74)【代理人】

【識別番号】100104938

【弁理士】

【氏名又は名称】鵜澤 英久

(74)【代理人】

【識別番号】100210240

【弁理士】

【氏名又は名称】太田 友幸

(72)【発明者】

【氏名】大井 一伸

【テーマコード（参考）】

5H770

【Ｆターム（参考）】

5H770AA15

5H770BA11

5H770DA03

5H770DA33

5H770EA01

5H770JA11W

5H770JA18W

5H770KA01Z

(57)【要約】

【課題】３レベルインバータの中性点電位のバランスを維持する。
【解決手段】逆相５次高調波電流指令値と正相基本波電流指令値を加算した電流指令値と、インバータの出力電流を検出した検出電流との偏差（減算器８，９の出力）に基づいてインバータの電圧指令を生成し（ｄｑ逆変換器１３）、インバータの直流部の上側コンデンサの電圧および下側コンデンサの電圧の偏差と、前記逆相５次高調波電流指令値に基づいて直流の零相電圧を求め（乗算器１９）、前記上側コンデンサの電圧および下側コンデンサの電圧の偏差と、生成した６次の正弦波信号と、前記逆相５次高調波電流指令値に基づいて６次高調波の零相電圧を求め（乗算器２２）、前記直流の零相電圧および６次高調波の零相電圧を、前記インバータの電圧指令に重畳し（加算器２３，２４）、重畳された電圧に基づいて生成したゲート信号によって、前記インバータのスイッチング素子をＰＷＭ制御する。
【選択図】 図３

【特許請求の範囲】

【請求項1】

高調波電流を出力する３レベルインバータにおいて、インバータの出力電圧に零相電圧を重畳することでインバータの中性点電位を制御する中性点電位制御装置であって、
逆相５次、正相７次、逆相１１次、正相１３次の少なくともいずれか１つ以上の高調波電流の指令値と、インバータの出力電流を検出した検出電流との偏差に基づいてインバータの電圧指令を生成する電流制御部と、
インバータの直流部の直流電圧を分圧する上側コンデンサの電圧および下側コンデンサの電圧の偏差と、前記高調波電流の指令値に基づいて、直流の零相電圧又は６次高調波の零相電圧を求め、前記求められた直流の零相電圧又は６次高調波の零相電圧を、前記電流制御部で生成されたインバータの電圧指令に重畳する中性点電位バランス制御器と、を備え、
前記中性点電位バランス制御器により重畳された電圧に基づいて生成したゲート信号によって、前記インバータのスイッチング素子をＰＷＭ制御することを特徴とする３レベルインバータの中性点電位制御装置。

【請求項2】

前記電流制御部は、逆相５次高調波電流指令値と正相基本波電流指令値を加算した電流指令値と、インバータの出力電流を検出した検出電流との偏差に基づいてインバータの電圧指令を生成し、
前記中性点電位バランス制御器は、インバータの直流部の直流電圧を分圧する上側コンデンサの電圧および下側コンデンサの電圧の偏差と、前記逆相５次高調波電流指令値に基づいて直流の零相電圧を求め、インバータの直流部の直流電圧を分圧する上側コンデンサの電圧および下側コンデンサの電圧の偏差と、生成した６次の正弦波信号と、前記逆相５次高調波電流指令値に基づいて６次高調波の零相電圧を求め、前記求められた直流の零相電圧および６次高調波の零相電圧を、前記電流制御部で生成されたインバータの電圧指令に重畳する、ことを特徴とする請求項１に記載の３レベルインバータの中性点電位制御装置。

【請求項3】

前記電流制御部は、
逆相５次高調波のｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ-５ ^＊およびｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ-５ ^＊を、系統電圧の電圧位相ωｔを６倍にした６ωｔを用いてｄｑ変換して得た、ωｔに同期する回転座標上の値と、正相ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ１ ^＊および正相ｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ１ ^＊とを加算する電流指令値加算器と、
インバータの出力電流検出信号を、系統電圧の電圧位相ωｔを用いてｄｑ変換して得た、ωｔに同期する回転座標上の値と、前記電流指令値加算器の出力との偏差を求める減算器と、
前記減算器の出力を増幅し、電圧位相ωｔに同期する回転座標上の電圧指令を出力するＰＩアンプと、
前記ＰＩアンプの出力に基準電圧を加算した電圧指令をｄｑ逆変換して、固定座標上のインバータの電圧指令値ｖｕ^＊, ｖｖ^*, ｖｗ^*を出力するｄｑ逆変換器と、を備え、
前記中性点電位バランス制御器は、
前記逆相５次高調波のｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ-５ ^＊の値を検出し、その検出値に応じた符号を出力するｄ軸側符号検出器と、
前記逆相５次高調波のｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ-５ ^＊の値を検出し、その検出値に応じた符号を出力するｑ軸側符号検出器と、
前記インバータの直流部の上側コンデンサの電圧および下側コンデンサの電圧の偏差と、前記ｄ軸側符号検出器から出力される符号を乗算して直流の零相電圧αを求めるｄ軸側乗算器と、
系統電圧の電圧位相ωｔを６倍にし、それに対応する位相の正弦波を求めたｓｉｎ６ωｔと、前記ｑ軸側符号検出器から出力される符号と、前記インバータの直流部の上側コンデンサの電圧および下側コンデンサの電圧の偏差とを乗算して、６次高調波の零相電圧γを求めるｑ軸側乗算器と、を備えていることを特徴とする請求項２に記載の３レベルインバータの中性点電位制御装置。

【請求項4】

前記電流制御部は、１±６ｎ次（ｎは整数）高調波のｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値を、ｄｑ変換して得た、系統電圧の電圧位相ωｔに同期する回転座標上の値と、正相ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ１ ^＊および正相ｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ１ ^＊とを加算する電流指令値加算器と、
インバータの出力電流検出信号を、系統電圧の電圧位相ωｔを用いてｄｑ変換して得た、ωｔに同期する回転座標上の値と、前記電流指令値加算器の出力との偏差を求める減算器と、
前記減算器の出力を増幅し、電圧位相ωｔに同期する回転座標上の電圧指令を出力するＰＩアンプと、
前記ＰＩアンプの出力に基準電圧を加算した電圧指令をｄｑ逆変換して、固定座標上のインバータの電圧指令値ｖｕ^＊, ｖｖ^*, ｖｗ^*を出力するｄｑ逆変換器と、を備え、
前記中性点電位バランス制御器は、
前記１±６ｎ次高調波のｄ軸電流指令値に各々係数を乗算し、それら各乗算出力の合計値を検出し、その検出値に応じた符号を出力するｄ軸側符号検出器と、
前記１±６ｎ次高調波のｑ軸電流指令値に各々係数を乗算し、それら各乗算出力の合計値を検出し、その検出値に応じた符号を出力するｑ軸側符号検出器と、
前記インバータの直流部の上側コンデンサの電圧および下側コンデンサの電圧の偏差と、前記ｄ軸側符号検出器から出力される符号を乗算して直流の零相電圧αを求めるｄ軸側乗算器と、
系統電圧の電圧位相ωｔを前記高調波の次数倍にし、それに対応する位相の正弦波と、前記ｑ軸側符号検出器から出力される符号と、前記インバータの直流部の上側コンデンサの電圧および下側コンデンサの電圧の偏差とを乗算して、１±６ｎ次高調波の零相電圧を求めるｑ軸側乗算器と、を備えていることを特徴とする請求項１に記載の３レベルインバータの中性点電位制御装置。

【請求項5】

前記電流制御部の電流指令値加算器で加算される高調波のｄ軸電流指令値、ｑ軸電流指令値は、逆相５次高調波、正相７次高調波、逆相１１次高調波、正相１３次高調波の少なくともいずれか１つを含み、
前記中性点電位バランス制御器のｄ軸側乗算器は、前記直流の零相電圧αに代えて、前記インバータの直流部の上側コンデンサの電圧および下側コンデンサの電圧の偏差と、前記ｄ軸側符号検出器から出力される符号と、系統電圧の電圧位相ωｔを前記高調波の次数倍にし、それに対応する位相の余弦波とを乗算して、前記ｑ軸側乗算器で求められた零相電圧とは９０°位相の異なる高調波の零相電圧を求めることを特徴とする請求項４に記載の３レベルインバータの中性点電位制御装置。

【請求項6】

前記電流制御部の電流指令値加算器は、逆相基本波ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ-１ ^＊および逆相基本波ｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ-１ ^＊をさらに加算し、
前記中性点電位バランス制御器は、
前記逆相基本波ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ-１ ^＊の値を検出し、その検出値に応じた符号を出力する逆相基本波ｄ軸側符号検出器と、
前記逆相基本波ｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ-１ ^＊の値を検出し、その検出値に応じた符号を出力する逆相基本波ｑ軸側符号検出器と、
前記インバータの直流部の上側コンデンサの電圧および下側コンデンサの電圧の偏差と、前記逆相基本波ｄ軸側符号検出器から出力される符号と、系統電圧の電圧位相ωｔを２倍にし、それに対応する位相の余弦波を求めたｃｏｓ２ωｔとを乗算して、２次高調波の零相電圧εを求める逆相基本波ｄ軸側乗算器と、
前記インバータの直流部の上側コンデンサの電圧および下側コンデンサの電圧の偏差と、前記逆相基本波ｑ軸側符号検出器から出力される符号と、系統電圧の電圧位相ωｔを２倍にし、それに対応する位相の正弦波を求めたｓｉｎ２ωｔとを乗算して、前記零相電圧εとは９０°位相の異なる２次高調波の零相電圧ζを求める逆相基本波ｑ軸側乗算器と、を備え、
前記中性点電位バランス制御器のｄ軸側乗算器は、前記直流の零相電圧αに代えて、前記インバータの直流部の上側コンデンサの電圧および下側コンデンサの電圧の偏差と、前記ｄ軸側符号検出器から出力される検出符号と、系統電圧の電圧位相ωｔを６倍にし、それに対応する位相の余弦波を求めたｃｏｓ６ωｔとを乗算して、前記零相電圧γとは９０°位相の異なる６次高調波の零相電圧δを求めることを特徴とする請求項３に記載の３レベルインバータの中性点電位制御装置。

【請求項7】

請求項４に記載の中性点電位制御装置と、
請求項５に記載の中性点電位制御装置と、
設定した切替え条件成立時に、請求項４に記載の中性点電位制御装置又は請求項５に記載の中性点電位制御装置のうちいずれか一方の装置に切替える切替部と、を備えたことを特徴とする３レベルインバータの中性点電位制御装置。

【請求項8】

高調波電流を出力する３レベルインバータにおいて、インバータの出力電圧に零相電圧を重畳することでインバータの中性点電位を制御する中性点電位制御方法であって、
電流制御部が、逆相５次、正相７次、逆相１１次、正相１３次の少なくともいずれか１つ以上の高調波電流の指令値と、インバータの出力電流を検出した検出電流との偏差に基づいてインバータの電圧指令を生成する電流制御ステップと、
中性点電位バランス制御器が、インバータの直流部の直流電圧を分圧する上側コンデンサの電圧および下側コンデンサの電圧の偏差と、前記高調波電流の指令値に基づいて、直流の零相電圧又は６次高調波の零相電圧を求め、前記求められた直流の零相電圧又は６次高調波の零相電圧を、前記電流制御部で生成されたインバータの電圧指令に重畳する中性点電位バランス制御ステップと、を備え、
前記中性点電位バランス制御ステップにより重畳された電圧に基づいて生成したゲート信号によって、前記インバータのスイッチング素子をＰＷＭ制御することを特徴とする３レベルインバータの中性点電位制御方法。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、３レベル中性点クランプ式マルチレベルインバータにおける、中性点電位のバランス制御に関する。

【背景技術】

【0002】

図１に中性点クランプ式３レベルインバータの構成を、図２にＴ型３レベルインバータの構成を各々示す。図１において、Ｐ、Ｎは図示省略の直流電源の正極端子、負極端子である。正極端子Ｐと負極端子Ｎの間には、直流部の上側コンデンサＣ１および下側コンデンサＣ２が直列に接続されている。

【0003】

また正極端子Ｐと負極端子Ｎの間には、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４の直列回路と、スイッチング素子Ｓ５～Ｓ８の直列回路と、スイッチング素子Ｓ９～Ｓ１２の直列回路とが並列に接続されている。

【0004】

スイッチング素子Ｓ１およびＳ２の共通接続点と、スイッチング素子Ｓ３およびＳ４の共通接続点の間にはダイオードＤ１，Ｄ２が直列に接続され、スイッチング素子Ｓ５およびＳ６の共通接続点と、スイッチング素子Ｓ７およびＳ８の共通接続点の間にはダイオードＤ３，Ｄ４が直列に接続され、スイッチング素子Ｓ９およびＳ１０の共通接続点と、スイッチング素子Ｓ１１およびＳ１２の共通接続点の間にはダイオードＤ５，Ｄ６が直列に接続されている。

【0005】

上側コンデンサＣ１および下側コンデンサＣ２の共通接続点（中性点Ｏ）は、ダイオードＤ１，Ｄ２の共通接続点、ダイオードＤ３，Ｄ４の共通接続点、ダイオードＤ５，Ｄ６の共通接続点に各々接続されている。

【0006】

スイッチング素子Ｓ２およびＳ３の共通接続点はＵ相端子Ｕに、スイッチング素子Ｓ６およびＳ７の共通接続点はＶ相端子Ｖに、スイッチング素子Ｓ１０およびＳ１１の共通接続点はＷ相端子Ｗに各々接続されている。

【0007】

図２において、Ｐ、Ｎは図示省略の直流電源の正極端子、負極端子である。正極端子Ｐと負極端子Ｎの間には、直流部の上側コンデンサＣ１および下側コンデンサＣ２が直列に接続されている。

【0008】

また正極端子Ｐと負極端子Ｎの間には、スイッチング素子Ｓ１およびＳ４の直列回路と、スイッチング素子Ｓ５およびＳ８の直列回路と、スイッチング素子Ｓ９およびＳ１２の直列回路とが並列に接続されている。

【0009】

上側コンデンサＣ１および下側コンデンサＣ２の共通接続点（中性点Ｏ）とスイッチング素子Ｓ１およびＳ４の共通接続点の間にはスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３が直列に接続され、中性点Ｏとスイッチング素子Ｓ５およびＳ８の共通接続点の間にはスイッチング素子Ｓ６，Ｓ７が直列に接続され、中性点Ｏとスイッチング素子Ｓ９およびＳ１２の共通接続点の間にはスイッチング素子Ｓ１０，Ｓ１１が直列に接続されている。

【0010】

スイッチング素子Ｓ１およびＳ４の共通接続点はＵ相端子Ｕに、スイッチング素子Ｓ５およびＳ８の共通接続点はＶ相端子Ｖに、スイッチング素子Ｓ９およびＳ１２の共通接続点はＷ相端子Ｗに各々接続されている。

【0011】

スイッチング素子Ｓ１～Ｓ１２は、例えばＩＧＢＴなどの半導体スイッチング素子で構成されている。

【0012】

図１および図２中の、Ｖ_ＤＣＰは上側コンデンサ電圧、Ｖ_ＤＣＮは下側コンデンサ電圧、ｉ_ＮＰは中性点電流、ｉ_ＮＰＵはＵ相の中性点電流、ｉ_ＵはＵ相出力電流を各々表している。

【0013】

このようなインバータでは、負荷などの条件、スイッチング素子や直流コンデンサの特性のばらつきなどにより中性点電位にアンバランスが生じることがある。このアンバランスは、インバータから出力する電圧・電流波形にひずみが生じ負荷や系統に悪影響を与える、スイッチング素子に印加される電圧が過大になり素子が破壊される、といった問題の原因となる。

【0014】

従来技術では、有効電力や無効電力の入出力中にインバータの出力電圧に零相電圧を重畳することで中性点電位を制御できる。しかし、有効電力や無効電力をほとんど扱わない用途では、これらの技術を適用しても中性点電位を制御することが困難であり、中性点クランプ式やＴ型の３レベルインバータを適用できなかった。このような用途としては、例えば系統に接続するアクティブフィルタや逆相電流の補償装置などがある。

【0015】

また、非特許文献１ではスイッチング周波数を低くしたインバータに該当インバータを並列に接続し、高調波電流を吸収することで外部への影響を抑えかつ装置全体の効率を向上させた例が報告されている。

【0016】

非特許文献２では、中性点クランプ式３レベルインバータやＴ型３レベルインバータが有効電力を出力している際に、インバータ出力電圧に直流の零相電圧を重畳することにより中性点電位を制御する方法が提案されている。

【0017】

特許文献１、２では、無効電力を出力している際にインバータ出力電圧に６次正弦波の零相電圧を重畳することにより中性点電位を制御する方法が提案されている。

【0018】

特許文献３は非特許文献２、特許文献１、２を併用し、インバータが任意の力率で運転している場合において中性点電位を制御できるようにしたものである。

【0019】

特許文献４は零相電圧を使用せず、逆相２次高調波電流を用いて中性点電位を制御する方法が提案されている。

【先行技術文献】

【非特許文献】

【0020】

【非特許文献1】「瞬時無効電力補償装置を並列接続した三相系統連系インバータ」、電気学会論文誌Ｄ，Ｖｏｌ．１３８、Ｎｏ６，ｐｐ．５３０－５３７（２０１８）

【非特許文献2】「中性点クランプ電圧形ＰＷＭインバータの中性点電位変動の解析」、電気学会論文誌Ｄ，Ｖｏｌ．１１３、Ｎｏ１，ｐｐ．４１－４８（１９９３）

【特許文献】

【0021】

【特許文献1】特開平０７－０７９５７４号公報

【特許文献2】特開平０７－１３５７８２号公報

【特許文献3】特開２０１３－２５５３１７号公報

【特許文献4】特開２０１７－６０２７２号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0022】

非特許文献２、特許文献１～３は正相の基本波電流を出力している場合のみ有効な方式である。出力電流が基本波でも逆相であったり高調波が中心だったりする場合は中性点電位を制御することはできない。

【0023】

特許文献４は、このような場合でも中性点電位を制御可能である。特に出力電流が零に近い軽負荷条件では、中性点電位への外乱が小さくなる反面、非特許文献２、特許文献１～３では中性点電位の制御が困難になる。特許文献４を適用すれば、軽負荷ならば不要な逆相２次高調波電流をブロックするだけで中性点電位の安定性を大幅に改善にでき、さらに適切な位相の逆相２次高調波電流をごく少量出力することで中性点電位を問題なく制御できる。

【0024】

しかし、出力電流が増加すれば中性点電位への外乱が大きくなり、中性点電位の維持に必要な逆相２次高調波電流が増加してしまうため、系統や負荷に悪影響を与える危険性が高まる。

【0025】

本発明は、上記課題を解決するものであり、その目的は、出力電流の大半が高調波や逆相であり、正相基本波電流をほとんど出力しない場合においても、中性点電位のバランスを維持することができる３レベルインバータの中性点電位制御装置を提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0026】

上記課題を解決するための請求項１に記載の３レベルインバータの中性点電位制御装置は、
高調波電流を出力する３レベルインバータにおいて、インバータの出力電圧に零相電圧を重畳することでインバータの中性点電位を制御する中性点電位制御装置であって、
逆相５次、正相７次、逆相１１次、正相１３次の少なくともいずれか１つ以上の高調波電流の指令値と、インバータの出力電流を検出した検出電流との偏差に基づいてインバータの電圧指令を生成する電流制御部と、
インバータの直流部の直流電圧を分圧する上側コンデンサの電圧および下側コンデンサの電圧の偏差と、前記高調波電流の指令値に基づいて、直流の零相電圧又は６次高調波の零相電圧を求め、前記求められた直流の零相電圧又は６次高調波の零相電圧を、前記電流制御部で生成されたインバータの電圧指令に重畳する中性点電位バランス制御器と、を備え、
前記中性点電位バランス制御器により重畳された電圧に基づいて生成したゲート信号によって、前記インバータのスイッチング素子をＰＷＭ制御することを特徴としている。

【0027】

請求項２に記載の３レベルインバータの中性点電位制御装置は、請求項１において、
前記電流制御部は、逆相５次高調波電流指令値と正相基本波電流指令値を加算した電流指令値と、インバータの出力電流を検出した検出電流との偏差に基づいてインバータの電圧指令を生成し、
前記中性点電位バランス制御器は、インバータの直流部の直流電圧を分圧する上側コンデンサの電圧および下側コンデンサの電圧の偏差と、前記逆相５次高調波電流指令値に基づいて直流の零相電圧を求め、インバータの直流部の直流電圧を分圧する上側コンデンサの電圧および下側コンデンサの電圧の偏差と、生成した６次の正弦波信号と、前記逆相５次高調波電流指令値に基づいて６次高調波の零相電圧を求め、前記求められた直流の零相電圧および６次高調波の零相電圧を、前記電流制御部で生成されたインバータの電圧指令に重畳する、ことを特徴としている。

【0028】

請求項３に記載の３レベルインバータの中性点電位制御装置は、請求項２において、
前記電流制御部は、
逆相５次高調波のｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ-５ ^＊およびｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ-５ ^＊を、系統電圧の電圧位相ωｔを６倍にした６ωｔを用いてｄｑ変換して得た、ωｔに同期する回転座標上の値と、正相ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ１ ^＊および正相ｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ１ ^＊とを加算する電流指令値加算器と、
インバータの出力電流検出信号を、系統電圧の電圧位相ωｔを用いてｄｑ変換して得た、ωｔに同期する回転座標上の値と、前記電流指令値加算器の出力との偏差を求める減算器と、
前記減算器の出力を増幅し、電圧位相ωｔに同期する回転座標上の電圧指令を出力するＰＩアンプと、
前記ＰＩアンプの出力に基準電圧を加算した電圧指令をｄｑ逆変換して、固定座標上のインバータの電圧指令値ｖｕ^＊, ｖｖ^*, ｖｗ^*を出力するｄｑ逆変換器と、を備え、
前記中性点電位バランス制御器は、
前記逆相５次高調波のｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ-５ ^＊の値を検出し、その検出値に応じた符号を出力するｄ軸側符号検出器と、
前記逆相５次高調波のｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ-５ ^＊の値を検出し、その検出値に応じた符号を出力するｑ軸側符号検出器と、
前記インバータの直流部の上側コンデンサの電圧および下側コンデンサの電圧の偏差と、前記ｄ軸側符号検出器から出力される符号を乗算して直流の零相電圧αを求めるｄ軸側乗算器と、
系統電圧の電圧位相ωｔを６倍にし、それに対応する位相の正弦波を求めたｓｉｎ６ωｔと、前記ｑ軸側符号検出器から出力される符号と、前記インバータの直流部の上側コンデンサの電圧および下側コンデンサの電圧の偏差とを乗算して、６次高調波の零相電圧γを求めるｑ軸側乗算器と、を備えていることを特徴とする。

【0029】

請求項４に記載の３レベルインバータの中性点電位制御装置は、請求項１において、
前記電流制御部は、１±６ｎ次（ｎは整数）高調波のｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値を、ｄｑ変換して得た、系統電圧の電圧位相ωｔに同期する回転座標上の値と、正相ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ１ ^＊および正相ｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ１ ^＊とを加算する電流指令値加算器と、
インバータの出力電流検出信号を、系統電圧の電圧位相ωｔを用いてｄｑ変換して得た、ωｔに同期する回転座標上の値と、前記電流指令値加算器の出力との偏差を求める減算器と、
前記減算器の出力を増幅し、電圧位相ωｔに同期する回転座標上の電圧指令を出力するＰＩアンプと、
前記ＰＩアンプの出力に基準電圧を加算した電圧指令をｄｑ逆変換して、固定座標上のインバータの電圧指令値ｖｕ^＊, ｖｖ^*, ｖｗ^*を出力するｄｑ逆変換器と、を備え、
前記中性点電位バランス制御器は、
前記１±６ｎ次高調波のｄ軸電流指令値に各々係数を乗算し、それら各乗算出力の合計値を検出し、その検出値に応じた符号を出力するｄ軸側符号検出器と、
前記１±６ｎ次高調波のｑ軸電流指令値に各々係数を乗算し、それら各乗算出力の合計値を検出し、その検出値に応じた符号を出力するｑ軸側符号検出器と、
前記インバータの直流部の上側コンデンサの電圧および下側コンデンサの電圧の偏差と、前記ｄ軸側符号検出器から出力される符号を乗算して直流の零相電圧αを求めるｄ軸側乗算器と、
系統電圧の電圧位相ωｔを前記高調波の次数倍にし、それに対応する位相の正弦波と、前記ｑ軸側符号検出器から出力される符号と、前記インバータの直流部の上側コンデンサの電圧および下側コンデンサの電圧の偏差とを乗算して、１±６ｎ次高調波の零相電圧を求めるｑ軸側乗算器と、を備えていることを特徴とする。

【0030】

請求項５に記載の３レベルインバータの中性点電位制御装置は、請求項４において、
前記電流制御部の電流指令値加算器で加算される高調波のｄ軸電流指令値、ｑ軸電流指令値は、逆相５次高調波、正相７次高調波、逆相１１次高調波、正相１３次高調波の少なくともいずれか１つを含み、
前記中性点電位バランス制御器のｄ軸側乗算器は、前記直流の零相電圧αに代えて、前記インバータの直流部の上側コンデンサの電圧および下側コンデンサの電圧の偏差と、前記ｄ軸側符号検出器から出力される符号と、系統電圧の電圧位相ωｔを前記高調波の次数倍にし、それに対応する位相の余弦波とを乗算して、前記ｑ軸側乗算器で求められた零相電圧とは９０°位相の異なる高調波の零相電圧を求めることを特徴とする。

【0031】

請求項６に記載の３レベルインバータの中性点電位制御装置は、請求項３において、
前記電流制御部の電流指令値加算器は、逆相基本波ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ-１ ^＊および逆相基本波ｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ-１ ^＊をさらに加算し、
前記中性点電位バランス制御器は、
前記逆相基本波ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ-１ ^＊の値を検出し、その検出値に応じた符号を出力する逆相基本波ｄ軸側符号検出器と、
前記逆相基本波ｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ-１ ^＊の値を検出し、その検出値に応じた符号を出力する逆相基本波ｑ軸側符号検出器と、
前記インバータの直流部の上側コンデンサの電圧および下側コンデンサの電圧の偏差と、前記逆相基本波ｄ軸側符号検出器から出力される符号と、系統電圧の電圧位相ωｔを２倍にし、それに対応する位相の余弦波を求めたｃｏｓ２ωｔとを乗算して、２次高調波の零相電圧εを求める逆相基本波ｄ軸側乗算器と、
前記インバータの直流部の上側コンデンサの電圧および下側コンデンサの電圧の偏差と、前記逆相基本波ｑ軸側符号検出器から出力される符号と、系統電圧の電圧位相ωｔを２倍にし、それに対応する位相の正弦波を求めたｓｉｎ２ωｔとを乗算して、前記零相電圧εとは９０°位相の異なる２次高調波の零相電圧ζを求める逆相基本波ｑ軸側乗算器と、を備え、
前記中性点電位バランス制御器のｄ軸側乗算器は、前記直流の零相電圧αに代えて、前記インバータの直流部の上側コンデンサの電圧および下側コンデンサの電圧の偏差と、前記ｄ軸側符号検出器から出力される検出符号と、系統電圧の電圧位相ωｔを６倍にし、それに対応する位相の余弦波を求めたｃｏｓ６ωｔとを乗算して、前記零相電圧γとは９０°位相の異なる６次高調波の零相電圧δを求めることを特徴とする。

【0032】

請求項７に記載の３レベルインバータの中性点電位制御装置は、
請求項４に記載の中性点電位制御装置と、
請求項５に記載の中性点電位制御装置と、
設定した切替え条件成立時に、請求項４に記載の中性点電位制御装置又は請求項５に記載の中性点電位制御装置のうちいずれか一方の装置に切替える切替部と、を備えたことを特徴とする。

【0033】

請求項８に記載の３レベルインバータの中性点電位制御方法は、
高調波電流を出力する３レベルインバータにおいて、インバータの出力電圧に零相電圧を重畳することでインバータの中性点電位を制御する中性点電位制御方法であって、
電流制御部が、逆相５次、正相７次、逆相１１次、正相１３次の少なくともいずれか１つ以上の高調波電流の指令値と、インバータの出力電流を検出した検出電流との偏差に基づいてインバータの電圧指令を生成する電流制御ステップと、
中性点電位バランス制御器が、インバータの直流部の直流電圧を分圧する上側コンデンサの電圧および下側コンデンサの電圧の偏差と、前記高調波電流の指令値に基づいて、直流の零相電圧又は６次高調波の零相電圧を求め、前記求められた直流の零相電圧又は６次高調波の零相電圧を、前記電流制御部で生成されたインバータの電圧指令に重畳する中性点電位バランス制御ステップと、を備え、
前記中性点電位バランス制御ステップにより重畳された電圧に基づいて生成したゲート信号によって、前記インバータのスイッチング素子をＰＷＭ制御することを特徴としている。

【発明の効果】

【0034】

（１）請求項１～８に記載の発明によれば、３レベルインバータの出力電流の大半が高調波や逆相であり、正相基本波電流をほとんど出力しない場合においても中性点電位のバランスを維持できる。これにより、中性点電位のアンバランスに起因する出力電圧・電流へのひずみを抑制でき、スイッチング素子に印加される電圧を均等にできる。
（２）請求項２、３に記載の発明によれば、３レベルインバータの出力電流の大半が逆相５次高調波電流の場合においても、中性点電位のバランスを維持できる。
（３）請求項４、５に記載の発明によれば、３レベルインバータの出力電流に正相基本波電流、逆相５次高調波電流、正相７次高調波電流が混在する場合においても中性点電位のバランスを維持できる。同様に拡張すれば、逆相１１次や正相１３次高調波電流にも対応できる。
（４）請求項４に記載の発明によれば、特に有効電力の入出力がある程度見込まれる用途に適用して、高い中性点電位のバランス維持効果が得られる。
（５）請求項５に記載の発明によれば、特に有効電力の入出力が非常に小さい用途に適用して、高い中性点電位のバランス維持効果が得られる。
（６）請求項６に記載の発明によれば、３レベルインバータの出力電流の大半が逆相基本波電流の場合においても、中性点電位のバランスを維持できる。

【図面の簡単な説明】

【0035】

【図1】中性点クランプ式３レベルインバータの主回路構成図。

【図2】Ｔ型３レベルインバータの主回路構成図。

【図3】本発明の実施例１の制御ブロック図。

【図4】本発明の実施例２の制御ブロック図。

【図5】本発明の実施例３の制御ブロック図。

【図6】本発明の実施例４の制御ブロック図。

【図7】本発明の効果をシミュレーションにて確認した際のシミュレーション条件を示す説明図。

【図8】本発明の実施例１のシミュレーション結果を示す波形図。

【図9】本発明の実施例３のシミュレーション結果を示す波形図。

【図10】本発明の実施例４のシミュレーション結果を示す波形図。

【発明を実施するための形態】

【0036】

以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態を説明するが、本発明は下記の実施形態例に限定されるものではない。以下の実施例１～４では、インバータに電流制御を適用することを想定している。

【実施例0037】

図３に実施例１の制御ブロック図を示す。図３では、電流制御ブロック（電流制御部）と中性点電位バランス制御器を備えている。まず、電流制御ブロックの構成を述べる。

【0038】

１は、系統電圧（３レベルインバータが接続される系統の電圧）の検出信号Ｖｓを入力とし、電圧位相ωｔを出力するＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）回路、２は３相分のインバータ出力電流検出信号Iを入力とし、検出電流Iからノイズやスイッチングリプルなどを除去するローパスフィルタ（ＬＰＦ）である。

【0039】

３は、ローパスフィルタ２の出力を入力し、インバータ出力電流検出信号を電圧位相ωtに同期した回転座標上の値に変換するｄｑ変換器である。ｄｑ変換器３の出力のうちｄ軸成分がＩｄ、ｑ軸成分がＩｑとなる。

【0040】

Ｉ_ｄ-５ ^＊は逆相５次ｄ軸電流指令値、Ｉ_ｑ-５ ^＊は逆相５次ｑ軸電流指令値、Ｉ_ｄ１ ^＊は正相ｄ軸電流指令値、Ｉ_ｑ１ ^＊は正相ｑ軸電流指令値である。

【0041】

４は、電圧位相ωtを６倍して６ωｔを出力する乗算器であり、５は電圧位相ωｔの-５倍に同期した回転座標上において、直流の値である電流指令値Ｉ_ｄ-５ ^＊、Ｉ_ｑ-５ ^＊を、６ωtを用いて電圧位相ωtに同期した回転座標上の値に変換するｄｑ変換器である。

【0042】

６は、逆相５次ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ-５ ^＊のｄｑ変換後の値と正相ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ１ ^＊を加算する加算器、７は、逆相５次ｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ-５ ^＊のｄｑ変換後の値と正相ｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ１ ^＊を加算する加算器である。

【0043】

８は加算器６の出力とｄ軸成分Ｉ_ｄとの偏差を求める減算器、９は加算器７の出力とｑ軸成分Ｉ_ｑとの偏差を求める減算器である。

【0044】

１０はｄ軸の偏差（減算器８の出力）を増幅し電圧位相ωｔに同期した回転座標上の電圧指令値を出力するＰＩアンプ、１１はｑ軸の偏差（減算器９の出力）を増幅し電圧位相ωｔに同期した回転座標上の電圧指令値を出力するＰＩアンプである。

【0045】

１２は、ｄ軸側のＰＩアンプ１０の出力に基準電圧を加算する加算器である。この基準電圧は、系統電圧の定格振幅を表す固定値とするほか、系統電圧の検出信号Ｖｓから振幅を検出して加算してもよい。またＶｓをｄｑ変換してｄ軸、ｑ軸両方に加算してもよい。

【0046】

１３は、回転座標上の電圧指令値を入力し、電圧位相ωｔを用いて固定座標上の値に変換するｄｑ逆変換器である。ｄｑ逆変換器１３の出力が電圧指令値ｖｕ^＊, ｖｖ^*, ｖｗ^*となる。

【0047】

次に、中性点電位バランス制御器の構成を述べる。１４は、逆相５次ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ-５ ^＊の値を検出し、プラスならば１、マイナスならば－１、零ならば０を各々出力する符号検出器（ｄ軸側符号検出器）である。

【0048】

１５は、逆相５次ｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ-５ ^＊の値を検出し、プラスならば１、マイナスならば－１、零ならば０を各々出力する符号検出器（ｑ軸側符号検出器）である。

【0049】

１６は、インバータの直流部の上側コンデンサ電圧Ｖ_ＤＣＰの検出信号と、下側コンデンサ電圧Ｖ_ＤＣＮの検出信号の偏差を求める減算器である。

【0050】

１７は、減算器１６で求めた偏差から、ノイズやスイッチングリプル、原理的に重畳する３次高調波リプルなどを除去するローパスフィルタ（ＬＰＦ）であり、１８はローパスフィルタ１７の出力にゲインＧをかける乗算器である。

【0051】

１９は、符号検出器１４から出力される逆相５次ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ-５ ^＊の符号と、上側コンデンサ電圧Ｖ_ＤＣＰと下側コンデンサ電圧Ｖ_ＤＣＮの偏差にゲインＧをかけた値（乗算器１８の出力）との積を求める乗算器（ｄ軸側乗算器）である。乗算器１９の出力は、インバータの電圧指令（ｄｑ逆変換器１３の出力）に重畳する、後述の直流の零相電圧αである。

【0052】

２０は電圧位相ωｔを６倍して６ωｔを出力する乗算器であり、２１は６ωｔを入力し、対応する位相の正弦波（ｓｉｎ６ωｔ）を出力する正弦波生成器である。

【0053】

２２は、符号検出器１５から出力される逆相５次ｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ-５ ^＊の符号と、正弦波生成器２１の出力ｓｉｎ６ωｔと、上側コンデンサ電圧Ｖ_ＤＣＰと下側コンデンサ電圧Ｖ_ＤＣＮの偏差にゲインＧをかけた値（乗算器１８の出力）との積を求める乗算器（ｑ軸側乗算器）である。乗算器２２の出力は、インバータの電圧指令（ｄｑ逆変換器１３の出力）に重畳する、後述の６次高調波の零相電圧γｓｉｎ６ωｔである。

【0054】

２３は、乗算器１９の出力および乗算器２２の出力の和を求める加算器であり、この加算器２３の出力が中性点電位バランス制御器の出力となる。
加算器２３の出力は、加算器２４においてｄｑ逆変換器１３の出力である電圧指令値ｖｕ^＊, ｖｖ^*, ｖｗ^*すべてに加算される。

【0055】

２５は、加算器２４の出力をＰＷＭ変調し、デッドタイムを付与してインバータのスイッチング素子のゲート信号に変換して出力するＰＷＭ変調器である。

【0056】

次に実施例１の動作を説明する。まず、インバータ出力電圧・電流と中性点から流出する電流の関係を明らかにする。Ｕ相出力電圧指令値をｖ_Ｕ ^＊、Ｕ相出力電流をｉ_Ｕｎとおき、以下の（１）式のように定義する。

【0057】

【数1】

【0058】

Ｖは電圧指令値の振幅であり、－１≦Ｖ≦１を想定する。ωは基本波の角周波数である。αは直流の零相電圧、γとδは互いに位相の９０°異なる６次高調波の零相電圧の振幅を示している。βは電圧利用率向上のために重畳する３次高調波の零相電圧の振幅である。ｎは電流の高調波次数を表し、マイナスを含む整数である。ｎ＝１ならば正相の基本波電流、ｎ＝－５ならば逆相５次高調波電流を表す。φ_ｎは電圧に対する電流の位相差である。

【0059】

Ｕ相の中性点電流の１周期あたりの平均値を求める。ｖｕ^＊＝０ならば中アーム（図１、図２の回路における、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３，Ｓ６，Ｓ７，Ｓ１０，Ｓ１１）がＯＮ状態になり、Ｕ相出力電流ｉ_Ｕはすべて中性点（Ｏ）から流出する。

【0060】

ｖ_Ｕ ^＊＝±１ではｉ_Ｕは上下アームのスイッチング素子（Ｓ１，Ｓ５，Ｓ９，Ｓ４，Ｓ８，Ｓ１２）を通過し中性点Ｏには電流が流れない。

【0061】

ｖｕ^＊＝０.３ならばｉ_Ｕのうち７０％が中性点Ｏを通過し、残り３０％は上アームのスイッチング素子を通過する。この出力電流が中性点を通過する割合は以下の（２）式で表すことができる。

【0062】

【数2】

【0063】

ｎ次高調波によるＵ相中性点電流ｉ_ＮＰＵｎは、出力電流が中性点を通過する割合とｉ_Ｕの積で、次の（３）式により求めることができる。

【0064】

【数3】

【0065】

Ｕ相の中性点電流の１周期あたりの平均値Ｉ_ＮＰＵｎは、ｉ_ＮＰＵｎを積分して求めることができる。ただし、絶対値は積分の区間を分けて評価する必要がある。ここでは位相角±π／２と±３π／２で場合分けを行うが、これはα、β、γ、δが０に近い場合のみ近似解として成り立つ。ｎ＝１におけるＵ相中性点電流の平均値Ｉ_ＮＰＵ１は、次の（４）式となる。

【0066】

【数4】

【0067】

Ｖ相、Ｗ相についても同様に中性点電流を求めることができ、三相を合計した中性点電流の１周期あたりの平均値Ｉ_ＮＰｎも求めることができる。さらに、Ｉ_ｄｎ，Ｉ_ｑｎを以下の（５）式のように定義する。

【0068】

【数5】

【0069】

ｎに出現しやすい高調波の次数を入れてＩ_ＮＰｎを求め、φ_ｎを（５）式で置き換えると、次の（６）式が得られる。

【0070】

【数6】

【0071】

非特許文献２が示すように、確かに正相基本波ｄ軸電流、すなわち有効電力が入出力される場合において直流の零相電圧を重畳すると中性点電流を発生させることができ、これを用いて中性点電位を制御できることがわかる。

【0072】

また、特許文献１，２が示すように、正相基本波ｑ軸電流、すなわち無効電力が入出力される場合ならば６次の零相電圧を重畳することによって中性点電流を発生させることができる。一応有効電力の入出力中に６次の零相電圧を重畳しても中性点電流を発生させることができるが、直流の零相電圧に比べて得られる中性点電流が１／３５しかなく中性点電位の制御としては効果が非常に低くなってしまうこともわかる。

【0073】

非特許文献２と特許文献１，２の制御法は互いに干渉せず、特許文献３のように両方を併用できることも示されている。特許文献４が示すように、逆相２次高調波電流であれば零相電圧を重畳しなくても直接中性点電流に影響が及び（または中性点電流を操作でき）、零相電圧に３次高調波を重畳した場合は影響を受けるが、直流や６次高調波の零相電圧は影響しない。そのため特許文献４と非特許文献２，特許文献１～３は互いに干渉せず併用することができる。

【0074】

その一方で、（６）式より直流の零相電圧を重畳する場合、逆相５次や正相７次高調波でもｄ軸電流ならば中性点電流を発生させることができることが示されている。

【0075】

また、６次の零相電圧と逆相５次や正相７次高調波などの組み合わせでも中性点電流を発生させることができる。特に、６次高調波の零相電圧を重畳する場合は基本波よりも逆相５次や正相７次高調波電流と組み合わせた方が（６）式の係数が大きくなる。これはより大きな中性点電流を得られ、中性点電位を制御しやすいことを示している。

【0076】

実施例１は、以上の結果に基づき、ｄ軸逆相５次高調波と直流の零相電圧（α）、およびｑ軸逆相５次高調波と６次高調波の零相電圧（γ）の組み合わせにより中性点電位を制御する。

【0077】

すなわち電流制御部は、逆相５次高調波電流指令値と正相基本波電流指令値を加算した電流指令値（加算器６，７の出力）と、インバータの出力電流を検出した検出電流（ｄｑ変換器３の出力）との偏差を減算器８，９で求め、それら偏差に基づいてインバータの電圧指令を生成し（ｄｑ逆変換器１３）、中性点電位バランス制御器は、ｄ軸側乗算器１９によって直流の零相電圧αを求め、ｑ軸側乗算器２２によって６次高調波の零相電圧γを求め、零相電圧αとγの和をインバータの電圧指令（ｄｑ逆変換器１３の出力）に重畳する。

【0078】

逆相５次ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ-５ ^＊が、Ｉ_ｄ-５ ^＊＞０かつＶ_ＤＣＰ＞Ｖ_ＤＣＮの場合、図３のブロックにより電圧指令値ｖｕ^＊, ｖｖ^*, ｖｗ^*にはプラスの直流零相電圧（α：乗算器１９の出力）が重畳される。すなわち（１）式においてα＞０となる。このとき、（６）式よりＩ_ＮＰ-５＜０となりマイナスの中性点電流が発生し、インバータを系統と接続する場合に系統側からインバータに流れ込む向きとなる。この中性点電流により上側のコンデンサ（Ｃ１）は放電、下側のコンデンサ（Ｃ２）は充電され、Ｖ_ＤＣＰとＶ_ＤＣＮの差は小さくなる。

【0079】

同じくＶ_ＤＣＰ＞Ｖ_ＤＣだがＩ_ｄ-５ ^＊＜０の場合、符号検出器１４の出力がマイナスとなり（１）式においてα＜０となる。よって、Ｉ_ＮＰ-５＜０は変わらずＶ_ＤＣＰとＶ_ＤＣＮの差を小さくするよう動作する。

【0080】

Ｉ_ｑ-５ ^＊＞０かつＶ_ＤＣＰ＞Ｖ_ＤＣＮの場合、６次の正弦波が零相電圧（γ：乗算器２２の出力）として重畳されγ＞０となる。（６）式よりマイナスの中性点電流が発生し、Ｖ_ＤＣＰとＶ_ＤＣＮの差は小さくなる。

【0081】

これによって中性点電位のバランスを維持することができ、中性点電位のアンバランスに起因する出力電圧・電流へのひずみを抑制でき、スイッチング素子に印加される電圧を均等にすることができる。

【0082】

一般的な高調波負荷では、次数の高い高調波ほど電流が小さくなることが多い。実施例１はこのような負荷と同じ系統に接続するアクティブフィルタなど、逆相５次高調波を中心に出力する装置を想定した中性点電位の制御法である。

【実施例0083】

実施例１において、例えば０．５ｐ．ｕ．の逆相５次ｄ軸電流を出力中（Ｉ_ｄ-５＝０．５）に直流の零相電圧（α）を重畳してＩ_ＮＰ-５を発生させ中性点電位を制御している場合を考える。

【0084】

この時、正相基本波ｄ軸電流Ｉ_ｄ１も出力するとＩ_ＮＰ１も発生するが、Ｉ_ｄ１＞-０．１ｐ．ｕ．ならばＩ_ＮＰ-５とＩ_ＮＰ１の向きが同じ、あるいはＩ_ＮＰ-５の絶対値がＩ_ＮＰ１の絶対値に比べ大きいため、問題なく中性点電位を制御できる。

【0085】

しかし、Ｉ_ｄ１＜-０．１ｐ．ｕ．ではＩ_ＮＰ-５とＩ_ＮＰ１の向きが逆かつＩ_ＮＰ-５の絶対値がＩ_ＮＰ１の絶対値に比べ小さくなるため、意図とは逆向きの中性点電流が流れ中性点電位を制御できなくなり逆にバランスの悪化を促してしまう。

【0086】

このような場合、電圧指令値ｖｕ^＊, ｖｖ^*, ｖｗ^*に零相電圧として加算する直流電圧の向きは、Ｉ_ｄ１が-Ｉ_ｄ-５／５よりも大きいか小さいかで判断しなければならない。

【0087】

実施例２は、実施例１に対して上記問題の対策を適用した。図４に実施例２の制御ブロックを示す。図４において図３と同一部分は同一符号をもって示している。図４の電流制御ブロックにおいて、図３の構成と異なる点は、インバータの検出電流（Ｉ_ｄ、Ｉ_ｑ）と偏差をとる電流指令値として、正相７次電流指令値を追加していることにある。

【0088】

すなわち、電圧位相ωｔを－６倍して－６ωｔを出力する乗算器３１と、ωｔの７倍に同期した回転座標上において、直流の値である正相７次のｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ７ ^＊およびｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ７ ^＊を、－６ωｔを用いて、ωｔに同期した回転座標上の値に変換するｄｑ変換器３２と、ｄｑ変換器３２の出力を逆相５次のｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ-５ ^＊、ｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ-５ ^＊のｄｑ変換後の値とを各々加算する加算器３３，３４とを追加している。

【0089】

また、図４の中性点電位バランス制御器において、図３の構成と異なる点は、各電流指令値に係数を各々乗算し、それらの合計値によって直流の零相電圧αおよび６次の高調波の零相電圧γの符号を決定するように構成したことである。

【0090】

すなわち、正相７次ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ７ ^＊に係数－１／７を乗算する乗算器３５と、逆相５次ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ-５ ^＊に係数１／５を乗算する乗算器３６と、乗算器３５，３６の出力値および正相ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ１の値を合計する加算器３７とを設けて、加算器３７の出力を前記符号検出器１４に入力し、正相７次ｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ７ ^＊に係数－１／１３を乗算する乗算器３８と、逆相５次ｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ-５ ^＊に係数１／１１を乗算する乗算器３９と、正相ｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ１ ^＊に係数－１／３５を乗算する乗算器４０と、乗算器３８，３９，４０の出力値を合計する加算器４１とを設けて、加算器４１の出力を前記符号検出器１５に入力している。その他の部分は図３と同様に構成されている。

【0091】

本実施例２では、ｄ軸側において符号検出器１４に入力される加算器３７の出力、すなわちＩ_ｄ１＋Ｉ_ｄ-５／５-Ｉ_ｄ７／７が零より大きいか小さいかで直流の零相電圧α（ｄ軸乗算器１９の出力）の符号を決定する。上記の例でＩ_ｄ-５＝０．５， Ｉ_ｄ７＝０では、Ｉ_ｄ１が-０．１未満の場合になるとαの符号が反転し、適切な零相電圧を重畳できる。本実施例２ではｑ軸に対してもこの対策を適用している。

【0092】

すなわち、符号検出器１５に入力される加算器４１の出力が零より大きいか小さいかで６次高調波の零相電圧γ（ｑ軸側乗算器２２の出力）の符号を決定している。

【0093】

そのため、正相基本波電流の出力もある場合や逆相５次ではなく正相７次高調波電流を中心に出力する装置にも実施例２を適用し中性点電位制御を行うことができる。同様に１０次以降の高調波に対しても拡張することができる。

【0094】

すなわち図４の電流制御ブロックに、１±６ｎ次（ｎは整数）高調波のｄ軸、ｑ軸電流指令値を加算する加算器を追加し、中性点電位バランス制御器に、１±６ｎ次高調波に対応して、前記と同様の、係数を乗算する乗算器、合計値を求める加算器、符号検出器、ｑ軸側乗算器を設けて１±６ｎ次高調波の零相電圧を求め、それをインバータの電圧指令（ｄｑ逆変換器１３の出力）に重畳するように構成する。

【0095】

したがって実施例２によれば、３レベルインバータの出力電流に正相基本波電流、逆相５次高調波電流、正相７次高調波電流、および１±６ｎ次高調波、例えば逆相１１次高調波電流、正相１３次高調波電流が混在する場合においても、中性点電位のバランスを維持することができる。