2025-102192 電源装置、並びに、その制御装置及び制御方法

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2025102192

(43)【公開日】2025-07-08

(54)【発明の名称】電源装置、並びに、その制御装置及び制御方法

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/155 20060101AFI20250701BHJP

【ＦＩ】

H02M3/155 P

H02M3/155 B

H02M3/155 G

H02M3/155 W

H02M3/155 U

【審査請求】未請求

【請求項の数】9

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2023219494

(22)【出願日】2023-12-26

【新規性喪失の例外の表示】特許法第３０条第２項適用申請有り 一般社団法人電気学会 電気学会研究会資料「２０２３年９月２１日－２０２３年９月２２日半導体電力変換／モータドライブ合同研究会」 第１２１－１２５頁、令和５年９月１８日発行 一般社団法人電気学会 半導体電力変換／モータドライブ合同研究会 令和５年９月２２日開催

(71)【出願人】

【識別番号】597144439

【氏名又は名称】Ｍｙｗａｙプラス株式会社

(71)【出願人】

【識別番号】504182255

【氏名又は名称】国立大学法人横浜国立大学

(74)【代理人】

【識別番号】110004277

【氏名又は名称】弁理士法人そらおと

(72)【発明者】

【氏名】小原 秀嶺

(72)【発明者】

【氏名】佐藤 佑亮

(72)【発明者】

【氏名】徐 進

(72)【発明者】

【氏名】下里 昇

【テーマコード（参考）】

5H730

【Ｆターム（参考）】

5H730AS01

5H730AS17

5H730BB11

5H730BB57

5H730BB82

5H730BB86

5H730BB88

5H730BB89

5H730DD04

5H730DD16

5H730EE13

5H730EE61

5H730FF02

5H730FF09

5H730FG05

5H730FG21

5H730XC12

(57)【要約】

【課題】補助変換器を適用した電源装置を提供する。
【解決手段】本発明による電源装置１は、それぞれフルブリッジ回路の第１レグ及び第２レグである第１の相及び第２の相を有するＤＣ／ＤＣコンバータ１１と、第１の相の出力端とノードｎ１との間に直列で挿入される補助変換器１２Ａ及びリアクトルＬＡと、第２の相の出力端とノードｎ１との間に直列で挿入される補助変換器１２Ｂ及びリアクトルＬＢと、ノードｎ１と負荷４との間に挿入されるスイッチ１３と、を含む。
【選択図】図１

【特許請求の範囲】

【請求項1】

それぞれフルブリッジ回路の第１レグ及び第２レグである第１の相及び第２の相を有するＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記第１の相の出力端と出力ノードとの間に直列で挿入される第１の補助変換器及び第１のリアクトルと、
前記第２の相の出力端と前記出力ノードとの間に直列で挿入される第２の補助変換器及び第２のリアクトルと、
前記出力ノードと負荷との間に挿入されるスイッチと、
を含む電源装置。

【請求項2】

前記第１の補助変換器及び前記第２の補助変換器のそれぞれは、
第１の上側スイッチ及び第１の下側スイッチからなる入力側レグ、並びに、第２の上側スイッチ及び第２の下側スイッチからなる出力側レグを有するフルブリッジ回路と、
前記入力側レグ及び前記出力側レグと並列に接続されたコンデンサと、を有する、
請求項１に記載の電源装置。

【請求項3】

前記第１の相の出力端と前記出力ノードとの間に直列に接続された複数の前記第１の補助変換器と、
前記第２の相の出力端と前記出力ノードとの間に直列に接続された複数の前記第２の補助変換器と、
を含む請求項１又は２に記載の電源装置。

【請求項4】

前記負荷は蓄電池である、
請求項１又は２に記載の電源装置。

【請求項5】

それぞれフルブリッジ回路の第１レグ及び第２レグである第１の相及び第２の相を有するＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記第１の相の出力端と出力ノードとの間に直列で挿入される第１の補助変換器及び第１のリアクトルと、
前記第２の相の出力端と前記出力ノードとの間に直列で挿入される第２の補助変換器及び第２のリアクトルと、
前記出力ノードと負荷との間に挿入されるスイッチと、
を含む電源装置の制御装置であって、
前記第１の相の出力端から出力される第１の出力電圧、及び、前記第２の相の出力端から出力される第２の出力電圧のそれぞれが、所定のデューティー比に従って変化することとなるよう前記ＤＣ／ＤＣコンバータの動作を制御し、
第１のキャリア信号及び前記第１の出力電圧の交流成分と同期して変化する第１の指令値に基づいて前記第１の補助変換器の動作を制御し、
第２のキャリア信号及び前記第２の出力電圧の交流成分と同期して変化する第２の指令値に基づいて前記第２の補助変換器の動作を制御し、
前記第１の指令値及び前記第２の指令値が互いに異なる値となる第１の期間と、前記第１の指令値及び前記第２の指令値が互いに同じ値となる第２の期間とで、前記第１のキャリア信号と前記第２のキャリア信号の位相差が異なることとなるよう、所定のキャリア信号に基づいて前記第１のキャリア信号及び前記第２のキャリア信号を生成する、
電源装置の制御装置。

【請求項6】

前記第１の期間では、前記第１のキャリア信号と前記第２のキャリア信号の位相差が０°又は１８０°となるよう、前記第１のキャリア信号及び前記第２のキャリア信号を生成し、
前記第２の期間では、前記第１のキャリア信号と前記第２のキャリア信号の位相差が９０°となるよう、前記第１のキャリア信号及び前記第２のキャリア信号を生成する、
請求項５に記載の制御装置。

【請求項7】

前記第１の補助変換器及び前記第２の補助変換器のそれぞれは、
第１の上側スイッチ及び第１の下側スイッチからなる入力側レグ、並びに、第２の上側スイッチ及び第２の下側スイッチからなる出力側レグを有するフルブリッジ回路と、
前記入力側レグ及び前記出力側レグと並列に接続されたコンデンサと、を有し、
前記第１のキャリア信号及び前記第１の指令値に基づいて前記第１の補助変換器の前記第１の上側スイッチ、前記第１の下側スイッチ、前記第２の上側スイッチ、前記第２の下側スイッチそれぞれのオンオフ状態を制御することにより、前記第１の補助変換器の動作を制御し、
前記第２のキャリア信号及び前記第２の指令値に基づいて前記第２の補助変換器の前記第１の上側スイッチ、前記第１の下側スイッチ、前記第２の上側スイッチ、前記第２の下側スイッチそれぞれのオンオフ状態を制御することにより、前記第２の補助変換器の動作を制御する、
請求項５又は６に記載の制御装置。

【請求項8】

前記所定のキャリア信号は三角波の信号である、
請求項５又は６に記載の制御装置。

【請求項9】

それぞれフルブリッジ回路の第１レグ及び第２レグである第１の相及び第２の相を有するＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記第１の相の出力端と出力ノードとの間に直列で挿入される第１の補助変換器及び第１のリアクトルと、
前記第２の相の出力端と前記出力ノードとの間に直列で挿入される第２の補助変換器及び第２のリアクトルと、
前記出力ノードと負荷との間に挿入されるスイッチと、
を含む電源装置の制御方法であって、
前記第１の相の出力端から出力される第１の出力電圧、及び、前記第２の相の出力端から出力される第２の出力電圧のそれぞれが、所定のデューティー比に従って変化することとなるよう前記ＤＣ／ＤＣコンバータの動作を制御し、
第１のキャリア信号及び前記第１の出力電圧の交流成分と同期して変化する第１の指令値に基づいて前記第１の補助変換器の動作を制御し、
第２のキャリア信号及び前記第２の出力電圧の交流成分と同期して変化する第２の指令値に基づいて前記第２の補助変換器の動作を制御し、
前記第１の指令値及び前記第２の指令値が互いに異なる値となる第１の期間と、前記第１の指令値及び前記第２の指令値が互いに同じ値となる第２の期間とで、前記第１のキャリア信号と前記第２のキャリア信号の位相差が異なることとなるよう、所定のキャリア信号に基づいて前記第１のキャリア信号及び前記第２のキャリア信号を生成する、
電源装置の制御方法。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、電源装置、並びに、その制御装置及び制御方法に関する。

【背景技術】

【0002】

近年、電気自動車、再生可能エネルギ発電、モバイル機器など、蓄電池を利用する機器の普及が急速に進んでおり、それに伴い、蓄電池試験用の電源装置に要求される性能の水準が高度化しつつある。そのような性能の例としては、高電圧対応、大電力容量、高速応答、低出力リプル、高効率、低コストなどが挙げられる。

【0003】

非特許文献１には、典型的な蓄電池試験用の電源装置の構成が開示されている。同文献の図１に示されるように、蓄電池試験用の電源装置は、交流電源と負荷（試験対象の蓄電池）の間に、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）整流器、絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータ、非絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータ（メインコンバータ）が直列に接続されてなる構成を有している。

【0004】

非特許文献２には、高圧側電源と低圧側電源の間に接続される非絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータの出力リプルを低減するため、非絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータのメインコンバータを構成する双方向チョッパの出力端と低圧側電源の間に、フルブリッジセルからなる補助変換器を挿入する技術が開示されている。この補助変換器は、フルブリッジ回路と、該フルブリッジ回路に並列に接続されたキャパシタとを有して構成される。

【先行技術文献】

【非特許文献】

【0005】

【非特許文献1】小原 秀嶺、外４名、「セル電圧の平衡と高速出力応答のための補助インダクタ回路を有するモジュール型マルチレベルＤＣＤＣコンバータ（A Modular Multilevel DC-DC Converter With Auxiliary Inductor Circuits for Cell Voltage Balancing and Fast Output Response）」、アメリカ電気電子工学会パワーエレクトロニクスの公開ジャーナル（IEEE Open Journal of Power Electronics）、２０２２年６月２３日、ｐ．３９１－４０１

【非特許文献2】松本 雅輝、外２名、「補助フルブリッジ変換器を有する双方向チョッパの電流リプル解析と実験検証」、電気学会研究会資料（半導体電力変換研究会）、２０２３年９月１８日、ｐ．１９－２４

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0006】

本願の発明者は、非特許文献１に記載されるような電源装置の出力リプルを低減すべく、非特許文献２に記載されるような補助変換器を電源装置に適用することを検討している。具体的には、電源装置のメインコンバータの出力端と負荷との間に補助変換器を挿入することを検討している。しかしながら、検討を進める中で、電源装置に補助変換器を適用した構成には、補助変換器の初期充電を行えないという問題があることが判明した。

【0007】

詳しく説明すると、補助変換器を使用するためには、始動前に、その中のキャパシタを充電（初期充電）する必要がある。両側に電源のある非特許文献２の構成では、初期充電時に両側の電源に電流を流すことが許容されていれば、電源間に電流を流すことにより、特に問題なくこの初期充電を完了することができる。しかしながら、電源装置に補助変換器を適用する場合、同様の電流を流すためには、試験対象の蓄電池に電流を流すことになる。試験開始前の蓄電池にそのような電流を流すことは禁じられているため、補助変換器に初期充電用の電流を流すことができず、結果として従来、電源装置に補助変換器を適用することは不可能であった。

【0008】

したがって、本発明の目的の一つは、補助変換器を適用した電源装置を提供することにある。

【0009】

ところで、補助変換器の制御は、キャリア信号と、メインコンバータの出力電圧から生成される電圧信号との比較結果に基づいて実行される。従来、この制御の間、三角波キャリア信号の位相は一定の値に維持されていたが、上記目的を達成するために、電源装置のメインコンバータに第１の相と第２の相を設け、それぞれに補助変換器を設置しようとする場合、キャリア信号の位相を一定の値に維持していると、一方の補助変換器の出力電圧の位相と他方の補助変換器の出力電圧の位相とが一致し、その結果として出力リプルの低減効果が得られなくなってしまう場合があることが判明した。

【0010】

したがって、本発明の目的の他の一つは、メインコンバータに第１の相と第２の相を設け、それぞれに補助変換器を設置する場合にも、出力リプルの低減効果を得ることのできる電源装置の制御装置及び制御方法を提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0011】

本発明による電源装置は、それぞれフルブリッジ回路の第１レグ及び第２レグである第１の相及び第２の相を有するＤＣ／ＤＣコンバータと、前記第１の相の出力端と出力ノードとの間に直列で挿入される第１の補助変換器及び第１のリアクトルと、前記第２の相の出力端と前記出力ノードとの間に直列で挿入される第２の補助変換器及び第２のリアクトルと、前記出力ノードと負荷との間に挿入されるスイッチと、を含む電源装置である。

【0012】

本発明による電源装置の制御装置は、それぞれフルブリッジ回路の第１レグ及び第２レグである第１の相及び第２の相を有するＤＣ／ＤＣコンバータと、前記第１の相の出力端と出力ノードとの間に直列で挿入される第１の補助変換器及び第１のリアクトルと、前記第２の相の出力端と前記出力ノードとの間に直列で挿入される第２の補助変換器及び第２のリアクトルと、前記出力ノードと負荷との間に挿入されるスイッチと、を含む電源装置の制御装置であって、前記第１の相の出力端から出力される第１の出力電圧、及び、前記第２の相の出力端から出力される第２の出力電圧のそれぞれが、所定のデューティー比に従って変化することとなるよう前記ＤＣ／ＤＣコンバータの動作を制御し、第１のキャリア信号及び前記第１の出力電圧の交流成分と同期して変化する第１の指令値に基づいて前記第１の補助変換器の動作を制御し、第２のキャリア信号及び前記第２の出力電圧の交流成分と同期して変化する第２の指令値に基づいて前記第２の補助変換器の動作を制御し、前記第１の指令値及び前記第２の指令値が互いに異なる値となる第１の期間と、前記第１の指令値及び前記第２の指令値が互いに同じ値となる第２の期間とで、前記第１のキャリア信号と前記第２のキャリア信号の位相差が異なることとなるよう、所定のキャリア信号に基づいて前記第１のキャリア信号及び前記第２のキャリア信号を生成する、電源装置の制御装置である。

【0013】

本発明による電源装置の制御方法は、それぞれフルブリッジ回路の第１レグ及び第２レグである第１の相及び第２の相を有するＤＣ／ＤＣコンバータと、前記第１の相の出力端と出力ノードとの間に直列で挿入される第１の補助変換器及び第１のリアクトルと、前記第２の相の出力端と前記出力ノードとの間に直列で挿入される第２の補助変換器及び第２のリアクトルと、前記出力ノードと負荷との間に挿入されるスイッチと、を含む電源装置の制御方法であって、前記第１の相の出力端から出力される第１の出力電圧、及び、前記第２の相の出力端から出力される第２の出力電圧のそれぞれが、所定のデューティー比に従って変化することとなるよう前記ＤＣ／ＤＣコンバータの動作を制御し、第１のキャリア信号及び前記第１の出力電圧の交流成分と同期して変化する第１の指令値に基づいて前記第１の補助変換器の動作を制御し、第２のキャリア信号及び前記第２の出力電圧の交流成分と同期して変化する第２の指令値に基づいて前記第２の補助変換器の動作を制御し、前記第１の指令値及び前記第２の指令値が互いに異なる値となる第１の期間と、前記第１の指令値及び前記第２の指令値が互いに同じ値となる第２の期間とで、前記第１のキャリア信号と前記第２のキャリア信号の位相差が異なることとなるよう、所定のキャリア信号に基づいて前記第１のキャリア信号及び前記第２のキャリア信号を生成する、電源装置の制御方法である。

【発明の効果】

【0014】

本発明による電源装置によれば、第１の相の出力端から第１の補助変換器、出力ノード、第２の補助変換器を経て第２の相の出力端に至る電流経路を形成することができるので、負荷に電流を流すことなく、第１の補助変換器及び第２の補助変換器を充電することができる。したがって、補助変換器を適用した電源装置を提供することが可能になる。

【0015】

本発明による電源装置の制御装置及び制御方法によれば、第１の出力電圧及び第２の出力電圧が同じ値である場合と、第１の出力電圧及び第２の出力電圧が異なる値である場合とのいずれにおいても、一方の補助変換器の出力電圧の位相と他方の補助変換器の出力電圧の位相とを異ならせることができるので、メインコンバータに第１の相と第２の相を設け、それぞれに補助変換器を設置する場合にも、出力リプルの低減効果を得ることが可能になる。

【図面の簡単な説明】

【0016】

【図1】本発明の実施の形態による電源装置１及びその制御装置２の構成を示す図である。

【図2】本発明の実施の形態による制御装置２によるＤＣ／ＤＣコンバータ１１の制御方法を示す図である。

【図3】コンデンサＣ１Ａの初期充電時における各スイッチのオンオフ状態を示す図である。

【図4】コンデンサＣ１Ｂの初期充電時における各スイッチのオンオフ状態を示す図である。

【図5】本発明の背景技術による制御装置２による補助変換器１２Ａ，１２Ｂの制御方法を示す図である。

【図6】本発明の背景技術による制御装置２による補助変換器１２Ａ，１２Ｂの制御方法を示す図である。

【図7】本発明の背景技術による制御装置２による補助変換器１２Ａ，１２Ｂの制御方法を示す図である。

【図8】本発明の実施の形態による制御装置２による補助変換器１２Ａ，１２Ｂの制御方法を示す図である。

【図9】本発明の実施の形態による制御装置２による補助変換器１２Ａ，１２Ｂの制御方法を示す図である。

【図10】本発明の実施の形態による制御装置２による補助変換器１２Ａ，１２Ｂの制御方法を示す図である。

【図11】本実施の形態の変形例による電源装置１及びその制御装置２の構成を示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0017】

以下、添付図面を参照しながら、本発明の実施の形態について詳細に説明する。

【0018】

図１は、本実施の形態による電源装置１及びその制御装置２の構成を示す図である。同図に示すように、本実施の形態による電源装置１は、直流電圧Ｖｄｃ（＞０）を出力する直流電源３と、蓄電池である負荷４との間に接続される蓄電池試験用電源装置である。以下では、電源装置１が蓄電池試験用電源装置である例を取り上げて本願発明の実施の形態を説明するが、本願発明は、蓄電池試験用電源を含む各種の電源装置（電源回路、電力変換装置、電力変換器を含む）に広く適用可能である。

【0019】

電源装置１の内部には、非絶縁形のＤＣ／ＤＣコンバータ１１（メインコンバータ）、補助変換器１２Ａ，１２Ｂ、リアクトルＬＡ，ＬＢ、スイッチ１３が配置される。直流電源３は、例えば非特許文献１に記載されているような、交流電源、ＰＷＭ整流器、絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータを含む構成であってよい。

【0020】

制御装置２は電源装置１の動作を制御するコンピュータであり、図示しない外部のコンピュータから供給される指令値Ｄ＿ａ，Ｄ＿ｂ及びキャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ１，ｃａｒｒｉｅｒ２に基づいて動作するよう構成される。指令値Ｄ＿ａ，Ｄ＿ｂはそれぞれ一定の電圧値であり、通常は同じ値である。キャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ１は、０以上の電圧範囲において一定の周期Ｔで振動する三角波の信号であり、キャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ２は、電圧０を中心にして周期Ｔより短い周期で振動する三角波の信号である。制御装置２による制御の詳しい内容については、電源装置１の構成の説明の中で順次説明する。

【0021】

ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、フルブリッジ回路を構成する４つのスイッチＳ１Ａ，Ｓ２Ａ，Ｓ１Ｂ，Ｓ２Ｂを有して構成される。これらスイッチＳ１Ａ，Ｓ２Ａ，Ｓ１Ｂ，Ｓ２Ｂはそれぞれ、ＭＯＳＦＥＴ(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)やＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)などの半導体素子と、この半導体素子と並列に接続されたダイオードとを含んで構成される片方向スイッチである。この点は、後述する補助変換器１２Ａ，１２Ｂ内の各スイッチについても同様である。

【0022】

スイッチＳ１Ａ，Ｓ２Ａは、直流電源３のプラス側端子とマイナス側端子（グランド端子）の間にこの順で直列に接続されており、フルブリッジ回路の第１レグを構成する。同様に、スイッチＳ１Ｂ，Ｓ２Ｂも、直流電源３のプラス側端子とマイナス側端子の間にこの順で直列に接続されており、フルブリッジ回路の第２レグを構成する。スイッチＳ１Ａ，Ｓ１Ｂは各レグの上アーム（上側スイッチ）、スイッチＳ２Ａ，Ｓ２Ｂは各レグの下アーム（下側スイッチ）である。以下では、スイッチＳ１Ａ，Ｓ２Ａにより構成される第１レグをＤＣ／ＤＣコンバータ１１の「第１の相」と称し、スイッチＳ１Ｂ，Ｓ２Ｂにより構成される第２レグをＤＣ／ＤＣコンバータ１１の「第２の相」と称する。スイッチＳ１Ａ，Ｓ２Ａの接続点は第１の相の出力端を構成し、スイッチＳ１Ｂ，Ｓ２Ｂの接続点は第２の相の出力端を構成する。

【0023】

図２は、制御装置２によるＤＣ／ＤＣコンバータ１１の制御方法を示す図である。同図に示すキャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ａ，ｃａｒｒｉｅｒ＿ｂは、上述したキャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ１に基づいて制御装置２が生成する信号である。キャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ１は周期Ｔで振動する三角波の信号であり、キャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ａは、キャリア信号ｃａｒｒｉｅ１そのものとなる。キャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｂは、キャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ１の位相を１８０°シフトしてなる信号である。

【0024】

制御装置２は、キャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ａと指令値Ｄ＿ａを比較することにより、スイッチＳ１Ａ，Ｓ２Ａのオンオフ制御を行う。具体的に説明すると、制御装置２は、キャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ａが指令値Ｄ＿ａより小さい時間長ｄＴ（０＜ｄ＜１）の期間でスイッチＳ１Ａをオン、スイッチＳ２Ａをオフとし、キャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ａが指令値Ｄ＿ａより大きい時間長（１－ｄ）Ｔの期間でスイッチＳ１Ａをオフ、スイッチＳ１Ａをオンとする。また、制御装置２は、キャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｂと指令値Ｄ＿ｂを比較することにより、スイッチＳ１Ｂ，Ｓ２Ｂのオンオフ制御を行う。具体的に説明すると、制御装置２は、キャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｂが指令値Ｄ＿ｂより小さい時間長ｄＴの期間でスイッチＳ１Ｂをオン、スイッチＳ２Ｂをオフとし、キャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｂが指令値Ｄ＿ｂより大きい時間長（１－ｄ）Ｔの期間でスイッチＳ１Ｂをオフ、スイッチＳ１Ｂをオンとする。

【0025】

以上の制御により、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の第１の相の出力電圧Ｖｍａ、第２の相の出力電圧Ｖｍｂは、以下の式（１）～（４）で表される電圧となる。ただし、Ｖｍａ_ｄｃ，Ｖｍｂ_ｄｃはそれぞれ出力電圧Ｖｍａ，Ｖｍｂの直流成分であり、Ｖｍａ_ａｃ，Ｖｍｂ_ａｃはそれぞれ出力電圧Ｖｍａ，Ｖｍｂの交流成分である。以下では、電圧Ｖｍａ_ａｃ，Ｖｍｂ_ａｃが（１－ｄ）Ｖ_ｄｃである期間をそれぞれ出力電圧Ｖｍａ，Ｖｍｂの「ハイ期間」と称し、電圧Ｖｍａ_ａｃ，Ｖｍｂ_ａｃが－ｄＶ_ｄｃである期間をそれぞれ出力電圧Ｖｍａ，Ｖｍｂの「ロー期間」と称する場合がある。

【0026】

【数1】

【0027】

図１に戻る。スイッチ１３は、共通端子及び２つの選択端子を有する単極双投式のスイッチである。スイッチ１３の共通端子は、図示したノードｎ１（出力ノード）を構成する。スイッチ１３の一方の選択端子は、負荷４の一方の端子に接続される。したがって、スイッチ１３の一方の選択端子が選択されている場合、ノードｎ１は負荷４の一方の端子に接続されることになる。負荷４の他方の端子は、直流電源３のマイナス側端子に接続される。スイッチ１３の他方の選択端子は、開放端を構成する。したがって、スイッチ１３の他方の選択端子が選択されている場合、ノードｎ１は負荷４から切り離されることになる。

【0028】

ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の第１の相の出力端（スイッチＳ１Ａ，Ｓ２Ａの接続点）とノードｎ１との間には、補助変換器１２Ａ及びリアクトルＬＡが直列に挿入される。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の第２の相の出力端（スイッチＳ１Ｂ，Ｓ２Ｂの接続点）とノードｎ１との間には、補助変換器１２Ｂ及びリアクトルＬＢが直列に挿入される。

【0029】

補助変換器１２Ａ（第１の補助変換器）は、フルブリッジ回路を構成する４つのスイッチＳ１１Ａ１，Ｓ１２Ａ１，Ｓ２１Ａ１，Ｓ２２Ａ１と、コンデンサＣ１Ａとを含んで構成される。スイッチＳ１１Ａ１はフルブリッジ回路の入力側レグの上側スイッチ（第１の上側スイッチ）を構成し、スイッチＳ１２Ａ１はフルブリッジ回路の入力側レグの下アーム側スイッチ（第１の下側スイッチ）を構成する。スイッチＳ１１Ａ１，Ｓ１２Ａ１の接続点はフルブリッジ回路の入力端を構成しており、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の第１の相の出力端に接続される。また、スイッチＳ２１Ａ１はフルブリッジ回路の出力側レグの上アーム（第２の上側スイッチ）を構成し、スイッチＳ２２Ａ１はフルブリッジ回路の出力側レグの下アーム（第２の下側スイッチ）を構成する。スイッチＳ２１Ａ１，Ｓ２２Ａ１の接続点はフルブリッジ回路の出力端を構成しており、リアクトルＬＡを介してノードｎ１に接続される。コンデンサＣ１Ａは、フルブリッジ回路の入力側レグと出力側レグの間に、これらと並列に接続される。

【0030】

補助変換器１２Ａは、制御装置２の制御によって動作するよう構成される。制御装置２は、外部から供給されるキャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ２及び指令値Ｄ＿ａに基づいてスイッチＳ１１Ａ１，Ｓ１２Ａ１，Ｓ２１Ａ１，Ｓ２２Ａ１のオンオフを制御することにより、補助変換器１２Ａの動作制御を行う。この制御の詳細については、後ほど図５～図１０を参照して説明する。

【0031】

補助変換器１２Ｂ（第２の補助変換器）は、フルブリッジ回路を構成する４つのスイッチＳ１１Ｂ１，Ｓ１２Ｂ１，Ｓ２１Ｂ１，Ｓ２２Ｂ１と、コンデンサＣ１Ｂとを含んで構成される。スイッチＳ１１Ｂ１はフルブリッジ回路の入力側レグの上側スイッチ（第１の上側スイッチ）を構成し、スイッチＳ１２Ｂ１はフルブリッジ回路の入力側レグの下側スイッチ（第１の下側スイッチ）を構成する。スイッチＳ１１Ｂ１，Ｓ１２Ｂ１の接続点はフルブリッジ回路の入力端を構成しており、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の第２の相の出力端に接続される。また、スイッチＳ２１Ｂ１はフルブリッジ回路の出力側レグの上側スイッチ（第２の上側スイッチ）を構成し、スイッチＳ２２Ｂ１はフルブリッジ回路の出力側レグの下側スイッチ（第２の下側スイッチ）を構成する。スイッチＳ２１Ｂ１，Ｓ２２Ｂ１の接続点はフルブリッジ回路の出力端を構成しており、リアクトルＬＢを介してノードｎ１に接続される。コンデンサＣ１Ｂは、フルブリッジ回路の入力側レグと出力側レグの間に、これらと並列に接続される。

【0032】

補助変換器１２Ｂも、制御装置２の制御によって動作するよう構成される。制御装置２は、外部から供給されるキャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ２及び指令値Ｄ＿ｂに基づいてスイッチＳ１１Ｂ１，Ｓ１２Ｂ１，Ｓ２１Ｂ１，Ｓ２２Ｂ１のオンオフを制御することにより、補助変換器１２Ｂの動作制御を行う。この制御の詳細についても、後ほど図５～図１０を参照して説明する。

【0033】

電源装置１を用いた負荷４の試験を開始する前には、補助変換器１２Ａ，１２Ｂ内のコンデンサＣ１Ａ，Ｃ１Ｂに対し、上述した初期充電を行っておく必要がある。本実施の形態によれば、この初期充電を、負荷４に電流を流すことなく実現できる。以下、この点について、具体的に説明する。

【0034】

図３及び図４は、コンデンサＣ１Ａ，Ｃ１Ｂの初期充電時における各スイッチのオンオフ状態を示す図である。図３には、コンデンサＣ１Ａの初期充電時における各スイッチの状態を示し、図４には、コンデンサＣ１Ｂの初期充電時における各スイッチの状態を示している。

【0035】

初めに図３を参照すると、この場合の制御装置２は、スイッチＳ１Ａ，Ｓ２Ｂ，Ｓ１１Ａ１，Ｓ２２Ａ１，Ｓ２１Ｂ１，Ｓ１１Ｂ１をオンに制御し、スイッチＳ２Ａ，Ｓ１Ｂ，Ｓ１２Ａ１，Ｓ２１Ａ１，Ｓ２２Ｂ１，Ｓ１２Ｂ１をオフに制御する。また、スイッチ１３の他方の選択端子（開放端を構成する端子）を選択する。これにより、図３に破線で示したように、直流電源３とコンデンサＣ１Ａを接続する電流の流路が形成され、コンデンサＣ１Ａの充電が行われる。このとき、ノードｎ１は負荷４から切り離されているため、初期充電のための電流が負荷４に流れ込むことはない。

【0036】

次に図４を参照すると、この場合の制御装置２は、スイッチＳ１Ａ，Ｓ２Ｂ，Ｓ１１Ａ１，Ｓ２１Ａ１，Ｓ２１Ｂ１，Ｓ１２Ｂ１をオンに制御し、スイッチＳ２Ａ，Ｓ１Ｂ，Ｓ１２Ａ１，Ｓ２２Ａ１，Ｓ２２Ｂ１，Ｓ１１Ｂ１をオフに制御する。また、スイッチ１３の他方の選択端子（開放端を構成する端子）を選択する。これにより、図４に破線で示したように、直流電源３とコンデンサＣ１Ｂを接続する電流の流路が形成され、コンデンサＣ１Ｂの充電が行われる。このときも、ノードｎ１は負荷４から切り離されているため、初期充電のための電流が負荷４に流れ込むことはない。

【0037】

以上説明したように、本実施の形態による電源装置１によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の第１の相の出力端から補助変換器１２Ａ、ノードｎ１、補助変換器１２Ｂを経て第２の相の出力端に至る電流経路を形成することができるので、負荷４に電流を流すことなく、コンデンサＣ１Ａ，Ｃ１Ｂを充電することができる。したがって、補助変換器を適用した電源装置を提供することが可能になる。

【0038】

なお、コンデンサＣ１Ａ，Ｃ１Ｂの初期充電を行うために形成すべき電流の流路が図３及び図４に示したものに限定されないのは勿論である。例えば、コンデンサＣ１Ａを初期充電する場合を例に取ると、スイッチＳ１Ｂ，Ｓ２Ａ，Ｓ１１Ｂ１，Ｓ２１Ｂ１，Ｓ２１Ａ１，Ｓ１２Ａ１をオンに制御し、スイッチＳ２Ｂ，Ｓ１Ａ，Ｓ１２Ｂ１，Ｓ２２Ｂ１，Ｓ２２Ａ１，Ｓ１１Ａ１をオフに制御することによっても、コンデンサＣ１Ａを初期充電することができる。また、コンデンサＣ１Ａ，Ｃ１Ｂを同時に充電するような経路を用いてもよい。

【0039】

次に、本実施の形態による電源装置１において出力リプルの低減効果を得るために、本実施の形態による制御装置２が行う電源装置１の制御について、詳しく説明する。

【0040】

図５～図７は、本発明の背景技術による制御装置２による補助変換器１２Ａ，１２Ｂの制御方法を示す図である。また、図８～図１０は、本実施の形態による制御装置２による補助変換器１２Ａ，１２Ｂの制御方法を示す図である。以下、初めに図５～図７を参照しながら背景技術の課題について説明した後、図８～図１０を参照して、本実施の形態による制御装置２による補助変換器１２Ａ，１２Ｂの制御の内容を詳しく説明する。

【0041】

図５には、本発明の背景技術による補助変換器１２Ａの制御に関わる電圧、信号等を示している。同図に示す指令値Ｄ＿Ｖａ＿ｐ，Ｄ＿Ｖａ＿ｎは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１を制御するために外部から供給される指令値Ｄ＿ａに基づいて制御装置２が生成する指令値である。制御装置２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の制御時と同様にしてキャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ａと指令値Ｄ＿ａを比較することにより、第１の相の出力電圧Ｖｍａの交流成分Ｖｍａ_ａｃに同期して変化する指令値Ｄ＿Ｖａ＿ｐ，Ｄ＿Ｖａ＿ｎを生成する。

【0042】

また、図５に示すキャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｐは、外部から供給されるキャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ２に基づいて制御装置２が生成する信号である。キャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｐは、キャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ２そのものであってよい。

【0043】

指令値Ｄ＿Ｖａ＿ｐの具体的な値は、キャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｐの振幅との関係で決定される。一例では、出力電圧Ｖｍａのハイ期間における指令値Ｄ＿Ｖａ＿ｐの値は、キャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｐの最大値より少し小さい値（例えば、キャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｐの最大値の約８５．３％）に設定され、出力電圧Ｖｍａのロー期間における指令値Ｄ＿Ｖａ＿ｐの値は、０より少し小さい値（例えば、キャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｐの最小値の約２１．３％）に設定される。指令値Ｄ＿Ｖａ＿ｎの具体的な値は、指令値Ｄ＿Ｖａ＿ｐの符号を反転させてなる値に設定される。

【0044】

制御装置２は、以上のようにして生成した指令値Ｄ＿Ｖａ＿ｐ，Ｄ＿Ｖａ＿ｎ及びキャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｐに基づいて、補助変換器１２Ａ内のスイッチＳ１１Ａ１，Ｓ１２Ａ１，Ｓ２１Ａ１，Ｓ２２Ａ１を制御する。具体的に説明すると、制御装置２は、指令値Ｄ＿Ｖａ＿ｐがキャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｐを上回っている場合に、スイッチＳ１１Ａ１をオン、スイッチＳ１２Ａ１をオフに制御し、指令値Ｄ＿Ｖａ＿ｐがキャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｐ以下となっている場合にスイッチＳ１１Ａ１をオフ、スイッチＳ１２Ａ１をオンに制御する。また、制御装置２は、指令値Ｄ＿Ｖａ＿ｎがキャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｐを上回っている場合に、スイッチＳ２１Ａ１をオン、スイッチＳ２２Ａ１をオフに制御し、指令値Ｄ＿Ｖａ＿ｎがキャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｐ以下となっている場合にスイッチＳ２１Ａ１をオフ、スイッチＳ２２Ａ１をオンに制御する。

【0045】

図５に示す電圧Ｖａは、図１にも示したように、補助変換器１２Ａの出力端に対する補助変換器１２Ａの入力端の電位差である。上記の制御の結果、電圧Ｖａは、出力電圧Ｖｍａのロー期間（指令値Ｄ＿Ｖａ＿ｐが相対的に小さい期間）には－７５０Ｖと０Ｖの間で振動する電圧となり、出力電圧Ｖｍａのハイ期間（指令値Ｄ＿Ｖａ＿ｐが相対的に大きい期間）には０Ｖと７５０Ｖの間で振動する電圧となる。

【0046】

次に図６を参照すると、同図には、補助変換器１２Ｂの制御に関わる電圧、信号等を示している。同図に示す指令値Ｄ＿Ｖｂ＿ｐ，Ｄ＿Ｖｂ＿ｎは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１を制御するために外部から供給される指令値Ｄ＿ｂに基づいて制御装置２が生成する指令値である。制御装置２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の制御時と同様にしてキャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｂと指令値Ｄ＿ｂを比較することにより、第１の相の出力電圧Ｖｍａの交流成分Ｖｍｂ_ａｃに同期して変化する指令値Ｄ＿Ｖｂ＿ｐ，Ｄ＿Ｖｂ＿ｎを生成する。

【0047】

また、図６に示すキャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｎは、外部から供給されるキャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ２に基づいて制御装置２が生成する信号である。制御装置２は、キャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ２の位相を９０°遅らせることによって、キャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｎを生成する。したがって、キャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｎは、キャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｐに対して位相が９０°遅れた信号となる。

【0048】

指令値Ｄ＿Ｖｂ＿ｐの具体的な値は、指令値Ｄ＿Ｖａ＿ｐと同様にして決定される。結果として、出力電圧Ｖｍｂのハイ期間における指令値Ｄ＿Ｖｂ＿ｐの値は、出力電圧Ｖｍａのハイ期間における指令値Ｄ＿Ｖａ＿ｐの値に等しくなり、出力電圧Ｖｍｂのロー期間における指令値Ｄ＿Ｖｂ＿ｐの値は、出力電圧Ｖｍａのロー期間における指令値Ｄ＿Ｖａ＿ｐの値に等しくなる。また、指令値Ｄ＿Ｖｂ＿ｎの具体的な値は、指令値Ｄ＿Ｖｂ＿ｐの符号を反転させてなる値に設定される。

【0049】

制御装置２は、以上のようにして生成した指令値Ｄ＿Ｖｂ＿ｐ，Ｄ＿Ｖｂ＿ｎ及びキャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｎに基づいて、補助変換器１２Ｂ内のスイッチＳ１１Ｂ１，Ｓ１２Ｂ１，Ｓ２１Ｂ１，Ｓ２２Ｂ１を制御する。具体的に説明すると、制御装置２は、指令値Ｄ＿Ｖｂ＿ｐがキャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｎを上回っている場合に、スイッチＳ１１Ｂ１をオン、スイッチＳ１２Ｂ１をオフに制御し、指令値Ｄ＿Ｖｂ＿ｐがキャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｎ以下となっている場合にスイッチＳ１１Ｂ１をオフ、スイッチＳ１２Ｂ１をオンに制御する。また、制御装置２は、指令値Ｄ＿Ｖｂ＿ｎがキャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｎを上回っている場合に、スイッチＳ２１Ｂ１をオン、スイッチＳ２２Ｂ１をオフに制御し、指令値Ｄ＿Ｖｂ＿ｎがキャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｎ以下となっている場合にスイッチＳ２１Ｂ１をオフ、スイッチＳ２２Ｂ１をオンに制御する。

【0050】

図６に示す電圧Ｖｂは、図１にも示したように、補助変換器１２Ｂの出力端に対する補助変換器１２Ｂの入力端の電位差である。上記の制御の結果、電圧Ｖｂは、出力電圧Ｖｍｂのロー期間（指令値Ｄ＿Ｖｂ＿ｐが相対的に小さい期間）には－７５０Ｖと０Ｖの間で振動する電圧となり、出力電圧Ｖｍａのハイ期間（指令値Ｄ＿Ｖｂ＿ｐが相対的に大きい期間）には０Ｖと７５０Ｖの間で振動する電圧となる。

【0051】

次に図７を参照すると、同図には、図５又は図６にも示したキャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｐ，ｃａｒｒｉｅｒ＿ｎ、電圧Ｖａ，Ｖｂと、上記制御の結果として負荷４に流れ込む負荷電流ｉＬとを示している。図示した期間ＶＤＰは、指令値Ｄ＿Ｖａ＿ｐと指令値Ｄ＿Ｖｂ＿ｐが互いに異なる値（したがって、指令値Ｄ＿Ｖａ＿ｎと指令値Ｄ＿Ｖｂ＿ｎも互いに異なる値）となる期間（第１の期間）であり、期間ＶＳＰは、指令値Ｄ＿Ｖａ＿ｐと指令値Ｄ＿Ｖｂ＿ｐが互いに同じ値（したがって、指令値Ｄ＿Ｖａ＿ｎと指令値Ｄ＿Ｖｂ＿ｎも互いに同じ値）となる期間（第２の期間）である。

【0052】

図７から理解されるように、期間ＶＤＰでは、期間ＶＳＰに比べ、負荷電流ｉＬに重畳するリプル（出力リプル）が大きくなってしまっている。これは、期間ＶＳＰでは電圧Ｖａ，Ｖｂの位相が異なっているのに対し、期間ＶＤＰでは電圧Ｖａ，Ｖｂの位相が一致していることによるものである。

【0053】

なお、この例では期間ＶＤＰにおいて電圧Ｖａ，Ｖｂの位相が一致しているが、もし仮にキャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｐ，ｃａｒｒｉｅｒ＿ｎの位相差を常に０°（すなわち、キャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｐ，ｃａｒｒｉｅｒ＿ｎの位相差がない状態）に設定したとすると、期間ＶＤＰにおいては電圧Ｖａ，Ｖｂの位相が異なることになる一方で、期間ＶＳＰにおいて電圧Ｖａ，Ｖｂの位相が一致してしまうことになる。したがって、キャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｐ，ｃａｒｒｉｅｒ＿ｎの位相差を０°にしたとしても、出力リプルが大きくなってしまうという問題は解決しない。

【0054】

そこで本実施の形態による制御装置２は、期間ＶＳＰと期間ＶＤＰとでキャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｐ，ｃａｒｒｉｅｒ＿ｎの位相差が異なることとなるよう、キャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｐ，ｃａｒｒｉｅｒ＿ｎを生成するよう構成される。より具体的に言えば、本実施の形態による制御装置２は、キャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｐ，ｃａｒｒｉｅｒ＿ｎの位相差が期間ＶＳＰでは９０°となり、期間ＶＳＰでは０°又は１８０°となるよう、キャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｐ，ｃａｒｒｉｅｒ＿ｎを生成する。こうすることで、期間ＶＤＰ，ＶＳＰのいずれにおいても電圧Ｖａ，Ｖｂの位相を異ならせることができるので、本実施の形態による電源装置１のようにＤＣ／ＤＣコンバータ１０に第１の相と第２の相を設け、それぞれに補助変換器を設置する場合にも、出力リプルの低減効果を得ることが可能になる。以下、図８～図１０を参照しながら、この点について詳しく説明する。

【0055】

図８には、図５と同様、補助変換器１２Ａの制御に関わる電圧、信号等を示している。また、図９には、図６と同様、補助変換器１２Ｂの制御に関わる電圧、信号等を示している。これらの図から理解されるように、本実施の形態による制御装置２は、キャリア信号ｃａｒｒｉｅｒに基づいてキャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｐ，ｃａｒｒｉｅｒ＿ｎを生成するにあたり、一定の位相ではなく、指令値Ｄ＿Ｖａ＿ｐ，Ｄ＿Ｖｂ＿ｐの値に応じて位相を変えながら、キャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｐ，ｃａｒｒｉｅｒ＿ｎの生成を行う。

【0056】

具体的に説明すると、まず図８に示すキャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｐについて、制御装置２は、指令値Ｄ＿Ｖａ＿ｐが相対的に小さい期間（出力電圧Ｖｍａのロー期間）においては、キャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ２の位相を９０°遅らせることによってキャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｐを生成し、指令値Ｄ＿Ｖａ＿ｐが相対的に大きい期間（出力電圧Ｖｍａのハイ期間）においては、キャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ２そのものをキャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｐとして生成する。次に図９に示すキャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｎについて、制御装置２は、指令値Ｄ＿Ｖｂ＿ｐが相対的に小さい期間（出力電圧Ｖｍｂのロー期間）においては、キャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ２そのものをキャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｎとして生成し、指令値Ｄ＿Ｖｂ＿ｐが相対的に大きい期間（出力電圧Ｖｍｂのハイ期間）においては、キャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ２の位相を９０°遅らせることによってキャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｎを生成する。

【0057】

制御装置２が以上のようにしてキャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｐ，ｃａｒｒｉｅｒ＿ｎを生成することの結果として、図８及び図９に示すように、本実施の形態においては、電圧Ｖａ，Ｖｂともに、図５及び図６の例とは異なり一定の位相で振動することになる。

【0058】

図１０には、図８又は図９にも示したキャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｐ，ｃａｒｒｉｅｒ＿ｎ、電圧Ｖａ，Ｖｂと、本実施の形態による制御装置２が行った制御の結果として負荷４に流れ込む負荷電流ｉＬとを示している。図７と比較すると理解されるように、本実施の形態においては、期間ＶＤＰにおいてはキャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｐ，ｃａｒｒｉｅｒ＿ｎの位相が一致し、期間ＶＳＰにおいてはキャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｐ，ｃａｒｒｉｅｒ＿ｎの位相が９０°異なっている。これにより、期間ＶＤＰ，ＶＳＰのいずれにおいても電圧Ｖａ，Ｖｂの位相が一致することはなく、その結果として、期間ＶＤＰ，ＶＳＰのいずれにおいても、出力リプルの大きさが図７の期間ＶＳＰにおける出力リプルと同程度に留まっている。したがって、本実施の形態による電源装置１の制御装置２及び制御方法によれば、本実施の形態による電源装置１において、出力リプルの低減効果を得ることが可能になると言える。なお、図１０から容易に理解されるように、期間ＶＤＰにおいてキャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｐ，ｃａｒｒｉｅｒ＿ｎの位相が１８０°異なることとしても、同様の効果を得ることができる。

【0059】

以上説明したように、本実施の形態による電源装置１の制御装置２及び制御方法によれば、期間ＶＤＰ，ＶＳＰのいずれにおいても電圧Ｖａ，Ｖｂの位相を異ならせることができるので、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０に第１の相と第２の相を設け、それぞれに補助変換器を設置する場合にも、出力リプルの低減効果を得ることが可能になる。

【0060】

以上、本発明の好ましい実施の形態について説明したが、本発明はこうした実施の形態に何等限定されるものではなく、本発明が、その要旨を逸脱しない範囲において、種々なる態様で実施され得ることは勿論である。

【0061】

図１１は、本実施の形態の変形例による電源装置１及びその制御装置２の構成を示す図である。同図に示すように、本変形例による電源装置１は、補助変換器１２Ａ，１２Ｂを３個ずつ有する点で、本実施の形態による電源装置１と相違する。３個の補助変換器１２Ａは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の第１の相の出力端と、リアクトルＬＡとの間に直列に接続される。以下、３個の補助変換器１２Ａを、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１に近い側から順に、補助変換器１２Ａ－１，１２Ａ－２，１２Ａ－３と称する。同様に、３個の補助変換器１２Ｂは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の第２の相の出力端と、リアクトルＬＢとの間に直列に接続される。以下、３個の補助変換器１２Ｂを、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１に近い側から順に、補助変換器１２Ｂ－１，１２Ｂ－２，１２Ｂ－３と称する。

【0062】

図１１に記載の電源装置１において各補助変換器１２Ａ，１２Ｂの初期充電を行う場合には、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１内及び各補助変換器１２Ａ，１２Ｂ内の各スイッチを適宜制御することによって、図３及び図４に示したものと同様の電流経路を形成し、各補助変換器１２Ａ，１２Ｂ内のコンデンサを１つずつ充電していけばよい。したがって、本変形例によれば、各相に複数の補助変換器を適用した電源装置を提供することが可能になると言える。

【0063】

また、図１１において補助変換器１２Ａ－１の中に示した２つの角度は、制御装置２が補助変換器１２Ａ－１を制御するために生成するキャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｐの位相を示している。双方向矢印の左側の角度は、電圧Ｖｍａのハイ期間におけるキャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｐの位相（この場合は０°）を示し、双方向矢印の右側の角度は、電圧Ｖｍａのロー期間におけるキャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｐの位相（この場合は９０°）を示している。他の補助変換器１２Ａ，１２Ｂの中に示した２つの角度についても同様である。

【0064】

図１１に示した角度から理解されるように、補助変換器１２Ａ，１２Ｂを３個ずつ用いる場合、１段目の補助変換器１２Ａ－１，１２Ｂ－１については、キャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｐ，ｃａｒｒｉｅｒ＿ｎの位相を０°又は９０°とし、２段目の補助変換器１２Ａ－２，１２Ｂ－２については、キャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｐ，ｃａｒｒｉｅｒ＿ｎの位相を３０°又は１２０°とし、３段目の補助変換器１２Ａ－３，１２Ｂ－３については、キャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｐ，ｃａｒｒｉｅｒ＿ｎの位相を６０°又は１５０°とすればよい。一般化して補助変換器１２Ａ，１２ＢをＮ個ずつ用いる場合について言えば、１段目の補助変換器１２Ａ，１２Ｂについては、キャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｐ，ｃａｒｒｉｅｒ＿ｎの位相を０°又は９０°とし、Ｎ段目の補助変換器１２Ａ，１２Ｂについては、キャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｐ，ｃａｒｒｉｅｒ＿ｎの位相を１８０°／Ｎ又は１８０°／Ｎ＋９０°とし、ｎ段目（ｎは２～Ｎ－１の整数）の補助変換器１２Ａ，１２Ｂについては、キャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ＿ｐ，ｃａｒｒｉｅｒ＿ｎの位相を（１８０°／Ｎ）×（ｎ－１／Ｎ－１）又は（１８０°／Ｎ）×（ｎ－１／Ｎ－１）＋９０°とすればよい。こうすることで、本変形例による電源装置１においても、本実施の形態と同様に出力リプルの低減効果を得ることが可能になる。

【符号の説明】

【0065】

１ 電源装置
２ 制御装置
３ 直流電源
４ 負荷（試験対象の蓄電池）
１１ ＤＣ／ＤＣコンバータ
１２Ａ，１２Ｂ 補助変換器
１３ スイッチ
Ｃ１Ａ，Ｃ１Ｂ コンデンサ
ＬＡ，ＬＢ リアクトル
Ｓ１Ａ，Ｓ２Ａ，Ｓ１Ｂ，Ｓ２Ｂ スイッチ
Ｓ１１Ａ１，Ｓ１２Ａ１，Ｓ２１Ａ１，Ｓ２２Ａ１ スイッチ
Ｓ１１Ｂ１，Ｓ１２Ｂ１，Ｓ２１Ｂ１，Ｓ２２Ｂ１ スイッチ
ＶＤＰ 第１の期間
ＶＳＰ 第２の期間

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】