特開 2024-98605 高調波抑制装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2024098605

(43)【公開日】2024-07-24

(54)【発明の名称】高調波抑制装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/48 20070101AFI20240717BHJP

【ＦＩ】

H02M7/48 R

H02M7/48 E

【審査請求】未請求

【請求項の数】7

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2023002195

(22)【出願日】2023-01-11

(71)【出願人】

【識別番号】505461072

【氏名又は名称】日本キヤリア株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110001737

【氏名又は名称】弁理士法人スズエ国際特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】久保田 洋平

(72)【発明者】

【氏名】西尾 元紀

【テーマコード（参考）】

5H770

【Ｆターム（参考）】

5H770AA05

5H770AA28

5H770BA05

5H770BA11

5H770CA02

5H770DA03

5H770DA23

5H770DA41

5H770HA02W

5H770HA02Z

5H770HA03W

5H770HA14W

5H770HA15W

5H770KA01W

(57)【要約】

【課題】ノイズ除去用フィルタおよび変換器用リアクトルについてコストの低減および構成の簡略化が図れる高調波抑制装置を提供する。
【解決手段】
高調波抑制装置は、交流系統と負荷との間の系統ラインに接続され、マルチレベルの交流電圧を生成しそれを前記系統ラインへ出力する電力変換器と；前記系統ラインに流れる負荷電流に含まれる高調波成分を検出し、検出した高調波成分を抑制するために前記負荷電流に加えるべき補償電流を求め、その補償電流を前記系統ラインに供給するための補償電圧を前記電力変換器から出力させる制御部と；フィルタ用リアクトルとフィルタ用コンデンサで構成され前記系統ラインに接続されるノイズ除去用フィルタ、および前記フィルタ用リアクトルと特性が同じで前記ノイズ除去用フィルタと前記電力変換器の出力端との間に接続される変換器用リアクトルを含むパッシブフィルタと；を備える。
【選択図】図１

【特許請求の範囲】

【請求項1】

交流系統と負荷との間の系統ラインに接続され、マルチレベルの交流電圧を生成しそれを前記系統ラインへ出力する電力変換器と、
前記系統ラインに流れる負荷電流に含まれる高調波成分を検出し、検出した高調波成分を抑制するために前記負荷電流に加えるべき補償電流を求め、その補償電流を前記系統ラインに供給するための補償電圧を前記電力変換器から出力させる制御部と、
フィルタ用リアクトルとフィルタ用コンデンサで構成され前記系統ラインに接続されるノイズ除去用フィルタ、および前記フィルタ用リアクトルと特性が同じで前記ノイズ除去用フィルタと前記電力変換器の出力端との間に接続される変換器用リアクトルを含むパッシブフィルタと、
を備える高調波抑制装置。

【請求項2】

前記パッシブフィルタは、前記電力変換器とは別体の１つの回路基板を含み、この回路基板に前記フィルタ用リアクトル，前記フィルタ用コンデンサ，前記変換器用リアクトルを実装するとともに、前記フィルタ用リアクトルを前記系統ラインに配線接続するための第１端子と前記変換器用リアクトルを前記電力変換器の出力端に配線接続するための第２端子とを前記回路基板の対象的な位置に配置している、
請求項１に記載の高調波抑制装置。

【請求項3】

前記第１端子および前記第２端子は、仕様が互いに同一のコネクタであり、前記回路基板上に設けられている、
請求項２に記載の高調波抑制装置。

【請求項4】

前記制御部は、前記検出した高調波成分が設定値未満の場合に、前記電力変換器のスイッチングを停止する、
請求項１に記載の高調波抑制装置。

【請求項5】

前記制御部は、前記負荷電流の値に応じて前記電力変換器のスイッチング周波数を変化させる、
請求項１に記載の高調波抑制装置。

【請求項6】

前記制御部は、前記系統ラインに流れる負荷電流の所定周波数域をフィルタ処理により除去し、除去した負荷電流から高調波成分を検出し、検出した高調波成分を抑制するために前記負荷電流に加えるべき補償電流を求め、その補償電流を前記系統ラインに供給するための補償電圧を前記電力変換器から出力させるとともに、前記フィルタ処理のカットオフ周波数を前記系統ラインに流れる負荷電流の値に応じて変化させる、
請求項１に記載の高調波抑制装置。

【請求項7】

前記電力変換器は、前記交流系統に前記負荷とは並列の関係に接続され、複数の単位変換器の直列接続により構成されるクラスタを前記交流系統の相ごとに有するマルチレベル変換器からなる、
請求項１ないし請求項６のいずれか1項に記載の高調波抑制装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明の実施形態は、高調波を抑制する高調波抑制装置に関する。

【背景技術】

【0002】

ダイオード整流器など非線形な特性を持つ負荷を交流系統に接続した場合、負荷に流れる電流（負荷電流）に高調波成分が生じる。この高調波成分は交流系統を通して他の負荷へ悪影響を与えるため、それをいかに抑制するかが重要な課題となっている。

【0003】

対策として、負荷電流に含まれる高調波成分を抑制する高調波抑制装置が使用される。高調波抑制装置は、ノイズ除去用フィルタおよび変換器用リアクトルを介して交流系統と負荷との間の系統ラインに接続される変換器たとえば２レベル変換器を含み、負荷電流の高調波成分に対する抑制用の電圧をその変換器のスイッチングにより生成し、生成した電圧を系統ラインに供給する。

【0004】

ノイズ除去用フィルタは、フィルタ用リアクトルとフィルタ用コンデンサとで構成され、変換器のスイッチングにより生じる高周波ノイズが系統ラインに流れて他の電気機器に悪影響を与えないよう、その高周波ノイズをフィルタ用リアクトルよりもインピーダンスが小さいフィルタ用コンデンサに導いて吸収する。変換器用リアクトルは、変換器のスイッチングにより生じる電流リップルを抑制する。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0005】

【特許文献1】特許第6222418号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0006】

本発明の実施形態の目的は、ノイズ除去用フィルタおよび変換器用リアクトルについてコストの低減および構成の簡略化が図れる高調波抑制装置を提供することである。

【課題を解決するための手段】

【0007】

請求項１の高調波抑制装置は、交流系統と負荷との間の系統ラインに接続され、マルチレベルの交流電圧を生成しそれを前記系統ラインへ出力する電力変換器と；前記系統ラインに流れる負荷電流に含まれる高調波成分を検出し、検出した高調波成分を抑制するために前記負荷電流に加えるべき補償電流を求め、その補償電流を前記系統ラインに供給するための補償電圧を前記電力変換器から出力させる制御部と；フィルタ用リアクトルとフィルタ用コンデンサで構成され前記系統ラインに接続されるノイズ除去用フィルタ、および前記フィルタ用リアクトルと同じ特性を有し前記ノイズ除去用フィルタと前記電力変換器の出力端との間に接続される変換器用リアクトルを含むパッシブフィルタと；を備える。

【図面の簡単な説明】

【0008】

【図1】図１は一実施形態の構成を示すブロック図。

【図2】図２は同実施形態における各単位変換器の構成を示すブロック図。

【図3】図３は同実施形態におけるパッシブフィルタの回路基板を示す図。

【図4】図４は同実施形態におけるパッシブフィルタのゲイン特性を示す図。

【図5】図５はリアクトルの直流重畳特性を示す図。

【図6】図６は同実施形態におけるパッシブフィルタの共振周波数の変化をリアクトルの直流重畳特性の有無に応じた複数の条件で示す図。

【図7】図７は同実施形態の変形例における制御部の要部の構成を示すブロック図。

【発明を実施するための形態】

【0009】

本発明の一実施形態について図面を参照しながら説明する。
図１に示すように、交流系統（３相交流電源、電力系統、配電系統などを含む）１の系統ライン（電源ライン）Ｌｒ，Ｌｓ，Ｌｔに負荷たとえば空気調和機２が接続されている。

【0010】

空気調和機２は、６個のダイオード３ａ～３ｆのブリッジ接続により構成され交流系統１の系統電圧（交流電圧）Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔを全波整流する全波相整流回路（ダイオード整流器）３、この全波整流回路３の出力端に直流リアクトル４を介して接続された直流コンデンサ５、この直流コンデンサ５の両端に接続されたインバータ６、このインバータ６の出力により動作する圧縮機モータ７を含む。インバータ６は、直流コンデンサ５の直流電圧をスイッチングにより所定周波数の交流電圧に変換し、その交流電圧を圧縮機モータ７の駆動電力として出力する。

【0011】

交流系統１と空気調和機２との間の系統ラインＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔに、本実施形態の高調波抑制装置１０が接続されている。高調波抑制装置１０のことをアクティブフィルタ１０ともいう。

【0012】

高調波抑制装置１０は、パッシブフィルタ１１を介して系統ラインＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔに空気調和機２とは並列の関係に接続された電力変換器４０、系統ラインＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔにおけるパッシブフィルタ１１の接続位置と空気調和機２との間に配置され交流系統１から空気調和機２の全波整流回路３に流れる電流（負荷電流という）Ｉｒ，Ｉｓを検出する検出器（検出手段）１５、系統ラインＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔに接続され交流系統１の系統電圧（交流電圧）Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔを検出する検出器（検出手段）１６、パッシブフィルタ１１と電力変換器４０との接続間に配置され電力変換器４０からパッシブフィルタ１１に流れる補償電流Ｉcr，Ｉcsを検出する検出器（検出手段）１７、これら検出器１５，１６，１７の検出結果に応じて電力変換器４０を制御する制御部３０を含む。

【0013】

パッシブフィルタ１１は、系統ラインＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔに一端が接続されるフィルタ用リアクトル１２ｒ，１２ｓ，１２ｔおよびこれらフィルタ用リアクトル１２ｒ，１２ｓ，１２ｔの他端に接続されかつ互いに星形結線されたフィルタ用コンデンサ１３ｒ，１３ｓ，１３ｔにより構成されたノイズ除去用フィルタ１８を含むとともに、このノイズ除去用フィルタ１８と電力変換器４０の出力端４０ｒ，４０ｓ，４０ｔとの間に接続される変換器用リアクトル１４ｒ，１４ｓ，１４ｔを含む。フィルタ用リアクトル１２ｒ，フィルタ用コンデンサ１３ｒ，変換器用リアクトル１４ｒによりＬＣＬ回路が形成され、フィルタ用リアクトル１２ｓ，フィルタ用コンデンサ１３ｓ，変換器用リアクトル１４ｓによりＬＣＬ回路が形成され、フィルタ用リアクトル１２ｔ，フィルタ用コンデンサ１３ｔ，変換器用リアクトル１４ｔによりＬＣＬ回路が形成されている。

【0014】

ノイズ除去用フィルタ１８は、電力変換器４０のスイッチングにより生じる高周波ノイズが系統ラインＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔに流れて他の電気機器に悪影響を与えないよう、その高周波ノイズをフィルタ用リアクトル１２ｒ，１２ｓ，１２ｔよりもインピーダンスが小さいフィルタ用コンデンサ１３ｒ，１３ｓ，１３ｔに導いて吸収する。変換器用リアクトル１４ｒ，１４ｓ，１４ｔは、電力変換器４０のスイッチングにより生じる電流リップルを抑える。

【0015】

電力変換器４０は、いわゆるマルチレベル変換器（ＭＭＣ）であり、系統ラインＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔの各相に対応する３つのクラスタ４１，４２，４３を含む。
系統ラインＬｒに出力端（一端側）４０ｒが接続されるクラスタ４１は、それぞれが複数レベル（マルチレベル）の直流電圧をスイッチングにより選択的に生成し出力する複数の単位変換器（セル）５０を直列接続（カスケード接続）してなるいわゆる多直列変換器クラスタであり、各単位変換器５０の出力電圧（セル出力電圧）Ｖcr1，Ｖcr2，Ｖcr3を適宜足し合わせることにより高調波を低減するための正弦波に近い波形のマルチレベルの交流電圧Ｖcr0（＝Ｖcr1＋Ｖcr2＋Ｖcr3）を生成し、それを出力端４０ｒから出力する。ここで、通常時は各セル出力電圧は同じであることから、交流電圧Ｖcr0は０を含む４段階（レベル）の電圧出力が可能となる。直列接続される単位変換器５０の数を増やせば、さらに段数を上げることも可能である。

【0016】

系統ラインＬｓに出力端（一端側）４０ｓが接続されるクラスタ４２も、クラスタ４１と同一回路構成であり、各単位変換器５０の出力電圧Ｖcs1，Ｖcs2，Ｖcs3を適宜足し合わせることにより高調波を低減するための正弦波に近い波形の交流電圧Ｖcs0（＝Ｖcs1＋Ｖcs2＋Ｖcs3）を生成し、それを出力端４０ｓから出力する。

【0017】

系統ラインＬｔに出力端（一端側）４０ｔが接続されるクラスタ４３も、クラスタ４１と同一回路構成であり、各単位変換器５０の出力電圧Ｖct1，Ｖct2，Ｖct3を適宜足し合わせることにより高調波を低減するための正弦波に近い波形の交流電圧Ｖct0（＝Ｖct1＋Ｖct2＋Ｖct3）を生成し、それを出力端４０ｔから出力する。これらクラスタ４０ｒ～４０ｔの出力端（他端側）は、点Ｐで共通接続されている。

【0018】

クラスタ４１における各単位変換器５０の具体的な構成を代表として図２に示す。
単位変換器５０は、一対の出力端子、それぞれ還流ダイオードＤを有する半導体スイッチ素子Ｑａ，Ｑｂ，Ｑｃ，Ｑｄ、これら半導体スイッチ素子Ｑａ～Ｑｄを介して上記出力端子に接続された補償用コンデンサＣ、制御部３０からの駆動信号に応じて半導体スイッチ素子Ｑａ～Ｑｄを駆動するゲートドライブ回路５８、このゲートドライブ回路５８の動作用電圧を補償用コンデンサＣの電圧から生成する給電回路５３、補償用コンデンサＣの電圧を検出して制御部３０に知らせる電圧検出回路５１を含み、半導体スイッチ素子Ｑａ～Ｑｄのスイッチング（オン，オフ）による複数の通電路の選択的な形成により複数レベルの直流電圧を生成し出力する。

【0019】

制御部３０は、検出器１５で検出される負荷電流Ｉｒ，Ｉｓおよびその負荷電流Ｉｒ，Ｉｓから算出した負荷電流Ｉｔに含まれる高調波成分を検出し、検出した高調波成分を抑制するために負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔに加えるべき補償電流の目標値Ｉcrs，Ｉcss，Ｉctsを求め、その補償電流の目標値Ｉcrs，Ｉcss，Ｉctsと実際に流れている補償電流値Ｉcr，Ｉcs，Ｉctとの差に基づき系統ラインＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔに供給するために必要な補償電圧Ｖcr0，Ｖcs0，Ｖct0を電力変換器４０で生成し出力させる。この際、実際に流れている補償電流値Ictは、補償電流Ｉcr，Ｉcsを検出する検出器（検出手段）１７の検出結果から算出される。

【0020】

[フィルタ用リアクトルと変換器用リアクトル]
高調波抑制装置１０では、マルチレベル変換器（ＭＭＣ）を電力変換器４０として用いているので、仮に電力変換器４０が２レベル変換器である場合に比べ、変換器用リアクトル１４ｒ，１４ｓ，１４ｔに加わる電圧を低減できる。これにより、パッシブフィルタ１１のフィルタ用リアクトル１２ｒ，１２ｓ，１２ｔと同じ特性を有する変換器用リアクトル１４ｒ，１４ｓ，１４ｔの採用が可能となる。すなわち、フィルタ用リアクトル１２ｒ，１２ｓ，１２ｔおよび変換器用リアクトル１４ｒ，１４ｓ，１４ｔを同じ特性のものに共通化することができる。具体的には、変換器用リアクトル１４ｒ，１４ｓ，１４ｔのインダクタンス・形状・大きさ・重量等の仕様をフィルタ用リアクトル１２ｒ，１２ｓ，１２ｔのインダクタンス・形状・大きさ・重量等の仕様と同一のものに小さくすることができる。この部品の共通化により、コストの低減および構成の簡略化が図れる。

【0021】

[パッシブフィルタ１１の回路基板１１ｘ]
パッシブフィルタ１１は、図３に示すように、電力変換器４０とは別体の１つの回路基板１１ｘに形成され、この回路基板に１１ｘにフィルタ用リアクトル１２ｒ，１２ｓ，１２ｔ、フィルタ用コンデンサ１３ｒ，１３ｓ，１３ｔ、変換器用リアクトル１４ｒ，１４ｓ，１４ｔを実装している。回路基板１１ｘは、相対向する一対の長側辺１１xa，１１xbおよび相対向する一対の短側辺１１xc，１１xdからなる矩形形状を有する。

【0022】

そして、フィルタ用リアクトル１２ｒ，１２ｓ，１２ｔを系統ラインＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔに配線接続するための系統側接続端子（第１端子）１１ar，１１as，１１atと、変換器用リアクトル１４ｒ，１４ｓ，１４ｔを電力変換器４０の出力端４０ｒ，４０ｓ，４０ｔに配線接続するための変換器側端子（第２端子）１１br，１１bs，１１btとを、回路基板１１ｘの対象的な位置に配置している。対象的な位置として、具体的には、回路基板１１ｘにおける長側辺１１xaの近傍位置にその長側辺１１xaに沿って系統側接続端子１１ra，１１sa，１１taを配列し、長側辺１１xbの近傍位置にその長側辺１１xbに沿って変換器側接続端子１１rb，１１sb，１１tbを配列している。

【0023】

さらに、回路基板１１ｘにおける系統側接続端子１１ra，１１sa，１１taより内側の領域に長側辺１１xaに沿ってフィルタ用リアクトル１２ｒ，１２ｓ，１２ｔを配列し、変換器側接続端子１１rb，１１sb，１１tbより内側の領域に長側辺１１xbに沿って変換器用リアクトル１４ｒ，１４ｓ，１４ｔを配列している。フィルタ用リアクトル１２ｒ，１２ｓ，１２ｔと変換器用リアクトル１４ｒ，１４ｓ，１４ｔとの間の領域にフィルタ用コンデンサ１３ｒ，１３ｓ，１３ｔを配列している。

【0024】

系統側接続端子１１ar，１１as，１１atが誤って電力変換器４０の出力端４０ｒ，４０ｓ，４０ｔに配線接続され、変換器側接続端子１１br，１１bs，１１btが誤って系統ラインＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔに配線接続される誤配線が生じた場合でも、フィルタ用リアクトル１２ｒ，１２ｓ，１２ｔおよび変換器用リアクトル１４ｒ，１４ｓ，１４ｔは互いに同じ特性を有する共通部品なので、フィルタ用リアクトル１２ｒ，１２ｓ，１２ｔは変換器用リアクトルとして機能し、変換器用リアクトル１４ｒ，１４ｓ，１４ｔはフィルタ用リアクトルとして機能する。このように系統ラインＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔと電力変換器４０に対する回路基板１１ｘの接続の方向性がなくなるので、誤配線や各部品の誤挿入の影響を受けることなく、高調波抑制装置１０の通常の動作を実行することができる。このため、部品の共通化を図ることができるとともに製造性が向上する。さらに、系統ラインＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔと電力変換器４０に対する回路基板１１ｘの接続の方向性がなくなるので、系統側接続端子１１ar，１１as，１１atと変換器側接続端子１１br，１１bs，１１btを誤接続防止用に別仕様のコネクタを使用する必要がなくなる。したがって、仕様が互いに同一のコネクタ、すなわちサイズ、差し込み構造や、差し込み寸法などが互いに同一のコネクタ、を使用することができる。この結果、更なる部品の共通化を図ることができ、製造性が向上する。

【0025】

[パッシブフィルタ１１の共振周波数ｆｃ]
パッシブフィルタ１１のゲイン特性を図４に示す。フィルタ用リアクトル１２ｒのインダクタンスをＬｆ、フィルタ用コンデンサ１３ｒの容量をＣｆ、変換器用リアクトル１４ｒのインダクタンスをＬｂとした場合、フィルタ用リアクトル１２ｒ，フィルタ用コンデンサ１３ｒ，系統連系用リアクトル１４ｒからなるＬＣＬ回路の共振周波数ｆｃは下式で表わされる。

【0026】

【数1】

フィルタ用リアクトル１２ｒの特性と変換器用リアクトル１４ｒの特性が同じなので、インダクタンスＬｆとインダクタンスＬｂを同じＬで表わすと、共振周波数ｆｃは下式で表わされる。

【0027】

【数2】

フィルタ用リアクトル１２ｓ，フィルタ用コンデンサ１３ｓ，変換器用リアクトル１４ｓからなるＬＣＬ回路の共振周波数ｆｃ、およびフィルタ用リアクトル１２ｔ，フィルタ用コンデンサ１３ｔ，変換器用リアクトル１４ｔからなるＬＣＬ回路の共振周波数ｆｃも、同様の式で表わされる。

【0028】

[リアクトルの直流重畳特性]
リアクトルには、図５に示すように、コイルに流れる直流電流が増えるのに伴いコアにおける磁気飽和が生じてインダクタンスが低下していく“直流重畳特性のあるリアクトル”と、コイルに流れる直流電流が増えても磁気飽和が生じない“直流重畳特性のないリアクトル”とがある。磁気飽和が生じない“直流重畳特性のないリアクトル”を用いるのが理想的であるが、そのためにコアを大型化したり特性の良い材料でコアを成形するなどの処置が必要で、コストの上昇を招いてしまう。“直流重畳特性のあるリアクトル”を用いる方がコスト面で有利である。

【0029】

本実施形態では、フィルタ用リアクトル１２ｒ～１２ｔと変換器用リアクトル１４ｒ～１４ｔの共通部品化によるコスト低減に加えてさらなるコスト低減を図るため、“直流重畳特性のあるリアクトル“をフィルタ用リアクトル１２ｒ～１２ｔおよび変換器用リアクトル１４ｒ～１４ｔとして用いている。

【0030】

ただし、“直流重畳特性のあるリアクトル“の採用に際しては、共振周波数ｆｃが定まらないことに対処する必要がある。
図６は、パッシブフィルタ１１の共振周波数ｆｃが、フィルタ用リアクトル１２ｒ～１２ｔおよび変換器用リアクトル１４ｒ～１４ｔの直流重畳特性の有無に応じてどのように異なるかの３つの例を示している。

【0031】

“直流重畳特性のないリアクトル”をフィルタ用リアクトル１２ｒ～１２ｔおよび変換器用リアクトル１４ｒ～１４ｔとして用いる条件Ａでは、電流の変化にかかわらず共振周波数ｆｃが一定である。“直流重畳特性のないリアクトル”をフィルタ用リアクトル１２ｒ～１２ｔとして用い、“直流重畳特性のあるリアクトル”を変換器用リアクトル１４ｒ～１４ｔとして用いる条件Ｂでは、電流が大きいほど共振周波数ｆｃが高くなり、電流が小さいほど共振周波数ｆｃが低くなる。本実施形態のように、“直流重畳特性のあるリアクトル”をフィルタ用リアクトル１２ｒ～１２ｔおよび変換器用リアクトル１４ｒ～１４ｔとして用いる条件Ｃでは、電流の変化に伴う共振周波数ｆｃの変化の度合いが条件Ｂの場合よりも大きくなる。

【0032】

２レベル変換器やマルチレベル変換器（ＭＭＣ）を用いた電力変換器４０では、全波整流回路（ダイオード整流器）３の急峻な電流変化に追従できるよう、電力変換器４０に対する制御部３０の電流制御の周波数帯域が通常のコンバータを用いる場合よりも広く設定される。このような状況では、負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔ（高調波成分を含む）が小さくなる低負荷時、すなわち補償電流Ｉcr，Ｉcs，Ｉctが小さい時には、共振周波数ｆｃが低下して電流制御帯域に近づく可能性がある。共振周波数ｆｃが低下して電流制御帯域に近づくと、電流制御値が共振周波数ｆｃの影響を受けて大きく振動し、電力変換器４０およびその周辺回路に悪影響を与える可能性がある。

【0033】

この点を考慮し、制御部３０は、負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔから検出した高調波成分が予め定めた設定値未満の場合に、電力変換器４０のスイッチングを停止する。この停止により、電流制御値が共振周波数ｆｃの影響を受けて大きく振動する不具合を回避することができる。

【0034】

[変形例１]
電流制御値が共振周波数ｆｃの影響を受けて大きく振動する不具合を回避する制御の変形例として、制御部３０は、負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの値に応じて電力変換器４０のスイッチング周波数を変化させる。具体的には、電力変換器４０の各単位変換器５０に対するスイッチング用のキャリア周波数を負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの値に応じて変化させる。これにより、負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔ（高調波成分を含む）の変化に伴って共振周波数ｆｃが変化しても、その共振周波数ｆｃが電力変換器４０のスイッチング周波数に近づいたり一致する状況を未然に防ぐことができる。

【0035】

[変形例２]
電流制御値が共振周波数ｆｃの影響を受けて大きく振動する不具合を回避する制御の別の変形例として、制御部３０は、検出器１５で検出した負荷電流Ｉｒ，Ｉｓおよびその負荷電流Ｉｒ，Ｉｓから算出した負荷電流Ｉｔの所定周波数域をフィルタ処理により除去し、除去した負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔから高調波成分を検出し、検出した高調波成分を抑制するために負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔに加えるべき補償電流の目標値Ｉcrs，Ｉcss，Ｉctsを求め、その補償電流の目標値Ｉcrs，Ｉcss，Ｉctsと実際に流れている補償電流値Ｉcr，Ｉcs，Ｉctとの差に基づきを系統ラインＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔに供給するために必要な補償電圧Ｖcr0，Ｖcs0，Ｖct0を電力変換器４０で生成し出力させる。

【0036】

そして、制御部３０は、上記フィルタ処理のカットオフ周波数を上記検出および算出した負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの値に応じて変化させる。具体的には、負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの値が大きいほどカットオフ周波数を高く設定し、負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの値が小さいほどカットオフ周波数を低く設定する。これにより、負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔ（高調波成分を含む）の変化に伴って共振周波数ｆｃが変化しても、その共振周波数ｆｃが電力変換器４０のスイッチング周波数に近づいたり一致する状況を回避することができる。

【0037】

同様に、補償電流Ｉcr，Ｉcs，Ｉctの検出値に対して所定周波数域をフィルタ処理により除去することも共振回避に有効である。

【0038】

負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔ及び補償電流Ｉcr，Ｉcs，Ｉctの双方をフィルタ処理した場合の制御部３０の要部構成を図７に示す。なお、フィルタ処理を行うのは負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔ及び補償電流Ｉcr，Ｉcs，Ｉctのいずれか一方のみでもよい。

【0039】

コンデンサ電圧制御部６０は、通常の高調波抑制制御において電圧検出回路５１で検出される補償用コンデンサＣのコンデンサ電圧Ｖｃに対する電圧調整用電流指令値を出力する。ここで、コンデンサ電圧Ｖｃは、クラスタ４１における各単位変換器５０内の補償用コンデンサＣのコンデンサ電圧の合計値である。このコンデンサ電圧Ｖｃとして例えば“Ｖｃ＝Ｖcr1＋Ｖcr2＋Ｖcr3”が用いられる。通常時は、各補償用コンデンサＣのコンデンサ電圧は同一なので、いずれか１つのコンデンサ電圧を代表として用いることも可能である。

【0040】

フィルタ６１は、負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの所定周波数域を除去する例えばローパスフィルタまたはノッチフィルタであり、カットオフ周波数が負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの値に応じて変化する。すなわち、負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの値が大きいほどカットオフ周波数が高くなり、負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの値が小さいほどカットオフ周波数が低くなる。

【0041】

回転座標変換部６２は、フィルタ６１で所定周波数域が除去された負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの値を検出器１６で検出される系統電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの位相θに基づいて回転座標変換することにより、負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔに対応する回転座標軸上のｄ軸負荷電流Ｉｄを求める。ローパスフィルタ（LPF）６３は、回転座標変換部６２で得られるｄ軸負荷電流Ｉｄの低周波成分を抽出する。演算部６４は、ローパスフィルタ６３で抽出された低周波数成分を回転座標変換部６２で得られるｄ軸負荷電流Ｉｄから減算することにより、ｄ軸負荷電流Ｉｄの高調波成分Ｉｄhを検出する。

【0042】

演算部６５は、演算部６４で検出された高調波成分Ｉｄhを抑制するためにｄ軸負荷電流Ｉｄに加えるべきｄ軸補償電流の指令値（目標値）Ｉｄrefを算出するとともに、算出したｄ軸補償電流の指令値Ｉｄrefに対しコンデンサ電圧制御部６０から供給される電圧調整用電流指令値を加える。

【0043】

ｄ軸補償電流の指令値Ｉｄrefは、高調波成分Ｉｄhを抑制するために負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔに加えるべき補償電流Ｉcr，Ｉcs，Ｉctの目標値に相当する。補償電流Ｉcr，Ｉcs，Ｉctとは、負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔをできるだけ系統電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔと同期する正弦波に近づけるために、その負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔに足し合わせるべき電流のことである。

【0044】

フィルタ６７は、検出器１７で検出される補償電流Ｉcr，Ｉcsおよびその補償電流Ｉcr，Ｉcsから算出する補償電流Ｉctの所定周波数域を除去する例えばローパスフィルタまたはノッチフィルタであり、カットオフ周波数が負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの値に応じて変化する。すなわち、負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの値が大きいほどカットオフ周波数が高くなり、負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの値が小さいほどカットオフ周波数が低くなる。ここでは、フィルタ６７として、フィルタ６１と同じ特性のフィルタを使用している。

【0045】

回転座標変換部６８は、フィルタ６７で所定周波数域が除去された補償電流Ｉcr，Ｉcs，Ｉctの値を検出部１６で検出される電源電圧Ｅｒ，Ｅｓ，Ｅｔの位相θに基づいて回転座標変換することにより、現時点で出力されている補償電流Ｉcr，Ｉcs，Ｉctに対応する回転座標軸上のｄ軸補償電流Ｉcdを求める。演算部６６は、演算部６５で算出されるｄ軸補償電流の指令値Ｉｄrefと回転座標変換部６８で得られるｄ軸補償電流Ｉcdとの偏差を求める。

【0046】

電流制御部６９は、演算部６６で求められる偏差に対応する補償電流Ｉcr，Ｉcs，Ｉctを系統ラインＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔに供給するために電力変換器４０から出力させるべき補償電圧Ｖcr，Ｖcs，Ｖctを算出し、その補償電圧Ｖcr，Ｖcs，Ｖctが得られるように電力変換器４０の各単位変換器５０におけるスイッチ素子Ｑ１～Ｑ４のオン，オフ動作をパルス幅変調制御（PWM制御）する。

【0047】

その他、上記実施形態および変形例は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態および変形例は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、書き換え、変更を行うことができる。これら実施形態および変形例は、発明の範囲は要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

【符号の説明】

【0048】

１…交流系統（三相交流電源）、２…負荷、Ｌｒ，Ｌｓ，Ｌｔ…系統ライン、１０…高調波抑制装置、１１…パッシブフィルタ、１１ｘ…回路基板、１２ｒ～１２ｔ…フィルタ用リアクトル、１３ｒ～１３ｔ…フィルタ用コンデンサ、１４ｒ～１４ｔ…変換器用リアクトル、１５，１６，１７…検出器、１８…ノイズ除去用フィルタ、４０…電力変換器、４１，４２，４３…クラスタ、５０…単位変換器、３０…制御部。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】