特開 2024-85758 モータ制御装置および電気駆動車両

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2024085758

(43)【公開日】2024-06-27

(54)【発明の名称】モータ制御装置および電気駆動車両

(51)【国際特許分類】

   H02P 27/08 20060101AFI20240620BHJP

   H02P 21/05 20060101ALI20240620BHJP

【ＦＩ】

H02P27/08

H02P21/05

【審査請求】未請求

【請求項の数】6

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2022200465

(22)【出願日】2022-12-15

(71)【出願人】

【識別番号】509186579

【氏名又は名称】日立Ａｓｔｅｍｏ株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110001829

【氏名又は名称】弁理士法人開知

(72)【発明者】

【氏名】谷口 峻

(72)【発明者】

【氏名】松尾 健太郎

(72)【発明者】

【氏名】安島 俊幸

【テーマコード（参考）】

5H505

【Ｆターム（参考）】

5H505AA16

5H505BB04

5H505CC04

5H505DD03

5H505DD08

5H505EE41

5H505EE49

5H505EE55

5H505GG02

5H505GG04

5H505HA06

5H505HA09

5H505HA10

5H505HB01

5H505JJ03

5H505JJ17

5H505JJ23

5H505JJ26

5H505LL01

5H505LL22

5H505LL24

5H505LL41

5H505LL58

(57)【要約】

【課題】制御周期をインバータ周波数に同期しない制御を行う場合において、６ｎ次の高調波電流成分による電流の振動をより簡便に抑制することができるモータ制御装置および電気駆動車両を提供すること。
【解決手段】出力電圧指令値に基づいて交流モータに印加する電圧を出力するモータ制御装置であって、交流モータの基本波周波数と電流制御のカットオフ周波数とに応じて、制御周期を決定する制御周期決定部と、制御周期決定部で決定した制御周期に基づいて、制御割り込みを決定する制御割り込み部と、制御割り込み部で決定した制御割り込みに基づいて、出力電圧指令値を制御する電流制御部と、電流制御部で制御する出力電圧指令値に応じたＰＷＭによって電圧の出力を制御するＰＷＭ制御部とを備える。
【選択図】 図１

【特許請求の範囲】

【請求項1】

出力電圧指令値に基づいて交流モータに印加する電圧を出力するモータ制御装置であって、
前記交流モータの基本波周波数と電流制御のカットオフ周波数とに応じて、制御周期を決定する制御周期演算部と、
前記制御周期演算部で決定した制御周期に基づいて、制御割り込みを決定する制御割り込み生成部と、
前記制御割り込み生成部で決定した制御割り込みに基づいて、出力電圧指令値を制御する電流制御部と、
前記電流制御部で制御する出力電圧指令値に応じたＰＷＭによって電圧の出力を制御するＰＷＭ制御器と
を備えることを特徴とするモータ制御装置。

【請求項2】

請求項１記載のモータ制御装置において、
前記制御周期演算部は、前記制御周期を基本波周波数の６ｎ次±電流制御のカットオフ周波数の１０倍の範囲よりも大きくなるように決定することを特徴とするモータ制御装置。

【請求項3】

請求項２記載のモータ制御装置において、
前記制御周期演算部は、前記ＰＷＭ制御器のスイッチング周期が一定でない場合にのみ、前記制御周期を基本波周波数の６ｎ次±電流制御のカットオフ周波数の１０倍の範囲よりも大きくなるように決定することを特徴とするモータ制御装置。

【請求項4】

請求項１記載のモータ制御装置において、
前記制御周期演算部は、前記交流モータの基本波周波数と電流制御のカットオフ周波数と変調率とに応じて、制御周期を決定することを特徴とするモータ制御装置。

【請求項5】

請求項１記載のモータ制御装置において、
前記電流制御部は、前記制御割り込み生成部で決定した制御割り込みと、カットオフ周波数とに基づいて、電流制御のゲインを変更することを特徴とするモータ制御装置。

【請求項6】

交流モータを搭載した電気駆動車両車であって、
前記交流モータに印加する電圧を出力する、請求項１～５の何れか１項に記載のモータ制御装置を備えることを特徴とする電気駆動車両。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、モータ制御装置および電気駆動車両に関する。

【背景技術】

【0002】

電気駆動車両などに搭載される交流モータの制御システムにおいては、インバータの電圧利用率を向上するために、インバータの出力電圧指令が正弦波で出力可能な最大出力レベルを上回る過変調モード（所謂、過変調領域）で動作させる技術や、ＰＷＭパルスをインバータ出力周波数に同期して出力させる同期ＰＷＭなどの技術が知られている。

【0003】

一方で、過変調領域や同期ＰＷＭにおいては、インバータのスイッチングに起因して、ベクトル制御で用いるｄｑ軸座標系の電流に６ｎ次（ただし、ｎは自然数）の高調波電流が含まれており、この高調波電流によって電流の振動が発生するという問題がある。

【0004】

このような高調波電流の抑制に係る技術としては、例えば、特許文献１，２に記載のものが知られている。

【0005】

特許文献１には、交流電力負荷を駆動させるための電圧を印加する電力変換主回路と、電圧の変調率および位相角の指令値をそれぞれ出力する電圧指令値生成手段と、変調率および位相角の指令値に基づくＰＷＭ制御信号を生成して電力変換主回路に出力するＰＷＭ制御信号生成手段と、交流電力負荷に供給される電流を検出し、電流に対応した電流信号を出力する電流検出手段と、電流信号に基づく電流検出値をサンプルホールドして第１のサンプルホールド値を出力するサンプリング手段とを備え、サンプリング手段は、サンプリングタイミングとなる所定の位相角が設定された電圧位相角設定手段を含み、位相角の指令値が所定の位相角の設定値と同値となるタイミングで電流検出値をサンプルホールドする同期ＰＷＭ電力変換器の電流検出装置が開示されている。

【0006】

また、非特許文献１には、過変調領域において重畳する外乱成分に対する電流制御系の感度を低減することによる制御性能劣化の防止を目的として、フィルタを用いたアプローチを基盤とするフィルタ設計法が開示されている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0007】

【特許文献1】特開２００４－１５９４９号公報

【非特許文献】

【0008】

【非特許文献1】中山陽介、道木慎二 「インバータ過変調領域でのＰＭＳＭベクトル制御を可能とする帯域除去フィルタの設計」電気学会論文誌Ｄ，Vol.138，No.11，pp.884-893(2018)

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0009】

特許文献１においては、キャリア周波数をインバータ出力周波数に同期させて高調波電流がゼロになるタイミングで電流を検出することにより高調波電流の抑制を図っている。しかしながら、例えば、急加減速を実現する必要がある自動車のようなアプリケ－ションへの適用においては、制御周期が周波数によって頻繁に変更されるため、制御周期をインバータ周波数に同期させることが困難である。

【0010】

また、非特許文献１においては、過変調領域において電流の６次成分の除去を図っており、制御周期を一定として実現することができる。しかしながら、高調波を取り除くために用いられている帯域除去フィルタは、インバータ出力周波数に応じて変更することが必要であり、狙った周波数を除去するためには高速な演算周期に対応する必要がある。

【0011】

本発明は上記に鑑みてなされたものであり、制御周期をインバータ周波数に同期しない制御を行う場合において、６ｎ次の高調波電流成分による電流の振動をより簡便に抑制することができるモータ制御装置および電気駆動車両を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0012】

本願は上記課題を解決する手段を複数含んでいるが、その一例を挙げるならば、出力電圧指令値に基づいて交流モータに印加する電圧を出力するモータ制御装置であって、前記交流モータの基本波周波数と電流制御のカットオフ周波数とに応じて、制御周期を決定する制御周期決定部と、前記制御周期決定部で決定した制御周期に基づいて、制御割り込みを決定する制御割り込み部と、前記制御割り込み部で決定した制御割り込みに基づいて、出力電圧指令値を制御する電流制御部と、前記電流制御部で制御する出力電圧指令値に応じたＰＷＭによって電圧の出力を制御するＰＷＭ制御部とを備えたものとする。

【発明の効果】

【0013】

本発明によれば、制御周期をインバータ周波数に同期しない制御を行う場合において、６ｎ次の高調波電流成分による電流の振動をより簡便に抑制することができる。

【図面の簡単な説明】

【0014】

【図1】第１の実施の形態に係るモータ制御装置を関連構成とともに示す機能ブロック図である。

【図2】三相基本波電流、ｄｑ軸６次高調波電流、及び、読み込みタイミングの関係を示す図である。

【図3】第１の実施の形態に係るルックアップテーブルの一例を示す図である。

【図4】ルックアップテーブルの第１の変形例を示す図である。

【図5】ルックアップテーブルの第２の変形例を示す図である。

【図6】ルックアップテーブルの第３の変形例を示す図である。

【図7】第２の実施の形態に係るモータ制御装置を関連構成とともに示す機能ブロック図である。

【図8】三相基本波電流、ｄｑ軸６次高調波電流、及び、読み込みタイミングの関係を示す図である。

【図9】第２の実施の形態に係るルックアップテーブルの一例を示す図であり

【図10】三相基本波電流、ｄｑ軸６次高調波電流、及び、読み込みタイミングの関係を示す図である。

【図11】第３の実施の形態に係るモータ制御装置を関連構成とともに示す機能ブロック図である。

【図12】第３の実施の形態に係る制御周期演算部の処理内容を示す機能ブロック図である。

【図13】第３の実施の形態に係るルックアップテーブルの一例を示す図である。

【図14】第４の実施の形態に係るモータ制御装置を関連構成とともに示す機能ブロック図である。

【図15】第４の実施の形態に係る制御周期演算部の処理内容を示す機能ブロック図である。

【図16】第５の実施の形態に係るモータ制御装置を関連構成とともに示す機能ブロック図である。

【図17】第５の実施の形態に係る制御周期演算部の処理内容を示す機能ブロック図である。

【図18】第６の実施の形態に係るモータ制御装置を関連構成とともに示す機能ブロック図である。

【図19】三相基本波電流、ｄｑ軸６次高調波電流、及び、読み込みタイミングの関係を示す図である。

【図20】モータ制御装置により制御される交流モータを搭載した電気駆動車両の駆動系を制御システムとともに抜き出して模式的に示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0015】

以下、本発明の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。以下の説明では、モータ制御装置の制御対象として交流モータの永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ： Permanent Magnet Synchronous Motor）を例示しているが、これに限定されるものではなく、例えば、シンクロリラクタンスモータや永久磁石同期発電機、巻線型同期機、誘導モータ、誘導発電機といった交流機であれば本発明を適用して同様の効果を得ることができる。また、インバータ装置の半導体スイッチング素子としてＩＧＢＴを例示しているが、これに限定されるものではなく、例えば、ＭＯＳＦＥＴや他の電力用半導体素子を用いた場合でも本発明を適用して同様の効果を得ることができる。

【0016】

＜第１の実施の形態＞
本発明の第１の実施の形態を図１～図６、及び、図２０を参照しつつ説明する。

【0017】

図１は、本実施の形態に係るモータ制御装置を関連構成とともに示す機能ブロック図である。また、図２０は、モータ制御装置により制御される交流モータを搭載した電気駆動車両の駆動系を制御システムとともに抜き出して模式的に示す図である。

【0018】

図２０に示すように、本実施の形態におけるモータ制御装置１００は、直流電圧源９（例えば、バッテリ）から電力変換器２（インバータ）を介してＰＭＳＭ１に供給される電力を制御するものである。

【0019】

ＰＭＳＭ１は、トランスミッション１０１及びディファシャルギアルギア１０３を介してドライブシャフト１０５に接続されており、車輪１０７に動力を供給する。

【0020】

なお、本実施の形態においては、ＰＭＳＭ１からの動力をトランスミッション１０１を介して伝達する場合を例示して説明するが、これに限られず、例えば、ＰＭＳＭを直接ディファレンシャルギアに接続する構成や、前輪及び後輪がそれぞれＰＭＳＭ及びインバータを有する構成とする場合においても本発明を適用することが可能である。

【0021】

図１に示すように、モータ制御装置１００は、直流電圧源９から電力変換器２を介してＰＭＳＭ１に供給される電力を制御するものであり、相電流検出器３、磁極位置検出器４、周波数演算部５、直流電圧検出装置６、座標変換部７，１１、電流読込部８、ＰＷＭ制御器１２、制御周期演算部１５、制御割り込み生成部１７、及び、電流制御部１９から概略構成されている。なお、座標変換部７，１１、及び、電流制御部１９は、制御演算部１３を構成している。

【0022】

電力変換器２は、直流電圧源９（例えば、バッテリ）からの直流電力をＰＷＭ制御器１２からのゲート信号に従って交流電力に変換し、出力してＰＭＳＭ１を駆動する。

【0023】

相電流検出器３は、例えば、ホールＣＴ（Current Transformer）等から構成されており、電力変換器２からＰＭＳＭ１に流れる３相電流のＵ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれの電流波形Ｉｕｄ，Ｉｖｄ，Ｉｗｄを検出する。

【0024】

磁極位置検出器４は、例えば、レゾルバ等から構成されており、ＰＭＳＭ１の磁極位置を検出して磁極位置情報θ＊として出力する。

【0025】

周波数演算部５は、磁極位置検出器４で検出された磁極位置情報θ＊から、例えば微分演算によって角速度を算出し、速度情報ω１＊としてを出力する。

【0026】

電流読込部８は、相電流検出器３で検出した電流波形Ｉｕｄ，Ｉｖｄ，Ｉｗｄを制御割り込み生成部１７からの電流読込信号ｃｌがＯＮになったタイミングで読み込み、三相電流Ｉｕｃ，Ｉｖｃ，Ｉｗｃとして制御演算部１３の座標変換部７に出力する。

【0027】

座標変換部７は、電流読込部８で読み込んだ三相電流Ｉｕｃ，Ｉｖｃ，Ｉｗｃを磁極位置検出器４で検出した磁極位置情報θ＊に基づいて座標変換することでｄｑ軸電流検出値Ｉｄｃ，Ｉｑｃを算出し出力する。

【0028】

電流制御部１９は、ｄｑ軸電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊と座標変換部７からのｄｑ軸電流検出値Ｉｄｃ，Ｉｑｃとが一致するように、ｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を演算し出力する。

【0029】

座標変換部１１は、電流制御部１９からのｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を磁極位置検出器４で検出した磁極位置情報θ＊に基づいて座標変換することで三相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を算出し出力する。

【0030】

制御周期演算部１５は、周波数演算部５で演算された速度情報ω１＊に基づいて制御周期ｔｃを算出し出力する。

【0031】

制御割り込み生成部１７は、制御周期演算部１５からの制御周期ｆｃに基づいて制御割り込み信号ｉｎｔと電流読込信号ｃｌとを生成する。なお、本実施の形態においては、制御割り込み信号ｉｎｔと電流読込信号ｃｌとは同期しており、完全に同一の信号である。

【0032】

制御演算部１３を構成する座標変換部７、座標変換部１１、及び、電流制御部１９は、制御割り込み生成部１７からの制御割り込み信号ｉｎｔの呼び出しに応じて動作する。

【0033】

直流電圧検出装置６は、直流電圧源９の電圧を検出し、検出結果を直流電圧情報Ｖｄｃとして出力する。

【0034】

ＰＷＭ制御器１２は、座標変換部１１からの三相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と直流電圧検出装置６からの直流電圧情報Ｖｄｃとに基づいてＤｕｔｙ信号を演算し、演算したＤｕｔｙ信号とキャリア波とを比較することでゲート信号を生成し出力する。

【0035】

ここで、本発明の基本原理について説明する。

【0036】

まず、交流モータの過変調領域や同期ＰＷＭでの制御における電流振動の発生原理について説明する。

【0037】

図２は、三相基本波電流、ｄｑ軸６次高調波電流、及び、読み込みタイミングの関係を示す図である。

【0038】

交流モータ制御において、過変調領域では６ｎ次の成分がｄｑ軸電流に発生することが知られており（例えば、非特許文献１参照）、制御周期ｆｃがインバータ出力周波数の６ｎ倍（ｎは自然数）近傍になると電流の振動が発生する。

【0039】

図２には、三相基本派電流６１、ｄｑ軸６次高調波電流６３、及び、読み込みタイミングと、６ｎ次の成分のうちｎ＝１の６次の成分が制御に及ぼす影響とを示している。本実施の形態では、電流読込部８が制御演算部１３と同期して制御周期ｆｃで電流を読み込む。図２では、制御周期ｆｃがインバータ出力周波数ｆ０の６倍からΔｆずれた場合（すなわち、ｆｃ＝６ｆ０＋Δｆの場合）を示している。このとき、各点で検出される６次高調波成分ｉ’ｈ６は、下記（式１）～（式４）で求められる。

【0040】

【数1】

【0041】

【数2】

【0042】

【数3】

【0043】

【数4】

【0044】

上記（式１）～（式４）により、周波数（６ｆ０＋Δｆ）で電流を検出しているので、ｄｑ座標で見ると周波数（－Δｆ）で電流が振動しているように見える。この時の振幅は、高調波電流の振幅Ｉｈである。

【0045】

ここで、周波数Δｆが電流制御の応答帯域であると、実際には６次で振動しているはずの電流がの周波数Δｆで振動している電流と見做され、周波数Δｆの振動を打ち消すように電流制御が作用する。この周波数Δｆの振動は、本来発生していないので、電流制御が作用すると、電流制御によってΔｆの振動が発生することになる。これが電流の振動発生のメカニズムである。

【0046】

そこで、本実施の形態においては、制御周期演算部１５の制御により、電流の振動の発生を抑制する。以下、その基本原理および詳細について説明する。

【0047】

制御周期演算部１５は、速度情報ω１＊を入力とし、制御周期ｆｃを出力とするルックアップテーブルで構成されている。

【0048】

図３は、制御周期演算部で用いるルックアップテーブルの一例を示す図であり、横軸に速度情報ω１＊を、縦軸に制御周期ｆｃを示している。

【0049】

図３に示すように、速度情報ω１＊と制御周期ｆｃとの関係（線５１）は、上限５３と下限５５とで規定される選択禁止帯域を避けるような形で選択される。ここでは、速度情報ω１＊＜角速度ａ、又は、角速度ｂ≦速度情報ω１＊の範囲では制御周期ｆｃ＝ｆ１とし、角速度ａ≦速度情報ω１＊＜角速度ｂの範囲では制御周期ｆｃ＝ｆ２とする場合を例示している。ただし、角速度ａはｆｃ＝ｆ１と選択禁止帯域の上限５３とが交わるときの角速度であり、角速度ｂはｆｃ＝ｆ１と選択禁止領域の下限５５とが交わるときの角速度である。

【0050】

選択禁止帯域の上限５３および下限５５は、下記（式５）により決定される。

【0051】

【数5】

【0052】

ここで、上記（式５）において、ｆ０はインバータ出力周波数、ｆａｃｒは電流制御部１９のカットオフ周波数をそれぞれ表している。また、変数ｍは正の値であり、その設定方法について以下に説明する。

【0053】

ｄｑ軸電流に見かけ上発生する電流が電流制御の応答帯域内にあることが電流の振動が発生する原因であるため、本実施の形態では、見かけ上のｄｑ軸電流高調波の周波数Δｆが電流制御の応答帯域外になるように制御を行う。なお、一般的には、電流制御のカットオフ周波数ｆａｃｒの１０倍以上の周波数で電流制御の応答帯域外となるので、例えば、制御周期に対して電流検出回数が１回である場合には、変数ｍ＝１０と設定すれば、周波数Δｆを応答帯域外とすることができる。また、多少の電流振動は許容可能であると考えると、変数ｍ＝５程度に設定しても良いと言える。このように、上記（式５）で示した選択禁止帯域を避けるように制御周期を設定することで、過変調領域においてｄｑ軸電流に６次の成分が発生していても電流の低い周波数での振動を回避することができる。

【0054】

なお、本実施の形態においては、６次の成分（すなわち、ｎ＝１の場合）について例示して説明したが、１２次、１８次、２４次といった６ｎ次の成分（すなわち、ｎ＞１の場合）のすべてにおいて、上記の原理が当てはまる。

【0055】

このように、電流制御に用いる電流が制御割り込みｉｎｔと一致したタイミングで検知する場合、６次の電流によって振動が発生しないための禁止帯域として６の整数倍を避けることで振動を回避することが可能である。

【0056】

また、本実施の形態においては、制御割り込みｉｎｔと電流読込信号ｃｌが完全に同一である場合を例示して説明したが、これらの信号の周期が同じであればタイミングの多少のズレは許容されて同様の効果を得ることができる。

【0057】

また、本実施の形態においては、角速度（速度情報ω１＊）に応じて制御周期を変更する例示したが、角速度ではなくインバータ出力周波数（誘導機の場合には速度と一致しない）によって周波数を変更する場合に本発明を適用しても同様の効果を得ることができる。また、角速度以外の情報（例えば、トルク）によって周波数を変更する場合であっても、角速度によって決まる禁止帯域を避けるように制御周期を設定すれば、同様の効果を得ることができる。

【0058】

また、自動車では急加減速性能と振動に対する要求が厳しいアプリケーションであるので、他のアプリケーションよりも本発明の効果が顕著に現れるアプリケーションであると言える。同様に、鉄道においても自動車と同じく急加減速性能と振動に対する要求が厳しく本発明の効果が表れやすいアプリケーションである。すなわち、自動車、鉄道では急加減速性能の向上に適した方式である「制御周期をインバータ周波数に同期しない制御」において本発明を適用することで、６ｆによる振動を抑制することができ、運転者あるいは乗客の乗り心地を向上することができる。

【0059】

なお、本実施の形態においては、図３に示したように、選択禁止帯域を矩形的にかつ最小限に避けて制御周期を決定するようなルックアップテーブルを用いる場合を例示して説明したが、これに限られず、例えば、以下の第１～第３の変形例のように、制御周期が選択禁止帯域を避けるようなルックアップテーブルを用いて構成すれば良く、第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。

【0060】

図４は、本実施の形態の第１の変形例に係るルックアップテーブルを示す図である。図４において、速度情報ω１＊と制御周期ｆｃとの関係（線５１Ａ）は、選択禁止帯域を矩形的に余裕をもって避けて制御周期を決定するように設定している。ここでは、速度情報ω１＊＜角速度ａ、又は、角速度ｂ≦速度情報ω１＊の範囲では制御周期ｆｃ＝ｆ１とし、角速度ａ≦速度情報ω１＊＜角速度ｂの範囲では制御周期ｆｃ＝ｆ２とする場合を例示している。ただし、角速度ａ，ｂおよび制御周期ｆ１，ｆ２は、制御周期ｆ１，ｆ２が選択禁止帯域の上限５３上及び下限５５上の値をとらないように、すなわち、選択禁止領域から余裕を持った値となるように設定している。

【0061】

図５は、本実施の形態の第２の変形例に係るルックアップテーブルを示す図である。図５において、速度情報ω１＊と制御周期ｆｃとの関係（線５１Ｂ）は、選択禁止帯域を階段状にかつ最小限に避けて制御周期を決定するように設定している。ここでは、速度情報ω１＊＜角速度ａの範囲では制御周期ｆｃ＝ｆ１とし、角速度ａ≦速度情報ω１＊の範囲では制御周期ｆｃ＝ｆ２とする場合を例示している。ただし、角速度ａはｆｃ＝ｆ１と選択禁止帯域の上限５３とが交わるときの角速度である。

【0062】

図６は、本実施の形態の第３の変形例に係るルックアップテーブルを示す図である。図６において、速度情報ω１＊と制御周期ｆｃとの関係（線５１Ｃ）は、上限５３と下限５５とで規定される選択禁止帯域を避けるような形で選択される。ここでは、速度情報ω１＊＜角速度ａ、又は、角速度ｂ≦速度情報ω１＊の範囲では制御周期ｆｃ＝ｆ１とし、角速度ａ≦速度情報ω１＊＜角速度ｂの範囲では制御周期ｆｃを下限５５に沿った値とする場合を例示している。ただし、角速度ａはｆｃ＝ｆ１と選択禁止帯域の上限５３とが交わるときの角速度であり、角速度ｂはｆｃ＝ｆ１と選択禁止領域の下限５５とが交わるときの角速度である。

【0063】

＜第２の実施の形態＞
本発明の第２の実施の形態を図７～図１０を参照しつつ説明する。

【0064】

本実施の形態は、電流読込信号が割り込み信号の２倍の周期でＯＮになるように制御し、電流読込信号に応じて読み込んだ２回の三相電流のズレに応じて制御を行う場合を示すものである。

【0065】

本実施の形態では、第１の実施の形態との相違点についてのみ説明するものとし、本実施の形態で用いる図面において第１の実施の形態と同様の部材には同じ符号を付し、説明を適宜省略する。

【0066】

図７は、本実施の形態に係るモータ制御装置を関連構成とともに示す機能ブロック図である。

【0067】

図７に示すように、モータ制御装置１００Ａは、直流電圧源９から電力変換器２を介してＰＭＳＭ１に供給される電力を制御するものであり、相電流検出器３、磁極位置検出器４、周波数演算部５、直流電圧検出装置６、座標変換部７Ａ，１１、電流読込部８Ａ、ＰＷＭ制御器１２、制御周期演算部１５Ａ、制御割り込み生成部１７Ａ、及び、電流制御部１９から概略構成されている。なお、座標変換部７Ａ，１１、及び、電流制御部１９は、制御演算部１３Ａを構成している。

【0068】

制御割り込み生成部１７Ａは、電流読込信号ｃｌを割り込み信号ｉｎｔの２倍の周期でＯＮになるように生成して出力する。

【0069】

電流読込部８Ａは、電流読込信号ｃｌがＯＮになった時に三相電流の電流波形Ｉｕｄ，Ｉｖｄ，Ｉｗｄを読み込む。この時、読み込んだタイミングの電流を三相電流Ｉｕｃ１，Ｉｖｃ１，Ｉｗｃ１として出力し、前回読み込んだ電流を三相電流Ｉｕｃ２，Ｉｖｃ２，Ｉｗｃ２として制御演算部１３Ａの座標変換部７Ａに出力する。

【0070】

座標変換部７Ａは、三相電流Ｉｕｃ１，Ｉｖｃ１，Ｉｗｃ１および三相電流Ｉｕｃ２，Ｉｖｃ２，Ｉｗｃ２をそれぞれが読み込んだタイミングのズレ分を回転角に補正してｄｑ座標に座標変換する。そして、座標変換したｄｑ軸電流を加算平均し、ｄｑ軸電流検出値Ｉｄｃ，Ｉｑｃとして電流制御部１９に出力する。

【0071】

ここで、以上のように構成した本実施の形態における動作および作用効果を説明する。

【0072】

図８は、三相基本波電流、ｄｑ軸６次高調波電流、及び、読み込みタイミングの関係を示す図である。図８には、三相基本派電流６１、ｄｑ軸６次高調波電流６３、及び、読み込みタイミングを示している。

【0073】

図８においては、電流読込部８Ａは、制御演算部１３Ａと同期して２倍の周期ｆｃｌ＝２ｆｃで電流を読み込み、制御周期ｆｃがインバータ出力周波数ｆ０の６倍からΔｆずれた場合（すなわち、ｆｃｌ＝２ｆｃ＝１２ｆ０＋２Δｆの場合）を示している。ことのき、各点で検出される６次高調波成分ｉ’ｈ６は、下記（式６）～（式９）で求められる。

【0074】

【数6】

【0075】

【数7】

【0076】

【数8】

【0077】

【数9】

【0078】

また、電流制御には２回の検出電流の平均値を用いるので、電流制御に用いる電流に含まれる６次の高調波成分ｉ’ｈ６＿ｃは下記（式１０）及び（式１１）で求められる。

【0079】

【数10】

【0080】

【数11】

【0081】

上記（式１０）及び（式１１）により、周波数（１２ｆ０＋２Δｆ）で電流を検出しているので、ｄｑ座標で見ると周波数（－２Δｆ）で電流が振動しているように見える。この時の振幅は、高調波電流の振幅（Ｉｈ×２π×０．５Δｆ÷（１２ｆ０＋２Δｆ））である。振幅としては、制御周期の１周期において１回の電流を検出する場合（第１の実施の形態参照）よりも小さいが、周波数Δｆが大きくなると振幅も増加するため、同様に振動が発生する（ただし、振動の周波数と振幅は異なる）。

【0082】

そこで、本実施の形態においては、制御周期演算部１５Ａからの制御周期ｆｃを速度ω１＊に応じて変更することにより、電流の振動の発生を抑制する。

【0083】

制御周期演算部１５Ａは、速度情報ω１＊を入力とし、制御周期ｆｃを出力とするルックアップテーブルで構成されている。

【0084】

図９は、制御周期演算部で用いるルックアップテーブルの一例を示す図であり、横軸に速度情報ω１＊を、縦軸に制御周期ｆｃを示している。

【0085】

図９に示すように、速度情報ω１＊と制御周期ｆｃとの関係（線５１Ｄ）は、上限５３Ａと下限５５Ａとで規定される選択禁止帯域、及び、上限５３Ｂと下限５５Ｂとで規定される選択禁止領域を避けるような形で選択される。ここでは、速度情報ω１＊＜角速度ａ、角速度ｂ≦速度情報ω１＊＜角速度ｃ、又は、角速度ｄ≦速度情報ω１＊の範囲では制御周期ｆｃ＝ｆ１とし、角速度ａ≦速度情報ω１＊＜角速度ｂの範囲では制御周期ｆｃ＝ｆ２とし、角速度ｃ≦速度情報ω１＊＜角速度ｄの範囲では制御周期ｆｃ＝ｆ３とする場合を例示している。ただし、角速度ａはｆｃ＝ｆ１と選択禁止帯域の上限５３Ａとが交わるときの角速度であり、角速度ｂはｆｃ＝ｆ１と選択禁止領域の下限５５Ａとが交わるときの角速度であり、角速度ｃはｆｃ＝ｆ１と選択禁止領域の上限５３Ｂとが交わるときの角速度であり、角速度ｄはｆｃ＝ｆ１と選択禁止領域の下限５５Ｂとが交わるときの角速度である。

【0086】

選択禁止帯域の上限５３Ａおよび下限５５Ａは、下記（式１２）により決定される。

【0087】

【数12】

【0088】

ここで、上記（式１２）において、ｆ０はインバータ出力周波数、ｆａｃｒは電流制御部１９のカットオフ周波数（電流制御カットオフ周波数）をそれぞれ表している。また、変数ｍ１は正の値であり、その設定方法について以下に説明する。

【0089】

電流検出回数が制御周期に対して２回の場合には周波数が１回の場合の２倍になるため、変数ｍ１＝５に設定すると、電流制御カットオフ周波数ｆａｃｒの１０倍の周波数で電流制御の応答帯域外にとなる。また、多少の電流振動は許容可能であると考えると、変数ｍ１＝２．５程度に設定しても良いと言える。

【0090】

また、電流の検出回数が２回の場合、制御周期がインバータ出力周波数の３倍近傍でも同様の振動が発生するため、下記（式１３）で決定される上限５３Ｂおよび下限５５Ｂにより規定される設定禁止領域が追加される。

【0091】

【数13】

【0092】

ここで、上記（式１３）において、ｋは正の値であり、基本的にはｋ＝ｍ１／２で設定する。

【0093】

続いて、制御周期がインバータ出力周波数の３倍近傍でも同様の振動が発生する理由を以下で述べる。

【0094】

図１０は、三相基本波電流、ｄｑ軸６次高調波電流、及び、読み込みタイミングの関係を示す図である。図１０には、三相基本派電流６１、ｄｑ軸６次高調波電流６３、及び、読み込みタイミングを示している。

【0095】

図１０においては、電流読込部８Ａは、制御演算部１３Ａと同期して２倍の周期ｆｃｌ＝２ｆｃで電流を読み込み、制御周期ｆｃがインバータ出力周波数ｆ０の３倍からΔｆずれた場合（すなわち、ｆｃｌ＝２ｆｃ＝６ｆ０＋２Δｆの場合）を示している。このとき、各点で検出される６次高調波成分ｉ’’ｈ６は、下記（式１４）～（式１７）で求められる。

【0096】

【数14】

【0097】

【数15】

【0098】

【数16】

【0099】

【数17】

【0100】

また、電流制御には２回の検出電流の平均値を用いるので、電流制御に用いる電流に含まれる６次の高調波成分ｉ’’ｈ６＿ｃは下記（式１８）及び（式１９）で求められる。

【0101】

【数18】

【0102】

【数19】

【0103】

上記（式１８）及び（式１９）により、周波数（６ｆ０＋２Δｆ）で電流を検出しているので、ｄｑ座標で見ると周波数４Δｆで電流が振動しているように見える。この時の振幅は、高調波電流の振幅Ｉｈである。振幅としては、制御周期の１周期において１回の電流を検出する場合（第１の実施の形態参照）と等しく、同様に振動が発生する。ただし、周波数が２倍であるため、振動を抑制するための禁止帯域は半分で良い。

【0104】

その他の構成は第１の実施の形態と同様である。

【0105】

以上のように構成した本実施の形態においても第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。

【0106】

また、電流制御に用いる電流が制御周期内で均等な間隔で複数回検出され、その加算平均を取ったものである場合、６次の電流によって振動が発生しないための禁止帯域として（６÷電流検出回数）の整数倍を避ける必要がある。本実施の形態においては２回の例を示したが、回数が増えても同様に設定すれば振動を回避することができる。また、制御割り込みｉｎｔと電流読込信号ｃｌは周期が２倍であれば位相がずれても同様の効果を得ることができる。また、禁止帯域を避けるように制御周期ｆｃを設定するようにルックアップテーブルを設定すれば、本実施の形態において図９で例示したルックアップテーブルと異なっていても同様の効果が得られる。

【0107】

＜第３の実施の形態＞
本発明の第３の実施の形態を図１１～図１３を参照しつつ説明する。

【0108】

本実施の形態は、ｄｑ軸電圧指令値と直流電圧とから演算した変調率に応じて制御周期を制御する場合を示すものである。

【0109】

本実施の形態では、第１の実施の形態との相違点についてのみ説明するものとし、本実施の形態で用いる図面において第１の実施の形態と同様の部材には同じ符号を付し、説明を適宜省略する。

【0110】

図１１は、本実施の形態に係るモータ制御装置を関連構成とともに示す機能ブロック図である。

【0111】

図１１に示すように、モータ制御装置１００Ｂは、直流電圧源９から電力変換器２を介してＰＭＳＭ１に供給される電力を制御するものであり、相電流検出器３、磁極位置検出器４、周波数演算部５、直流電圧検出装置６、座標変換部７，１１、電流読込部８、ＰＷＭ制御器１２、制御周期演算部１５Ｂ、制御割り込み生成部１７、変調率演算部１８、及び、電流制御部１９から概略構成されている。なお、座標変換部７，１１、変調率演算部１８、及び、電流制御部１９は、制御演算部１３Ｂを構成している。

【0112】

変調率演算部１８は、電流制御部１９からのｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊と直流電圧検出装置６からの直流電圧Ｖｄｃとに基づいて変調率Ｍｆを演算し、制御周期演算部１５Ｂに出力する。

【0113】

図１２は、制御周期演算部の処理内容を示す機能ブロック図である。

【0114】

図１２に示すように、制御周期演算部１５Ｂは、周波数演算部５からの速度情報ω１＊と変調率演算部１８からの変調率Ｍｆとに基づいて制御周期ｆｃを演算し、制御割り込み生成部１７に出力するものであり、制御周期選択部（通常時）２１、制御周期選択部２３（過変調時）、変調モード判定部２５、及び、切換部２２から概略構成されている。

【0115】

変調モード判定部２５は、変調率Ｍｆに基づいて、ＰＭＳＭ１の制御が過変調領域で行われているか否かを判定する。

【0116】

制御周期選択部（過変調時）２３は、過変調領域で制御されている場合に用いる制御周期ｆｃをルックアップテーブルに基づいて選択する。制御周期選択部（過変調時）２３では、例えば、第１の実施の形態の図２で示したルックアップテーブルを用いる。これにより、過変調領域での制御時に発生が懸念される電流の振動を回避する制御周期ｆｃを選択する。

【0117】

制御周期選択部（通常時）２１は、過変調領域での制御ではない場合に用いる制御周期ｆｃを図１３に示すルックアップテーブルに応じて選択する。図１３は、制御周期演算部で用いるルックアップテーブルの一例を示す図であり、横軸に速度情報ω１＊を、縦軸に制御周期ｆｃを示している。制御が過変調領域ではない範囲で行われている場合には、禁止帯域を考慮する必要が無いため、図１３に示すように、速度情報ω１＊と制御周期ｆｃとの関係（線５１Ｅ）が、速度情報ω１＊によらず制御周期ｆｃ＝ｆ１となるルックアップテーブルを用いる。このときの制御周期ｆ１は、電流の振動抑制を考慮する必要がないため高く設定することができる。

【0118】

切換部２２は、変調モード判定部２５において過変調領域で制御されていると判定された場合には、制御割り込み生成部１７への出力を制御周期選択部（過変調時）２３で選択された制御周期ｆｃに切り換える。また、切換部２２は、変調モード判定部２５において過変調領域での制御ではないと判定された場合には、制御割り込み生成部１７への出力を制御周期選択部（通常時）２１で選択された制御周期ｆｃ（例えば、ｆｃ＝ｆ１）に切り換える。

【0119】

その他の構成は第１の実施の形態と同様である。

【0120】

以上のように構成した本実施の形態においても第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。

【0121】

また、本実施の形態においては、通常領域（過変調領域ではない場合）では６ｆの振動がｄｑ軸電流に発生しないことを考慮して、振動が発生する過変調領域でのみ禁止帯域を回避する制御周期ｆｃを選択するように構成したので、過変調時には振動を抑制することができるとともに、通常時の制御周期ｆｃを高く設定することができ、制御性能を向上することができ。

【0122】

＜第４の実施の形態＞
本発明の第４の実施の形態を図１４及び図１５を参照しつつ説明する。

【0123】

本実施の形態は、同期ＰＷＭと非同期ＰＷＭの何れの制御であるかに応じて制御周期の演算方法およびＰＷＭの制御方法を変更する場合を示すものである。

【0124】

本実施の形態では、第１の実施の形態との相違点についてのみ説明するものとし、本実施の形態で用いる図面において第１の実施の形態と同様の部材には同じ符号を付し、説明を適宜省略する。

【0125】

図１４は、本実施の形態に係るモータ制御装置を関連構成とともに示す機能ブロック図である。

【0126】

図１４に示すように、モータ制御装置１００Ｃは、直流電圧源９から電力変換器２を介してＰＭＳＭ１に供給される電力を制御するものであり、相電流検出器３、磁極位置検出器４、周波数演算部５、直流電圧検出装置６、座標変換部７，１１、電流読込部８、ＰＷＭ制御器１２Ａ、制御周期演算部１５Ｃ、同期ＰＷＭ信号生成部１６、制御割り込み生成部１７、及び、電流制御部１９から概略構成されている。なお、座標変換部７，１１、同期ＰＷＭ信号生成部１６、及び、電流制御部１９は、制御演算部１３Ｃを構成している。

【0127】

同期ＰＷＭ信号生成部１６は、電流制御部１９からのｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊と直流電圧検出装置６からの直流電圧Ｖｄｃとに基づいて、同期ＰＷＭに用いる点弧角αｕ＊，αｖ＊，αｗ＊を演算し、ＰＷＭ制御器１２Ａに出力する。

【0128】

また、同期ＰＷＭ信号生成部１６は、電流制御部１９からのｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊と直流電圧検出装置６からの直流電圧Ｖｄｃとに基づいて変調率を演算し、演算した変調率に基づいて同期ＰＷＭの制御（以降、同期ＰＷＭモードと称する）であるか非同期ＰＷＭの制御（以降、非同期ＰＷＭモード）であるかを判定し、いずれのモードであるかを示すＰＷＭモード信号を制御周期演算部１５ＣとＰＷＭ制御器１２Ａとに出力する。

【0129】

ＰＷＭ制御器１２Ａは、同期ＰＷＭ信号生成部１６からのＰＷＭモード信号が同期ＰＷＭモードを示している場合には、同期ＰＷＭ信号生成部１６からの点弧角αｕ＊，αｖ＊，αｗ＊と磁極位置検出器４からの磁極位置θ＊とを比較してゲート信号を生成する。一方、ＰＷＭ制御器１２Ａは、同期ＰＷＭ信号生成部１６からのＰＷＭモード信号が非同期ＰＷＭモードを示している場合には、座標変換部１１からの三相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と直流電圧検出装置６からの直流電圧情報Ｖｄｃとに基づいてＤｕｔｙ信号を演算し、演算したＤｕｔｙ信号をキャリア波と比較することでてゲート信号を生成して、電力変換器２に出力する。

【0130】

図１５は、制御周期演算部の処理内容を示す機能ブロック図である。

【0131】

図１５に示すように、制御周期演算部１５Ｃは、周波数演算部５からの速度情報ω１＊と変調率演算部１８からの変調率Ｍｆとに基づいて制御周期ｆｃを演算し、制御割り込み生成部１７に出力するものであり、制御周期選択部（通常時）２１、制御周期選択部２４（同期ＰＷＭ時）、及び、切換部２２から概略構成されている。

【0132】

制御周期選択部（同期ＰＷＭ時）２４は、同期ＰＷＭモードである場合に用いる制御周期ｆｃをルックアップテーブルに基づいて選択する。制御周期選択部（同期ＰＷＭ時）２４では、例えば、第１の実施の形態の図２で示したルックアップテーブルを用いる。これにより、同期ＰＷＭでの制御時に発生が懸念される電流の振動を回避する制御周期ｆｃを選択する。

【0133】

制御周期選択部（通常時）２１は、非同期ＰＷＭモードである場合に用いる制御周期ｆｃをルックアップテーブルに応じて選択する。制御周期選択部（通常時）では、例えば、第３の実施の形態の図１３で示したルックアップテーブルを用いる。これにより、電流の振動抑制を考慮する必要がなく、禁止帯域を考慮する必要が無い非同期ＰＷＭモードの場合には、制御周期ｆｃを高く設定することができる。

【0134】

切換部２２は、同期ＰＷＭ信号生成部１６からのＰＷＭモード信号が同期ＰＷＭモードを示している場合には、制御割り込み生成部１７への出力を制御周期選択部（同期ＰＷＭ時）２４で選択された制御周期ｆｃに切り換える。また、切換部２２は、同期ＰＷＭ信号生成部１６からのＰＷＭモード信号が非同期ＰＷＭモードを示している場合には、制御割り込み生成部１７への出力を制御周期選択部（通常時）２１で選択された制御周期ｆｃに切り換える。

【0135】

その他の構成は第１の実施の形態と同様である。

【0136】

以上のように構成した本実施の形態においても第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。

【0137】

また、本実施の形態においては、通常領域では６ｆの振動がｄｑ軸電流に発生しないことを考慮して、振動が発生する過変調領域でのみ禁止帯域を回避する制御周期ｆｃを選択するように構成したので、同期ＰＷＭ時には振動を抑制することができるとともに、通常時の制御周期ｆｃを高く設定することができ、制御性能を向上することができる。

【0138】

＜第５の実施の形態＞
本発明の第５の実施の形態を図１６及び図１７を参照しつつ説明する。

【0139】

本実施の形態は、速度情報に基づいて演算したカットオフ周波数に応じて電流制御のゲインを変更する場合を示すものである。

【0140】

本実施の形態では、第３の実施の形態との相違点についてのみ説明するものとし、本実施の形態で用いる図面において第３の実施の形態と同様の部材には同じ符号を付し、説明を適宜省略する。

【0141】

図１６は、本実施の形態に係るモータ制御装置を関連構成とともに示す機能ブロック図である。

【0142】

図１６に示すように、モータ制御装置１００Ｄは、直流電圧源９から電力変換器２を介してＰＭＳＭ１に供給される電力を制御するものであり、相電流検出器３、磁極位置検出器４、周波数演算部５、直流電圧検出装置６、座標変換部７，１１、電流読込部８、ＰＷＭ制御器１２、電流制御カットオフ周波数演算部１４、制御周期演算部１５Ｄ、制御割り込み生成部１７、変調率演算部１８、及び、電流制御部１９Ａから概略構成されている。なお、座標変換部７，１１、変調率演算部１８、及び、電流制御部１９Ａは、制御演算部１３Ｄを構成している。

【0143】

電流制御カットオフ周波数演算部１４は、周波数演算部５からの速度情報ω１＊に応じて電流制御カットオフ周波数ｆａｃｒを演算・変更し、電流制御部１９に出力する。

【0144】

電流制御部１９Ａは、電流制御カットオフ周波数演算部１４からの電流制御カットオフ周波数ｆａｃｒに応じて電流制御のゲインを変更する。

【0145】

図１７は、制御周期演算部の処理内容を示す機能ブロック図である。

【0146】

図１７に示すように、制御周期演算部１５Ｄは、周波数演算部５からの速度情報ω１＊と、変調率演算部１８からの変調率Ｍｆと、電流制御カットオフ周波数演算部１４からの電流制御カットオフ周波数ｆａｃｒとに基づいて制御周期ｆｃを演算し、制御割り込み生成部１７に出力するものであり、変調モード判定部２５、及び、制御周期選択部３１，３３から概略構成されている。

【0147】

変調モード判定部２５は、変調率Ｍｆに基づいて、ＰＭＳＭ１の制御が過変調領域で行われているか否かを判定する。

【0148】

制御周期選択部３１は、例えば、図１３に示すルックアップテーブルに応じて制御周期ｆｃを選択する。図１３に示したルックアップテーブルは、禁止帯域を考慮する必要が無い場合の制御周期ｆｃを設定したものである。

【0149】

制御周期選択部３３は、変調モード判定部２５において過変調領域で制御されていると判定された場合には、電流制御カットオフ周波数演算部１４からの電流制御カットオフ周波数ｆａｃｒに基づいて、制御周期選択部３１からの制御周期（制限前）を禁止帯域（第１の実施の形態の（式５）、図１３等参照）に入らないように変更し、制御周期ｆｃとして制御割り込み生成部１７に出力する。

【0150】

その他の構成は第３の実施の形態と同様である。

【0151】

以上のように構成した本実施の形態においても第３の実施の形態と同様の効果を得ることができる。

【0152】

また、本実施の形態においては、電流制御カットオフ周波数を可変にした場合にも対抗可能であり、速度情報ω１＊に応じて電流制御カットオフ周波数ｆａｃｒが変化しても電流の振動を抑制することができる。

【0153】

なお、本実施の形態においては、速度情報ω１＊に応じて電流制御カットオフ周波数を変更する構成を例示して説明したが、これに限られず、例えば、トルク指令値のような他の情報応じて電流制御カットオフ周波数を変更する構成としても本実施の形態と同様の効果を得ることができる。

【0154】

＜第６の実施の形態＞
本発明の第６の実施の形態を図１８及び図１９を参照しつつ説明する。

【0155】

本実施の形態は、電流読込信号が割り込み信号の２倍の周期でＯＮになるように制御し、電流読込信号に応じて読み込んだ２回の三相電流のズレに応じて制御を行う場合に、速度情報に基づいて演算したカットオフ周波数に応じて電流制御のゲインを変更する場合を示すものである。

【0156】

本実施の形態では、第２の実施の形態との相違点についてのみ説明するものとし、本実施の形態で用いる図面において第２の実施の形態と同様の部材には同じ符号を付し、説明を適宜省略する。

【0157】

図１８は、本実施の形態に係るモータ制御装置を関連構成とともに示す機能ブロック図である。

【0158】

図１８に示すように、モータ制御装置１００Ｅは、直流電圧源９から電力変換器２を介してＰＭＳＭ１に供給される電力を制御するものであり、相電流検出器３、磁極位置検出器４、周波数演算部５、直流電圧検出装置６、座標変換部７Ｂ，１１、電流読込部８Ａ、ＰＷＭ制御器１２、電流制御カットオフ周波数演算部１４、制御周期演算部１５Ｅ、制御割り込み生成部１７Ａ、及び、電流制御部１９Ａから概略構成されている。なお、座標変換部７Ｂ，１１、及び、電流制御部１９Ａは、制御演算部１３Ｅを構成している。

【0159】

制御割り込み生成部１７Ａは、電流読込信号ｃｌを割り込み信号ｉｎｔの２倍の周期でＯＮになるように生成して出力する。

【0160】

電流制御カットオフ周波数演算部１４は、周波数演算部５からの速度情報ω１＊に応じて電流制御カットオフ周波数ｆａｃｒを演算・変更し、電流制御部１９に出力する。

【0161】

電流制御部１９Ａは、電流制御カットオフ周波数演算部１４からの電流制御カットオフ周波数ｆａｃｒに応じて電流制御のゲインを変更する。

【0162】

制御周期演算部１５Ｅでは、例えば、図１３に示すルックアップテーブルに応じて制御周期ｆｃを選択する。図１３に示したルックアップテーブルは、禁止帯域を考慮する必要が無い場合の制御周期ｆｃを設定したものである。

【0163】

座標変換部７Ｂは、周波数演算部５からの速度情報ω１＊と、制御周期演算部１５Ｅからの制御周期ｆｃと、電流制御カットオフ周波数演算部１４からの電流制御カットオフ周波数ｆａｃｒとに基づいて、制御周期ｆｃが禁止帯域（第２の実施の形態の（式１２），（式１３）、図９等参照）に入っているか否かを判定する。

【0164】

座標変換部７Ｂは、制御周期ｆｃが禁止帯域に入っていないと判定した場合には、三相電流Ｉｕｃ１，Ｉｖｃ１，Ｉｗｃ１および三相電流Ｉｕｃ２，Ｉｖｃ２，Ｉｗｃ２をそれぞれが読み込んだタイミングのズレ分を回転角に補正してｄｑ座標に座標変換し、座標変換したｄｑ軸電流を加算平均し、ｄｑ軸電流検出値Ｉｄｃ，Ｉｑｃとして電流制御部１９Ａに出力する。

【0165】

また、座標変換部７Ｂは、制御周期ｆｃが禁止帯域に入っていると判定した場合には、ｄｑ軸電流検出値Ｉｄｃ，Ｉｑｃを交互に演算する方式に切り替え、演算したｄｑ軸電流検出値Ｉｄｃ，Ｉｑｃを電流制御部１９Ａに出力する。

【0166】

図１９は、三相基本波電流、ｄｑ軸６次高調波電流、及び、読み込みタイミングの関係を示す図である。図１９には、三相基本派電流６１Ｃ、ｄｑ軸６次高調波電流６３Ｃ、及び、読み込みタイミングを示している。

【0167】

図１９に示したように、ｄｑ軸電流検出値Ｉｄｃ，Ｉｑｃを交互に演算する方式では、割込１では（ｎ）の値を用い、割込２では（ｎ＋３）の値を用い、割込３では（ｎ＋４）の値を用いる。これにより、６次成分はｄｑ軸上で高調波成分に見えるため、電流制御で応答帯域外にすることが可能になる。すなわち、制御周期を一定にすることができ、制御応答を向上することができる。

【0168】

その他の構成は第２の実施の形態と同様である。

【0169】

以上のように構成した本実施の形態においても第２の実施の形態と同様の効果を得ることができる。

【0170】

＜付記＞
なお、本発明は上記の実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲内の様々な変形例や組み合わせが含まれる。また、本発明は、上記の実施の形態で説明した全ての構成を備えるものに限定されず、その構成の一部を削除したものも含まれる。

【0171】

例えば、第３の実施の形態と第４の実施の形態の構成を組み合わせて、同期ＰＷＭ時または過変調領域時にのみ禁止帯域を回避するように構成しても良い。同期ＰＷＭ時と過変調領域時との間にはスイッチング周期が一定でないという共通の特徴がある。したがって、同期ＰＷＭ時と過変調領域時の両方を包含して考えれば、スイッチング周期が一定でない領域でのみ禁止帯域を回避するように構成すれば良いと言える。

【符号の説明】

【0172】

２…電力変換器、３…相電流検出器、４…磁極位置検出器、５…周波数演算部、６…直流電圧検出装置、７，７Ａ，７Ｂ…座標変換部、８，８Ａ…電流読込部、９…直流電圧源、１１…座標変換部、１２，１２Ａ…ＰＷＭ制御器、１３，１３Ａ，１３Ｂ，１３Ｃ，１３Ｄ，１３Ｅ…制御演算部、１４…電流制御カットオフ周波数演算部、１５，１５Ａ，１５Ｂ，１５Ｃ，１５Ｄ，１５Ｅ…制御周期演算部、１６…同期ＰＷＭ信号生成部、１７，１７Ａ…制御割り込み生成部、１８…変調率演算部、１９，１９Ａ…電流制御部、２１，２３，２４，３３…制御周期選択部、２２…切換部、２５…変調モード判定部、３１…制御周期選択部、６１，６１Ｃ…三相基本派電流、６３，６３Ｃ…ｄｑ軸６次高調波電流、１００，１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ，１００Ｄ，１００Ｅ…モータ制御装置、１０１…トランスミッション、１０３…ディファシャルギアルギア、１０５…ドライブシャフト、１０７…車輪

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】

【図18】

【図19】

【図20】