特開 2024-99920 インバータ制御方法、及び、インバータ制御装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2024099920

(43)【公開日】2024-07-26

(54)【発明の名称】インバータ制御方法、及び、インバータ制御装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/48 20070101AFI20240719BHJP

   H02P 27/08 20060101ALI20240719BHJP

【ＦＩ】

H02M7/48 F

H02P27/08

【審査請求】未請求

【請求項の数】9

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2023003555

(22)【出願日】2023-01-13

(71)【出願人】

【識別番号】000003997

【氏名又は名称】日産自動車株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110002468

【氏名又は名称】弁理士法人後藤特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】永山 和俊

【テーマコード（参考）】

5H505

5H770

【Ｆターム（参考）】

5H505AA16

5H505BB05

5H505BB06

5H505CC04

5H505DD03

5H505DD06

5H505EE41

5H505EE51

5H505GG02

5H505GG04

5H505GG05

5H505HA10

5H505HB01

5H505JJ03

5H505JJ18

5H505JJ26

5H505LL01

5H505LL22

5H505LL24

5H505LL41

5H505LL44

5H505LL58

5H505LL60

5H505MM12

5H770BA02

5H770CA06

5H770DA03

5H770DA10

5H770DA41

5H770EA01

5H770EA02

5H770EA21

5H770EA27

5H770GA17

5H770HA01Z

5H770HA02Y

5H770HA03W

5H770HA06X

5H770HA06Z

5H770HA07Z

5H770KA01Z

(57)【要約】

【課題】回転電機の中性点電位を変動させる方式のパルス幅変調制御を行うときに、グラウンドを基準電位とする検出器の誤検出を抑制したインバータ制御方法及びインバータ制御装置を提供する。
【解決手段】回転電機１１の中性点電位の変動周波数ｆ_ｖｎと、グラウンドを基準電位とする検出器（絶縁抵抗センサ２１）が有するノイズ低減フィルタのカットオフ周波数ｆ_τと、を比較する。そして、変動周波数ｆ_ｖｎがカットオフ周波数ｆ_τ以下であるときに、パルス幅変調制御の変調方式を、インバータ１６の温度（パワー素子温度Ｔ_ｐｍ）に応じて選択される第１変調方式（デフォルト二相変調方式）から、予め設定する所定時間（最大継続時間Ｔ_２）の間、第１変調方式とは異なる第２変調方式（カスタム二相変調方式）に変更する。
【選択図】図４

【特許請求の範囲】

【請求項1】

グラウンドを基準電位とし、ノイズ低減フィルタを含む検出器と、パルス幅変調制御によって直流電力を交流電力に変換するインバータと、前記インバータと接続する回転電機と、を含む電気回路において前記インバータを制御するインバータ制御方法であって、
前記回転電機の中性点電位の変動周波数と、前記ノイズ低減フィルタのカットオフ周波数と、を比較し、
前記変動周波数が前記カットオフ周波数以下であるときに、前記パルス幅変調制御の変調方式を、前記インバータの温度に応じて選択される第１変調方式から、予め設定する所定時間の間、前記第１変調方式とは異なる第２変調方式に変更する、
インバータ制御方法。

【請求項2】

請求項１に記載のインバータ制御方法であって、
前記回転電機は、三相同期回転電機であり、
前記第１変調方式は、前記回転電機の各相のうち、最大または最小となる一相の電位を固定し、他の二相を前記パルス幅変調制御によって変調することにより、前記インバータの出力電力を制御するデフォルト二相変調方式である、
インバータ制御方法。

【請求項3】

請求項２に記載のインバータ制御方法であって、
前記第２変調方式は、前記第１変調方式において電位が固定される相とは異なる相の電位を固定するカスタム二相変調方式である、
インバータ制御方法。

【請求項4】

請求項２に記載のインバータ制御方法であって、
前記第２変調方式は、前記回転電機における三相の各電位を前記パルス幅変調制御によって変調する三相変調方式である、
インバータ制御方法。

【請求項5】

請求項１～４のいずれか１項に記載のインバータ制御方法であって、
前記パルス幅変調制御に用いるキャリア信号の周波数であるキャリア周波数が変更可能であり、
前記変動周波数が前記カットオフ周波数以下であるときに、前記パルス幅変調制御の変調方式を変更するとともに、前記キャリア周波数を低減する、
インバータ制御方法。

【請求項6】

請求項５に記載のインバータ制御方法であって、
前記第１変調方式と前記第２変調方式の切替比率に基づいて、前記キャリア周波数を設定する、
インバータ制御方法。

【請求項7】

請求項５に記載のインバータ制御方法であって、
低減した前記キャリア周波数を、元の前記キャリア周波数の１／２以下とする、
インバータ制御方法。

【請求項8】

請求項５に記載のインバータ制御方法であって、
前記インバータの温度を取得し、
前記インバータを冷却する冷媒の温度である冷媒温度を取得し、
少なくとも、前記インバータの温度が予め定める閾値を超え、かつ、前記冷媒温度が予め定める閾値を超えるときに、前記変調方式を前記第２変調方式に変更し、かつ、前記キャリア周波数を低減する、
インバータ制御方法。

【請求項9】

グラウンドを基準電位とし、ノイズ低減フィルタを含む検出器と、パルス幅変調制御によって直流電力を交流電力に変換するインバータと、前記インバータと接続する回転電機と、を含む電気回路において前記インバータを制御するインバータ制御装置であって、
前記回転電機の中性点電位の変動周波数と、前記ノイズ低減フィルタのカットオフ周波数と、を比較し、
前記変動周波数が前記カットオフ周波数以下であるときに、前記パルス幅変調制御の変調方式を、前記インバータの温度に応じて選択される第１変調方式から、予め設定する所定時間の間、前記第１変調方式とは異なる第２変調方式に変更する、
インバータ制御装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、インバータの制御方法及び制御装置に関する。

【背景技術】

【0002】

特許文献１は、回転電機の回転角を検出するレゾルバに対するノイズを低減するために、インバータの制御を三相変調から二相変調に切り替える回転電機制御装置を開示している。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0003】

【特許文献1】特開２００９－１８３０９２号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0004】

回転電機の駆動制御は、回転電機やこれを駆動するインバータ等の状態に応じて、様々な方式のパルス幅変調制御によって行われる。パルス幅変調制御の具体的な方式としては三相変調方式の他、例えば二相変調方式等が知られている。三相変調方式は、回転電機の中性点電位を変動させない方式である。これに対し、二相変調方式は、三相変調方式よりもインバータのスイッチングを低減することができるが、中性点電位を変動させる。

【0005】

二相変調方式等、中性点電位を変動させる方式のパルス幅変調制御を行う場合、浮遊容量を介して中性点電位の変動がグラウンドに伝搬すると、グラウンドを基準電位とする検出器が誤検出をするおそれがある。例えば、絶縁抵抗センサは、高電圧系に信号を注入し、そのグラウンド基準の電圧フィードバックに基づき、絶縁抵抗を検出する。また、一般的に、このようなフィードバック信号にはノイズを低減するフィルタを用いる。このとき、フィルタのカットオフ周波数よりも低い中性点電位の変動がグラウンドに伝搬すると、誤検出することがある。

【0006】

したがって、中性点電位を変動させる方式のパルス幅変調制御を行うときには、グラウンドを基準電位とする検出器が誤検出をしないようにすることが求められる。

【0007】

本発明は、回転電機の中性点電位を変動させる方式のパルス幅変調制御を行うときに、グラウンドを基準電位とする検出器の誤検出を抑制することができるインバータ制御方法及びインバータ制御装置を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0008】

本発明のある態様は、グラウンドを基準電位とし、ノイズ低減フィルタを含む検出器と、パルス幅変調制御によって直流電力を交流電力に変換するインバータと、インバータと接続する回転電機と、を含む電気回路においてインバータを制御するインバータ制御方法である。このインバータ制御方法では、回転電機の中性点電位の変動周波数と、ノイズ低減フィルタのカットオフ周波数と、が比較される。そして、変動周波数がカットオフ周波数以下であるときに、パルス幅変調制御の変調方式が、インバータの温度に応じて選択される第１変調方式から、予め設定する所定時間の間、第１変調方式とは異なる第２変調方式に変更される。

【発明の効果】

【0009】

本発明によれば、回転電機の中性点電位を変動させる方式のパルス幅変調制御を行うときに、グラウンドを基準電位とする検出器の誤検出を抑制したインバータ制御方法及びインバータ制御装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【0010】

【図1】図１は、電動車両の概略構成を示すブロック図である。

【図2】図２は、回転電機を駆動する電気回路としての構成を示す回路図である。

【図3】図３は、変調方式設定部の構成を示すブロック図である。

【図4】図４は、変調方式の切り替えに係るフローチャートである。

【図5】図５は、デフォルト二相変調制御を示すグラフである。

【図6】図６は、カスタム二相変調制御を割り込ませた場合を示すグラフである。

【図7】図７は、二相変調制御によって中性点電位が変動するときにグラウンドに伝搬するノイズのスペクトルを示すグラフである。

【図8】図８は、変調方式の切り替えに係る変形例のフローチャートである。

【図9】図９は、変調方式の切り替えに係る変形例のフローチャートである。

【図10】図１０は、変調方式の切り替えに係る変形例のフローチャートである。

【発明を実施するための形態】

【0011】

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について説明する。

【0012】

［実施形態］
図１は、電動車両１００の概略構成を示すブロック図である。電動車両１００は、例えば電気自動車またはハイブリッド車両等である。図１に示すように、電動車両１００は、回転電機１１、電流指令演算部１２、電流制御部１３、座標変換部１４、変調方式設定部１５、インバータ１６（ＩＮＶ）、バッテリ１７、回転状態検出部１８、及び、座標変換部１９等を備える。

【0013】

回転電機１１は、電動機または発電機である。本実施形態では、回転電機１１は電動車両１００を駆動する駆動用電動機であり、回転電機１１が生じさせるトルクによって電動車両１００が駆動される。この回転電機１１は、例えば電動車両１００がいわゆる回生制御をするときに、発電機としても機能する。また、本実施形態では、回転電機１１は、三相交流同期回転電機（特に三相同期電動機）であり、ＵＶＷ各相に供給する電力を調整することによって駆動される。

【0014】

電流指令演算部１２は、トルク指令Ｔ^＊と、回転電機１１の電気角速度ωと、に基づいて、ｄ軸電流指令Ｉ_ｄ ^＊及びｑ軸電流指令Ｉ_ｑ ^＊（以下、ｄｑ軸電流指令Ｉ_ｄ ^＊，Ｉ_ｑ ^＊という）を演算する。ｄｑ軸電流指令Ｉ_ｄ ^＊，Ｉ_ｑ ^＊は、回転電機１１によって、トルク指令Ｔ^＊で要求されたトルクＴを生じさせるために、回転電機１１のｄ軸及びｑ軸に流すべき電流についての指令値である。電流指令演算部１２は、例えば、トルク指令Ｔ^＊及び電気角速度ωと、ｄｑ軸電流指令Ｉ_ｄ ^＊，Ｉ_ｑ ^＊と、を対応付ける電流指令マップを有しており、これを参照することによって、トルク指令Ｔ^＊及び電気角速度ωに対応するｄｑ軸電流指令Ｉ_ｄ ^＊，Ｉ_ｑ ^＊を演算する。電流指令マップは、実験またはシミュレーション等によって予め定められる。また、トルク指令Ｔ^＊は、アクセルペダルの操作量等に基づいて、図示しない上位のコントローラによって演算される。

【0015】

電流制御部１３は、ｄ軸電圧指令Ｖ_ｄ ^＊及びｑ軸電圧指令Ｖ_ｑ ^＊（以下、ｄｑ軸電圧指令Ｖ_ｄ ^＊，Ｖ_ｑ ^＊という）を演算する。電流制御部１３は、ｄｑ軸電流指令Ｉ_ｄ ^＊，Ｉ_ｑ ^＊と、実際に回転電機１１に流れるｄ軸電流Ｉ_ｄ及びｑ軸電流Ｉ_ｑ（以下、ｄｑ軸電流Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑという）を取得する。そして、電流制御部１３は、ｄｑ軸電流指令Ｉ_ｄ ^＊，Ｉ_ｑ ^＊と実際のｄｑ軸電流Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑとの差がゼロとなるように、ｄｑ軸電圧指令Ｖ_ｄ ^＊，Ｖ_ｑ ^＊を決定する。

【0016】

電流制御部１３は、例えば、下記の式（１）に示すＰＩ（Proportional-Integral）制御によってｄｑ軸電圧指令Ｖ_ｄ ^＊，Ｖ_ｑ ^＊を演算することができる。なお、式（１）において、Ｌ_ｄ，Ｌ_ｑは、ｄ軸及びｑ軸の各インダクタンスである。Ｋ_ｐｄ，Ｋ_ｐｑは、ｄ軸及びｑ軸の各比例ゲインである。Ｋ_ｉｄ，Ｋ_ｉｑは、ｄ軸及びｑ軸の各積分ゲインである。φは永久磁石鎖交磁束数であり、ωは回転電機１１の電気角速度である。

【0017】

【数1】

【0018】

座標変換部１４は、回転電機１１の磁極位置θ（検出値）に基づく座標変換により、ｄｑ軸電圧指令Ｖ_ｄ ^＊，Ｖ_ｑ ^＊を三相交流電圧指令Ｖ_Ｕ１ ^＊，Ｖ_Ｖ１ ^＊，Ｖ_Ｗ１ ^＊に変換する。

【0019】

変調方式設定部１５は、バッテリ電圧Ｖ_ｂ、及び、パワー素子温度Ｔ_ｐｍ等に基づいて、三相交流電圧指令Ｖ_Ｕ１ ^＊，Ｖ_Ｖ１ ^＊，Ｖ_Ｗ１ ^＊からインバータ１６に入力すべき最終電圧指令Ｖ_Ｕｆ ^＊，Ｖ_Ｖｆ ^＊，Ｖ_Ｗｆ ^＊を演算等する。変調方式設定部１５は、最終電圧指令Ｖ_Ｕｆ ^＊，Ｖ_Ｖｆ ^＊，Ｖ_Ｗｆ ^＊の演算等において、さらに、冷媒温度Ｔ_ｗｔｒを用いる場合がある。本実施形態では、変調方式設定部１５は、バッテリ電圧Ｖ_ｂ及びパワー素子温度Ｔ_ｐｍに基づいて、最終電圧指令Ｖ_Ｕｆ ^＊，Ｖ_Ｖｆ ^＊，Ｖ_Ｗｆ ^＊を演算等する。

【0020】

なお、バッテリ電圧Ｖ_ｂは、バッテリ１７の出力電圧である。パワー素子温度Ｔ_ｐｍは、インバータ１６が含むパワー素子（スイッチング素子）の温度である。冷媒温度Ｔ_ｗｔｒは、インバータ１６、特にインバータ１６が含むパワー素子を冷却する水その他の冷媒の温度である。最終電圧指令Ｖ_Ｕｆ ^＊，Ｖ_Ｖｆ ^＊，Ｖ_Ｗｆ ^＊は、回転電機１１を制御するために、インバータ１６に入力すべき最終的な三相交流電圧指令である。

【0021】

本実施形態では、変調方式設定部１５は、最終電圧指令Ｖ_Ｕｆ ^＊，Ｖ_Ｖｆ ^＊，Ｖ_Ｗｆ ^＊によって、インバータ１６の駆動方式を設定し、または、変更する。すなわち、変調方式設定部１５は、インバータ１６に入力する最終電圧指令Ｖ_Ｕｆ ^＊，Ｖ_Ｖｆ ^＊，Ｖ_Ｗｆ ^＊によって、変調方式すなわちパルス幅変調制御（以下、ＰＷＭ制御という）によって駆動するインバータ１６の制御方式を切り替える。具体的には、変調方式設定部１５は、変調方式を、少なくとも三相変調方式または二相変調方式のいずれかに設定または変更する（切り替える）ことができる。

【0022】

三相変調方式は、ＵＶＷの三相全部の電位を、ＰＷＭ制御によって変調することによって、インバータ１６の出力電力を制御する方式である。正弦波の三相変調方式は、最も一般的なインバータ１６の駆動方式である。正弦波の三相変調方式では、ＵＶＷ各相への出力電力波形は、正弦波に制御される。また、三相変調方式では、回転電機１１の中性点２３（図２参照）における電位（以下、中性点電位という）は平均的には小さい。以下、三相変調方式でインバータ１６を駆動する制御を、三相変調制御、または、単に三相変調という場合がある。三相変調制御では、三相交流電圧指令Ｖ_Ｕ１ ^＊，Ｖ_Ｖ１ ^＊，Ｖ_Ｗ１ ^＊がそのまま最終電圧指令Ｖ_Ｕｆ ^＊，Ｖ_Ｖｆ ^＊，Ｖ_Ｗｆ ^＊として出力される。

【0023】

二相変調方式は、ＵＶＷの三相のうち、一相の電位を少なくとも一時的に固定し、その間、他の二相の電位をＰＷＭ制御によって変調することによって、インバータ１６の出力電力を制御する方式である。二相変調方式においても、ＵＶＷ各相への出力電力波形は、三相変調方式の場合と実質的に同様の正弦波に制御される。二相変調方式では、電位を固定する一相について、インバータ１６のスイッチング動作が低減されるので、三相変調方式と比較して、インバータ１６の発熱（スイッチング損）が抑えられる。したがって、二相変調方式は、パワー素子温度Ｔ_ｐｍや冷媒温度Ｔ_ｗｔｒ等によってインバータ１６の温度が高いと判断されるときに選択される。例えば、二相変調方式は、例えばパワー素子の耐熱温度を超えるおそれがあるときに選択される。但し、二相変調方式では、回転電機１１の中性点電位が周期的に変動する。

【0024】

特に、変調方式設定部１５は、デフォルト二相変調方式とカスタム二相変調方式の２種類の二相変調方式で、インバータ１６を駆動することができる。

【0025】

デフォルト二相変調方式は、ＵＶＷ各相のうち、最大または最小となる一相の電位を固定し、他の二相の電位をＰＷＭ制御によって変調することにより、インバータ１６の出力電力を制御する二相変調方式である。すなわち、デフォルト二相変調方式は、標準的な二相変調方式である。

【0026】

カスタム二相変調方式は、ＵＶＷ各相のうち、デフォルト二相変調方式とは異なる一相の電位を固定し、他の二相の電位をＰＷＭ制御によって変調することにより、インバータ１６の出力電力を制御する二相変調方式である。本実施形態のカスタム二相変調方式では、ＵＶＷ各相の中で、電位が最大または最小となる一相を除く二相のうち、電位が最小または最大となる一相の電位が固定され、その余の二相の電位がＰＷＭ制御によって変調される。例えば、Ｕ相が最大電位、Ｖ相が最小電位、そしてＷ相がこれらの中間の電位となるシーンでは、デフォルト二相変調方式ではＵ相の電位が固定されるところ、カスタム二相変調方式ではＶ相の電位が固定される。

【0027】

以下、二相変調方式でインバータ１６を駆動する制御を、二相変調制御、または、単に二相変調という場合がある。デフォルト二相変調方式でインバータ１６を駆動する制御を、デフォルト二相変調制御、または、単にデフォルト二相変調という場合がある。また、カスタム二相変調方式でインバータ１６を駆動する制御を、カスタム二相変調制御、または、単にカスタム二相変調という場合がある。

【0028】

デフォルト二相変調制御を実行する場合、変調方式設定部１５は、ＵＶＷ各相のうち、最大または最小となる一相の電位を固定した三相交流電圧指令（以下、デフォルト二相変調用電圧指令Ｖ_Ｕ２ ^＊，Ｖ_Ｖ２ ^＊，Ｖ_Ｗ２ ^＊という）を演算し、これを最終電圧指令Ｖ_Ｕｆ ^＊，Ｖ_Ｖｆ ^＊，Ｖ_Ｗｆ ^＊として出力する。また、カスタム二相変調制御を実行する場合、変調方式設定部１５は、デフォルト二相変調制御とは異なる一相の電位に固定した三相交流電圧指令（以下、カスタム二相変調用電圧指令Ｖ_Ｕ３ ^＊，Ｖ_Ｖ３ ^＊，Ｖ_Ｗ３ ^＊という）を演算し、これを最終電圧指令Ｖ_Ｕｆ ^＊，Ｖ_Ｖｆ ^＊，Ｖ_Ｗｆ ^＊として出力する。二相変調制御すなわちデフォルト二相変調制御またはカスタム二相変調制御において、固定する一相の電位は、正の最大値（例えば＋Ｖ_ｂ／２）または負の最大値（例えば－Ｖ_ｂ／２）である。

【0029】

上記のように変調方式を設定または変更する他、変調方式設定部１５は、ＰＷＭ制御で用いるキャリア信号（搬送波）の周波数を設定または変更することができる。ＰＷＭ制御で用いられるキャリア信号は、例えば、その周波数（以下、キャリア周波数ｆ_ｃという）が数ｋＨｚから１０数ｋＨｚ程度の三角波である。変調方式設定部１５は、原則として、三相変調制御及び二相変調制御のいずれの場合においても、予め定められた通常のキャリア周波数（以下、通常キャリア周波数ｆ_ｃ０という）有するキャリア信号を、二相変調制御及び三相変調制御で使用する。但し、変調方式設定部１５は、必要に応じて、通常キャリア周波数ｆ_ｃ０よりも低いキャリア周波数（以下、低キャリア周波数ｆ_ｃ１という）を有するキャリア信号を、二相変調制御、三相変調制御、または、二相変調制御及び三相変調制御において使用する場合がある。キャリア周波数ｆ_ｃを低下させると、インバータ１６におけるパワー素子のスイッチング回数（頻度）が低くなる。このため、キャリア周波数ｆ_ｃを低キャリア周波数ｆ_ｃに変更すると、パワー素子のスイッチング損及びこれに起因する発熱が低減される。

【0030】

インバータ１６は、直流電力と交流電力の相互に変換する。バッテリ１７の電力を用いて回転電機１１を駆動する場合、インバータ１６は、バッテリ１７が出力する直流電力を交流電力に変換して回転電機１１に供給する。一方、回生制御によって回転電機１１が発電する場合、インバータ１６は、回転電機１１が生成する交流電力を直流電力に変換してバッテリ１７に入力することにより、バッテリ１７を充電する。前述のとおり、インバータ１６は、三相変調制御、デフォルト二相変調制御、または、カスタム二相変調制御のいずれかのＰＷＭ制御によって駆動される。

【0031】

なお、本実施形態では、説明の便宜上、インバータ１６は、バッテリ１７の出力電力であるバッテリ電圧Ｖ_ｂ、パワー素子温度Ｔ_ｐｍ、及び、冷媒温度Ｔ_ｗｔｒを計測するセンサ（図示しない）を含むものとする。このため、変調方式設定部１５は、インバータ１６からバッテリ電圧Ｖ_ｂ、パワー素子温度Ｔ_ｐｍ、及び、冷媒温度Ｔ_ｗｔｒを適宜に取得することができる。

【0032】

バッテリ１７は、例えばリチウムイオンバッテリ等、放電及び充電が可能な二次電池である。本実施形態では、電動車両１００は、バッテリ１７の電力によって駆動される。バッテリ１７は、電動車両１００を制動するときに回転電機１１が生成する電力によって充電される他、外部電源や電動車両１００が搭載する発電システム等によって充電される場合がある。

【0033】

回転状態検出部１８は、回転電機１１の回転状態を検出する。本実施形態では、回転状態検出部１８は、レゾルバ等の回転検出器２０が出力する信号に基づいて、回転電機１１の磁極位置θと、回転電機１１の電気角速度ωと、を検出する。前述のとおり、本実施形態では、電気角速度ωは、電流指令演算部１２及び変調方式設定部１５において使用される。また、磁極位置θは、座標変換部１４で使用される他、座標変換部１９において使用される。

【0034】

座標変換部１９は、磁極位置θに基づく座標変換により、回転電機１１に実際に流れる三相交流電流Ｉ_Ｕ，Ｉ_Ｖ，Ｉ_Ｗをｄｑ軸電流Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑに変換する。前述のとおり、ｄｑ軸電流Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑは、電流制御部１３で使用される。三相交流電流Ｉ_Ｕ，Ｉ_Ｖ，Ｉ_Ｗの全部または一部は、図示しない電流検出器によって検出される。また、三相交流電流Ｉ_Ｕ，Ｉ_Ｖ，Ｉ_Ｗのうち二相の電流を検出する場合、残り一相の電流は演算により得られる。

【0035】

なお、電動車両１００の上記構成のうち、電流指令演算部１２、電流制御部１３、座標変換部１４、変調方式設定部１５、回転状態検出部１８、及び、座標変換部１９の全部または一部は、１または複数のコンピュータ（いわゆるコントローラ）によって構成される。このコントローラは、上記各部における演算等を予め定めた制御周期で実行するようにプログラムされている。このコントローラ、あるいはこのコントローラのうち変調方式設定部１５を含む部分は、インバータ１６の制御装置（インバータ制御装置）を構成する。

【0036】

図２は、回転電機１１を駆動する電気回路１０１としての構成を示す回路図である。図２に示すように、電気回路１０１は、バッテリ１７、インバータ１６、及び、回転電機１１の他、例えば、絶縁抵抗センサ２１を含む。

【0037】

インバータ１６は、平滑コンデンサ２２と、三相のレグと、によって構成される。平滑コンデンサ２２は、バッテリ１７から入力される電力、あるいは、バッテリ１７に入力する電力を平滑化する。各相のレグは、それぞれ上アームと下アームによって構成される。回転電機１１が含む各相のステータコイル２２ｕ，２２ｖ，２２ｗは、対応するレグの上アームと下アームの間に接続される。具体的には、Ｕ相レグは、上アームＵＰと下アームＵＮによって構成され、これらの間にＵ相のステータコイル２２ｕの一端が接続される。Ｖ相レグは、上アームＶＰと下アームＶＮによって構成され、Ｖ相のステータコイル２２ｖの一端が接続される。同様に、Ｗ相レグは、上アームＷＰと下アームＷＮによって構成され、Ｗ相のステータコイル２２ｗの一端が接続される。そして、各相のステータコイル２２ｕ，２２ｖ，２２ｗは、他端において結線される。

【0038】

これらのステータコイル２２ｕ，２２ｖ，２２ｗが相互に接続する他端は、いわゆる中性点２３である。前述のとおり、中性点電位は、三相変調制御を行うときには電位が変動しないが、二相変調制御を行うときには変動する。そして、中性点２３は、見かけ上、浮遊容量Ｃｓを介してグラウンド（ＧＮＤ）に電気的に接続される。このため、中性点電位が変動すると、その変動がグラウンドに伝搬することがある。

【0039】

各相の上アームＵＰ，ＶＰ，ＷＰ及び下アームＵＮ，ＶＮ，ＷＮは、いずれもＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）等のパワー素子（スイッチング素子）と、還流ダイオードと、によって構成される。インバータ１６は、これらのアームのパワー素子をスイッチングすることにより、バッテリ１７の出力電力を交流電力に変換し、または、回転電機１１が生じさせる交流電力を直流電力に変換する。特に、二相変調制御では、各相の上アームＵＰ，ＶＰ，ＷＰ及び下アームＵＮ，ＶＮ，ＷＮのうち、いずれか１つのアームのパワー素子のオンにし続け、実質的にスイッチングを停止させることにより、その相の電位を固定する。例えば、二相変調制御においてＵ相の電位を正の最大値（＋Ｖ_ｂ／２）に固定するときには、Ｕ相の上アームＵＰをオンに固定する。また、二相変調制御においてＵ相の電位を負の最大値（－Ｖ_ｂ／２）に固定するときには、Ｕ相の下アームＵＮをオンに固定する。以下では、二相変調制御においてオンに固定されるアームを、固定アームという。

【0040】

絶縁抵抗センサ２１は、グラウンド（ＧＮＤ）を基準電位として絶縁抵抗を検出する。本実施形態では、絶縁抵抗センサ２１は、対地の絶縁抵抗を検出することにより、バッテリ１７、回転電機１１、及び／または、インバータ１６等の高電圧系部品の地絡を検知する。

【0041】

例えば、絶縁抵抗センサ２１は、コンデンサ３１及び抵抗器３２を介してパルス発振器３３をバッテリ１７の電源ラインに接続する。コンデンサ３１と抵抗器３２の接続点には、抵抗器３４及びコンデンサ３５からなるローパスフィルタ３６が接続される。ローパスフィルタ３６の他端はグラウンド（ＧＮＤ）に接続される。そして、抵抗器３４とコンデンサ３５の接続点は、比較器３７に接続される。このため、パルス発振器３３が所定のパルスを電源ラインに入力したときに、絶縁抵抗が低下していると、それに応じて比較器３７に入力される応答パルスの振幅（電圧）が変動する。したがって、比較器３７は、入力されたパルスの振幅と、基準電圧３８と、を比較することにより、絶縁抵抗を検出する。

【0042】

そして、絶縁抵抗センサ２１が含むローパスフィルタ３６は、高周波ノイズを低減することによって、絶縁抵抗を正確に計測するためのノイズ低減フィルタとして機能する。したがって、中性点電位の変動が浮遊容量Ｃｓを介してグラウンドに伝搬すると、絶縁抵抗センサ２１に誤検出を生じさせるおそれがあるノイズとなり得るが、中性点電位の変動周波数ｆ_ｖｎが、ローパスフィルタ３６のカットオフ周波数ｆ_τよりも十分に高い場合、中性点電位の変動によって生じるノイズは、ローパスフィルタ３６によって低減される。一方、中性点電位の変動周波数ｆ_ｖｎが、ローパスフィルタ３６のカットオフ周波数ｆ_τの近傍またはそれ以下である場合、中性点電位の変動によって生じるノイズは、ローパスフィルタ３６を通過するので、絶縁抵抗センサ２１に誤検出を生じさせるおそれがある。特に、中性点電位の変動周波数ｆ_ｖｎは回転電機１１の電気角速度ωに比例するので、回転電機１１の電気角速度ωが低い状況で二相変調制御を行うときには、中性点電位の変動によって生じるノイズが、ローパスフィルタ３６を通過してしまうおそれがある。

【0043】

そこで、本実施形態では、中性点電位の変動周波数ｆ_ｖｎと、ローパスフィルタ３６のカットオフ周波数ｆ_τと、が比較される。そして、変動周波数ｆ_ｖｎがカットオフ周波数ｆ_τの近傍かそれ以下であるときに、ＰＷＭ制御の変調方式を、予め設定する所定時間（Ｔ_２）の間、一時的に切り替えるように、変調方式設定部１５が構成される。より具体的には、例えば、変調方式設定部１５は、二相変調制御を行う必要があるときには、原則としてデフォルト二相変調制御によって二相変調制御を行うが、中性点電位の変動周波数ｆ_ｖｎがローパスフィルタ３６のカットオフ周波数ｆ_τの近傍かそれ以下であるときには、デフォルト二相変調制御を実行している途中において、カスタム二相変調制御を一時的に割り込ませる。これにより、中性点電位の変動周波数ｆ_ｖｎを強制的に高周波化し、中性点電位の変動によって生じ得るノイズがローパスフィルタ３６において適切に低減されるように、ＰＷＭ制御の変調方式が切り替えられる。

【0044】

図３は、変調方式設定部１５の構成を示すブロック図である。図３に示すように、変調方式設定部１５は、二相変調実行判定部４１、キャリア周波数設定部４２、中性点電位変動周波数演算部４３、最終電圧指令演算部４４、第１タイマー４５、及び、第２タイマー４６を備える。

【0045】

二相変調実行判定部４１は、インバータ１６の温度に基づいて、二相変調制御を実行するか否かを判定する。本実施形態では、二相変調実行判定部４１は、インバータ１６の温度としてパワー素子温度Ｔ_ｐｍを用いる。具体的には、二相変調実行判定部４１は、パワー素子温度Ｔ_ｐｍを第１温度閾値α_１と比較する。そして、パワー素子温度Ｔ_ｐｍが第１温度閾値α_１よりも高く（Ｔ_ｐｍ＞α_１）、インバータ１６が高温の状態となっているときに、二相変調実行判定部４１は、二相変調制御を実行すべきと判定する。

【0046】

上記のとおり、第１温度閾値α_１は、インバータ１６の温度に応じて、通常行うべき三相変調制御に代えて二相変調制御を行うか否かの判断基準である。したがって、パワー素子温度Ｔ_ｐｍが第１温度閾値α_１以下であり（Ｔ_ｐｍ≦α_１）、インバータ１６が定常の温度の範囲内であって、三相変調制御を継続し得る場合、二相変調実行判定部４１は、二相変調制御の実行が不要であり、三相変調制御を実行すべきと判定する。第１温度閾値α_１は、実験またはシミュレーション等によって予め定められる。

【0047】

キャリア周波数設定部４２は、インバータ１６の温度に基づいて、キャリア周波数ｆ_ｃを決定する。本実施形態では、キャリア周波数設定部４２は、インバータ１６の温度としてパワー素子温度Ｔ_ｐｍを用いる。具体的には、キャリア周波数設定部４２は、パワー素子温度Ｔ_ｐｍを第２温度閾値α_２と比較する。そして、パワー素子温度Ｔ_ｐｍが第２温度閾値α_２よりも高く（Ｔ_ｐｍ＞α_２）、インバータ１６が特に高温の状態に至っているときに、キャリア周波数設定部４２は、各種ＰＷＭ制御におけるキャリア周波数ｆ_ｃを、通常キャリア周波数ｆ_ｃ０から低キャリア周波数ｆ_ｃ１に変更する。

【0048】

上記のとおり、第２温度閾値α_２は、インバータ１６の温度に応じて、通常キャリア周波数ｆ_ｃ０を低キャリア周波数ｆ_ｃ１に低下させる必要があるか否かの判断基準である。したがって、パワー素子温度Ｔ_ｐｍが第２温度閾値α_２以下であるときには（Ｔ_ｐｍ≦α_２）、キャリア周波数設定部４２は、各種ＰＷＭ制御におけるキャリア周波数ｆ_ｃを通常キャリア周波数ｆ_ｃ０に維持する。すなわち、インバータ１６がある程度の高温であるとしても、キャリア周波数ｆ_ｃを低減させなければならないほどの高温状態に至ってないときには、キャリア周波数ｆ_ｃは通常キャリア周波数ｆ_ｃ０に維持される。なお、第２温度閾値α_２は、少なくとも第１温度閾値α_１よりも大きい範囲内で（α_２＞α_１）、実験またはシミュレーション等によって予め定められる。

【0049】

本実施形態では、キャリア周波数設定部４２は、下記の式（２）及び式（３）にしたがって、低キャリア周波数ｆ_ｃ１を演算により決定する。式（２）において、Ｔ_１は、デフォルト二相変調制御によって特定のアームをオンに固定する最大時間（以下、デフォルト二相変調制御の最大継続時間Ｔ_１という）である。一方、Ｔ_２は、カスタム二相変調制御によって他のアームをオンに固定する最大時間（以下、カスタム二相変調制御の最大継続時間Ｔ_２という）である。したがって、Ｔ_１／（Ｔ_１＋Ｔ_２）は、二相変調制御を行うときに、デフォルト二相変調制御とカスタム二相変調制御の切り替えについての時間的比率（以下、切替比率κという）である。すなわち、キャリア周波数設定部４２は、通常キャリア周波数ｆ_ｃ０に、切替比率κに応じた係数（１．５－κ）を乗じることにより、切替比率κに応じた低キャリア周波数ｆ_ｃ１を演算する。

【0050】

【数2】

【0051】

なお、二相変調制御を実行するときに、デフォルト二相変調制御の最大継続時間Ｔ_１、及び、カスタム二相変調制御の最大継続時間Ｔ_２は、実験またはシミュレーション等によって予め定める。すなわち、切替比率κは、実験またはシミュレーション等によって予め定められる。具体的な各二相変調制御の最大継続時間Ｔ_１，Ｔ_２及び切替比率κは、例えばインバータ１６の温度等に応じて変化するように定められる場合がある。

【0052】

特に、各二相変調制御の最大継続時間Ｔ_１，Ｔ_２は、ローパスフィルタ３６のカットオフ周波数ｆ_τとの関係で、下記の式（３）を満たすように定められる。すなわち、二相変調制御において、固定アームの変更周波数が少なくともローパスフィルタ３６のカットオフ周波数ｆ_τよりも高周波数となるように、各最大継続時間Ｔ_１，Ｔ_２が設定される。各最大継続時間Ｔ_１，Ｔ_２は、下記の式（４）に示すように、切替比率κが０．５以上１未満の範囲（０．５≦κ＜１）となるように定められる。このため、低キャリア周波数ｆ_ｃ１の演算において、通常キャリア周波数ｆ_ｃ０に乗じる係数は、０．５より大きく１以下の範囲（０．５＜１．５－κ≦１）で変化する。したがって、キャリア周波数設定部４２が演算する低キャリア周波数ｆ_ｃ１は、少なくとも通常キャリア周波数ｆ_ｃ０以下である。

【0053】

【数3】

【0054】

この他、キャリア周波数設定部４２は、切替比率κによらず、低キャリア周波数ｆ_ｃ１を決定することができる。この場合、キャリア周波数設定部４２は、例えばｆ_ｃ１＝０．５×ｆ_ｃ０によって、低キャリア周波数ｆ_ｃ１を実質的に固定値とすることができる。すなわち、低キャリア周波数ｆ_ｃ１を、通常キャリア周波数ｆ_ｃ０の１／２以下とする。これは、キャリア周波数ｆ_ｃを低下させる必要があるときには、具体的なインバータ１６の温度等によらず、インバータ１６の温度が最も厳しい条件下にあるときに合わせて、キャリア周波数ｆ_ｃを、取り得る最低の周波数にまで低減させるものである。本実施形態では、特に、低キャリア周波数ｆ_ｃ１を、通常キャリア周波数ｆ_ｃ０の１／２とする。

【0055】

なお、本実施形態では、変調方式設定部１５はキャリア周波数設定部４２を含んでいるが、キャリア周波数設定部４２は省略され得る。すなわち、より簡易的に変調方式設定部１５を構成する場合には、三相変調制御及び二相変調制御において、インバータ１６の温度等によらず、通常キャリア周波数ｆ_ｃ０のキャリア信号を使用し続けてもよい。

【0056】

中性点電位変動周波数演算部４３は、少なくとも二相変調制御が実行されるときに、回転電機１１の電気角速度ωに基づいて、中性点電位を演算する。本実施形態では、中性点電位変動周波数演算部４３は、特に、中性点電位の変動周波数ｆ_ｖｎを演算する。具体的には、中性点電位変動周波数演算部４３は、下記の式（５）に基づいて、中性点電位の変動周波数ｆ_ｖｎを演算（推定）する。なお、変調方式設定部１５は、中性点電位の変動周波数ｆ_ｖｎを計測その他の方法によって取得してもよい。

【0057】

【数4】

【0058】

最終電圧指令演算部４４は、二相変調実行判定部４１の判定結果にしたがって、最終電圧指令（Ｖ_Ｕｆ ^＊，Ｖ_Ｖｆ ^＊，Ｖ_Ｗｆ ^＊）を出力する。二相変調実行判定部４１が、二相変調制御の実行が不要であり、三相変調制御を実行すべきと判定した場合、最終電圧指令演算部４４は、三相交流電圧指令（Ｖ_Ｕ１ ^＊，Ｖ_Ｖ１ ^＊，Ｖ_Ｗ１ ^＊）をそのまま最終電圧指令（Ｖ_Ｕｆ ^＊，Ｖ_Ｖｆ ^＊，Ｖ_Ｗｆ ^＊）として出力する。これにより、インバータ１６は三相変調制御によって駆動される。

【0059】

一方、二相変調実行判定部４１が二相変調制御を実行すべきと判定した場合、最終電圧指令演算部４４は、デフォルト二相変調用電圧指令（Ｖ_Ｕ２ ^＊，Ｖ_Ｖ２ ^＊，Ｖ_Ｗ２ ^＊）及び／またはカスタム二相変調用電圧指令（Ｖ_Ｕ３ ^＊，Ｖ_Ｖ３ ^＊，Ｖ_Ｗ３ ^＊）を演算し、これらのいずれかを最終電圧指令（Ｖ_Ｕｆ ^＊，Ｖ_Ｖｆ ^＊，Ｖ_Ｗｆ ^＊）として出力する。これにより、インバータ１６は二相変調制御によって駆動される。そして、最終電圧指令（Ｖ_Ｕｆ ^＊，Ｖ_Ｖｆ ^＊，Ｖ_Ｗｆ ^＊）がデフォルト二相変調用電圧指令（Ｖ_Ｕ２ ^＊，Ｖ_Ｖ２ ^＊，Ｖ_Ｗ２ ^＊）であるときには、インバータ１６は、デフォルト二相変調制御によって駆動される。同様に、最終電圧指令（Ｖ_Ｕｆ ^＊，Ｖ_Ｖｆ ^＊，Ｖ_Ｗｆ ^＊）がカスタム二相変調用電圧指令（Ｖ_Ｕ３ ^＊，Ｖ_Ｖ３ ^＊，Ｖ_Ｗ３ ^＊）であるときには、インバータ１６は、カスタム二相変調制御によって駆動される。

【0060】

最終電圧指令演算部４４は、デフォルト二相変調用電圧指令（Ｖ_Ｕ２ ^＊，Ｖ_Ｖ２ ^＊，Ｖ_Ｗ２ ^＊）及びカスタム二相変調用電圧指令（Ｖ_Ｕ３ ^＊，Ｖ_Ｖ３ ^＊，Ｖ_Ｗ３ ^＊）は、いずれも三相交流電圧指令（Ｖ_Ｕ１ ^＊，Ｖ_Ｖ１ ^＊，Ｖ_Ｗ１ ^＊）とバッテリ電圧Ｖ_ｂを用いて演算される。

【0061】

具体的には、最終電圧指令演算部４４は、まず、下記の式（６）にしたがって、最大指令Ｖ_ｐ ^＊、及び、最小指令Ｖ_ｎ ^＊を演算する。これにより、最終電圧指令演算部４４は、最大となるのが三相交流電圧指令（Ｖ_Ｕ１ ^＊，Ｖ_Ｖ１ ^＊，Ｖ_Ｗ１ ^＊）のいずれであるか、及び、最小となるのが三相交流電圧指令（Ｖ_Ｕ１ ^＊，Ｖ_Ｖ１ ^＊，Ｖ_Ｗ１ ^＊）のいずれであるか、を判定する。

【0062】

【数5】

【0063】

そして、最終電圧指令演算部４４は、最大指令Ｖ_ｐ ^＊と最小指令Ｖ_ｎ ^＊の大小関係に応じて、下記の式（７）または式（８）にしたがって、デフォルト二相変調用電圧指令（Ｖ_Ｕ２ ^＊，Ｖ_Ｖ２ ^＊，Ｖ_Ｗ２ ^＊）及びカスタム二相変調用電圧指令（Ｖ_Ｕ３ ^＊，Ｖ_Ｖ３ ^＊，Ｖ_Ｗ３ ^＊）を演算する。式（７）及び式（８）において、ｘ＝２，３である。ｘ＝２のとき、式（７）または式（８）で求められる電圧指令は、デフォルト二相変調用電圧指令（Ｖ_Ｕ２ ^＊，Ｖ_Ｖ２ ^＊，Ｖ_Ｗ２ ^＊）であり、ｘ＝３のとき、式（７）または式（８）で求められる電圧指令は、カスタム二相変調用電圧指令（Ｖ_Ｕ３ ^＊，Ｖ_Ｖ３ ^＊，Ｖ_Ｗ３ ^＊）である。

【0064】

【数6】

【0065】

｜Ｖ_ｐ ^＊｜≧｜Ｖ_ｎ ^＊｜である場合、最終電圧指令演算部４４は、デフォルト二相変調用電圧指令（Ｖ_Ｕ２ ^＊，Ｖ_Ｖ２ ^＊，Ｖ_Ｗ２ ^＊）を式（７）にしたがって演算する。一例として、Ｖ_Ｕ１ ^＊＞０＞Ｖ_Ｖ１ ^＊＞Ｖ_Ｗ１ ^＊である期間の制御シーンを例にすると、Ｖ_ｐ ^＊＝Ｖ_Ｕ１ ^＊となるので、デフォルト二相変調用電圧指令（Ｖ_Ｕ２ ^＊，Ｖ_Ｖ２ ^＊，Ｖ_Ｗ２ ^＊）は、（Ｖ_Ｕ２ ^＊，Ｖ_Ｖ２ ^＊，Ｖ_Ｗ２ ^＊）＝（＋Ｖ_ｂ／２，Ｖ_Ｖ１ ^＊＋（Ｖ_ｂ／２－Ｖ_Ｕ１ ^＊），Ｖ_Ｗ１ ^＊＋（Ｖ_ｂ／２－Ｖ_Ｕ１ ^＊））となる。すなわち、デフォルト二相変調制御では、三相交流電圧指令（Ｖ_Ｕ１ ^＊，Ｖ_Ｖ１ ^＊，Ｖ_Ｗ１ ^＊）において最大となるＵ相の電位が＋Ｖ_ｂ／２（正の最大値）に固定され、Ｖ相及びＷ相の電位が制御される。

【0066】

また、｜Ｖ_ｐ ^＊｜≧｜Ｖ_ｎ ^＊｜である場合、最終電圧指令演算部４４は、カスタム二相変調用電圧指令（Ｖ_Ｕ３ ^＊，Ｖ_Ｖ３ ^＊，Ｖ_Ｗ３ ^＊）を式（８）にしたがって演算する。上記と同様に、Ｖ_Ｕ１ ^＊＞０＞Ｖ_Ｖ１ ^＊＞Ｖ_Ｗ１ ^＊である期間の制御シーンを例にすると、Ｖ_ｎ ^＊＝Ｖ_Ｗ１ ^＊となるので、カスタム二相変調用電圧指令（Ｖ_Ｕ３ ^＊，Ｖ_Ｖ３ ^＊，Ｖ_Ｗ３ ^＊）は、（Ｖ_Ｕ３ ^＊，Ｖ_Ｖ３ ^＊，Ｖ_Ｗ３ ^＊）＝（Ｖ_Ｕ１ ^＊＋（Ｖ_ｂ／２－Ｖ_Ｗ１ ^＊），Ｖ_Ｖ１ ^＊＋（Ｖ_ｂ／２－Ｖ_Ｗ１ ^＊），－Ｖ_ｂ／２）となる。すなわち、カスタム二相変調制御では、三相交流電圧指令（Ｖ_Ｕ１ ^＊，Ｖ_Ｖ１ ^＊，Ｖ_Ｗ１ ^＊）において最小となるＷ相の電位が－Ｖ_ｂ／２（負の最大値）に固定され、Ｕ相及びＶ相の電位が制御される。したがって、カスタム二相変調制御では、デフォルト二相変調制御とは異なる相の電位が固定され、かつ、その固定された電位の符号も反対である。

【0067】

一方、｜Ｖ_ｐ ^＊｜＜｜Ｖ_ｎ ^＊｜である場合、最終電圧指令演算部４４は、デフォルト二相変調用電圧指令（Ｖ_Ｕ２ ^＊，Ｖ_Ｖ２ ^＊，Ｖ_Ｗ２ ^＊）を式（８）にしたがって演算する。Ｖ_Ｕ１ ^＊＞Ｖ_Ｖ１ ^＊＞０＞Ｖ_Ｗ１ ^＊である期間の制御シーンを例にすると、Ｖ_ｎ ^＊＝Ｖ_Ｗ１ ^＊となるので、デフォルト二相変調用電圧指令（Ｖ_Ｕ２ ^＊，Ｖ_Ｖ２ ^＊，Ｖ_Ｗ２ ^＊）は、（Ｖ_Ｕ２ ^＊，Ｖ_Ｖ２ ^＊，Ｖ_Ｗ２ ^＊）＝（Ｖ_Ｕ１ ^＊＋（Ｖ_ｂ／２－Ｖ_Ｗ１ ^＊），Ｖ_Ｖ１ ^＊＋（Ｖ_ｂ／２－Ｖ_Ｗ１ ^＊），－Ｖ_ｂ／２）となる。すなわち、デフォルト二相変調制御では、三相交流電圧指令（Ｖ_Ｕ１ ^＊，Ｖ_Ｖ１ ^＊，Ｖ_Ｗ１ ^＊）において最小となるＷ相の電位が－Ｖ_ｂ／２（負の最大値）に固定され、Ｕ相及びＶ相の電位が制御される。

【0068】

また、｜Ｖ_ｐ ^＊｜＜｜Ｖ_ｎ ^＊｜である場合、最終電圧指令演算部４４は、カスタム二相変調用電圧指令（Ｖ_Ｕ３ ^＊，Ｖ_Ｖ３ ^＊，Ｖ_Ｗ３ ^＊）を式（７）にしたがって演算する。Ｖ_Ｕ１ ^＊＞Ｖ_Ｖ１ ^＊＞０＞Ｖ_Ｗ１ ^＊である期間の制御シーンを例にすると、Ｖ_ｐ ^＊＝Ｖ_Ｕ１ ^＊となるので、カスタム二相変調用電圧指令（Ｖ_Ｕ３ ^＊，Ｖ_Ｖ３ ^＊，Ｖ_Ｗ３ ^＊）は、（Ｖ_Ｕ３ ^＊，Ｖ_Ｖ３ ^＊，Ｖ_Ｗ３ ^＊）＝（＋Ｖ_ｂ／２，Ｖ_Ｖ１ ^＊＋（Ｖ_ｂ／２－Ｖ_Ｕ１ ^＊），Ｖ_Ｗ１ ^＊＋（Ｖ_ｂ／２－Ｖ_Ｕ１ ^＊））となる。すなわち、カスタム二相変調制御では、三相交流電圧指令（Ｖ_Ｕ１ ^＊，Ｖ_Ｖ１ ^＊，Ｖ_Ｗ１ ^＊）において最大となるＵ相の電位が＋Ｖ_ｂ／２（正の最大値）に固定され、Ｖ相及びＷ相の電位が制御される。したがって、カスタム二相変調制御では、デフォルト二相変調制御とは異なる相の電位が固定され、かつ、その固定された電位の符号も反対である。

【0069】

最終電圧指令演算部４４は、デフォルト二相変調制御から一時的にカスタム二相変調制御に切り替えるか否かを、次のように決定する。すなわち、最終電圧指令演算部４４は、上記のように演算するデフォルト二相変調用電圧指令（Ｖ_Ｕ２ ^＊，Ｖ_Ｖ２ ^＊，Ｖ_Ｗ２ ^＊）及びカスタム二相変調用電圧指令（Ｖ_Ｕ３ ^＊，Ｖ_Ｖ３ ^＊，Ｖ_Ｗ３ ^＊）のどちらを最終電圧指令（Ｖ_Ｕｆ ^＊，Ｖ_Ｖｆ ^＊，Ｖ_Ｗｆ ^＊）として出力するかを、次のように決定する。

【0070】

まず、最終電圧指令演算部４４は、デフォルト二相変調制御から一時的にカスタム二相変調制御に切り替える必要性を、中性点電位の変動周波数ｆ_ｖｎとローパスフィルタ３６のカットオフ周波数ｆ_τとの比較によって判定する。

【0071】

中性点電位の変動周波数ｆ_ｖｎがローパスフィルタ３６のカットオフ周波数ｆ_τの近傍かそれ以下であるときには、そのままデフォルト二相変調制御を継続すると、中性点電位の変動によって生じるノイズの全部または一部がローパスフィルタ３６を通過する。このため、最終電圧指令演算部４４は、一時的に、カスタム二相変調制御に切り替える必要があると判定する。デフォルト二相変調制御を一時的にカスタム二相変調制御に切り替えると、中性点電位はほぼ反転し、変動周波数ｆ_ｖｎが高周波化される。その結果、中性点電位の変動によって生じるノイズは、ローパスフィルタ３６を通過し難くなる。

【0072】

但し、三相交流電圧指令（Ｖ_Ｕ１ ^＊，Ｖ_Ｖ１ ^＊，Ｖ_Ｗ１ ^＊）の変化に応じて自然に固定アームが変化し、電位が固定される相や、固定される電位の符号が変化するときには、デフォルト二相変調制御を継続した場合でも、中性点電位はほぼ反転する。すなわち、これはカスタム二相変調制御に切り替える必要がないタイミングである。このため、最終電圧指令演算部４４は、デフォルト二相変調用電圧指令（Ｖ_Ｕ２ ^＊，Ｖ_Ｖ２ ^＊，Ｖ_Ｗ２ ^＊）の前回値と今回値を比較し、絶対値が最大となる相が変化し、または、その相の符号が変化したときには、例外的に、カスタム二相変調制御に切り替える必要がないと判定する。すなわち、デフォルト二相変調用電圧指令（Ｖ_Ｕ２ ^＊，Ｖ_Ｖ２ ^＊，Ｖ_Ｗ２ ^＊）の前回値と今回値の比較において、絶対値が最大となる相が変化せず、かつ、その相の符号も変化しておらず、固定アームが維持されているときには、カスタム二相変調制御に切り替える必要があるという判定が維持される。

【0073】

なお、本実施形態では、中性点電位の変動周波数ｆ_ｖｎとローパスフィルタ３６のカットオフ周波数ｆ_τとの比較を、これらの差の絶対値が、予め定める近傍判断閾値βより小さいか否か（｜ｆ_ｖｎ－ｆ_τ｜＜β）を判定することによって行う。これは、中性点電位の変動周波数ｆ_ｖｎが、ローパスフィルタ３６のカットオフ周波数ｆ_τの近傍にあるか否かを判定するものであり、実質的に、中性点電位の変動周波数ｆ_ｖｎとローパスフィルタのカットオフ周波数ｆ_τとの一致を判定するものである。中性点電位の変動周波数ｆ_ｖｎは、通常、ローパスフィルタ３６のカットオフ周波数ｆ_τよりも大きいので、上記のように、中性点電位の変動周波数ｆ_ｖｎとローパスフィルタ３６のカットオフ周波数ｆ_τとの一致（実質的な一致）を判定すれば、デフォルト二相変調制御にカスタム二相変調制御を割り込ませるべきか否かを判定できる。

【0074】

但し、最終電圧指令演算部４４は、中性点電位の変動周波数ｆ_ｖｎがローパスフィルタ３６のカットオフ周波数ｆ_τの近傍かそれ以下であるか否か（ｆ_ｖｎ－ｆ_τ＜β）、によってデフォルト二相変調制御にカスタム二相変調制御を割り込ませるべきか否かを判定してもよい。

【0075】

なお、近傍判断閾値βが実質的に極小さい値に設定されるので、最終電圧指令演算部４４は、実質的に、中性点電位の変動周波数ｆ_ｖｎがローパスフィルタ３６のカットオフ周波数ｆ_τ以下であること（ｆ_ｖｎ－ｆ_τ＜０）を判定しているといえる。特に、本実施形態では、最終電圧指令演算部４４は、簡便に、中性点電位の変動周波数ｆ_ｖｎがローパスフィルタ３６のカットオフ周波数ｆ_τと一致したこと（ｆ_ｖｎ－ｆ_τ＝０）を判定しているといえる。

【0076】

さらに、最終電圧指令演算部４４は、デフォルト二相変調制御によって実際に同一のアームをオンに固定している時間（以下、デフォルト二相変調制御の実継続時間τ_１という）に基づいて、デフォルト二相変調制御から一時的にカスタム二相変調制御に切り替える必要性を判定する。本実施形態では、最終電圧指令演算部４４は、デフォルト二相変調制御の実継続時間τ_１を、第１タイマー４５によって計測する。そして、最終電圧指令演算部４４は、デフォルト二相変調制御の実継続時間τ_１が、予め定める所定時間である最大継続時間Ｔ_１を超えたときに、デフォルト二相変調制御から一時的にカスタム二相変調制御に切り替える必要があると判定する。

【0077】

また、最終電圧指令演算部４４は、カスタム二相変調制御によって実際に同一のアームをオンに固定している時間（以下、カスタム二相変調制御の実継続時間τ_２という）に基づいて、デフォルト二相変調制御への復帰のタイミングを判定する。本実施形態では、最終電圧指令演算部４４は、カスタム二相変調制御の実継続時間τ_２を、第２タイマー４６によって計測する。そして、最終電圧指令演算部４４は、カスタム二相変調制御の実継続時間τ_２が、予め定める所定時間である最大継続時間Ｔ_２以下であるときに、カスタム二相変調制御を開始し、または、継続する。一方、カスタム二相変調制御の実継続時間τ_２が最大継続時間Ｔ_２を超えたときには、最終電圧指令演算部４４は、デフォルト二相変調制御に切り替え、第１タイマー４５及び第２タイマー４６をクリア（リセット）する。

【0078】

第１タイマー４５は、前述のとおり、デフォルト二相変調制御の実継続時間τ_１を計測する。したがって、第１タイマー４５は、デフォルト二相変調制御が開始されたときにセットされ、一時的に実行したカスタム二相変調制御が終了し、再びデフォルト二相変調制御が開始されるタイミングでクリアされる。また、中性点電位の変動周波数ｆ_ｖｎがローパスフィルタ３６のカットオフ周波数ｆ_τより大きく、デフォルト二相変調制御が実行されないときには、第１タイマー４５はクリアされた状態に維持される。

【0079】

第２タイマー４６は、前述のとおり、カスタム二相変調制御の実継続時間τ_２を計測する。したがって、第２タイマー４６は、カスタム二相変調制御が開始されたときにセットされ、デフォルト二相変調制御に復帰したときにクリアされる。また、中性点電位の変動周波数ｆ_ｖｎがローパスフィルタ３６のカットオフ周波数ｆ_τより大きく、デフォルト二相変調制御が実行されないときには、第２タイマー４６はクリアされた状態に維持される。

【0080】

以下、上記のように構成される電動車両１００における変調方式の切り替えに係る作用を説明する。

【0081】

図４は、変調方式の切り替えに係るフローチャートである。図４に示すように、ステップＳ１１０では、二相変調実行判定部４１が、パワー素子温度Ｔ_ｐｍと第１温度閾値α_１を比較する。パワー素子温度Ｔ_ｐｍが第１温度閾値α_１以下であり、インバータ１６が定常の温度の範囲内であるときには、三相変調制御を実行（継続）し得る。このため、ステップＳ１１１に進む。ステップＳ１１１では、キャリア周波数設定部４２は、キャリア周波数ｆ_ｃを通常キャリア周波数ｆ_ｃ０に設定する。ステップＳ１１２では、第１タイマー４５及び第２タイマー４６（すなわち各実継続時間τ_１，τ_２）をクリアする。そして、ステップＳ１１３では、最終電圧指令演算部４４は、三相交流電圧指令（Ｖ_Ｕ１ ^＊，Ｖ_Ｖ１ ^＊，Ｖ_Ｗ１ ^＊）をそのまま最終電圧指令（Ｖ_Ｕｆ ^＊，Ｖ_Ｖｆ ^＊，Ｖ_Ｗｆ ^＊）として出力し、三相変調制御を実行する。

【0082】

一方、ステップＳ１１０において、パワー素子温度Ｔ_ｐｍが第１温度閾値α_１より大きく、インバータ１６が高温の状態であるときには、ステップＳ１１４に進み、キャリア周波数設定部４２が、パワー素子温度Ｔ_ｐｍを第２温度閾値α_２と比較する。そして、パワー素子温度Ｔ_ｐｍが第２温度閾値α_２以下であり、インバータ１６がキャリア周波数ｆ_ｃを低減させなければならないほどの高温状態まで至ってないと判断されるときには、ステップＳ１１５に進み、キャリア周波数設定部４２は、キャリア周波数ｆ_ｃを通常キャリア周波数ｆ_ｃ０に設定（維持）する。一方、パワー素子温度Ｔ_ｐｍが第２温度閾値α_２より大きく、インバータ１６が特に高温の状態に至っていると判断されるときには、ステップＳ１１６に進み、キャリア周波数設定部４２は、低キャリア周波数ｆ_ｃ１を演算等により決定し、キャリア周波数ｆ_ｃを低キャリア周波数ｆ_ｃ１に設定する。

【0083】

その後、ステップＳ１１７では、最終電圧指令演算部４４がデフォルト二相変調用電圧指令（Ｖ_Ｕ２ ^＊，Ｖ_Ｖ２ ^＊，Ｖ_Ｗ２ ^＊）を最終電圧指令（Ｖ_Ｕｆ ^＊，Ｖ_Ｖｆ ^＊，Ｖ_Ｗｆ ^＊）として出力することにより、デフォルト二相変調制御を実行する。また、ステップＳ１１８では、中性点電位変動周波数演算部４３が、回転電機１１の電気角速度ωに基づいて、中性点電位の変動周波数ｆ_ｖｎを演算する。

【0084】

ステップＳ１１９では、最終電圧指令演算部４４は、中性点電位の変動周波数ｆ_ｖｎとローパスフィルタ３６のカットオフ周波数ｆ_τとを比較する。そして、中性点電位の変動周波数ｆ_ｖｎがローパスフィルタ３６のカットオフ周波数ｆ_τよりも実質的に大きいときには、ステップＳ１２０において第１タイマー４５及び第２タイマー４６がクリアされ、デフォルト二相変調制御が継続される。一方、回転電機１１の電気角速度ωに応じて中性点電位の変動周波数ｆ_ｖｎがローパスフィルタ３６のカットオフ周波数ｆ_τと実質的に一致するまでに低下したときには、ステップＳ１２１に進む。

【0085】

ステップＳ１２１では、最終電圧指令演算部４４は、デフォルト二相変調用電圧指令（Ｖ_Ｕ２ ^＊，Ｖ_Ｖ２ ^＊，Ｖ_Ｗ２ ^＊）の前回値と今回値の比較によって、固定アームが維持されるか否かを判定する。そして、三相交流電圧指令（Ｖ_Ｕ１ ^＊，Ｖ_Ｖ１ ^＊，Ｖ_Ｗ１ ^＊）の変化に応じて自然に固定アームが変化したときには、ステップＳ１２０に進み、第１タイマー４５及び第２タイマー４６がクリアされ、デフォルト二相変調制御が継続される。

【0086】

一方、固定アームが維持されているときには、ステップＳ１２２に進み、最終電圧指令演算部４４は、デフォルト二相変調制御の実継続時間τ_１とその最大継続時間Ｔ_１を比較する。そして、デフォルト二相変調制御の実継続時間τ_１が最大継続時間Ｔ_１以下であるときには、そのままデフォルト二相変調制御が継続される。これに対し、デフォルト二相変調制御の実継続時間τ_１が最大継続時間Ｔ_１を超えたときには、ステップＳ１２３に進み、最終電圧指令演算部４４は、カスタム二相変調制御の実継続時間τ_２とその最大継続時間Ｔ_２を比較する。

【0087】

カスタム二相変調制御の実継続時間τ_２が最大継続時間Ｔ_２以下であるときには、ステップＳ１２４に進む。そして、ステップＳ１２４では、最終電圧指令演算部４４は、カスタム二相変調用電圧指令（Ｖ_Ｕ３ ^＊，Ｖ_Ｖ３ ^＊，Ｖ_Ｗ３ ^＊）を最終電圧指令（Ｖ_Ｕｆ ^＊，Ｖ_Ｖｆ ^＊，Ｖ_Ｗｆ ^＊）として出力することにより、カスタム二相変調制御を実行する。なお、ステップＳ１２３においてカスタム二相変調制御の実継続時間τ_２が最大継続時間Ｔ_２を超えたときには、ステップ１２０に進み、第１タイマー４５及び第２タイマー４６がクリアされ、デフォルト二相変調制御が継続され、または、デフォルト二相変調制御に復帰する。

【0088】

図５は、デフォルト二相変調制御を示すグラフである。図５の各グラフにおいて、横軸は時間である。図５（Ａ）は、三相交流電圧指令Ｖ_Ｕ１ ^＊，Ｖ_Ｖ１ ^＊，Ｖ_Ｗ１ ^＊の例を、それぞれ実線，破線，一点鎖線で示す。図５（Ｂ）から図５（Ｄ）は、デフォルト二相変調用電圧指令Ｖ_Ｕ２ ^＊，Ｖ_Ｖ２ ^＊，Ｖ_Ｗ２ ^＊を、三相交流電圧指令Ｖ_Ｕ１ ^＊，Ｖ_Ｖ１ ^＊，Ｖ_Ｗ１ ^＊に対応させてそれぞれ実線，破線，一点鎖線で示す。図５（Ｅ）は、デフォルト二相変調制御による中性点電位の変動及びその変動周波数ｆ_ｖｎを（変動周期１／ｆ_ｖｎ）を示す。なお、期間Ｐ_１～Ｐ_８は、三相交流電圧指令Ｖ_Ｕ１ ^＊，Ｖ_Ｖ１ ^＊，Ｖ_Ｗ１ ^＊のうち最大指令Ｖ_ｐ ^＊または最小指令Ｖ_ｎ ^＊となる相が変化しない時間的範囲を示す。

【0089】

図５（Ａ）に示すように、三相交流電圧指令Ｖ_Ｕ１ ^＊，Ｖ_Ｖ１ ^＊，Ｖ_Ｗ１ ^＊は互いに位相がずらされた正弦波である。この三相交流電圧指令の下でデフォルト二相変調制御を行うと、デフォルト二相変調用電圧指令Ｖ_Ｕ２ ^＊，Ｖ_Ｖ２ ^＊，Ｖ_Ｗ２ ^＊は、図５（Ｂ）から図５（Ｄ）に示すように変化する。

【0090】

例えば、期間Ｐ_２では、｜Ｖ_ｐ ^＊｜≧｜Ｖ_ｎ ^＊｜であり、三相交流電圧指令Ｖ_Ｕ１ ^＊，Ｖ_Ｖ１ ^＊，Ｖ_Ｗ１ ^＊のうちＵ相の電圧指令Ｖ_Ｕ１ ^＊が最大指令Ｖ_ｐ ^＊となる。このため、図５（Ｂ）に示すように、デフォルト二相変調用電圧指令Ｖ_Ｕ２ ^＊，Ｖ_Ｖ２ ^＊，Ｖ_Ｗ２ ^＊のうちＵ相の電圧指令Ｖ_Ｕ２ ^＊が正の最大値である＋Ｖ_ｂ／２に固定され、図５（Ｃ）及び図５（Ｄ）に示すように、Ｖ相及びＷ相の電圧指令Ｖ_Ｖ２ ^＊，Ｖ_Ｗ２ ^＊が変調される。

【0091】

また、例えば、期間Ｐ_３では、｜Ｖ_ｐ ^＊｜＜｜Ｖ_ｎ ^＊｜であり、三相交流電圧指令Ｖ_Ｕ１ ^＊，Ｖ_Ｖ１ ^＊，Ｖ_Ｗ１ ^＊のうちＷ相の電圧指令Ｖ_Ｗ１ ^＊が最小指令Ｖ_ｎ ^＊となる。このため、図５（Ｄ）に示すように、デフォルト二相変調用電圧指令Ｖ_Ｕ２ ^＊，Ｖ_Ｖ２ ^＊，Ｖ_Ｗ２ ^＊のうちＷ相の電圧指令Ｖ_Ｗ２ ^＊が負の最大値である－Ｖ_ｂ／２に固定され、図５（Ｂ）及び図５（Ｃ）に示すように、Ｕ相及びＶ相の電圧指令Ｖ_Ｕ２ ^＊，Ｖ_Ｖ２ ^＊が変調される。

【0092】

期間Ｐ_１及び期間Ｐ_４～Ｐ_８についてもこれらと同様である。すなわち、期間Ｐ_２，Ｐ_４，Ｐ_６，Ｐ_８では、｜Ｖ_ｐ ^＊｜≧｜Ｖ_ｎ ^＊｜であり、それぞれＵ相，Ｖ相，Ｗ相，Ｕ相の電位が正の最大値に固定される。また、期間Ｐ_１，Ｐ_３，Ｐ_５，Ｐ_７では、｜Ｖ_ｐ ^＊｜＜｜Ｖ_ｎ ^＊｜であり、それぞれＶ相，Ｗ相，Ｕ相，Ｖ相の電位が負の最大値に固定される。

【0093】

デフォルト二相変調制御では、上記のように、いずれかの相の電位が正または負の最大値に固定されつつ、周期的に変動することによって、図５（Ｅ）に示すように、中性点電位もまたこれに応じて周期的に変動する。このとき、例えば、電気角速度ωが小さく、回転電機１１が低回転であるときには、中性点電位の変動周波数ｆ_ｖｎがローパスフィルタ３６のカットオフ周波数ｆ_τに近づくので、絶縁抵抗センサ２１に誤検出を生じさせるおそれがある。

【0094】

図６は、カスタム二相変調制御を割り込ませた場合を示すグラフである。図６の各グラフにおいて、横軸は時間である。図６（Ａ）は、三相交流電圧指令Ｖ_Ｕ１ ^＊，Ｖ_Ｖ１ ^＊，Ｖ_Ｗ１ ^＊の例を、それぞれ実線，破線，一点鎖線で示す。図６（Ｂ）から図６（Ｄ）は、デフォルト二相変調制御にカスタム二相変調制御を割り込ませた場合の最終電圧指令Ｖ_Ｕｆ ^＊，Ｖ_Ｖｆ ^＊，Ｖ_Ｗｆ ^＊を、三相交流電圧指令Ｖ_Ｕ１ ^＊，Ｖ_Ｖ１ ^＊，Ｖ_Ｗ１ ^＊に対応させてそれぞれ実線，破線，一点鎖線で示す。図５（Ｅ）は、中性点電位の変動及びその変動周波数ｆ_ｖｎを（変動周期１／ｆ_ｖｎ）を示す。なお、期間Ｐ_１～Ｐ_８は、図５の場合と同様であり、三相交流電圧指令Ｖ_Ｕ１ ^＊，Ｖ_Ｖ１ ^＊，Ｖ_Ｗ１ ^＊のうち最大指令Ｖ_ｐ ^＊または最小指令Ｖ_ｎ ^＊となる相が変化しない時間的範囲を示す。

【0095】

図６（Ａ）に示すように、例えば、期間Ｐ_２では、｜Ｖ_ｐ ^＊｜≧｜Ｖ_ｎ ^＊｜であり、Ｕ相の電圧指令Ｖ_Ｕ１ ^＊が最大指令Ｖ_ｐ ^＊となるので、デフォルト二相変調制御を継続していれば、Ｕ相の電圧指令Ｖ_Ｕ２ ^＊が正の最大値である＋Ｖ_ｂ／２に維持される期間である。これに対し、本実施形態の方法によってデフォルト二相変調制御とカスタム二相変調制御の切り替えを行う場合、以下のように、最終電圧指令Ｖ_Ｕｆ ^＊，Ｖ_Ｖｆ ^＊，Ｖ_Ｗｆ ^＊が変動する。

【0096】

例えば、期間Ｐ_２のうち第１四半期Ｐ_２ａでは、デフォルト二相変調用電圧指令Ｖ_Ｕ２ ^＊，Ｖ_Ｖ２ ^＊，Ｖ_Ｗ２ ^＊が最終電圧指令Ｖ_Ｕｆ ^＊，Ｖ_Ｖｆ ^＊，Ｖ_Ｗｆ ^＊ _として出力される。すなわち、第１四半期Ｐ_２ａでは、インバータ１６は、デフォルト二相変調制御によって駆動される。このため、図６（Ｂ）に示すように、Ｕ相の電位が正の最大値に固定され、図６（Ｃ）及び図６（Ｄ）に示すように、Ｖ相及びＷ相の電位が変調される。

【0097】

次に、第１四半期Ｐ_２ａでデフォルト二相変調制御の実継続時間τ_１が最大継続時間Ｔ_１を超える。このため、第２四半期Ｐ_２ｂでは、カスタム二相変調用電圧指令Ｖ_Ｕ３ ^＊，Ｖ_Ｖ３ ^＊，Ｖ_Ｗ３ ^＊が最終電圧指令Ｖ_Ｕｆ ^＊，Ｖ_Ｖｆ ^＊，Ｖ_Ｗｆ ^＊として出力される。すなわち、第２四半期Ｐ_２ｂでは、インバータ１６は、カスタム二相変調制御によって駆動される。このとき、図６（Ａ）に示すように、三相交流電圧指令Ｖ_Ｕ１ ^＊，Ｖ_Ｖ１ ^＊，Ｖ_Ｗ１ ^＊のうち最小指令Ｖ_ｎ ^＊となるのはＶ相である。したがって、図６（Ｃ）に示すように、第２四半期Ｐ_２ｂでは、Ｖ相の電位が負の最大値に固定され、図６（Ｂ）及び図６（Ｄ）に示すように、Ｕ相及びＷ相の電位が変調される。これにより、第２四半期Ｐ_２ｂでは、第１四半期Ｐ_２ａに対し、最終電圧指令Ｖ_Ｕｆ ^＊，Ｖ_Ｖｆ ^＊，Ｖ_Ｗｆ ^＊が概ね反転する。

【0098】

そして、第２四半期Ｐ_２ｂでカスタム二相変調制御の実継続時間τ_２が最大継続時間Ｔ_２を超える。このため、第３四半期Ｐ_２ｃでは、再びデフォルト二相変調用電圧指令Ｖ_Ｕ２ ^＊，Ｖ_Ｖ２ ^＊，Ｖ_Ｗ２ ^＊が最終電圧指令Ｖ_Ｕｆ ^＊，Ｖ_Ｖｆ ^＊，Ｖ_Ｗｆ ^＊ _として出力される。すなわち、第３四半期Ｐ_２ｃでは、インバータ１６は、デフォルト二相変調制御によって駆動される。このため、図６（Ｂ）に示すように、Ｕ相の電位が正の最大値に固定され、図６（Ｃ）及び図６（Ｄ）に示すように、Ｖ相及びＷ相の電位が変調される。これにより、第３四半期Ｐ_２ｃでは、第２四半期Ｐ_２ｂに対し、最終電圧指令Ｖ_Ｕｆ ^＊，Ｖ_Ｖｆ ^＊，Ｖ_Ｗｆ ^＊が概ね反転する。

【0099】

その後、第３四半期Ｐ_２ｃでデフォルト二相変調制御の実継続時間τ_１が最大継続時間Ｔ_１を超える。このため、第４四半期Ｐ_２ｄでは、再びカスタム二相変調用電圧指令Ｖ_Ｕ３ ^＊，Ｖ_Ｖ３ ^＊，Ｖ_Ｗ３ ^＊が最終電圧指令Ｖ_Ｕｆ ^＊，Ｖ_Ｖｆ ^＊，Ｖ_Ｗｆ ^＊として出力される。すなわち、第４四半期Ｐ_２ｄでは、インバータ１６は、カスタム二相変調制御によって駆動される。このとき、図６（Ａ）に示すように、三相交流電圧指令Ｖ_Ｕ１ ^＊，Ｖ_Ｖ１ ^＊，Ｖ_Ｗ１ ^＊のうち最小指令Ｖ_ｎ ^＊となるのはＷ相である。したがって、図６（Ｄ）に示すように、第４四半期Ｐ_２ｄでは、Ｗ相の電位が負の最大値に固定され、図６（Ｂ）及び図６（Ｃ）に示すように、Ｕ相及びＶ相の電位が変調される。これにより、第４四半期Ｐ_２ｄでは、第３四半期Ｐ_２ｃに対し、最終電圧指令Ｖ_Ｕｆ ^＊，Ｖ_Ｖｆ ^＊，Ｖ_Ｗｆ ^＊が概ね反転する。

【0100】

上記のように、二相変調制御を行うときに、デフォルト二相変調制御とカスタム二相変調制御が切り替わると、図６（Ｅ）に示すように、中性点電位もまたこれに応じて変動する。このため、デフォルト二相変調制御を継続した場合（図５（Ｅ）参照）よりも、中性点電位の変動周波数ｆ_ｖｎが高くなる。このため、デフォルト二相変調制御を単純に継続すると中性点電位の変動周波数ｆ_ｖｎがローパスフィルタ３６のカットオフ周波数ｆ_τ以下となってしまう場合でも、上記のデフォルト二相変調制御とカスタム二相変調制御の切り替えによって、中性点電位の変動周波数ｆ_ｖｎはローパスフィルタ３６のカットオフ周波数ｆ_τよりも大きく保たれる。その結果、中性点電位の変動によってノイズがグラウンド介して絶縁抵抗センサ２１に作用するとしても、このノイズは、ローパスフィルタ３６によって適切に低減されるので、絶縁抵抗センサ２１に誤検出を生じさせない。

【0101】

図７は、二相変調制御によって中性点電位が変動するときにグラウンドに伝搬するノイズのスペクトルを示すグラフである。図７（Ａ）は、デフォルト二相変調制御を継続した場合を示し、図７（Ｂ）は、デフォルト二相変調制御とカスタム二相変調制御の切り替えを行った場合を示す。

【0102】

図７（Ａ）に示すように、二相変調制御をするときに、単にデフォルト二相変調制御を継続する場合、ローパスフィルタ３６のカットオフ周波数ｆ_τとなることがある。しかし、図７（Ｂ）に示すように、デフォルト二相変調制御とカスタム二相変調制御の切り替えを行うと、中性点電位の変動周波数ｆ_ｖｎが高周波化することによって、ノイズのスペクトルが変化する。このため、カットオフ周波数ｆ_τの成分が低減される。ここでは、差Δで示す程度に、カットオフ周波数ｆ_τのノイズ成分が低減されている。

【0103】

したがって、本実施形態のように、二相変調制御を行うときに、デフォルト二相変調制御とカスタム二相変調制御の切り替えを行うと、絶縁抵抗センサ２１の誤検出を抑制することができる。さらに、二相変調制御は、インバータ１６の発熱を抑えるために行われるものであるが、デフォルト二相変調制御とカスタム二相変調制御は、いずれも二相変調制御であり、これらの切り替えを行っても三相変調制御に比べてパワー素子のスイッチング頻度は低減されたままである。したがって、本実施形態におけるデフォルト二相変調制御とカスタム二相変調制御の切り替え制御は、これらの要求を両立させるものであり、インバータ１６の発熱を抑えつつ、かつ、絶縁抵抗センサ２１の誤検出が抑制される。すなわち、これらの相反する要求を両立しやすい。

【0104】

また、本実施形態では、インバータ１６の温度が特に高温に至っていると判定されたときには、デフォルト二相変調制御とカスタム二相変調制御の切り替えに加えて、キャリア周波数ｆ_ｃが低キャリア周波数ｆ_ｃ１に設定され、さらにインバータ１６の発熱、及び、インバータ１６が動作することによって生じる音や振動等（以下、音振等という）が抑制される。そして、本実施形態では低キャリア周波数ｆ_ｃ１を、デフォルト二相変調制御とカスタム二相変調制御の切替比率κに応じて設定するので、特に、インバータ１６の発熱や音振等を抑えつつ、かつ、絶縁抵抗センサ２１の誤検出が抑制されやすい。

【0105】

［変形例］
なお、上記実施形態では、中性点電位を変動させるＰＷＭ制御として二相変調制御を例に挙げたが、これに限らない。回転電機１１に入力する電力を矩形波に制御する矩形波制御や、三次高調波を導入して回転電機１１に入力する電力を台形波形に制御する台形波制御を実行するときにも、中性点電位は変動する。このため、矩形波制御や台形波制御を行う場合にも、上記実施形態の制御を行うことが好ましい。

【0106】

上記実施形態では、中性点電位の変動によって誤検出のおそれがある検出器（センサ等）として、絶縁抵抗センサ２１を例に挙げたが、これに限らない。上記実施形態の制御は、グラウンドを基準電位とし、ノイズ低減フィルタを含むその他の検出器についても、中性点電位の変動による誤検出を抑制することができる。また、中性点電位の変動によって誤検出のおそれがある検出器が複数あるときには、例えば、各検出器が有するノイズ低減フィルタのカットオフ周波数ｆ_τのうち最も高いカットオフ周波数ｆ_τに合わせて、上記実施形態の制御を実行することができる。

【0107】

上記実施形態では、カットオフ周波数ｆ_τのノイズ成分を直接的に低減するように、デフォルト二相変調制御とカスタム二相変調制御を切り替えているが、これに限らない。例えば、回転電機１１の電気角速度ωに対応する周波数、及び／または、その逓倍の周波数を有するノイズ（中性点電位の変動）が抑制されるように、デフォルト二相変調制御とカスタム二相変調制御を切り替えてもよい。この場合も、上記実施形態と同様に、絶縁抵抗センサ２１等の誤検出を低減させることができる。

【0108】

上記実施形態では、デフォルト二相変調制御とカスタム二相変調制御の切り替えを行っているが、これに限らない。例えば、二相変調制御を行う場合、デフォルト二相変調制御と三相変調制御の切り替えを行ってもよい。

【0109】

図８は、変調方式の切り替えに係る変形例のフローチャートである。ここでは、上記のように、デフォルト二相変調制御と三相変調制御の切り替えを行う例を示す。図８に示すように、図４のステップＳ１２４でカスタム二相変調制御を実行するタイミングで、ステップＳ１３０の三相変調制御を実行する。正弦波の三相変調制御では中性点電位は平均的には小さいので、カスタム二相変調制御の代わりに三相変調制御を実行する場合も、上記実施形態と同様に、中性点電位の変動周波数ｆ_ｖｎが高周波化することができる。したがって、上記実施形態と同様に、絶縁抵抗センサ２１の誤検出を抑制することができる。また、少なくともデフォルト二相変調制御を行う期間については、パワー素子のスイッチング頻度は低減される。このため、インバータ１６の発熱や音振等を抑えつつ、かつ、絶縁抵抗センサ２１の誤検出が抑制される。

【0110】

上記実施形態では、パワー素子温度Ｔ_ｐｍをインバータ１６の温度として参照し、キャリア周波数ｆ_ｃを設定しているが、これに限らない。例えば、さらにインバータ１６の抜熱性を考慮して、より適切にキャリア周波数ｆ_ｃを設定してもよい。

【0111】

図９は、変調方式の切り替えに係る変形例のフローチャートである。ここでは、上記のように、さらに冷媒温度Ｔ_ｗｔｒを用いてインバータ１６の抜熱性を考慮し、キャリア周波数ｆ_ｃを設定する例を示す。この場合、例えば、図９に示すように、図４のステップＳ１１４とステップＳ１１５の間に、ステップＳ１４０を設けることができる。ステップＳ１４０では、冷媒温度Ｔ_ｗｔｒを、実験またはシミュレーション等によって予め定める第３温度閾値γと比較する。そして、冷媒温度Ｔ_ｗｔｒが第３温度閾値γ以下であって、冷媒に十分な抜熱性があるときには、ステップＳ１１５に進み、キャリア周波数設定部４２は、キャリア周波数ｆ_ｃを通常キャリア周波数ｆ_ｃ０に設定（維持）する。一方、冷媒温度Ｔ_ｗｔｒが第３温度閾値γよりも高く、冷媒に十分な抜熱性がないと判定されたときには、ステップＳ１１６に進み、キャリア周波数設定部４２は、低キャリア周波数ｆ_ｃ１を演算等により決定し、キャリア周波数ｆ_ｃを低キャリア周波数ｆ_ｃ１に設定する。このように、インバータ１６の抜熱性を考慮してキャリア周波数ｆ_ｃを設定すると、特に、インバータ１６の発熱や音振等を抑えつつ、かつ、絶縁抵抗センサ２１の誤検出が抑制されやすい。

【0112】

なお、図８の変形例においても、上記のように、冷媒温度Ｔ_ｗｔｒによってインバータ１６の抜熱性を考慮し、より適切にキャリア周波数ｆ_ｃを設定することができる。図１０は、変調方式の切り替えに係る変形例のフローチャートである。ここでは、図４のステップＳ１２４の代わりにステップＳ１３０を設けた上で、さらにステップＳ１１４とステップ１１５の間にステップＳ１４０を設けている。この場合も、特に、インバータ１６の発熱や音振等を抑えつつ、かつ、絶縁抵抗センサ２１の誤検出が抑制されやすい。

【0113】

以上のように、上記実施形態等に係るインバータ制御方法は、グラウンド（ＧＮＤ）を基準電位とし、ノイズ低減フィルタ（ローパスフィルタ３６）を含む検出器（絶縁抵抗センサ２１）と、パルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）によって直流電力を交流電力に変換するインバータ１６と、インバータ１６と接続する回転電機１１と、を含む電気回路１０１においてインバータ１６を制御するインバータ制御方法である。このインバータ制御方法では、回転電機１１の中性点電位の変動周波数ｆ_ｖｎと、ノイズ低減フィルタのカットオフ周波数ｆ_τと、を比較する。そして、変動周波数ｆ_ｖｎがカットオフ周波数ｆ_τ以下であるときに、パルス幅変調制御の変調方式を、インバータ１６の温度（パワー素子温度Ｔ_ｐｍ）に応じて選択される第１変調方式（デフォルト二相変調方式）から、予め設定する所定時間（最大継続時間Ｔ_２）の間、第１変調方式とは異なる第２変調方式（カスタム二相変調方式）に変更する。

【0114】

このように、インバータ１６の変調方式を切り替えると、中性点電位の変動周波数ｆ_ｖｎが高周波化され、カットオフ周波数ｆ_τよりも大きく保たれるので、グラウンドを基準電位とし、ノイズ低減フィルタを含む検出器の誤検出を抑制することができる。また、少なくともインバータ１６の温度に応じて選択される第１変調方式での制御（デフォルト二相変調制御）を行うので、インバータ１６の発熱も抑えられる。すなわち、インバータ１６の発熱を抑えつつ、かつ、絶縁抵抗センサ２１の誤検出が抑制される。

【0115】

上記実施形態に係るインバータ制御方法では、回転電機１１は、三相同期回転電機であり、第１変調方式は、回転電機１１の各相のうち、最大または最小となる一相の電位を固定し、他の二相をパルス幅変調制御によって変調することにより、インバータ１６の出力電力を制御するデフォルト二相変調方式である。

【0116】

二相変調方式では、三相変調方式に比べて、インバータ１６のスイッチングが抑制される。このため、インバータ１６の発熱が抑えられる。このため、第１変調方式を二相変調方式（デフォルト二相変調方式）とすれば、特に、インバータ１６の発熱を抑えつつ、かつ、絶縁抵抗センサ２１の誤検出が抑制される。

【0117】

上記実施形態に係るインバータの制御方法では、第２変調方式は、第１変調方式において電位が固定される相とは異なる相の電位を固定するカスタム二相変調方式である。

【0118】

このように、一時的に切り替える変調方式をカスタム変調方式とすれば、一時的に切り替える変調方式においても、インバータ１６の発熱が抑えられる。このため、第２変調方式をカスタム二相変調方式とすれば、特に、インバータ１６の発熱を抑えつつ、かつ、絶縁抵抗センサ２１の誤検出が抑制される。

【0119】

上記実施形態に係るインバータ制御方法では、第２変調方式は、回転電機１１における三相の各電位をパルス幅変調制御によって変調する三相変調方式とすることもできる。

【0120】

このように、第２変調方式を三相変調方式とする場合も、中性点電位の変動周波数ｆ_ｖｎが高周波化され、カットオフ周波数ｆ_τよりも大きく保たれるので、グラウンドを基準電位とし、ノイズ低減フィルタを含む検出器の誤検出を抑制することができる。また、少なくともインバータ１６の温度に応じて選択される第１変調方式での制御（デフォルト二相変調制御）を行うので、二相変調方式によるインバータ１６の発熱抑制に加え、三相変調方式を適用した際の音振抑制も期待できる。すなわち、インバータ１６の発熱や音振等を抑えつつ、かつ、絶縁抵抗センサ２１の誤検出が抑制される。

【0121】

上記実施形態に係るインバータ制御方法では、パルス幅変調制御に用いるキャリア信号の周波数であるキャリア周波数ｆ_ｃが変更可能であり、変動周波数ｆ_ｖｎがカットオフ周波数ｆ_τ以下であるときに、パルス幅変調制御の変調方式を変更するとともに、キャリア周波数ｆ_ｃを低減する。

【0122】

ＰＷＭ制御のキャリア周波数を低減すると、インバータ１６のスイッチング回数が抑えられる。その結果、インバータ１６の発熱が抑えられる。したがって、上記のように、さらにキャリア周波数ｆ_ｃを低減すれば、特に、インバータ１６の発熱を抑えつつ、かつ、絶縁抵抗センサ２１の誤検出が抑制される。

【0123】

上記実施形態に係るインバータ制御方法では、第１変調方式（デフォルト二相変調）と第２変調方式（カスタム二相変調）の切替比率κに基づいて、キャリア周波数ｆ_ｃを設定する。

【0124】

このように、１変調方式（デフォルト二相変調）と第２変調方式（カスタム二相変調）の切替比率κに基づいて、キャリア周波数ｆ_ｃを設定すると、キャリア周波数ｆ_ｃをインバータ１６の温度状況等に応じて適切に設定することができる。このため、特にインバータ１６の発熱を抑えつつ、かつ、絶縁抵抗センサ２１の誤検出を抑制しやすい。さらに、キャリア周波数ｆ_ｃが固定されている場合と比較すれば、上記のように、切替比率κに基づいてキャリア周波数ｆ_ｃを変更することで、インバータ１６の音振が抑制される場合がある。

【0125】

上記実施形態に係るインバータ制御方法では、低減したキャリア周波数（低キャリア周波数ｆ_ｃ１）を、元のキャリア周波数（通常キャリア周波数ｆ_ｃ０）の１／２以下とする。

【0126】

このように、低減するキャリア周波数（ｆ_ｃ１）を元のキャリア周波数（ｆ_ｃ０）の１／２以下に設定すれば、キャリア周波数ｆ_ｃを低減すべき状況において、最大限にインバータ１６の発熱を抑制できる。すなわち、簡易にかつ確実に、インバータ１６の発熱を抑制できる。したがって、特にインバータ１６の発熱や音振等を抑えつつ、かつ、絶縁抵抗センサ２１の誤検出を抑制しやすい。

【0127】

上記実施形態等に係るインバータ制御方法では、インバータ１６の温度（パワー素子温度Ｔ_ｐｍ）を取得し、インバータ１６を冷却する冷媒の温度である冷媒温度Ｔ_ｗｔｒを取得する。そして、少なくとも、インバータ１６の温度が予め定める閾値（第１温度閾値α_１）を超え、かつ、冷媒温度Ｔ_ｗｔｒが予め定める閾値（第３温度閾値γ）を超えるときに、変調方式を第２変調方式（カスタム二相変調）に変更し、かつ、キャリア周波数ｆ_ｃを低減する。

【0128】

このように、冷媒温度Ｔ_ｗｔｒによってインバータ１６の抜熱性を考慮し、キャリア周波数ｆ_ｃを設定すると、より適切にキャリア周波数ｆ_ｃを設定することができる。したがって、特に、インバータ１６の発熱を抑えつつ、かつ、絶縁抵抗センサ２１の誤検出が抑制されやすい。さらに、キャリア周波数ｆ_ｃが固定されている場合と比較すれば、上記のようにキャリア周波数ｆ_ｃを変更することで、インバータ１６の音振が抑制される場合がある。

【0129】

上記実施形態に係るインバータ制御装置は、グラウンド（ＧＮＤ）を基準電位とし、ノイズ低減フィルタ（ローパスフィルタ３６）を含む検出器（絶縁抵抗センサ２１）と、パルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）によって直流電力を交流電力に変換するインバータ１６と、インバータ１６と接続する回転電機１１と、を含む電気回路１０１においてインバータ１６を制御するインバータ制御装置である。このインバータ制御装置は、回転電機１１の中性点電位の変動周波数ｆ_ｖｎと、ノイズ低減フィルタのカットオフ周波数ｆ_τと、を比較する。そして、変動周波数ｆ_ｖｎがカットオフ周波数ｆ_τ以下であるときに、パルス幅変調制御の変調方式を、インバータ１６の温度（パワー素子温度Ｔ_ｐｍ）に応じて選択される第１変調方式（デフォルト二相変調方式）から、予め設定する所定時間（最大継続時間Ｔ_２）の間、第１変調方式とは異なる第２変調方式（カスタム二相変調方式）に変更する。

【0130】

このように、インバータ１６の変調方式を切り替えると、中性点電位の変動周波数ｆ_ｖｎが高周波化され、カットオフ周波数ｆ_τよりも大きく保たれるので、グラウンドを基準電位とし、ノイズ低減フィルタを含む検出器の誤検出を抑制することができる。また、少なくともインバータ１６の温度に応じて選択される第１変調方式での制御（デフォルト二相変調制御）を行うので、インバータ１６の発熱も抑えられる。すなわち、インバータ１６の発熱を抑えつつ、かつ、絶縁抵抗センサ２１の誤検出が抑制される。

【0131】

以上、本発明の実施形態について説明したが、上記実施形態及び各変形例で説明した構成は本発明の適用例の一部を示したに過ぎず、本発明の技術的範囲を限定する趣旨ではない。例えば、上記実施形態及び変形例は、全部または一部の要素を任意に組み合わせて実施することができる。

【符号の説明】

【0132】

１１：回転電機，１２：電流指令演算部，１３：電流制御部，１４：座標変換部，１５：変調方式設定部，１６：インバータ，１７：バッテリ，１８：回転状態検出部，１９：座標変換部，２０：回転検出器，２１：絶縁抵抗センサ，２２：平滑コンデンサ，２２ｕ：ステータコイル，２２ｖ：ステータコイル，２２ｗ：ステータコイル，２３：中性点，３１：コンデンサ，３２：抵抗器，３３：パルス発振器，３４：抵抗器，３５：コンデンサ，３６：ローパスフィルタ，３７：比較器，３８：基準電圧，４１：二相変調実行判定部，４２：キャリア周波数設定部，４３：中性点電位変動周波数演算部，４４：最終電圧指令演算部，４５：第１タイマー，４６：第２タイマー，１００：電動車両，１０１：電気回路

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】