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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2024097633
(43)【公開日】2024-07-19
(54)【発明の名称】負荷駆動回路
(51)【国際特許分類】
H03K 17/06 20060101AFI20240711BHJP
H03K 17/687 20060101ALI20240711BHJP
H02M 1/08 20060101ALI20240711BHJP
【ＦＩ】
H03K17/06 063
H03K17/687 A
H02M1/08 A
【審査請求】未請求
【請求項の数】7
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2023001223
(22)【出願日】2023-01-06
(71)【出願人】
【識別番号】503246015
【氏名又は名称】オムロンヘルスケア株式会社
(74)【代理人】
【識別番号】100145403
【弁理士】
【氏名又は名称】山尾 憲人
(74)【代理人】
【識別番号】100111039
【弁理士】
【氏名又は名称】前堀 義之
(74)【代理人】
【識別番号】100122286
【弁理士】
【氏名又は名称】仲倉 幸典
(72)【発明者】
【氏名】田部 一久
【テーマコード（参考）】
5H740
5J055
【Ｆターム（参考）】
5H740BA11
5H740BC01
5H740BC02
5H740JA01
5H740JB01
5H740KK01
5J055AX07
5J055BX16
5J055CX07
5J055DX03
5J055EY01
5J055EY10
5J055EY13
5J055EY17
5J055EZ18
(57)【要約】
【課題】少ない制御信号線で、かつ一般的な回路部品で簡単に構成され、負荷をより高電圧で駆動可能な負荷駆動回路を提供すること。
【解決手段】本発明では、制御信号線ＣＬ１が接地電位ＧＮＤにある第１期間Ｔ１には、電源電位ＶｃｃからダイオードＤ１を通してコンデンサＣ１が充電されて、接続点Ａおよび負荷の第１端子ＢＺ１ａが、電源電位ＶｃｃからダイオードＤ１の順方向電圧Ｖｆを差し引いたのに等しい正の充電電位（Ｖｃｃ－Ｖｆ）になるとともに、第１端子ＢＺ１ａから第１抵抗素子Ｒ１を介して、負荷の第２端子ＢＺ１ｂが充電電位になる。制御信号線ＣＬ１が制御電位Ｈにある第２期間Ｔ２には、第２端子ＢＺ１ｂが、オンしたスイッチング素子Ｑ１を介する放電によって、接地電位ＧＮＤになる一方、接続点Ａおよび第１端子ＢＺ１ａが、充電電位から、コンデンサＣ１を介して制御電位Ｈ分だけ昇圧された昇圧電位（Ｖｃｃ－Ｖｆ＋Ｈ）に一旦達する。
【選択図】図１
【解決手段】本発明では、制御信号線ＣＬ１が接地電位ＧＮＤにある第１期間Ｔ１には、電源電位ＶｃｃからダイオードＤ１を通してコンデンサＣ１が充電されて、接続点Ａおよび負荷の第１端子ＢＺ１ａが、電源電位ＶｃｃからダイオードＤ１の順方向電圧Ｖｆを差し引いたのに等しい正の充電電位（Ｖｃｃ－Ｖｆ）になるとともに、第１端子ＢＺ１ａから第１抵抗素子Ｒ１を介して、負荷の第２端子ＢＺ１ｂが充電電位になる。制御信号線ＣＬ１が制御電位Ｈにある第２期間Ｔ２には、第２端子ＢＺ１ｂが、オンしたスイッチング素子Ｑ１を介する放電によって、接地電位ＧＮＤになる一方、接続点Ａおよび第１端子ＢＺ１ａが、充電電位から、コンデンサＣ１を介して制御電位Ｈ分だけ昇圧された昇圧電位（Ｖｃｃ－Ｖｆ＋Ｈ）に一旦達する。
【選択図】図１
【特許請求の範囲】
【請求項1】
負荷が有する第１端子と第２端子との間に交番電圧を印加して上記負荷を駆動するように構成された負荷駆動回路であって、
接地電位とこの接地電位よりも高い制御電位とを予め定められた期間毎に交互に繰り返す制御信号を、制御信号線を通して供給する制御信号供給部と、
電源電位と上記制御信号線との間に直列に順に接続されたダイオードとコンデンサとを含むチャージポンプ回路を備え、
上記ダイオードは上記電源電位から上記コンデンサへ向かって順方向に電流を流す一方、逆方向の電流を遮断するようになっており、
上記ダイオードと上記コンデンサとの間の接続点が上記第１端子に接続され、
上記第２端子と上記接地電位との間に接続されたスイッチング素子を備え、
上記スイッチング素子は、上記制御信号線が上記接地電位にあるときオフし、上記制御信号線が上記制御電位にあるときオンするようになっており、
上記第１端子と上記第２端子との間に接続された第１抵抗素子を備え、
上記制御信号線が上記接地電位にある第１期間には、上記電源電位から上記ダイオードを通して上記コンデンサが充電されて、上記接続点および上記第１端子が、上記電源電位から上記ダイオードの順方向電圧を差し引いたのに等しい正の充電電位になるとともに、上記第１端子から上記第１抵抗素子を介して、上記第２端子が上記充電電位になり、
上記制御信号線が上記制御電位にある第２期間には、上記第２端子が、オンした上記スイッチング素子を介する放電によって、上記接地電位になる一方、上記接続点および上記第１端子が、上記充電電位から、上記コンデンサを介して上記制御電位分だけ昇圧された昇圧電位に一旦達する
ことを特徴とする負荷駆動回路。
接地電位とこの接地電位よりも高い制御電位とを予め定められた期間毎に交互に繰り返す制御信号を、制御信号線を通して供給する制御信号供給部と、
電源電位と上記制御信号線との間に直列に順に接続されたダイオードとコンデンサとを含むチャージポンプ回路を備え、
上記ダイオードは上記電源電位から上記コンデンサへ向かって順方向に電流を流す一方、逆方向の電流を遮断するようになっており、
上記ダイオードと上記コンデンサとの間の接続点が上記第１端子に接続され、
上記第２端子と上記接地電位との間に接続されたスイッチング素子を備え、
上記スイッチング素子は、上記制御信号線が上記接地電位にあるときオフし、上記制御信号線が上記制御電位にあるときオンするようになっており、
上記第１端子と上記第２端子との間に接続された第１抵抗素子を備え、
上記制御信号線が上記接地電位にある第１期間には、上記電源電位から上記ダイオードを通して上記コンデンサが充電されて、上記接続点および上記第１端子が、上記電源電位から上記ダイオードの順方向電圧を差し引いたのに等しい正の充電電位になるとともに、上記第１端子から上記第１抵抗素子を介して、上記第２端子が上記充電電位になり、
上記制御信号線が上記制御電位にある第２期間には、上記第２端子が、オンした上記スイッチング素子を介する放電によって、上記接地電位になる一方、上記接続点および上記第１端子が、上記充電電位から、上記コンデンサを介して上記制御電位分だけ昇圧された昇圧電位に一旦達する
ことを特徴とする負荷駆動回路。
【請求項2】
負荷が有する第１端子と第２端子との間に交番電圧を印加して上記負荷を駆動するように構成された負荷駆動回路であって、
上記負荷の上記第２端子は接地電位に接続されており、
上記接地電位とこの接地電位よりも高い制御電位とを予め定められた期間毎に交互に繰り返す制御信号を、制御信号線を通して供給する制御信号供給部と、
電源電位と上記制御信号線との間に直列に順に接続されたダイオードとコンデンサとを含むチャージポンプ回路を備え、
上記ダイオードは上記電源電位から上記コンデンサへ向かって順方向に電流を流す一方、逆方向の電流を遮断するようになっており、
上記ダイオードと上記コンデンサとの間の接続点と上記第１端子との間に設けられたＰＮＰ型バイポーラトランジスタまたはＰチャネル型電界効果トランジスタと、
上記ＰＮＰ型バイポーラトランジスタのベース端子または上記Ｐチャネル型電界効果トランジスタのゲート端子と上記接地電位との間に設けられたスイッチング素子とを備え、
上記ＰＮＰ型バイポーラトランジスタが設けられている場合は、上記ＰＮＰ型バイポーラトランジスタのエミッタ端子、コレクタ端子が、それぞれ上記接続点、上記第１端子に接続されるとともに、上記ＰＮＰ型バイポーラトランジスタの上記ベース端子が、ベース抵抗を介して、上記スイッチング素子に接続された態様にある一方、
上記Ｐチャネル型電界効果トランジスタが設けられている場合は、上記Ｐチャネル型電界効果トランジスタのソース端子、ドレイン端子、上記ゲート端子が、それぞれ上記接続点、上記第１端子、上記スイッチング素子に接続されるとともに、上記Ｐチャネル型電界効果トランジスタの上記ソース端子と上記ゲート端子との間に、ゲートソース間抵抗が接続された態様にあり、
上記スイッチング素子は、上記制御信号線が上記接地電位にあるときオフし、上記制御信号線が上記制御電位にあるときオンするようになっており、
上記第１端子と上記第２端子との間に接続された第１抵抗素子を備え、
上記制御信号線が上記接地電位にある第１期間には、上記電源電位から上記ダイオードを通して上記コンデンサが充電されて、上記接続点が上記電源電位から上記ダイオードの順方向電圧を差し引いたのに等しい正の充電電位になるとともに、上記スイッチング素子がオフすることによって、上記ＰＮＰ型バイポーラトランジスタでエミッタからベースへベース電流が流れなくなって上記ＰＮＰ型バイポーラトランジスタがオフし、または、上記Ｐチャネル型電界効果トランジスタで上記ゲート端子の電位が上記ゲートソース間抵抗を介して上記ソース端子の電位と等しくなって上記Ｐチャネル型電界効果トランジスタがオフし、さらに、上記第１抵抗素子を介する放電によって、上記第１端子が接地電位になり、
上記制御信号線が上記制御電位にある第２期間には、上記接続点が、上記充電電位から、上記コンデンサを介して上記制御電位分だけ昇圧された昇圧電位になるとともに、上記スイッチング素子がオンして上記ベース抵抗または上記ゲートソース間抵抗の上記スイッチング素子側の端子が上記接地電位になる結果、上記ＰＮＰ型バイポーラトランジスタで上記エミッタから上記ベースへベース電流が流れて上記ＰＮＰ型バイポーラトランジスタがオンし、または、上記Ｐチャネル型電界効果トランジスタの上記ゲート端子の電位が上記ソース端子の電位よりも低くなって上記Ｐチャネル型電界効果トランジスタがオンすることによって、上記第１端子が上記昇圧電位に一旦達する
ことを特徴とする負荷駆動回路。
上記負荷の上記第２端子は接地電位に接続されており、
上記接地電位とこの接地電位よりも高い制御電位とを予め定められた期間毎に交互に繰り返す制御信号を、制御信号線を通して供給する制御信号供給部と、
電源電位と上記制御信号線との間に直列に順に接続されたダイオードとコンデンサとを含むチャージポンプ回路を備え、
上記ダイオードは上記電源電位から上記コンデンサへ向かって順方向に電流を流す一方、逆方向の電流を遮断するようになっており、
上記ダイオードと上記コンデンサとの間の接続点と上記第１端子との間に設けられたＰＮＰ型バイポーラトランジスタまたはＰチャネル型電界効果トランジスタと、
上記ＰＮＰ型バイポーラトランジスタのベース端子または上記Ｐチャネル型電界効果トランジスタのゲート端子と上記接地電位との間に設けられたスイッチング素子とを備え、
上記ＰＮＰ型バイポーラトランジスタが設けられている場合は、上記ＰＮＰ型バイポーラトランジスタのエミッタ端子、コレクタ端子が、それぞれ上記接続点、上記第１端子に接続されるとともに、上記ＰＮＰ型バイポーラトランジスタの上記ベース端子が、ベース抵抗を介して、上記スイッチング素子に接続された態様にある一方、
上記Ｐチャネル型電界効果トランジスタが設けられている場合は、上記Ｐチャネル型電界効果トランジスタのソース端子、ドレイン端子、上記ゲート端子が、それぞれ上記接続点、上記第１端子、上記スイッチング素子に接続されるとともに、上記Ｐチャネル型電界効果トランジスタの上記ソース端子と上記ゲート端子との間に、ゲートソース間抵抗が接続された態様にあり、
上記スイッチング素子は、上記制御信号線が上記接地電位にあるときオフし、上記制御信号線が上記制御電位にあるときオンするようになっており、
上記第１端子と上記第２端子との間に接続された第１抵抗素子を備え、
上記制御信号線が上記接地電位にある第１期間には、上記電源電位から上記ダイオードを通して上記コンデンサが充電されて、上記接続点が上記電源電位から上記ダイオードの順方向電圧を差し引いたのに等しい正の充電電位になるとともに、上記スイッチング素子がオフすることによって、上記ＰＮＰ型バイポーラトランジスタでエミッタからベースへベース電流が流れなくなって上記ＰＮＰ型バイポーラトランジスタがオフし、または、上記Ｐチャネル型電界効果トランジスタで上記ゲート端子の電位が上記ゲートソース間抵抗を介して上記ソース端子の電位と等しくなって上記Ｐチャネル型電界効果トランジスタがオフし、さらに、上記第１抵抗素子を介する放電によって、上記第１端子が接地電位になり、
上記制御信号線が上記制御電位にある第２期間には、上記接続点が、上記充電電位から、上記コンデンサを介して上記制御電位分だけ昇圧された昇圧電位になるとともに、上記スイッチング素子がオンして上記ベース抵抗または上記ゲートソース間抵抗の上記スイッチング素子側の端子が上記接地電位になる結果、上記ＰＮＰ型バイポーラトランジスタで上記エミッタから上記ベースへベース電流が流れて上記ＰＮＰ型バイポーラトランジスタがオンし、または、上記Ｐチャネル型電界効果トランジスタの上記ゲート端子の電位が上記ソース端子の電位よりも低くなって上記Ｐチャネル型電界効果トランジスタがオンすることによって、上記第１端子が上記昇圧電位に一旦達する
ことを特徴とする負荷駆動回路。
【請求項3】
請求項１または２に記載の負荷駆動回路において、
上記制御電位は上記電源電位に等しい
ことを特徴とする負荷駆動回路。
上記制御電位は上記電源電位に等しい
ことを特徴とする負荷駆動回路。
【請求項4】
請求項１または２に記載の負荷駆動回路において、
上記ダイオードはショットキーバリアダイオードである
ことを特徴とする負荷駆動回路。
上記ダイオードはショットキーバリアダイオードである
ことを特徴とする負荷駆動回路。
【請求項5】
請求項１または２に記載の負荷駆動回路において、さらに、
上記コンデンサと上記制御信号線との間に介挿された第２抵抗素子を備える
ことを特徴とする負荷駆動回路。
上記コンデンサと上記制御信号線との間に介挿された第２抵抗素子を備える
ことを特徴とする負荷駆動回路。
【請求項6】
請求項１または２に記載の負荷駆動回路において、
上記スイッチング素子は、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタまたはＮチャネル型電界効果トランジスタであり、
上記スイッチング素子が上記ＮＰＮ型バイポーラトランジスタである場合は、上記制御信号線と上記ＮＰＮ型バイポーラトランジスタのベース端子との間にベース抵抗が介挿される一方、
上記スイッチング素子が上記Ｎチャネル型電界効果トランジスタである場合は、上記Ｎチャネル型電界効果トランジスタのソース端子とゲート端子との間にゲートソース間抵抗が接続されている
ことを特徴とする負荷駆動回路。
上記スイッチング素子は、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタまたはＮチャネル型電界効果トランジスタであり、
上記スイッチング素子が上記ＮＰＮ型バイポーラトランジスタである場合は、上記制御信号線と上記ＮＰＮ型バイポーラトランジスタのベース端子との間にベース抵抗が介挿される一方、
上記スイッチング素子が上記Ｎチャネル型電界効果トランジスタである場合は、上記Ｎチャネル型電界効果トランジスタのソース端子とゲート端子との間にゲートソース間抵抗が接続されている
ことを特徴とする負荷駆動回路。
【請求項7】
負荷が有する第１端子と第２端子との間に交番電圧を印加して上記負荷を駆動するように構成された負荷駆動回路であって、
接地電位とこの接地電位よりも高い制御電位とを予め定められた期間毎に交互に繰り返す第１制御信号を、第１制御信号線を通して供給する第１制御信号供給部と、
上記第１制御信号とは逆の位相で、上記接地電位と上記制御電位とを上記期間毎に交互に繰り返す第２制御信号を、第２制御信号線を通して供給する第２制御信号供給部と、
電源電位と上記第１制御信号線との間に直列に順に接続された第１ダイオードと第１コンデンサとを含む第１チャージポンプ回路と、
上記電源電位と上記第２制御信号線との間に直列に順に接続された第２ダイオードと第２コンデンサとを含む第２チャージポンプ回路とを備え、
上記第１ダイオード、上記第２ダイオードは、上記電源電位からそれぞれ上記第１コンデンサ、第２コンデンサへ向かって順方向に電流を流す一方、逆方向の電流を遮断するようになっており、
上記第１ダイオードと上記第１コンデンサとの間の第１接続点と上記第１端子との間に設けられた第１ＰＮＰ型バイポーラトランジスタまたは第１Ｐチャネル型電界効果トランジスタと、
上記第１ＰＮＰ型バイポーラトランジスタのベース端子または上記第１Ｐチャネル型電界効果トランジスタのゲート端子と上記接地電位との間に設けられた第１スイッチング素子とを備え、
上記第１ＰＮＰ型バイポーラトランジスタが設けられている場合は、上記第１ＰＮＰ型バイポーラトランジスタのエミッタ端子、コレクタ端子が、それぞれ上記第１接続点、上記第１端子に接続されるとともに、上記第１ＰＮＰ型バイポーラトランジスタの上記ベース端子が、第１ベース抵抗を介して、上記第１スイッチング素子に接続された態様にある一方、
上記第１Ｐチャネル型電界効果トランジスタが設けられている場合は、上記第１Ｐチャネル型電界効果トランジスタのソース端子、ドレイン端子、上記ゲート端子が、それぞれ上記第１接続点、上記第１端子、上記第１スイッチング素子に接続されるとともに、上記第１Ｐチャネル型電界効果トランジスタの上記ソース端子と上記ゲート端子との間に、第１ゲートソース間抵抗が接続された態様にあり、
上記第２ダイオードと上記第２コンデンサとの間の第２接続点と上記第２端子との間に設けられた第２ＰＮＰ型バイポーラトランジスタまたは第２Ｐチャネル型電界効果トランジスタと、
上記第２ＰＮＰ型バイポーラトランジスタのベース端子または上記第２Ｐチャネル型電界効果トランジスタのゲート端子と上記接地電位との間に設けられた第２スイッチング素子とを備え、
上記第２ＰＮＰ型バイポーラトランジスタが設けられている場合は、上記第２ＰＮＰ型バイポーラトランジスタのエミッタ端子、コレクタ端子が、それぞれ上記第２接続点、上記第２端子に接続されるとともに、上記第２ＰＮＰ型バイポーラトランジスタの上記ベース端子が、第２ベース抵抗を介して、上記第２スイッチング素子に接続された態様にある一方、
上記第２Ｐチャネル型電界効果トランジスタが設けられている場合は、上記第２Ｐチャネル型電界効果トランジスタのソース端子、ドレイン端子、上記ゲート端子が、それぞれ上記第２接続点、上記第２端子、上記第２スイッチング素子に接続されるとともに、上記第２Ｐチャネル型電界効果トランジスタの上記ソース端子と上記ゲート端子との間に、第２ゲートソース間抵抗が接続された態様にあり、
上記第１端子と上記接地電位との間に接続された第３スイッチング素子と、
上記第２端子と上記接地電位との間に接続された第４スイッチング素子とを備え、
上記第１スイッチング素子および上記第４スイッチング素子は、上記第１制御信号線が上記接地電位にあるときオフし、上記第１制御信号線が上記制御電位にあるときオンするようになっており、
上記第２スイッチング素子および上記第３スイッチング素子は、上記第２制御信号線が上記接地電位にあるときオフし、上記第２制御信号線が上記制御電位にあるときオンするようになっており、
上記第１制御信号線が上記接地電位にあり、かつ上記第２制御信号線が上記制御電位にある第１期間には、
上記第１チャージポンプ回路で、上記電源電位から上記第１ダイオードを通して上記第１コンデンサが充電されて、上記第１接続点が上記電源電位から上記第１ダイオードの順方向電圧を差し引いたのに等しい正の第１充電電位になるとともに、上記第１スイッチング素子がオフすることによって、上記第１ＰＮＰ型バイポーラトランジスタでエミッタからベースへベース電流が流れなくなって上記第１ＰＮＰ型バイポーラトランジスタがオフし、または、上記第１Ｐチャネル型電界効果トランジスタで上記ゲート端子の電位が上記第１ゲートソース間抵抗を介して上記ソース端子の電位と等しくなって上記第１Ｐチャネル型電界効果トランジスタがオフし、さらに、オンした上記第３スイッチング素子を介する放電によって、上記第１端子が接地電位になり、
上記第２チャージポンプ回路で、上記電源電位から上記第２ダイオードの順方向電圧を差し引いたのに等しい正の電位を第２充電電位としたとき、上記第２接続点は、上記第２充電電位から、上記第２コンデンサを介して上記制御電位分だけ昇圧された第２昇圧電位になるとともに、上記第２スイッチング素子がオンして上記第２ベース抵抗または上記第２ゲートソース間抵抗の上記第２スイッチング素子側の端子が上記接地電位になる結果、上記第２ＰＮＰ型バイポーラトランジスタでエミッタからベースへベース電流が流れて上記第２ＰＮＰ型バイポーラトランジスタがオンし、または、上記第２Ｐチャネル型電界効果トランジスタの上記ゲート端子の電位が上記ソース端子の電位よりも低くなって上記第２Ｐチャネル型電界効果トランジスタがオンすることによって、上記第２端子が上記第２昇圧電位になり、
上記第１制御信号線が上記制御電位にあり、かつ上記第２制御信号線が上記接地電位にある第２期間には、
上記第１チャージポンプ回路で、上記第１接続点が、上記第１充電電位から、上記第１コンデンサを介して上記制御電位分だけ昇圧された第１昇圧電位になるとともに、上記第１スイッチング素子がオンして上記第１ベース抵抗または上記第１ゲートソース間抵抗の上記第１スイッチング素子側の端子が上記接地電位になる結果、上記第１ＰＮＰ型バイポーラトランジスタで上記エミッタから上記ベースへベース電流が流れて上記第１ＰＮＰ型バイポーラトランジスタがオンし、または、上記第１Ｐチャネル型電界効果トランジスタの上記ゲート端子の電位が上記ソース端子の電位よりも低くなって上記第１Ｐチャネル型電界効果トランジスタがオンすることによって、上記第１端子が上記第１昇圧電位になり、
上記第２チャージポンプ回路で、上記電源電位から上記第２ダイオードを通して上記第２コンデンサが充電されて、上記第２接続点が上記第２充電電位になるとともに、上記第２スイッチング素子がオフすることによって、上記第２ＰＮＰ型バイポーラトランジスタで上記エミッタから上記ベースへベース電流が流れなくなって上記第２ＰＮＰ型バイポーラトランジスタがオフし、または、上記第２Ｐチャネル型電界効果トランジスタで上記ゲート端子の電位が上記第２ゲートソース間抵抗を介して上記ソース端子の電位と等しくなって上記第２Ｐチャネル型電界効果トランジスタがオフし、さらに、オンした上記第４スイッチング素子を介する放電によって、上記第２端子が接地電位になる
ことを特徴とする負荷駆動回路。
接地電位とこの接地電位よりも高い制御電位とを予め定められた期間毎に交互に繰り返す第１制御信号を、第１制御信号線を通して供給する第１制御信号供給部と、
上記第１制御信号とは逆の位相で、上記接地電位と上記制御電位とを上記期間毎に交互に繰り返す第２制御信号を、第２制御信号線を通して供給する第２制御信号供給部と、
電源電位と上記第１制御信号線との間に直列に順に接続された第１ダイオードと第１コンデンサとを含む第１チャージポンプ回路と、
上記電源電位と上記第２制御信号線との間に直列に順に接続された第２ダイオードと第２コンデンサとを含む第２チャージポンプ回路とを備え、
上記第１ダイオード、上記第２ダイオードは、上記電源電位からそれぞれ上記第１コンデンサ、第２コンデンサへ向かって順方向に電流を流す一方、逆方向の電流を遮断するようになっており、
上記第１ダイオードと上記第１コンデンサとの間の第１接続点と上記第１端子との間に設けられた第１ＰＮＰ型バイポーラトランジスタまたは第１Ｐチャネル型電界効果トランジスタと、
上記第１ＰＮＰ型バイポーラトランジスタのベース端子または上記第１Ｐチャネル型電界効果トランジスタのゲート端子と上記接地電位との間に設けられた第１スイッチング素子とを備え、
上記第１ＰＮＰ型バイポーラトランジスタが設けられている場合は、上記第１ＰＮＰ型バイポーラトランジスタのエミッタ端子、コレクタ端子が、それぞれ上記第１接続点、上記第１端子に接続されるとともに、上記第１ＰＮＰ型バイポーラトランジスタの上記ベース端子が、第１ベース抵抗を介して、上記第１スイッチング素子に接続された態様にある一方、
上記第１Ｐチャネル型電界効果トランジスタが設けられている場合は、上記第１Ｐチャネル型電界効果トランジスタのソース端子、ドレイン端子、上記ゲート端子が、それぞれ上記第１接続点、上記第１端子、上記第１スイッチング素子に接続されるとともに、上記第１Ｐチャネル型電界効果トランジスタの上記ソース端子と上記ゲート端子との間に、第１ゲートソース間抵抗が接続された態様にあり、
上記第２ダイオードと上記第２コンデンサとの間の第２接続点と上記第２端子との間に設けられた第２ＰＮＰ型バイポーラトランジスタまたは第２Ｐチャネル型電界効果トランジスタと、
上記第２ＰＮＰ型バイポーラトランジスタのベース端子または上記第２Ｐチャネル型電界効果トランジスタのゲート端子と上記接地電位との間に設けられた第２スイッチング素子とを備え、
上記第２ＰＮＰ型バイポーラトランジスタが設けられている場合は、上記第２ＰＮＰ型バイポーラトランジスタのエミッタ端子、コレクタ端子が、それぞれ上記第２接続点、上記第２端子に接続されるとともに、上記第２ＰＮＰ型バイポーラトランジスタの上記ベース端子が、第２ベース抵抗を介して、上記第２スイッチング素子に接続された態様にある一方、
上記第２Ｐチャネル型電界効果トランジスタが設けられている場合は、上記第２Ｐチャネル型電界効果トランジスタのソース端子、ドレイン端子、上記ゲート端子が、それぞれ上記第２接続点、上記第２端子、上記第２スイッチング素子に接続されるとともに、上記第２Ｐチャネル型電界効果トランジスタの上記ソース端子と上記ゲート端子との間に、第２ゲートソース間抵抗が接続された態様にあり、
上記第１端子と上記接地電位との間に接続された第３スイッチング素子と、
上記第２端子と上記接地電位との間に接続された第４スイッチング素子とを備え、
上記第１スイッチング素子および上記第４スイッチング素子は、上記第１制御信号線が上記接地電位にあるときオフし、上記第１制御信号線が上記制御電位にあるときオンするようになっており、
上記第２スイッチング素子および上記第３スイッチング素子は、上記第２制御信号線が上記接地電位にあるときオフし、上記第２制御信号線が上記制御電位にあるときオンするようになっており、
上記第１制御信号線が上記接地電位にあり、かつ上記第２制御信号線が上記制御電位にある第１期間には、
上記第１チャージポンプ回路で、上記電源電位から上記第１ダイオードを通して上記第１コンデンサが充電されて、上記第１接続点が上記電源電位から上記第１ダイオードの順方向電圧を差し引いたのに等しい正の第１充電電位になるとともに、上記第１スイッチング素子がオフすることによって、上記第１ＰＮＰ型バイポーラトランジスタでエミッタからベースへベース電流が流れなくなって上記第１ＰＮＰ型バイポーラトランジスタがオフし、または、上記第１Ｐチャネル型電界効果トランジスタで上記ゲート端子の電位が上記第１ゲートソース間抵抗を介して上記ソース端子の電位と等しくなって上記第１Ｐチャネル型電界効果トランジスタがオフし、さらに、オンした上記第３スイッチング素子を介する放電によって、上記第１端子が接地電位になり、
上記第２チャージポンプ回路で、上記電源電位から上記第２ダイオードの順方向電圧を差し引いたのに等しい正の電位を第２充電電位としたとき、上記第２接続点は、上記第２充電電位から、上記第２コンデンサを介して上記制御電位分だけ昇圧された第２昇圧電位になるとともに、上記第２スイッチング素子がオンして上記第２ベース抵抗または上記第２ゲートソース間抵抗の上記第２スイッチング素子側の端子が上記接地電位になる結果、上記第２ＰＮＰ型バイポーラトランジスタでエミッタからベースへベース電流が流れて上記第２ＰＮＰ型バイポーラトランジスタがオンし、または、上記第２Ｐチャネル型電界効果トランジスタの上記ゲート端子の電位が上記ソース端子の電位よりも低くなって上記第２Ｐチャネル型電界効果トランジスタがオンすることによって、上記第２端子が上記第２昇圧電位になり、
上記第１制御信号線が上記制御電位にあり、かつ上記第２制御信号線が上記接地電位にある第２期間には、
上記第１チャージポンプ回路で、上記第１接続点が、上記第１充電電位から、上記第１コンデンサを介して上記制御電位分だけ昇圧された第１昇圧電位になるとともに、上記第１スイッチング素子がオンして上記第１ベース抵抗または上記第１ゲートソース間抵抗の上記第１スイッチング素子側の端子が上記接地電位になる結果、上記第１ＰＮＰ型バイポーラトランジスタで上記エミッタから上記ベースへベース電流が流れて上記第１ＰＮＰ型バイポーラトランジスタがオンし、または、上記第１Ｐチャネル型電界効果トランジスタの上記ゲート端子の電位が上記ソース端子の電位よりも低くなって上記第１Ｐチャネル型電界効果トランジスタがオンすることによって、上記第１端子が上記第１昇圧電位になり、
上記第２チャージポンプ回路で、上記電源電位から上記第２ダイオードを通して上記第２コンデンサが充電されて、上記第２接続点が上記第２充電電位になるとともに、上記第２スイッチング素子がオフすることによって、上記第２ＰＮＰ型バイポーラトランジスタで上記エミッタから上記ベースへベース電流が流れなくなって上記第２ＰＮＰ型バイポーラトランジスタがオフし、または、上記第２Ｐチャネル型電界効果トランジスタで上記ゲート端子の電位が上記第２ゲートソース間抵抗を介して上記ソース端子の電位と等しくなって上記第２Ｐチャネル型電界効果トランジスタがオフし、さらに、オンした上記第４スイッチング素子を介する放電によって、上記第２端子が接地電位になる
ことを特徴とする負荷駆動回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
この発明は負荷駆動回路に関し、より詳しくは、負荷が有する２つの端子の間に交番電圧を印加して上記負荷を駆動する負荷駆動回路に関する。
【背景技術】
【0002】
従来、この種の負荷駆動回路としては、例えば特許文献１（特許第２９３１５９４号明細書）に開示されているように、シングルエンド駆動方式のものが知られている。同文献の例では、電源電位と接地電位との間に、負荷である圧電ブザーとスイッチング素子であるエミッタ接地トランジスタとを直列に接続して、上記エミッタ接地トランジスタのオン、オフをパルス信号（低レベルと高レベルとを交互に繰り返す制御信号）によって制御している。これにより、上記圧電ブザーの両端子の間にパルス状の駆動電圧を印加して、上記圧電ブザーを駆動している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0003】
【特許文献1】特許第２９３１５９４号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0004】
昨今では、電子機器の電源として、例えば、乾電池を２本だけ直列接続にして用いる場合や、リチウムイオンボタン電池１個を電源とする場合などが増加しており、電源電圧が低電圧化する傾向にある。このため、上記シングルエンド駆動方式では、負荷である圧電ブザーを駆動する駆動電圧（より詳しくは、駆動電圧の振幅）が低下して、音量が不足することがある。
【0005】
ここで、上記シングルエンド駆動方式に代えて、公知のフルブリッジ駆動方式（Ｈブリッジ駆動方式とも呼ばれる。）によれば、上記負荷である圧電ブザーの両端子の間に、電源電圧の約２倍の振幅をもつ駆動電圧を印加できる。しかしながら、フルブリッジ駆動方式では、Ｈブリッジのオン、オフを制御する制御信号として、低レベルと高レベルとを互いに逆位相で（つまり、相補に）繰り返す２つの制御信号を必要とする。このため、それら２つの制御信号を伝えるために、制御信号線を、シングルエンド駆動方式の場合に比して１本多く、２本設ける必要がある。限られた回路資源の中で制御信号線を１本多く設けることは、難しいことがある。
【0006】
また、上記シングルエンド駆動方式において、負荷である圧電ブザーに対して並列に昇圧コイルを接続して、駆動電圧の振幅を増大させる方式も考えられる。しかしながら、昇圧コイルは、他の一般的な回路部品（抵抗素子、コンデンサ、トランジスタなど）に比べて高価で、製造メーカが少なく、また、メーカによって形状が様々である。このため、互換性ある代替品を調達しづらい、代替品に対応するためにプリント配線板（ＰＷＢ）の設計変更を余儀なくされる等の様々な不便が生ずる。
【0007】
そこで、この発明の課題は、少ない制御信号線で、かつ一般的な回路部品で簡単に構成され、負荷をより高電圧で駆動可能な負荷駆動回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【0008】
上記課題を解決するため、第１の局面では、この開示の負荷駆動回路は、
負荷が有する第１端子と第２端子との間に交番電圧を印加して上記負荷を駆動するように構成された負荷駆動回路であって、
接地電位とこの接地電位よりも高い制御電位とを予め定められた期間毎に交互に繰り返す制御信号を、制御信号線を通して供給する制御信号供給部と、
電源電位と上記制御信号線との間に直列に順に接続されたダイオードとコンデンサとを含むチャージポンプ回路を備え、
上記ダイオードは上記電源電位から上記コンデンサへ向かって順方向に電流を流す一方、逆方向の電流を遮断するようになっており、
上記ダイオードと上記コンデンサとの間の接続点が上記第１端子に接続され、
上記第２端子と上記接地電位との間に接続されたスイッチング素子を備え、
上記スイッチング素子は、上記制御信号線が上記接地電位にあるときオフし、上記制御信号線が上記制御電位にあるときオンするようになっており、
上記第１端子と上記第２端子との間に接続された第１抵抗素子を備え、
上記制御信号線が上記接地電位にある第１期間には、上記電源電位から上記ダイオードを通して上記コンデンサが充電されて、上記接続点および上記第１端子が、上記電源電位から上記ダイオードの順方向電圧を差し引いたのに等しい正の充電電位になるとともに、上記第１端子から上記第１抵抗素子を介して、上記第２端子が上記充電電位になり、
上記制御信号線が上記制御電位にある第２期間には、上記第２端子が、オンした上記スイッチング素子を介する放電によって、上記接地電位になる一方、上記接続点および上記第１端子が、上記充電電位から、上記コンデンサを介して上記制御電位分だけ昇圧された昇圧電位に一旦達する
ことを特徴とする。
負荷が有する第１端子と第２端子との間に交番電圧を印加して上記負荷を駆動するように構成された負荷駆動回路であって、
接地電位とこの接地電位よりも高い制御電位とを予め定められた期間毎に交互に繰り返す制御信号を、制御信号線を通して供給する制御信号供給部と、
電源電位と上記制御信号線との間に直列に順に接続されたダイオードとコンデンサとを含むチャージポンプ回路を備え、
上記ダイオードは上記電源電位から上記コンデンサへ向かって順方向に電流を流す一方、逆方向の電流を遮断するようになっており、
上記ダイオードと上記コンデンサとの間の接続点が上記第１端子に接続され、
上記第２端子と上記接地電位との間に接続されたスイッチング素子を備え、
上記スイッチング素子は、上記制御信号線が上記接地電位にあるときオフし、上記制御信号線が上記制御電位にあるときオンするようになっており、
上記第１端子と上記第２端子との間に接続された第１抵抗素子を備え、
上記制御信号線が上記接地電位にある第１期間には、上記電源電位から上記ダイオードを通して上記コンデンサが充電されて、上記接続点および上記第１端子が、上記電源電位から上記ダイオードの順方向電圧を差し引いたのに等しい正の充電電位になるとともに、上記第１端子から上記第１抵抗素子を介して、上記第２端子が上記充電電位になり、
上記制御信号線が上記制御電位にある第２期間には、上記第２端子が、オンした上記スイッチング素子を介する放電によって、上記接地電位になる一方、上記接続点および上記第１端子が、上記充電電位から、上記コンデンサを介して上記制御電位分だけ昇圧された昇圧電位に一旦達する
ことを特徴とする。
【0009】
本明細書で、「負荷」とは、典型的には、圧電ブザー、超音波スピーカなどの、容量リアクタンスを含み、比較的インピーダンスの高い負荷を対象とする。
【0010】
「制御信号供給部」は、この負荷駆動回路の外部から「制御信号」を受ける入力端子を含み、この入力端子に受けた「制御信号」を「制御信号線を通して供給する」態様をとり得る。それに代えて、「制御信号供給部」は、「制御信号」を作成（発生）する回路などを含み、自身が作成した「制御信号」を「制御信号線を通して供給する」態様をとり得る。
【0011】
「接地電位」とは、電位ゼロに相当する。「制御電位」は、電位ゼロよりも高い電源電位までの電位をとることができ、典型的には、電源電位である。
【0012】
「接続され」とは、物理的に直接接続されている態様に限られず、例えば導電物を介して間接的に導通するように接続されている態様を含む。
【0013】
上記接続点、上記第１端子、上記第２端子等が「～電位になる」とは、上記接続点、上記第１端子、上記第２端子等の電位が、特に「実質的に」と明示した場合および明示しない場合を含めて、実質的に～電位になることを意味する。本明細書で、「実質的に」とは、この負荷駆動回路が負荷を駆動する手順（仕方）に影響を与えない微差を含む意味である。例えば、上記スイッチング素子がＮＰＮ型バイポーラトランジスタなどで構成される場合に、オンしたＮＰＮ型バイポーラトランジスタが示すコレクタ・エミッタ間電圧（飽和電圧）などは、この負荷駆動回路が負荷を駆動する手順に影響を与えない微差とされ得る。
【0014】
この開示の負荷駆動回路では、制御信号供給部が、接地電位とこの接地電位よりも高い制御電位とを予め定められた期間毎に交互に繰り返す制御信号を、制御信号線を通して供給する。
【0015】
上記制御信号線が上記接地電位にある第１期間には、上記チャージポンプ回路で、上記電源電位から上記ダイオードを通して上記コンデンサが充電されて、上記接続点および上記第１端子が、上記電源電位から上記ダイオードの順方向電圧を差し引いたのに等しい正の充電電位になる。さらに、上記第１端子から上記第１抵抗素子を介して、上記第２端子が上記充電電位になる。したがって、上記第１端子と上記第２端子との間の電位差（すなわち、駆動電圧）は、実質的にゼロになる。
【0016】
上記制御信号線が上記制御電位にある第２期間には、上記第２端子が、オンした上記スイッチング素子を介する放電によって、上記接地電位になる。一方、上記チャージポンプ回路で、上記接続点および上記第１端子が、上記充電電位から、上記コンデンサを介して上記制御電位分だけ昇圧された昇圧電位に一旦達する。この後、上記接続点および上記第１端子の電位は、上記第１抵抗素子とオン状態の上記スイッチング素子とを介する上記接地電位への放電によって、低下してゆく。したがって、上記第１端子と上記第２端子との間の電位差（すなわち、駆動電圧）は、最大で上記昇圧電位になる。
【0017】
このように、この負荷駆動回路によれば、上記第１期間には、上記駆動電圧が実質的にゼロになり、上記第２期間には、上記駆動電圧が最大で上記昇圧電位になる。つまり、上記昇圧電位が、上記負荷に対する駆動電圧のピーク・ツゥ・ピークの振幅となる。この結果、この負荷駆動回路によれば、従来例のシングルエンド駆動方式に比して、負荷をより高電圧で駆動できる。
【0018】
また、この負荷駆動回路は、上記制御信号線が１本で済み、したがって、公知のフルブリッジ駆動方式（Ｈブリッジ駆動方式）に比して少ない制御信号線で構成され得る。また、この負荷駆動回路は、昇圧コイルのような不便な部品を含む必要がなく、一般的な回路部品（抵抗素子、コンデンサ、トランジスタなど）で簡単に構成され得る。
【0019】
第２の局面では、この開示の負荷駆動回路は、
負荷が有する第１端子と第２端子との間に交番電圧を印加して上記負荷を駆動するように構成された負荷駆動回路であって、
上記負荷の上記第２端子は接地電位に接続されており、
上記接地電位とこの接地電位よりも高い制御電位とを予め定められた期間毎に交互に繰り返す制御信号を、制御信号線を通して供給する制御信号供給部と、
電源電位と上記制御信号線との間に直列に順に接続されたダイオードとコンデンサとを含むチャージポンプ回路を備え、
上記ダイオードは上記電源電位から上記コンデンサへ向かって順方向に電流を流す一方、逆方向の電流を遮断するようになっており、
上記ダイオードと上記コンデンサとの間の接続点と上記第１端子との間に設けられたＰＮＰ型バイポーラトランジスタまたはＰチャネル型電界効果トランジスタと、
上記ＰＮＰ型バイポーラトランジスタのベース端子または上記Ｐチャネル型電界効果トランジスタのゲート端子と上記接地電位との間に設けられたスイッチング素子とを備え、
上記ＰＮＰ型バイポーラトランジスタが設けられている場合は、上記ＰＮＰ型バイポーラトランジスタのエミッタ端子、コレクタ端子が、それぞれ上記接続点、上記第１端子に接続されるとともに、上記ＰＮＰ型バイポーラトランジスタの上記ベース端子が、ベース抵抗を介して、上記スイッチング素子に接続された態様にある一方、
上記Ｐチャネル型電界効果トランジスタが設けられている場合は、上記Ｐチャネル型電界効果トランジスタのソース端子、ドレイン端子、上記ゲート端子が、それぞれ上記接続点、上記第１端子、上記スイッチング素子に接続されるとともに、上記Ｐチャネル型電界効果トランジスタの上記ソース端子と上記ゲート端子との間に、ゲートソース間抵抗が接続された態様にあり、
上記スイッチング素子は、上記制御信号線が上記接地電位にあるときオフし、上記制御信号線が上記制御電位にあるときオンするようになっており、
上記第１端子と上記第２端子との間に接続された第１抵抗素子を備え、
上記制御信号線が上記接地電位にある第１期間には、上記電源電位から上記ダイオードを通して上記コンデンサが充電されて、上記接続点が上記電源電位から上記ダイオードの順方向電圧を差し引いたのに等しい正の充電電位になるとともに、上記スイッチング素子がオフすることによって、上記ＰＮＰ型バイポーラトランジスタでエミッタからベースへベース電流が流れなくなって上記ＰＮＰ型バイポーラトランジスタがオフし、または、上記Ｐチャネル型電界効果トランジスタで上記ゲート端子の電位が上記ゲートソース間抵抗を介して上記ソース端子の電位と等しくなって上記Ｐチャネル型電界効果トランジスタがオフし、さらに、上記第１抵抗素子を介する放電によって、上記第１端子が接地電位になり、
上記制御信号線が上記制御電位にある第２期間には、上記接続点が、上記充電電位から、上記コンデンサを介して上記制御電位分だけ昇圧された昇圧電位になるとともに、上記スイッチング素子がオンして上記ベース抵抗または上記ゲートソース間抵抗の上記スイッチング素子側の端子が上記接地電位になる結果、上記ＰＮＰ型バイポーラトランジスタで上記エミッタから上記ベースへベース電流が流れて上記ＰＮＰ型バイポーラトランジスタがオンし、または、上記Ｐチャネル型電界効果トランジスタの上記ゲート端子の電位が上記ソース端子の電位よりも低くなって上記Ｐチャネル型電界効果トランジスタがオンすることによって、上記第１端子が上記昇圧電位に一旦達する
ことを特徴とする。
負荷が有する第１端子と第２端子との間に交番電圧を印加して上記負荷を駆動するように構成された負荷駆動回路であって、
上記負荷の上記第２端子は接地電位に接続されており、
上記接地電位とこの接地電位よりも高い制御電位とを予め定められた期間毎に交互に繰り返す制御信号を、制御信号線を通して供給する制御信号供給部と、
電源電位と上記制御信号線との間に直列に順に接続されたダイオードとコンデンサとを含むチャージポンプ回路を備え、
上記ダイオードは上記電源電位から上記コンデンサへ向かって順方向に電流を流す一方、逆方向の電流を遮断するようになっており、
上記ダイオードと上記コンデンサとの間の接続点と上記第１端子との間に設けられたＰＮＰ型バイポーラトランジスタまたはＰチャネル型電界効果トランジスタと、
上記ＰＮＰ型バイポーラトランジスタのベース端子または上記Ｐチャネル型電界効果トランジスタのゲート端子と上記接地電位との間に設けられたスイッチング素子とを備え、
上記ＰＮＰ型バイポーラトランジスタが設けられている場合は、上記ＰＮＰ型バイポーラトランジスタのエミッタ端子、コレクタ端子が、それぞれ上記接続点、上記第１端子に接続されるとともに、上記ＰＮＰ型バイポーラトランジスタの上記ベース端子が、ベース抵抗を介して、上記スイッチング素子に接続された態様にある一方、
上記Ｐチャネル型電界効果トランジスタが設けられている場合は、上記Ｐチャネル型電界効果トランジスタのソース端子、ドレイン端子、上記ゲート端子が、それぞれ上記接続点、上記第１端子、上記スイッチング素子に接続されるとともに、上記Ｐチャネル型電界効果トランジスタの上記ソース端子と上記ゲート端子との間に、ゲートソース間抵抗が接続された態様にあり、
上記スイッチング素子は、上記制御信号線が上記接地電位にあるときオフし、上記制御信号線が上記制御電位にあるときオンするようになっており、
上記第１端子と上記第２端子との間に接続された第１抵抗素子を備え、
上記制御信号線が上記接地電位にある第１期間には、上記電源電位から上記ダイオードを通して上記コンデンサが充電されて、上記接続点が上記電源電位から上記ダイオードの順方向電圧を差し引いたのに等しい正の充電電位になるとともに、上記スイッチング素子がオフすることによって、上記ＰＮＰ型バイポーラトランジスタでエミッタからベースへベース電流が流れなくなって上記ＰＮＰ型バイポーラトランジスタがオフし、または、上記Ｐチャネル型電界効果トランジスタで上記ゲート端子の電位が上記ゲートソース間抵抗を介して上記ソース端子の電位と等しくなって上記Ｐチャネル型電界効果トランジスタがオフし、さらに、上記第１抵抗素子を介する放電によって、上記第１端子が接地電位になり、
上記制御信号線が上記制御電位にある第２期間には、上記接続点が、上記充電電位から、上記コンデンサを介して上記制御電位分だけ昇圧された昇圧電位になるとともに、上記スイッチング素子がオンして上記ベース抵抗または上記ゲートソース間抵抗の上記スイッチング素子側の端子が上記接地電位になる結果、上記ＰＮＰ型バイポーラトランジスタで上記エミッタから上記ベースへベース電流が流れて上記ＰＮＰ型バイポーラトランジスタがオンし、または、上記Ｐチャネル型電界効果トランジスタの上記ゲート端子の電位が上記ソース端子の電位よりも低くなって上記Ｐチャネル型電界効果トランジスタがオンすることによって、上記第１端子が上記昇圧電位に一旦達する
ことを特徴とする。
【0020】
この開示の負荷駆動回路では、制御信号供給部が、接地電位とこの接地電位よりも高い制御電位とを予め定められた期間毎に交互に繰り返す制御信号を、制御信号線を通して供給する。
【0021】
上記制御信号線が上記接地電位にある第１期間には、上記チャージポンプ回路で、上記電源電位から上記ダイオードを通して上記コンデンサが充電されて、上記接続点が上記電源電位から上記ダイオードの順方向電圧を差し引いたのに等しい正の充電電位になる。これとともに、上記スイッチング素子がオフすることによって、上記ＰＮＰ型バイポーラトランジスタでエミッタからベースへベース電流が流れなくなって、上記ＰＮＰ型バイポーラトランジスタがオフする。または、上記Ｐチャネル型電界効果トランジスタで上記ゲート端子の電位が上記ゲートソース間抵抗を介して上記ソース端子の電位と等しくなって、上記Ｐチャネル型電界効果トランジスタがオフする。さらに、上記第１抵抗素子を介する放電によって、上記第１端子が接地電位になる。上記第２端子は常に接地電位にある。したがって、上記第１端子と上記第２端子との間の電位差（すなわち、駆動電圧）は、実質的にゼロになる。
【0022】
上記制御信号線が上記制御電位にある第２期間には、上記チャージポンプ回路で、上記接続点が、上記充電電位から、上記コンデンサを介して上記制御電位分だけ昇圧された昇圧電位になる。これとともに、上記スイッチング素子がオンして、上記ベース抵抗または上記ゲートソース間抵抗の上記スイッチング素子側の端子が上記接地電位になる。この結果、上記ＰＮＰ型バイポーラトランジスタで上記エミッタから上記ベースへベース電流が流れて、上記ＰＮＰ型バイポーラトランジスタがオンする。または、上記Ｐチャネル型電界効果トランジスタで上記ゲート端子の電位が上記ソース端子の電位よりも低くなって（具体的には、オン閾値電圧をマイナス側へ超えて）、上記Ｐチャネル型電界効果トランジスタがオンする。これによって、上記第１端子が上記昇圧電位に一旦達する。この後、上記第１端子の電位は、上記第１抵抗素子を介する上記接地電位への放電によって、低下してゆく。上記第２端子は常に接地電位にある。したがって、上記第１端子と上記第２端子との間の電位差（すなわち、駆動電圧）は、最大で上記昇圧電位になる。
【0023】
このように、この負荷駆動回路によれば、上記第１期間には、上記駆動電圧が実質的にゼロになり、上記第２期間には、上記駆動電圧が最大で上記昇圧電位になる。つまり、上記昇圧電位が、上記負荷に対する駆動電圧のピーク・ツゥ・ピークの振幅となる。この結果、この負荷駆動回路によれば、従来例のシングルエンド駆動方式に比して、負荷をより高電圧で駆動できる。
【0024】
また、この負荷駆動回路は、上記制御信号線が１本で済み、したがって、公知のフルブリッジ駆動方式（Ｈブリッジ駆動方式）に比して少ない制御信号線で構成され得る。また、この負荷駆動回路は、昇圧コイルのような不便な部品を含む必要がなく、一般的な回路部品（抵抗素子、コンデンサ、トランジスタなど）で簡単に構成され得る。この負荷駆動回路は、第１の局面の負荷駆動回路に対して、上記ＰＮＰ型バイポーラトランジスタまたは上記Ｐチャネル型電界効果トランジスタを余分に要するが、上記負荷の第２端子を接地できる利点がある。
【0025】
一実施形態の負荷駆動回路では、
上記制御電位は上記電源電位に等しい
ことを特徴とする。
上記制御電位は上記電源電位に等しい
ことを特徴とする。
【0026】
この一実施形態の負荷駆動回路では、上記制御電位が上記電源電位と上記接地電位との間にある場合に比して、上記昇圧電位をさらに高めることができる。この結果、上記負荷をより高電圧で駆動できる。具体的には、上記接地電位をゼロ、上記電源電位をＶｃｃ、上記ダイオードの順方向電圧をＶｆとしたとき、上記昇圧電位を実質的に（２Ｖｃｃ－Ｖｆ）にすることができる。ここで、通常は、Ｖｃｃ≧３Ｖであり、Ｖｆ≒０．３～０．６Ｖであるから、２Ｖｃｃ≫Ｖｆである。この結果、上記負荷を、従来例のシングルエンド駆動方式に比して約２倍の電圧で駆動できる。
【0027】
一実施形態の負荷駆動回路では、
上記ダイオードはショットキーバリアダイオードである
ことを特徴とする。
上記ダイオードはショットキーバリアダイオードである
ことを特徴とする。
【0028】
一般に、ショットキーバリアダイオードは、ＰＮ接合ダイオードに比して、順方向電圧が小さい。通常は、ＰＮ接合ダイオードの順方向電圧は０．５～０．６Ｖであるのに対して、ショットキーバリアダイオードの順方向電圧は約０．３Ｖである。したがって、この一実施形態の負荷駆動回路では、上記昇圧電位を高めることができる。
【0029】
一実施形態の負荷駆動回路では、さらに、
上記コンデンサと上記制御信号線との間に介挿された第２抵抗素子を備える
ことを特徴とする。
上記コンデンサと上記制御信号線との間に介挿された第２抵抗素子を備える
ことを特徴とする。
【0030】
この一実施形態の負荷駆動回路では、上記制御信号が上記接地電位と上記制御電位との間で遷移するのに伴って上記制御信号線と上記コンデンサとの間で流れる突入電流が、上記第２抵抗素子によって制限される。この負荷駆動回路の設計段階で、上記第２抵抗素子の抵抗値は、その突入電流の値が上記制御信号供給部（例えば、集積回路によって構成される）の出力電流定格(上限値)を超えないように、設定され得る。それにより、上記制御信号供給部が保護される。
【0031】
一実施形態の負荷駆動回路では、
上記スイッチング素子は、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタまたはＮチャネル型電界効果トランジスタであり、
上記スイッチング素子が上記ＮＰＮ型バイポーラトランジスタである場合は、上記制御信号線と上記ＮＰＮ型バイポーラトランジスタのベース端子との間にベース抵抗が介挿される一方、
上記スイッチング素子が上記Ｎチャネル型電界効果トランジスタである場合は、上記Ｎチャネル型電界効果トランジスタのソース端子とゲート端子との間にゲートソース間抵抗が接続されている
ことを特徴とする。
上記スイッチング素子は、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタまたはＮチャネル型電界効果トランジスタであり、
上記スイッチング素子が上記ＮＰＮ型バイポーラトランジスタである場合は、上記制御信号線と上記ＮＰＮ型バイポーラトランジスタのベース端子との間にベース抵抗が介挿される一方、
上記スイッチング素子が上記Ｎチャネル型電界効果トランジスタである場合は、上記Ｎチャネル型電界効果トランジスタのソース端子とゲート端子との間にゲートソース間抵抗が接続されている
ことを特徴とする。
【0032】
この一実施形態の負荷駆動回路では、上記制御信号線が上記接地電位にあるとき、上記スイッチング素子としての上記ＮＰＮ型バイポーラトランジスタまたは上記Ｎチャネル型電界効果トランジスタが安定してオフする。一方、上記制御信号線が上記制御電位にあるとき、上記スイッチング素子としての上記ＮＰＮ型バイポーラトランジスタまたは上記Ｎチャネル型電界効果トランジスタが安定してオンする。しかも、上記スイッチング素子は、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタまたはＮチャネル型電界効果トランジスタであるから、簡単に構成され得る。したがって、この負荷駆動回路は、さらに簡単に構成され得る。
【0033】
第３の局面では、この開示の負荷駆動回路は、
負荷が有する第１端子と第２端子との間に交番電圧を印加して上記負荷を駆動するように構成された負荷駆動回路であって、
接地電位とこの接地電位よりも高い制御電位とを予め定められた期間毎に交互に繰り返す第１制御信号を、第１制御信号線を通して供給する第１制御信号供給部と、
上記第１制御信号とは逆の位相で、上記接地電位と上記制御電位とを上記期間毎に交互に繰り返す第２制御信号を、第２制御信号線を通して供給する第２制御信号供給部と、
電源電位と上記第１制御信号線との間に直列に順に接続された第１ダイオードと第１コンデンサとを含む第１チャージポンプ回路と、
上記電源電位と上記第２制御信号線との間に直列に順に接続された第２ダイオードと第２コンデンサとを含む第２チャージポンプ回路とを備え、
上記第１ダイオード、上記第２ダイオードは、上記電源電位からそれぞれ上記第１コンデンサ、第２コンデンサへ向かって順方向に電流を流す一方、逆方向の電流を遮断するようになっており、
上記第１ダイオードと上記第１コンデンサとの間の第１接続点と上記第１端子との間に設けられた第１ＰＮＰ型バイポーラトランジスタまたは第１Ｐチャネル型電界効果トランジスタと、
上記第１ＰＮＰ型バイポーラトランジスタのベース端子または上記第１Ｐチャネル型電界効果トランジスタのゲート端子と上記接地電位との間に設けられた第１スイッチング素子とを備え、
上記第１ＰＮＰ型バイポーラトランジスタが設けられている場合は、上記第１ＰＮＰ型バイポーラトランジスタのエミッタ端子、コレクタ端子が、それぞれ上記第１接続点、上記第１端子に接続されるとともに、上記第１ＰＮＰ型バイポーラトランジスタの上記ベース端子が、第１ベース抵抗を介して、上記第１スイッチング素子に接続された態様にある一方、
上記第１Ｐチャネル型電界効果トランジスタが設けられている場合は、上記第１Ｐチャネル型電界効果トランジスタのソース端子、ドレイン端子、上記ゲート端子が、それぞれ上記第１接続点、上記第１端子、上記第１スイッチング素子に接続されるとともに、上記第１Ｐチャネル型電界効果トランジスタの上記ソース端子と上記ゲート端子との間に、第１ゲートソース間抵抗が接続された態様にあり、
上記第２ダイオードと上記第２コンデンサとの間の第２接続点と上記第２端子との間に設けられた第２ＰＮＰ型バイポーラトランジスタまたは第２Ｐチャネル型電界効果トランジスタと、
上記第２ＰＮＰ型バイポーラトランジスタのベース端子または上記第２Ｐチャネル型電界効果トランジスタのゲート端子と上記接地電位との間に設けられた第２スイッチング素子とを備え、
上記第２ＰＮＰ型バイポーラトランジスタが設けられている場合は、上記第２ＰＮＰ型バイポーラトランジスタのエミッタ端子、コレクタ端子が、それぞれ上記第２接続点、上記第２端子に接続されるとともに、上記第２ＰＮＰ型バイポーラトランジスタの上記ベース端子が、第２ベース抵抗を介して、上記第２スイッチング素子に接続された態様にある一方、
上記第２Ｐチャネル型電界効果トランジスタが設けられている場合は、上記第２Ｐチャネル型電界効果トランジスタのソース端子、ドレイン端子、上記ゲート端子が、それぞれ上記第２接続点、上記第２端子、上記第２スイッチング素子に接続されるとともに、上記第２Ｐチャネル型電界効果トランジスタの上記ソース端子と上記ゲート端子との間に、第２ゲートソース間抵抗が接続された態様にあり、
上記第１端子と上記接地電位との間に接続された第３スイッチング素子と、
上記第２端子と上記接地電位との間に接続された第４スイッチング素子とを備え、
上記第１スイッチング素子および上記第４スイッチング素子は、上記第１制御信号線が上記接地電位にあるときオフし、上記第１制御信号線が上記制御電位にあるときオンするようになっており、
上記第２スイッチング素子および上記第３スイッチング素子は、上記第２制御信号線が上記接地電位にあるときオフし、上記第２制御信号線が上記制御電位にあるときオンするようになっており、
上記第１制御信号線が上記接地電位にあり、かつ上記第２制御信号線が上記制御電位にある第１期間には、
上記第１チャージポンプ回路で、上記電源電位から上記第１ダイオードを通して上記第１コンデンサが充電されて、上記第１接続点が上記電源電位から上記第１ダイオードの順方向電圧を差し引いたのに等しい正の第１充電電位になるとともに、上記第１スイッチング素子がオフすることによって、上記第１ＰＮＰ型バイポーラトランジスタでエミッタからベースへベース電流が流れなくなって上記第１ＰＮＰ型バイポーラトランジスタがオフし、または、上記第１Ｐチャネル型電界効果トランジスタで上記ゲート端子の電位が上記第１ゲートソース間抵抗を介して上記ソース端子の電位と等しくなって上記第１Ｐチャネル型電界効果トランジスタがオフし、さらに、オンした上記第３スイッチング素子を介する放電によって、上記第１端子が接地電位になり、
上記第２チャージポンプ回路で、上記電源電位から上記第２ダイオードの順方向電圧を差し引いたのに等しい正の電位を第２充電電位としたとき、上記第２接続点は、上記第２充電電位から、上記第２コンデンサを介して上記制御電位分だけ昇圧された第２昇圧電位になるとともに、上記第２スイッチング素子がオンして上記第２ベース抵抗または上記第２ゲートソース間抵抗の上記第２スイッチング素子側の端子が上記接地電位になる結果、上記第２ＰＮＰ型バイポーラトランジスタでエミッタからベースへベース電流が流れて上記第２ＰＮＰ型バイポーラトランジスタがオンし、または、上記第２Ｐチャネル型電界効果トランジスタの上記ゲート端子の電位が上記ソース端子の電位よりも低くなって上記第２Ｐチャネル型電界効果トランジスタがオンすることによって、上記第２端子が上記第２昇圧電位になり、
上記第１制御信号線が上記制御電位にあり、かつ上記第２制御信号線が上記接地電位にある第２期間には、
上記第１チャージポンプ回路で、上記第１接続点が、上記第１充電電位から、上記第１コンデンサを介して上記制御電位分だけ昇圧された第１昇圧電位になるとともに、上記第１スイッチング素子がオンして上記第１ベース抵抗または上記第１ゲートソース間抵抗の上記第１スイッチング素子側の端子が上記接地電位になる結果、上記第１ＰＮＰ型バイポーラトランジスタで上記エミッタから上記ベースへベース電流が流れて上記第１ＰＮＰ型バイポーラトランジスタがオンし、または、上記第１Ｐチャネル型電界効果トランジスタの上記ゲート端子の電位が上記ソース端子の電位よりも低くなって上記第１Ｐチャネル型電界効果トランジスタがオンすることによって、上記第１端子が上記第１昇圧電位になり、
上記第２チャージポンプ回路で、上記電源電位から上記第２ダイオードを通して上記第２コンデンサが充電されて、上記第２接続点が上記第２充電電位になるとともに、上記第２スイッチング素子がオフすることによって、上記第２ＰＮＰ型バイポーラトランジスタで上記エミッタから上記ベースへベース電流が流れなくなって上記第２ＰＮＰ型バイポーラトランジスタがオフし、または、上記第２Ｐチャネル型電界効果トランジスタで上記ゲート端子の電位が上記第２ゲートソース間抵抗を介して上記ソース端子の電位と等しくなって上記第２Ｐチャネル型電界効果トランジスタがオフし、さらに、オンした上記第４スイッチング素子を介する放電によって、上記第２端子が接地電位になる
ことを特徴とする。
負荷が有する第１端子と第２端子との間に交番電圧を印加して上記負荷を駆動するように構成された負荷駆動回路であって、
接地電位とこの接地電位よりも高い制御電位とを予め定められた期間毎に交互に繰り返す第１制御信号を、第１制御信号線を通して供給する第１制御信号供給部と、
上記第１制御信号とは逆の位相で、上記接地電位と上記制御電位とを上記期間毎に交互に繰り返す第２制御信号を、第２制御信号線を通して供給する第２制御信号供給部と、
電源電位と上記第１制御信号線との間に直列に順に接続された第１ダイオードと第１コンデンサとを含む第１チャージポンプ回路と、
上記電源電位と上記第２制御信号線との間に直列に順に接続された第２ダイオードと第２コンデンサとを含む第２チャージポンプ回路とを備え、
上記第１ダイオード、上記第２ダイオードは、上記電源電位からそれぞれ上記第１コンデンサ、第２コンデンサへ向かって順方向に電流を流す一方、逆方向の電流を遮断するようになっており、
上記第１ダイオードと上記第１コンデンサとの間の第１接続点と上記第１端子との間に設けられた第１ＰＮＰ型バイポーラトランジスタまたは第１Ｐチャネル型電界効果トランジスタと、
上記第１ＰＮＰ型バイポーラトランジスタのベース端子または上記第１Ｐチャネル型電界効果トランジスタのゲート端子と上記接地電位との間に設けられた第１スイッチング素子とを備え、
上記第１ＰＮＰ型バイポーラトランジスタが設けられている場合は、上記第１ＰＮＰ型バイポーラトランジスタのエミッタ端子、コレクタ端子が、それぞれ上記第１接続点、上記第１端子に接続されるとともに、上記第１ＰＮＰ型バイポーラトランジスタの上記ベース端子が、第１ベース抵抗を介して、上記第１スイッチング素子に接続された態様にある一方、
上記第１Ｐチャネル型電界効果トランジスタが設けられている場合は、上記第１Ｐチャネル型電界効果トランジスタのソース端子、ドレイン端子、上記ゲート端子が、それぞれ上記第１接続点、上記第１端子、上記第１スイッチング素子に接続されるとともに、上記第１Ｐチャネル型電界効果トランジスタの上記ソース端子と上記ゲート端子との間に、第１ゲートソース間抵抗が接続された態様にあり、
上記第２ダイオードと上記第２コンデンサとの間の第２接続点と上記第２端子との間に設けられた第２ＰＮＰ型バイポーラトランジスタまたは第２Ｐチャネル型電界効果トランジスタと、
上記第２ＰＮＰ型バイポーラトランジスタのベース端子または上記第２Ｐチャネル型電界効果トランジスタのゲート端子と上記接地電位との間に設けられた第２スイッチング素子とを備え、
上記第２ＰＮＰ型バイポーラトランジスタが設けられている場合は、上記第２ＰＮＰ型バイポーラトランジスタのエミッタ端子、コレクタ端子が、それぞれ上記第２接続点、上記第２端子に接続されるとともに、上記第２ＰＮＰ型バイポーラトランジスタの上記ベース端子が、第２ベース抵抗を介して、上記第２スイッチング素子に接続された態様にある一方、
上記第２Ｐチャネル型電界効果トランジスタが設けられている場合は、上記第２Ｐチャネル型電界効果トランジスタのソース端子、ドレイン端子、上記ゲート端子が、それぞれ上記第２接続点、上記第２端子、上記第２スイッチング素子に接続されるとともに、上記第２Ｐチャネル型電界効果トランジスタの上記ソース端子と上記ゲート端子との間に、第２ゲートソース間抵抗が接続された態様にあり、
上記第１端子と上記接地電位との間に接続された第３スイッチング素子と、
上記第２端子と上記接地電位との間に接続された第４スイッチング素子とを備え、
上記第１スイッチング素子および上記第４スイッチング素子は、上記第１制御信号線が上記接地電位にあるときオフし、上記第１制御信号線が上記制御電位にあるときオンするようになっており、
上記第２スイッチング素子および上記第３スイッチング素子は、上記第２制御信号線が上記接地電位にあるときオフし、上記第２制御信号線が上記制御電位にあるときオンするようになっており、
上記第１制御信号線が上記接地電位にあり、かつ上記第２制御信号線が上記制御電位にある第１期間には、
上記第１チャージポンプ回路で、上記電源電位から上記第１ダイオードを通して上記第１コンデンサが充電されて、上記第１接続点が上記電源電位から上記第１ダイオードの順方向電圧を差し引いたのに等しい正の第１充電電位になるとともに、上記第１スイッチング素子がオフすることによって、上記第１ＰＮＰ型バイポーラトランジスタでエミッタからベースへベース電流が流れなくなって上記第１ＰＮＰ型バイポーラトランジスタがオフし、または、上記第１Ｐチャネル型電界効果トランジスタで上記ゲート端子の電位が上記第１ゲートソース間抵抗を介して上記ソース端子の電位と等しくなって上記第１Ｐチャネル型電界効果トランジスタがオフし、さらに、オンした上記第３スイッチング素子を介する放電によって、上記第１端子が接地電位になり、
上記第２チャージポンプ回路で、上記電源電位から上記第２ダイオードの順方向電圧を差し引いたのに等しい正の電位を第２充電電位としたとき、上記第２接続点は、上記第２充電電位から、上記第２コンデンサを介して上記制御電位分だけ昇圧された第２昇圧電位になるとともに、上記第２スイッチング素子がオンして上記第２ベース抵抗または上記第２ゲートソース間抵抗の上記第２スイッチング素子側の端子が上記接地電位になる結果、上記第２ＰＮＰ型バイポーラトランジスタでエミッタからベースへベース電流が流れて上記第２ＰＮＰ型バイポーラトランジスタがオンし、または、上記第２Ｐチャネル型電界効果トランジスタの上記ゲート端子の電位が上記ソース端子の電位よりも低くなって上記第２Ｐチャネル型電界効果トランジスタがオンすることによって、上記第２端子が上記第２昇圧電位になり、
上記第１制御信号線が上記制御電位にあり、かつ上記第２制御信号線が上記接地電位にある第２期間には、
上記第１チャージポンプ回路で、上記第１接続点が、上記第１充電電位から、上記第１コンデンサを介して上記制御電位分だけ昇圧された第１昇圧電位になるとともに、上記第１スイッチング素子がオンして上記第１ベース抵抗または上記第１ゲートソース間抵抗の上記第１スイッチング素子側の端子が上記接地電位になる結果、上記第１ＰＮＰ型バイポーラトランジスタで上記エミッタから上記ベースへベース電流が流れて上記第１ＰＮＰ型バイポーラトランジスタがオンし、または、上記第１Ｐチャネル型電界効果トランジスタの上記ゲート端子の電位が上記ソース端子の電位よりも低くなって上記第１Ｐチャネル型電界効果トランジスタがオンすることによって、上記第１端子が上記第１昇圧電位になり、
上記第２チャージポンプ回路で、上記電源電位から上記第２ダイオードを通して上記第２コンデンサが充電されて、上記第２接続点が上記第２充電電位になるとともに、上記第２スイッチング素子がオフすることによって、上記第２ＰＮＰ型バイポーラトランジスタで上記エミッタから上記ベースへベース電流が流れなくなって上記第２ＰＮＰ型バイポーラトランジスタがオフし、または、上記第２Ｐチャネル型電界効果トランジスタで上記ゲート端子の電位が上記第２ゲートソース間抵抗を介して上記ソース端子の電位と等しくなって上記第２Ｐチャネル型電界効果トランジスタがオフし、さらに、オンした上記第４スイッチング素子を介する放電によって、上記第２端子が接地電位になる
ことを特徴とする。
【0034】
この開示の負荷駆動回路では、第１制御信号供給部が、接地電位とこの接地電位よりも高い制御電位とを予め定められた期間毎に交互に繰り返す第１制御信号を、第１制御信号線を通して供給する。これとともに、第２制御信号供給部が、上記第１制御信号とは逆の位相で、上記接地電位と上記制御電位とを上記期間毎に交互に繰り返す第２制御信号を、第２制御信号線を通して供給する。
【0035】
上記第１制御信号線が上記接地電位にあり、かつ上記第２制御信号線が上記制御電位にある第１期間には、上記第１チャージポンプ回路で、上記電源電位から上記第１ダイオードを通して上記第１コンデンサが充電されて、上記第１接続点が上記電源電位から上記第１ダイオードの順方向電圧を差し引いたのに等しい正の第１充電電位になる。これとともに、上記第１スイッチング素子がオフすることによって、上記第１ＰＮＰ型バイポーラトランジスタでエミッタからベースへベース電流が流れなくなって、上記第１ＰＮＰ型バイポーラトランジスタがオフする。または、上記第１Ｐチャネル型電界効果トランジスタで上記ゲート端子の電位が上記第１ゲートソース間抵抗を介して上記ソース端子の電位と等しくなって、上記第１Ｐチャネル型電界効果トランジスタがオフする。さらに、オンした上記第３スイッチング素子を介する放電によって、上記第１端子が接地電位になる。一方、上記第２チャージポンプ回路で、上記電源電位から上記第２ダイオードの順方向電圧を差し引いたのに等しい正の電位を第２充電電位としたとき、上記第２接続点が、上記第２充電電位から、上記第２コンデンサを介して上記制御電位分だけ昇圧された第２昇圧電位になる。これとともに、上記第２スイッチング素子がオンして、上記第２ベース抵抗または上記第２ゲートソース間抵抗の上記第２スイッチング素子側の端子が上記接地電位になる。この結果、上記第２ＰＮＰ型バイポーラトランジスタでエミッタからベースへベース電流が流れて、上記第２ＰＮＰ型バイポーラトランジスタがオンする。または、上記第２Ｐチャネル型電界効果トランジスタの上記ゲート端子の電位が上記ソース端子の電位よりも低くなって（具体的には、オン閾値電圧をマイナス側へ超えて）、上記第２Ｐチャネル型電界効果トランジスタがオンする。これによって、上記第２端子が上記第２昇圧電位になる。したがって、上記第１端子と上記第２端子との間の電位差（すなわち、駆動電圧）は、例えば上記第２端子を基準としたとき、上記第２昇圧電位分だけ負になる。
【0036】
上記第１制御信号線が上記制御電位にあり、かつ上記第２制御信号線が上記接地電位にある第２期間には、上記第１チャージポンプ回路で、上記第１接続点が、上記第１充電電位から、上記第１コンデンサを介して上記制御電位分だけ昇圧された第１昇圧電位になる。これとともに、上記第１スイッチング素子がオンして、上記第１ベース抵抗または上記第１ゲートソース間抵抗の上記第１スイッチング素子側の端子が上記接地電位になる。この結果、上記第１ＰＮＰ型バイポーラトランジスタで上記エミッタから上記ベースへベース電流が流れて、上記第１ＰＮＰ型バイポーラトランジスタがオンする。または、上記第１Ｐチャネル型電界効果トランジスタの上記ゲート端子の電位が上記ソース端子の電位よりも低くなって（具体的には、オン閾値電圧をマイナス側へ超えて）、上記第１Ｐチャネル型電界効果トランジスタがオンする。これによって、上記第１端子が上記第１昇圧電位になる。一方、上記第２チャージポンプ回路で、上記電源電位から上記第２ダイオードを通して上記第２コンデンサが充電されて、上記第２接続点が上記第２充電電位になる。これとともに、上記第２スイッチング素子がオフすることによって、上記第２ＰＮＰ型バイポーラトランジスタで上記エミッタから上記ベースへベース電流が流れなくなって、上記第２ＰＮＰ型バイポーラトランジスタがオフする。または、上記第２Ｐチャネル型電界効果トランジスタで上記ゲート端子の電位が上記第２ゲートソース間抵抗を介して上記ソース端子の電位と等しくなって、上記第２Ｐチャネル型電界効果トランジスタがオフする。さらに、オンした上記第４スイッチング素子を介する放電によって、上記第２端子が接地電位になる。したがって、上記第１端子と上記第２端子との間の電位差（すなわち、駆動電圧）は、例えば上記第２端子を基準としたとき、上記第１昇圧電位分だけ正になる。
【0037】
このように、この負荷駆動回路によれば、例えば上記第２端子を基準としたとき、上記第１期間には、上記駆動電圧が上記第２昇圧電位分だけ負になり、上記第２期間には、上記駆動電圧が上記第１昇圧電位分だけ正になる。つまり、上記第２昇圧電位と上記第１昇圧電位との和が、上記負荷に対する駆動電圧のピーク・ツゥ・ピークの振幅となる。この結果、この負荷駆動回路によれば、従来例のシングルエンド駆動方式に比して、負荷をより高電圧で駆動できる。例えば、上記制御電位が上記電源電位に等しければ、従来例のシングルエンド駆動方式に比して、約４倍の電圧で駆動できる。
【0038】
また、この負荷駆動回路は、昇圧コイルのような不便な部品を含む必要がなく、一般的な回路部品（抵抗素子、コンデンサ、トランジスタなど）で簡単に構成され得る。ただし、制御信号線については、公知のフルブリッジ駆動方式におけるのと同様に、２本設ける必要がある。
【発明の効果】
【0039】
以上より明らかなように、この開示の負荷駆動回路は、少ない制御信号線で、かつ一般的な回路部品で簡単に構成され、負荷をより高電圧で駆動することができる。
【図面の簡単な説明】
【0040】
【図1】図１（Ａ）は、この発明の第１実施形態の、チャージポンプ回路を含む負荷駆動回路の構成を示す図である。図１（Ｂ）は、その負荷駆動回路における制御信号の電位の時間経過に伴う変化（以下「電位波形」と呼ぶ。）を示す図である。
【図4】その負荷駆動回路における制御信号の電位波形に併せて、その負荷駆動回路のチャージポンプ回路に含まれたダイオードとコンデンサとの間の接続点Ａの電位波形（すなわち、負荷の第１端子の電位波形）を示す図である。
【図10】その負荷駆動回路における制御信号の電位波形に併せて、その負荷駆動回路のチャージポンプ回路に含まれたダイオードとコンデンサとの間の接続点Ａの電位波形を示す図である。
【図13】この発明の第３実施形態の、２つのチャージポンプ回路を含む負荷駆動回路の構成を示す図である。
【図14】図１４（Ａ）は、その負荷駆動回路における第１制御信号の電位波形を示す図である。図１４（Ｂ）は、その負荷駆動回路における第２制御信号の電位波形を、図１４（Ａ）の第１制御信号の電位波形と対比して示す図である。
【図17】図１７（Ａ）は、その負荷駆動回路における第１制御信号の電位波形に併せて、その負荷駆動回路の第１チャージポンプ回路に含まれた第１ダイオードと第１コンデンサとの間の第１接続点Ａ１の電位波形を示す図である。図１７（Ｂ）は、図１７（Ａ）に対応して、その負荷駆動回路によって駆動される負荷の第１端子の電位波形を示す図である。
【図18】図１８（Ａ）は、その負荷駆動回路における第２制御信号の電位波形に併せて、その負荷駆動回路の第２チャージポンプ回路に含まれた第２ダイオードと第２コンデンサとの間の第２接続点Ａ２の電位波形を示す図である。図１８（Ｂ）は、図１８（Ａ）に対応して、上記負荷の第２端子の電位波形を示す図である。
【図20】上記第３実施形態の負荷駆動回路を変形した変形例の負荷駆動回路の構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【0041】
以下、この発明の実施の形態を、図面を参照しながら詳細に説明する。
【0042】
（第１実施形態）
（回路の構成）
図１（Ａ）は、この発明の第１実施形態の負荷駆動回路１００の構成を示している。この負荷駆動回路１００は、負荷ＢＺ１が有する第１端子ＢＺ１ａと第２端子ＢＺ１ｂとの間に交番電圧を印加して負荷ＢＺ１を駆動するための回路である。負荷ＢＺ１は、この例では、圧電ブザーであり、容量リアクタンスを含んでいる。
（回路の構成）
図１（Ａ）は、この発明の第１実施形態の負荷駆動回路１００の構成を示している。この負荷駆動回路１００は、負荷ＢＺ１が有する第１端子ＢＺ１ａと第２端子ＢＺ１ｂとの間に交番電圧を印加して負荷ＢＺ１を駆動するための回路である。負荷ＢＺ１は、この例では、圧電ブザーであり、容量リアクタンスを含んでいる。
【0043】
この負荷駆動回路１００は、制御信号供給部１０と、チャージポンプ回路２０とを備えている。
【0044】
制御信号供給部１０は、この例では、この負荷駆動回路１００の外部から制御信号ＢＺＯＵＴ１を受ける入力端子であり、この入力端子に受けた制御信号ＢＺＯＵＴ１を、制御信号線ＣＬ１を通して供給するようになっている。この例では、制御信号ＢＺＯＵＴ１は、図１（Ｂ）に示すように、時間ｔの経過に伴って、接地電位ＧＮＤ（電位ゼロに相当する）とこの接地電位ＧＮＤよりも高い制御電位Ｈとを予め定められた第１期間Ｔ１、第２期間Ｔ２毎に交互に繰り返す矩形波の信号である。制御電位Ｈは、この例では電源電位Ｖｃｃに設定されている。
【0045】
チャージポンプ回路２０は、電源電位Ｖｃｃと制御信号線ＣＬ１との間に直列に順に接続されたダイオードＤ１と、コンデンサＣ１と、第２抵抗素子としての電流制限用の抵抗素子ＲＬ１とを含んでいる。ダイオードＤ１は、電源電位ＶｃｃからコンデンサＣ１へ向かって順方向にバイアスされたとき電流を流す一方、逆方向にバイアスされたとき電流を遮断するようになっている。この例では、ダイオードＤ１はショットキーバリアダイオードである。したがって、ダイオードＤ１は、ＰＮ接合ダイオードに比して、順方向電圧Ｖｆが小さい。通常は、Ｖｆ≒０．３Ｖである。
【0046】
この例では、ダイオードＤ１とコンデンサＣ１との間の接続点Ａが、負荷ＢＺ１の第１端子ＢＺ１ａに接続されている。
【0047】
第２端子ＢＺ１ｂと接地電位ＧＮＤとの間に、スイッチング素子としてのＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ１（以下、適宜「トランジスタＱ１」と呼ぶ。）が設けられている。この例では、トランジスタＱ１のコレクタ端子Ｑ１ｃ、エミッタ端子Ｑ１ｅ、ベース端子Ｑ１ｂが、それぞれ負荷ＢＺ１の第２端子ＢＺ１ｂ、接地電位ＧＮＤ、制御信号線ＣＬ１に接続された態様にある。これにより、トランジスタＱ１は、制御信号線ＣＬ１が接地電位ＧＮＤにあるときオフし、制御信号線ＣＬ１が制御電位Ｈにあるときオンするようになっている。
【0048】
この例では、トランジスタＱ１は、デジタルトランジスタとして、エミッタ端子Ｑ１ｅとベース端子Ｑ１ｂとの間にベースエミッタ間抵抗Ｑ１ｒｂｅが接続され、また、ベース端子Ｑ１ｂと制御信号線ＣＬ１との間にベース抵抗Ｑ１ｒｂが介挿されている。これにより、トランジスタＱ１のスイッチング動作を安定させることができる。また、スイッチング素子を簡単に構成することができる。
【0049】
負荷ＢＺ１の第１端子ＢＺ１ａと第２端子ＢＺ１ｂとの間に、すなわち、負荷ＢＺ１に対して並列に、第１抵抗素子としての放電調節用の抵抗素子Ｒ１が接続されている。
【0050】
（回路の動作）
負荷駆動回路１００の動作時には、まず図１（Ｂ）に示したように、制御信号供給部１０が、接地電位ＧＮＤ（＝０）と制御電位Ｈ（＝Ｖｃｃ）とを第１期間Ｔ１、第２期間Ｔ２毎に交互に繰り返す制御信号ＢＺＯＵＴ１を、制御信号線ＣＬ１を通して供給する。
負荷駆動回路１００の動作時には、まず図１（Ｂ）に示したように、制御信号供給部１０が、接地電位ＧＮＤ（＝０）と制御電位Ｈ（＝Ｖｃｃ）とを第１期間Ｔ１、第２期間Ｔ２毎に交互に繰り返す制御信号ＢＺＯＵＴ１を、制御信号線ＣＬ１を通して供給する。
【0051】
図２は、負荷駆動回路１００の、制御信号線ＣＬ１が接地電位ＧＮＤ（＝０）にある第１期間Ｔ１における動作を示している。第１期間Ｔ１には、チャージポンプ回路２０で、矢印ＣＨ１で示すように電源電位ＶｃｃからダイオードＤ１を通してコンデンサＣ１が充電されて、接続点Ａおよび第１端子ＢＺ１ａが、電源電位ＶｃｃからダイオードＤ１の順方向電圧Ｖｆを差し引いたのに等しい正の充電電位（Ｖｃｃ－Ｖｆ）になる。さらに、トランジスタＱ１がオフすることによって、第１端子ＢＺ１ａから抵抗素子Ｒ１を介して、第２端子ＢＺ１ｂが充電電位（Ｖｃｃ－Ｖｆ）になる。後述の第２期間Ｔ２に負荷ＢＺ１の第１端子ＢＺ１ａと第２端子ＢＺ１ｂとの間に充電された電荷は、図２中に矢印ＤＨ５で示すように、抵抗素子Ｒ１を介して放電される。したがって、第１端子ＢＺ１ａと第２端子ＢＺ１ｂとの間の電位差（すなわち、駆動電圧ＶＢＺ１）は、実質的にゼロになる。
【0052】
図３は、負荷駆動回路１００の、制御信号線ＣＬ１が制御電位Ｈ（＝Ｖｃｃ）にある第２期間Ｔ２における動作を示している。第２期間Ｔ２には、第２端子ＢＺ１ｂが、オンしたトランジスタＱ１を介する放電（図３中に矢印ＤＨ１で示す）によって、実質的に接地電位ＧＮＤ（＝０）になる。一方、チャージポンプ回路２０で、接続点Ａおよび第１端子ＢＺ１ａが、充電電位（Ｖｃｃ－Ｖｆ）から、抵抗素子ＲＬ１とコンデンサＣ１を介して制御電位Ｈ分だけ昇圧された昇圧電位（Ｖｃｃ－Ｖｆ＋Ｈ）＝（２Ｖｃｃ－Ｖｆ）に一旦達する。この後、接続点Ａおよび第１端子ＢＺ１ａの電位は、抵抗素子Ｒ１とオン状態のトランジスタＱ１とを介する接地電位ＧＮＤへの放電（図３中に矢印ＤＨ３で示す）によって、低下してゆく。したがって、第１端子ＢＺ１ａと第２端子ＢＺ１ｂとの間の電位差（すなわち、駆動電圧ＶＢＺ１）は、最大で昇圧電位（２Ｖｃｃ－Ｖｆ）になる。
【0053】
このように、この負荷駆動回路１００によれば、第１期間Ｔ１には、駆動電圧ＶＢＺ１が実質的にゼロになり、第２期間Ｔ２には、駆動電圧ＶＢＺ１が最大で昇圧電位（２Ｖｃｃ－Ｖｆ）になる。つまり、昇圧電位（２Ｖｃｃ－Ｖｆ）が、負荷ＢＺ１に対する駆動電圧ＶＢＺ１のピーク・ツゥ・ピークの振幅となる。ここで、通常は、Ｖｃｃ≧３Ｖであり、Ｖｆ≒０．３Ｖであるから、２Ｖｃｃ≫Ｖｆである。この結果、この負荷駆動回路１００によれば、従来例のシングルエンド駆動方式に比して、負荷ＢＺ１をより高電圧（約２倍の電圧）で駆動できる。
【0054】
また、この負荷駆動回路１００は、制御信号線ＣＬ１が１本で済み、したがって、公知のフルブリッジ駆動方式（Ｈブリッジ駆動方式）に比して少ない制御信号線ＣＬ１で構成され得る。また、この負荷駆動回路１００は、昇圧コイルのような不便な部品を含む必要がなく、一般的な回路部品（抵抗素子、コンデンサ、トランジスタなど）で簡単に構成され得る。
【0055】
（具体例）
負荷駆動回路１００を具体的に実現するための数値パラメータは、次のように設定される。まず、負荷ＢＺ１として、この例では、音量不足が問題となりがちな比較的小サイズの圧電ブザー（発音周波数２ｋＨｚ～４ｋＨｚ）を想定する。これに応じて、負荷ＢＺ１の容量値Ｃｂｚ１については、例えばＣｂｚ１＝８０００ｐＦとする。また、電源電位Ｖｃｃについては、Ｖｃｃ＝３．３Ｖとする。
負荷駆動回路１００を具体的に実現するための数値パラメータは、次のように設定される。まず、負荷ＢＺ１として、この例では、音量不足が問題となりがちな比較的小サイズの圧電ブザー（発音周波数２ｋＨｚ～４ｋＨｚ）を想定する。これに応じて、負荷ＢＺ１の容量値Ｃｂｚ１については、例えばＣｂｚ１＝８０００ｐＦとする。また、電源電位Ｖｃｃについては、Ｖｃｃ＝３．３Ｖとする。
【0056】
第１期間Ｔ１、第２期間Ｔ２の期間長については、例えば１２５μｓｅｃ～２５０μｓｅｃ程度の範囲内で、この例では、負荷ＢＺ１である圧電ブザーの発音周波数の周期の１／２として、Ｔ１＝Ｔ２＝２５０μｓｅｃとする。なお、圧電ブザーの発音周波数としては、圧電ブザーの共振周波数（小型の圧電ブザーであれば、共振周波数は４ｋＨｚ～１０ｋＨｚ程度である。）に合わせることが効率的には良い。一方、人間の耳の感度は周波数が高いと聞き取りにくいという周波数特性（特に、高齢者で顕著）になっている。そこで、人間の耳に聴感上大きくように、上述のように、圧電ブザーの発音周波数を圧電ブザーの共振周波数よりも低く設定している。
【0057】
チャージポンプ回路２０のダイオードＤ１の順方向電圧Ｖｆについては、通電電流に依存するけれども、Ｖｆ≒０．３Ｖとする。コンデンサＣ１の容量値については、負荷ＢＺ１の容量値Ｃｂｚ１の１００倍以上を想定して、Ｃ１＝１μＦ～４．７μＦ程度とする。
【0058】
抵抗素子ＲＬ１の抵抗値については、制御信号ＢＺＯＵＴ１が接地電位ＧＮＤ（＝０）と制御電位Ｈ（＝Ｖｃｃ）との間で遷移するのに伴って制御信号線ＣＬ１とコンデンサＣ１との間で流れる突入電流が、制御信号供給部１０の出力電流定格(上限値)を超えないように、設定される。例えば、制御信号供給部１０の出力電流定格が２０ｍＡである場合、突入電流が最大１０ｍＡ程度に抑えられるのが望ましい。電源電位Ｖｃｃ＝３Ｖの場合、計算上、３Ｖ／１０ｍＡ＝３００Ωとなる。したがって、抵抗素子ＲＬ１の抵抗値については、Ｅ１２系列から２７０Ωまたは３３０Ωが候補となる。この例では、安全を考慮して、ＲＬ１＝３３０Ωとする。それにより、制御信号供給部１０が保護される。
【0059】
抵抗素子Ｒ１の抵抗値については、第２期間Ｔ２に負荷ＢＺ１（容量値Ｃｂｚ１）に充電された電荷が、それに続く第１期間Ｔ１中に放電し切るように、設定される。したがって、次式（ＥＱ．１）で表されるように、時定数（Ｃｂｚ１×Ｒ１）が第１期間Ｔ１の期間長よりも十分小さくなるように設定される。
（Ｃｂｚ１×Ｒ１） ≪ Ｔ１ …（ＥＱ．１）
この式（ＥＱ．１）を変形すると、次式（ＥＱ．２）
Ｒ１ ≪ Ｔ１／Ｃｂｚ１ …（ＥＱ．２）
が得られる。この式（ＥＱ．２）の右辺は、
Ｔ１／Ｃｂｚ１ ＝ ２５０μｓｅｃ／８０００ｐＦ ＝ ３２．１５ｋΩ
と計算される。この例では、この右辺の値よりも、抵抗素子Ｒ１の抵抗値を約１桁小さく設定して、Ｒ１＝３．３ｋΩとする。
（Ｃｂｚ１×Ｒ１） ≪ Ｔ１ …（ＥＱ．１）
この式（ＥＱ．１）を変形すると、次式（ＥＱ．２）
Ｒ１ ≪ Ｔ１／Ｃｂｚ１ …（ＥＱ．２）
が得られる。この式（ＥＱ．２）の右辺は、
Ｔ１／Ｃｂｚ１ ＝ ２５０μｓｅｃ／８０００ｐＦ ＝ ３２．１５ｋΩ
と計算される。この例では、この右辺の値よりも、抵抗素子Ｒ１の抵抗値を約１桁小さく設定して、Ｒ１＝３．３ｋΩとする。
【0060】
図４～図６は、上述のように数値パラメータが設定された負荷駆動回路１００における各部の電位波形（電位の時間経過に伴う変化）を示している。詳しくは、第１期間Ｔ１と第２期間Ｔ２とを併せて１サイクルとしたとき、負荷駆動回路１００の動作開始から電位波形が安定した後の２サイクル分の電位波形を示している。図４は、負荷駆動回路１００における制御信号ＢＺＯＵＴ１の電位波形（図４中に破線で示す）に併せて、負荷駆動回路１００のチャージポンプ回路２０に含まれたダイオードＤ１とコンデンサＣ１との間の接続点Ａの電位ＶＡ（すなわち、負荷ＢＺ１の第１端子ＢＺ１ａの電位ＶＢＺ１ａ）の波形を示している。図４中には、コンデンサＣ１の容量値が０．４７μＦ、１μＦ、４．７μＦに可変して設定されたときの電位波形が、それぞれ２点鎖線、１点鎖線、実線で表されている（この点、図５、図６でも同様である。）。図４から分かるように、接続点Ａの電位ＶＡ（＝ＶＢＺ１ａ）は、第１期間Ｔ１に充電電位（Ｖｃｃ－Ｖｆ）になり、第２期間Ｔ２に昇圧電位（２Ｖｃｃ－Ｖｆ）に一旦達し、徐々に低下してゆく。図５は、図４に対応して、負荷ＢＺ１の第２端子ＢＺ１ｂの電位ＶＢＺ１ｂの波形を示している。図５から分かるように、第２端子ＢＺ１ｂの電位ＶＢＺ１ｂは、第１期間Ｔ１に充電電位（Ｖｃｃ－Ｖｆ）になり、第２期間Ｔ２に実質的にゼロになる。図６は、図４と図５に対応して、この例では第２端子ＢＺ１ｂを基準としたときの、負荷ＢＺ１の第１端子ＢＺ１ａと第２端子ＢＺ１ｂとの間の電位差（すなわち、駆動電圧ＶＢＺ１）の波形を示している。図６から分かるように、駆動電圧ＶＢＺ１は、第１期間Ｔ１に実質的にゼロになり、第２期間Ｔ２に昇圧電位（２Ｖｃｃ－Ｖｆ）に一旦達し、徐々に低下してゆく。
【0061】
このように、この負荷駆動回路１００によれば、昇圧電位（２Ｖｃｃ－Ｖｆ）が、負荷ＢＺ１に対する駆動電圧ＶＢＺ１のピーク・ツゥ・ピークの振幅Ｖｐ－ｐとなる。ここで、Ｖｃｃ＝３．３Ｖ、Ｖｆ≒０．３Ｖとすると、Ｖｐ－ｐ≒６．３Ｖとなる。この結果、この負荷駆動回路１００によれば、従来例のシングルエンド駆動方式に比して、負荷ＢＺ１をより高電圧（約２倍の電圧）で駆動できる。
【0062】
上の例では、第２端子ＢＺ１ｂと接地電位ＧＮＤとの間に接続されたスイッチング素子として、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ１を備えたが、これに限られるものではない。上記スイッチング素子としては、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ１に代えて、Ｎチャネル型電界効果トランジスタを備えてもよい。その場合、そのＮチャネル型電界効果トランジスタのソース端子、ドレイン端子、ゲート端子が、それぞれ接地電位ＧＮＤ、第２端子ＢＺ１ｂ、制御信号線ＣＬ１に接続された態様とする。これとともに、そのＮチャネル型電界効果トランジスタのソース端子とゲート端子との間に、ゲートソース間抵抗が接続された態様とする。これにより、そのＮチャネル型電界効果トランジスタが、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ１におけるのと同様に、安定したスイッチング動作で、制御信号線ＣＬ１が接地電位ＧＮＤにあるときオフし、制御信号線ＣＬ１が制御電位Ｈにあるときオンする。この場合も、上記スイッチング素子が簡単に構成され得る。したがって、この負荷駆動回路１００は、簡単に構成され得る。
【0063】
（第２実施形態）
（回路の構成）
図７（Ａ）は、この発明の第２実施形態の負荷駆動回路２００の構成を示している。この負荷駆動回路２００は、負荷ＢＺ１が有する第１端子ＢＺ１ａと第２端子ＢＺ１ｂとの間に交番電圧を印加して負荷ＢＺ１を駆動するための回路である。負荷ＢＺ１は、先の例（負荷駆動回路１００）におけるのと同様に、圧電ブザーであり、容量リアクタンスを含んでいる。なお、図７（Ａ）では、理解の容易のために、図１（Ａ）中の構成要素と対応する構成要素に同じ符号を付している。
（回路の構成）
図７（Ａ）は、この発明の第２実施形態の負荷駆動回路２００の構成を示している。この負荷駆動回路２００は、負荷ＢＺ１が有する第１端子ＢＺ１ａと第２端子ＢＺ１ｂとの間に交番電圧を印加して負荷ＢＺ１を駆動するための回路である。負荷ＢＺ１は、先の例（負荷駆動回路１００）におけるのと同様に、圧電ブザーであり、容量リアクタンスを含んでいる。なお、図７（Ａ）では、理解の容易のために、図１（Ａ）中の構成要素と対応する構成要素に同じ符号を付している。
【0064】
この負荷駆動回路２００は、先の例におけるのと同様に、制御信号供給部１０と、チャージポンプ回路２０とを備えている。これらの制御信号供給部１０、チャージポンプ回路２０は、先の例におけるのと同様に構成され、同様に動作する。すなわち、図７（Ｂ）に示す制御信号ＢＺＯＵＴ１は、時間ｔの経過に伴って、接地電位ＧＮＤ（電位ゼロに相当する）とこの接地電位ＧＮＤよりも高い制御電位Ｈとを予め定められた第１期間Ｔ１、第２期間Ｔ２毎に交互に繰り返す矩形波の信号である。制御電位Ｈは、この例では電源電位Ｖｃｃに設定されている。また、チャージポンプ回路２０のダイオードＤ１は、電源電位ＶｃｃからコンデンサＣ１へ向かって順方向にバイアスされたとき電流を流す一方、逆方向にバイアスされたとき電流を遮断するようになっている。この例でも、ダイオードＤ１はショットキーバリアダイオードである。したがって、ダイオードＤ１は、ＰＮ接合ダイオードに比して、順方向電圧Ｖｆが小さい。通常は、Ｖｆ≒０．３Ｖである。
【0065】
この例では、負荷ＢＺ１の第２端子ＢＺ１ｂは接地電位ＧＮＤに接続されている。
【0066】
また、この例では、ダイオードＤ１とコンデンサＣ１との間の接続点Ａと負荷ＢＺ１の第１端子ＢＺ１ａとの間に、デジタルトランジスタであるＰＮＰ型バイポーラトランジスタＱ２（以下、適宜「トランジスタＱ２」と呼ぶ。）が設けられている。トランジスタＱ２のエミッタ端子Ｑ２ｅ、コレクタ端子Ｑ２ｃが、それぞれ接続点Ａ、第１端子ＢＺ１ａに接続された態様にある。また、トランジスタＱ２は、デジタルトランジスタとして、エミッタ端子Ｑ２ｅとベース端子Ｑ２ｂとの間にベースエミッタ間抵抗Ｑ２ｒｂｅが接続され、また、トランジスタＱ２のベース端子Ｑ２ｂは、ベース抵抗Ｑ２ｒｂを介して、後述のＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ１に接続されている。なお、符号Ｂは、トランジスタＱ２のベース抵抗Ｑ２ｒｂとトランジスタＱ１のコレクタ端子Ｑ１ｃとの間の接続点を示している。この接続点Ｂは、トランジスタＱ２のベース抵抗Ｑ２ｒｂの、トランジスタＱ１側の端子に相当する。ここで、トランジスタＱ２がオンするか、オフするかは、このトランジスタＱ２の仕様として、次のように定められている。エミッタ端子Ｑ２ｅの電位（すなわち、接続点Ａの電位ＶＡ）を基準として、接続点Ｂの電位ＶＢが予め定められたオフ閾値電圧Ｖｉ（ｏｆｆ）（この例では、Ｖｉ（ｏｆｆ）＝－０．８Ｖ）よりも高ければ、トランジスタＱ２はオフする。一方、エミッタ端子Ｑ２ｅの電位（＝ＶＡ）を基準として、接続点Ｂの電位ＶＢが予め定められたオン閾値電圧Ｖｉ（ｏｎ）（この例では、Ｖｉ（ｏｎ）＝－２．６Ｖ）よりも低ければ、すなわち、オン閾値電圧Ｖｉ（ｏｎ）をマイナス側へ超えていれば、トランジスタＱ２はオンする。なお、この点は、デジタルトランジスタである後述のＰＮＰ型バイポーラトランジスタＱ５でも同様であり、詳細には繰り返して説明しない。
【0067】
また、この例では、トランジスタＱ２のベース端子Ｑ２ｂと接地電位ＧＮＤとの間に、スイッチング素子としてのＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ１が設けられている。この例では、トランジスタＱ１のコレクタ端子Ｑ１ｃ、エミッタ端子Ｑ１ｅ、ベース端子Ｑ１ｂが、それぞれトランジスタＱ２のベース抵抗Ｑ２ｒｂ、接地電位ＧＮＤ、制御信号線ＣＬ１に接続された態様にある。トランジスタＱ１は、デジタルトランジスタとして、エミッタ端子Ｑ１ｅとベース端子Ｑ１ｂとの間にベースエミッタ間抵抗Ｑ１ｒｂｅが接続され、また、トランジスタＱ１のベース端子Ｑ１ｂと制御信号線ＣＬ１との間にベース抵抗Ｑ１ｒｂが介挿されている。これにより、トランジスタＱ１は、安定したスイッチング動作で、制御信号線ＣＬ１が接地電位ＧＮＤにあるときオフし、制御信号線ＣＬ１が制御電位Ｈにあるときオンするようになっている。
【0068】
また、この例では、先の例と同様に、負荷ＢＺ１の第１端子ＢＺ１ａと第２端子ＢＺ１ｂとの間に、すなわち、負荷ＢＺ１に対して並列に、第１抵抗素子としての放電調節用の抵抗素子Ｒ１が接続されている。
【0069】
（回路の動作）
負荷駆動回路２００の動作時には、まず図７（Ｂ）に示したように、制御信号供給部１０が、接地電位ＧＮＤ（＝０）と制御電位Ｈ（＝Ｖｃｃ）とを第１期間Ｔ１、第２期間Ｔ２毎に交互に繰り返す制御信号ＢＺＯＵＴ１を、制御信号線ＣＬ１を通して供給する。
負荷駆動回路２００の動作時には、まず図７（Ｂ）に示したように、制御信号供給部１０が、接地電位ＧＮＤ（＝０）と制御電位Ｈ（＝Ｖｃｃ）とを第１期間Ｔ１、第２期間Ｔ２毎に交互に繰り返す制御信号ＢＺＯＵＴ１を、制御信号線ＣＬ１を通して供給する。
【0070】
図８は、負荷駆動回路２００の、制御信号線ＣＬ１が接地電位ＧＮＤ（＝０）にある第１期間Ｔ１における動作を示している。第１期間Ｔ１には、チャージポンプ回路２０で、矢印ＣＨ１で示すように電源電位ＶｃｃからダイオードＤ１を通してコンデンサＣ１が充電されて、接続点Ａが電源電位ＶｃｃからダイオードＤ１の順方向電圧Ｖｆを差し引いたのに等しい正の充電電位（Ｖｃｃ－Ｖｆ）になる。これとともに、トランジスタＱ１がオフすることによって、トランジスタＱ２でエミッタからベースへベース電流が流れなくなって、トランジスタＱ２がオフする。さらに、抵抗素子Ｒ１を介する放電（図８中に矢印ＤＨ１で示す）によって、第１端子ＢＺ１ａが実質的に接地電位ＧＮＤ（＝０）になる。第２端子ＢＺ１ｂは常に接地電位ＧＮＤにある。したがって、第１端子ＢＺ１ａと第２端子ＢＺ１ｂとの間の電位差（すなわち、駆動電圧ＶＢＺ１）は、実質的にゼロになる。
【0071】
図９は、負荷駆動回路２００の、制御信号線ＣＬ１が制御電位Ｈ（＝Ｖｃｃ）にある第２期間Ｔ２における動作を示している。第２期間Ｔ２には、チャージポンプ回路２０で、接続点Ａが、充電電位（Ｖｃｃ－Ｖｆ）から、抵抗素子ＲＬ１とコンデンサＣ１を介して制御電位Ｈ分だけ昇圧された昇圧電位（Ｖｃｃ－Ｖｆ＋Ｈ）＝（２Ｖｃｃ－Ｖｆ）になる。これとともに、トランジスタＱ１がオンして接続点Ｂが実質的に接地電位ＧＮＤ（＝０）になる。この結果、トランジスタＱ２でエミッタからベースへベース電流が流れて、トランジスタＱ２がオンする。これによって、オンしたトランジスタＱ２を通して負荷ＢＺ１へ電荷（図９中に矢印ＤＨ３で示す）が流れて、第１端子ＢＺ１ａが昇圧電位（２Ｖｃｃ－Ｖｆ）に一旦達する。この後、第１端子ＢＺ１ａの電位は、抵抗素子Ｒ１を介する接地電位ＧＮＤへの放電（図９中に矢印ＤＨ４で示す）によって、低下してゆく。第２端子ＢＺ１ｂは常に接地電位ＧＮＤ（＝０）にある。したがって、第１端子ＢＺ１ａと第２端子ＢＺ１ｂとの間の電位差（すなわち、駆動電圧ＶＢＺ１）は、最大で昇圧電位（２Ｖｃｃ－Ｖｆ）になる。
【0072】
このように、この負荷駆動回路２００によれば、第１期間Ｔ１には、駆動電圧ＶＢＺ１が実質的にゼロになり、第２期間Ｔ２には、駆動電圧ＶＢＺ１が最大で昇圧電位（２Ｖｃｃ－Ｖｆ）になる。つまり、昇圧電位（２Ｖｃｃ－Ｖｆ）が、負荷ＢＺ１に対する駆動電圧ＶＢＺ１のピーク・ツゥ・ピークの振幅となる。ここで、通常は、Ｖｃｃ≧３Ｖであり、Ｖｆ≒０．３Ｖであるから、２Ｖｃｃ≫Ｖｆである。この結果、この負荷駆動回路２００によれば、従来例のシングルエンド駆動方式に比して、負荷ＢＺ１をより高電圧（約２倍の電圧）で駆動できる。
【0073】
また、この負荷駆動回路２００は、制御信号線ＣＬ１が１本で済み、したがって、公知のフルブリッジ駆動方式（Ｈブリッジ駆動方式）に比して少ない制御信号線ＣＬ１で構成され得る。また、この負荷駆動回路２００は、昇圧コイルのような不便な部品を含む必要がなく、一般的な回路部品（抵抗素子、コンデンサ、トランジスタなど）で簡単に構成され得る。この負荷駆動回路２００は、先の負荷駆動回路１００に対して、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタＱ２を余分に要するが、負荷ＢＺ１の第２端子ＢＺ１ｂを接地できる利点がある。
【0074】
（具体例）
負荷駆動回路２００を具体的に実現するための数値パラメータは、先の例（負荷駆動回路１００）におけるのと全く同じに設定される。ここでは、重複する説明を省略する。
負荷駆動回路２００を具体的に実現するための数値パラメータは、先の例（負荷駆動回路１００）におけるのと全く同じに設定される。ここでは、重複する説明を省略する。
【0075】
図１０～図１２は、上述のように数値パラメータが設定された負荷駆動回路２００における各部の電位波形（電位の時間経過に伴う変化）を示している。詳しくは、第１期間Ｔ１と第２期間Ｔ２とを併せて１サイクルとしたとき、負荷駆動回路２００の動作開始から電位波形が安定した後の２サイクル分の電位波形を示している。図１０は、負荷駆動回路２００における制御信号ＢＺＯＵＴ１の電位波形（図１０中に破線で示す）に併せて、負荷駆動回路２００のチャージポンプ回路２０に含まれたダイオードＤ１とコンデンサＣ１との間の接続点Ａの電位ＶＡの波形を示している。図１０中には、コンデンサＣ１の容量値が０．４７μＦ、１μＦ、４．７μＦに可変して設定されたときの電位波形が、それぞれ２点鎖線、１点鎖線、実線で表されている（この点、図１１、図１２でも同様である。）。図１０から分かるように、接続点Ａの電位ＶＡは、第１期間Ｔ１に充電電位（Ｖｃｃ－Ｖｆ）になり、第２期間Ｔ２に昇圧電位（２Ｖｃｃ－Ｖｆ）に一旦達し、徐々に低下してゆく。図１１は、図１０に対応して、トランジスタＱ２のベース抵抗Ｑ２ｒｂとトランジスタＱ１のコレクタ端子Ｑ１ｃとの間の接続点Ｂの電位ＶＢの波形を示している。図１１から分かるように、接続点Ｂの電位ＶＢは、第１期間Ｔ１に充電電位（Ｖｃｃ－Ｖｆ）になり、第２期間Ｔ２に実質的にゼロになる。なお、コンデンサＣ１の容量値が０．４７μＦ、１μＦ、４．７μＦに可変して設定されても、電位ＶＢは、ほとんど影響を受けない。第２端子ＢＺ１ｂの電位は、この例では常に接地電位ＧＮＤにあるので、図示が省略されている。図１２は、図１０と図１１に対応して、この例では第２端子ＢＺ１ｂを基準としたときの、負荷ＢＺ１の第１端子ＢＺ１ａと第２端子ＢＺ１ｂとの間の電位差（すなわち、駆動電圧ＶＢＺ１）の波形を示している。図１２から分かるように、駆動電圧ＶＢＺ１は、第１期間Ｔ１に実質的にゼロになり、第２期間Ｔ２に昇圧電位（２Ｖｃｃ－Ｖｆ）に一旦達し、徐々に低下してゆく。
【0076】
このように、この負荷駆動回路２００によれば、先の例におけるのと同様に、昇圧電位（２Ｖｃｃ－Ｖｆ）が、負荷ＢＺ１に対する駆動電圧ＶＢＺ１のピーク・ツゥ・ピークの振幅Ｖｐ－ｐとなる。ここで、Ｖｃｃ＝３．３Ｖ、Ｖｆ≒０．３Ｖとすると、Ｖｐ－ｐ≒６．３Ｖとなる。この結果、この負荷駆動回路２００によれば、従来例のシングルエンド駆動方式に比して、負荷ＢＺ１をより高電圧（約２倍の電圧）で駆動できる。
【0077】
上の例では、トランジスタＱ２のベース端子Ｑ２ｂと接地電位ＧＮＤとの間に設けられたスイッチング素子として、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ１を備えたが、これに限られるものではない。上記スイッチング素子としては、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ１に代えて、Ｎチャネル型電界効果トランジスタを備えてもよい。その場合、そのＮチャネル型電界効果トランジスタのソース端子、ドレイン端子、ゲート端子が、それぞれ接地電位ＧＮＤ、トランジスタＱ２のベース端子Ｑ２ｂ、制御信号線ＣＬ１に接続された態様とする。これとともに、そのＮチャネル型電界効果トランジスタのソース端子とゲート端子との間に、ゲートソース間抵抗が接続された態様とする。これにより、そのＮチャネル型電界効果トランジスタが、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ１におけるのと同様に、安定したスイッチング動作で、制御信号線ＣＬ１が接地電位ＧＮＤにあるときオフし、制御信号線ＣＬ１が制御電位Ｈにあるときオンする。この場合も、上記スイッチング素子が簡単に構成され得る。したがって、この負荷駆動回路２００は、簡単に構成され得る。
【0078】
また、上の例では、接続点Ａと負荷ＢＺ１の第１端子ＢＺ１ａとの間にＰＮＰ型バイポーラトランジスタＱ２が設けられたが、これに限られるものではない。ＰＮＰ型バイポーラトランジスタＱ２に代えて、Ｐチャネル型電界効果トランジスタが設けられてもよい。その場合、そのＰチャネル型電界効果トランジスタのソース端子、ドレイン端子、ゲート端子が、それぞれ接続点Ａ、第１端子ＢＺ１ａ、トランジスタＱ１のコレクタ端子Ｑ１ｃに接続された態様とする。これとともに、そのＰチャネル型電界効果トランジスタのソース端子とゲート端子との間に、ゲートソース間抵抗が接続された態様とする。そのようにした場合、そのＰチャネル型電界効果トランジスタが、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタＱ２におけるのと同様に、安定したスイッチング動作で、第１期間Ｔ１にオフし、また、第２期間Ｔ２にオンする。つまり、第１期間Ｔ１には、トランジスタＱ１がオフすることによって、上記Ｐチャネル型電界効果トランジスタの上記ゲート端子の電位が上記ゲートソース間抵抗を介して上記ソース端子の電位と等しくなって、上記Ｐチャネル型電界効果トランジスタがオフする。第２期間Ｔ２には、トランジスタＱ１がオンすることによって、上記Ｐチャネル型電界効果トランジスタの上記ゲート端子の電位が上記ソース端子の電位よりも低くなって（具体的には、オン閾値電圧をマイナス側へ超えて）、上記Ｐチャネル型電界効果トランジスタがオンする。この場合も、この負荷駆動回路２００は、簡単に構成され得る。
【0079】
（第３実施形態）
（回路の構成）
図１３は、この発明の第３実施形態の負荷駆動回路３００の構成を示している。この負荷駆動回路３００は、負荷ＢＺ１が有する第１端子ＢＺ１ａと第２端子ＢＺ１ｂとの間に交番電圧を印加して負荷ＢＺ１を駆動するための回路である。負荷ＢＺ１は、先の２つの例（負荷駆動回路１００，２００）におけるのと同様に、圧電ブザーであり、容量リアクタンスを含んでいる。なお、図１３では、理解の容易のために、図７（Ａ）中の構成要素と対応する構成要素に同じ符号を付している。
（回路の構成）
図１３は、この発明の第３実施形態の負荷駆動回路３００の構成を示している。この負荷駆動回路３００は、負荷ＢＺ１が有する第１端子ＢＺ１ａと第２端子ＢＺ１ｂとの間に交番電圧を印加して負荷ＢＺ１を駆動するための回路である。負荷ＢＺ１は、先の２つの例（負荷駆動回路１００，２００）におけるのと同様に、圧電ブザーであり、容量リアクタンスを含んでいる。なお、図１３では、理解の容易のために、図７（Ａ）中の構成要素と対応する構成要素に同じ符号を付している。
【0080】
この負荷駆動回路３００は、第１制御信号供給部１１と、第２制御信号供給部１２と、第１チャージポンプ回路２１と、第２チャージポンプ回路２２とを備えている。
【0081】
第１制御信号供給部１１は、この例では、この負荷駆動回路３００の外部から第１制御信号ＢＺＯＵＴ１を受ける入力端子であり、この入力端子に受けた第１制御信号ＢＺＯＵＴ１を、第１制御信号線ＣＬ１を通して供給するようになっている。この例では、第１制御信号ＢＺＯＵＴ１は、図１４（Ａ）に示すように、時間ｔの経過に伴って、接地電位ＧＮＤ（電位ゼロに相当する）とこの接地電位ＧＮＤよりも高い制御電位Ｈとを予め定められた第１期間Ｔ１、第２期間Ｔ２毎に交互に繰り返す矩形波の信号である。制御電位Ｈは、この例では電源電位Ｖｃｃに設定されている。
【0082】
第２制御信号供給部１２は、この例では、この負荷駆動回路３００の外部から第２制御信号ＢＺＯＵＴ２を受ける入力端子であり、この入力端子に受けた第２制御信号ＢＺＯＵＴ１を、第２制御信号線ＣＬ２を通して供給するようになっている。第２制御信号ＢＺＯＵＴ２は、図１４（Ｂ）に示すように、図１４（Ａ）の第１制御信号ＢＺＯＵＴ１とは逆の位相で、接地電位ＧＮＤと制御電位Ｈとを交互に繰り返す矩形波の信号である。
【0083】
第１チャージポンプ回路２１は、この例では、電源電位Ｖｃｃと第１制御信号線ＣＬ１との間に直列に順に接続された第１ダイオードＤ１と、第１コンデンサＣ１と、電流制限用の抵抗素子ＲＬ１とを含んでいる。第１ダイオードＤ１は、電源電位Ｖｃｃから第１コンデンサＣ１へ向かって順方向にバイアスされたとき電流を流す一方、逆方向にバイアスされたとき電流を遮断するようになっている。この例では、第１ダイオードＤ１はショットキーバリアダイオードである。したがって、第１ダイオードＤ１は、ＰＮ接合ダイオードに比して、順方向電圧Ｖｆ１が小さい。通常は、Ｖｆ１≒０．３Ｖである。
【0084】
第２チャージポンプ回路２２は、この例では、電源電位Ｖｃｃと第２制御信号線ＣＬ２との間に直列に順に接続された第２ダイオードＤ２と、第２コンデンサＣ２と、電流制限用の抵抗素子ＲＬ２とを含んでいる。第２ダイオードＤ２は、電源電位Ｖｃｃから第２コンデンサＣ２へ向かって順方向にバイアスされたとき電流を流す一方、逆方向にバイアスされたとき電流を遮断するようになっている。この例では、第２ダイオードＤ２は、第１ダイオードＤ１と同様に、ショットキーバリアダイオードである。したがって、第２ダイオードＤ２は、ＰＮ接合ダイオードに比して、順方向電圧Ｖｆ２が小さい。通常は、Ｖｆ２≒０．３Ｖである。
【0085】
この例では、第１ダイオードＤ１と第１コンデンサＣ１との間の第１接続点Ａ１と負荷ＢＺ１の第１端子ＢＺ１ａとの間に、第１ＰＮＰ型バイポーラトランジスタＱ２が設けられている。トランジスタＱ２のエミッタ端子Ｑ２ｅ、コレクタ端子Ｑ２ｃが、それぞれ第１接続点Ａ１、第１端子ＢＺ１ａに接続された態様にある。トランジスタＱ２は、デジタルトランジスタとして、エミッタ端子Ｑ２ｅとベース端子Ｑ２ｂとの間にベースエミッタ間抵抗Ｑ２ｒｂｅが接続され、また、トランジスタＱ２のベース端子Ｑ２ｂは、第１ベース抵抗Ｑ２ｒｂを介して、後述のＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ１に接続されている。なお、符号Ｂ１は、トランジスタＱ２の第１ベース抵抗Ｑ２ｒｂとトランジスタＱ１のコレクタ端子Ｑ１ｃとの間の接続点を示している。この接続点Ｂ１は、トランジスタＱ２の第１ベース抵抗Ｑ２ｒｂの、トランジスタＱ１側の端子に相当する。
【0086】
また、この例では、第２ダイオードＤ２と第２コンデンサＣ２との間の第２接続点Ａ２と負荷ＢＺ１の第２端子ＢＺ１ｂとの間に、第２ＰＮＰ型バイポーラトランジスタＱ５（以下、適宜「トランジスタＱ５」と呼ぶ。）が設けられている。トランジスタＱ５のエミッタ端子Ｑ５ｅ、コレクタ端子Ｑ５ｃが、それぞれ第２接続点Ａ２、第２端子ＢＺ１ｂに接続された態様にある。トランジスタＱ５は、デジタルトランジスタとして、エミッタ端子Ｑ５ｅとベース端子Ｑ５ｂとの間にベースエミッタ間抵抗Ｑ５ｒｂｅが接続され、また、トランジスタＱ５のベース端子Ｑ５ｂは、第２ベース抵抗Ｑ５ｒｂを介して、後述のＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ４（以下、適宜「トランジスタＱ４」と呼ぶ。）に接続されている。なお、符号Ｂ２は、トランジスタＱ５の第２ベース抵抗Ｑ５ｒｂとトランジスタＱ４のコレクタ端子Ｑ４ｃとの間の接続点を示している。この接続点Ｂ２は、トランジスタＱ５の第２ベース抵抗Ｑ５ｒｂの、トランジスタＱ４側の端子に相当する。
【0087】
また、この例では、トランジスタＱ２のベース端子Ｑ２ｂと接地電位ＧＮＤとの間に、第１スイッチング素子としてのＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ１が設けられている。この例では、トランジスタＱ１のコレクタ端子Ｑ１ｃ、エミッタ端子Ｑ１ｅ、ベース端子Ｑ１ｂが、それぞれトランジスタＱ２の第１ベース抵抗Ｑ２ｒｂ、接地電位ＧＮＤ、制御信号線ＣＬ１に接続された態様にある。トランジスタＱ１は、デジタルトランジスタとして、エミッタ端子Ｑ１ｅとベース端子Ｑ１ｂとの間にベースエミッタ間抵抗Ｑ１ｒｂｅが接続され、また、トランジスタＱ１のベース端子Ｑ１ｂと第１制御信号線ＣＬ１との間にベース抵抗Ｑ１ｒｂが介挿されている。これにより、トランジスタＱ１は、安定したスイッチング動作で、第１制御信号線ＣＬ１が接地電位ＧＮＤにあるときオフし、第１制御信号線ＣＬ１が制御電位Ｈにあるときオンするようになっている。
【0088】
また、この例では、トランジスタＱ２のベース端子Ｑ２ｂと接地電位ＧＮＤとの間に、第２スイッチング素子としてのＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ４が設けられている。この例では、トランジスタＱ４のコレクタ端子Ｑ４ｃ、エミッタ端子Ｑ４ｅ、ベース端子Ｑ４ｂが、それぞれトランジスタＱ５の第２ベース抵抗Ｑ５ｒｂ、接地電位ＧＮＤ、制御信号線ＣＬ２に接続された態様にある。トランジスタＱ４は、デジタルトランジスタとして、エミッタ端子Ｑ４ｅとベース端子Ｑ４ｂとの間にベースエミッタ間抵抗Ｑ４ｒｂｅが接続され、また、トランジスタＱ４のベース端子Ｑ４ｂと第２制御信号線ＣＬ２との間にベース抵抗Ｑ４ｒｂが介挿されている。これにより、トランジスタＱ４は、安定したスイッチング動作で、制御信号線ＣＬ２が接地電位ＧＮＤにあるときオフし、制御信号線ＣＬ２が制御電位Ｈにあるときオンするようになっている。
【0089】
また、この例では、負荷ＢＺ１の第１端子ＢＺ１ａと接地電位ＧＮＤとの間に、第３スイッチング素子としてのＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ３（以下、適宜「トランジスタＱ３」と呼ぶ。）が設けられている。この例では、トランジスタＱ３のコレクタ端子Ｑ３ｃ、エミッタ端子Ｑ３ｅ、ベース端子Ｑ３ｂが、それぞれ第１端子ＢＺ１ａ、接地電位ＧＮＤ、制御信号線ＣＬ２に接続された態様にある。トランジスタＱ３は、デジタルトランジスタとして、エミッタ端子Ｑ３ｅとベース端子Ｑ３ｂとの間にベースエミッタ間抵抗Ｑ３ｒｂｅが接続され、また、トランジスタＱ３のベース端子Ｑ３ｂと第２制御信号線ＣＬ２との間にベース抵抗Ｑ３ｒｂが介挿されている。これにより、トランジスタＱ３は、安定したスイッチング動作で、第２制御信号線ＣＬ２が接地電位ＧＮＤにあるときオフし、第２制御信号線ＣＬ２が制御電位Ｈにあるときオンするようになっている。
【0090】
また、この例では、負荷ＢＺ１の第２端子ＢＺ１ｂと接地電位ＧＮＤとの間に、第４スイッチング素子としてのＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ６（以下、適宜「トランジスタＱ６」と呼ぶ。）が設けられている。この例では、トランジスタＱ６のコレクタ端子Ｑ６ｃ、エミッタ端子Ｑ６ｅ、ベース端子Ｑ６ｂが、それぞれ第２端子ＢＺ１ｂ、接地電位ＧＮＤ、制御信号線ＣＬ１に接続された態様にある。トランジスタＱ６は、デジタルトランジスタとして、エミッタ端子Ｑ６ｅとベース端子Ｑ６ｂとの間にベースエミッタ間抵抗Ｑ６ｒｂｅが接続され、また、トランジスタＱ６のベース端子Ｑ６ｂと第１制御信号線ＣＬ１との間にベース抵抗Ｑ６ｒｂが介挿されている。これにより、トランジスタＱ６は、安定したスイッチング動作で、第１制御信号線ＣＬ１が接地電位ＧＮＤにあるときオフし、第１制御信号線ＣＬ１が制御電位Ｈにあるときオンするようになっている。
【0091】
（回路の動作）
負荷駆動回路３００の動作時には、まず図１４（Ａ）に示したように、第１制御信号供給部１１が、接地電位ＧＮＤ（＝０）と制御電位Ｈ（＝Ｖｃｃ）とを第１期間Ｔ１、第２期間Ｔ２毎に交互に繰り返す第１制御信号ＢＺＯＵＴ１を、第１制御信号線ＣＬ１を通して供給する。これとともに、図１４（Ｂ）に示したように、第２制御信号供給部１２が、第１制御信号ＢＺＯＵＴ１とは逆の位相で、接地電位ＧＮＤ（＝０）と制御電位Ｈ（＝Ｖｃｃ）とを第１期間Ｔ１、第２期間Ｔ２毎に交互に繰り返す第２制御信号ＢＺＯＵＴ２を、第２制御信号線ＣＬ２を通して供給する。
負荷駆動回路３００の動作時には、まず図１４（Ａ）に示したように、第１制御信号供給部１１が、接地電位ＧＮＤ（＝０）と制御電位Ｈ（＝Ｖｃｃ）とを第１期間Ｔ１、第２期間Ｔ２毎に交互に繰り返す第１制御信号ＢＺＯＵＴ１を、第１制御信号線ＣＬ１を通して供給する。これとともに、図１４（Ｂ）に示したように、第２制御信号供給部１２が、第１制御信号ＢＺＯＵＴ１とは逆の位相で、接地電位ＧＮＤ（＝０）と制御電位Ｈ（＝Ｖｃｃ）とを第１期間Ｔ１、第２期間Ｔ２毎に交互に繰り返す第２制御信号ＢＺＯＵＴ２を、第２制御信号線ＣＬ２を通して供給する。
【0092】
図１５は、負荷駆動回路３００の、第１制御信号線ＣＬ１が接地電位ＧＮＤ（＝０）にあり、かつ第２制御信号線ＣＬ２が制御電位Ｈ（＝Ｖｃｃ）にある第１期間Ｔ１における動作を示している。第１期間Ｔ１には、第１チャージポンプ回路２１で、矢印ＣＨ１で示すように電源電位Ｖｃｃから第１ダイオードＤ１を通して第１コンデンサＣ１が充電されて、第１接続点Ａ１が電源電位Ｖｃｃから第１ダイオードＤ１の順方向電圧Ｖｆ１を差し引いたのに等しい正の第１充電電位（Ｖｃｃ－Ｖｆ１）になる。これとともに、トランジスタＱ１がオフすることによって、トランジスタＱ２でエミッタからベースへベース電流が流れなくなって、トランジスタＱ２がオフする。さらに、オンしたトランジスタＱ３を介する放電（図１５中に矢印ＤＨ１で示す）によって、第１端子ＢＺ１ａが実質的に接地電位ＧＮＤ（＝０）になる。一方、第２チャージポンプ回路２２で、電源電位Ｖｃｃから第２ダイオードＤ２の順方向電圧Ｖｆ２を差し引いたのに等しい正の電位を第２充電電位（Ｖｃｃ－Ｖｆ２）としたとき、第２接続点Ａ２が、第２充電電位（Ｖｃｃ－Ｖｆ２）から、抵抗素子ＲＬ２と第２コンデンサＣ２を介して制御電位Ｈ分だけ昇圧された第２昇圧電位（Ｖｃｃ－Ｖｆ２＋Ｈ）＝（２Ｖｃｃ－Ｖｆ２）になる。これとともに、トランジスタＱ４がオンして接続点Ｂ２が実質的に接地電位ＧＮＤ（＝０）になる。この結果、トランジスタＱ５でエミッタからベースへベース電流が流れて、トランジスタＱ５がオンする。これによって、オンしたトランジスタＱ５を通して負荷ＢＺ１へ電荷（図１５中に矢印ＤＨ６で示す）が流れて、第２端子ＢＺ１ｂが第２昇圧電位（２Ｖｃｃ－Ｖｆ２）になる。したがって、第１端子ＢＺ１ａと第２端子ＢＺ１ｂとの間の電位差（すなわち、駆動電圧ＶＢＺ１）は、例えば第２端子ＢＺ１ｂを基準としたとき、第２昇圧電位（２Ｖｃｃ－Ｖｆ２）分だけ負になる。
【0093】
図１６は、負荷駆動回路３００の、第１制御信号線ＣＬ１が制御電位Ｈ（＝Ｖｃｃ）にあり、かつ第２制御信号線ＣＬ２が接地電位ＧＮＤ（＝０）にある第２期間Ｔ２における動作を示している。第２期間Ｔ２には、第１チャージポンプ回路２１で、第１接続点Ａ１が、第１充電電位（Ｖｃｃ－Ｖｆ１）から、抵抗素子ＲＬ１と第１コンデンサＣ１を介して制御電位Ｈ分だけ昇圧された第１昇圧電位（Ｖｃｃ－Ｖｆ１＋Ｈ）＝（２Ｖｃｃ－Ｖｆ１）になる。これとともに、トランジスタＱ１がオンして接続点Ｂ１が実質的に接地電位ＧＮＤ（＝０）になる。この結果、トランジスタＱ２でエミッタからベースへベース電流が流れて、トランジスタＱ２がオンする。これによって、オンしたトランジスタＱ２を通して負荷ＢＺ１へ電荷（図１６中に矢印ＤＨ７で示す）が流れて、第１端子ＢＺ１ａが第１昇圧電位（２Ｖｃｃ－Ｖｆ１）になる。一方、第２チャージポンプ回路２２で、矢印ＣＨ２で示すように電源電位Ｖｃｃから第２ダイオードＤ２を通して第２コンデンサＣ２が充電されて、第２接続点Ａ２が第２充電電位（Ｖｃｃ－Ｖｆ２）になる。これとともに、トランジスタＱ４がオフすることによって、トランジスタＱ５でエミッタからベースへベース電流が流れなくなって、トランジスタＱ５がオフする。さらに、オンしたトランジスタＱ６を介する放電（図１６中に矢印ＤＨ２で示す）によって、第２端子ＢＺ１ｂが実質的に接地電位ＧＮＤ（＝０）になる。したがって、第１端子ＢＺ１ａと第２端子ＢＺ１ｂとの間の電位差（すなわち、駆動電圧ＶＢＺ１）は、例えば第２端子ＢＺ１ｂを基準としたとき、第１昇圧電位（２Ｖｃｃ－Ｖｆ１）分だけ正になる。
【0094】
このように、この負荷駆動回路３００によれば、例えば第２端子ＢＺ１ｂを基準としたとき、第１期間Ｔ１には、駆動電圧ＶＢＺ１が第２昇圧電位（２Ｖｃｃ－Ｖｆ２）分だけ負になり、第２期間Ｔ２には、駆動電圧ＶＢＺ１が第１昇圧電位（２Ｖｃｃ－Ｖｆ１）分だけ正になる。つまり、第２昇圧電位（２Ｖｃｃ－Ｖｆ２）と第１昇圧電位（２Ｖｃｃ－Ｖｆ１）との和（４Ｖｃｃ－Ｖｆ１－Ｖｆ２）が、負荷ＢＺ１に対する駆動電圧ＶＢＺ１のピーク・ツゥ・ピークの振幅Ｖｐ－ｐとなる。ここで、通常は、Ｖｃｃ≧３Ｖであり、Ｖｆ１≒０．３Ｖ、Ｖｆ２≒０．３Ｖであるから、４Ｖｃｃ≫（Ｖｆ１＋Ｖｆ２）である。この結果、この負荷駆動回路３００によれば、従来例のシングルエンド駆動方式に比して、負荷ＢＺ１をより高電圧（約４倍の電圧）で駆動できる。
【0095】
また、この負荷駆動回路３００は、昇圧コイルのような不便な部品を含む必要がなく、一般的な回路部品（抵抗素子、コンデンサ、トランジスタなど）で簡単に構成され得る。ただし、制御信号線ＣＬ１，ＣＬ２については、公知のフルブリッジ駆動方式におけるのと同様に、２本設ける必要がある。
【0096】
（具体例）
負荷駆動回路３００を具体的に実現するための数値パラメータは、次のように設定される。まず、先の例におけるのと同様に、負荷ＢＺ１の容量値Ｃｂｚ１については、例えばＣｂｚ１＝８０００ｐＦとする。また、電源電位Ｖｃｃについては、Ｖｃｃ＝３．３Ｖとする。第１期間Ｔ１、第２期間Ｔ２の期間長については、Ｔ１＝Ｔ２＝２５０μｓｅｃとする。
負荷駆動回路３００を具体的に実現するための数値パラメータは、次のように設定される。まず、先の例におけるのと同様に、負荷ＢＺ１の容量値Ｃｂｚ１については、例えばＣｂｚ１＝８０００ｐＦとする。また、電源電位Ｖｃｃについては、Ｖｃｃ＝３．３Ｖとする。第１期間Ｔ１、第２期間Ｔ２の期間長については、Ｔ１＝Ｔ２＝２５０μｓｅｃとする。
【0097】
また、第２チャージポンプ回路２２に含まれる第２ダイオードＤ２、第２コンデンサＣ２、抵抗素子ＲＬ２については、それぞれ第１チャージポンプ回路２１に含まれる第１ダイオードＤ１、第１コンデンサＣ１、抵抗素子ＲＬ１と同じ特性を有するものを用いるものとする。具体的には、先の例にならって、第１ダイオードＤ１の順方向電圧Ｖｆ１、第２ダイオードＤ２の順方向電圧Ｖｆ２については、Ｖｆ１＝Ｖｆ２≒０．３Ｖとする。第１コンデンサＣ１、第２コンデンサＣ２の容量値については、Ｃ１＝Ｃ２＝１μＦ～４．７μＦ程度とする。抵抗素子ＲＬ１、抵抗素子ＲＬ２の抵抗値については、ＲＬ１＝ＲＬ２＝３３０Ωとする。
【0098】
図１７～図１９は、上述のように数値パラメータが設定された負荷駆動回路３００における各部の電位波形（電位の時間経過に伴う変化）を示している。詳しくは、第１期間Ｔ１と第２期間Ｔ２とを併せて１サイクルとしたとき、負荷駆動回路３００の動作開始から電位波形が安定した後の２サイクル分の電位波形を示している。図１７（Ａ）は、負荷駆動回路３００における第１制御信号ＢＺＯＵＴ１の電位波形（図１７（Ａ）中に破線で示す）に併せて、第１チャージポンプ回路２１に含まれたダイオードＤ１とコンデンサＣ１との間の第１接続点Ａ１の電位ＶＡ１の波形を示している。図１７（Ａ）中には、コンデンサＣ１の容量値がそれぞれ０．４７μＦ、１μＦ、４．７μＦに可変して設定されたときの電位波形が、それぞれ２点鎖線、１点鎖線、実線で表されている（この点、図１７（Ｂ）、図１８（Ａ）、図１８（Ｂ）、図１９でも同様である。）。図１７（Ａ）から分かるように、第１接続点Ａ１の電位ＶＡ１は、第１期間Ｔ１に第１充電電位（Ｖｃｃ－Ｖｆ１）になり、第２期間Ｔ２に第１昇圧電位（２Ｖｃｃ－Ｖｆ１）になる。図１７（Ｂ）は、図１７（Ａ）に対応して、負荷ＢＺ１の第１端子ＢＺ１ａの電位ＶＢＺ１ａの波形を示している。図１７（Ｂ）から分かるように、第１端子ＢＺ１ａの電位ＶＢＺ１ａは、第１期間Ｔ１に実質的にゼロになり、第２期間Ｔ２に第１昇圧電位（２Ｖｃｃ－Ｖｆ１）になる。図１８（Ａ）は、負荷駆動回路３００における第２制御信号ＢＺＯＵＴ２の電位波形（図１８（Ａ）中に破線で示す）に併せて、第２チャージポンプ回路２２に含まれたダイオードＤ２とコンデンサＣ２との間の接続点Ａ２の電位ＶＡ２の波形を示している。図１８（Ａ）から分かるように、接続点Ａ２の電位ＶＡ２は、第１期間Ｔ１に第２昇圧電位（２Ｖｃｃ－Ｖｆ２）になり、第２期間Ｔ２に第２充電電位（Ｖｃｃ－Ｖｆ２）になる。図１８（Ｂ）は、図１８（Ａ）に対応して、負荷ＢＺ１の第２端子ＢＺ１ｂの電位ＶＢＺ１ｂの波形を示している。図１８（Ｂ）から分かるように、第２端子ＢＺ１ｂの電位ＶＢＺ１ｂは、第１期間Ｔ１に第２昇圧電位（２Ｖｃｃ－Ｖｆ２）になり、第２期間Ｔ２に実質的にゼロになる。図１９は、図１７（Ｂ）、図１８（Ｂ）に対応して、この例では第２端子ＢＺ１ｂを基準としたときの、負荷ＢＺ１の第１端子ＢＺ１ａと第２端子ＢＺ１ｂとの間の電位差（すなわち、駆動電圧ＶＢＺ１）の波形を示している。図１９から分かるように、駆動電圧ＶＢＺ１は、第１期間Ｔ１に第２昇圧電位（２Ｖｃｃ－Ｖｆ２）分だけ負になり、第２期間Ｔ２に第１昇圧電位（２Ｖｃｃ－Ｖｆ１）分だけ正になる。
【0099】
このように、この負荷駆動回路３００によれば、第２昇圧電位（２Ｖｃｃ－Ｖｆ２）と第１昇圧電位（２Ｖｃｃ－Ｖｆ１）との和（４Ｖｃｃ－Ｖｆ１－Ｖｆ２）が、負荷ＢＺ１に対する駆動電圧ＶＢＺ１のピーク・ツゥ・ピークの振幅Ｖｐ－ｐとなる。ここで、Ｖｃｃ＝３．３Ｖ、Ｖｆ１＝Ｖｆ２≒０．３Ｖすると、Ｖｐ－ｐ≒１２．６Ｖとなる。この結果、この負荷駆動回路３００によれば、従来例のシングルエンド駆動方式に比して、負荷ＢＺ１をより高電圧（約４倍の電圧）で駆動できる。
【0100】
なお、この負荷駆動回路３００では、先の２つの例（負荷駆動回路１００，２００）におけるのとは異なり、第２期間Ｔ２（または第１期間Ｔ１）内での駆動電圧ＶＢＺ１の低下は、ほとんど無い。この理由は、この負荷駆動回路３００では、負荷ＢＺ１の第１端子ＢＺ１ａと第２端子ＢＺ１ｂとの間に、すなわち、負荷ＢＺ１に対して並列に、放電調節用の抵抗素子Ｒ１が設けられていないからである。
【0101】
（変形例）
上の例（第３実施形態の負荷駆動回路３００）では、第１接続点Ａ１と負荷ＢＺ１の第１端子ＢＺ１ａとの間に第１ＰＮＰ型バイポーラトランジスタＱ２が設けられ、また、第２接続点Ａ２と負荷ＢＺ１の第２端子ＢＺ１ｂとの間に、第２ＰＮＰ型バイポーラトランジスタＱ５が設けられたが、これに限られるものではない。第１ＰＮＰ型バイポーラトランジスタＱ２、第２ＰＮＰ型バイポーラトランジスタＱ５に代えて、それぞれＰチャネル型電界効果トランジスタが設けられてもよい。さらに、上の例では、第１スイッチング素子、第２スイッチング素子、第３スイッチング素子、第４スイッチング素子として、それぞれＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ１、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ４、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ３、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ６が設けられたが、これに限られるものではない。第１スイッチング素子、第２スイッチング素子、第３スイッチング素子、第４スイッチング素子としては、それぞれＮＰＮ型バイポーラトランジスタに代えて、Ｎチャネル型電界効果トランジスタが設けられてもよい。つまり、トランジスタとしては、電界効果トランジスタのみを含む構成としてもよい。
上の例（第３実施形態の負荷駆動回路３００）では、第１接続点Ａ１と負荷ＢＺ１の第１端子ＢＺ１ａとの間に第１ＰＮＰ型バイポーラトランジスタＱ２が設けられ、また、第２接続点Ａ２と負荷ＢＺ１の第２端子ＢＺ１ｂとの間に、第２ＰＮＰ型バイポーラトランジスタＱ５が設けられたが、これに限られるものではない。第１ＰＮＰ型バイポーラトランジスタＱ２、第２ＰＮＰ型バイポーラトランジスタＱ５に代えて、それぞれＰチャネル型電界効果トランジスタが設けられてもよい。さらに、上の例では、第１スイッチング素子、第２スイッチング素子、第３スイッチング素子、第４スイッチング素子として、それぞれＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ１、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ４、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ３、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ６が設けられたが、これに限られるものではない。第１スイッチング素子、第２スイッチング素子、第３スイッチング素子、第４スイッチング素子としては、それぞれＮＰＮ型バイポーラトランジスタに代えて、Ｎチャネル型電界効果トランジスタが設けられてもよい。つまり、トランジスタとしては、電界効果トランジスタのみを含む構成としてもよい。
【0102】
図２０は、第３実施形態の負荷駆動回路３００をそのように変形した変形例の負荷駆動回路３００′の構成を示している。なお、図２０では、理解の容易のために、図１３中の構成要素と対応する構成要素に同じ符号を付している。
【0103】
この負荷駆動回路３００′は、負荷駆動回路３００におけるのと同様に、第１制御信号供給部１１′と、第２制御信号供給部１２′と、第１チャージポンプ回路２１と、第２チャージポンプ回路２２とを備えている。
【0104】
この例では、この負荷駆動回路３００′をなす第１チャージポンプ回路２１と第２チャージポンプ回路２２は、負荷ＢＺ１と同様に、半導体基板であるＣＭＯＳ（Complementary Metal-Oxide-Semiconductor；相補型金属酸化膜半導体）基板９０の外部に配置されている。一方、この負荷駆動回路３００′では、第１チャージポンプ回路２１と第２チャージポンプ回路２２をなす部品以外の残りの部品は、ＣＭＯＳ基板９０の内部に、ＩＣ（Integrated Circuit；集積回路）として一体に組み込まれている。
【0105】
第１制御信号供給部１１′は、この例では、第１制御信号ＢＺＯＵＴ１を作成（発生）する回路を含み、自身が作成した第１制御信号ＢＺＯＵＴ１を、インバータ８１を介して、第１制御信号線ＣＬ１を通して供給するようになっている。同様に、第２制御信号供給部１２′は、この例では、第２制御信号ＢＺＯＵＴ２を作成（発生）する回路を含み、自身が作成した第２制御信号ＢＺＯＵＴ２を、インバータ８２を介して、第２制御信号線ＣＬ２を通して供給するようになっている。第１制御信号ＢＺＯＵＴ１、第２制御信号ＢＺＯＵＴ２は、それぞれ図１４（Ａ）、図１４（Ｂ）に示した信号と同じものである。
【0106】
また、第１チャージポンプ回路２１、第２チャージポンプ回路２２も、上の例（第３実施形態の負荷駆動回路３００）におけるのと同じものである。この例では、第１制御信号線ＣＬ１と第１チャージポンプ回路２１（の抵抗素子ＲＬ１）とが、接続ポートＰＯＲＴ１を介して接続された態様にある。また、第２制御信号線ＣＬ２と第２チャージポンプ回路２２（の抵抗素子ＲＬ２）とが、接続ポートＰＯＲＴ２を介して接続された態様にある。
【0107】
この例では、第１ダイオードＤ１と第１コンデンサＣ１との間の第１接続点Ａ１と負荷ＢＺ１の第１端子ＢＺ１ａとの間に、第１ＰＮＰ型バイポーラトランジスタＱ２に代えて、第１Ｐチャネル型電界効果トランジスタＱ２′（以下、適宜「トランジスタＱ２′」と呼ぶ。）が設けられている。トランジスタＱ２′のソース端子Ｑ２ｓ、ドレイン端子Ｑ２ｄが、それぞれ接続ポートＰＯＲＴ２、ＰＯＲＴ３を介して、それぞれ第１接続点Ａ１、第１端子ＢＺ１ａに接続された態様にある。
【0108】
また、この例では、第２ダイオードＤ２と第２コンデンサＣ２との間の第２接続点Ａ２と負荷ＢＺ１の第２端子ＢＺ１ｂとの間に、第２ＰＮＰ型バイポーラトランジスタＱ５に代えて、第２Ｐチャネル型電界効果トランジスタＱ５′（以下、適宜「トランジスタＱ５′」と呼ぶ。）が設けられている。トランジスタＱ５′のソース端子Ｑ５ｓ、ドレイン端子Ｑ５ｄが、それぞれ接続ポートＰＯＲＴ５、ＰＯＲＴ６を介して、それぞれ第２接続点Ａ２、第２端子ＢＺ１ｂに接続された態様にある。
【0109】
また、この例では、第１スイッチング素子、第２スイッチング素子、第３スイッチング素子、第４スイッチング素子として、それぞれＮＰＮ型バイポーラトランジスタに代えて、Ｎチャネル型電界効果トランジスタＱ１′（以下、適宜「トランジスタＱ１′」と呼ぶ。）、Ｎチャネル型電界効果トランジスタＱ４′（以下、適宜「トランジスタＱ４′」と呼ぶ。）、Ｎチャネル型電界効果トランジスタＱ３′（以下、適宜「トランジスタＱ３′」と呼ぶ。）、Ｎチャネル型電界効果トランジスタＱ６′（以下、適宜「トランジスタＱ６′」と呼ぶ。）が設けられている。トランジスタＱ１′のソース端子Ｑ１ｓ、ドレイン端子Ｑ１ｄ、ゲート端子Ｑ１ｇが、それぞれ接地電位ＧＮＤ、トランジスタＱ２′のゲート端子Ｑ２ｇ、第１制御信号線ＣＬ１に接続された態様にある。トランジスタＱ４′のソース端子Ｑ４ｓ、ドレイン端子Ｑ４ｄ、ゲート端子Ｑ４ｇが、それぞれ接地電位ＧＮＤ、トランジスタＱ５′のゲート端子Ｑ５ｇ、第２制御信号線ＣＬ２に接続された態様にある。トランジスタＱ３′のソース端子Ｑ３ｓ、ドレイン端子Ｑ３ｄ、ゲート端子Ｑ３ｇが、それぞれ接地電位ＧＮＤ、（接続ポートＰＯＲＴ３を介して）第１端子ＢＺ１ａ、第２制御信号線ＣＬ２に接続された態様にある。トランジスタＱ６′のソース端子Ｑ６ｓ、ドレイン端子Ｑ６ｄ、ゲート端子Ｑ６ｇが、それぞれ接地電位ＧＮＤ、（接続ポートＰＯＲＴ６を介して）第２端子ＢＺ１ｂ、第１制御信号線ＣＬ１に接続された態様にある。
【0110】
さらに、この例では、トランジスタＱ２′のソース端子Ｑ２ｓとゲート端子Ｑ２ｇとの間に、第１ゲートソース間抵抗Ｑ２ｒが接続されている。トランジスタＱ５′のソース端子Ｑ５ｓとゲート端子Ｑ５ｇとの間に、第２ゲートソース間抵抗Ｑ５ｒが接続されている。また、トランジスタＱ１′のゲート端子Ｑ１ｇと接地電位ＧＮＤ（したがって、ソース端子Ｑ１ｓ）との間に、ゲートソース間抵抗Ｑ１ｒが接続されている。トランジスタＱ４′のゲート端子Ｑ４ｇと接地電位ＧＮＤ（したがって、ソース端子Ｑ４ｓ）との間に、ゲートソース間抵抗Ｑ４ｒが接続されている。トランジスタＱ３′のゲート端子Ｑ３ｇと接地電位ＧＮＤ（したがって、ソース端子Ｑ３ｓ）との間に、ゲートソース間抵抗Ｑ３ｒが接続されている。トランジスタＱ６′のゲート端子Ｑ６ｇと接地電位ＧＮＤ（したがって、ソース端子Ｑ６ｓ）との間に、ゲートソース間抵抗Ｑ６ｒが接続されている。そのようにした場合、第１Ｐチャネル型電界効果トランジスタＱ２′は、第１ＰＮＰ型バイポーラトランジスタＱ２におけるのと同様に、安定したスイッチング動作で、第１期間Ｔ１にオフし、第２期間Ｔ２にオンする。つまり、第１期間Ｔ１には、トランジスタＱ１′がオフすることによって、トランジスタＱ２′のゲート端子Ｑ２ｇの電位が第１ゲートソース間抵抗Ｑ２ｒを介してソース端子Ｑ２ｓの電位と等しくなって、トランジスタＱ２′がオフする。第２期間Ｔ２には、トランジスタＱ１′がオンすることによって、トランジスタＱ２′のゲート端子Ｑ２ｇの電位がソース端子Ｑ２ｓの電位よりも低くなって（具体的には、オン閾値電圧をマイナス側へ超えて）、トランジスタＱ２′がオンする。第２Ｐチャネル型電界効果トランジスタＱ５′は、第２ＰＮＰ型バイポーラトランジスタＱ５におけるのと同様に、安定したスイッチング動作で、第１期間Ｔ１にオンし、第２期間Ｔ２にオフする。つまり、第１期間Ｔ１には、トランジスタＱ４′がオンすることによって、トランジスタＱ５′のゲート端子Ｑ５ｇの電位がソース端子Ｑ５ｓの電位よりも低くなって（具体的には、オン閾値電圧をマイナス側へ超えて）、トランジスタＱ５′がオンする。第２期間Ｔ２には、トランジスタＱ４′がオフすることによって、トランジスタＱ５′のゲート端子Ｑ５ｇの電位が第２ゲートソース間抵抗Ｑ５ｒを介してソース端子Ｑ５ｓの電位と等しくなって、トランジスタＱ５′がオフする。また、Ｎチャネル型電界効果トランジスタＱ１′は、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ１におけるのと同様に、安定したスイッチング動作で、第１期間Ｔ１にオフし、第２期間Ｔ２にオンする。Ｎチャネル型電界効果トランジスタＱ４′は、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ４におけるのと同様に、安定したスイッチング動作で、第１期間Ｔ１にオンし、第２期間Ｔ２にオフする。Ｎチャネル型電界効果トランジスタＱ３′は、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ３におけるのと同様に、安定したスイッチング動作で、第１期間Ｔ１にオンし、第２期間Ｔ２にオフする。Ｎチャネル型電界効果トランジスタＱ６′は、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ６におけるのと同様に、安定したスイッチング動作で、第１期間Ｔ１にオフし、第２期間Ｔ２にオンする。
【0111】
したがって、この負荷駆動回路３００′は、負荷駆動回路３００におけるのと同様に、従来例のシングルエンド駆動方式に比して、負荷ＢＺ１をより高電圧（約４倍の電圧）で駆動できる。
【0112】
また、この負荷駆動回路３００′は、昇圧コイルのような不便な部品を含む必要がなく、一般的な回路部品（抵抗素子、コンデンサ、トランジスタなど）で簡単に構成され得る。しかも、この負荷駆動回路３００′では、第１チャージポンプ回路２１と第２チャージポンプ回路２２をなす部品以外の残りの部品がＣＭＯＳ基板９０の内部に一体に組み込まれているので、外付け部品の点数を大幅に削減できる。
【0113】
さらに、第１チャージポンプ回路２１に含まれた第１ダイオードＤ１と、第２チャージポンプ回路２２に含まれた第２ダイオードＤ２とを、ＣＭＯＳ基板９０の内部に一体に組み込んでもよい。それにより、外付け部品の点数をさらに削減できる。
【0114】
なお、この負荷駆動回路３００′では、接続ポートＰＯＲＴ２、ＰＯＲＴ３、ＰＯＲＴ５、ＰＯＲＴ６（図２０中に「ＨＶ」として示す）に接続されたトランジスタＱ２′、トランジスタＱ３′、トランジスタＱ５′、トランジスタＱ６′は、第１チャージポンプ回路２１、第２チャージポンプ回路２２で発生する電圧に十分耐えられるように、例えばトランジスタＱ１′、トランジスタＱ４′に比して、高耐圧仕様になっている。
【0115】
上述の各実施形態では、負荷ＢＺ１として圧電ブザーを駆動する例について説明したが、これに限られるものではない。この負荷駆動回路は、例えば、圧電式の超音波スピーカを駆動可能であるし、また、圧電体に限られず、比較的インピーダンスの高い負荷であれば、駆動可能である。
【0116】
以上の実施形態は例示であり、この発明の範囲から離れることなく様々な変形が可能である。上述した複数の実施の形態は、それぞれ単独で成立し得るものであるが、実施の形態同士の組みあわせも可能である。また、異なる実施の形態の中の種々の特徴も、それぞれ単独で成立し得るものであるが、異なる実施の形態の中の特徴同士の組みあわせも可能である。
【符号の説明】
【0117】
１０ 制御信号供給部
１１ 第１制御信号供給部
１２ 第２制御信号供給部
２０ チャージポンプ回路
２１ 第１チャージポンプ回路
２２ 第２チャージポンプ回路
１００，２００，３００，３００′ 負荷駆動回路
ＢＺ１ 負荷
１１ 第１制御信号供給部
１２ 第２制御信号供給部
２０ チャージポンプ回路
２１ 第１チャージポンプ回路
２２ 第２チャージポンプ回路
１００，２００，３００，３００′ 負荷駆動回路
ＢＺ１ 負荷
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】
【図16】
【図17】
【図18】
【図19】
【図20】