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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2024083840
(43)【公開日】2024-06-24
(54)【発明の名称】インバータ制御装置および電力変換装置
(51)【国際特許分類】
H02P 21/24 20160101AFI20240617BHJP
H02M 7/48 20070101ALI20240617BHJP
【ＦＩ】
H02P21/24
H02M7/48 E
H02M7/48 L
【審査請求】有
【請求項の数】6
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2022197892
(22)【出願日】2022-12-12
(71)【出願人】
【識別番号】598076591
【氏名又は名称】東芝インフラシステムズ株式会社
(74)【代理人】
【識別番号】110003708
【氏名又は名称】弁理士法人鈴榮特許綜合事務所
(71)【出願人】
【識別番号】513296958
【氏名又は名称】東芝産業機器システム株式会社
(74)【代理人】
【識別番号】110003708
【氏名又は名称】弁理士法人鈴榮特許綜合事務所
(74)【代理人】
【識別番号】100108855
【弁理士】
【氏名又は名称】蔵田 昌俊
(74)【代理人】
【識別番号】100179062
【弁理士】
【氏名又は名称】井上 正
(74)【代理人】
【識別番号】100075672
【弁理士】
【氏名又は名称】峰 隆司
(74)【代理人】
【識別番号】100162570
【弁理士】
【氏名又は名称】金子 早苗
(72)【発明者】
【氏名】茂田 智秋
(72)【発明者】
【氏名】松下 真琴
【テーマコード（参考）】
5H505
5H770
【Ｆターム（参考）】
5H505DD03
5H505DD08
5H505DD11
5H505EE41
5H505EE49
5H505FF01
5H505GG04
5H505GG06
5H505GG08
5H505HB01
5H505JJ03
5H505JJ04
5H505JJ17
5H505JJ22
5H505JJ24
5H505JJ25
5H505JJ26
5H505JJ28
5H505KK06
5H505LL14
5H505LL22
5H505LL41
5H505MM12
5H770BA01
5H770DA03
5H770DA10
5H770DA41
5H770EA01
5H770FA01
5H770HA02Y
5H770HA07Z
(57)【要約】
【課題】 回転中の同期機の回転位相角および回転角速度を高精度に推定可能なインバータ制御装置を提供する。
【解決手段】 実施形態による装置は、電流指令を生成する電流指令生成部１０１と、インバータ主回路ＩＮＶと同期機Ｍとの間に流れる電流値を検出する電流検出部１１０と、電流指令に応じた電圧指令を算出する電流制御部１０２と、電圧指令に基づきインバータ主回路ＩＮＶの駆動信号を生成する変調部１０４と、同期機Ｍの回転位相角の推定値を用いて、電圧指令値および電流検出値を座標変換する座標変換部１０３、１０５と、座標変換に用いる回転位相角の推定値をゼロとしたときに、磁気突極性により発生する脈動成分を用いて、同期機Ｍの回転位相角及び回転角速度の初期値を演算する初期値演算部１０７と、初期値演算部１０７で演算された初期値を用いて、同期機Ｍの回転位相角及び回転角速度の推定値を演算する演算部１０６と、を備える。
【選択図】図１
【特許請求の範囲】
【請求項1】
電流指令を生成する電流指令生成部と、
インバータ主回路と同期機との間に流れる電流値を検出する電流検出部と、
前記電流指令に応じた電圧指令を算出する電流制御部と、
前記電圧指令の値に基づき前記インバータ主回路の駆動信号を生成する変調部と、
前記同期機の回転位相角の推定値を用いて、前記電圧指令の値および検出された前記電流値を座標変換する座標変換部と、
前記座標変換に用いる前記同期機の回転位相角の前記推定値を変化しない値としたときに、前記同期機の磁気突極性によって発生する前記同期機の出力電流の脈動成分に基づいて、前記同期機の回転位相角及び回転角速度の初期値を演算する初期値演算部と、
前記初期値演算部で演算された前記初期値を用いて、前記同期機の回転位相角及び回転角速度の前記推定値を演算する角度／速度演算部と、を備えたことを特徴とするインバータ制御装置。
インバータ主回路と同期機との間に流れる電流値を検出する電流検出部と、
前記電流指令に応じた電圧指令を算出する電流制御部と、
前記電圧指令の値に基づき前記インバータ主回路の駆動信号を生成する変調部と、
前記同期機の回転位相角の推定値を用いて、前記電圧指令の値および検出された前記電流値を座標変換する座標変換部と、
前記座標変換に用いる前記同期機の回転位相角の前記推定値を変化しない値としたときに、前記同期機の磁気突極性によって発生する前記同期機の出力電流の脈動成分に基づいて、前記同期機の回転位相角及び回転角速度の初期値を演算する初期値演算部と、
前記初期値演算部で演算された前記初期値を用いて、前記同期機の回転位相角及び回転角速度の前記推定値を演算する角度／速度演算部と、を備えたことを特徴とするインバータ制御装置。
【請求項2】
前記電流制御部は、前記電圧指令を算出するＰＩ制御部と、前記回転位相角及び回転角速度の前記初期値を演算する期間において、前記ＰＩ制御部で用いられるゲインを、前記出力電流の直流成分を電流指令値と一致させ、前記脈動成分が抑制されない値に設定するゲイン変更部と、を備える、請求項１記載のインバータ制御装置。
【請求項3】
前記ゲイン変更部は、前記初期値の演算完了後に前記ゲインの値を大きくする、請求項２記載のインバータ制御装置。
【請求項4】
前記初期値演算部において前記初期値を演算する期間における前記電流指令は、前記同期機の磁気突極性が最小となる軸方向に電流を通流するように設定されることを特徴とする、請求項１記載のインバータ制御装置。
【請求項5】
前記電流指令の値は、前記同期機の回転子ブリッジを飽和させる値であることを特徴とする、請求項１記載のインバータ制御装置。
【請求項6】
インバータ主回路と、
電流指令を生成する電流指令生成部と、
前記インバータ主回路と同期機との間に流れる電流値を検出する電流検出部と、
前記電流指令に応じた電圧指令を算出する電流制御部と、
前記電圧指令の値に基づき前記インバータ主回路の駆動信号を生成する変調部と、
前記同期機の回転位相角の推定値を用いて、前記電圧指令の値および検出された前記電流値を座標変換する座標変換部と、
前記座標変換に用いる前記同期機の回転位相角の前記推定値を変化しない値としたときに、前記同期機の磁気突極性により発生する前記同期機の出力電流の脈動成分に基づいて、前記同期機の回転位相角及び回転角速度の初期値を演算する初期値演算部と、
前記初期値演算部で演算された前記初期値を用いて、前記同期機の回転位相角及び回転角速度の前記推定値を演算する角度／速度演算部と、を備えたことを特徴とする電力変換装置。
電流指令を生成する電流指令生成部と、
前記インバータ主回路と同期機との間に流れる電流値を検出する電流検出部と、
前記電流指令に応じた電圧指令を算出する電流制御部と、
前記電圧指令の値に基づき前記インバータ主回路の駆動信号を生成する変調部と、
前記同期機の回転位相角の推定値を用いて、前記電圧指令の値および検出された前記電流値を座標変換する座標変換部と、
前記座標変換に用いる前記同期機の回転位相角の前記推定値を変化しない値としたときに、前記同期機の磁気突極性により発生する前記同期機の出力電流の脈動成分に基づいて、前記同期機の回転位相角及び回転角速度の初期値を演算する初期値演算部と、
前記初期値演算部で演算された前記初期値を用いて、前記同期機の回転位相角及び回転角速度の前記推定値を演算する角度／速度演算部と、を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明の実施形態は、インバータ制御装置および電力変換装置に関する。
【背景技術】
【0002】
従来、永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）やシンクロナスリラクタンスモータ（ＳｙｎＲＭ）等の同期モータを駆動するインバータの制御装置において、モータの回転子の位置（回転角）センサや回転速度センサを用いないセンサレス制御を行う技術が提案されている。
【0003】
例えばセンサレス制御を行うインバータ制御装置により、フリーラン状態からインバータを再起動する際には、インバータの出力位相や周波数をモータの回転子の位置や回転角速度に同期させる必要がある。このため、インバータの再起動時に、モータの磁気突極性を利用して回転子の回転位相角と回転角速度とを推定する方法や、交流電動機の残留電圧を用いて回転位相角と回転角速度とを推定する方法が提案されている。
【0004】
しかしながら、インバータが停止状態から再起動する際、前者の方法では高周波重畳の周波数と基本波周波数が近づくことから高速回転時に高周波電流検出精度が悪くなり速度推定精度が劣化する場合があった。また、後者の方法では速度が高いほど推定精度がよくなるが、磁石が極少ないもしくは存在しないモータでは残留磁束や無負荷磁束が発生しないため角度や速度を推定することが出来なかった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0005】
【特許文献1】ＷＯ２０２０／１１０３１５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0006】
例えば前者の方法を採用した制御装置において、直流電圧を印加した際に発生する基本波電流と脈動電流とを分離するためにフィルタと、そのフィルタ遅れを補正するためのマップを用いることが提案されている。しかしながら、フィルタやマップを用いることによりシステムが複雑化してしまう。
【0007】
本発明の実施形態は上記事情を鑑みて成されたものであって、回転中の同期機の回転位相角および回転角速度を高精度に推定可能なインバータ制御装置および電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【0008】
実施形態によるインバータ制御装置は、電流指令を生成する電流指令生成部と、インバータ主回路と同期機との間に流れる電流値を検出する電流検出部と、前記電流指令に応じた電圧指令を算出する電流制御部と、前記電圧指令の値に基づき前記インバータ主回路の駆動信号を生成する変調部と、前記同期機の回転位相角の推定値を用いて、前記電圧指令の値および検出された前記電流値を座標変換する座標変換部と、前記座標変換に用いる前記同期機の回転位相角の前記推定値を変化しない値としたときに、前記同期機の磁気突極性によって発生する前記同期機の出力電流の脈動成分に基づいて、前記同期機の回転位相角及び回転角速度の初期値を演算する初期値演算部と、前記初期値演算部で演算された前記初期値を用いて、前記同期機の回転位相角及び回転角速度の前記推定値を演算する角度／速度演算部と、を備える。
【図面の簡単な説明】
【0009】
【発明を実施するための形態】
【0010】
以下、実施形態のインバータ制御装置および電力変換装置について、図面を参照して説明する。
図１は、第１実施形態のインバータ制御装置および電力変換装置の一構成例を概略的に示す図である。
第１実施形態の電力変換装置は、インバータ主回路ＩＮＶと、インバータ制御装置１００とを備える。
図１は、第１実施形態のインバータ制御装置および電力変換装置の一構成例を概略的に示す図である。
第１実施形態の電力変換装置は、インバータ主回路ＩＮＶと、インバータ制御装置１００とを備える。
【0011】
インバータ主回路ＩＮＶは、直流電力を三相交流電力に変換して同期機Ｍへ出力する。インバータ主回路ＩＮＶは、各相において上アームのスイッチング素子と下アームのスイッチング素子とを備えている。
【0012】
インバータ主回路ＩＮＶには、インバータ制御装置１００から上アームと下アームとのスイッチング素子の制御信号（ゲート指令）が供給される。なお、インバータ主回路ＩＮＶは、スイッチング素子のオン／オフを切り替えることにより、交流電力と直流電力とを相互に変換することができる。
【0013】
同期機Ｍは、例えば、永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）やシンクロナスリラクタンスモータ（ＳｙｎＲＭ）などの磁気突極性を備えたモータである。本実施形態では、同期機ＭとしてＳｙｎＲＭを用いた例について説明する。
【0014】
図２は、図１に示す同期機の一構成例を説明するための図である。
ここでは、同期機Ｍの一例としてＳｙｎＲＭの構成を示している。
同期機Ｍは回転子２０と固定子１０とを備え、各励磁相に流れる三相交流電流によって磁界が発生し、回転子との磁気的相互作用によりトルクを発生する。なお、ここでは、同期機Ｍの一部のみを示しており、同期機Ｍの固定子１０および回転子２０は、例えば図２に示す構成を複数組み合わせたものとなる。
ここでは、同期機Ｍの一例としてＳｙｎＲＭの構成を示している。
同期機Ｍは回転子２０と固定子１０とを備え、各励磁相に流れる三相交流電流によって磁界が発生し、回転子との磁気的相互作用によりトルクを発生する。なお、ここでは、同期機Ｍの一部のみを示しており、同期機Ｍの固定子１０および回転子２０は、例えば図２に示す構成を複数組み合わせたものとなる。
【0015】
回転子２０は、エアギャップ２１と、外周ブリッジＢＲ１と、センターブリッジＢＲ２と、を有している。
センターブリッジＢＲ２は、回転子２０の外周と中心とを結ぶライン上に配置されている。なお、センターブリッジＢＲ２が配列したラインがｄ軸となる。外周ブリッジＢＲ１は、回転子２０の外周とエアギャップ２１との間に位置している。図２に示す同期機Ｍの部分には、回転子２０の外周部と中心部との間に延びた６つのエアギャップ２１が設けられている。エアギャップ２１は、ｄ軸に対して線対称に、センターブリッジＢＲ２と外周ブリッジＢＲ１との間に延びている。
センターブリッジＢＲ２は、回転子２０の外周と中心とを結ぶライン上に配置されている。なお、センターブリッジＢＲ２が配列したラインがｄ軸となる。外周ブリッジＢＲ１は、回転子２０の外周とエアギャップ２１との間に位置している。図２に示す同期機Ｍの部分には、回転子２０の外周部と中心部との間に延びた６つのエアギャップ２１が設けられている。エアギャップ２１は、ｄ軸に対して線対称に、センターブリッジＢＲ２と外周ブリッジＢＲ１との間に延びている。
【0016】
図３は、第１実施形態における、ｄ軸、ｑ軸、および、推定回転座標系（ｄｃ軸、ｑｃ軸）の定義を説明するための図である。
本実施形態では、ｄ軸は磁気突極性が小さくなる軸であり、ｑ軸は磁気突極性が大きくなる軸である。ｄｃ軸は推定座標系におけるｄ軸であり、ｑｃ軸は推定座標系におけるｑ軸である。
本実施形態では、ｄ軸は磁気突極性が小さくなる軸であり、ｑ軸は磁気突極性が大きくなる軸である。ｄｃ軸は推定座標系におけるｄ軸であり、ｑｃ軸は推定座標系におけるｑ軸である。
【0017】
ｄ軸は、αβ固定座標系のα軸（Ｕ相）から回転位相角θだけ回転したベクトル軸であり、ｑ軸は、電気角でｄ軸と直交するベクトル軸である。これに対し、ｄｃｑｃ推定回転座標系は回転子２０の推定位置におけるｄ軸とｑ軸とに対応する。すなわち、ｄｃ軸は、α軸から回転位相角推定値θｅｓｔだけ回転したベクトル軸であり、ｑｃ軸は、電気角でｄｃ軸と直交するベクトル軸である。換言すると、ｄ軸から推定誤差Δθだけ回転したベクトル軸がｄｃ軸であり、ｑ軸から推定誤差Δθだけ回転したベクトル軸がｑｃ軸である。
【0018】
例えば、回転角速度推定方法としてｄ軸方向に高周波電圧を重畳する方式では、ｑ軸高周波電流がゼロ、つまり高調波に対するインダクタンスが最小となる軸についてＰＬＬ（Phase Locked Loop）制御することで、同期機Ｍの回転角速度および回転位相角の推定値を演算することができる。
【0019】
インバータ制御装置１００は、例えばＣＰＵやＭＰＵなどのプロセッサを少なくとも１つと、プロセッサにより実行されるプログラムが記録されたメモリと、を備えた演算装置を含む。インバータ制御装置１００は、以下に説明する種々の機能をソフトウエアにより、若しくは、ソフトウエアとハードウエアとの組み合わせにより実現することが可能である。
【0020】
インバータ制御装置１００は、上位制御装置（図示せず）からトルク指令Ｔ＊とオンオフ指令Ｇｓｔとを受信する。上位制御装置は、同期機Ｍおよびインバータ主回路ＩＮＶを搭載した機器において、複数の構成が協調して動作するように制御する。上位制御装置は例えば操作パネルなどユーザインタフェースを備え、ユーザインタフェースの操作に基づくトルク指令Ｔ＊とオンオフ指令Ｇｓｔとをインバータ制御装置１００へ出力してもよい。
【0021】
インバータ制御装置１００は、電流指令生成部１０１と、電流制御部１０２と、座標（ｄｑ／３Φ）変換部１０３と、変調部１０４と、座標（３Φ／ｄｑ）変換部１０５と、回転角度／速度演算部１０６と、角度／速度初期値演算部１０７と、フラグ生成部１０８と、高周波電圧重畳部１０９と、電流検出器（電流検出部）１１０Ｕ、１１０Ｖ、１１０Ｗと、加算器Ａ１とを備えている。
【0022】
フラグ生成部１０８は、同期機Ｍを駆動するための各種モードを切り替えるためのフラグを生成する。フラグ生成部１０８は、第１フラグＦｌｇ１、第２フラグＦｌｇ２、第３フラグＦｌｇ３および初期化フラグＦｌｇ_ｉｎｉｔを生成して出力する。
【0023】
図４は、第１実施形態のインバータ制御装置において各種動作モードを制御するフラグの一例を概略的に示した図である。
第１フラグＦｌｇ１は、初期値推定期間において「１」であり、通常制御期間において「０」である。第２フラグＦｌｇ２は、初期値推定期間において「０」であり、通常制御期間において「１」である。初期化フラグＦｌｇ_ｉｎｉｔは、初期値推定期間において計算した回転角速度及び回転位相角を初期化する（初期値を設定する）タイミングを示す。本実施形態では、初期化フラグＦｌｇ_ｉｎｉｔは、初期値推定期間の終了時から所定の期間（１サンプル周期）経過するまでの間において「１」であり、他の期間（初期値推定期間および通常制御期間）において「０」である。
第１フラグＦｌｇ１は、初期値推定期間において「１」であり、通常制御期間において「０」である。第２フラグＦｌｇ２は、初期値推定期間において「０」であり、通常制御期間において「１」である。初期化フラグＦｌｇ_ｉｎｉｔは、初期値推定期間において計算した回転角速度及び回転位相角を初期化する（初期値を設定する）タイミングを示す。本実施形態では、初期化フラグＦｌｇ_ｉｎｉｔは、初期値推定期間の終了時から所定の期間（１サンプル周期）経過するまでの間において「１」であり、他の期間（初期値推定期間および通常制御期間）において「０」である。
【0024】
また、第３フラグＦｌｇ３は、通常制御における低速／高速センサレス制御切り替えを制御するためのフラグである。本実施形態では、第３フラグＦｌｇ３は、通常制御期間の高速センサレス制御を行う期間において「１」であり、他の期間（通常制御期間のうちの低速センサレス制御を行う期間および初期値推定期間）において「０」である。
【0025】
なお、第１遅延フラグＦｌｇ１_ｏｌｄは、第１フラグＦｌｇ１を１サンプル周期分遅延させたフラグである。第２遅延フラグＦｌｇ_ｏｌｄは、第２フラグＦｌｇ２を１サンプル周期分遅延させたフラグである。
【0026】
電流検出器１１０Ｕ、１１０Ｖ、１１０Ｗは、同期機Ｍへ流れる三相交流電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗのそれぞれの値を検出する。電流検出器１１０Ｕ、１１０Ｖ、１１０Ｗの電流検出値は、座標（３Φ／ｄｑ）変換部１０５に入力され、ｄｑ軸回転座標系の電流検出値Ｉｄｃ、Ｉｑｃに変換される。
電流指令生成部１０１は、上位制御装置から供給されたトルク指令Ｔ＊に基づいて、ｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆおよびｑ軸電流指令Ｉｑｒｅｆを生成して出力する。
電流指令生成部１０１は、上位制御装置から供給されたトルク指令Ｔ＊に基づいて、ｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆおよびｑ軸電流指令Ｉｑｒｅｆを生成して出力する。
【0027】
図５は、第１実施形態のインバータ制御装置の電流指令生成部の一構成例を概略的に示す図である。
電流指令生成部１０１は、指令生成部１１と、リミット部１２と、時間遅れ部１３と、切り換え部１４、１５と、論理積演算部１６－１８と、を備えている。
電流指令生成部１０１は、指令生成部１１と、リミット部１２と、時間遅れ部１３と、切り換え部１４、１５と、論理積演算部１６－１８と、を備えている。
【0028】
指令生成部１１は、例えば、マップや近似式、理論式などを用いて銅損最小となるｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆ１とｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆ１とを算出して出力する。
リミット部１２は、ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆ１の絶対値を下限値ｄｌｉｍ以上として第２ｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆ２の絶対値を算出し、第２ｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆ２の符号がｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆ１の符号と同じになるように第２ｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆ２を算出して出力する。
リミット部１２は、例えば、絶対値算出部と、下限リミット部と、符号判定部と、乗算部と（いずれも図示せず）を備えている。
リミット部１２は、ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆ１の絶対値を下限値ｄｌｉｍ以上として第２ｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆ２の絶対値を算出し、第２ｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆ２の符号がｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆ１の符号と同じになるように第２ｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆ２を算出して出力する。
リミット部１２は、例えば、絶対値算出部と、下限リミット部と、符号判定部と、乗算部と（いずれも図示せず）を備えている。
【0029】
絶対値算出部は、指令生成部１１からｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆ１を受信し、ｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆ１の絶対値を算出して出力する。
下限リミット部は、絶対値算出部からｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆ１の絶対値を受信し、ｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆ１の絶対値が下限値ｉｄｌｉｍ以上のときに、ｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆ１の絶対値と等しい第２ｄ軸電流指令ｉｄｒｅｆ２の絶対値を出力する。下限リミット部ＬＩＭは、ｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆ１の絶対値が下限値ｉｄｌｉｍ未満のときに、下限値ｄｌｉｍと等しい第２ｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆ２の絶対値を出力する。
下限リミット部は、絶対値算出部からｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆ１の絶対値を受信し、ｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆ１の絶対値が下限値ｉｄｌｉｍ以上のときに、ｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆ１の絶対値と等しい第２ｄ軸電流指令ｉｄｒｅｆ２の絶対値を出力する。下限リミット部ＬＩＭは、ｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆ１の絶対値が下限値ｉｄｌｉｍ未満のときに、下限値ｄｌｉｍと等しい第２ｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆ２の絶対値を出力する。
【0030】
符号判定部は、指令生成部１１からｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆ１を受信し、ｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆ１がゼロより大きいか、ゼロ以下であるかを判断する。符号判定部は、ｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆ１がゼロより大きいときに「＋１」を出力し、ｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆ１がゼロ以下のときに「-１」を出力する。
【0031】
乗算部は、下限リミット部から出力された第２ｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆ２の絶対値と符号判定部の出力値とを乗算して出力する。
上記のように、ｄ軸電流の振幅の下限をリミットすることにより、ｄ軸方向（又は-ｄ軸方向）の所定の閾値以上の基本波電流を同期機Ｍに通電することが可能となる。
上記のように、ｄ軸電流の振幅の下限をリミットすることにより、ｄ軸方向（又は-ｄ軸方向）の所定の閾値以上の基本波電流を同期機Ｍに通電することが可能となる。
【0032】
時間遅れ部１３は、オンオフ指令Ｇｓｔを所定時間遅らせて出力する。なお、オンオフ指令Ｇｓｔは、トルク指令を指令生成部１１へ供給する経路の電気的接続を切替える論理積演算部１６と、リミット部１２から切り換え部１４へ第２ｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆ２を出力する経路の電気的接続を切替える論理積演算部１８との制御指令である。また、オンオフ指令Ｇｓｔは、時間遅れ部１３を介して、指令生成部１１からｑ軸電流指令Ｉｑｒｅｆ１を出力する経路の電気的接続を切替える論理積演算部１７に供給される。
【0033】
切り換え部１４、１５は、初期推定期間と通常制御期間とで電流指令値を切り替える。
切り換え部１４は、第１入力端子と、第２入力端子と、第１出力端子とを備えている。第１入力端子には、リミット部１２から出力された第２ｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆ２が論理積演算部１８を介して入力される。第２入力端子には、ｄ軸電流指令初期値Ｉｄｒｅｆ_ｉｎｉｔが入力される。切り換え部１４は、第１フラグＦｌｇ１の値が「０」のときに、第１入力端子と第１出力端子とが電気的に接続され、第１フラグＦｌｇ１の値が「１」のときに第２入力端子と第１出力端子とが電気的に接続される。切り換え部１４の出力端子に入力された値は、ｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆとして出力される。
切り換え部１４は、第１入力端子と、第２入力端子と、第１出力端子とを備えている。第１入力端子には、リミット部１２から出力された第２ｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆ２が論理積演算部１８を介して入力される。第２入力端子には、ｄ軸電流指令初期値Ｉｄｒｅｆ_ｉｎｉｔが入力される。切り換え部１４は、第１フラグＦｌｇ１の値が「０」のときに、第１入力端子と第１出力端子とが電気的に接続され、第１フラグＦｌｇ１の値が「１」のときに第２入力端子と第１出力端子とが電気的に接続される。切り換え部１４の出力端子に入力された値は、ｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆとして出力される。
【0034】
切り換え部１５は、第３入力端子と、第４入力端子と、第２出力端子とを備えている。第３入力端子には、論理積演算部１７から出力された第２ｑ軸電流指令ｉｑｒｅｆ２が入力される。第４入力端子の入力値はゼロである。切り換え部１５は、第１フラグＦｌｇ１の値が「０」のときに、第３入力端子と出力端子とが電気的に接続され、第１フラグＦｌｇ１の値が「１」のときに第４入力端子と出力端子とが電気的に接続される。切り換え部１５の出力端子に入力された値は、ｑ軸電流指令Ｉｑｒｅｆとして出力される。
【0035】
電流制御部１０２は例えばＰＩ（比例積分）制御器を備え、座標変換部１０５から供給されたｄｃ軸電流値Ｉｄｃおよびｑｃ軸電流値Ｉｑｃと、ｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆおよびｑ軸電流指令Ｉｑｒｅｆとを比較し、ｄｃ軸電流値Ｉｄｃとｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆがゼロとなり、ｑｃ軸電流値Ｉｑｃとｑ軸電流指令ｉｑｒｅｆとの差がゼロとなるように、電圧指令Ｖｄ_ＡＣＲ、Ｖｑ_ＡＣＲを算出して出力する。
【0036】
図６は、第１実施形態のインバータ制御装置の高周波電圧重畳部の一構成例を概略的に示す図である。
高周波電圧重畳部１０９は、三角波キャリア（キャリア指令）に応じた任意周波数の高周波電圧をｄｃ軸もしくはｑｃ軸もしくはその両方について生成し、加算器Ａ１、回転角度／速度演算部１０６、および、回転角度／速度演算部１０６へ出力する。本実施形態では、高周波電圧重畳部１０９は、ｄｃ軸の高周波電圧Ｖｄｃｈを出力する。
高周波電圧重畳部１０９は、三角波キャリア（キャリア指令）に応じた任意周波数の高周波電圧をｄｃ軸もしくはｑｃ軸もしくはその両方について生成し、加算器Ａ１、回転角度／速度演算部１０６、および、回転角度／速度演算部１０６へ出力する。本実施形態では、高周波電圧重畳部１０９は、ｄｃ軸の高周波電圧Ｖｄｃｈを出力する。
【0037】
高周波電圧重畳部１０９は、通常制御期間において、同期機Ｍが低速センサレス制御されているとき（遅延後の第２フラグＦｌｇ_ｏｌｄが「１」であって第３フラグＦｌｇ３が「０」のとき）に動作し、高周波電圧Ｖｄｃｈを出力する。
【0038】
高周波電圧重畳部１０９は、遅延部９１と、同期パルス生成部９２と、高周波電圧同期部（論理積演算部）９３と、を備えている。
同期パルス生成部９２は、キャリア指令に同期した同期パルスを生成して高周波電圧同期部９３へ出力する。
同期パルス生成部９２は、キャリア指令に同期した同期パルスを生成して高周波電圧同期部９３へ出力する。
【0039】
高周波電圧同期部９３は、内部で生成された所定の大きさの直流電圧指令値である電圧Ｖｈを、同期パルスと掛け合わせて出力する。すなわち、高周波電圧重畳部１０９から出力される高周波電圧Ｖｄｃｈは、所定の振幅Ｖｈを有し、キャリア指令の周期と同期した高周波電圧周期（１／ｆｄｃｈ）を有する高周波電圧指令Ｖｄｃｈである。
【0040】
高周波電圧重畳部１０９から出力された高周波電圧指令値Ｖｄｃｈは加算器Ａ１にて、ｄ軸電圧指令Ｖｄ_ＡＣＲに加算され、加算器Ａ１の出力値がｄ軸電圧指令値Ｖｄｒｅｆとしてｄｑ／３Φ変換部１０３に供給される。
【0041】
座標（ｄｑ／３Φ）変換部１０３は、同期機Ｍの回転子の回転角速度に同期したｄｑ回転座標系の値を、三相固定座標系の値にベクトル変換して、変換後の値を出力する。本実施形態では、座標（ｄｑ／３Φ）変換部１０３は、ｄｑ回転座標系の電圧指令値Ｖｄｒｅｆ、Ｖｑｒｅｆを三相固定座標系の三相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に変換して出力する。
【0042】
変調部１０４は、三相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を、インバータ主回路ＩＮＶのゲート指令へと変換する。本実施形態では、変調部１０４は、三角波キャリアと電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊とを比較するＰＷＭ変調によりゲート指令（駆動信号）を生成し、インバータ主回路ＩＮＶへ出力する。
【0043】
３Φ／ｄｑ変換部１０５は、回転角度／速度演算部１０６から出力された回転位相角推定値θｅｓｔを用いて、三相固定座標系の値を、同期機Ｍの回転子の回転角速度に同期したｄｑ回転座標系の値にベクトル変換して、変換後の値を出力する。本実施形態では、３Φ／ｄｑ変換部１０５は、三相固定座標系の電流検出値を、ｄｑ回転座標系の電流検出値Ｉｄｃ、Ｉｑｃに変換して出力する。
【0044】
角度／速度初期値演算部１０７は、遅延後の第１フラグＦｌｇ１_ｏｌｄの値が「１」のときに動作し、三相交流電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの値とｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆとを用いて、後述する脈動電流を三相／ｄｑ変換及びＰＬＬし、回転角度初期値θｅｓｔ_ｉｎｉｔおよび回転角速度初期値ωｅｓｔ_ｉｎｉｔを演算する。
【0045】
ここで、角度／速度初期値演算部１０７で回転角度初期値θｅｓｔ_ｉｎｉｔおよび回転角速度初期値ωｅｓｔ_ｉｎｉｔを演算する際に利用する脈動電流について説明する。
対象モータである磁石がない、もしくは少ない同期機Ｍの電圧方程式は（１）式で表される。
Ｒ：電機子抵抗、ω：モータ角速度、Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス、Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス、ｖｄ：ｄ軸電圧、ｖｑ：ｑ軸電圧、ｉｄ：ｄ軸電流、ｉｑ：ｑ軸電流
対象モータである磁石がない、もしくは少ない同期機Ｍの電圧方程式は（１）式で表される。
【数1】
【0046】
また（１）式を、ある角度θを有する座標軸へ座標変換すると（２）式となる。
【数2】
【0047】
ここで、Ldc、Lqc、Ldqc、L０、L１はそれぞれ下記であり、pは微分演算子(d/dt)である。
【数3】
【0048】
上記（２）式を電流について解くと（６）式となる。
【数4】
【0049】
さらに、（３）－（５）式により（６）式を回転角度の形に戻すと（７）式となる。
電圧推定値Ｖｄｃ、Ｖｑｃがインバータからの電圧指令値と等しいと想定し、モータ電圧の平均値（直流成分）を制御できている場合、上記（７）式を下記（８）式とすることができる。
【数5】
【数6】
【0050】
さらに、ｄ軸にのみ電流を通電すると仮定すると、上記（８）式を（９）式とすることができる。
【数7】
【0051】
さらに上記（９）式を整理すると（１０）式となる。
（１０）式によれば、ｄ軸に２θの周波数の正弦波成分の電流が生じ、ｑ軸に２θの周波数の余弦波成分の電流が生じていることがわかる。なお、ｄ軸およびｑ軸に生じる上記脈動電流は、電流制御におけるゲインを増加することにより抑制される。
【数8】
【0052】
本実施形態では、角度／速度初期値演算部１０７は、上記原理により発生する脈動電流を利用して、回転角度初期値θｅｓｔ_ｉｎｉｔと回転角速度初期値ωｅｓｔ_ｉｎｉｔとを演算する。
【0053】
図７は、第１実施形態のインバータ制御装置の角度／速度初期値演算部の一構成例を概略的に示す図である。
角度／速度初期値演算部１０７は、遅延部７１と、座標変換部７２と、正規化部７３と、除算部７４、７７、７Ａ５と、減算部７５、７Ａ１と、ＰＩ制御部７６と、積分部７８、７９と、ホールド部７０と、加算部７Ａ２、７Ａ３と、乗算部７Ａ４とを備えている。
角度／速度初期値演算部１０７は、遅延部７１と、座標変換部７２と、正規化部７３と、除算部７４、７７、７Ａ５と、減算部７５、７Ａ１と、ＰＩ制御部７６と、積分部７８、７９と、ホールド部７０と、加算部７Ａ２、７Ａ３と、乗算部７Ａ４とを備えている。
【0054】
遅延部７１は、第１フラグＦｌｇ１を所定の期間（１サンプル周期）遅延させた値（Ｆｌｇ_ｏｌｄ）を出力する。
乗算部７Ａ４は、ｄ軸電流指令値ＩｄｒｅｆにゲインＧを掛けた積（Ｇ×Ｉｄｒｅｆ）を算出して、加算部７Ａ１と除算部７Ａ５とに出力する。
除算部７Ａ５は、乗算部７Ａ４から出力された値を２で除した商（（Ｇ×Ｉｄｒｅｆ）／２）を、加算部７Ａ２、７Ａ３へ出力する。
乗算部７Ａ４は、ｄ軸電流指令値ＩｄｒｅｆにゲインＧを掛けた積（Ｇ×Ｉｄｒｅｆ）を算出して、加算部７Ａ１と除算部７Ａ５とに出力する。
除算部７Ａ５は、乗算部７Ａ４から出力された値を２で除した商（（Ｇ×Ｉｄｒｅｆ）／２）を、加算部７Ａ２、７Ａ３へ出力する。
【0055】
減算部７Ａ１は、Ｕ相電流ｉｕの値から乗算部７Ａ４の出力値を引いた差（ｉｕ－Ｇ×Ｉｄｒｅｆ）を出力する。
加算部７Ａ２は、Ｖ相電流ｉｖの値と除算部７Ａ５の出力値とを足した和（ｉｖ＋（Ｇ×Ｉｄｒｅｆ）／２）を出力する。
加算部７Ａ３は、Ｗ相電流ｉｗの値と除算部７Ａ５の出力値とを足した和（ｉｗ＋（Ｇ×Ｉｄｒｅｆ）／２）を出力する。
加算部７Ａ２は、Ｖ相電流ｉｖの値と除算部７Ａ５の出力値とを足した和（ｉｖ＋（Ｇ×Ｉｄｒｅｆ）／２）を出力する。
加算部７Ａ３は、Ｗ相電流ｉｗの値と除算部７Ａ５の出力値とを足した和（ｉｗ＋（Ｇ×Ｉｄｒｅｆ）／２）を出力する。
【0056】
ここで、－ｄ軸を目標に、角度をゼロとして電流制御を行う場合、Ｕ相にはｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆをｓｑｒｔ（２／３）倍した電流が流れる。また、このとき、Ｖ、Ｗ相にはＵ相電流ｉｕを１／２して符号反転した電流が流れる。本実施形態ではこれを利用して、Ｖ軸電流ｉｖとＷ軸電流ｉｗとの各々にｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆをゲインの１／２倍した値（（Ｇ×Ｉｄｒｅｆ）／２）を加算することで、ハイパスフィルタや複雑なマップなどを利用することなく、容易に脈動電流を算出することができる。
【0057】
座標変換部７２は、減算部７Ａ１の出力値、加算部７Ａ２、７Ａ３の出力値および回転位相角θｅｓｔ２を受信し、回転位相角θｅｓｔ２を用いて、三相固定座標系の電流値をｄｑ軸回転座標系の電流値ｄ２、ｑ２に変換して出力する。
【0058】
正規化部７３は、座標変換部７２から電流値ｄ２、ｑ２を受信し、ｑ軸電流値ｑ２を正規化する値Ａを演算して出力する。正規化部７３は、例えば、ｑ軸電流値ｑ２の振幅を正規化するための値Ａを算出する。
【数9】
【0059】
除算部７４は、ｑ軸電流値ｑ２を、正規化部７３から出力された値Ａで割って、正規化した値を減算部７５へ出力する。ｑ軸電流値ｑ２を正規化することにより、ｑ軸電流値ｑ２の振幅が正規化され（振幅が１以下となり）、後段のＰＩ制御部７６への入力値が過大になることを回避できる。
【0060】
なお、上記（１０）式によれば、ｄ軸電流にｓｉｎ成分が含まれ、ｑ軸電流にｃｏｓ成分が含まれている。このことから、角度／速度初期値演算部１０７は、例えば、ｄ軸電流を分子、ｑ軸電流を分母として逆正接（ａｔａｎ）を演算してもよい。この場合、ｄｑ軸で脈動電流の振幅がほぼ同一であることから、振幅の正規化の必要がなくなるため、後段のＰＩ制御のゲイン設計が簡潔となる。
【0061】
減算部７５は、除算部７４から出力された値（正規化後のｑ軸電流値ｑ２）をゼロから引いた差を演算し、ＰＩ制御部７６へ出力する。
ＰＩ制御部７６は、減算部７５から入力された値がゼロに追従するように回転角速度ωｅｓｔ２を演算して、除算部７７と積分部７８とに演算結果を出力する。ここで、ＰＩ制御部７６には、正規化後のｑ軸電流値ｑ２とゼロとの差が入力されることから、ＰＩ制御部７６は、ｑ軸電流値ｑ２がゼロとなるような回転角速度ωｅｓｔ２を演算している。これは、本実施形態のインバータ制御装置では、初期値演算期間においてｄ軸に電流を通電させているためである。
ＰＩ制御部７６は、減算部７５から入力された値がゼロに追従するように回転角速度ωｅｓｔ２を演算して、除算部７７と積分部７８とに演算結果を出力する。ここで、ＰＩ制御部７６には、正規化後のｑ軸電流値ｑ２とゼロとの差が入力されることから、ＰＩ制御部７６は、ｑ軸電流値ｑ２がゼロとなるような回転角速度ωｅｓｔ２を演算している。これは、本実施形態のインバータ制御装置では、初期値演算期間においてｄ軸に電流を通電させているためである。
【0062】
なお、本実施形態のインバータ制御装置では、通常制御期間において、ｄ軸にオフセット電流を通電する方法を採用しているが、ｑ軸に通電する方法を採用しても構わない。このオフセット電流は回転子ブリッジを磁気飽和させること、高速回転時に無負荷電圧を発生させて位置を推定すること、などを目的として通電される。初期値演算期間にｄ軸方向に電流を通電している場合、通常制御への移行がスムーズであり、ｑ軸よりもｄ軸の方が比較的磁気飽和を起こしやすく、磁気突極性を顕著にできるメリットがある。
【0063】
除算部７７は、ＰＩ制御部７６から出力された回転角速度ωｅｓｔ２を２で割った値ωｅｓｔ１を、積分部７９およびホールド部７０へ出力する。回転角速度ωｅｓｔ２は周波数が２θ（同期機Ｍの基本波周波数の２倍）の脈動電流から得られた回転角速度であるため、除算部７７により、回転角速度ωｅｓｔ２を２で割った回転角速度ωｅｓｔ１を算出している。
【0064】
積分部７９は、除算部７７から出力された回転角速度ωｅｓｔ１を積分して、回転位相角θｅｓｔ１を算出してホールド部７０へ出力する。
ホールド部７０は、初期化フラグＦｌｇ_ｉｎｉｔが「０」から「１」となったときに、回転角速度ωｅｓｔ１と回転位相角θｅｓｔ１とを保持し、保持されている値を回転角度初期値θｅｓｔ_ｉｎｉｔおよび回転角速度初期値ωｅｓｔ_ｉｎｉｔとして出力する。
積分部７８は、ＰＩ制御部７６から入力された回転角速度ωｅｓｔ２を積分し、回転位相角θｅｓｔ２を演算し、座標変換部７２へ出力する。
ホールド部７０は、初期化フラグＦｌｇ_ｉｎｉｔが「０」から「１」となったときに、回転角速度ωｅｓｔ１と回転位相角θｅｓｔ１とを保持し、保持されている値を回転角度初期値θｅｓｔ_ｉｎｉｔおよび回転角速度初期値ωｅｓｔ_ｉｎｉｔとして出力する。
積分部７８は、ＰＩ制御部７６から入力された回転角速度ωｅｓｔ２を積分し、回転位相角θｅｓｔ２を演算し、座標変換部７２へ出力する。
【0065】
図８は、第１実施形態のインバータ制御装置の回転角度／速度演算部の一構成例を概略的に示す図である。
回転角度／速度演算部１０６は、第３フラグＦｌｇ３に応じて位置誤差推定方法を切り替え、初期化フラグＦｌｇ_ｉｎｉｔに応じて積分値を初期化（イニシャライズ）する。また、回転角度／速度演算部１０６は、回転角度／速度の初期値を演算している期間において、回転角度及び速度の値をゼロとする。
回転角度／速度演算部１０６は、第３フラグＦｌｇ３に応じて位置誤差推定方法を切り替え、初期化フラグＦｌｇ_ｉｎｉｔに応じて積分値を初期化（イニシャライズ）する。また、回転角度／速度演算部１０６は、回転角度／速度の初期値を演算している期間において、回転角度及び速度の値をゼロとする。
【0066】
回転角度／速度演算部１０６は、バンドパスフィルタ６１と、ＦＦＴ解析部６２と、第１位置誤差演算部６３と、第２位置誤差演算部６５と、ＰＬＬ部６４、６６と、積分部６７と、遅延部６８と、切り換え部ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３と、を備えている。
【0067】
バンドパスフィルタ６１は、３Φ／ｄｑ変換部１０５からｑｃ軸の応答電流値（出力電流）Ｉｄｃ、Ｉｑｃを受信し、高周波電圧指令Ｖｄｈの周波数（重畳高周波電圧周波数）ｆｈと等しい周波数を含む帯域の高周波電流Ｉｄｃ´、Ｉｑｃ´成分を抽出して出力する。
【0068】
ＦＦＴ解析部６２は、例えば高周波電流Ｉｄｃ´、Ｉｑｃ´成分のＦＦＴ（高速フーリエ変換）解析を行い、高周波電流振幅Ｉｈを検出する。ＦＦＴ解析部６２は、高周波電流Ｉｄｃ´、Ｉｑｃ´成分と高周波電圧指令Ｖｄｃｈとを取得し、高周波電圧の１／４周期毎のタイミングで高周波電流Ｉｄｃ´、Ｉｑｃ´成分の値をサンプリングし、サンプリングした値の差から高周波電流振幅Ｉｈを検出する。ＦＦＴ解析部６２は、検出した高周波電流振幅Ｉｈを第１位置誤差演算部６３へ出力する。
【0069】
第１位置誤差演算部６３は、例えば下記の回転角度依存の特性を利用して回転位相角誤差Δθを演算する。
回転角度を、回転位相角誤差Δθを有する座標軸への変換とし、低速状態を仮定して回転角速度ωを含む成分と抵抗電圧降下とを無視する。この場合、上記（７）式は(１１)式となる。
回転角度を、回転位相角誤差Δθを有する座標軸への変換とし、低速状態を仮定して回転角速度ωを含む成分と抵抗電圧降下とを無視する。この場合、上記（７）式は(１１)式となる。
【数10】
【0070】
さらに、高周波電圧を、推定されたｄ軸であるｄｃ軸のみに印加するならば、（１１）式は（１２）式に書き改められる。
【数11】
【0071】
（１２）式によると、ｑｃ軸の高調波電流は、回転位相角誤差Δθに依存して変化することが分かる。（１２）式のｑｃ軸電流をｄｃ軸で除して、高周波電流の振幅をｉｄｃｈ、ｉｑｃｈとすると、回転位相角誤差Δθは（１３）式となる。
【数12】
【0072】
第１位置誤差演算部６３は、上記ｄｃ、ｑｃ軸の高調波電流の回転位相角依存の特性を利用して、回転位相角誤差Δθの推定値Δθｅｓｔを演算し、ＰＬＬ部６４へ演算結果Δθｅｓｔを出力する。
【0073】
ＰＬＬ部６４は、第１位置誤差演算部６３から入力された回転位相角誤差の推定値Δθｅｓｔがゼロに収束するようにＰＬＬ制御を行い、回転角速度推定値ωｅｓｔを算出して切り換え部ＳＷ１へ出力する。
【0074】
なお、ＰＬＬ部６４は、初期化フラグＦｌｇ_ｉｎｉｔが「０」から「１」となったときに、角度／速度初期値演算部１０７から供給された回転角速度初期値ωｅｓｔ_ｉｎｉｔをＰＬＬ制御の初期値として設定する。
【0075】
第２位置誤差演算部６５は、例えば、電流制御部の出力とフィードフォワード電圧との関係を用いた方式を適用して回転位相角誤差Δθを演算する。
回転位相角に誤差を生じる場合の電圧方程式は上述の（２）式で表すことができ、この時のフィードフォワード電圧指令を（１４）式とする。
回転位相角に誤差を生じる場合の電圧方程式は上述の（２）式で表すことができ、この時のフィードフォワード電圧指令を（１４）式とする。
【0076】
【数13】
【0077】
この時、これらの差分（誤差分）が電流制御器の出力となり、モータ角速度ωと推定値ωｅｓｔとがほぼ一致し、抵抗による電圧降下が無視できる場合、（１５）式となる。
【数14】
【0078】
上記（１５）式のｄ軸成分に着目すると（１６）式となる
（１６）式において、回転位相角誤差Δθの推定値Δθｅｓｔを（１７）式で表すことができる。
【数15】
【数16】
【0079】
実際の計算ではΔθｅｓｔを積分してωｅｓｔを計算するため、本式におけるωｅｓｔは１サンプル周期前の値を用いれば良い。
第２位置誤差演算部６５は、上記（１７）式より回転位相角誤差Δθｅｓｔを算出し、ＰＬＬ部６６へ出力する。
ＰＬＬ部６６は、第２位置誤差演算部６５から入力された回転位相角誤差の推定値Δθｅｓｔがゼロに収束するようにＰＬＬ制御を行い、回転角速度推定値ωｅｓｔを算出して切り換え部ＳＷ１へ出力する。
第２位置誤差演算部６５は、上記（１７）式より回転位相角誤差Δθｅｓｔを算出し、ＰＬＬ部６６へ出力する。
ＰＬＬ部６６は、第２位置誤差演算部６５から入力された回転位相角誤差の推定値Δθｅｓｔがゼロに収束するようにＰＬＬ制御を行い、回転角速度推定値ωｅｓｔを算出して切り換え部ＳＷ１へ出力する。
【0080】
なお、ＰＬＬ部６６は、初期化フラグＦｌｇ_ｉｎｉｔが「０」から「１」となったときに、角度／速度初期値演算部１０７から供給された回転角速度初期値ωｅｓｔ_ｉｎｉｔをＰＬＬ制御の初期値として設定する。
【0081】
例えばモータモデルの電圧（ある電流を流すのに必要な電圧）とフィードフォワード電圧指令とが一致する場合、ＰＩ制御器は電圧を出力する必要がなくなる。センサレス制御は、この状態を目指すべき動作点と考え、ＰＩ制御の電圧値がゼロになるようにＰＬＬ制御を構築します。すなわち、ＰＬＬ制御で回転角速度推定値ωｅｓｔを変化させると、その積分値である回転位相角推定値θｅｓｔも変化し、回転位相角誤差Δθ（＝回転位相角θの真値－回転位相角推定値θｅｓｔ）が小さくなることを利用して、上記動作点を実現するようＰＬＬ制御が構築される。
【0082】
切り換え部ＳＷ１は、第５入力端子と、第６入力端子と、第３出力端子と、を備えている。第５入力端子には、ＰＬＬ部６４の出力値ωｅｓｔが入力される。第６入力端子には、ＰＬＬ部６６の出力値ωｅｓｔが入力される。第３出力端子は、第３フラグＦｌｇ３の値が「０」のときに第５入力端子と電気的に接続され、第３フラグＦｌｇ３の値が「１」のときに第６入力端子と電気的に接続される。第３出力端子は、回転角速度推定値ωｅｓｔを積分部６７、第２位置誤差演算部６５、および、切り換え部ＳＷ３へ出力する。
【0083】
本実施形態のインバータ制御装置では、フラグ生成部１０８が、初期速度推定の結果（ωｅｓｔ）と、低速／高速センサレス制御切り替え周波数の閾値（ωｓｈ）とを比較し、第３フラグＦｌｇ３の値を切り替えることで、上記の低速センサレス制御と高速センサレス制御とを使い分けることができる。
【0084】
積分部６７は、切り換え部ＳＷ１から入力された回転角速度推定値ωｅｓｔを積分して、回転位相角推定値θｅｓｔを算出し、切り換え部ＳＷ２へ出力する。
なお、積分部６７は、初期化フラグＦｌｇ_ｉｎｉｔが「０」から「１」となったときに、角度／速度初期値演算部１０７から供給された回転位相角初期値θｅｓｔ_ｉｎｉｔを積分演算の初期値として設定する。
なお、積分部６７は、初期化フラグＦｌｇ_ｉｎｉｔが「０」から「１」となったときに、角度／速度初期値演算部１０７から供給された回転位相角初期値θｅｓｔ_ｉｎｉｔを積分演算の初期値として設定する。
【0085】
切り換え部ＳＷ２は、第７入力端子と、第８入力端子と、第４出力端子と、を備えている。第７入力端子には、積分部６７の出力値θｅｓｔが入力される。第８入力端子の入力値はゼロである。第４出力端子は、遅延後の第２フラグＦｌｇ_ｏｌｄの値が「０」のときに第８入力端子と電気的に接続され、遅延後の第２フラグＦｌｇ_ｏｌｄの値が「１」のときに第７入力端子と電気的に接続される。第４出力端子の出力値θｅｓｔは、回転角度／速度演算部１０６の出力値として、座標変換部１０３、１０５に供給される。
【0086】
切り換え部ＳＷ３は、第９入力端子と、第１０入力端子と、第５出力端子と、を備えている。第９入力端子には、切り換え部ＳＷ１から回転角速度推定値ωｅｓｔが入力される。第１０入力端子の入力値はゼロである。第５出力端子は、延後の第２フラグＦｌｇ_ｏｌｄの値が「０」のときに第１０入力端子と電気的に接続され、遅延後の第２フラグＦｌｇ_ｏｌｄの値が「１」のときに第９入力端子と電気的に接続される。第５出力端子の出力値ωｅｓｔは、回転角度／速度演算部１０６の出力値として、電流制御部１０２およびフラグ生成部１０８に供給される。
【0087】
上記のように、本実施形態のインバータ制御装置および電力変換装置では、角度／速度初期値演算部１０７で回転角度初期値θｅｓｔ_ｉｎｉｔおよび回転角速度初期値ωｅｓｔ_ｉｎｉｔを演算する際に脈動電流を利用している。この脈動電流は、電流制御部１０２でのＰＩ制御に用いる電流制御ゲイン（ＰＩ制御ゲイン）を大きくするとゼロに近づくため、初期値演算期間における電流制御ゲインが適切に設定されなければ、回転角度初期値θｅｓｔ_ｉｎｉｔおよび回転角速度初期値ωｅｓｔ_ｉｎｉｔを演算することができなくなる。
そこで、本実施形態では、初期値演算期間と通常制御期間とで電流制御部１０２において異なる電流制御ゲインの値を用いている。
そこで、本実施形態では、初期値演算期間と通常制御期間とで電流制御部１０２において異なる電流制御ゲインの値を用いている。
【0088】
図９は、第１実施形態のインバータ制御装置の電流制御部の一構成例を概略的に示す図である。
なお、ｄ軸電圧指令Ｖｄ_ＡＣＲを算出する構成とｑ軸電圧指令Ｖｑ_ＡＣＲを算出する構成とは同様であるので、ここでは同一の図を用いて双方について説明する。
なお、ｄ軸電圧指令Ｖｄ_ＡＣＲを算出する構成とｑ軸電圧指令Ｖｑ_ＡＣＲを算出する構成とは同様であるので、ここでは同一の図を用いて双方について説明する。
【0089】
電流制御部１０２は、減算部２１と、ゲイン変更部２２と、ＰＩ制御部２３と、加算部２４と、を備えている。ＰＩ制御部２３は、比例ゲイン乗算部２３１と、積分ゲイン乗算部２３２と、積分部２３３と、加算部２３４とを備えている。
減算部２１は、ｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆからｄｃ軸電流値Ｉｄｃを引いた差、および、ｑ軸電流指令Ｉｑｒｅｆからｑｃ軸電流値Ｉｑｃを引いた差を出力する。
減算部２１は、ｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆからｄｃ軸電流値Ｉｄｃを引いた差、および、ｑ軸電流指令Ｉｑｒｅｆからｑｃ軸電流値Ｉｑｃを引いた差を出力する。
【0090】
ゲイン変更部２２は、第１フラグｆｌｇ１の値に応じて出力値を変更する。例えば、ゲイン変更部２２は、第１フラグｆｌｇ１の値が「１」のとき（初期値演算期間）に、電流制御カットオフ周波数ωＡＣＲ１を出力し、第１フラグｆｌｇ２の値が「０」のとき（通常制御期間）に、電流制御カットオフ周波数ωＡＣＲ２（＞ωＡＣＲ１）を出力する。
【0091】
比例ゲイン乗算部２３１は、減算部２１から出力された値に比例ゲインＫｐを乗じた積を出力する。比例ゲインＫｐは、ゲイン変更部２２から出力された値に応じて設定される。
積分ゲイン乗算部２３２は、減算部２１から出力された値に積分ゲインＫｉを乗じた積を出力する。積分ゲインＫｉは、ゲイン変更部２２から出力された値に応じて設定される。
積分部２３３は、積分ゲイン乗算部２３２から出力された値を積分して出力する。
加算部２３４は、比例ゲイン乗算部２３１の出力値と積分部２３３の出力値とを加算した和を演算して出力する。
積分ゲイン乗算部２３２は、減算部２１から出力された値に積分ゲインＫｉを乗じた積を出力する。積分ゲインＫｉは、ゲイン変更部２２から出力された値に応じて設定される。
積分部２３３は、積分ゲイン乗算部２３２から出力された値を積分して出力する。
加算部２３４は、比例ゲイン乗算部２３１の出力値と積分部２３３の出力値とを加算した和を演算して出力する。
【0092】
以下に、電流制御部１０２にて用いられる比例ゲインＫｐと積分ゲインＫｉとについて説明する。
推定誤差Δθが小さく速度推定ωｅｓｔがモータ角速度ωとほぼ一致し、ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆが、実際値ｉｄ、ｉｑと一致し、さらにパラメータ設定値Ｌｄ_ｓｅｔ、Ｌｑ_ｓｅｔが真値と合致する場合、（１）式から（１４）式を引き算すると、制御対象モータＭの電圧方程式を簡素なモデルに置き換えることができる。
推定誤差Δθが小さく速度推定ωｅｓｔがモータ角速度ωとほぼ一致し、ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆが、実際値ｉｄ、ｉｑと一致し、さらにパラメータ設定値Ｌｄ_ｓｅｔ、Ｌｑ_ｓｅｔが真値と合致する場合、（１）式から（１４）式を引き算すると、制御対象モータＭの電圧方程式を簡素なモデルに置き換えることができる。
【0093】
【数17】
【0094】
ここで、微分演算子ｐをラプラス演算子に置き換えてまとめると、下記となる。
（１９）式によると、電流は電圧入力にモータパラメータ（モータ抵抗）ＲとインダクタンスＬの一次遅れ系とが掛け合わされた形となることがわかる。
【数18】
【0095】
図１０は、第１実施形態のインバータ制御装置により電流をＰＩ制御する場合の伝達関数の一例について説明するための図である。
例えば、Ｖｄ′、Ｖｑ′をＰＩ制御の出力電圧ＶｄＰＩ、ＶｑＰＩと考え、図１１のように電流をＰＩ制御する場合、その閉ループ伝達関数は下記となる。
ここで、ｉ：出力電流 ｉｒｅｆ：電流指令 Ｒ：モータ抵抗 Ｌ：インダクタンス
τ：モータ時定数（Ｌ／Ｒ） Ｋｐ、Ｋｉ：ＰＩ制御ゲイン
例えば、Ｖｄ′、Ｖｑ′をＰＩ制御の出力電圧ＶｄＰＩ、ＶｑＰＩと考え、図１１のように電流をＰＩ制御する場合、その閉ループ伝達関数は下記となる。
【数19】
τ：モータ時定数（Ｌ／Ｒ） Ｋｐ、Ｋｉ：ＰＩ制御ゲイン
【0096】
このとき、Ｋｐ／Ｋｉ＝τとなるようなゲインを設定すると、下記（２１）式のように、閉ループ伝達関数を任意時定数の一次遅れ系で調整することが可能となる。
τＡＣＲ：電流制御時定数 ωＡＣＲ：電流制御カットオフ周波数
【数20】
【0097】
このとき、Ｋｐ，Ｋｉは係数を比較して下記のように決定される。
上記（２２Ｂ）式と（２３Ｃ）式とを用いたＫｐ，Ｋｉの演算において、インダクタンスＬは、制御する電流に合わせてｄ軸インダクタンスＬｄ又はｑ軸インダクタンスＬｑを用いればよい。また、電流制御カットオフ周波数ωＡＣＲには、ゲイン変更部２２から入力された電流制御カットオフ周波数ωＡＣＲ１、ωＡＣＲ２が用いられる。
【数21】
【0098】
図１１は、第１実施形態のインバータ制御装置の電流制御部において、電流制御ゲインを変更するタイミングの一例を概略的に示す図である。
本実施形態のインバータ制御装置では、上述のように、初期推定期間中（第１フラグｆｌｇ１の値が「１」の期間）は電流制御ゲインを下げる設定を行うが、その場合、通常制御期間に移行した後に電流を精度よく制御できない可能性がある。この場合、例えば図１２に示すように、初期推定（初期値の演算）が完了した後（例えば第１フラグｆｌｇ１の値が「１」から「０」となってから１サンプル周期後）に、ゲイン変更部２２の出力値を電流制御カットオフ周波数ωＡＣＲ１から電流制御カットオフ周波数ωＡＣＲ２へ増加させ、電流制御ゲインを上げてもよい。
本実施形態のインバータ制御装置では、上述のように、初期推定期間中（第１フラグｆｌｇ１の値が「１」の期間）は電流制御ゲインを下げる設定を行うが、その場合、通常制御期間に移行した後に電流を精度よく制御できない可能性がある。この場合、例えば図１２に示すように、初期推定（初期値の演算）が完了した後（例えば第１フラグｆｌｇ１の値が「１」から「０」となってから１サンプル周期後）に、ゲイン変更部２２の出力値を電流制御カットオフ周波数ωＡＣＲ１から電流制御カットオフ周波数ωＡＣＲ２へ増加させ、電流制御ゲインを上げてもよい。
【0099】
また、電流制御のカットオフ周波数は、低速センサレス制御と高速センサレス制御との切り替え周波数の閾値ωｓｈを基準に設定してもよい。初期値演算に用いられる電流脈動は基本波の２倍で発生することから、例えばカットオフ周波数ωＡＣＲ１＝ωｓｈ／２と設定すれば、閾値ωｓｈ以下では速度が低いと判断でき、低速センサレス制御モードを選択できる。
【0100】
閾値ωｓｈの値がユーザにより可変である場合、定格回転数を基準に電流制御カットオフ周波数ωＡＣＲ１を決めてもよい。制御対象が一般的なモータである場合、例えば閾値ωｓｈが定格周波数の２０％程度とされることが多く、定格周波数と閾値ωｓｈとの関係に基づいて電流制御カットオフ周波数ωＡＣＲ１を決めてもよい。
【0101】
次に、第１実施形態のインバータ制御装置１００の動作について説明する。
図１２は、第１実施形態のインバータ制御装置の動作の一例について説明するためのフローチャートである。
インバータ制御装置１００は、上位制御装置より再起動指令を受信すると、電流制御を開始する（ステップＳ１）。
図１２は、第１実施形態のインバータ制御装置の動作の一例について説明するためのフローチャートである。
インバータ制御装置１００は、上位制御装置より再起動指令を受信すると、電流制御を開始する（ステップＳ１）。
【0102】
すなわち、フラグ生成部１０８は、第１フラグＦｌｇ１の値を「１」、第２フラグＦｌｇ２を「０」、第３フラグＦｌｇ３の値を「０」、初期化フラグＦｌｇ_ｉｎｉｔの値を「０」とする。
【0103】
角度／速度初期値演算部１０７は、第１フラグＦｌｇ１の値が「１」となると（ステップＳ２）、回転位相角の初期値θｅｓｔと回転角速度の初期値ωｅｓｔとの演算を行う（ステップＳ３）。
【0104】
フラグ生成部１０８は、第１フラグＦｌｇ１の値を「１」として所定期間経過後に、第１フラグＦｌｇ１の値を「０」とし、第２フラグＦｌｇ２の値を「１」とし、初期化フラグＦｌｇ_ｉｎｉｔの値を「１」とする。更に１サンプル周期経過後に、フラグ生成部１０８は、初期化フラグＦｌｇ_ｉｎｉｔの値を「０」とする。
【0105】
本実施形態のインバータ制御装置１００では、例えば第１フラグＦｌｇ１の値を「１」から第１フラグＦｌｇ１の値を「０」となったときに、電流制御部１０２における電流制御ゲインの値が大きくなるように切り替えられる。
【0106】
第２フラグＦｌｇ２の値が「０」から「１」になったときに（ステップＳ４）、初期化フラグＦｌｇ_ｉｎｉｔの値が「０」から「１」となり、角度／速度初期値演算部１０７は、回転位相角の初期値θｅｓｔ_ｉｎｉｔと回転角速度の初期値ωｅｓｔ_ｉｎｉｔとを保存し、回転位相角の初期値θｅｓｔ_ｉｎｉｔと回転角速度の初期値ωｅｓｔ_ｉｎｉｔとを回転角度／速度演算部１０６へ出力する（ステップＳ５）。
【0107】
初期化フラグＦｌｇ_ｉｎｉｔの値が「０」から「１」となると、回転角度／速度演算部１０６は、角度／速度初期値演算部１０７から供給された回転位相角の初期値θｅｓｔ_ｉｎｉｔと回転角速度の初期値ωｅｓｔ_ｉｎｉｔと、ＰＬＬ部６４、６６および積分部６７の初期値として初期化を行う（ステップＳ６）。
【0108】
続いて、インバータ制御装置１００は、初期値演算期間から通常制御期間へと移行する。フラグ生成部１０８は、初期化フラグＦｌｇ_ｉｎｉｔの値を「０」とし、同期機Ｍの回転角速度の推定値ωｅｓｔに応じて第３フラグＦｌｇ３を切り替える。フラグ生成部１０８は、同期機Ｍの回転角速度推定値ωｅｓｔが所定の閾値よりも高いときに第３フラグＦｌｇ３の値を「１」とし、同期機Ｍの回転角速度推定値ωｅｓｔが所定の閾値よりも低いときに第３フラグＦｌｇ３の値を「０」とする。
【0109】
回転角度／速度演算部１０６は、第３フラグＦｌｇ３の値が「１」のときに（ステップＳ７）、第２位置誤差演算部６５から出力された位相角誤差Δθを用いて演算された回転位相角の推定値θｅｓｔと回転角速度推定値ωｅｓｔを出力する（ステップＳ８）。
【0110】
回転角度／速度演算部１０６は、第３フラグＦｌｇ３の値が「０」のときに（ステップＳ７）、第１位置誤差演算部６３から出力された位相角誤差Δθを用いて演算された回転位相角の推定値θｅｓｔと回転角速度推定値ωｅｓｔを出力する（ステップＳ９）。
【0111】
回転角度／速度演算部１０６は、通常制御期間において、上記ステップＳ７の判断に応じて、ステップＳ８とステップＳ９とを切り替えてインバータ主回路ＩＮＶの制御を行う。
【0112】
図１３は、第１実施形態のインバータ制御装置の効果の一例について説明するための図である。
ここでは、ｑ軸電流指令をゼロとし、ｄ軸電流指令をＩｄｒｅｆ（直流電流）としてインバータＩＮＶを再起動する際の、ｄｑ軸電圧指令値Ｖｄｃ、Ｖｑｃと、相電流（インバータ主回路ＩＮＶの出力電流）ｉｕ、ｉｖ、ｉｗと、補正後の相電流ｉｕ_２、ｉｖ_２、ｉｗ_２と、角速度の実際値ωａｃｔと、角速度の推定値ωｅｓｔと、角度の実際値θａｃｔと、角度の推定値θｅｓｔとの時間変化を示している。補正後の相電流ｉｕ_２、ｉｖ_２、ｉｗ_２は、相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの直流成分を除いた脈動成分のみの波形である。
ここでは、ｑ軸電流指令をゼロとし、ｄ軸電流指令をＩｄｒｅｆ（直流電流）としてインバータＩＮＶを再起動する際の、ｄｑ軸電圧指令値Ｖｄｃ、Ｖｑｃと、相電流（インバータ主回路ＩＮＶの出力電流）ｉｕ、ｉｖ、ｉｗと、補正後の相電流ｉｕ_２、ｉｖ_２、ｉｗ_２と、角速度の実際値ωａｃｔと、角速度の推定値ωｅｓｔと、角度の実際値θａｃｔと、角度の推定値θｅｓｔとの時間変化を示している。補正後の相電流ｉｕ_２、ｉｖ_２、ｉｗ_２は、相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの直流成分を除いた脈動成分のみの波形である。
【0113】
この例では、電流制御における制御ゲインは、初期値演算期間において通常制御期間よりも小さい値に設定されており、電流の直流成分を制御しつつ、相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの脈動が抑制されないように設定されている。なお、通常制御期間では低速センサレス制御と高速センサレス制御とを切り替えるが、その切り替え周波数に相当するモータ回転数より高い電流脈動をカットしきらないように、電流制御ゲインが設定される。
【0114】
フラグＦｌｇ１が「１」となったタイミングで、補正後の相電流ｉｕ_２、ｉｖ_２、ｉｗ_２（脈動電流）を利用して、角速度の推定値ωｅｓｔと位相角の推定値θｅｓｔとの演算が開始され、角速度の推定値ωｅｓｔと位相角の推定値θｅｓｔとがそれぞれ実際値ωａｃｔ、θａｃｔに追従するように演算される。
【0115】
角速度の推定値ωｅｓｔと位相角の推定値θｅｓｔとの演算が開始されてから所定時間経過すると、角速度の推定値ωｅｓｔと位相角の推定値θｅｓｔとは実際値ωａｃｔ、θａｃｔに収束する。その後、初期化フラグＦｌｇ_ｉｎｉｔが「１」となるタイミングにおける角速度の推定値ωｅｓｔと位相角の推定値θｅｓｔを、回転角速度初期値ωｅｓｔ_ｉｎｉｔと回転位相角初期値θｅｓｔ_ｉｎｉｔとして初期化が行われる。
【0116】
上記のように本実施形態のインバータ制御装置および電力変換装置によれば、磁気突極性に起因した相電流の脈動成分を抽出することにより、同期機Ｍの回転位相角及び回転角速度の初期値を精度よく推定することができる。
すなわち、本実施形態によれば、回転中の同期機の回転位相角を高精度に推定可能なインバータ制御装置および電力変換装置を提供することができる。
すなわち、本実施形態によれば、回転中の同期機の回転位相角を高精度に推定可能なインバータ制御装置および電力変換装置を提供することができる。
【0117】
図１４は、第１実施形態のインバータ制御装置の角度／速度初期値演算部の他の構成例を概略的に示す図である。
本実施形態のインバータ制御装置１００において、角度／速度初期値演算部１０７は図７に示す構成に限定されるものではない。例えば、図１４に示すように、積分部７９の後段に乗算部７Ｍを備える構成であっても構わない。この構成によれば、図７の積分部７８を省略することが可能となる。
本実施形態のインバータ制御装置１００において、角度／速度初期値演算部１０７は図７に示す構成に限定されるものではない。例えば、図１４に示すように、積分部７９の後段に乗算部７Ｍを備える構成であっても構わない。この構成によれば、図７の積分部７８を省略することが可能となる。
【0118】
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【0119】
なお、本実施形態に係るプログラムは、電子機器に記憶された状態で譲渡されてよいし、電子機器に記憶されていない状態で譲渡されてもよい。後者の場合は、プログラムは、ネットワークを介して譲渡されてよいし、記憶媒体に記憶された状態で譲渡されてもよい。記憶媒体は、非一時的な有形の媒体である。記憶媒体は、コンピュータ可読媒体である。記憶媒体は、ＣＤ－ＲＯＭ、メモリカード等のプログラムを記憶可能かつコンピュータで読取可能な媒体であればよく、その形態は問わない。
【符号の説明】
【0120】
Ｍ…同期機、１０…固定子、２０…回転子、ＩＮＶ…インバータ主回路、１００…インバータ制御装置、１０１…電流指令生成部、１０２…電流制御部、１０３、１０５…座標変換部、１０４…変調部、１０６…回転角度／速度演算部、１０７…角度／速度初期値演算部、１０８…フラグ生成部、１０９…高周波電圧重畳部、１１０Ｕ、１１０Ｖ、１１０Ｗ…電流検出器、７０…ホールド部、７１…遅延部、７２…座標変換部、７３…正規化部、７４、７７…除算部、７５…減算部、７６…ＰＩ制御部、７８、７９…積分部、１１１ｄ、１１１ｑ…抵抗器。
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
