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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2024085242
(43)【公開日】2024-06-26
(54)【発明の名称】電力変換装置
(51)【国際特許分類】
H02M 7/48 20070101AFI20240619BHJP
【ＦＩ】
H02M7/48 E
【審査請求】未請求
【請求項の数】5
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2022199664
(22)【出願日】2022-12-14
(71)【出願人】
【識別番号】000000262
【氏名又は名称】株式会社ダイヘン
(74)【代理人】
【識別番号】100135389
【弁理士】
【氏名又は名称】臼井 尚
(74)【代理人】
【識別番号】100168044
【弁理士】
【氏名又は名称】小淵 景太
(72)【発明者】
【氏名】宇田 尚哉
(72)【発明者】
【氏名】小林 亮
【テーマコード（参考）】
5H770
【Ｆターム（参考）】
5H770AA05
5H770DA03
5H770EA01
5H770EA21
5H770HA03W
5H770HA03Y
5H770KA01W
5H770KA01Y
(57)【要約】
【課題】ハードウエアに制限を設けることなく、ノイズフィルタの磁気飽和を抑制できる電力変換装置を提供する。
【解決手段】電力変換装置Ａ１において、直流電力を入力されて三相交流電力を出力するインバータ回路１と、インバータ回路１の入力側に配置される直流側対地ノイズフィルタ３と、インバータ回路１の出力側に配置される交流側対地ノイズフィルタ４と、インバータ回路１が出力する各相電圧の波形を指令する３個の指令信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗに基づいてＰＷＭ信号Ｐを生成して、インバータ回路１に出力する制御回路２とを備えた。制御回路２は、３個の指令信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗとして、各波形が垂直に立ち上がる部分、および、垂直に立ち下がる部分を含まない３個の第１指令信号と、３個の第１指令信号に基づいて生成され、かつ、所定値で固定される期間を含む３個の第２指令信号と、を切り替えて用いる。
【選択図】図１
【解決手段】電力変換装置Ａ１において、直流電力を入力されて三相交流電力を出力するインバータ回路１と、インバータ回路１の入力側に配置される直流側対地ノイズフィルタ３と、インバータ回路１の出力側に配置される交流側対地ノイズフィルタ４と、インバータ回路１が出力する各相電圧の波形を指令する３個の指令信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗに基づいてＰＷＭ信号Ｐを生成して、インバータ回路１に出力する制御回路２とを備えた。制御回路２は、３個の指令信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗとして、各波形が垂直に立ち上がる部分、および、垂直に立ち下がる部分を含まない３個の第１指令信号と、３個の第１指令信号に基づいて生成され、かつ、所定値で固定される期間を含む３個の第２指令信号と、を切り替えて用いる。
【選択図】図１
【特許請求の範囲】
【請求項1】
直流電力を入力されて三相交流電力を出力するインバータ回路と、
前記インバータ回路の入力側に配置される直流側対地ノイズフィルタと、
前記インバータ回路の出力側に配置される交流側対地ノイズフィルタと、
前記インバータ回路が出力する各相電圧の波形を指令する３個の指令信号に基づいてＰＷＭ信号を生成して、前記インバータ回路に出力する制御回路と、
を備え、
前記制御回路は、前記３個の指令信号として、各波形が垂直に立ち上がる部分、および、垂直に立ち下がる部分を含まない３個の第１指令信号と、前記３個の第１指令信号に基づいて生成され、かつ、所定値で固定される期間を含む３個の第２指令信号と、を切り替えて用いる、
電力変換装置。
前記インバータ回路の入力側に配置される直流側対地ノイズフィルタと、
前記インバータ回路の出力側に配置される交流側対地ノイズフィルタと、
前記インバータ回路が出力する各相電圧の波形を指令する３個の指令信号に基づいてＰＷＭ信号を生成して、前記インバータ回路に出力する制御回路と、
を備え、
前記制御回路は、前記３個の指令信号として、各波形が垂直に立ち上がる部分、および、垂直に立ち下がる部分を含まない３個の第１指令信号と、前記３個の第１指令信号に基づいて生成され、かつ、所定値で固定される期間を含む３個の第２指令信号と、を切り替えて用いる、
電力変換装置。
【請求項2】
前記制御回路は、前記インバータ回路の出力電圧が閾値未満の場合、前記３個の第１指令信号を前記３個の指令信号として用い、前記出力電圧が前記閾値以上の場合、前記３個の第２指令信号を前記３個の指令信号として用いる、
請求項１に記載の電力変換装置。
請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項3】
前記制御回路は、前記閾値を、前記インバータ回路の入力電圧に応じて変化させる、
請求項２に記載の電力変換装置。
請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項4】
前記制御回路は、
センサより入力される検出信号とその目標値との偏差に基づいて、前記３個の第１指令信号を生成するフィードバック制御部と、
前記３個の第１指令信号に基づく６個の線間電圧指令信号と２個の固定信号とからなる複数の基準信号を切り替えることで、前記３個の第２指令信号を生成する第２指令信号生成部と、
を備えている、
請求項１ないし３のいずれかに記載の電力変換装置。
センサより入力される検出信号とその目標値との偏差に基づいて、前記３個の第１指令信号を生成するフィードバック制御部と、
前記３個の第１指令信号に基づく６個の線間電圧指令信号と２個の固定信号とからなる複数の基準信号を切り替えることで、前記３個の第２指令信号を生成する第２指令信号生成部と、
を備えている、
請求項１ないし３のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項5】
前記第２指令信号生成部は、前記複数の基準信号を切り替える際に、所定の変移期間の間、切り替え前の基準信号から切り替え後の基準信号に徐々に変化させることで、前記３個の第２指令信号を生成する、
請求項４に記載の電力変換装置。
請求項４に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、電力変換装置に関する。
【背景技術】
【0002】
電力変換装置において、スイッチング損失を低減する方法として、二相変調方式が知られている。二相変調方式では、指令信号（変調波）の波形を工夫することで、各スイッチング素子のスイッチング回数を減少させる。特許文献１には、指令信号を１周期の一部の期間で上限値または下限値に固定された信号とすることで、当該指令信号とキャリア信号（搬送波）とから生成されるＰＷＭ信号を所定の期間でローレベルまたはハイレベルを継続する信号とするインバータ装置が開示されている。当該インバータ装置では、ＰＷＭ信号においてローレベルまたはハイレベルが継続している期間、スイッチング素子はスイッチングを行わない。したがって、当該インバータ装置は、指令信号が通常の正弦波信号（上限値または下限値に固定される期間がない）である場合と比較して、スイッチング素子のスイッチング回数を低減できるので、スイッチング損失を低減できる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0003】
【特許文献1】特開２０１３－３４３５９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0004】
しかしながら、二相変調方式を用いた場合、指令信号の波形が、垂直に立ち上がる部分、または、垂直に立ち下がる部分を含む波形になる（図５（ａ）参照）。したがって、電力変換装置から出力される相電圧は、急峻に変化するときがある。特に、出力電圧が小さいほど、相電圧の急峻に変化するときの変化量が大きくなる。このような電力変換装置において、直流側および交流側の両方に、スイッチングノイズの放出を低減するための対地ノイズフィルタを配置すると問題が生じる場合がある。すなわち、相電圧の急峻な変化により、対地ノイズフィルタのコモンモードリアクトルに大きなピークのコモンモード電流が流れる。これにより、コアが磁気飽和してしまい、意図するノイズフィルタとしての効果を失ってしまう場合がある。磁気飽和抑制の方法として、対地ノイズフィルタのインピーダンス値およびキャリア周波数を特定の数式に基づく値に設定する方法などが提案されている。しかし、電力変換装置の大きさなどに制限があると、対地ノイズフィルタのインピーダンス値またはキャリア周波数を所望の値にできない場合がある。
【0005】
本発明は上記した事情のもとで考え出されたものであって、ハードウエアに制限を設けることなく、ノイズフィルタの磁気飽和を抑制できる電力変換装置を提供することをその目的としている。
【課題を解決するための手段】
【0006】
上記課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。
【0007】
本発明の第１の側面によって提供される電力変換装置は、直流電力を入力されて三相交流電力を出力するインバータ回路と、前記インバータ回路の入力側に配置される直流側対地ノイズフィルタと、前記インバータ回路の出力側に配置される交流側対地ノイズフィルタと、前記インバータ回路が出力する各相電圧の波形を指令する３個の指令信号に基づいてＰＷＭ信号を生成して、前記インバータ回路に出力する制御回路と、を備え、前記制御回路は、前記３個の指令信号として、各波形が垂直に立ち上がる部分、および、垂直に立ち下がる部分を含まない３個の第１指令信号と、前記３個の第１指令信号に基づいて生成され、かつ、所定値で固定される期間を含む３個の第２指令信号と、を切り替えて用いる。
【0008】
本発明の好ましい実施の形態においては、前記制御回路は、前記インバータ回路の出力電圧が閾値未満の場合、前記３個の第１指令信号を前記３個の指令信号として用い、前記出力電圧が前記閾値以上の場合、前記３個の第２指令信号を前記３個の指令信号として用いる。
【0009】
本発明の好ましい実施の形態においては、前記制御回路は、前記閾値を、前記インバータ回路の入力電圧に応じて変化させる。
【0010】
本発明の好ましい実施の形態においては、前記制御回路は、センサより入力される検出信号とその目標値との偏差に基づいて、前記３個の第１指令信号を生成するフィードバック制御部と、前記３個の第１指令信号に基づく６個の線間電圧指令信号と２個の固定信号とからなる複数の基準信号を切り替えることで、前記３個の第２指令信号を生成する第２指令信号生成部と、を備えている。
【0011】
本発明の好ましい実施の形態においては、前記第２指令信号生成部は、前記複数の基準信号を切り替える際に、所定の変移期間の間、切り替え前の基準信号から切り替え後の基準信号に徐々に変化させることで、前記３個の第２指令信号を生成する。
【発明の効果】
【0012】
本発明によると、制御回路は、３個の指令信号として、３個の第１指令信号と３個の第２指令信号とを切り替えて用いる。制御回路がインバータ回路の出力電圧が小さいときに３個の第１指令信号を用い、出力電圧が大きいときに３個の第２指令信号を用いることで、電力変換装置は、ノイズフィルタの磁気飽和を抑制できる。また、制御回路が指令信号を切り替えて用いるだけなので、ソフトウエアの対策だけで実施でき、電力変換装置のハードウエアに制限を設ける必要がない。
【0013】
本発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。
【図面の簡単な説明】
【0014】
【図1】第１実施形態に係る電力変換装置の全体構成を示すブロック図である。
【図2】二相変調信号の波形を説明するための図である。
【図3】二相変調信号を生成する処理の一例を示すフローチャートである。
【図4】指令信号を切り替える処理の一例を示すフローチャートである。
【図5】電力変換装置のシミュレーション結果を示す図である。
【図6】第１実施形態に係る制御回路の第１変形例を示すブロック図である。
【図7】第１実施形態に係る制御回路の第２変形例を示すブロック図である。
【図8】第１実施形態に係る制御回路の第２変形例に係る変調信号の波形を説明するための図である。
【図9】第２実施形態に係る電力変換装置の全体構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【0015】
以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して具体的に説明する。
【0016】
〔第１実施形態〕
図１は、第１実施形態に係る電力変換装置Ａ１の全体構成を示すブロック図である。
図１は、第１実施形態に係る電力変換装置Ａ１の全体構成を示すブロック図である。
【0017】
電力変換装置Ａ１は、インバータ回路１、制御回路２、直流側対地ノイズフィルタ３、交流側対地ノイズフィルタ４、および電圧センサ５を備えている。インバータ回路１の入力側には、直流側対地ノイズフィルタ３を介して、直流電源Ｂが接続されている。インバータ回路１は、三相インバータであり、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の出力電圧の出力ラインが接続されている。出力ラインは、交流側対地ノイズフィルタ４を介して、三相の電力系統Ｃに接続している。電力変換装置Ａ１は、いわゆるパワーコンディショナであり、電力系統Ｃに連系し、直流電源Ｂが出力する直流電力をインバータ回路１で交流電力に変換して、電力系統Ｃに供給する。電圧センサ５は、インバータ回路１の出力側に配置され、電力変換装置Ａ１の出力電圧を検出する。具体的には、電圧センサ５は、各線間電圧の実効値の平均値を検出する。電圧センサ５は、検出した出力電圧の電圧値Ｖｏを制御回路２に出力する。なお、電力変換装置Ａ１には他にも図示しない各種センサが設けられており、制御回路２はこれらのセンサによる検出値に基づいて制御を行う。また、図１においては、変圧回路、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路、および開閉器などの構成が省略されている。なお、電力変換装置Ａ１の構成は、これに限られない。
【0018】
直流電源Ｂは、直流電力を出力するものであり、例えば太陽電池を備えている。太陽電池は、太陽光エネルギーを電気エネルギーに変換することで、直流電力を生成する。直流電源Ｂは、生成された直流電力を、電力変換装置Ａ１に出力する。なお、直流電源Ｂは、太陽電池により直流電力を生成するものに限定されない。例えば、直流電源Ｂは、燃料電池、蓄電池、電気二重層コンデンサやリチウムイオン電池であってもよい。また、ディーゼルエンジン発電機、マイクロガスタービン発電機や風力タービン発電機などにより生成された交流電力を直流電力に変換して出力する装置であってもよい。
【0019】
インバータ回路１は、直流電源Ｂから入力される直流電力を交流電力に変換して、電力系統Ｃに出力する。インバータ回路１は、スイッチング素子を備えた三相のＰＷＭ制御型インバータである。インバータ回路１は、制御回路２から入力されるＰＷＭ信号Ｐに基づいて、各スイッチング素子のオンとオフとを切り替えることで、直流電源Ｂから入力される直流電力を三相交流電力に変換する。
【0020】
インバータ回路１は、三相のフルブリッジ型であり、図示しない６個のスイッチング素子Ｓ１～Ｓ６を備えている。各スイッチング素子は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）であってもよいし、ＭＯＳＦＥＴ（metal-oxide-semiconductor field-effect transistor）、バイポーラトランジスタ、逆阻止サイリスタなどの他のスイッチング素子であってもよい。スイッチング素子Ｓ１～Ｓ６には、それぞれ環流ダイオードが逆並列に接続されている。スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ４、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ５、および、スイッチング素子Ｓ３とスイッチング素子Ｓ６がそれぞれ直列接続されてブリッジ構造を形成している。スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ４との接続点には、Ｕ相の出力ラインが接続されている。スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ５との接続点には、Ｖ相の出力ラインが接続されている。スイッチング素子Ｓ３とスイッチング素子Ｓ６との接続点には、Ｗ相の出力ラインが接続されている。なお、インバータ回路１の具体的な回路構成は限定されない。各スイッチング素子Ｓ１～Ｓ６には、それぞれ、制御回路２から出力されるＰＷＭ信号Ｐ（Ｐ１～Ｐ６）が入力される。なお、各ＰＷＭ信号の詳細は後述する。
【0021】
制御回路２は、インバータ回路１のスイッチング素子のスイッチングを制御するＰＷＭ信号Ｐを生成するものであり、例えばマイクロコンピュータなどによって実現されている。制御回路２は、図示しない各種センサから検出信号を入力され、インバータ回路１にＰＷＭ信号Ｐを出力する。制御回路２は、各種センサから入力される検出信号に基づいて、電力変換装置Ａ１が出力する相電圧の波形を指令するための指令信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗを生成する。そして、制御回路２は、指令信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗに基づいてＰＷＭ信号Ｐを生成する。本実施形態では、制御回路２は、いわゆる三相変調方式のための三相変調信号Ｘ３ｕ，Ｘ３ｖ，Ｘ３ｗ、および、いわゆる二相変調方式のための二相変調信号Ｘ２ｕ，Ｘ２ｖ，Ｘ２ｗを生成し、これらを切り替えて指令信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗとする。インバータ回路１は、入力されるＰＷＭ信号Ｐに基づいて各スイッチング素子のオンとオフとを切り替えることで、指令信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗに対応した相電圧を出力する。指令信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗが、三相変調信号Ｘ３ｕ，Ｘ３ｖ，Ｘ３ｗであっても、二相変調信号Ｘ２ｕ，Ｘ２ｖ，Ｘ２ｗであっても、インバータ回路１が出力する線間電圧は同様になる。制御回路２の詳細な説明は後述する。
【0022】
直流側対地ノイズフィルタ３は、インバータ回路１の入力側に配置されており、直流電源Ｂに出力されるスイッチングノイズを低減する。直流側対地ノイズフィルタ３は、２本の入力ラインにそれぞれ配置されたリアクトルと、各入力ラインとグランドとを接続するラインにそれぞれ配置されたコンデンサとを備えている。２個のリアクトルは、コモンモードリアクトルを構成している。
【0023】
交流側対地ノイズフィルタ４は、インバータ回路１の出力側に配置されており、電力系統Ｃに出力されるスイッチングノイズを低減する。交流側対地ノイズフィルタ４は、３本の出力ラインにそれぞれ配置されたリアクトルと、各出力ラインとグランドとを接続するラインにそれぞれ配置されたコンデンサとを備えている。３個のリアクトルは、コモンモードリアクトルを構成している。
【0024】
直流側対地ノイズフィルタ３および交流側対地ノイズフィルタ４は、どちらもグランドに接続されているので、グランドを介して循環するコモンモード電流（図１（ａ）において矢印で示す）が流れる。大きなコモンモード電流が流れると、コモンモードリアクトルのコア（図示なし）が磁気飽和してしまい、意図するノイズフィルタとしての効果を失ってしまう場合がある。電力変換装置Ａ１は、制御回路２の内部で生成される指令信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗを工夫することで、コモンモードリアクトルのコアが磁気飽和してしまうことを抑制する。
【0025】
【0026】
制御回路２は、図１（ｃ）に示すように、フィードバック制御部２１、二相変調信号生成部２２、切替部２４、およびＰＷＭ信号生成部２３を備えている。なお、制御回路２は、過電流、地絡、短絡、単独運転などを検出してインバータ回路１の運転を停止させる構成や、最大電力点追従のための構成なども有しているが、本発明の説明に関係しないので、図１への記載および説明を省略している。
【0027】
フィードバック制御部２１は、各種センサより入力される検出信号と予め設定されている目標値との偏差に基づいてフィードバック制御を行い、電力変換装置Ａ１の出力相電圧の波形を指令するための三相変調信号Ｘ３ｕ，Ｘ３ｖ，Ｘ３ｗを生成して、切替部２４および二相変調信号生成部２２に出力する。フィードバック制御部２１で行われるフィードバック制御の詳細については記載を省略している。フィードバック制御部２１が行うフィードバック制御は、電力変換装置Ａ１が出力する出力電流や出力電圧、出力有効電力、出力無効電力を制御するものであってもよいし、直流電源Ｂから入力される直流電圧を制御するものであってもよい。
【0028】
二相変調信号生成部２２は、フィードバック制御部２１から入力される三相変調信号Ｘ３ｕ，Ｘ３ｖ，Ｘ３ｗに基づいて二相変調信号Ｘ２ｕ，Ｘ２ｖ，Ｘ２ｗを生成し、切替部２４に出力する。二相変調信号Ｘ２ｕ，Ｘ２ｖ，Ｘ２ｗは、電力変換装置Ａ１の出力相電圧の波形を指令するための信号である。すなわち、二相変調信号生成部２２は、三相変調信号Ｘ３ｕ，Ｘ３ｖ，Ｘ３ｗを二相変調信号Ｘ２ｕ，Ｘ２ｖ，Ｘ２ｗに変換する。二相変調信号Ｘ２ｕ，Ｘ２ｖ，Ｘ２ｗの波形は、後述する図２（ｄ）に示す波形Ｘ２ｕ，Ｘ２ｖ，Ｘ２ｗのように特殊な形状の波形となる。
【0029】
二相変調信号生成部２２は、三相変調信号Ｘ３ｕ，Ｘ３ｖ，Ｘ３ｗから線間電圧指令信号Ｘｕｖ，Ｘｖｗ，Ｘｗｕを生成する。線間電圧指令信号Ｘｕｖは、Ｖ相に対するＵ相の線間電圧の波形を指令するための信号である。二相変調信号生成部２２は、三相変調信号Ｘ３ｕと三相変調信号Ｘ３ｖとの差分によって線間電圧指令信号Ｘｕｖを生成する。線間電圧指令信号Ｘｖｗは、Ｗ相に対するＶ相の線間電圧の波形を指令するための信号である。二相変調信号生成部２２は、三相変調信号Ｘ３ｖと三相変調信号Ｘ３ｗとの差分によって線間電圧指令信号Ｘｖｗを生成する。線間電圧指令信号Ｘｗｕは、Ｕ相に対するＷ相の線間電圧の波形を指令するための信号である。二相変調信号生成部２２は、三相変調信号Ｘ３ｗと三相変調信号Ｘ３ｕとの差分によって線間電圧指令信号Ｘｗｕを生成する。本実施形態では、正規化のために三相変調信号Ｘ３ｕ，Ｘ３ｖ，Ｘ３ｗの最大振幅を「１」にしているので（図２（ａ）参照）、線間電圧指令信号Ｘｕｖ，Ｘｖｗ，Ｘｗｕの最大振幅は√（３）になっている（図２（ｂ）参照）。
【0030】
また、二相変調信号生成部２２は、線間電圧指令信号Ｘｕｖ，Ｘｖｗ，Ｘｗｕの極性を反転させた線間電圧指令信号Ｘｖｕ，Ｘｗｖ，Ｘｕｗを生成する。なお、二相変調信号生成部２２は、極性を反転させるのではなく、三相変調信号Ｘ３ｖと三相変調信号Ｘ３ｕとの差分によって線間電圧指令信号Ｘｖｕを生成し、三相変調信号Ｘ３ｗと三相変調信号Ｘ３ｖとの差分によって線間電圧指令信号Ｘｗｖを生成し、三相変調信号Ｘ３ｕと三相変調信号Ｘ３ｗとの差分によって線間電圧指令信号Ｘｕｗを生成してもよい。
【0031】
二相変調信号生成部２２は、線間電圧指令信号Ｘｕｖ，Ｘｖｗ，Ｘｗｕ、線間電圧指令信号Ｘｖｕ，Ｘｗｖ，Ｘｕｗ、値が「０」に固定された第１固定信号、および、値が「２」に固定された第２固定信号（これらをまとめて示す場合、「基準信号」と記載する場合がある）を用いて、二相変調信号Ｘ２ｕ，Ｘ２ｖ，Ｘ２ｗを生成する。二相変調信号Ｘ２ｕ，Ｘ２ｖ，Ｘ２ｗの上限値は、線間電圧指令信号Ｘｕｖ，Ｘｖｗ，Ｘｗｕの振幅以上の値にする必要がある。したがって、本実施形態では、当該上限値を「２」にするために、値が「２」に固定された第２固定信号を用いている。なお、当該上限値は線間電圧指令信号Ｘｕｖ，Ｘｖｗ，Ｘｗｕの振幅以上の値であればよいので、設定する変調度に応じて、√（３）以上の所定の値が上限値として設定される。二相変調信号生成部２２は、線間電圧指令信号Ｘｕｖ，Ｘｖｗ，Ｘｗｕ、線間電圧指令信号Ｘｖｕ，Ｘｗｖ，Ｘｕｗ、第１固定信号、および第２固定信号を、期間によって切り替えることで、二相変調信号Ｘ２ｕ，Ｘ２ｖ，Ｘ２ｗを生成する。
【0032】
図２は、二相変調信号生成部２２が生成する二相変調信号Ｘ２ｕ，Ｘ２ｖ，Ｘ２ｗの波形を説明するための図である。
【0033】
図２（ａ）に示す波形Ｘ３ｕ，Ｘ３ｖ，Ｘ３ｗは、三相変調信号Ｘ３ｕ，Ｘ３ｖ，Ｘ３ｗの波形をそれぞれ示している。図２（ｂ）に示す波形Ｘｕｖ，Ｘｖｗ，Ｘｗｕは、線間電圧指令信号Ｘｕｖ，Ｘｖｗ，Ｘｗｕの波形をそれぞれ示している。図２（ｃ）に示す波形Ｘｖｕ，Ｘｗｖ，Ｘｕｗは、線間電圧指令信号Ｘｖｕ，Ｘｗｖ，Ｘｕｗの波形をそれぞれ示している。図２においては、Ｕ相の三相変調信号Ｘ３ｕの位相を基準として記載している。
【0034】
図２（ｄ）に示す波形Ｘ２ｕは、Ｕ相の二相変調信号Ｘ２ｕの波形である。二相変調信号Ｘ２ｕは、モード１～６に分けて生成される。波形Ｘ２ｕは、モード１（０≦θ≦π／３）においては波形Ｘｕｖ、モード２（π／３≦θ≦２π／３）においては「２」に固定された波形、モード３（２π／３≦θ≦π）においては波形Ｘｕｗ、モード４（π≦θ≦４π／３）においては波形Ｘｕｖを「２」だけ上方にシフトさせた波形、モード５（４π／３≦θ≦５π／３）においては「０」に固定された波形、モード６（５π／３≦θ≦２π）においては波形Ｘｕｗを「２」だけ上方にシフトさせた波形となっている。
【0035】
同様に、図２（ｄ）に示す波形Ｘ２ｖは、Ｖ相の二相変調信号Ｘ２ｖの波形である。波形Ｘ２ｖは、モード１においては「０」に固定された波形、モード２においては波形Ｘｖｕを「２」だけ上方にシフトさせた波形、モード３においては波形Ｘｖｗ、モード４においては「２」に固定された波形、モード５においては波形Ｘｖｕ、モード６においては波形Ｘｖｗを「２」だけ上方にシフトさせた波形となっている。
【0036】
また、図２（ｄ）に示す波形Ｘ２ｗは、Ｗ相の二相変調信号Ｘ２ｗの波形である。波形Ｘ２ｗは、モード１においては波形Ｘｗｖ、モード２においては波形Ｘｗｕを「２」だけ上方にシフトさせた波形、モード３においては「０」に固定された波形、モード４においては波形Ｘｗｖを「２」だけ上方にシフトさせた波形、モード５においては波形Ｘｗｕ、モード６においては「２」に固定された波形となっている。
【0037】
図３は、二相変調信号生成部２２が行う、二相変調信号Ｘ２ｕ，Ｘ２ｖ，Ｘ２ｗを生成する処理（以下では、「二相変調信号生成処理」とする。）の一例を示すフローチャートである。二相変調信号生成処理は、所定のタイミングで実行される。
【0038】
まず、三相変調信号Ｘ３ｕ，Ｘ３ｖ，Ｘ３ｗ、線間電圧指令信号Ｘｕｖ，Ｘｖｗ，Ｘｗｕ、および線間電圧指令信号Ｘｖｕ，Ｘｗｖ，Ｘｕｗが取得される（Ｓ１）。次に、Ｘ３ｕの絶対値がＸ３ｖの絶対値より大きいか否かが判別される（Ｓ２）。Ｘ３ｕの絶対値の方が大きい場合（Ｓ２：ＹＥＳ）、Ｘ３ｕの絶対値がＸ３ｗの絶対値より大きいか否かが判別される（Ｓ３）。Ｘ３ｕの絶対値の方が大きい場合（Ｓ３：ＹＥＳ）、すなわち、Ｘ３ｕの絶対値が最大の場合、ステップＳ５に進む。一方、Ｘ３ｕの絶対値がＸ３ｗの絶対値以下の場合（Ｓ３：ＮＯ）、すなわち、Ｘ３ｗの絶対値が最大の場合、ステップＳ６に進む。ステップＳ２において、Ｘ３ｕの絶対値がＸ３ｖの絶対値以下の場合（Ｓ２：ＮＯ）、Ｘ３ｖの絶対値がＸ３ｗの絶対値より大きいか否かが判別される（Ｓ４）。Ｘ３ｖの絶対値の方が大きい場合（Ｓ４：ＹＥＳ）、すなわち、Ｘ３ｖの絶対値が最大の場合、ステップＳ７に進む。一方、Ｘ３ｖの絶対値がＸ３ｗの絶対値以下の場合（Ｓ４：ＮＯ）、すなわち、Ｘ３ｗの絶対値が最大の場合、ステップＳ６に進む。ステップＳ２～Ｓ４では、Ｘ３ｕ，Ｘ３ｖ，Ｘ３ｗのうち絶対値が最大のものを判定している。
【0039】
Ｘ３ｕの絶対値が最大と判定されてステップＳ５に進んだ場合、Ｘ３ｕが正の値であるか否かが判別される（Ｓ５）。Ｘ３ｕが正の値である場合（Ｓ５：ＹＥＳ）、二相変調信号Ｘ２ｕは「２」とされ、二相変調信号Ｘ２ｖは「２」にＸｖｕを加算した値とされ、二相変調信号Ｘ２ｗは「２」にＸｗｕを加算した値とされる（Ｓ８）。一方、Ｘ３ｕが「０」以下の場合（Ｓ５：ＮＯ）、Ｘ２ｕは「０」とされ、Ｘ２ｖはＸｖｕとされ、Ｘ２ｗはＸｗｕとされる（Ｓ９）。
【0040】
Ｘ３ｗの絶対値が最大と判定されてステップＳ６に進んだ場合、Ｘ３ｗが正の値であるか否かが判別される（Ｓ６）。Ｘ３ｗが正の値である場合（Ｓ６：ＹＥＳ）、Ｘ２ｕは「２」にＸｕｗを加算した値とされ、Ｘ２ｖは「２」にＸｖｗを加算した値とされ、Ｘ２ｗは「２」とされる（Ｓ１０）。一方、Ｘ３ｗが「０」以下の場合（Ｓ６：ＮＯ）、Ｘ２ｕはＸｕｗとされ、Ｘ２ｖはＸｖｗとされ、Ｘ２ｗは「０」とされる（Ｓ１１）。
【0041】
Ｘ３ｖの絶対値が最大と判定されてステップＳ７に進んだ場合、Ｘ３ｖが正の値であるか否かが判別される（Ｓ７）。Ｘ３ｖが正の値である場合（Ｓ７：ＹＥＳ）、Ｘ２ｕは「２」にＸｕｖを加算した値とされ、Ｘ２ｖは「２」とされ、Ｘ２ｗは「２」にＸｗｖを加算した値とされる（Ｓ１２）。一方、Ｘ３ｖが「０」以下の場合（Ｓ７：ＮＯ）、Ｘ２ｕはＸｕｖとされ、Ｘ２ｖは「０」とされ、Ｘ２ｗはＸｗｖとされる（Ｓ１３）。
【0042】
つまり、二相変調信号生成処理では、三相変調信号Ｘ３ｕ，Ｘ３ｖ，Ｘ３ｗのうち絶対値が最大のものを判定し、絶対値が最大の三相変調信号の正負を判定し、その判定結果に応じて二相変調信号Ｘ２ｕ，Ｘ２ｖ，Ｘ２ｗを決定している。なお、図３に示すフローチャートは、二相変調信号生成処理の一例であって、これに限られない。
【0043】
二相変調信号生成処理により生成された、二相変調信号Ｘ２ｕ，Ｘ２ｖ，Ｘ２ｗの波形は、図２（ｄ）に示す波形Ｘ２ｕ，Ｘ２ｖ，Ｘ２ｗのようになる。すなわち、モード１においては、図３のフローチャートにおいてステップＳ１３に進むので、波形Ｘ２ｕは波形Ｘｕｖ（図２（ｂ）参照）となり、波形Ｘ２ｖは「０」に固定された波形となり、波形Ｘ２ｗは波形Ｘｗｖ（図２（ｃ）参照）となる。また、モード２においては、図３のフローチャートにおいてステップＳ８に進むので、波形Ｘ２ｕは「２」に固定された波形となり、波形Ｘ２ｖは波形Ｘｖｕを「２」だけ上方にシフトさせた波形となり、波形Ｘ２ｗは波形Ｘｗｕを「２」だけ上方にシフトさせた波形となる。モード３においては、図３のフローチャートにおいてステップＳ１１に進むので、波形Ｘ２ｕは波形Ｘｕｗとなり、波形Ｘ２ｖは波形Ｘｖｗとなり、波形Ｘ２ｗは「０」に固定された波形となる。モード４においては、図３のフローチャートにおいてステップＳ１２に進むので、波形Ｘ２ｕは波形Ｘｕｖを「２」だけ上方にシフトさせた波形となり、波形Ｘ２ｖは「２」に固定された波形となり、波形Ｘ２ｗは波形Ｘｗｖを「２」だけ上方にシフトさせた波形となる。モード５においては、図３のフローチャートにおいてステップＳ９に進むので、波形Ｘ２ｕは「０」に固定された波形となり、波形Ｘ２ｖは波形Ｘｖｕとなり、波形Ｘ２ｗは波形Ｘｗｕとなる。モード６においては、図３のフローチャートにおいてステップＳ１０に進むので、波形Ｘ２ｕは波形Ｘｕｗを「２」だけ上方にシフトさせた波形となり、波形Ｘ２ｖは波形Ｘｖｗを「２」だけ上方にシフトさせた波形となり、波形Ｘ２ｗは「２」に固定された波形となる。
【0044】
図１に戻って、切替部２４は、フィードバック制御部２１から入力される三相変調信号Ｘ３ｕ，Ｘ３ｖ，Ｘ３ｗと、二相変調信号生成部２２から入力される二相変調信号Ｘ２ｕ，Ｘ２ｖ，Ｘ２ｗとを切り替えて、指令信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗとして、ＰＷＭ信号生成部２３に出力する。本実施形態では、切替部２４は、電圧センサ５から入力される出力電圧の電圧値Ｖｏに基づいて、指令信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗを切り替える。具体的には、切替部２４は、電圧値Ｖｏが閾値Ｖｏｘ未満の場合、三相変調信号Ｘ３ｕ，Ｘ３ｖ，Ｘ３ｗを指令信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗとして出力し、電圧値Ｖｏが閾値Ｖｏｘ以上の場合、二相変調信号Ｘ２ｕ，Ｘ２ｖ，Ｘ２ｗを指令信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗとして出力する。閾値Ｖｏｘは、電力変換装置Ａ１の入力の定格電圧などに基づいて、あらかじめ固定値が設定されている。閾値Ｖｏｘは、三相変調信号Ｘ３ｕ，Ｘ３ｖ，Ｘ３ｗを用いた三相変調方式の場合でも過変調にならない電圧が設定される。例えば、入力の定格電圧がＤＣ３３０Ｖである場合、三相変調方式だと出力が１８０Ｖ程度で過変調になるので、若干の余裕を持って、閾値Ｖｏｘとして１５０Ｖが設定されている。なお、閾値Ｖｏｘの具体的な値は限定されない。
【0045】
図４は、切替部２４が行う、指令信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗを切り替える処理（以下では、「指令信号切替処理」とする。）の一例を示すフローチャートである。指令信号切替処理は、電力変換装置Ａ１が起動したときに実行が開始される。
【0046】
まず、電圧センサ５によって検出された電圧値Ｖｏが取得される（Ｓ２１）。次に、電圧値Ｖｏが閾値Ｖｏｘ未満であるか否かが判別される（Ｓ２２）。電圧値Ｖｏが閾値Ｖｏｘ未満の場合（Ｓ２２：ＹＥＳ）、三相変調信号Ｘ３ｕ，Ｘ３ｖ，Ｘ３ｗを指令信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗとして出力し（Ｓ２３）、ステップＳ２１に戻る。一方、電圧値Ｖｏが閾値Ｖｏｘ以上の場合（Ｓ２２：ＮＯ）、二相変調信号Ｘ２ｕ，Ｘ２ｖ，Ｘ２ｗを指令信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗとして出力し（Ｓ２４）、ステップＳ２１に戻る。なお、図４に示すフローチャートは、指令信号切替処理の一例であって、これに限られない。
【0047】
ＰＷＭ信号生成部２３は、その内部で生成される所定の周波数（例えば、４ｋＨｚ）のキャリア信号（例えば、三角波信号）と、切替部２４から入力される指令信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗとに基づいてＰＷＭ信号Ｐを生成し、インバータ回路１に出力する。ＰＷＭ信号生成部２３は、指令信号Ｘｕがキャリア信号以上となる期間にハイレベルとなり、指令信号Ｘｕがキャリア信号より小さい期間にローレベルとなるパルス信号を、スイッチング素子Ｓ１に入力するＰＷＭ信号Ｐ１として生成する。また、ＰＷＭ信号生成部２３は、ＰＷＭ信号Ｐ１の極性を反転させて、スイッチング素子Ｓ４に入力するＰＷＭ信号Ｐ４を生成する。同様に、ＰＷＭ信号生成部２３は、指令信号Ｘｖとキャリア信号との比較により、スイッチング素子Ｓ２に入力するＰＷＭ信号Ｐ２を生成し、ＰＷＭ信号Ｐ２の極性を反転させて、スイッチング素子Ｓ５に入力するＰＷＭ信号Ｐ５を生成する。また、ＰＷＭ信号生成部２３は、指令信号Ｘｗとキャリア信号との比較により、スイッチング素子Ｓ３に入力するＰＷＭ信号Ｐ３を生成し、ＰＷＭ信号Ｐ３の極性を反転させて、スイッチング素子Ｓ６に入力するＰＷＭ信号Ｐ６を生成する。
【0048】
本実施形態では、指令信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗが三相変調信号Ｘ３ｕ，Ｘ３ｖ，Ｘ３ｗの場合、上限値「１」と下限値「－１」との間で変化する（図２（ａ）参照）ので、上限値「１」と下限値「－１」との間で変化するキャリア信号が用いられる。一方、指令信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗが二相変調信号Ｘ２ｕ，Ｘ２ｖ，Ｘ２ｗの場合、上限値「２」と下限値「０」との間で変化する（図２（ｄ）参照）ので、上限値「２」と下限値「０」との間で変化するキャリア信号が用いられる。なお、三相変調信号Ｘ３ｕ，Ｘ３ｖ，Ｘ３ｗと二相変調信号Ｘ２ｕ，Ｘ２ｖ，Ｘ２ｗの変化範囲を揃えて、同じキャリア信号が用いられてもよい。また、キャリア信号は三角波信号であってもよいし、のこぎり波信号などの他の信号であってもよい。
【0049】
なお、ＰＷＭ信号生成部２３の構成は、上述したものに限定されない。指令信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗから、各スイッチング素子Ｓ１～Ｓ６をそれぞれ駆動するためのＰＷＭ信号Ｐ１～Ｐ６を生成できるものであれば、他の方法を用いてもよい。
【0050】
なお、制御回路２は、デジタル回路として実現してもよいし、アナログ回路として実現してもよい。また、各部が行う処理をプログラムで設計し、当該プログラムを実行させることでコンピュータを制御回路２として機能させてもよい。また、当該プログラムを記録媒体に記録しておき、コンピュータに読み取らせるようにしてもよい。
【0051】
本実施形態において、制御回路２の切替部２４は、電圧センサ５から入力される電圧値Ｖｏに基づいて、指令信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗを切り替えて出力し、ＰＷＭ信号生成部２３は指令信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗに基づいてＰＷＭ信号Ｐ１～Ｐ６を生成してインバータ回路１に出力する。インバータ回路１は、ＰＷＭ信号Ｐ１～Ｐ６に基づいて、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ６のスイッチングを行う。これにより、直流電源Ｂが出力する直流電力は、交流電力に変換されて出力される。
【0052】
電力変換装置Ａ１が出力する相電圧信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの波形は、指令信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗが二相変調信号Ｘ２ｕ，Ｘ２ｖ，Ｘ２ｗの場合、図２（ｄ）に示す二相変調信号Ｘ２ｕ，Ｘ２ｖ，Ｘ２ｗの波形と同様になる。図２から判るように、二相変調信号Ｘ２ｕとＸ２ｖとの差分信号は線間電圧指令信号Ｘｕｖに一致する。同様に、二相変調信号Ｘ２ｖとＸ２ｗとの差分信号は線間電圧指令信号Ｘｖｗに一致し、二相変調信号Ｘ２ｗとＸ２ｕとの差分信号は線間電圧指令信号Ｘｗｕに一致する。したがって、相電圧信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの差分信号である線間電圧信号Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの波形は、図２（ｂ）に示す線間電圧指令信号Ｘｕｖ，Ｘｖｗ，Ｘｗｕの波形Ｘｕｖ，Ｘｖｗ，Ｘｗｕと同じになり、指令信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗが三相変調信号Ｘ３ｕ，Ｘ３ｖ，Ｘ３ｗの場合と同様になる。よって、線間電圧信号Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕは三相平衡した正弦波信号となるので、電力系統Ｃの系統電圧と同期できる。したがって、電力変換装置Ａ１が出力する交流電力を電力系統Ｃに供給できる。また、電力変換装置Ａ１の出力電流の波形も、正弦波になる。
【0053】
次に、図５を参照して、電力変換装置Ａ１のシミュレーションについて説明する。図５（ｃ）は、電力変換装置Ａ１のシミュレーション結果を示している。一方、図５（ａ）は、指令信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗが常に二相変調信号Ｘ２ｕ，Ｘ２ｖ，Ｘ２ｗである場合、すなわち二相変調方式の場合のシミュレーション結果を示している。また、図５（ｂ）は、指令信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗが常に三相変調信号Ｘ３ｕ，Ｘ３ｖ，Ｘ３ｗである場合、すなわち三相変調方式の場合のシミュレーション結果を示している。図５（ａ）、（ｂ）、（ｃ）において、最も上の段には、電力変換装置Ａ１が出力する線間電圧信号Ｖｕｖの波形を示し、２段目には指令信号Ｘｕの波形を示し、３段目にはコモンモード電流の波形を示している。なお、線間電圧信号Ｖｖｗ，Ｖｗｕおよび指令信号Ｘｖ，Ｘｗの波形は、省略しているが、それぞれ線間電圧信号Ｖｕｖおよび指令信号Ｘｕと同様の形状で位相がずれた波形になる。本シミュレーションでは、電力変換装置Ａ１の出力電圧を、時刻ｔ０において、「０」から徐々に上昇させている。したがって、図５（ａ）、（ｂ）、（ｃ）のいずれにおいても、最も上の段の線間電圧信号Ｖｕｖの振幅は、「０」から徐々に大きくなっている。
【0054】
図５（ａ）に示すように、二相変調方式の場合、指令信号Ｘｕ（二相変調信号Ｘ２ｕ）の波形は、図２（ｄ）に示す波形と同様、垂直に立ち上がる部分、および、垂直に立ち下がる部分を含む波形になっている。これにより、相電圧信号Ｖｕが急峻に変化するときがあるので、コモンモード電流には大きなピークが現れている。当該ピークの大きさは、出力電圧が小さいほど顕著である。したがって、出力電圧が小さいときに、コモンモードリアクトルに大きなピークを有するコモンモード電流が流れることで、コアが磁気飽和しやすい。
【0055】
図５（ｂ）に示すように、三相変調方式の場合、指令信号Ｘｕ（三相変調信号Ｘ３ｕ）の波形は、図２（ａ）に示す波形と同様、正弦波になっており、垂直に立ち上がる部分、および、垂直に立ち下がる部分を含まない。これにより、コモンモード電流のピークは抑制されている。しかし、二相変調方式の場合と比較して、スイッチング損失が大きい。また、三相変調方式は、二相変調方式と比較して電圧利用率が低いので、出力電圧が大きくなると、過変調になる場合がある。
【0056】
図５（ｃ）に示すように、電力変換装置Ａ１の場合、時刻ｔ０から時刻ｔ１までは、電圧値Ｖｏが閾値Ｖｏｘ未満なので、指令信号Ｘｕが三相変調信号Ｘ３ｕであり、三相変調方式になっている。つまり、時刻ｔ０から時刻ｔ１までの間は、図５（ｂ）と同様になっている。したがって、三相変調方式により、コモンモード電流のピークが抑制されている。一方、時刻ｔ１以降は、電圧値Ｖｏが閾値Ｖｏｘ以上なので、指令信号Ｘｕが二相変調信号Ｘ２ｕであり、二相変調方式になっている。つまり、時刻ｔ１以降は、図５（ａ）と同様になっている。したがって、二相変調方式により、スイッチング損失が抑制される。コモンモード電流に大きなピークが現れるが、出力電圧が小さいときと比較して、ピークの大きさは抑制されている。
【0057】
次に、本実施形態に係る電力変換装置Ａ１の作用および効果について説明する。
【0058】
本実施形態によると、フィードバック制御部２１は、各種センサより入力される検出信号と予め設定されている目標値との偏差に基づいて、三相変調信号Ｘ３ｕ，Ｘ３ｖ，Ｘ３ｗを生成する。二相変調信号生成部２２は、三相変調信号Ｘ３ｕ，Ｘ３ｖ，Ｘ３ｗに基づいて二相変調信号Ｘ２ｕ，Ｘ２ｖ，Ｘ２ｗを生成する。切替部２４は、電圧センサ５から入力される出力電圧の電圧値Ｖｏが閾値Ｖｏｘ未満の場合、三相変調信号Ｘ３ｕ，Ｘ３ｖ，Ｘ３ｗを出力し、電圧値Ｖｏが閾値Ｖｏｘ以上の場合、二相変調信号Ｘ２ｕ，Ｘ２ｖ，Ｘ２ｗを出力する。したがって、出力電圧が小さいときは、三相変調方式により、コモンモード電流のピークが抑制され、コモンモードリアクトルのコアの磁気飽和が抑制される。一方、出力電圧が大きいときは、二相変調方式により、スイッチング損失が抑制される。コモンモード電流に大きなピークが現れるが、出力電圧が小さいときと比較して、ピークの大きさは抑制されている。したがって、コモンモードリアクトルのコアの磁気飽和が抑制される。また、閾値Ｖｏｘとして三相変調方式の場合でも過変調にならない電圧が設定されるので、変調方式は、三相変調方式で過変調になる前に、二相変調方式に切り替えられる。以上のように、電力変換装置Ａ１は、二相変調方式と比較して、ノイズフィルタの磁気飽和を抑制でき、かつ、三相変調方式と比較して、スイッチング損失を抑制できる。また、制御回路２が指令信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗを切り替えて用いるだけなので、ソフトウエアの対策だけで実施でき、電力変換装置Ａ１のハードウエアに制限を設ける必要がない。
【0059】
また、本実施形態によると、二相変調信号生成部２２は、線間電圧指令信号Ｘｕｖ，Ｘｖｗ，Ｘｗｕ、線間電圧指令信号Ｘｖｕ，Ｘｗｖ，Ｘｕｗ、値が「０」に固定された第１固定信号、および、値が「２」に固定された第２固定信号を用いて、二相変調信号Ｘ２ｕ，Ｘ２ｖ，Ｘ２ｗを生成する。したがって、二相変調信号生成部２２は、各スイッチング素子を一部の期間で停止させつつ、線間電圧の波形を正弦波にできる二相変調信号Ｘ２ｕ，Ｘ２ｖ，Ｘ２ｗを、適切に生成できる。
【0060】
なお、本実施形態においては、二相変調信号Ｘ２ｕ，Ｘ２ｖ，Ｘ２ｗの上限値が「２」で下限値が「０」の場合について説明したが、これに限られない。例えば、上限値が「１」で下限値が「－１」となるように、二相変調信号Ｘ２ｕ，Ｘ２ｖ，Ｘ２ｗを生成してもよい。この場合、キャリア信号の上限値を「１」、下限値を「－１」とすればよい。
【0061】
また、本実施形態においては、二相変調信号生成部２２が、図２（ｄ）に示す波形の二相変調信号Ｘ２ｕ，Ｘ２ｖ，Ｘ２ｗを生成する場合について説明したが、これに限られない。二相変調信号Ｘ２ｕ，Ｘ２ｖ，Ｘ２ｗの波形は限定されない。
【0062】
また、本実施形態においては、電力変換装置Ａ１を、パワーコンディショナとして用いた場合を例として説明したが、これに限られない。本発明は、他のシステムの電力変換装置にも適用できる。
【0063】
〔第１変形例〕
図６は、第１実施形態に係る制御回路２の第１変形例を示すブロック図である。本変形例では、制御回路２は３次調波重畳信号生成部２５をさらに備えている。３次調波重畳信号生成部２５は、フィードバック制御部２１が生成した三相変調信号Ｘ３ｕ，Ｘ３ｖ，Ｘ３ｗを入力されて、３次調波重畳信号Ｘ３’ｕ，Ｘ３’ｖ，Ｘ３’ｗを生成する。３次調波重畳信号生成部２５は、三相変調信号Ｘ３ｕに、三相変調信号Ｘ３ｕの第３次高調波信号を重畳することで、３次調波重畳信号Ｘ３’ｕを生成する。同様に、３次調波重畳信号生成部２５は、三相変調信号Ｘ３ｖから３次調波重畳信号Ｘ３’ｖを生成し、三相変調信号Ｘ３ｗから３次調波重畳信号Ｘ３’ｗを生成する。３次調波重畳信号生成部２５は、生成した３次調波重畳信号Ｘ３’ｕ，Ｘ３’ｖ，Ｘ３’ｗを切替部２４に出力する。切替部２４は、三相変調信号Ｘ３ｕ，Ｘ３ｖ，Ｘ３ｗの代わりに、３次調波重畳信号Ｘ３’ｕ，Ｘ３’ｖ，Ｘ３’ｗを用いる。本変形例によると、３次調波重畳信号Ｘ３’ｕ，Ｘ３’ｖ，Ｘ３’ｗは、三相変調信号Ｘ３ｕ，Ｘ３ｖ，Ｘ３ｗより最大振幅を小さくできるので、電圧利用率を高めることができる。これにより、過変調を抑制できるので、閾値Ｖｏｘは、より大きい値に設定可能である。二相変調方式に切り替えられる電圧が大きくなることで、コモンモードリアクトルのコアの磁気飽和がより抑制される。
図６は、第１実施形態に係る制御回路２の第１変形例を示すブロック図である。本変形例では、制御回路２は３次調波重畳信号生成部２５をさらに備えている。３次調波重畳信号生成部２５は、フィードバック制御部２１が生成した三相変調信号Ｘ３ｕ，Ｘ３ｖ，Ｘ３ｗを入力されて、３次調波重畳信号Ｘ３’ｕ，Ｘ３’ｖ，Ｘ３’ｗを生成する。３次調波重畳信号生成部２５は、三相変調信号Ｘ３ｕに、三相変調信号Ｘ３ｕの第３次高調波信号を重畳することで、３次調波重畳信号Ｘ３’ｕを生成する。同様に、３次調波重畳信号生成部２５は、三相変調信号Ｘ３ｖから３次調波重畳信号Ｘ３’ｖを生成し、三相変調信号Ｘ３ｗから３次調波重畳信号Ｘ３’ｗを生成する。３次調波重畳信号生成部２５は、生成した３次調波重畳信号Ｘ３’ｕ，Ｘ３’ｖ，Ｘ３’ｗを切替部２４に出力する。切替部２４は、三相変調信号Ｘ３ｕ，Ｘ３ｖ，Ｘ３ｗの代わりに、３次調波重畳信号Ｘ３’ｕ，Ｘ３’ｖ，Ｘ３’ｗを用いる。本変形例によると、３次調波重畳信号Ｘ３’ｕ，Ｘ３’ｖ，Ｘ３’ｗは、三相変調信号Ｘ３ｕ，Ｘ３ｖ，Ｘ３ｗより最大振幅を小さくできるので、電圧利用率を高めることができる。これにより、過変調を抑制できるので、閾値Ｖｏｘは、より大きい値に設定可能である。二相変調方式に切り替えられる電圧が大きくなることで、コモンモードリアクトルのコアの磁気飽和がより抑制される。
【0064】
第１変形例から理解されるように、電圧値Ｖｏが閾値Ｖｏｘ未満の場合に、電力変換装置Ａ１の制御回路２が指令信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗとして用いる信号は、三相変調信号Ｘ３ｕ，Ｘ３ｖ，Ｘ３ｗに限定されず、三相変調信号Ｘ３ｕ，Ｘ３ｖ，Ｘ３ｗから生成された、垂直に立ち上がる部分および垂直に立ち下がる部分を含まない波形の信号であってもよい。
【0065】
〔第２変形例〕
図７および図８は、第１実施形態に係る制御回路２の第２変形例を説明するための図である。図７は、第１実施形態に係る制御回路２の第２変形例を示すブロック図である。図８は、変調信号生成部２２’が生成する変調信号Ｘ２’ｕ，Ｘ２’ｖ，Ｘ２’ｗの波形を説明するための図である。なお、図８においては、変調信号Ｘ２’ｕの波形のみを示し、変調信号Ｘ２’ｖ，Ｘ２’ｗの波形を省略している。また、比較のために、二相変調信号Ｘ２ｕの波形を破線で示している。制御回路２の第２変形例を示すブロック図は、図１に示す制御回路２と同様なので、記載を省略する。
図７および図８は、第１実施形態に係る制御回路２の第２変形例を説明するための図である。図７は、第１実施形態に係る制御回路２の第２変形例を示すブロック図である。図８は、変調信号生成部２２’が生成する変調信号Ｘ２’ｕ，Ｘ２’ｖ，Ｘ２’ｗの波形を説明するための図である。なお、図８においては、変調信号Ｘ２’ｕの波形のみを示し、変調信号Ｘ２’ｖ，Ｘ２’ｗの波形を省略している。また、比較のために、二相変調信号Ｘ２ｕの波形を破線で示している。制御回路２の第２変形例を示すブロック図は、図１に示す制御回路２と同様なので、記載を省略する。
【0066】
図７に示すように、本変形例では、制御回路２は二相変調信号生成部２２の代わりに、変調信号生成部２２’を備えている。図８に示すように、変調信号生成部２２’が生成する変調信号Ｘ２’ｕ，Ｘ２’ｖ，Ｘ２’ｗの波形は、二相変調信号Ｘ２ｕ，Ｘ２ｖ，Ｘ２ｗにおいて、垂直に立ち上がる部分、および、垂直に立ち下がる部分に傾斜を設けた波形である。変調信号生成部２２’は、基準信号の切り替え時に、所定の変移期間Ｔｘの間、切り替え前の基準信号から切り替え後の基準信号に徐々に変化させることで、変調信号Ｘ２’ｕ，Ｘ２’ｖ，Ｘ２’ｗを急峻に変化しない信号として生成する。本変形例では、変調信号生成部２２’は、変移期間Ｔｘにおいて、切り替え前の基準信号から切り替え後の基準信号に線型的に変化させる。なお、変調信号生成部２２’が変調信号Ｘ２’ｕ，Ｘ２’ｖ，Ｘ２’ｗを生成する具体的な方法は限定されない。また、変移期間Ｔｘは、限定されず、適宜設定可能である。線型的に変化させる場合、変移期間Ｔｘを長くするほど、変移期間Ｔｘでの変調信号Ｘ２’ｕ，Ｘ２’ｖ，Ｘ２’ｗの傾きを小さくできる。
【0067】
二相変調信号Ｘ２ｕの波形は、各モードの切り替え時に、基準信号をそのまま切り替えた波形なので、図８に破線で示すように、垂直に立ち上がる部分、および、垂直に立ち下がる部分を含む波形になる。一方、変調信号Ｘ２’ｕの波形は、図８に実線で示すように、各モードが切り替わったときから所定の変移期間Ｔｘの間、切り替え前の基準信号から切り替え後の基準信号に徐々に変化させた波形である。これにより、変調信号Ｘ２’ｕの波形は、垂直に立ち上がる部分、および、垂直に立ち下がる部分を含まない波形になっている。
【0068】
たとえば、図２に示すように、モード１の終了時に波形Ｘｕｖは√（３）になっているので、モード２の開始と同時に「２」に変化させると、図８に破線で示すように垂直に立ち上がる波形になる。しかし、変調信号Ｘ２’ｕの波形は、変移期間Ｔｘの間、√（３）から「２」まで線形的に変化するので、垂直に立ち上がらない。同様に、モード４の終了時に波形Ｘｕｖを「２」だけ上方にシフトさせた波形は「２－√（３）」になっているので、モード５の開始と同時に「０」に変化させると、破線で示すように垂直に立ち下がる波形になる。しかし、変調信号Ｘ２’ｕの波形は、変移期間Ｔｘの間、「２－√（３）」から「０」まで線形的に変化するので、垂直に立ち下がらない。変調信号Ｘ２’ｖ，Ｘ２’ｗの波形も同様である。
【0069】
本変形例によると、変調信号Ｘ２’ｕ，Ｘ２’ｖ，Ｘ２’ｗの波形が、垂直に立ち上がる部分、および、垂直に立ち下がる部分を含まない波形になる。したがって、二相変調信号Ｘ２ｕ，Ｘ２ｖ，Ｘ２ｗを用いる場合と比較して、コモンモード電流のピークを抑制できるので、コモンモードリアクトルのコアの磁気飽和がより抑制される。
【0070】
なお、本変形例においては、変調信号生成部２２’は、切り替え前の基準信号から切り替え後の基準信号に線型的に変化させる場合について説明したが、これに限られない。切り替え前の基準信号から切り替え後の基準信号への変化は、例えば二次曲線などの曲線的な変化であってもよい。また、本変形例においては、変調信号生成部２２’は、各モードが切り替わったときから所定の変移期間Ｔｘの間に徐々に変化させることで、変調信号Ｘ２’ｕ，Ｘ２’ｖ，Ｘ２’ｗを生成する場合について説明したが、これに限られない。例えば、変調信号生成部２２’は、各モードが切り替わる前の変移期間Ｔｘの間に徐々に変化させることで、変調信号Ｘ２’ｕ，Ｘ２’ｖ，Ｘ２’ｗを生成してもよい。また、変調信号生成部２２’は、各モードが切り替わるときを含む変移期間Ｔｘの間に徐々に変化させることで、変調信号Ｘ２’ｕ，Ｘ２’ｖ，Ｘ２’ｗを生成してもよい。
【0071】
また、本変形例においては、変調信号生成部２２’が、図８に示す波形の変調信号Ｘ２’ｕ，Ｘ２’ｖ，Ｘ２’ｗを生成する場合について説明したが、これに限られない。変調信号Ｘ２’ｕ，Ｘ２’ｖ，Ｘ２’ｗの波形は限定されない。変調信号Ｘ２’ｕ，Ｘ２’ｖ，Ｘ２’ｗは、波形が、モードの切り替え時に基準信号をそのまま切り替えた波形ではなく、切り替え前の基準信号から切り替え後の基準信号に徐々に変化させた波形であればよく、垂直に立ち上がる部分、および、垂直に立ち下がる部分を含まない波形であればよい。
【0072】
第２変形例から理解されるように、電圧値Ｖｏが閾値Ｖｏｘ以上の場合に、電力変換装置Ａ１の制御回路２が指令信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗとして用いる信号は、二相変調信号Ｘ２ｕ，Ｘ２ｖ，Ｘ２ｗに限定されず、三相変調信号Ｘ３ｕ，Ｘ３ｖ，Ｘ３ｗから生成された、垂直に立ち上がる部分および垂直に立ち下がる部分を含まない波形の信号であればよい。
【0073】
〔第２実施形態〕
図９は、第２実施形態に係る電力変換装置Ａ２の全体構成を示すブロック図である。図９において、上記第１実施形態と同一または類似の要素には、上記第１実施形態と同一の符号を付している。本実施形態に係る電力変換装置Ａ２は、切替部２４に設定される閾値Ｖｏｘが可変である点で、第１実施形態に係る電力変換装置Ａ１と異なる。
図９は、第２実施形態に係る電力変換装置Ａ２の全体構成を示すブロック図である。図９において、上記第１実施形態と同一または類似の要素には、上記第１実施形態と同一の符号を付している。本実施形態に係る電力変換装置Ａ２は、切替部２４に設定される閾値Ｖｏｘが可変である点で、第１実施形態に係る電力変換装置Ａ１と異なる。
【0074】
本実施形態に係る電力変換装置Ａ２は、電圧センサ６をさらに備えている。電圧センサ６は、インバータ回路１の入力側に配置され、電力変換装置Ａ１の入力直流電圧を検出する。電圧センサ６は、検出した入力直流電圧の電圧値Ｖｉを制御回路２に出力する。制御回路２は、閾値設定部２６をさらに備えている。閾値設定部２６は、電圧センサ６から入力される電圧値Ｖｉに基づいて、閾値Ｖｏｘを設定する。電圧値Ｖｉが小さいほど、過変調になる出力電圧が小さくなる。したがって、閾値設定部２６は、電圧値Ｖｉが小さいほど、閾値Ｖｏｘを小さい値に設定する。
【0075】
本実施形態においても、切替部２４は、電圧値Ｖｏが閾値Ｖｏｘ未満の場合、三相変調信号Ｘ３ｕ，Ｘ３ｖ，Ｘ３ｗを出力し、電圧値Ｖｏが閾値Ｖｏｘ以上の場合、二相変調信号Ｘ２ｕ，Ｘ２ｖ，Ｘ２ｗを出力する。したがって、電力変換装置Ａ２は、二相変調方式と比較して、ノイズフィルタの磁気飽和を抑制でき、かつ、三相変調方式と比較して、スイッチング損失を抑制できる。また、電力変換装置Ａ２の変調方式は、三相変調方式で過変調になる前に、二相変調方式に切り替えられる。また、制御回路２が指令信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗを切り替えて用いるだけなので、ソフトウエアの対策だけで実施でき、電力変換装置Ａ１のハードウエアに制限を設ける必要がない。また、電力変換装置Ａ２は、電力変換装置Ａ１と共通する構成により、電力変換装置Ａ１と同様の効果を奏することができる。さらに、本実施形態によると、閾値設定部２６が、電圧センサ６から入力される入力直流電圧の電圧値Ｖｉに基づいて、閾値Ｖｏｘを設定する。したがって、電力変換装置Ａ２は、閾値Ｖｏｘが固定値である場合と比較して、閾値Ｖｏｘをより適切な値に設定できる。
【0076】
本発明に係る電力変換装置は、上述した実施形態に限定されるものではない。本発明に係る電力変換装置の各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。
【符号の説明】
【0077】
Ａ１，Ａ２：電力変換装置、１：インバータ回路、２：制御回路、２１：フィードバック制御部、２２：二相変調信号生成部、３：直流側対地ノイズフィルタ、４：交流側対地ノイズフィルタ
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】