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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2025018332
(43)【公開日】2025-02-06
(54)【発明の名称】電力変換装置
(51)【国際特許分類】
H02M 7/48 20070101AFI20250130BHJP
【ＦＩ】
H02M7/48 E
【審査請求】未請求
【請求項の数】9
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2023121935
(22)【出願日】2023-07-26
(71)【出願人】
【識別番号】509186579
【氏名又は名称】日立Ａｓｔｅｍｏ株式会社
(74)【代理人】
【識別番号】110002365
【氏名又は名称】弁理士法人サンネクスト国際特許事務所
(72)【発明者】
【氏名】渡邉 聡
【テーマコード（参考）】
5H770
【Ｆターム（参考）】
5H770BA01
5H770BA02
5H770CA06
5H770EA01
5H770GA01
5H770HA02X
5H770HA02Y
5H770HA06X
5H770HA19X
5H770LB05
5H770LB10
(57)【要約】
【課題】電力変換装置に設けられたスイッチング素子に流れる電流を精度良く推定する。
【解決手段】電力変換装置１は、スイッチング素子１０１と、スイッチング素子１０１の主電極であるソース電極に直列に接続されたインダクタンス成分１０３および寄生抵抗１０４に発生する電圧の積分値（出力電圧Ｖout）を出力する積分回路１０６と、積分回路１０６から出力される出力電圧Ｖoutに基づいて、スイッチング素子１０１のソース電極に流れる電流ＩSを求める第１電流検出回路２１とを備える。第１電流検出回路２１は、スイッチング素子１０１のターンオフ前後の区間において積分回路１０６から出力される第１積分値と、スイッチング素子１０１のターンオン前後の区間において積分回路１０６から出力される第２積分値と、に基づいて、ソース電極に流れる電流の大きさを表す第１電流値を算出する。
【選択図】図１
【解決手段】電力変換装置１は、スイッチング素子１０１と、スイッチング素子１０１の主電極であるソース電極に直列に接続されたインダクタンス成分１０３および寄生抵抗１０４に発生する電圧の積分値（出力電圧Ｖout）を出力する積分回路１０６と、積分回路１０６から出力される出力電圧Ｖoutに基づいて、スイッチング素子１０１のソース電極に流れる電流ＩSを求める第１電流検出回路２１とを備える。第１電流検出回路２１は、スイッチング素子１０１のターンオフ前後の区間において積分回路１０６から出力される第１積分値と、スイッチング素子１０１のターンオン前後の区間において積分回路１０６から出力される第２積分値と、に基づいて、ソース電極に流れる電流の大きさを表す第１電流値を算出する。
【選択図】図１
【特許請求の範囲】
【請求項1】
スイッチング素子と、
前記スイッチング素子の主電極に直列に接続されたインダクタンス成分および寄生抵抗に発生する電圧の積分値を出力する積分回路と、
前記積分回路から出力される前記積分値に基づいて、前記スイッチング素子の前記主電極に流れる電流を求める第１電流検出回路と、を備え、
前記第１電流検出回路は、前記スイッチング素子のターンオフ前後の区間において前記積分回路から出力される第１積分値と、前記スイッチング素子のターンオン前後の区間において前記積分回路から出力される第２積分値と、に基づいて、前記主電極に流れる電流の大きさを表す第１電流値を算出する、
電力変換装置。
前記スイッチング素子の主電極に直列に接続されたインダクタンス成分および寄生抵抗に発生する電圧の積分値を出力する積分回路と、
前記積分回路から出力される前記積分値に基づいて、前記スイッチング素子の前記主電極に流れる電流を求める第１電流検出回路と、を備え、
前記第１電流検出回路は、前記スイッチング素子のターンオフ前後の区間において前記積分回路から出力される第１積分値と、前記スイッチング素子のターンオン前後の区間において前記積分回路から出力される第２積分値と、に基づいて、前記主電極に流れる電流の大きさを表す第１電流値を算出する、
電力変換装置。
【請求項2】
請求項１に記載された電力変換装置であって、
前記スイッチング素子を複数有し、
複数の前記スイッチング素子の各々に対して前記第１電流検出回路が設けられ、
前記第１電流検出回路により算出された前記スイッチング素子ごとの前記第１電流値に基づいて、前記電力変換装置の出力電流を推定する出力電流推定回路を備える、
電力変換装置。
前記スイッチング素子を複数有し、
複数の前記スイッチング素子の各々に対して前記第１電流検出回路が設けられ、
前記第１電流検出回路により算出された前記スイッチング素子ごとの前記第１電流値に基づいて、前記電力変換装置の出力電流を推定する出力電流推定回路を備える、
電力変換装置。
【請求項3】
請求項２に記載された電力変換装置であって、
前記スイッチング素子は、前記電力変換装置が出力する三相交流電流の各相の上下アームに対してそれぞれ設けられており、
前記出力電流推定回路は、各相の上下アームの前記スイッチング素子にそれぞれ入力されるゲート指令のパルス幅の組み合わせに基づいて、いずれか２相の上アームまたは下アームをそれぞれ選択し、選択した各アームの前記スイッチング素子に対して設けられた前記第１電流検出回路から出力される前記第１電流値に基づいて、前記電力変換装置の各相の出力電流を推定する、
電力変換装置。
前記スイッチング素子は、前記電力変換装置が出力する三相交流電流の各相の上下アームに対してそれぞれ設けられており、
前記出力電流推定回路は、各相の上下アームの前記スイッチング素子にそれぞれ入力されるゲート指令のパルス幅の組み合わせに基づいて、いずれか２相の上アームまたは下アームをそれぞれ選択し、選択した各アームの前記スイッチング素子に対して設けられた前記第１電流検出回路から出力される前記第１電流値に基づいて、前記電力変換装置の各相の出力電流を推定する、
電力変換装置。
【請求項4】
請求項２または３に記載された電力変換装置であって、
前記電力変換装置の各相の出力電流を検出する第２電流検出回路と、
前記出力電流推定回路により推定された各相の前記出力電流と、前記第２電流検出回路により検出された各相の前記出力電流とを比較し、その比較結果に基づいて前記第２電流検出回路における異常発生の有無を判定する異常検出回路と、を備える、
電力変換装置。
前記電力変換装置の各相の出力電流を検出する第２電流検出回路と、
前記出力電流推定回路により推定された各相の前記出力電流と、前記第２電流検出回路により検出された各相の前記出力電流とを比較し、その比較結果に基づいて前記第２電流検出回路における異常発生の有無を判定する異常検出回路と、を備える、
電力変換装置。
【請求項5】
請求項４に記載された電力変換装置であって、
前記第２電流検出回路は、前記電力変換装置が出力する三相交流電流を検出するホールセンサである、
電力変換装置。
前記第２電流検出回路は、前記電力変換装置が出力する三相交流電流を検出するホールセンサである、
電力変換装置。
【請求項6】
請求項１から３のいずれかに記載された電力変換装置であって、
前記第１電流検出回路とは異なる方式で、前記スイッチング素子の前記主電極に流れる電流を検出し、その検出結果に応じた第２電流値を出力する第２電流検出回路と、
前記第１電流検出回路により算出された前記第１電流値と、前記第２電流検出回路から出力される前記第２電流値とを比較し、その比較結果に基づいて前記第２電流検出回路または前記スイッチング素子における異常発生の有無を判定する異常検出回路と、を備える、
電力変換装置。
前記第１電流検出回路とは異なる方式で、前記スイッチング素子の前記主電極に流れる電流を検出し、その検出結果に応じた第２電流値を出力する第２電流検出回路と、
前記第１電流検出回路により算出された前記第１電流値と、前記第２電流検出回路から出力される前記第２電流値とを比較し、その比較結果に基づいて前記第２電流検出回路または前記スイッチング素子における異常発生の有無を判定する異常検出回路と、を備える、
電力変換装置。
【請求項7】
請求項６に記載された電力変換装置であって、
前記スイッチング素子は、電流センス素子と感温素子とを備え、
前記第２電流検出回路は、前記電流センス素子の電流であるセンス電流を検出するセンス電流検出回路と、前記感温素子の温度である感温素子温度を検出する感温素子温度検出回路と、前記センス電流と前記感温素子温度に基いて前記電力変換装置の出力電流を推定するオンチップセンサ出力電流推定回路と、を備える、
電力変換装置。
前記スイッチング素子は、電流センス素子と感温素子とを備え、
前記第２電流検出回路は、前記電流センス素子の電流であるセンス電流を検出するセンス電流検出回路と、前記感温素子の温度である感温素子温度を検出する感温素子温度検出回路と、前記センス電流と前記感温素子温度に基いて前記電力変換装置の出力電流を推定するオンチップセンサ出力電流推定回路と、を備える、
電力変換装置。
【請求項8】
請求項１から３のいずれかに記載された電力変換装置であって、
前記主電極の端子温度を推定する端子温度推定回路を備え、
前記第１電流検出回路は、前記第１積分値と前記第２積分値に基づいて前記寄生抵抗の大きさを表す寄生抵抗推定値を出力し、
前記端子温度推定回路は、前記寄生抵抗推定値に基づいて前記主電極の端子温度を推定する、
電力変換装置。
前記主電極の端子温度を推定する端子温度推定回路を備え、
前記第１電流検出回路は、前記第１積分値と前記第２積分値に基づいて前記寄生抵抗の大きさを表す寄生抵抗推定値を出力し、
前記端子温度推定回路は、前記寄生抵抗推定値に基づいて前記主電極の端子温度を推定する、
電力変換装置。
【請求項9】
請求項８に記載された電力変換装置であって、
前記端子温度推定回路により推定された前記端子温度に基づいて前記主電極の過温度を検知する端子過温度検知回路を備える、
電力変換装置。
前記端子温度推定回路により推定された前記端子温度に基づいて前記主電極の過温度を検知する端子過温度検知回路を備える、
電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、電力変換装置に関する。
【背景技術】
【0002】
地球環境の保護や資源の有効利用への社会意識の高まり、家計の経済的合理性などを背景に、今後はカーシェアリング、自動運転、ＭａａＳ（Mobility as a Service）などの新しいサービスが普及し、これに伴って自動車の稼働率が大幅に向上することが予測されている。自動車に搭載される各種機器において、こうした稼働時間の増加に対応するためには、構成部品を長寿命化するか、あるいは適切なメンテナンスにより機能を維持することが求められる。このうち部品を長寿命化するためには、コストや性能などの制約が多く、大幅な改善には時間がかかることが予想される。そのため、故障する前に部品の異常を検知する予兆診断技術を併用してメンテナンスを行い、適切なタイミングで部品交換していくことが有効と考えられる。
【0003】
車載装置における部品の異常検知に関して、例えば特許文献１、２の技術が知られている。特許文献１には、電気自動車に搭載される３相交流モータの各相に設けられた電流センサについて、他の二相の電流センサによる測定値に基づいて各相の電流値を推定し、その推定結果と各相での測定値とを比較することにより、各相における電流センサの故障の有無を判別する技術が開示されている。特許文献２には、電気自動車に搭載される電力変換装置において、パワーモジューの上アームまたは下アームを構成するスイッチング素子の各端子に接続された配線の電位差を検知し、検知した電位差に基づいて各配線の電流値を推定することにより、スイッチング素子の短絡検知と過電流検知とを互いに独立に実行する技術が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0004】
【特許文献1】特開２０００－１１６１７６号公報
【特許文献2】特開２０１７－９２７８９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0005】
特許文献１の技術では、３相のうちいずれか１相の電流センサが故障した場合に、その故障を検知することができるが、２相以上の電流センサが故障した場合は各相の電流値を推定することができないため、電流センサの故障を検知することができない。一方、特許文献２の技術では、各相のアーム単位で短絡検知と過電流検知を行うことができるが、寄生抵抗成分の温度変化を考慮しておらず、電流推定の精度が低い。
【0006】
そこで、本発明は、電力変換装置に設けられたスイッチング素子に流れる電流を精度良く推定することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【0007】
本発明による電力変換装置は、スイッチング素子と、前記スイッチング素子の主電極に直列に接続されたインダクタンス成分および寄生抵抗に発生する電圧の積分値を出力する積分回路と、前記積分回路から出力される前記積分値に基づいて、前記スイッチング素子の前記主電極に流れる電流を求める第１電流検出回路と、を備え、前記第１電流検出回路は、前記スイッチング素子のターンオフ前後の区間において前記積分回路から出力される第１積分値と、前記スイッチング素子のターンオン前後の区間において前記積分回路から出力される第２積分値と、に基づいて、前記主電極に流れる電流の大きさを表す第１電流値を算出する。
【発明の効果】
【0008】
本発明によれば、電力変換装置に設けられたスイッチング素子に流れる電流を精度良く推定することができる。
【図面の簡単な説明】
【0009】
【図1】本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置の構成例を示す図である。
【図2】見かけのソース電流推定値を説明する図である。
【図3】スイッチング素子のターンオフ時とターンオン時における各波形例を示す図である。
【図4】第１電流検出回路の構成例を示す図である。
【図5】パルス条件の具体例を説明するゲート指令と出力電流の波形例を示す図である。
【図6】各相のパルス条件と電流検出タイミングの内容をまとめた一覧表を示す図である。
【図8】本発明の適用効果の説明図である。
【図9】寄生抵抗の抵抗値を変化させたときの真の出力電流に対する推定電流の相対誤差の大きさの変化の様子を示す図である。
【図10】本発明の第２の実施形態に係る電力変換装置の構成例を示す図である。
【図11A】本発明の第２の実施形態に係る異常検出回路が異常判定を行う際の処理の流れを示すフローチャートの一例を示す図である。
【図11B】本発明の第２の実施形態に係る異常検出回路が異常判定を行う際の処理の流れを示すフローチャートの一例を示す図である。
【図12】本発明の第３の実施形態に係る電力変換装置の構成例を示す図である。
【図13】本発明の第４の実施形態に係る電力変換装置の構成例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【0010】
（第１の実施形態）
以下に説明する本発明の第１の実施形態では、従来の電流センサの代わりに、各スイッチング素子の主端子におけるインダクタンス成分および寄生抵抗の電圧の積分値に基づいて出力電流を算出し、その算出結果を用いてモータ制御を行う電力変換装置の例を説明する。
以下に説明する本発明の第１の実施形態では、従来の電流センサの代わりに、各スイッチング素子の主端子におけるインダクタンス成分および寄生抵抗の電圧の積分値に基づいて出力電流を算出し、その算出結果を用いてモータ制御を行う電力変換装置の例を説明する。
【0011】
図１は、本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置の構成例を示す図である。図１に示す電力変換装置１は、蓄電池２とモータ３の間に接続され、蓄電池２から供給される直流電力を交流電力に変換してモータ３の固定子巻線（Ｕ相巻線Ｌu、Ｖ相巻線ＬV、Ｗ相巻線ＬW）へ出力することにより、モータ３を回転駆動する。電力変換装置１、蓄電池２およびモータ３は、例えば電気自動車などの電動車両に搭載されており、モータ３が発生する駆動力を用いて電動車両を走行させる。電力変換装置１は、インバータ回路１０、平滑コンデンサ１１および制御装置２０を備えて構成される。
【0012】
インバータ回路１０は、電力変換装置１がモータ３へ出力する三相交流電流の各相の上下アームに対してそれぞれ設けられた複数のパワーモジュール１００（Ｕ相上アーム用パワーモジュール１００ＵＵ、Ｕ相下アーム用パワーモジュール１００ＵＬ、Ｖ相上アーム用パワーモジュール１００ＶＵ、Ｖ相下アーム用パワーモジュール１００ＶＬ、Ｗ相上アーム用パワーモジュール１００ＷＵ、Ｗ相下アーム用パワーモジュール１００ＷＬ）を有している。各パワーモジュール１００は、スイッチング素子１０１、還流ダイオード１０２、インダクタンス成分１０３および寄生抵抗１０４を有し、ゲートドライバ１０５および積分回路１０６と接続されている。
【0013】
蓄電池２から供給される直流電力は、平滑コンデンサ１１を介してインバータ回路１０へ入力される。インバータ回路１０は、制御装置２０から各相の各アームに対して出力されるゲート指令ＶG（Ｕ相上アーム用ゲート指令ＶG_UU、Ｕ相下アーム用ゲート指令ＶG_UL、Ｖ相上アーム用ゲート指令ＶG_VU、Ｖ相下アーム用ゲート指令ＶG_VL、Ｗ相上アーム用ゲート指令ＶG_WU、Ｗ相下アーム用ゲート指令ＶG_WL）に応じて、各パワーモジュール１００のスイッチング素子１０１をスイッチング駆動させることにより、直流電力を三相交流電力に変換する。平滑コンデンサ１１は、スイッチング素子１０１のスイッチング駆動による直流電圧の変動を抑制する。
【0014】
スイッチング素子１０１は、一対の主電極およびゲート電極を有し、ゲートドライバ１０５からゲート電極へ入力されるゲート信号に応じて、一対の主電極の間を導通または遮断するスイッチング駆動を行うパワー半導体素子である。スイッチング素子１０１は、例えばＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いて構成される。スイッチング素子１０１がＭＯＳＦＥＴである場合、主電極はソース電極とドレイン電極であり、スイッチング素子１０１がＩＧＢＴである場合、主電極はエミッタ電極とコレクタ電極である。以下ではスイッチング素子１０１がＭＯＳＦＥＴである場合の例を説明するが、ＩＧＢＴの場合も同様である。
【0015】
還流ダイオード１０２は、スイッチング素子１０１と逆並列に接続され、パワーモジュール１００において逆方向に流れる電流からスイッチング素子１０１を保護する。なお、スイッチング素子１０１がＭＯＳＦＥＴである場合、ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードを還流ダイオード１０２として用いてもよい。
【0016】
スイッチング素子１０１のソース電極と直列に接続されたインダクタンス成分１０３および寄生抵抗１０４は、例えばスイッチング素子１０１の内部や、パワーモジュール１００およびインバータ回路１０の配線におけるインダクタンス成分や抵抗成分を表す。
【0017】
ゲートドライバ１０５は、制御装置２０から入力されるゲート指令ＶGに基づき、スイッチング素子１０１のゲート電極へパルス状のゲート信号を出力する。このゲート信号に応じてスイッチング素子１０１がターンオンとターンオフを交互に繰り返すことで、スイッチング素子１０１がスイッチング駆動され、直流電力が交流電力に変換される。
【0018】
積分回路１０６は、インダクタンス成分１０３と寄生抵抗１０４の直列接続の両端電圧を検出し、この両端電圧の積分値に応じた出力電圧Ｖoutを制御装置２０へ出力する。積分回路１０６は、スイッチング素子１０１のターンオフ前後の区間と、ターンオン前後の区間とのそれぞれで、インダクタンス成分１０３と寄生抵抗１０４の直列接続の両端に発生する電圧を検出し、その積分値に応じた出力電圧Ｖoutを出力する。積分回路１０６は、例えばオペアンプを使用したリセットスイッチ付き積分回路により構成される。
【0019】
制御装置２０は、インバータ回路１０の各パワーモジュール１００に対して設けられた複数の第１電流検出回路２１と、出力電流推定回路２２、制御信号生成回路２３および通信コネクタ２４とを有する。
【0020】
各第１電流検出回路２１には、インバータ回路１０が有する各積分回路１０６からの出力電圧Ｖoutが入力される。各第１電流検出回路２１は、入力された出力電圧Ｖoutに基づき、後述のdi/dt積分方式と呼ばれる演算方法を用いて、各相の各アームにおいてスイッチング素子１０１の主電極（ソース電極）に流れる電流の大きさを求め、その算出結果を第１電流値（Ｕ相上アーム電流ＩUU、Ｕ相下アーム電流ＩUL、Ｖ相上アーム電流ＩVU、Ｖ相下アーム電流ＩVL、Ｗ相上アーム電流ＩWU、Ｗ相下アーム電流ＩWL）として出力電流推定回路２２へ出力する。なお、第１電流検出回路２１による第１電流値の算出方法の詳細については後述する。
【0021】
出力電流推定回路２２は、各相の各アームに対応する第１電流検出回路２１からそれぞれ出力される第１電流値（Ｕ相上アーム電流ＩUU、Ｕ相下アーム電流ＩUL、Ｖ相上アーム電流ＩVU、Ｖ相下アーム電流ＩVL、Ｗ相上アーム電流ＩWU、Ｗ相下アーム電流ＩWL）に基づいて、電力変換装置１から出力される各相の出力電流（Ｕ相出力電流ＩoutU、Ｖ相出力電流ＩoutV、Ｗ相出力電流ＩoutW）を推定する。そして、各相の出力電流の推定結果を制御信号生成回路２３へ出力する。なお、出力電流推定回路２２による各相の出力電流の推定方法の詳細については後述する。
【0022】
制御信号生成回路２３は、出力電流推定回路２２による各相の出力電流の推定結果に基づいて周知のベクトル制御を行うことにより、不図示の上位制御装置から通信コネクタ２４を介して入力されるトルク指令に応じて、各相の各アームに対するゲート指令ＶG（Ｕ相上アーム用ゲート指令ＶG_UU、Ｕ相下アーム用ゲート指令ＶG_UL、Ｖ相上アーム用ゲート指令ＶG_VU、Ｖ相下アーム用ゲート指令ＶG_VL、Ｗ相上アーム用ゲート指令ＶG_WU、Ｗ相下アーム用ゲート指令ＶG_WL）を生成し、インバータ回路１０へ出力する。
【0023】
具体的には、例えば制御信号生成回路２３は、蓄電池２の電圧およびトルク指令に基づいてｄ軸電流指令値Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を求めるとともに、モータ３に取り付けられた不図示の角度センサにより検出されたモータ３の磁極位置に基づいて、Ｕ相出力電流ＩoutU、Ｖ相出力電流ＩoutVおよびＷ相出力電流ＩoutWをｄｑ軸上の出力電流（ｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑ）に変換する。そして、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とｄ軸電流値Ｉｄの差分、および、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とｑ軸電流値Ｉｑの差分から、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を求め、これらの電圧指令値を２相３相変換することで、各相の電圧指令（Ｕ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ＊）を求める。こうして求められた各相の電圧指令に基づいてＰＷＭ制御を行うことにより、各相の各アームに対するゲート指令ＶGを生成することができる。なお、以上説明したゲート指令の生成方法は一例であり、出力電流推定回路２２による各相の出力電流の推定結果に基づいて各相の各アームに対するゲート指令を生成できれば、制御信号生成回路２３では任意の方法により、ゲート指令の生成を行うことができる。
【0024】
次に、第１電流検出回路２１による第１電流値の算出方法（di/dt積分方式）の詳細について以下に説明する。なお以下では、Ｗ相上アーム用パワーモジュール１００ＷＵに接続された積分回路１０６から出力される出力電圧Ｖoutに基づいて、Ｗ相上アーム用パワーモジュール１００ＷＵにおいてスイッチング素子１０１のソース電極に流れる電流の大きさを、これに対応する第１電流検出回路２１が第１電流値として算出する場合の例を説明するが、他の第１電流検出回路２１についても同様である。
【0025】
Ｗ相上アーム用パワーモジュール１００ＷＵにおけるインダクタンス成分１０３のインダクタンス値をＬSs、寄生抵抗１０４の抵抗値をＲSsとすると、積分回路１０６に入力されるこれらの両端電圧ＶSsは以下の（式１）で表される。（式１）において、diS/dtはスイッチング素子１０１に流れるソース電流の時間変化率を表す。
【数1】
【0026】
積分回路１０６からの出力電圧Ｖoutは、式（１）の両端電圧ＶSsを用いて、以下の（式２）で表される。式（２）において、Ｒi，Ｃiは積分回路１０６が有する抵抗成分と容量成分の値をそれぞれ表す。
【数2】
【0027】
（式２）において、ｔst、ｔreadは積分回路１０６における積分演算の開始時刻と読み取り時刻をそれぞれ表している。すなわち、積分回路１０６では、時刻ｔstからｔreadまでの期間において、両端電圧ＶSsが積分されてその積分値が出力電圧Ｖoutとして出力され、第１電流検出回路２１によって読み取られる。
【0028】
（式２）より、出力電圧Ｖoutから推定されるソース電流推定値ＩS_estは、以下の（式３）で表される。
【数3】
【0029】
（式３）により、積分回路１０６の出力（右辺第１項）から寄生抵抗１０４の電圧降下による誤差成分（右辺第２項）を差し引くことで、ソース電流の時間変化率diS/dtの積分値のみを抽出してソース電流推定値ＩS_estを算出できることが分かる。ここで、寄生抵抗１０４による誤差を差し引く前の見かけのソース電流推定値をＩS_est’と置くと、これは以下の（式４）で表される。
【数4】
【0030】
（式４）で求められる見かけのソース電流推定値ＩS_est’について、以下に図２を参照して説明する。図２において、（ａ）は積分回路１０６の回路構成例を示し、（ｂ）はスイッチング素子１０１のターンオフ時における各波形例を示している。図２（ｂ）では、上段にゲート電圧Ｖgsと積分回路１０６のリセット信号との電圧波形例を示し、下段に実際のソース電流ＩSと見かけのソース電流推定値ＩS_est’との電流波形を計算で求めた例を示している。
【0031】
例えば図２（ａ）に示す回路構成の積分回路１０６を用いた場合、（式４）で計算される見かけのソース電流推定値ＩS_est’には、実際のターンオフ前のソース電流ＩSに対して、寄生抵抗１０４の抵抗値ＲSsに応じた誤差分が含まれる。図２（ｂ）の電流波形例では、寄生抵抗１０４の抵抗値ＲSsが０Ω、５０μΩ、１００μΩ、２００μΩのそれぞれの場合における見かけのソース電流推定値ＩS_est’を示している。
【0032】
寄生抵抗１０４の抵抗値ＲSsが０Ωの場合、（式４）で計算される見かけのソース電流推定値ＩS_est’は、ターンオフ前のソース電流ＩS0と一致する。そのため、このような場合は見かけのソース電流推定値ＩS_est’をソース電流ＩS0として求めることで、スイッチング素子１０１（パワーモジュール１００）に流れる実際の電流の大きさを精度よく検知することができる。一方、寄生抵抗１０４の抵抗値ＲSsが０Ωではない場合、（式４）で計算される見かけのソース電流推定値ＩS_est’には寄生抵抗１０４の抵抗値ＲSsに応じた誤差が含まれており、ターンオフ前のソース電流ＩS0とは一致しない。図２（ｂ）に示されるように、この誤差は抵抗値ＲSsが大きいほど増加し、５０～２００μΩ程度の小さい抵抗値であっても無視できないことが分かる。
【0033】
ここで、寄生抵抗１０４の抵抗値ＲSsは、スイッチング素子１０１の温度に応じて変化する。すなわち、スイッチング素子１０１が通電されて主電極の端子温度が上昇すると、これに応じて寄生抵抗１０４の抵抗値ＲSsも上昇する。一例として、スイッチング素子１０１の主電極に銅を使用した場合、例えば主電極の温度が２０℃から１５０℃に増加すると、寄生抵抗１０４の抵抗値ＲSsは１．５倍程度増加する。
【0034】
本発明では、このようなスイッチング素子１０１の温度変化による寄生抵抗１０４の抵抗値ＲSsの変化に関わらず、実際のソース電流ＩSを正確に求められるように、第１電流検出回路２１において各相、各アームの電流推定を行う。これにより、各パワーモジュール１００に対する第１電流値を精度良く算出できるようにしている。その具体的な方法を以下に説明する。
【0035】
図３は、スイッチング素子１０１のターンオフ時とターンオン時における各波形例を示す図である。図３において、（ａ）はターンオフ時の波形例を示し、（ｂ）はターンオン時の波形例を示している。図３（ａ）、（ｂ）では、前述の図２（ｂ）と同様に、上段にゲート電圧Ｖgsと積分回路１０６のリセット信号との電圧波形例を示し、下段に実際のソース電流と見かけのソース電流推定値との電流波形例を示している。なお、図３（ａ）ではターンオフ前のソース電流をＩS(off)、見かけのソース電流推定値をＩS(off)est’とそれぞれ表し、図３（ｂ）ではターンオン後のソース電流をＩS(on)、見かけのソース電流推定値をＩS(on)est’とそれぞれ表している。また、図３（ａ）、（ｂ）では寄生抵抗１０４による電流推定誤差をＩRSs(off)、ＩRSs(on)とそれぞれ表している。
【0036】
図３に示すように、ターンオフ前とターンオン後のソース電流ＩS(off)、ＩS(on)は、（式４）から算出される見かけのソース電流推定値ＩS(off)est’、ＩS(on)est’と、寄生抵抗１０４による電流推定誤差ＩRSs(off)、ＩRSs(on)とを使用して、以下の（式５）、（式６）によりそれぞれ表すことが出来る。
【数5】
【0037】
ここで、各相のスイッチング素子１０１におけるターンオフ後からターンオン前までのオフ期間中に当該相の負荷電流が増減しない特定のパルス条件を選ぶと、ターンオフ前のソース電流ＩS(off)とターンオン後のソース電流ＩS(on)はほぼ等しくなる。このとき、上記の（式５）と（式６）の差をとると、以下の（式７）が成り立つ。
【数6】
【0038】
（式７）より、寄生抵抗１０４の電圧降下を考慮せずに算出されるターンオフ前およびターンオン後の見かけのソース電流推定値ＩS(off)est’、ＩS(on)est’の差分から、寄生抵抗１０４による電流推定誤差ＩRSs(off)、ＩRSs(on)を算出できることが分かる。なお、図３の波形例では、積分回路１０６による積分範囲をターンオフ前後の区間とターンオン前後の区間で分けている。これらの積分範囲での積分値に応じて積分回路１０６からそれぞれ出力される出力電圧Ｖoutに基づき、ターンオフ前とターンオン後でそれぞれ算出される見かけのソース電流推定値ＩS(off)est’、ＩS(on)est’の差分を求めることにより、（式７）の演算を行うことができる。ただし、ターンオフ前後の区間における積分と、ターンオン前後の区間における積分とでは、得られる積分値の極性が逆である。そのため、ターンオフ前からターンオン後まで積分を継続し、この積分範囲で積分回路１０６から出力される出力電圧Ｖoutを用いて（式４）により見かけのソース電流推定値ＩS_est’を求めても、（式７）の演算と同じ結果が得られる。
【0039】
通常、寄生抵抗１０４の電圧積分による電流誤差を補正するためには、（式３）の右辺第２項に示すように、寄生抵抗１０４に流れる電流値ＩSを知る必要がある。しかしながら、最終的に求めたいソース電流の大きさもこれと同じ電流値ＩSであるため、電流値ＩSは再帰的に求める必要があり、これを正確に算出することが困難である。そこで本実施形態の電力変換装置１では、前述のような特定のパルス条件において各相、各アームの第１電流検出回路２１により算出された第１電流値を選ぶことにより、寄生抵抗１０４の電圧積分による電流誤差に関わらず、各相、各アームの正確なソース電流値ＩSを取得できるようにしている。この点が、本実施形態の電力変換装置１の主な特徴である。
【0040】
具体的には、ターンオフ時とターンオン時の電流波形をそれぞれ方形波で近似し、これらの積分期間内の電流導通期間Δｔcond(off)、Δｔcond(on)におけるソース電流の大きさを一定の電流値ＩSと置くと（ｉs＝ＩS）、前述の（式７）の左辺におけるターンオフ時の電流推定誤差ＩRSs(off)とターンオン時の電流推定誤差ＩRSs(on)とは、それぞれ以下の（式８）、（式９）で求められる。
【数7】
【0041】
（式７）～（式９）より、以下の（式１０）、（式１１）が求められる。
【数8】
【0042】
（式８）、（式９）および（式１１）より、以下の（式１２）、（式１３）が求められる。
【数9】
【0043】
（式１２）、（式１３）を前述の（式５）、（式６）にそれぞれ代入すると、以下の（式１４）、（式１５）が求められる。
【数10】
【0044】
（式７）が成立する前提条件は、前述のようにＩS(off)≒ＩS(on)≒ＩSである。そのため、（式１４）と（式１５）のどちらを使用しても、ターンオフ前後の区間において積分回路１０６から出力される出力電圧Ｖoutにより（式４）を用いて算出される見かけのソース電流推定値ＩS(off)est’と、ターンオン前後の区間において積分回路１０６から出力される出力電圧Ｖoutにより（式４）を用いて算出される見かけのソース電流推定値ＩS(on)est’とに基づいて、実際のソース電流値ＩSを算出することができる。ここで、ソース電流値ＩSとは各相の各アームに流れる電流のことである。すなわち、本実施形態の電力変換装置１では、各第１電流検出回路２１において上記のような演算処理を行うことにより、ターンオフ前後の区間において各相、各アームの積分回路１０６から出力される出力電圧Ｖoutが表す積分値（第１積分値）と、ターンオン前後の区間において各相、各アームの積分回路１０６から出力される出力電圧Ｖoutが表す積分値（第２積分値）とに基づいて、スイッチング素子１０１の主電極であるソース電極に流れる電流の大きさを表す第１電流値（Ｕ相上アーム電流ＩUU、Ｕ相下アーム電流ＩUL、Ｖ相上アーム電流ＩVU、Ｖ相下アーム電流ＩVL、Ｗ相上アーム電流ＩWU、Ｗ相下アーム電流ＩWL）を算出することができる。
【0045】
図４は、第１電流検出回路２１の構成例を示す図である。図４に示すように、第１電流検出回路２１は、例えばソース電流推定部２１１、ターンオフ／ターンオン判別部２１２、電流導通期間推定部２１３および寄生抵抗誤差補正部２１４の各機能ブロックを有する。第１電流検出回路２１は、これらの機能ブロックを、例えばマイクロコンピュータで実行されるプログラムや論理回路の組み合わせにより実現できる。論理回路には、例えばＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等を用いてもよい。
【0046】
ソース電流推定部２１１には、積分回路１０６からの出力電圧Ｖoutが入力される。ソース電流推定部２１１は、入力された出力電圧Ｖoutに基づき、（式４）を用いて、見かけのソース電流推定値ＩS_est’を算出する。
【0047】
ターンオフ／ターンオン判別部２１２には、制御装置２０から各相の各アームに対して出力されるゲート指令ＶGとソース電流推定部２１１が算出した見かけのソース電流推定値ＩS_est’が入力される。ターンオフ／ターンオン判別部２１２は、入力された各相、各アームの見かけのソース電流推定値ＩS_est’と、全相のゲート指令ＶGに基づいて、当該アームのスイッチング素子１０１におけるターンオフおよびターンオンのタイミングと、これに応じた電流検出タイミングとを判別する。なお、このときの電流検出タイミングの判別方法の詳細については後述する。そして、ターンオフ前後の区間で取得したものと、ターンオン前後の区間で取得したものとを互いに区別して、前者をターンオフ前の見かけのソース電流推定値ＩS(off)est’、後者をターンオン後の見かけのソース電流推定値ＩS(on)est’としてそれぞれ出力する。
【0048】
電流導通期間推定部２１３には、ターンオフ／ターンオン判別部２１２により求められた見かけのソース電流推定値ＩS(off)est’、ＩS(on)est’と、蓄電池２の直流電圧を表すバッテリ電圧と、当該第１電流検出回路２１に対応するアームのスイッチング素子１０１に取り付けられた不図示のオンチップ温度センサからの出力信号とが入力される。電流導通期間推定部２１３は、入力されたこれらのパラメータに基づき、スイッチング素子１０１のスイッチング条件（電流、電圧、温度）を求めて、そのスイッチング条件に応じた電流導通期間Δｔcond(off)、Δｔcond(on)を推定する。電流導通期間推定部２１３は、例えばスイッチング条件ごとの電流導通期間Δｔcond(off)、Δｔcond(on)の値を示すテーブルデータを格納したメモリを有し、このテーブルデータを参照することで、入力パラメータが表すスイッチング条件に対応する電流導通期間Δｔcond(off)、Δｔcond(on)を推定することができる。
【0049】
なお、電流導通期間推定部２１３では、電流導通期間Δｔcond(off)、Δｔcond(on)を推定する際に、上記の入力パラメータのいずれか少なくとも一つを省略してもよい。あるいは、電流導通期間Δｔcond(off)、Δｔcond(on)を予め設定された固定値としてもよい。積分回路１０６における積分期間内での電流導通期間Δｔcond(off)、Δｔcond(on)を適切に推定できれば、電流導通期間推定部２１３では任意の方法により、これらの推定を行うことができる。
【0050】
寄生抵抗誤差補正部２１４は、ターンオフ／ターンオン判別部２１２により求められた見かけのソース電流推定値ＩS(off)est’、ＩS(on)est’と、電流導通期間推定部２１３により推定された電流導通期間Δｔcond(off)、Δｔcond(on)とに基づき、（式１４）、（式１５）を用いて、寄生抵抗１０４による誤差が補正されたソース電流値ＩSを算出する。そして、得られたソース電流値ＩSの算出結果を、当該アームに流れる電流の推定結果（Ｕ相上アーム電流ＩUU、Ｕ相下アーム電流ＩUL、Ｖ相上アーム電流ＩVU、Ｖ相下アーム電流ＩVL、Ｗ相上アーム電流ＩWU、Ｗ相下アーム電流ＩWL）として、出力電流推定回路２２へ出力する。
【0051】
続いて、ターンオフ／ターンオン判別部２１２における電流検出タイミング判別方法の詳細について以下に説明する。
【0052】
前述のように、各相、各アームの第１電流検出回路２１におけるターンオフ／ターンオン判別部２１２は、全相のゲート指令ＶGに基づいて、当該アームの電流検出タイミングを判別する。このとき、当該アームのＰＷＭ制御状態が前述の（式７）の成立条件を満たすタイミング、すなわち、スイッチング素子１０１のターンオフ後からターンオン前までのオフ期間中に負荷電流が増減しない特定のパルス条件に該当するタイミングを判断する。
【0053】
上記のような特定のパルス条件の具体例について、以下では図５に示すゲート指令と出力電流の波形例により説明する。図５において、（ａ）はＵ，Ｖ，Ｗ各相の上アームに対するゲート指令ＶG_UU、ＶG_VU、ＶG_WUの波形例を示し、（ｂ）はＵ，Ｖ，Ｗ各相の下アームに対するゲート指令ＶG_UL、ＶG_VL、ＶG_WLの波形例を示している。なお、図５（ａ）、（ｂ）の波形例では、各ゲート指令の波形が分かるように、互いに上下方向にオフセットして示している。また、（ｃ）は（ａ）、（ｂ）の各ゲート指令に応じて電力変換装置１から出力される各相の出力電流ＩoutU、ＩoutV、ＩoutWの波形例を示し、（ｄ）はＵ相に流れる電流（Ｕ相上アーム電流ＩUU、Ｕ相下アーム電流ＩUL）の波形例を示している。
【0054】
例えば、図５においてＵ相出力電流ＩoutUに着目した場合、図５（ｃ）に示す区間５１～５６のそれぞれでは、他相のゲート指令に対するＵ相の上アーム用ゲート指令ＶG_UUおよび下アーム用ゲート指令ＶG_ULのパルス幅の大きさと、Ｕ相出力電流ＩoutUの極性との組み合わせが互いに異なっている。ターンオフ／ターンオン判別部２１２は、これらの組み合わせに応じてＵ相のパルス条件Ｕ－(I)～Ｕ－(V)を設定し、パルス条件ごとに異なるタイミングで電流を検出する。
【0055】
なお、図５ではＵ相出力電流ＩoutUに対する区間５１～５６およびパルス条件Ｕ－(I)～Ｕ－(V)を図示したが、Ｖ相についても同様に、他相のゲート指令に対するＶ相の上アーム用ゲート指令ＶG_VUおよび下アーム用ゲート指令ＶG_VLのパルス幅の大きさと、Ｖ相出力電流ＩoutVの極性との組み合わせに応じて、Ｖ相のパルス条件Ｖ－(I)～Ｖ－(V)を設定することができる。また、Ｗ相についても同様に、他相のゲート指令に対するＷ相の上アーム用ゲート指令ＶG_WUおよび下アーム用ゲート指令ＶG_WLのパルス幅の大きさと、Ｗ相出力電流ＩoutWの極性との組み合わせに応じて、Ｗ相のパルス条件Ｗ－(I)～Ｗ－(V)を設定することができる。
【0056】
図６は、各相のパルス条件と電流検出タイミングの内容をまとめた一覧表である。図６において、表６１はＵ相のパルス条件Ｕ－(I)～Ｕ－(V)の内容とそれぞれの電流検出タイミングを示し、表６２はＶ相のパルス条件Ｖ－(I)～Ｖ－(V)の内容とそれぞれの電流検出タイミングを示し、表６３はＷ相のパルス条件Ｗ－(I)～Ｗ－(V)の内容とそれぞれの電流検出タイミングを示している。
【0057】
Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の上下アームに対してそれぞれ設けられた第１電流検出回路２１において、ターンオフ／ターンオン判別部２１２は、制御装置２０から出力されるゲート指令ＶGに基づき、図６のパルス条件のいずれに該当するかを判断する。そして、該当したパルス条件での電流検出タイミングに合わせて積分回路１０６出力の読み取りタイミングを変更することで、積分回路１０６の積分期間を設定する。
【0058】
なお、図６の表６１～６３において、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のうちいずれか１相がパルス条件Ｕ－(V)、Ｖ－(V)またはＷ－(V)に該当する場合、他の２相では、Ｕ－(I)～Ｕ－(IV)、Ｖ－(I)～Ｖ－(IV)またはＷ－(I)～Ｗ－(IV)のいずれかにそれぞれ該当する。したがって、パルス条件Ｕ－(V)、Ｖ－(V)またはＷ－(V)に該当する相では、他の２相での第１電流検出回路２１の算出結果を用いて、当該相の出力電流を求めることができる。
【0059】
【0060】
［区間５１：パルス条件Ｕ－(I)］
パルス条件Ｕ－(I)は、各相の上アームのゲート指令ＶG_UU、ＶG_VU、ＶG_WUにおけるオフ期間のパルス幅ＰＷUU_OFF、ＰＷVU_OFF、ＰＷWU_OFFの中で、Ｕ相上アーム（ＵＵアーム）のパルス幅ＰＷUU_OFFが最小であり、かつ、Ｕ相出力電流ＩoutUの極性が正（電力変換装置１から負荷であるＵ相巻線Ｌuに流れる方向）の条件である。図７Ａは、このパルス条件Ｕ－(I)に該当する期間を含む図５の区間５１の一部を拡大した図である。
パルス条件Ｕ－(I)は、各相の上アームのゲート指令ＶG_UU、ＶG_VU、ＶG_WUにおけるオフ期間のパルス幅ＰＷUU_OFF、ＰＷVU_OFF、ＰＷWU_OFFの中で、Ｕ相上アーム（ＵＵアーム）のパルス幅ＰＷUU_OFFが最小であり、かつ、Ｕ相出力電流ＩoutUの極性が正（電力変換装置１から負荷であるＵ相巻線Ｌuに流れる方向）の条件である。図７Ａは、このパルス条件Ｕ－(I)に該当する期間を含む図５の区間５１の一部を拡大した図である。
【0061】
図７Ａに示すように、区間５１において、ＵＵアームのスイッチング素子１０１がターンオフし、次にターンオンするまでの期間（ＵＵアームのオフ期間）では、ＵＵアームに流れる電流値が変化しない。この理由は、以下の通りである。
【0062】
ＵＵアームのオフ期間中にＵ相電流が変化しないためには、この期間において、Ｕ相の負荷であるモータ３のＵ相巻線Ｌuの両端に電圧が印加されない必要がある。Ｕ相出力電流ＩoutUの極性が正のときにＵＵアームのスイッチング素子１０１がターンオフすると、Ｕ相巻線Ｌuに流れる電流がＵ相下アーム（ＵＬアーム）の還流ダイオード１０２を通るため、Ｕ相出力電圧は低電位となる。このときＶ相上アーム（ＶＵアーム）またはＷ相上アーム（ＷＵアーム）のどちらか一方でもオンしていると、Ｖ相またはＷ相の出力電圧が高電位となり、Ｕ相巻線Ｌuには高電圧が印加される。他方、ＶＵアームとＷＵアームが両方ともオフであり、Ｖ相下アーム（ＶＬアーム）とＷ相下アーム（ＷＬアーム）が両方ともオンの状態では、Ｖ相とＷ相の出力電圧がどちらも低電位となる。その結果、Ｕ相巻線Ｌuには高電圧が印加されず、Ｕ相出力電流ＩoutUは変化しない。
【0063】
ＰＷＭ制御において、あるキャリア周期に着目したとき、図５に示すように高電位側の各アーム（ＵＵ、ＶＵ、ＷＵアーム）に対するゲート指令ＶG_UU、ＶG_VU、ＶG_WUでは、オン期間のタイミングが互いに重なるため、相ごとにパルス幅が異なるように生成される。一方、低電位側の各アーム（ＵＬ、ＶＬ、ＷＬアーム）に対するゲート指令ＶG_UL、ＶG_VL、ＶG_WLでは、高電位側のそれぞれのパルスを反転し、さらに同じ相の上下アームが同時にオンしないように、デッドタイムが確保されて生成される。
【0064】
図７Ａに示すように、区間５１では、各相の上アームのゲート指令ＶG_UU、ＶG_VU、ＶG_WUのうちＵＵアームのゲート指令ＶG_UUで、オフ期間のパルス幅ＰＷUU_OFFが最小となる。このとき、ＶＵアームとＷＵアームはオフ状態、ＶＬアームとＷＬアームはオン状態で、ＵＵアームのスイッチング素子１０１がターンオフし、その後パルス幅ＰＷUU_OFFを経てターンオンする。すなわち、パルス条件Ｕ－(I)を満たす場合、ＵＵアームのゲート指令ＶG_UUのオフ期間では、Ｕ相巻線Ｌuに高電圧が印加されず、Ｕ相出力電流ＩoutUが増減しない。そのため、ターンオフ前とターンオン後のＵ相出力電流ＩoutUの大きさを同じとみなすことができ、（式７）の成立条件を満たしている。
【0065】
以上説明したことから、パルス条件Ｕ－(I)に該当する場合、ＵＵアームに対して設けられた第１電流検出回路２１により、ＵＵアームのスイッチング素子１０１のターンオフ前後の期間とターンオン前後の期間にそれぞれ同期して、または、ＵＵアームのスイッチング素子１０１のターンオフ前からターンオン後までの期間に同期して出力電圧Ｖoutを読み取り、この出力電圧Ｖoutに基づいてＵ相上アーム電流ＩUUを求めることができる。このとき出力電流推定回路２２では、当該第１電流検出回路２１から出力されるＵ相上アーム電流ＩUUの値を、Ｕ相出力電流ＩoutUの推定結果として出力することができる。
【0066】
なお、第１電流検出回路２１においてパルス条件Ｕ－(I)を判断する際に、Ｕ相出力電流ＩoutUの極性は、例えばソース電流推定部２１１が（式４）を用いて算出する補正前の見かけのソース電流推定値ＩS_est’の極性から判定すればよい。これは、他のパルス条件の判断においても同様である。
【0067】
［区間５６：パルス条件Ｕ－(II)］
パルス条件Ｕ－(II)は、パルス幅の条件がパルス条件Ｕ－(I)と同様であり、かつ、Ｕ相出力電流ＩoutUの極性が負（負荷であるＵ相巻線Ｌuから電力変換装置１に流れる方向）の条件である。図７Ｂは、このパルス条件Ｕ－(II)に該当する期間を含む図５の区間５６の一部を拡大した図である。
パルス条件Ｕ－(II)は、パルス幅の条件がパルス条件Ｕ－(I)と同様であり、かつ、Ｕ相出力電流ＩoutUの極性が負（負荷であるＵ相巻線Ｌuから電力変換装置１に流れる方向）の条件である。図７Ｂは、このパルス条件Ｕ－(II)に該当する期間を含む図５の区間５６の一部を拡大した図である。
【0068】
図７Ｂに示すように、区間５６において、ＵＵアームのオフ期間のうち、ＵＬアームのスイッチング素子１０１がターンオンし、次にターンオフするまでの期間では、ＵＵアームに流れる電流値が変化しない。この理由は、以下の通りである。
【0069】
図７Ｂに示すように、区間５６では、各相の下アームのゲート指令ＶG_UL、ＶG_VL、ＶG_WLのうちＵＬアームのゲート指令ＶG_ULで、オン期間のパルス幅ＰＷUL_ONが最小となる。このとき、ＵＵアームのスイッチング素子１０１がオフした後でも、ＵＵアームの還流ダイオード１０２を介してＵＵアームに電流が流れており、ＵＵアームのスイッチング素子１０１ではなく、ＵＬアームのスイッチング素子１０１のターンオンに応じて、ＵＵアームの電流が遮断される。その後、ＵＬアームのスイッチング素子１０１のターンオフに応じて、ＵＵアームの電流が再び導通される。すなわち、パルス条件Ｕ－(II)を満たす場合、ＵＬアームのゲート指令ＶG_ULのオン期間では、Ｕ相巻線Ｌuに高電圧が印加されず、Ｕ相出力電流ＩoutUが増減しない。そのため、ターンオフ前とターンオン後のＵ相出力電流ＩoutUの大きさを同じとみなすことができ、（式７）の成立条件を満たしている。
【0070】
以上説明したことから、パルス条件Ｕ－(II)に該当する場合、ＵＵアームに対して設けられた第１電流検出回路２１により、ＵＬアームのスイッチング素子１０１のターンオン期間とターンオフ期間にそれぞれ同期して、または、ＵＬアームのスイッチング素子１０１のターンオンからターンオフまでの期間に同期して出力電圧Ｖoutを読み取り、この出力電圧Ｖoutに基づいてＵ相上アーム電流ＩUUを求めることができる。このとき出力電流推定回路２２では、パルス条件Ｕ－(I)の場合と同様に、当該第１電流検出回路２１から出力されるＵ相上アーム電流ＩUUの値を、Ｕ相出力電流ＩoutUの推定結果として出力することができる。
【0071】
［区間５３：パルス条件Ｕ－(III)］
パルス条件Ｕ－(III)は、各相の下アームのゲート指令ＶG_UL、ＶG_VL、ＶG_WLにおけるオフ期間のパルス幅ＰＷUL_OFF、ＰＷVL_OFF、ＰＷWL_OFFの中で、Ｕ相下アーム（ＵＬアーム）のパルス幅ＰＷUL_OFFが最小であり、かつ、Ｕ相出力電流ＩoutUの極性が正の条件である。すなわち、前述のパルス条件Ｕ－(I)、Ｕ－(II)と比べて、下アームを対象としている点が異なる。図７Ｃは、このパルス条件Ｕ－(III)に該当する期間を含む図５の区間５３の一部を拡大した図である。
パルス条件Ｕ－(III)は、各相の下アームのゲート指令ＶG_UL、ＶG_VL、ＶG_WLにおけるオフ期間のパルス幅ＰＷUL_OFF、ＰＷVL_OFF、ＰＷWL_OFFの中で、Ｕ相下アーム（ＵＬアーム）のパルス幅ＰＷUL_OFFが最小であり、かつ、Ｕ相出力電流ＩoutUの極性が正の条件である。すなわち、前述のパルス条件Ｕ－(I)、Ｕ－(II)と比べて、下アームを対象としている点が異なる。図７Ｃは、このパルス条件Ｕ－(III)に該当する期間を含む図５の区間５３の一部を拡大した図である。
【0072】
図７Ｃに示すように、区間５３において、ＵＬアームのオフ期間のうち、ＵＵアームのスイッチング素子１０１がターンオンし、次にターンオフするまでの期間では、ＵＬアームに流れる電流値が変化しない。この理由は、以下の通りである。
【0073】
図７Ｃに示すように、区間５３では、各相の上アームのゲート指令ＶG_UU、ＶG_VU、ＶG_WUのうちＵＵアームのゲート指令ＶG_UUで、オン期間のパルス幅ＰＷUU_ONが最小となる。このとき、ＵＬアームのスイッチング素子１０１がオフした後でも、ＵＬアームの還流ダイオード１０２を介してＵＬアームに電流が流れており、ＵＬアームのスイッチング素子１０１ではなく、ＵＵアームのスイッチング素子１０１のターンオンに応じて、ＵＬアームの電流が遮断される。その後、ＵＵアームのスイッチング素子１０１のターンオフに応じて、ＵＬアームの電流が再び導通される。すなわち、パルス条件Ｕ－(III)を満たす場合、ＵＵアームのゲート指令ＶG_UUのオン期間では、パルス条件Ｕ－(II)におけるＵＬアームのゲート指令ＶG_ULのオン期間の場合と同様に、Ｕ相巻線Ｌuに高電圧が印加されず、Ｕ相出力電流ＩoutUが増減しない。そのため、ターンオフ前とターンオン後のＵ相出力電流ＩoutUの大きさを同じとみなすことができ、（式７）の成立条件を満たしている。
【0074】
以上説明したことから、パルス条件Ｕ－(III)に該当する場合、ＵＬアームに対して設けられた第１電流検出回路２１により、ＵＵアームのスイッチング素子１０１のターンオン期間とターンオフ期間にそれぞれ同期して、または、ＵＵアームのスイッチング素子１０１のターンオンからターンオフまでの期間に同期して出力電圧Ｖoutを読み取り、この出力電圧Ｖoutに基づいてＵ相下アーム電流ＩULを求めることができる。このとき出力電流推定回路２２では、当該第１電流検出回路２１から出力されるＵ相下アーム電流ＩULの極性を逆転した－ＩULの値を、Ｕ相出力電流ＩoutUの推定結果として出力することができる。
【0075】
［区間５４：パルス条件Ｕ－(IV)］
パルス条件Ｕ－(IV)は、パルス幅の条件がパルス条件Ｕ－(III)と同様であり、かつ、Ｕ相出力電流ＩoutUの極性が負の条件である。図７Ｄは、このパルス条件Ｕ－(IV)に該当する期間を含む図５の区間５４の一部を拡大した図である。
パルス条件Ｕ－(IV)は、パルス幅の条件がパルス条件Ｕ－(III)と同様であり、かつ、Ｕ相出力電流ＩoutUの極性が負の条件である。図７Ｄは、このパルス条件Ｕ－(IV)に該当する期間を含む図５の区間５４の一部を拡大した図である。
【0076】
図７Ｄに示すように、区間５４では、前述のパルス条件Ｕ－(I)におけるＵＵアームと同様に、ＵＬアームのゲート指令ＶG_ULのオフ期間ではＵＬアームに流れる電流値が変化しない。すなわち、パルス条件Ｕ－(IV)を満たす場合、ＵＬアームのゲート指令ＶG_ULのオフ期間では、Ｕ相巻線Ｌuに高電圧が印加されず、Ｕ相出力電流ＩoutUが増減しない。そのため、ターンオフ前とターンオン後のＵ相出力電流ＩoutUの大きさを同じとみなすことができ、（式７）の成立条件を満たしている。
【0077】
以上説明したことから、パルス条件Ｕ－(IV)に該当する場合、ＵＬアームに対して設けられた第１電流検出回路２１により、ＵＬアームのスイッチング素子１０１のターンオフ前後の期間とターンオン前後の期間にそれぞれ同期して、または、ＵＬアームのスイッチング素子１０１のターンオフ前からターンオン後までの期間に同期して出力電圧Ｖoutを読み取り、この出力電圧Ｖoutに基づいてＵ相下アーム電流ＩULを求めることができる。このとき出力電流推定回路２２では、当該第１電流検出回路２１から出力されるＵ相下アーム電流ＩULの極性を逆転した－ＩULの値を、Ｕ相出力電流ＩoutUの推定結果として出力することができる。
【0078】
［区間５２，５５：パルス条件Ｕ－(V)］
パルス条件Ｕ－(V)は、ＵＵアームとＵＬアームのパルス幅ＰＷUU_OFF、ＰＷUL_OFFがいずれも同電位側のアーム内で非最小の条件である。この場合、ＵＵアーム、ＵＬアームとも、ゲート指令ＶG_UU、ＶG_ULのオフ期間においてＵ相巻線Ｌuに高電圧が印加され、Ｕ相出力電流ＩoutUが変化してしまう。そのため、Ｕ相電流については（式７）の条件が成立しない。一方、残りのＶ相とＷ相では、いずれも上アームまたは下アームにおいてオンまたはオフ期間のパルス幅が最小となり、図６の表６２，６３にそれぞれ示したパルス条件Ｖ－(I)～Ｖ－(IV)、Ｗ－(I)～Ｗ－(IV)のいずれかにそれぞれ該当するため、（式７）の成立条件が満たされる。そのためこの場合には、出力電流推定回路２２において、Ｖ相の上アームまたは下アームに対応する第１電流検出回路２１で求められたＶ相出力電流ＩoutVの値と、Ｗ相の上アームまたは下アームに対応する第１電流検出回路２１で求められたＷ相出力電流ＩoutWの値とに基づき、各相の出力電流の和が０になることを利用して、ＩoutU＝－（ＩoutV＋ＩoutW）で求めることができる。
パルス条件Ｕ－(V)は、ＵＵアームとＵＬアームのパルス幅ＰＷUU_OFF、ＰＷUL_OFFがいずれも同電位側のアーム内で非最小の条件である。この場合、ＵＵアーム、ＵＬアームとも、ゲート指令ＶG_UU、ＶG_ULのオフ期間においてＵ相巻線Ｌuに高電圧が印加され、Ｕ相出力電流ＩoutUが変化してしまう。そのため、Ｕ相電流については（式７）の条件が成立しない。一方、残りのＶ相とＷ相では、いずれも上アームまたは下アームにおいてオンまたはオフ期間のパルス幅が最小となり、図６の表６２，６３にそれぞれ示したパルス条件Ｖ－(I)～Ｖ－(IV)、Ｗ－(I)～Ｗ－(IV)のいずれかにそれぞれ該当するため、（式７）の成立条件が満たされる。そのためこの場合には、出力電流推定回路２２において、Ｖ相の上アームまたは下アームに対応する第１電流検出回路２１で求められたＶ相出力電流ＩoutVの値と、Ｗ相の上アームまたは下アームに対応する第１電流検出回路２１で求められたＷ相出力電流ＩoutWの値とに基づき、各相の出力電流の和が０になることを利用して、ＩoutU＝－（ＩoutV＋ＩoutW）で求めることができる。
【0079】
なお、上記ではＵ相のパルス条件Ｕ－(I)～Ｕ－(V)と、これらのパルス条件ごとのＵ相出力電流ＩoutUの推定方法について説明したが、他のＶ相およびＷ相についても同様に、パルス条件Ｖ－(I)～Ｖ－(V)、Ｗ－(I)～Ｗ－(V)のいずれに該当するかをそれぞれ判断して、Ｖ相出力電流ＩoutVおよびＷ相出力電流ＩoutWの推定を行うことができる。
【0080】
図８は、本発明の適用効果の説明図である。図８では、電力変換装置１から出力される各相の出力電流について、本実施形態の第１電流検出回路２１による寄生抵抗誤差の補正が行われた電流検出結果を用いて推定された各相の電流波形と、寄生抵抗誤差の補正を行わずに推定された各相の電流波形とを、それぞれ計算で求めた場合の例を示している。図８の各電流波形から、本実施形態の第１電流検出回路２１を適用して各相の出力電流を推定することで、寄生抵抗誤差の補正を行わない場合と比べて、電力変換装置１の実際の出力電流に対する乖離が小さくなることを確認できる。
【0081】
図９は、寄生抵抗１０４の抵抗値を変化させたときの真の出力電流に対する推定電流の相対誤差の大きさの変化の様子を示す図である。従来技術のように、寄生抵抗１０４による誤差を考慮せずに積分回路１０６で得られる積分値から出力電流を推定する方式では、寄生抵抗１０４の抵抗値が増加すると、それに応じて電流推定誤差も増加する。一方、本実施形態の第１電流検出回路２１のように、寄生抵抗１０４による誤差を補正して出力電流を推定する方式では、寄生抵抗１０４の抵抗値が増加しても、電流推定誤差を増加させずに抑えることができる。
【0082】
以上説明した本発明の第１の実施形態によれば、以下の作用効果を奏する。
【0083】
（１）電力変換装置１は、スイッチング素子１０１と、スイッチング素子１０１の主電極であるソース電極に直列に接続されたインダクタンス成分１０３および寄生抵抗１０４に発生する電圧の積分値（出力電圧Ｖout）を出力する積分回路１０６と、積分回路１０６から出力される積分値（出力電圧Ｖout）に基づいて、スイッチング素子１０１のソース電極に流れる電流ＩSを求める第１電流検出回路２１とを備える。第１電流検出回路２１は、スイッチング素子１０１のターンオフ前後の区間において積分回路１０６から出力される第１積分値（出力電圧Ｖout）と、スイッチング素子１０１のターンオン前後の区間において積分回路１０６から出力される第２積分値（出力電圧Ｖout）と、に基づいて、ソース電極に流れる電流の大きさを表す第１電流値（Ｕ相上アーム電流ＩUU、Ｕ相下アーム電流ＩUL、Ｖ相上アーム電流ＩVU、Ｖ相下アーム電流ＩVL、Ｗ相上アーム電流ＩWU、Ｗ相下アーム電流ＩWL）を算出する。このようにしたので、電力変換装置１に設けられたスイッチング素子１０１に流れる電流を精度良く推定することができる。
【0084】
（２）電力変換装置１は、スイッチング素子１０１を複数有し、複数のスイッチング素子１０１の各々に対して第１電流検出回路２１が設けられている。電力変換装置１は、第１電流検出回路２１により算出されたスイッチング素子１０１ごとの第１電流値（Ｕ相上アーム電流ＩUU、Ｕ相下アーム電流ＩUL、Ｖ相上アーム電流ＩVU、Ｖ相下アーム電流ＩVL、Ｗ相上アーム電流ＩWU、Ｗ相下アーム電流ＩWL）に基づいて、電力変換装置１の出力電流（Ｕ相出力電流ＩoutU、Ｖ相出力電流ＩoutV、Ｗ相出力電流ＩoutW）を推定する出力電流推定回路２２を備える。このようにしたので、各スイッチング素子１０１に流れる電流の推定結果から、電力変換装置１の出力電流を精度良く推定することができる。
【0085】
（３）スイッチング素子１０１は、電力変換装置１が出力する三相交流電流（Ｕ相出力電流ＩoutU、Ｖ相出力電流ＩoutV、Ｗ相出力電流ＩoutW）の各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の上下アームに対してそれぞれ設けられている。出力電流推定回路２２は、各相の上下アームのスイッチング素子１０１にそれぞれ入力されるゲート指令（Ｕ相上アーム用ゲート指令ＶG_UU、Ｕ相下アーム用ゲート指令ＶG_UL、Ｖ相上アーム用ゲート指令ＶG_VU、Ｖ相下アーム用ゲート指令ＶG_VL、Ｗ相上アーム用ゲート指令ＶG_WU、Ｗ相下アーム用ゲート指令ＶG_WL）のパルス幅の組み合わせに基づいて、図６の表６１～６３に従っていずれか２相の上アームまたは下アームをそれぞれ選択し、選択した各アームのスイッチング素子１０１に対して設けられた第１電流検出回路２１から出力される第１電流値（Ｕ相上アーム電流ＩUU、Ｕ相下アーム電流ＩUL、Ｖ相上アーム電流ＩVU、Ｖ相下アーム電流ＩVL、Ｗ相上アーム電流ＩWU、Ｗ相下アーム電流ＩWL）に基づいて、電力変換装置１の各相の出力電流（Ｕ相出力電流ＩoutU、Ｖ相出力電流ＩoutV、Ｗ相出力電流ＩoutW）を推定する。このようにしたので、（式７）の成立条件を満たすアームを順次適切に選択して、寄生抵抗１０４の電圧積分による電流誤差に関わらず、各相、各アームに流れる電流を正確に推定することができる。その結果、電力変換装置１の出力電流を精度良く推定することが可能となる。
【0086】
（第２の実施形態）
図１０は、本発明の第２の実施形態に係る電力変換装置の構成例を示す図である。図１０に示す電力変換装置１Ａは、第１の実施形態で説明した電力変換装置１にさらにホールセンサ３０を併用して、ホールセンサ３０により検出される電流値を用いたモータ制御を行いつつ、ホールセンサ３０の異常発生時にはこれを検知できるようにしたものである。以下では第１の実施形態との違いを中心に、本実施形態の電力変換装置１Ａについて説明する。
図１０は、本発明の第２の実施形態に係る電力変換装置の構成例を示す図である。図１０に示す電力変換装置１Ａは、第１の実施形態で説明した電力変換装置１にさらにホールセンサ３０を併用して、ホールセンサ３０により検出される電流値を用いたモータ制御を行いつつ、ホールセンサ３０の異常発生時にはこれを検知できるようにしたものである。以下では第１の実施形態との違いを中心に、本実施形態の電力変換装置１Ａについて説明する。
【0087】
本実施形態の電力変換装置１Ａは、各相の出力電流を検出する第２電流検出回路としてホールセンサ３０を備える。ホールセンサ３０は、制御装置２０の制御信号生成回路２３がモータ制御に使用するメインの電流センサとして用いられ、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相にそれぞれ設けられたホール素子３１Ｕ，３１Ｖ，３１Ｗと、これらのホール素子３１Ｕ～３１Ｗから出力されるセンサ信号に基づいて、各相の電流検出結果に応じた第２電流値を出力するホールＩＣ３２と、を備えて構成される。
【0088】
また、本実施形態の電力変換装置１Ａにおいて、制御装置２０には、第１の実施形態で説明した第１電流検出回路２１、出力電流推定回路２２、制御信号生成回路２３および通信コネクタ２４の各構成に加えて、さらに異常検出回路２５を備える。図１０の例では、Ｗ相に係るインバータ回路１０および制御装置２０の構成のみを図示し、Ｕ相およびＶ相については図示を省略しているが、これらはＷ相とそれぞれ同様である。
【0089】
本実施形態では、di/dt積分方式により各相、各アームの電流値を推定する第１電流検出回路２１は、サブの電流センサとして使用される。第１電流検出回路２１が算出した各相、各アームの電流値に基づいて出力電流推定回路２２により推定された各相の出力電流値と、第２電流検出回路（ホールセンサ３０）により検出された各相の出力電流を表す第２電流値とは、制御装置２０において異常検出回路２５にそれぞれ入力される。以下では、出力電流推定回路２２から出力される各相の出力電流値（Ｕ相出力電流ＩoutU、Ｖ相出力電流ＩoutV、Ｗ相出力電流ＩoutW）を第１電流値Ｉout1、ホールセンサ３０から出力される各相の出力電流値を第２電流値Ｉout2とそれぞれ表す。
【0090】
異常検出回路２５は、第１電流値Ｉout1と第２電流値Ｉout2を比較し、その比較結果に基づいて、ホールセンサ３０における異常の有無を判定する。そして、異常が無いと判定した場合は、第２電流値Ｉout2を正常な出力電流の検出値として採用し、制御用電流値として制御信号生成回路２３に出力する。一方、ホールセンサ３０に異常があると判定した場合は、第１電流値Ｉout1を正常な出力電流の検出値として採用し、制御用電流値として制御信号生成回路２３に出力する。このとき、さらにホールセンサ３０の異常発生を示す異常信号を、通信コネクタ２４を介して上位のシステムに送信しても良い。上位のシステムは、この異常信号を基に、電力変換装置１Ａの運転制御（運転継続、停止、条件の緩和等）や、ユーザーへの警告などを行う。
【0091】
図１１Ａおよび図１１Ｂは、本発明の第２の実施形態に係る異常検出回路２５が異常判定を行う際の処理の流れを示すフローチャートの一例を示す図である。本実施形態において、異常検出回路２５は、例えば所定周期ごとに図１１Ａ，１１Ｂに示す処理を実施してホールセンサ３０の異常判定を行う。
【0092】
図１１ＡのステップＳ１０１では、上位システムからの異常判定指令の有無を判定する。上位システムからの異常判定指令がある場合はステップＳ１０２へ進み、無い場合はステップＳ１１１へ進む。
【0093】
ステップＳ１０２では、ホールセンサ３０から出力される第２電流値Ｉout2と、出力電流推定回路２２から出力される第１電流値Ｉout1との差分を算出し、その差分の絶対値を差分値ΔＩ21とする。
【0094】
ステップＳ１０３では、ステップＳ１０２で算出した差分値ΔＩ21があらかじめ設定された許容差分以下であるか否かを判定する。差分値ΔＩ21が許容差分以下である場合は、第１電流検出回路２１とホールセンサ３０の両方に異常無しと判定してステップＳ１１１へ進む。一方、差分値ΔＩ21が許容差分より大きい場合は、第１電流検出回路２１とホールセンサ３０の少なくとも一方に異常有りと判定し、ステップＳ１０４へ進む。なお、ステップＳ１０３の判定で用いられる許容差分は、ホールセンサ３０の検出精度に応じて設定され、例えばホールセンサ３０の仕様で定められている誤差を２倍した値である。
【0095】
ステップＳ１０４では、第１電流値Ｉout1と第２電流値Ｉout2のそれぞれについて、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各相電流の総和Ｉsum1，Ｉsum2を算出する。
【0096】
ステップＳ１０５では、ステップＳ１０４で算出した第１電流値Ｉout1の総和Ｉsum1が所定の許容総和誤差以下であるか否かを判定する。第１電流値Ｉout1の総和Ｉsum1が許容総和誤差以下であればステップＳ１０６へ進み、許容総和誤差より大きければ、第１電流検出回路２１が異常であると判定して図１１ＢのステップＳ１１２へ進む。
【0097】
ステップＳ１０６では、ステップＳ１０４で算出した第２電流値Ｉout2の総和Ｉsum2が所定の許容総和誤差以下であるか否かを判定する。第２電流値Ｉout2の総和Ｉsum2が許容総和誤差以下であればステップＳ１０７へ進み、許容総和誤差より大きければ、ホールセンサ３０が異常であると判定してステップＳ１１０へ進む。
【0098】
ここで、第１電流検出回路２１とホールセンサ３０が両方とも正常であれば、第１電流値Ｉout1と第２電流値Ｉout2の総和Ｉsum1，Ｉsum2は理想的にはそれぞれ０になるが、実際にはインバータ回路１０の配線やモータ３の寄生容量等を介した変位電流により、これらの間には誤差が発生する。そのため、ステップＳ１０５，ステップＳ１０６の処理では、総和Ｉsum1，Ｉsum2に対して許容総和誤差をそれぞれ設定し、これを超えなければ、第１電流検出回路２１とホールセンサ３０にそれぞれ異常無しと判定する。この許容総和誤差は、例えばホールセンサ３０の仕様で定められている誤差に応じて設定され、例えば誤差の３倍に変位電流成分を加えた値である。変位電流成分の大きさは、例えば寄生容量を１００ｐＦ、スイッチング素子１０１におけるスイッチング時の電圧変化率を１０～２０ｋＶ／μｓと想定すると、１～２Ａ程度である。
【0099】
ただし、ステップＳ１０５，Ｓ１０６において第１電流値Ｉout1と第２電流値Ｉout2の総和Ｉsum1，Ｉsum2がいずれも許容総和誤差以下と判定された場合、この時点では第１電流検出回路２１とホールセンサ３０のどちらが異常であったかを判断できない。このような状況は、例えばホールセンサ３０において、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相にそれぞれ設けられたホール素子３１Ｕ，３１Ｖ，３１Ｗの精度がそれぞれ同程度ずつ劣化した場合などに発生し得る。そこで、このような場合は以下のステップＳ１０７，Ｓ１０８の処理を実行することで、第１電流検出回路２１とホールセンサ３０のどちらが異常であるかを判断する。
【0100】
ステップＳ１０７では、電力変換装置１Ａの稼働初期における第１電流値と第２電流値の初期値ＩIni1，ＩIni2を取得し、これらを用いて、第１電流値Ｉout1と第１電流初期値ＩIni1との差分の絶対値｜Ｉout1－ＩIni1｜、および、第２電流値Ｉout2と第２電流初期値ＩIni2との差分の絶対値｜Ｉout2－ＩIni2｜を算出する。このとき初期値ＩIni1，ＩIni2は、例えば稼働初期のモータ制御条件が異常判定時の制御条件と同等となる電流値を、予め設定されたルックアップテーブルから参照することにより取得する。制御条件は、例えばベクトル制御の場合、トルク指令または電流指令、現在の電流検出値、モータ角速度および角度、蓄電池２からインバータ回路１０への印加電圧等である。このルックアップテーブルは、例えば電力変換装置１Ａの出荷前または製品稼働中にあらかじめ取得した各制御条件のデータを、制御装置２０内のメモリに格納しておくことにより実現できる。
【0101】
ステップＳ１０８では、ステップＳ１０７でそれぞれ算出した第１電流値の差分絶対値｜Ｉout1－ＩIni1｜と第２電流値の差分絶対値｜Ｉout2－ＩIni2｜とを比較し、どちらの差分絶対値が大きいかを判定する。その結果、第１電流値の差分絶対値｜Ｉout1－ＩIni1｜の方が大きい場合は、第１電流検出回路２１が異常であると判定してステップＳ１０９へ進み、第２電流値の差分絶対値｜Ｉout2－ＩIni2｜の方が大きい場合は、ホールセンサ３０が異常であると判定してステップＳ１１０へ進む。
【0102】
ステップＳ１０９では、第１電流検出回路２１において何らかの異常が生じており、その結果、出力電流推定回路２２から出力される第１電流値Ｉout1が異常であると判定する。この場合、異常検出回路２５は、ホールセンサ３０から出力される第２電流値Ｉout2を正常な電流検出結果として選択し、制御信号生成回路２３へ出力する。制御信号生成回路２３では、この第２電流値Ｉout2を用いて、各相、各アームのゲート指令を生成する。
【0103】
ステップＳ１１０では、ホールセンサ３０において何らかの異常が生じており、その結果、ホールセンサ３０から出力される第２電流値Ｉout2が異常であると判定する。この場合、異常検出回路２５は、出力電流推定回路２２から出力される第１電流値Ｉout1を正常な電流検出結果として選択し、制御信号生成回路２３へ出力する。制御信号生成回路２３では、この第１電流値Ｉout1を用いて、各相、各アームのゲート指令を生成する。
【0104】
ステップＳ１１１では、第１電流検出回路２１とホールセンサ３０のいずれにおいても異常が生じておらず、出力電流推定回路２２から出力される第１電流値Ｉout1と、ホールセンサ３０から出力される第２電流値Ｉout2とが両方とも正常であると判定する。この場合、異常検出回路２５は、ホールセンサ３０から出力される第２電流値Ｉout2を正常な電流検出結果として選択し、制御信号生成回路２３へ出力する。制御信号生成回路２３では、この第２電流値Ｉout2を用いて、各相、各アームのゲート指令を生成する。
【0105】
ステップＳ１０９～Ｓ１１１のいずれかの処理を実行したら、図１１Ａ，１１Ｂの処理を終了する。
【0106】
図１１ＢのステップＳ１１２では、図１１ＡのステップＳ１０６と同様に、ステップＳ１０４で算出した第２電流値Ｉout2の総和Ｉsum2が所定の許容総和誤差以下であるか否かを判定する。第２電流値Ｉout2の総和Ｉsum2が許容総和誤差以下であればステップＳ１１７へ進み、許容総和誤差より大きければ、ホールセンサ３０が異常であると判定してステップＳ１１３へ進む。
【0107】
ステップＳ１１３へ進んだ場合、すなわち、第１電流値Ｉout1の総和Ｉsum1と第２電流値Ｉout2の総和Ｉsum2がいずれも許容総和誤差より大きい場合は、第１電流検出回路２１とホールセンサ３０が両方とも異常であると判定される。このような場合でも、電力変換装置１Ａの運転をすぐに停止できない場合に備えて、異常検出回路２５から制御信号生成回路２３へ電流値を出力する必要があり、第１電流値Ｉout1と第２電流値Ｉout2のうちなるべく誤差が小さい方を出力することが好ましい。そこでステップＳ１１３，ステップＳ１１４では、図１１ＡのステップＳ１０７，Ｓ１０８と同様の処理により、第１電流値Ｉout1と第２電流値Ｉout2のうち、電力変換装置１Ａの稼働初期における初期値ＩIni1，ＩIni2からの差分がなるべく小さい方を、制御信号生成回路２３へ出力する制御用電流値として選択する処理を実行する。
【0108】
具体的には、ステップＳ１１３では、第１電流値Ｉout1と第１電流初期値ＩIni1との差分の絶対値｜Ｉout1－ＩIni1｜、および、第２電流値Ｉout2と第２電流初期値ＩIni2との差分の絶対値｜Ｉout2－ＩIni2｜を算出する。続くステップＳ１１４では、ステップＳ１１３でそれぞれ算出した第１電流値の差分絶対値｜Ｉout1－ＩIni1｜と第２電流値の差分絶対値｜Ｉout2－ＩIni2｜とを比較し、どちらの差分絶対値が大きいかを判定する。その結果、第１電流値の差分絶対値｜Ｉout1－ＩIni1｜の方が大きい場合はステップＳ１１５へ進み、第２電流値の差分絶対値｜Ｉout2－ＩIni2｜の方が大きい場合はステップＳ１１６へ進む。
【0109】
ステップＳ１１５では、第１電流検出回路２１とホールセンサ３０の両方において何らかの異常が生じているが、出力電流推定回路２２から出力される第１電流値Ｉout1の方が、ホールセンサ３０から出力される第２電流値Ｉout2よりも誤差が大きいと判定する。この場合、異常検出回路２５は、ホールセンサ３０から出力される第２電流値Ｉout2を選択し、制御信号生成回路２３へ出力する。制御信号生成回路２３では、この第２電流値Ｉout2を用いて、各相、各アームのゲート指令を生成する。
【0110】
ステップＳ１１６では、第１電流検出回路２１とホールセンサ３０の両方において何らかの異常が生じているが、ホールセンサ３０から出力される第２電流値Ｉout2の方が、出力電流推定回路２２から出力される第１電流値Ｉout1よりも誤差が大きいと判定する。この場合、異常検出回路２５は、出力電流推定回路２２から出力される第１電流値Ｉout1を選択し、制御信号生成回路２３へ出力する。制御信号生成回路２３では、この第１電流値Ｉout1を用いて、各相、各アームのゲート指令を生成する。
【0111】
ステップＳ１１７では、第１電流検出回路２１において何らかの異常が生じており、その結果、電流検出回路２１から出力される第１電流値Ｉout1が異常であると判定する。この場合、異常検出回路２５は、ホールセンサ３０から出力される第２電流値Ｉout2を正常な電流検出結果として選択し、制御信号生成回路２３へ出力する。制御信号生成回路２３では、この第２電流値Ｉout2を用いて、各相、各アームのゲート指令を生成する。
【0112】
ステップＳ１１５～Ｓ１１７のいずれかの処理を実行したら、図１１Ａ，１１Ｂの処理を終了する。
【0113】
なお、以上説明した本発明の第２の実施形態では、第２電流検出回路であるホールセンサ３０をメインの電流センサとして使用し、第１電流検出回路２１をサブの電流センサとして使用する例を説明したが、メインとサブは逆であってもよい。また、第２電流検出回路はホールセンサ３０以外であっても良い。
【0114】
以上説明した本発明の第２の実施形態によれば、第１の実施形態で説明したものに加えて、さらに以下の作用効果を奏する。
【0115】
（４）電力変換装置１Ａは、電力変換装置１Ａの各相の出力電流を検出する第２電流検出回路であるホールセンサ３０と、出力電流推定回路２２により推定された各相の出力電流（第１電流値Ｉout1）と、ホールセンサ３０により検出された各相の出力電流（第２電流値Ｉout2）とを比較し、その比較結果に基づいてホールセンサ３０における異常発生の有無を判定する異常検出回路２５とを備える。このようにしたので、ホールセンサ３０をメインの電流センサとして用いつつ、ホールセンサ３０に異常が発生した場合はこれを検知することができる。
【0116】
（５）第２電流検出回路は、例えば、電力変換装置１Ａが出力する三相交流電流を検出するホールセンサ３０である。このようにしたので、電力変換装置１Ａが出力する三相交流電流を正確かつ確実に検出することができる。
【0117】
（第３の実施形態）
図１２は、本発明の第３の実施形態に係る電力変換装置の構成例を示す図である。図１２に示す電力変換装置１Ｂは、第１の実施形態で説明した電力変換装置１において、各相、各アームのスイッチング素子１０１と同一チップ上に形成されたオンチップ電流センサである電流センス素子１０７および感温素子１０８と、このオンチップ電流センサからの信号に基づいてスイッチング素子１０１に流れる電流を検出し、その検出結果に応じた第２電流値を出力する第２電流検出回路４０と、をさらに備える。第２電流検出回路４０は、電流センス素子１０７に流れるセンス電流を検出するセンス電流検出回路１０９と、感温素子１０８の温度である感温素子温度を検出する感温素子温度検出回路１１０と、これらの検出値からスイッチング素子１０１の電流を高精度に推定するオンチップセンサ出力電流推定回路４１と、を備える。なお図１２の例では、Ｗ相上アーム用パワーモジュール１００ＷＵの電流センス素子１０７および感温素子１０８と、これらにそれぞれ接続されたセンス電流検出回路１０９、感温素子温度検出回路１１０とを図示し、他のアームについては図示を省略しているが、各アームの構成はＷ相上アームとそれぞれ同様である。
図１２は、本発明の第３の実施形態に係る電力変換装置の構成例を示す図である。図１２に示す電力変換装置１Ｂは、第１の実施形態で説明した電力変換装置１において、各相、各アームのスイッチング素子１０１と同一チップ上に形成されたオンチップ電流センサである電流センス素子１０７および感温素子１０８と、このオンチップ電流センサからの信号に基づいてスイッチング素子１０１に流れる電流を検出し、その検出結果に応じた第２電流値を出力する第２電流検出回路４０と、をさらに備える。第２電流検出回路４０は、電流センス素子１０７に流れるセンス電流を検出するセンス電流検出回路１０９と、感温素子１０８の温度である感温素子温度を検出する感温素子温度検出回路１１０と、これらの検出値からスイッチング素子１０１の電流を高精度に推定するオンチップセンサ出力電流推定回路４１と、を備える。なお図１２の例では、Ｗ相上アーム用パワーモジュール１００ＷＵの電流センス素子１０７および感温素子１０８と、これらにそれぞれ接続されたセンス電流検出回路１０９、感温素子温度検出回路１１０とを図示し、他のアームについては図示を省略しているが、各アームの構成はＷ相上アームとそれぞれ同様である。
【0118】
本実施形態において、第２電流検出回路４０は、オンチップセンサ出力電流推定回路４１において、各相、各アームのセンス電流検出回路１０９および感温素子温度検出回路１１０によるセンス電流と感温素子温度の検出結果に基づいて、スイッチング素子１０１のソース電流値ＩSを推定する。このとき、温度検出値に基づいてスイッチング素子１０１の自己発熱によるチップ内温度分布に応じた電流センス素子１０７のセンス比のずれを補正し、補正後のセンス比を用いて、センス電流値からソース電流値ＩSを算出する。例えば、予め温度ごとに取得したセンス比の値を示すルックアップテーブルをオンチップセンサ出力電流推定回路４１に記憶しておき、このルックアップテーブルを使用して、温度検出値に応じたセンス比を求める。こうして求められたセンス比を用いて、センス電流の値からソース電流値ＩSを算出する。
【0119】
本実施形態の第２電流検出回路４０では、以上説明したような方法により、温度に応じて変化するスイッチング素子１０１の特性（オン抵抗、スイッチング損失、熱抵抗等）を考慮し、第１電流検出回路２１とは異なる方式で、スイッチング素子１０１の主電力であるソース電極に流れるソース電流値ＩSを正確に検出することができる。
【0120】
さらにオンチップセンサ出力電流推定回路４１は、上記のようにして推定した各相、各アームのソース電流値ＩSに基づき、各相の出力電流値を求める。例えば、各相で上下アームのソース電流値ＩSの差分をそれぞれ算出することにより、各相の出力電流値を求めることができる。
【0121】
また、本実施形態の電力変換装置１Ｂにおいて、制御装置２０には、第２の実施形態と同様に、第１電流検出回路２１、出力電流推定回路２２、制御信号生成回路２３および通信コネクタ２４に加えて、さらに異常検出回路２５を備える。図１２の例では、Ｗ相上アームに係るインバータ回路１０および制御装置２０の構成のみを図示し、Ｗ相下アームと、Ｕ相およびＶ相の上下アームとについては図示を省略しているが、これらはＷ相上アームとそれぞれ同様である。
【0122】
本実施形態でも第２の実施形態と同様に、di/dt積分方式により各相、各アームの電流値を推定する第１電流検出回路２１は、サブの電流センサとして使用される。第１電流検出回路２１が算出した各相、各アームの電流値は、出力電流推定回路２２により推定された各相の出力電流値として、制御装置２０へ出力される。また、第２電流検出回路４０により検出された各相の出力電流を表す第２電流値も、制御装置２０へ出力される。制御装置２０において、異常検出回路２５は、入力されたこれらの電流値を比較することで、第２の実施形態と同様に、第２電流検出回路４０や電流センス素子１０７における異常の有無を判定することができる。
【0123】
さらに本実施形態では、スイッチング素子１０１の特性に異常が生じた場合にも、その異常を検知することができる。例えば、スイッチング素子１０１がパワーサイクル寿命に近づくと、スイッチング素子１０１と端子間の接合材（半田や焼結材など）が劣化して熱抵抗が増加する。このような場合、本実施形態の異常検出回路２５では、熱抵抗増加によるスイッチング素子１０１の過温度破壊の前に、第２電流値が異常であると判断される。これにより、パワーサイクル寿命を検知し、ユーザーに部品交換等の対処を促すことができる。また、スイッチング素子１０１のターンオンやターンオフのしきい値変動があった場合、センス比が変化するため、本実施形態の異常検出回路２５では同様に第２電流値が異常であると判断され、これを検知することができる。また、スイッチング素子１０１がＳｉＣ等により構成される場合、バイポーラ劣化によってオン抵抗が増加する可能性がある。この場合にも、本実施形態の異常検出回路２５では同様に第２電流値が異常であると判断され、これを検知することができる。
【0124】
以上説明した本発明の第３の実施形態によれば、第１の実施形態で説明したものに加えて、さらに以下の作用効果を奏する。
【0125】
（６）電力変換装置１Ｂは、第１電流検出回路２１とは異なる方式で、スイッチング素子１０１の主電極であるソース電極に流れる電流ＩSを検出し、その検出結果に応じた第２電流値を出力する第２電流検出回路４０と、第１電流検出回路２１により算出された第１電流値と、第２電流検出回路４０から出力される第２電流値とを比較し、その比較結果に基づいて第２電流検出回路４０またはスイッチング素子１０１における異常発生の有無を判定する異常検出回路２５とを備える。このようにしたので、第２電流検出回路４０やスイッチング素子１０１に異常が発生した場合はこれを検知することができる。
【0126】
（７）スイッチング素子１０１は、電流センス素子１０７と感温素子１０８とを備える。第２電流検出回路４０は、電流センス素子１０７の電流であるセンス電流を検出するセンス電流検出回路１０９と、感温素子１０８の温度である感温素子温度を検出する感温素子温度検出回路１１０と、センス電流と感温素子温度に基いて電力変換装置１Ｂの出力電流（第２電流値Ｉout2）を推定するオンチップセンサ出力電流推定回路４１とを備える。このようにしたので、第２電流検出回路４０において、第１電流検出回路２１とは異なる方式で電力変換装置１Ｂの出力電流を確実に検出することができる。
【0127】
（第４の実施形態）
図１３は、本発明の第４の実施形態に係る電力変換装置の構成例を示す図である。図１３に示す電力変換装置１Ｃは、第１の実施形態で説明した電力変換装置１において、各相、各アームのスイッチング素子１０１の主電極であるソース電極の端子温度を推定し、その推定結果に基づいて過温度を検知できるようにしたものである。以下では第１の実施形態との違いを中心に、本実施形態の電力変換装置１Ｃについて説明する。
図１３は、本発明の第４の実施形態に係る電力変換装置の構成例を示す図である。図１３に示す電力変換装置１Ｃは、第１の実施形態で説明した電力変換装置１において、各相、各アームのスイッチング素子１０１の主電極であるソース電極の端子温度を推定し、その推定結果に基づいて過温度を検知できるようにしたものである。以下では第１の実施形態との違いを中心に、本実施形態の電力変換装置１Ｃについて説明する。
【0128】
本実施形態の電力変換装置１Ｃにおいて、制御装置２０には、第１の実施形態で説明した第１電流検出回路２１、出力電流推定回路２２、制御信号生成回路２３および通信コネクタ２４の各構成に加えて、さらに端子温度推定回路２６および端子過温度検知回路２７を備える。図１３の例では、Ｗ相に係るインバータ回路１０および制御装置２０の構成のみを図示し、Ｕ相およびＶ相については図示を省略しているが、これらはＷ相とそれぞれ同様である。
【0129】
本実施形態において、第１電流検出回路２１は、前述の第１電流値（Ｕ相上アーム電流ＩUU、Ｕ相下アーム電流ＩUL、Ｖ相上アーム電流ＩVU、Ｖ相下アーム電流ＩVL、Ｗ相上アーム電流ＩWU、Ｗ相下アーム電流ＩWL）の算出に加えて、さらに第１電流値に基づく各相、各アームの寄生抵抗推定値の算出を行う。第１電流検出回路２１は、例えば前述の（式１１）を変形した以下の（式１６）により、寄生抵抗１０４の抵抗値ＲSsを推定することができる。
【数11】
【0130】
（式１６）において、ソース電流値ＩSには、第１電流検出回路２１が前述の（式１４）または（式１５）を用いて、第１の実施形態で説明した算出方法により推定したソース電流の値を使用することができる。すなわち、（式１４）または（式１５）を（式１６）に代入することで得られる以下の（式１７）により、寄生抵抗１０４の抵抗値ＲSsを推定することができる。
【数12】
【0131】
各相、各アームに対応して設けられた第１電流検出回路２１は、（式１７）により、対応するスイッチング素子１０１の寄生抵抗１０４の大きさを表す寄生抵抗推定値ＲSsを算出し、端子温度推定回路２６へ出力する。端子温度推定回路２６は、各相、各アームの第１電流検出回路２１から入力される寄生抵抗推定値ＲSsに基づいて、各相、各アームのスイッチング素子１０１の主電極であるソース電極の端子温度を推定し、その推定結果を端子過温度検知回路２７へ出力する。端子温度推定回路２６は、例えば、予め取得した寄生抵抗と端子温度の関係に基づくテーブルデータまたは近似式を記憶しており、このテーブルデータまたは近似式を参照することで、寄生抵抗推定値ＲSsからソース電極の端子温度を推定することができる。
【0132】
端子過温度検知回路２７は、端子温度推定回路２６により推定された端子温度に基づいて、各相、各アームのスイッチング素子１０１の主電極であるソース電極の過温度を検知する。例えば、端子温度の推定値が所定の許容温度を超えると、スイッチング素子１０１のソース電極が過温度の状態にあると判定し、通信コネクタ２４を介して過温度異常信号を上位のシステムに送信する。この過温度異常信号に応じて、上位システムで制御の変更が必要と判断された場合には、上位システムから制御信号生成回路２３に異常時制御指令が送信され、制御信号生成回路２３において、電力変換装置１Ｃの運転停止や運転条件の緩和など、過温度を解消するように制御が変更される。
【0133】
なお、図１３では上位システムを経由して制御を変更する構成を示したが、端子過温度検知回路２７から制御信号生成回路２３に過温度異常信号を直接出力し、この過温度異常信号に応じて制御信号生成回路２３が電力変換装置１Ｃの制御を変更する構成としても良い。このように、上位システムを経由せずに端子過温度検知回路２７から制御信号生成回路２３へ信号を直接出力することで、緊急停止など即応性が求められる場合において、低遅延で制御を変更することができる。
【0134】
以上説明した本発明の第４の実施形態によれば、第１の実施形態で説明したものに加えて、さらに以下の作用効果を奏する。
【0135】
（８）電力変換装置１Ｃは、スイッチング素子１０１の主電極であるソース電極の端子温度を推定する端子温度推定回路２６を備える。第１電流検出回路２１は、第１積分値（出力電圧Ｖout）と第２積分値（出力電圧Ｖout）に基づいて寄生抵抗１０４の大きさを表す寄生抵抗推定値ＲSsを出力する。端子温度推定回路２６は、この寄生抵抗推定値ＲSsに基づいてソース電極の端子温度を推定する。このようにしたので、電力変換装置１Ｃに設けられたスイッチング素子１０１に流れる電流の推定結果から、スイッチング素子１０１における主電極の端子温度を正確に推定することができる。
【0136】
（９）電力変換装置１Ｃは、端子温度推定回路２６により推定された端子温度に基づいてソース電極の過温度を検知する端子過温度検知回路２７を備える。このようにしたので、スイッチング素子１０１において過温度異常が生じた場合に、これを確実に検知することができる。
【0137】
なお、本発明は上記した各種の実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施形態は本発明を分かりやすく説明するために、具体的に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を有するものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を、他の実施形態の構成の一部に置換することもできる。また、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を追加することもできる。また、各実施形態の構成の一部について、それを削除し、他の構成の一部を追加し、他の構成の一部と置換することもできる。
【0138】
本発明は、上述の実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能である。
【符号の説明】
【0139】
１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ：電力変換装置、２：蓄電池、３：モータ、１０：インバータ回路、１１：平滑コンデンサ、２０：制御装置、２１：第１電流検出回路、２２：出力電流推定回路、２３：制御信号生成回路、２４：通信コネクタ、２５：異常検出回路、２６：端子温度推定回路、２７：端子過温度検知回路、３０：ホールセンサ、４０：第２電流検出回路、４１：オンチップセンサ出力電流推定回路、１００：パワーモジュール、１０１：スイッチング素子、１０２：還流ダイオード、１０３：インダクタンス、１０４：寄生抵抗、１０５：ゲートドライバ、１０６：積分回路、１０７：電流センス素子、１０８：感温素子、１０９：センス電流検出回路、１１０：感温素子温度検知回路
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7A】
【図7B】
【図7C】
【図7D】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11A】
【図11B】
【図12】
【図13】