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特開2025-20712モータ駆動用インバータおよびモータ駆動用インバータの制御方法
(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2025020712
(43)【公開日】2025-02-13
(54)【発明の名称】モータ駆動用インバータおよびモータ駆動用インバータの制御方法
(51)【国際特許分類】
H02P 21/22 20160101AFI20250205BHJP
【ＦＩ】
H02P21/22
【審査請求】未請求
【請求項の数】8
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2023124245
(22)【出願日】2023-07-31
(71)【出願人】
【識別番号】000006105
【氏名又は名称】株式会社明電舎
(74)【代理人】
【識別番号】100086232
【弁理士】
【氏名又は名称】小林 博通
(74)【代理人】
【識別番号】100092613
【弁理士】
【氏名又は名称】富岡 潔
(74)【代理人】
【識別番号】100104938
【弁理士】
【氏名又は名称】鵜澤 英久
(74)【代理人】
【識別番号】100210240
【弁理士】
【氏名又は名称】太田 友幸
(72)【発明者】
【氏名】山本 康弘
(72)【発明者】
【氏名】藤曲 央武
(72)【発明者】
【氏名】滝口 昌司
【テーマコード（参考）】
5H505
【Ｆターム（参考）】
5H505DD06
5H505EE41
5H505EE49
5H505FF08
5H505GG04
5H505HB01
5H505JJ03
5H505JJ04
5H505JJ17
5H505JJ25
5H505JJ28
5H505LL07
5H505LL22
5H505LL38
5H505LL41
(57)【要約】
【課題】モータ駆動用インバータにおいて、直流電源電圧や設定上限電圧などが変動しても、複数のテーブルを切り替える必要がなく演算の増加も少ない方法で電流指令を生成する。
【解決手段】電流指令生成部５０は、ｄ軸、ｑ軸電流ＭＴＰＡテーブル５８ｄ、５８ｑで、トルク指令絶対値Ｔｒｑ＿ａｂｓに基づいてＭＴＰＡｄ軸、ｑ軸電流指令Ｉｄ＿ｍｔｐａ、Ｉｑ＿ｍｔｐａを出力する。ｄ軸、ｑ軸電流ΨＴテーブル６７ｄ、６７ｑは、制限磁束Ψ＿ｘとトルク入力Ｔｒｑ＿ｙに基づいてΨＴｄ軸、ｑ軸電流指令Ｉｄ＿ΨＴ、Ｉｑ＿ΨＴを出力する。選択スイッチＳＷ＿Ｉｒｅｆはトルク指令絶対値Ｔｒｑ＿ａｂｓ＞下限トルクＴ＿ｍｉｎの場合ΨＴｄ軸、ｑ軸電流指令Ｉｄ＿ΨＴ，Ｉｑ＿ΨＴをｄｑ軸電流指令Ｉｄｑ＿ｒｅｆとして出力し、それ以外の場合ＭＴＰＡｄ軸、ｑ軸電流指令Ｉｄ＿ｍｔｐａ，Ｉｑ＿ｍｔｐａをｄｑ軸電流指令Ｉｄｑ＿ｒｅｆとして出力する。
【選択図】図１２
【解決手段】電流指令生成部５０は、ｄ軸、ｑ軸電流ＭＴＰＡテーブル５８ｄ、５８ｑで、トルク指令絶対値Ｔｒｑ＿ａｂｓに基づいてＭＴＰＡｄ軸、ｑ軸電流指令Ｉｄ＿ｍｔｐａ、Ｉｑ＿ｍｔｐａを出力する。ｄ軸、ｑ軸電流ΨＴテーブル６７ｄ、６７ｑは、制限磁束Ψ＿ｘとトルク入力Ｔｒｑ＿ｙに基づいてΨＴｄ軸、ｑ軸電流指令Ｉｄ＿ΨＴ、Ｉｑ＿ΨＴを出力する。選択スイッチＳＷ＿Ｉｒｅｆはトルク指令絶対値Ｔｒｑ＿ａｂｓ＞下限トルクＴ＿ｍｉｎの場合ΨＴｄ軸、ｑ軸電流指令Ｉｄ＿ΨＴ，Ｉｑ＿ΨＴをｄｑ軸電流指令Ｉｄｑ＿ｒｅｆとして出力し、それ以外の場合ＭＴＰＡｄ軸、ｑ軸電流指令Ｉｄ＿ｍｔｐａ，Ｉｑ＿ｍｔｐａをｄｑ軸電流指令Ｉｄｑ＿ｒｅｆとして出力する。
【選択図】図１２
【特許請求の範囲】
【請求項1】
トルク指令と位相検出値に基づいて交流電圧指令と電圧位相指令を生成するトルク・電流制御部を備え、前記交流電圧指令と前記電圧位相指令に基づいてゲート信号を生成し、前記ゲート信号に基づいて主回路部が交流電圧を出力するモータ駆動用インバータであって、
前記トルク・電流制御部は、前記トルク指令と前記位相検出値に基づいてｄｑ軸電流指令を生成する電流指令生成部を備え、前記ｄｑ軸電流指令に基づいて電圧振幅指令と前記電圧位相指令を生成し、前記電圧振幅指令と前記電圧位相指令に基づいて前記交流電圧指令を生成し、
前記電流指令生成部は、
トルク指令絶対値または前記トルク指令絶対値を上限以下に制限したＭＴＰＡトルク指令に基づいてＭＴＰＡｄ軸電流指令を出力するｄ軸電流ＭＴＰＡテーブルと、
前記トルク指令絶対値または前記ＭＴＰＡトルク指令に基づいて値を出力するｑ軸電流ＭＴＰＡテーブルと、
前記ｑ軸電流ＭＴＰＡテーブルの出力に前記トルク指令の符号係数を乗算してＭＴＰＡｑ軸電流指令を出力する第１乗算器と、
制限磁束を生成する制限磁束演算部と、
前記制限磁束に基づいて上限トルクを出力する上限トルクテーブルと、
前記制限磁束に基づいて下限トルクを出力する下限トルクテーブルと、
前記トルク指令絶対値を前記上限トルクと前記下限トルクの間に制限してトルク入力として出力する第１飽和関数部と、
前記制限磁束と前記トルク入力に基づいてΨＴｄ軸電流指令を出力するｄ軸電流ΨＴテーブルと、
前記制限磁束と前記トルク入力に基づいて値を出力するｑ軸電流ΨＴテーブルと、
前記ｑ軸電流ΨＴテーブルの出力に前記トルク指令の符号係数を乗算してΨＴｑ軸電流指令を出力する第２乗算器と、
前記トルク指令絶対値＞前記下限トルクの場合、前記ΨＴｄ軸電流指令，前記ΨＴｑ軸電流指令を前記ｄｑ軸電流指令として出力し、それ以外の場合、前記ＭＴＰＡｄ軸電流指令，前記ＭＴＰＡｑ軸電流指令を前記ｄｑ軸電流指令として出力する選択スイッチと、
を備えたことを特徴とするモータ駆動用インバータ。
前記トルク・電流制御部は、前記トルク指令と前記位相検出値に基づいてｄｑ軸電流指令を生成する電流指令生成部を備え、前記ｄｑ軸電流指令に基づいて電圧振幅指令と前記電圧位相指令を生成し、前記電圧振幅指令と前記電圧位相指令に基づいて前記交流電圧指令を生成し、
前記電流指令生成部は、
トルク指令絶対値または前記トルク指令絶対値を上限以下に制限したＭＴＰＡトルク指令に基づいてＭＴＰＡｄ軸電流指令を出力するｄ軸電流ＭＴＰＡテーブルと、
前記トルク指令絶対値または前記ＭＴＰＡトルク指令に基づいて値を出力するｑ軸電流ＭＴＰＡテーブルと、
前記ｑ軸電流ＭＴＰＡテーブルの出力に前記トルク指令の符号係数を乗算してＭＴＰＡｑ軸電流指令を出力する第１乗算器と、
制限磁束を生成する制限磁束演算部と、
前記制限磁束に基づいて上限トルクを出力する上限トルクテーブルと、
前記制限磁束に基づいて下限トルクを出力する下限トルクテーブルと、
前記トルク指令絶対値を前記上限トルクと前記下限トルクの間に制限してトルク入力として出力する第１飽和関数部と、
前記制限磁束と前記トルク入力に基づいてΨＴｄ軸電流指令を出力するｄ軸電流ΨＴテーブルと、
前記制限磁束と前記トルク入力に基づいて値を出力するｑ軸電流ΨＴテーブルと、
前記ｑ軸電流ΨＴテーブルの出力に前記トルク指令の符号係数を乗算してΨＴｑ軸電流指令を出力する第２乗算器と、
前記トルク指令絶対値＞前記下限トルクの場合、前記ΨＴｄ軸電流指令，前記ΨＴｑ軸電流指令を前記ｄｑ軸電流指令として出力し、それ以外の場合、前記ＭＴＰＡｄ軸電流指令，前記ＭＴＰＡｑ軸電流指令を前記ｄｑ軸電流指令として出力する選択スイッチと、
を備えたことを特徴とするモータ駆動用インバータ。
【請求項2】
前記制限磁束演算部は、
直流電源電圧に１／√２を乗算する第３乗算器と、
前記第３乗算器に最大過変調率を乗算して飽和電圧を出力する第４乗算器と、
前記飽和電圧と制限電圧指令のうち小さい方を制限電圧として出力するｍｉｎ関数部と、
前記制限電圧を速度検出値の絶対値で除算する除算器と、
前記除算器の出力を磁束上限値と磁束下限値の間に制限して前記制限磁束として出力する第２飽和関数部と、
を備えたことを特徴とする請求項１記載のモータ駆動用インバータ。
直流電源電圧に１／√２を乗算する第３乗算器と、
前記第３乗算器に最大過変調率を乗算して飽和電圧を出力する第４乗算器と、
前記飽和電圧と制限電圧指令のうち小さい方を制限電圧として出力するｍｉｎ関数部と、
前記制限電圧を速度検出値の絶対値で除算する除算器と、
前記除算器の出力を磁束上限値と磁束下限値の間に制限して前記制限磁束として出力する第２飽和関数部と、
を備えたことを特徴とする請求項１記載のモータ駆動用インバータ。
【請求項3】
前記トルク・電流制御部は、
以下の（８）式、（９）式、（１０）式によって、ｄｑ軸電圧指令とｄｑ軸非干渉電圧を演算する非干渉制御部と、
前記ｄｑ軸電流指令とｄｑ軸電流検出値のｄｑ軸電流偏差に基づいて電流制御を行い、前記電流制御の出力に前記ｄｑ軸非干渉電圧を加算した非干渉補償後の出力電圧指令を極座標変換して振幅と電流制御の位相指令を生成し、前記振幅を飽和電圧で制限した電流制御の電圧振幅指令を生成する電流制御振幅位相生成部と、
前記ｄｑ軸電圧指令から電圧位相制御の電圧振幅指令を生成し、速度検出値と前記電圧位相制御の電圧振幅指令に基づいて選択信号を生成し、前記選択信号に基づいて前記電圧位相制御の電圧振幅指令と前記電流制御の電圧振幅指令を切り替えて前記電圧振幅指令として出力する振幅切替部と、
前記ｄｑ軸電流指令を用いて（１１）式により目標トルクを算出する第１トルク推定部と、前記ｄｑ軸電流検出値を用いて（１１）式によりトルク推定値を算出する第２トルク推定部と、前記目標トルクと前記トルク推定値の偏差に基づいて電圧位相制御の位相指令を出力するトルク制御部と、前記電流制御の位相指令と前記電圧位相制御の位相指令を前記選択信号で切り替えて出力する第１スイッチと、を有する位相切替部と、
前記第１スイッチの出力に前記位相検出値を加算して前記電圧位相指令として出力する加算器と、
を備えたことを特徴とする請求項１記載のモータ駆動用インバータ。
Ｖｄ＿ｒｅｆ：ｄ軸電圧指令
Ｖｑ＿ｒｅｆ：ｑ軸電圧指令
Ｒ１：抵抗
Ｉｄ＿ｒｅｆ：ｄ軸電流指令
Ｉｑ＿ｒｅｆ：ｑ軸電流指令
Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス成分
Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス成分
ωｒ：速度検出値
Ψｍ：界磁磁束
ΔＶＦＦ＿ｄ：ｄ軸インダクタンス電圧成分
ΔＶＦＦ＿ｑ：ｑ軸インダクタンス電圧成分
ΔＩｄ：ｄ軸電流偏差
ΔＩｑ：ｑ軸電流偏差
ＶＦＦ＿ｄ：ｄ軸非干渉電圧
ＶＦＦ＿ｑ：ｑ軸非干渉電圧
Ｔｒｑ：目標トルクまたはトルク推定値
Ｉｄ：ｄ軸電流指令またはｄ軸電流検出値
Ｉｑ：ｑ軸電流指令またはｑ軸電流検出値
以下の（８）式、（９）式、（１０）式によって、ｄｑ軸電圧指令とｄｑ軸非干渉電圧を演算する非干渉制御部と、
前記ｄｑ軸電流指令とｄｑ軸電流検出値のｄｑ軸電流偏差に基づいて電流制御を行い、前記電流制御の出力に前記ｄｑ軸非干渉電圧を加算した非干渉補償後の出力電圧指令を極座標変換して振幅と電流制御の位相指令を生成し、前記振幅を飽和電圧で制限した電流制御の電圧振幅指令を生成する電流制御振幅位相生成部と、
前記ｄｑ軸電圧指令から電圧位相制御の電圧振幅指令を生成し、速度検出値と前記電圧位相制御の電圧振幅指令に基づいて選択信号を生成し、前記選択信号に基づいて前記電圧位相制御の電圧振幅指令と前記電流制御の電圧振幅指令を切り替えて前記電圧振幅指令として出力する振幅切替部と、
前記ｄｑ軸電流指令を用いて（１１）式により目標トルクを算出する第１トルク推定部と、前記ｄｑ軸電流検出値を用いて（１１）式によりトルク推定値を算出する第２トルク推定部と、前記目標トルクと前記トルク推定値の偏差に基づいて電圧位相制御の位相指令を出力するトルク制御部と、前記電流制御の位相指令と前記電圧位相制御の位相指令を前記選択信号で切り替えて出力する第１スイッチと、を有する位相切替部と、
前記第１スイッチの出力に前記位相検出値を加算して前記電圧位相指令として出力する加算器と、
を備えたことを特徴とする請求項１記載のモータ駆動用インバータ。
【数8】
【数9】
【数10】
【数11】
Ｖｄ＿ｒｅｆ：ｄ軸電圧指令
Ｖｑ＿ｒｅｆ：ｑ軸電圧指令
Ｒ１：抵抗
Ｉｄ＿ｒｅｆ：ｄ軸電流指令
Ｉｑ＿ｒｅｆ：ｑ軸電流指令
Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス成分
Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス成分
ωｒ：速度検出値
Ψｍ：界磁磁束
ΔＶＦＦ＿ｄ：ｄ軸インダクタンス電圧成分
ΔＶＦＦ＿ｑ：ｑ軸インダクタンス電圧成分
ΔＩｄ：ｄ軸電流偏差
ΔＩｑ：ｑ軸電流偏差
ＶＦＦ＿ｄ：ｄ軸非干渉電圧
ＶＦＦ＿ｑ：ｑ軸非干渉電圧
Ｔｒｑ：目標トルクまたはトルク推定値
Ｉｄ：ｄ軸電流指令またはｄ軸電流検出値
Ｉｑ：ｑ軸電流指令またはｑ軸電流検出値
【請求項4】
前記制限磁束演算部は、
直流電源電圧に１／√２を乗算する第３乗算器と、
前記第３乗算器に最大過変調率を乗算して飽和電圧を出力する第４乗算器と、
前記飽和電圧と制限電圧指令のうち小さい方を制限電圧として出力するｍｉｎ関数部と、
前記ｄｑ軸電流検出値または前記ｄｑ軸電流指令を前記電流制御の位相指令により回転座標変換してｘｙ軸電流検出値に変換する回転座標変換部と、
前記ｘｙ軸電流検出値のｘ軸成分に抵抗を乗算して電圧降下成分を算出する第５乗算器と、
前記制限電圧から前記電圧降下成分を減算する減算器と、
前記減算器の出力を速度検出値の絶対値で除算する除算器と、
前記除算器の出力を磁束上限値と磁束下限値の間に制限して前記制限磁束として出力する第２飽和関数部と、
を備えたことを特徴とする請求項３記載のモータ駆動用インバータ。
直流電源電圧に１／√２を乗算する第３乗算器と、
前記第３乗算器に最大過変調率を乗算して飽和電圧を出力する第４乗算器と、
前記飽和電圧と制限電圧指令のうち小さい方を制限電圧として出力するｍｉｎ関数部と、
前記ｄｑ軸電流検出値または前記ｄｑ軸電流指令を前記電流制御の位相指令により回転座標変換してｘｙ軸電流検出値に変換する回転座標変換部と、
前記ｘｙ軸電流検出値のｘ軸成分に抵抗を乗算して電圧降下成分を算出する第５乗算器と、
前記制限電圧から前記電圧降下成分を減算する減算器と、
前記減算器の出力を速度検出値の絶対値で除算する除算器と、
前記除算器の出力を磁束上限値と磁束下限値の間に制限して前記制限磁束として出力する第２飽和関数部と、
を備えたことを特徴とする請求項３記載のモータ駆動用インバータ。
【請求項5】
前記非干渉制御部は、電圧演算部とインダクタンス電圧演算部とを備え、
前記電圧演算部は、
ｄ軸電流指令とｑ軸電流指令絶対値に基づいてｄ軸磁束成分を出力するｄ軸磁束テーブルと、
前記ｄ軸電流指令と前記ｑ軸電流指令絶対値に基づいて値を出力するｑ軸磁束テーブルと、
前記ｑ軸磁束テーブルの出力にｑ軸電流指令の符号係数を乗算してｑ軸磁束成分を出力する第６乗算器と、を備え、
以下の（１３）式により、前記ｄｑ軸電圧指令を算出し、
前記インダクタンス電圧演算部は、（９）式によりｄｑ軸インダクタンス電圧成分を算出し、
前記ｄｑ軸電圧指令と前記ｄｑ軸インダクタンス電圧成分を加算した値を前記ｄｑ軸非干渉電圧とすることを特徴とする請求項３記載のモータ駆動用インバータ。
Ｖｄ＿ｒｅｆ：ｄ軸電圧指令
Ｖｑ＿ｒｅｆ：ｑ軸電圧指令
Ｒ１：抵抗
Ｉｄ＿ｒｅｆ：ｄ軸電流指令
Ｉｑ＿ｒｅｆ：ｑ軸電流指令
ωｒ：速度検出値
Ｊ：回転行列
Ψｄ：ｄ軸磁束成分
Ψｑ：ｑ軸磁束成分
前記電圧演算部は、
ｄ軸電流指令とｑ軸電流指令絶対値に基づいてｄ軸磁束成分を出力するｄ軸磁束テーブルと、
前記ｄ軸電流指令と前記ｑ軸電流指令絶対値に基づいて値を出力するｑ軸磁束テーブルと、
前記ｑ軸磁束テーブルの出力にｑ軸電流指令の符号係数を乗算してｑ軸磁束成分を出力する第６乗算器と、を備え、
以下の（１３）式により、前記ｄｑ軸電圧指令を算出し、
前記インダクタンス電圧演算部は、（９）式によりｄｑ軸インダクタンス電圧成分を算出し、
前記ｄｑ軸電圧指令と前記ｄｑ軸インダクタンス電圧成分を加算した値を前記ｄｑ軸非干渉電圧とすることを特徴とする請求項３記載のモータ駆動用インバータ。
【数13】
Ｖｄ＿ｒｅｆ：ｄ軸電圧指令
Ｖｑ＿ｒｅｆ：ｑ軸電圧指令
Ｒ１：抵抗
Ｉｄ＿ｒｅｆ：ｄ軸電流指令
Ｉｑ＿ｒｅｆ：ｑ軸電流指令
ωｒ：速度検出値
Ｊ：回転行列
Ψｄ：ｄ軸磁束成分
Ψｑ：ｑ軸磁束成分
【請求項6】
前記第１トルク推定部は、
前記ｄ軸電流指令とｑ軸電流指令絶対値に基づいて値を出力する目標トルクテーブルと、
前記目標トルクテーブルの出力にｑ軸電流指令の符号係数を乗算して前記目標トルクとして出力する第７乗算器と、を備え、
前記第２トルク推定部は、
ｄ軸電流検出値とｑ軸電流検出値の絶対値に基づいて値を出力するトルク推定テーブルと、
前記トルク推定テーブルの出力にｑ軸電流検出値の符号係数を乗算して前記トルク推定値として出力する第８乗算器と、
を備えたことを特徴とする請求項３記載のモータ駆動用インバータ。
前記ｄ軸電流指令とｑ軸電流指令絶対値に基づいて値を出力する目標トルクテーブルと、
前記目標トルクテーブルの出力にｑ軸電流指令の符号係数を乗算して前記目標トルクとして出力する第７乗算器と、を備え、
前記第２トルク推定部は、
ｄ軸電流検出値とｑ軸電流検出値の絶対値に基づいて値を出力するトルク推定テーブルと、
前記トルク推定テーブルの出力にｑ軸電流検出値の符号係数を乗算して前記トルク推定値として出力する第８乗算器と、
を備えたことを特徴とする請求項３記載のモータ駆動用インバータ。
【請求項7】
前記第１トルク推定部は、
前記トルク指令絶対値が前記下限トルクよりも大きい場合は前記トルク入力を出力し、それ以外の場合は前記トルク指令絶対値または前記ＭＴＰＡトルク指令を出力する第２スイッチと、
前記第２スイッチの出力に前記トルク指令の符号係数を乗算して前記目標トルクとして出力する第９乗算器と、を備え、
前記第２トルク推定部は、
ｄ軸電流検出値とｑ軸電流検出値絶対値に基づいて値を出力するトルク推定テーブルと、
前記トルク推定テーブルの出力にｑ軸電流検出値の符号係数を乗算して前記トルク推定値として出力する第８乗算器と、
を備えたことを特徴とする請求項３記載のモータ駆動用インバータ。
前記トルク指令絶対値が前記下限トルクよりも大きい場合は前記トルク入力を出力し、それ以外の場合は前記トルク指令絶対値または前記ＭＴＰＡトルク指令を出力する第２スイッチと、
前記第２スイッチの出力に前記トルク指令の符号係数を乗算して前記目標トルクとして出力する第９乗算器と、を備え、
前記第２トルク推定部は、
ｄ軸電流検出値とｑ軸電流検出値絶対値に基づいて値を出力するトルク推定テーブルと、
前記トルク推定テーブルの出力にｑ軸電流検出値の符号係数を乗算して前記トルク推定値として出力する第８乗算器と、
を備えたことを特徴とする請求項３記載のモータ駆動用インバータ。
【請求項8】
トルク指令と位相検出値に基づいて交流電圧指令と電圧位相指令を生成するトルク・電流制御部を備え、前記交流電圧指令と前記電圧位相指令に基づいてゲート信号を生成し、前記ゲート信号に基づいて主回路部が交流電圧を出力するモータ駆動用インバータの制御方法であって、
前記トルク・電流制御部は、
電流指令生成部で前記トルク指令と前記位相検出値に基づいてｄｑ軸電流指令を生成し、
前記ｄｑ軸電流指令に基づいて電圧振幅指令と前記電圧位相指令を生成し、前記電圧振幅指令と前記電圧位相指令に基づいて前記交流電圧指令を生成し、
前記電流指令生成部は、
ｄ軸電流ＭＴＰＡテーブルが、トルク指令絶対値または前記トルク指令絶対値を上限以下に制限したＭＴＰＡトルク指令に基づいてＭＴＰＡｄ軸電流指令を出力し、
ｑ軸電流ＭＴＰＡテーブルが、前記トルク指令絶対値または前記ＭＴＰＡトルク指令に基づいて値を出力し、
第１乗算器が、前記ｑ軸電流ＭＴＰＡテーブルの出力に前記トルク指令の符号係数を乗算してＭＴＰＡｑ軸電流指令を出力し、
制限磁束演算部が、制限磁束を生成し、
上限トルクテーブルが、前記制限磁束に基づいて上限トルクを出力し、
下限トルクテーブルが、前記制限磁束に基づいて下限トルクを出力し、
第１飽和関数部が、前記トルク指令絶対値を前記上限トルクと前記下限トルクの間に制限してトルク入力として出力し、
ｄ軸電流ΨＴテーブルが、前記制限磁束と前記トルク入力に基づいてΨＴｄ軸電流指令を出力し、
ｑ軸電流ΨＴテーブルが、前記制限磁束と前記トルク入力に基づいて値を出力し、
第２乗算器が、前記ｑ軸電流ΨＴテーブルの出力に前記トルク指令の符号係数を乗算してΨＴｑ軸電流指令を出力し、
選択スイッチが、前記トルク指令絶対値＞前記下限トルクの場合、前記ΨＴｄ軸電流指令，前記ΨＴｑ軸電流指令を前記ｄｑ軸電流指令として出力し、それ以外の場合、前記ＭＴＰＡｄ軸電流指令，前記ＭＴＰＡｑ軸電流指令を前記ｄｑ軸電流指令として出力する、
ことを特徴とするモータ駆動用インバータの制御方法。
前記トルク・電流制御部は、
電流指令生成部で前記トルク指令と前記位相検出値に基づいてｄｑ軸電流指令を生成し、
前記ｄｑ軸電流指令に基づいて電圧振幅指令と前記電圧位相指令を生成し、前記電圧振幅指令と前記電圧位相指令に基づいて前記交流電圧指令を生成し、
前記電流指令生成部は、
ｄ軸電流ＭＴＰＡテーブルが、トルク指令絶対値または前記トルク指令絶対値を上限以下に制限したＭＴＰＡトルク指令に基づいてＭＴＰＡｄ軸電流指令を出力し、
ｑ軸電流ＭＴＰＡテーブルが、前記トルク指令絶対値または前記ＭＴＰＡトルク指令に基づいて値を出力し、
第１乗算器が、前記ｑ軸電流ＭＴＰＡテーブルの出力に前記トルク指令の符号係数を乗算してＭＴＰＡｑ軸電流指令を出力し、
制限磁束演算部が、制限磁束を生成し、
上限トルクテーブルが、前記制限磁束に基づいて上限トルクを出力し、
下限トルクテーブルが、前記制限磁束に基づいて下限トルクを出力し、
第１飽和関数部が、前記トルク指令絶対値を前記上限トルクと前記下限トルクの間に制限してトルク入力として出力し、
ｄ軸電流ΨＴテーブルが、前記制限磁束と前記トルク入力に基づいてΨＴｄ軸電流指令を出力し、
ｑ軸電流ΨＴテーブルが、前記制限磁束と前記トルク入力に基づいて値を出力し、
第２乗算器が、前記ｑ軸電流ΨＴテーブルの出力に前記トルク指令の符号係数を乗算してΨＴｑ軸電流指令を出力し、
選択スイッチが、前記トルク指令絶対値＞前記下限トルクの場合、前記ΨＴｄ軸電流指令，前記ΨＴｑ軸電流指令を前記ｄｑ軸電流指令として出力し、それ以外の場合、前記ＭＴＰＡｄ軸電流指令，前記ＭＴＰＡｑ軸電流指令を前記ｄｑ軸電流指令として出力する、
ことを特徴とするモータ駆動用インバータの制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、ＰＭモータの可変速駆動に係り、高い回転速度で、かつトルク制御を適用する用途に関する。
【背景技術】
【0002】
非特許文献１，２には、「たすきがけ制御」が開示されている。
【0003】
非特許文献３には「ＰＭモータのＶ／Ｆ制御」が開示されており、位相検出を使用しないＶＦ制御型のトルク制御が記載されている。ｑ軸電流の微分成分を周波数に補正して安定化を図り、さらに最大トルク／電流特性を無効電力による電圧位相補正によって実現している。
【0004】
トルク指令に追従させるのではなく、最大トルク／電流特性を維持する方法として、電流振幅に対する無効電力を計算し、この関係が成立するように電圧位相を調整している。
【0005】
しかし、直流電源電圧が低下して出力電圧の上限が制限された場合など、最大トルク／電流特性よりも弱め界磁を強く（Ｉｄを負側に増加）する対応までは検討されていない。速度－トルク特性として定トルク／定出力範囲の分類があるが、定トルクの領域に適用するものであり、定出力範囲までは考慮されていない。
【0006】
非特許文献４には「電圧位相制御（１）」が開示されており、トルク指令とトルク推定が一致するように電圧位相を調整する方法が記載されている。しかし、電圧波形は正弦波振幅を過大に設定して直流電源電圧Ｖｄｃでカットしただけであり、線形性の工夫などはない。
【0007】
非特許文献６には「電圧位相制御（２）」が開示されており、電流制御モードと電圧位相制御の切り替え方式についての記載がある。従来技術３では、非特許文献６の「Ｆｉｇ．３ （ａ） ｃｏｎｖｅｎｔｉｏｎａｌ ｍｅｔｈｏｄ」に示された構成図を参考にしている。
【0008】
特許文献１には「電圧位相制御（３）」が開示されており、電流制御と電圧位相制御を組み合わせて切り替える方法が記載されている。１パルス変調ではなく変調率ｍの可変電圧を設定している。逆に、同期ＰＷＭへの切り替えに関する記載はない。電流制御（変調率＜１）と１パルスＰＷＭ波形による電圧位相制御（変調率＞１）を切り替えている。この、電流制御と電圧位相制御は別の構成であり、相互の情報交換（初期化）はあるが切り替え時の電圧変化抑制の詳細までは示されていない。過変調についても、電圧指令を拡大してリミットする単純な方式である。
【0009】
特許文献２には「６次高調波による過変調方式」が開示されており、正弦波キャリア比較ＰＷＭ方法にて、電圧飽和時に出力電圧限界を拡大する方法が記載されている。この過変調方式は下記のような特徴があり、これと後述する「同期キャリア」とを組み合わせて「電圧位相制御のＰＷＭ生成」に利用する。
・過変調時に生じる高調波は５次と７次（回転座標系で６次）のみ。
・ＰＷＭキャリア周期は一定でよい。
・二相変調の適用方法を指定することにより、細いパルスを防止できる。
・過変調時に生じる高調波は５次と７次（回転座標系で６次）のみ。
・ＰＷＭキャリア周期は一定でよい。
・二相変調の適用方法を指定することにより、細いパルスを防止できる。
【0010】
（先行技術文献等に記載の技術内容の概要）
「使用する用語」
ＰＷＭ：パルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）
ＡＣＲ：自動電流調整器…電流制御器（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ ｃｕｒｒｅｎｔ ｒｅｇｕｌａｔｏｒ）
ＰＩ制御：比例積分制御（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ－Ｉｎｔｅｇｒａｌ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ）
ＰＬＬ：位相同期回路・位相同期フィードバックループ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）
ＰＭＳＭ：永久磁石同期電動機（Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｔｏｒ）
ＩＰＭＳＭ：埋込磁石同期電動機（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｔｏｒ）。
「使用する用語」
ＰＷＭ：パルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）
ＡＣＲ：自動電流調整器…電流制御器（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ ｃｕｒｒｅｎｔ ｒｅｇｕｌａｔｏｒ）
ＰＩ制御：比例積分制御（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ－Ｉｎｔｅｇｒａｌ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ）
ＰＬＬ：位相同期回路・位相同期フィードバックループ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）
ＰＭＳＭ：永久磁石同期電動機（Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｔｏｒ）
ＩＰＭＳＭ：埋込磁石同期電動機（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｔｏｒ）。
【0011】
「従来技術１ 交流回転機の制御システムと電流制御の基本構成」
本願発明は永久磁石同期電動機（ＰＭＳＭ）のトルク制御装置に関する内容であり、基本となる制御システムを従来技術１として説明しておく。この構成例が図１であり、これは下記の要素ブロックで構成されている。
本願発明は永久磁石同期電動機（ＰＭＳＭ）のトルク制御装置に関する内容であり、基本となる制御システムを従来技術１として説明しておく。この構成例が図１であり、これは下記の要素ブロックで構成されている。
【0012】
１：制御対象の交流電動機（モータ，ＰＭＳＭ）
２：モータを駆動する電力変換器の主回路部（インバータ）
３：電力変換器の直流電源
４：トルクを制御するための電圧指令を出力する制御部（トルク・電流制御部）
５：電圧指令をＰＷＭ指令に変換する変換部（ＰＷＭ指令・零相変調部）
６：ＰＷＭ生成に使用するキャリア信号発生部（非同期キャリア周波数＝Ｆｃ０）
７：ＰＷＭ指令とキャリア信号とを比較してゲート信号を生成する比較部
８：モータ電流（インバータ出力電流）を検出する電流センサ（電流検出部）
９：モータ回転子の位相検出器（位置検出部）
１０：位相検出値を時間微分する速度検出部。
２：モータを駆動する電力変換器の主回路部（インバータ）
３：電力変換器の直流電源
４：トルクを制御するための電圧指令を出力する制御部（トルク・電流制御部）
５：電圧指令をＰＷＭ指令に変換する変換部（ＰＷＭ指令・零相変調部）
６：ＰＷＭ生成に使用するキャリア信号発生部（非同期キャリア周波数＝Ｆｃ０）
７：ＰＷＭ指令とキャリア信号とを比較してゲート信号を生成する比較部
８：モータ電流（インバータ出力電流）を検出する電流センサ（電流検出部）
９：モータ回転子の位相検出器（位置検出部）
１０：位相検出値を時間微分する速度検出部。
【0013】
図１を大別すると、電流を制御するための「トルク・電流制御部４」、電圧指令をＰＷＭ変調の指令値に変換する「ＰＷＭ指令・零相変調部５」、ＰＷＭ指令とキャリア信号を比較してＰＷＭパルスに変換しさらにゲート信号を生成する「ＰＷＭ生成部７ａ」、およびＰＷＭの交流電圧を出力する「電力変換器の主回路部２」などで構成されている。
【0014】
「トルク・電流制御部４」では、上位の制御装置などからトルク指令Ｔｒｑ＿ｃｍｄが与えられ、二軸座標の交流電圧指令Ｖａ，Ｖｂを出力する。「ＰＷＭ指令・零相変調部５」では、二軸座標の交流電圧指令Ｖａ，Ｖｂを三相正弦波状の電圧指令に変換したのち、直流電源電圧に対する比率変換と零相変調などを適用して、キャリア信号Ｃｒｙと比較する三相ＰＷＭ指令Ｋｚｕ，Ｋｚｖ，Ｋｚｗに変換する。
【0015】
「ＰＷＭ生成部７ａ」では、この三相ＰＷＭ指令Ｋｚｕ，Ｋｚｖ，Ｋｚｗと三角波のキャリア信号Ｃｒｙとを比較してＰＷＭパターンに変換し、さらにデッドタイムなどを挿入して、主回路部２のスイッチング素子を制御するゲート信号Ｇｕ，Ｇｖ，Ｇｗ，Ｇｘ，Ｇｙ，Ｇｚを出力する。
【0016】
電力変換器の主回路部２は図２に示すような「電圧型インバータ」であり、ゲート信号Ｇｕ～Ｇｗに基づいて直流電源３の直流電源電圧Ｖｄｃを振幅とするＰＷＭ波形に変換して三相交流相当の線間電圧を出力する。
【0017】
これに電流検出部８や位置検出部９および速度検出部１０を組み合わせて制御系を構成し、この制御系により適切な電流を発生させて、トルク指令Ｔｒｑ＿ｃｍｄと同等のモータトルクを発生させる。以上が、図１の全体構成である。
【0018】
「トルク・電流制御部４」の詳細構成例を図３（ａ）に示す。モータの検出信号は、三相電流検出値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと位相検出値θｒであり、電流制御は界磁軸をｄ軸とする直交回転座標（ｄｑ座標）に実装している。
【0019】
電流指令生成部２０では、トルク指令Ｔｒｑ＿ｃｍｄと速度検出値ωｒより、ｄｑ座標のｄｑ軸電流指令（ベクトル）Ｉｄｑ＿ｒｅｆ（要素：Ｉｄ＿ｒｅｆ，Ｉｑ＿ｒｅｆ）に変換している。
【0020】
三相電流検出値Ｉｕｖｗ（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）は三相二相変換して直交二軸成分Ｉａｂ＿ｄｅｔ（Ｉａ＿ｄｅｔ，Ｉｂ＿ｄｅｔ）に変換し、さらに「位相検出値（ｄ軸位相）θｒによる回転座標変換」によりｄｑ座標の直交二軸成分であるｄｑ軸電流検出値（ベクトル）Ｉｄｑ＿ｄｅｔ（Ｉｄ＿ｄｅｔ，Ｉｑ＿ｄｅｔ）に変換している。図３（ａ）では「三相二相変換」と「回転座標変換」をまとめて「座標変換部２６」として表現している。
【0021】
差分部２２でｄｑ軸電流指令Ｉｄｑ＿ｒｅｆとｄｑ軸電流検出値Ｉｄｑ＿ｄｅｔの差分であるｄｑ軸電流偏差ΔＩｄｑを算出する。電流制御部２３ａでは、ｄｑ軸電流偏差ΔＩｄｑを入力とし、比例項２３で比例ゲインＫＰｃを乗算して比例項電圧ＶＰｄｑを出力する。積分項２４で比例項電圧ＶＰｄｑを積分時定数ＴＩｃで積分して積分項電圧ＶＩｄｑを出力する。加算器２５は比例項電圧ＶＰｄｑと積分項電圧ＶＩｄｑを加算して比例積分電圧ＶＰＩｄｑを出力する。
【0022】
非干渉制御部２７はｄｑ軸電流検出値Ｉｄｑ＿ｄｅｔ（Ｉｄ＿ｄｅｔ，Ｉｑ＿ｄｅｔ）に基づいてｄｑ軸非干渉電圧ＶＦＦｄｑを算出する。加算器２８は比例積分電圧ＶＰＩｄｑにｄｑ軸非干渉電圧ＶＦＦｄｑを加算して非干渉補償後の出力電圧指令（ベクトル）Ｖ１ｄｑを出力している。
【0023】
この非干渉補償後の出力電圧指令Ｖ１ｄｑは「ｄｑ座標の直交成分」であるので、一般的には、「位相検出値θｒによる逆回転座標変換」によって「固定座標（ａｂ座標）の直交二軸成分（交流電圧指令）Ｖａ，Ｖｂ」に変換し、さらに「二相三相変換」により三相交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する。
【0024】
しかし、図３（ａ）では過変調補正が適用しやすいように、「逆回転座標座変換と二相三相変換」の代わりに「極座標変換」を利用した構成例を採用している。対応するのは、「直交／極座標変換部２９」と「加算器３４」および「極／直交座標変換部３１」の部分である。その他は電圧飽和や過変調に関する要素なので、従来技術２にて後述する。
【0025】
前述の「固定座標系の直交二軸電圧指令（交流電圧指令）Ｖａ，Ｖｂ」から図２の「６個のスイッチング素子に対するゲート信号Ｇｕ～Ｇｗ」に変換するまでの過程を、図４に示している。これは、図１のＰＷＭ指令・零相変調部５やＰＷＭ生成部７ａ（キャリア信号発生部６、比較部７）の部分をまとめたものである。
【0026】
まず「二相三相変換部１１」にて直交二軸電圧指令（交流電圧指令）Ｖａ，Ｖｂを三相交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換し、各相の電圧成分を除算器１２ｕ，１２ｖ，１２ｗで直流電源電圧の片振幅「Ｖｄｃ／２」にて除算してＰＷＭ指令Ｋｕ，Ｋｖ，Ｋｗに変換する。
【0027】
モータ巻線の中性点が直流電源などに対して絶縁されている場合には、三相に同じ電圧成分（零相電圧）を重畳してもモータ電流には影響を与えないため、この重畳する零相電圧を操作して直流電源電圧の利用率を改善する。
【0028】
以降ではこれを「零相変調」と呼ぶ。図４では零相変調部１３にて零相成分Ｋｚを生成し、加算器１４ｕ，１４ｖ，１４ｗにてこれを各相のＰＷＭ指令Ｋｕ，Ｋｖ，Ｋｗに加算補正している。零相変調後の三相ＰＷＭ指令Ｋｚｕ，Ｋｚｖ，Ｋｚｗは「比較部７」に入力され、三相分の大小比較器１５ｕ，１５ｖ，１５ｗにより、「キャリア信号発生部６が出力する三角波状のキャリア信号Ｃｒｙ」と比較され、時系列のパルス信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗに変換される。
【0029】
最後に、電圧型インバータの場合には、三相分の「ＤＴブロック１６ｕ，１６ｖ，１６ｗ」にて、上下アームのスイッチング素子に与えるゲート信号間に「デッドタイム（短絡防止期間）」を挿入して、６個のスイッチング素子に対するゲート信号Ｇｕ，Ｇｘ，Ｇｖ，Ｇｙ，Ｇｗ，Ｇｚを出力する。
【0030】
【0031】
ディジタル制御として実装される場合、通常は、キャリア信号の頂点タイミングでＰＷＭ指令が更新され、電流検出値も同時にサンプルされる。
【0032】
図１では代表的なトルク制御の構成例を示したが、電流制御や速度制御などの多様な制御系にも拡張できるし、電流制御部も多様な構成方法がある。
【0033】
キャリアに関する用語については、以降ではキャリア信号発生部６が出力する三角波状のキャリア信号Ｃｒｙを「キャリア（信号）」と省略する。また、キャリア信号Ｃｒｙの周波数を「キャリア周波数Ｆｃ」とよび、固定周波数である場合には「非同期キャリア周波数Ｆｃ０」、キャリア周波数が出力電圧の周波数と連動（比例）して変化する場合には「同期キャリア」とし、これらにより生成したＰＷＭパターンを「非同期ＰＷＭ，同期ＰＷＭ」とする。また、同期キャリアでは出力電圧の一周期に含まれるキャリア数を「（ＰＷＭ）キャリア数Ｎｃ」と表現する。
【0034】
【0035】
図６は逆突極性（Ｌｄ＜Ｌｑ）を有する磁石埋込形同期電動機（ＩＰＭＳＭ）を駆動する場合を想定しており、「横軸を速度、縦軸をトルクとする座標（Ｎ－Ｔ座標）」における特性である。図６（ａ）はｄ軸電流指令の特性、図６（ｂ）はｑ軸電流指令の特性をそれぞれ等高線として示してある。
【0036】
基底速度（１ｐ．ｕ．）付近の「ＭＴＰＡ境界」より低い速度域では、トルクに対するｄ軸電流やｑ軸電流の特性はほぼ一定である。高い速度域では、同一トルクであっても弱め界磁電流つまり図６（ａ）のｄ軸電流は負方向に増加し、同時にトルクを維持するために図６（ｂ）のｑ軸電流の方も変動している。
【0037】
また、速度が増加してもｄｑ軸電流指令の絶対値が「制限電流」を超過しないように「トルク限界」の境界で示したように有効トルク範囲が制限されている。電流指令生成部２０にはこの特性が二次元テーブルとして実装されており、上記のようにテーブル自体に「弱め界磁電流の増加」や「電流制限」の機能まで含まれていることが特徴である。
【0038】
この図６の「Ｎ－Ｔ特性」は、図７に示すような「ｄ軸電流とｑ軸電流を軸とする座標（Ｉｄ－Ｉｑ座標）における電圧とトルク特性」を基にして作成することができる。図７では、下記のような３種類の特性を等高線として描いてある。本来は図７のトルク軸は正負の範囲をとり得るが、「Ｉｑ＝０の軸」に対して対称性があるので「正のトルク範囲（Ｉｑ≧０）」のみを示している。
【0039】
【0040】
（２）電圧の等高線（実線）
定格電圧により正規化した電圧振幅の等高線であり、等電圧線は楕円の一部になっており、等高線の勾配は「ｄ軸電流の負方向に対して単調減少」している。この電圧を定格速度での起電力とみなせば、定格速度で除算したものはモータの巻線鎖交磁束とみなせる。以降では巻線鎖交磁束を「磁束」と省略して表現する。
定格電圧により正規化した電圧振幅の等高線であり、等電圧線は楕円の一部になっており、等高線の勾配は「ｄ軸電流の負方向に対して単調減少」している。この電圧を定格速度での起電力とみなせば、定格速度で除算したものはモータの巻線鎖交磁束とみなせる。以降では巻線鎖交磁束を「磁束」と省略して表現する。
【0041】
（３）電流の振幅円（点線）
参考として、ｄ軸とｑ軸電流を合成した振幅成分についても等高線を記載した。これは原点を中心とする円であり、この電流円とトルクの等高線が接する点が「一定の電流振幅において最大トルクを出力できる（ＭＴＰＡ：Ｍａｘｉｍｕｍ Ｔｏｒｑｅ Ｐｅｒ Ａｍｐｅｒｅ）条件」に相当する。以降では、このＭＴＰＡ点を結んだ軌跡（Ｐ０－Ｐ）を「ＭＴＰＡ特性」と呼ぶ。
参考として、ｄ軸とｑ軸電流を合成した振幅成分についても等高線を記載した。これは原点を中心とする円であり、この電流円とトルクの等高線が接する点が「一定の電流振幅において最大トルクを出力できる（ＭＴＰＡ：Ｍａｘｉｍｕｍ Ｔｏｒｑｅ Ｐｅｒ Ａｍｐｅｒｅ）条件」に相当する。以降では、このＭＴＰＡ点を結んだ軌跡（Ｐ０－Ｐ）を「ＭＴＰＡ特性」と呼ぶ。
【0042】
＜領域制限の種類＞
図７のうち制御に利用するのは（Ｐ０－Ｐ－Ｑ０－Ｐ０）で囲った領域であり、これは次のような特性により制限されている。
図７のうち制御に利用するのは（Ｐ０－Ｐ－Ｑ０－Ｐ０）で囲った領域であり、これは次のような特性により制限されている。
【0043】
（ａ）ＭＴＰＡ特性（軌跡：Ｐ０－Ｐ）
「最大トルク／電流特性（ＭＴＰＡ特性）」の軌跡であり、図７では「Ｐ０点からＰ点を通る実線」として示してある。図６の「ＭＴＰＡ境界」より左側の領域は、このＭＴＰＡ特性の軌跡上で動作している。図７のＭＴＰＡ特性の軌跡より右側の範囲は、電流が増加するので通常は利用しない。
「最大トルク／電流特性（ＭＴＰＡ特性）」の軌跡であり、図７では「Ｐ０点からＰ点を通る実線」として示してある。図６の「ＭＴＰＡ境界」より左側の領域は、このＭＴＰＡ特性の軌跡上で動作している。図７のＭＴＰＡ特性の軌跡より右側の範囲は、電流が増加するので通常は利用しない。
【0044】
（ｂ）電流制限特性（円弧：Ｐ－Ｑ０）
モータ定格電流やインバータの定格電流などにより設定された電流制限特性である。これは原点を中心とする円弧（Ｐ－Ｑ０）であり、これより外側は過大な電流となるので使用できない。図６では「トルク限界（Ｐ－Ｑ０）」の境界線がこれに相当する。
モータ定格電流やインバータの定格電流などにより設定された電流制限特性である。これは原点を中心とする円弧（Ｐ－Ｑ０）であり、これより外側は過大な電流となるので使用できない。図６では「トルク限界（Ｐ－Ｑ０）」の境界線がこれに相当する。
【0045】
（ｃ）トルク＝０（Ｉｑ＝０軸：Ｑ０－ＰＯ）
これは「トルク＝０（Ｉｑ＝０）」の境界であり、正負のトルク領域の境界軸（対称軸）である。これ以下の負の領域は「対称特性」として取り扱う。図６では「トルク軸＝０」がこれに相当する。
これは「トルク＝０（Ｉｑ＝０）」の境界であり、正負のトルク領域の境界軸（対称軸）である。これ以下の負の領域は「対称特性」として取り扱う。図６では「トルク軸＝０」がこれに相当する。
【0046】
このように、図７の「Ｉｄ－Ｉｑ座標の特性や動作限界」から、図６の「Ｎ－Ｔ座標のテーブル」を作成すれば、任意の速度やトルク指令においてＭＴＰＡ特性および弱め界磁や電流制限などをすべて考慮した電流指令を得ることができる。
【0047】
以上が、図３（ａ）の電流指令生成部２０の概要である。
【0048】
「従来技術２ 電流制御とＰＷＭの過変調方式」
電流制御として比例積分制御（ＰＩ制御）を適用した場合には、電圧飽和が生じると、電流が制御できなくなるだけでなくＰＩ制御の積分項が異常積分する問題もある。異常積分により積分項が過大になってしまうと、比例項が減少しても積分項が減衰するまで電圧飽和が継続するため、電流の不安定や過電流などを引き起こす。これは「ワンドアップ現象」と呼ばれ、この対策方法は「アンチワンドアップ制御（方法）」と呼ばれている。
電流制御として比例積分制御（ＰＩ制御）を適用した場合には、電圧飽和が生じると、電流が制御できなくなるだけでなくＰＩ制御の積分項が異常積分する問題もある。異常積分により積分項が過大になってしまうと、比例項が減少しても積分項が減衰するまで電圧飽和が継続するため、電流の不安定や過電流などを引き起こす。これは「ワンドアップ現象」と呼ばれ、この対策方法は「アンチワンドアップ制御（方法）」と呼ばれている。
【0049】
図３（ａ）の電流制御部２３ａにはアンチワンドアップ制御の構成例も含んでおり、電流制御に関する部分について各要素や機能を以降に列記する。
【0050】
２０（２１）：電流指令生成部２０ではトルク指令Ｔｒｑ＿ｃｍｄと速度検出値ωｒを入力として、ｄ軸電流指令Ｉｄ＿ｒｅｆとｑ軸電流指令Ｉｑ＿ｒｅｆの電流指令を出力する。これらは「弱め界磁電流」や「トルク電流」とも呼ばれている。この直交二軸の電流成分のｄ軸電流指令Ｉｄ＿ｒｅｆ，ｑ軸電流指令Ｉｑ＿ｒｅｆを簡潔に表現したいので、「要素ベクトル変換部２１」を挿入して二軸要素をｄｑ軸電流指令（ベクトル）Ｉｄｑ＿ｒｅｆに変換する。図中ではベクトル成分は太線で示すものとし、またベクトル信号の加減算や乗除算については各要素についての演算とする。
【0051】
２６：座標変換部２６は三相電流検出値Ｉｕｖｗをｄｑ軸電流検出値（ベクトル）Ｉｄｑ＿ｄｅｔに変換する。三相電流検出値Ｉｕｖｗの要素はＩｕ，Ｉｖ，Ｉｗであり、これに「三相／二相変換」と「固定座標／回転座標変換（ａｂ／ｄｑ変換）」を適用して、回転直交二軸座標系のｄｑ軸電流検出値Ｉｄｑ＿ｄｅｔ（Ｉｄ＿ｄｅｔ，Ｉｑ＿ｄｅｔ）に変換している。
【0052】
２２：ｄｑ軸電流指令Ｉｄｑ＿ｒｅｆとｄｑ軸電流検出値Ｉｄｑ＿ｄｅｔとのｄｑ軸電流偏差ΔＩｄｑを演算する差分部である。
【0053】
２３，２４，２５：ＰＩ制御で構成した電流制御演算部である。Ｋｐｃは比例項２３、１／（ＴＩｃ・ｓ）は積分項２４（ｓはラプラス演算子）であり、加算器２５にて比例項と積分項を合成してＰＩ制御の出力電圧指令（比例積分電圧）ＶＰＩｄｑを計算する。
【0054】
２７，２８：これは非干渉補償と呼ばれる部分である。「非干渉制御部２７」では、ｄｑ軸電流検出値Ｉｄｑ＿ｄｅｔと速度検出値ωｒとモータのｄ軸インダクタンス成分Ｌｄとｑ軸インダクタンス成分Ｌｑおよび界磁磁束Ψｍより、（１）式にてモータの起電力相当のｄｑ軸非干渉電圧ＶＦＦｄｑ（ＶＦＦｄ，ＶＦＦｑ）を演算（推定）している。これを加算器２８にてＰＩ制御の出力電圧指令（比例積分電圧）ＶＰＩｄｑに加算補正することにより、非干渉補償後の出力電圧指令Ｖ１ｄｑを得る。
【0055】
【数1】
【0056】
Ｉｄ：ｄ軸電流検出値（＝Ｉｄ＿ｄｅｔ）
Ｉｑ：ｑ軸電流検出値（＝Ｉｑ＿ｄｅｔ）
Ｌｄ：モータのｄ軸インダクタンス成分
Ｌｑ：モータのｑ軸インダクタンス成分
Ψｍ：モータの界磁磁束（ｄ軸成分）
ωｒ：速度検出値。
Ｉｑ：ｑ軸電流検出値（＝Ｉｑ＿ｄｅｔ）
Ｌｄ：モータのｄ軸インダクタンス成分
Ｌｑ：モータのｑ軸インダクタンス成分
Ψｍ：モータの界磁磁束（ｄ軸成分）
ωｒ：速度検出値。
【0057】
非干渉補償を適用しない場合には、定常時における「ＰＩ制御の積分項」は「モータの速度起電力」にほぼ釣り合う。しかし、積分時定数相当の応答遅れがあるため、過渡的な電流外乱が生じる。これに対して非干渉補償を適用すれば、速度起電力相当のｄｑ軸非干渉電圧ＶＦＦｄｑをフィードフォワード補償するため、積分項の応答量がほぼ零になって時間遅れの影響もほぼ無くなる。これにより、電流の過渡応答を安定にすることができる。
【0058】
２９，３１，３４：電流制御の出力（加算器２８の出力）であるｄｑ座標の非干渉補償後の出力電圧指令Ｖ１ｄｑを、固定座標系の二軸成分に変換する要素である。ここでは「過変調」や後述する「従来技術３」が適用しやすいように、まず「直交／極座標変換部２９」により、ｄｑ座標の非干渉補償後の出力電圧指令Ｖ１ｄｑを振幅Ｖ１Ｒと電圧位相Φｖに変換し、その後段の「極／直交座標変換部３１」により固定座標の交流電圧指令Ｖａ，Ｖｂに変換している。そして、「極／直交座標変換部３１」の位相入力として、「ｄｑ座標の電圧位相Φｖ」に「固定座標の位相検出値θｒ」を加算器３４で加算した「固定座標の電圧位相指令θｖ」を使用することにより「回転／固定の変換」と同じ効果を得ている。
【0059】
この構成にすると、電圧指令（ベクトル）の振幅Ｖ１Ｒが陽に現れるので飽和電圧ＶＭＡＸで制限することが容易になり、特許文献２に記載されている「６次高調波による過変調（３５，３６，３７）」も実装しやすい。また、後述する「キャリア同期ＰＷＭ」を生成する際にも電圧位相指令θｖを利用する。
【0060】
３０：電圧指令の振幅Ｖ１Ｒを飽和電圧ＶＭＡＸで制限する飽和関数部（リミッタ）であり、制限された電圧振幅指令Ｖ１ｘを出力する。
【0061】
特許文献２に記載されている「６次高調波による過変調」では、制限された電圧指令ベクトル「Ｖ１ｘ∠Φｖ」と同相成分をｘ軸とし、これと直交なｙ軸成分とで構成されるｘｙ座標を利用して、過変調の補償成分である６次高調波成分ベクトルΔＶｘｙ６を計算する。
【0062】
詳細は特許文献２に記載されているので原理説明は省略するが、電圧振幅指令Ｖ１ｘが過変調開始電圧ＶＤＢを超過した場合に、（６・θｖ）の位相で正弦波・余弦波状に変化する６次高調波成分ベクトルΔＶｘｙ６を加算補正するものである。
【0063】
この過変調を適用すると飽和電圧ＶＭＡＸの振幅を約６％（１．０６倍）程度拡大することができ、線間電圧には５次と７次成分の高調波しか発生しない。補正量はｘｙ座標のベクトル成分であるので、電圧振幅指令Ｖ１ｘもベクトル成分（Ｖ１ｘ∠Φｖ）に変換するために「ｘ軸成分をＶ１ｘ、ｙ軸成分を零」に設定し、これを加算器３７の入力としている。
【0064】
３２，３３：アンチワインドアップ対策の構成部であり、減算器３２で飽和関数部３０の入出力成分の差分である「電圧飽和時の超過電圧ΔＶ１」を計算する。そして、直交・極座標変換部２９の逆変換に相当する逆極座標変換部３３にて超過電圧ΔＶ１をＰＩ制御と同じｄｑ座標の成分（ｄｑ軸超過電圧）ΔＶＦＢｄｑに変換して積分項２４を補正する。
【0065】
積分項２４内部にて超過電圧を補正する構成例を図３（ｂ）に示しており、ここではｄ軸成分とｑ軸成分を分離して描いた。ｄ軸側の構成は比例ゲインＫｐの乗算部２３ｄ，積分時定数Ｔｉを有する積分演算部２４ｄ、および加算器２５ｄでＰＩ制御を構成している。また、このＰＩ制御に対して、減算補正部３８ｄを追加し、積分演算部２４ｄの入力からｄ軸超過電圧ΔＶＦＢｄを減算している。ｑ軸側も同様に構成されており、減算補正部３８ｑで積分演算部２４ｑの入力からｑ軸超過電圧ΔＶＦＢｑを減算している。
【0066】
電圧飽和に達していない場合は、ｄｑ軸超過電圧ΔＶＦＢｄｑは零であるので積分項２４（２４ｄ、２４ｑ）に影響は与えない。電圧飽和したときのみ異常積分を抑制するフィードバックとして作用し、異常積分による発散を抑制する。これ以外にも種々の対策方法があるが、ここでは比較的に簡単な「固定ゲインで積分項の入力を補正する構成例」で示した。
【0067】
【0068】
図８（ａ）は、デッドタイムより細いパルスが発生しないように、一点鎖線で示す波形のように禁止帯域ΔＫｄｂをスキップさせる例である。このスキップは零相変調を二相変調とすることにより発生させている。この過変調については実線で示す波形のように、禁止帯域ΔＫｄｂを維持しながら矢印で示した部分の面積を増加させるように６次高調波を補正して、基本波成分を増加させている。これは非同期キャリアによる非同期ＰＷＭの場合でも適用できる。
【0069】
図３（ｂ）はさらに電圧が上昇した場合であり、図３（ａ）の禁止帯域ΔＫｄｂを維持できなくなったときには、６次高調波の補正成分を変更すれば一点鎖線で示す波形に移行できる。これからさらに６次高調波の補償成分を増加させれば、実線で示す波形のように矢印で示した部分の面積が拡大して基本波成分も増加する。
【0070】
図３（ａ）は非同期キャリアで動作可能であるが、図３（ｂ）の方はデッドタイムより細いパルスが生じ、主回路部で「パルス欠け」することがある。キャリア数が少ない場合には相対的に影響が大きくなるので、同期キャリアに限定して、パルス欠けを防止する調整を適用したＰＷＭパターンテーブルを適用することが望ましい。
【0071】
図８の２種類の過変調うち、代表として図８（ａ）の６次高調波成分の演算方法を示しておく。まず、図３の非線形関数部３５では、（２）式のように電圧振幅指令Ｖ１ｘが禁止帯域を考慮した過変調開始電圧ＶＤＢを超過したｘ軸電圧成分ΔＶｘ６を計算する。６次補償部３６では、（３）式のように連動するｙ軸電圧成分ΔＶｙ６を計算し、電圧位相指令θｖを６倍にした６次位相（６・θｖ）により（４）式と（５）式にてｘ軸高調波成分ΔＶｘ６ｃとｙ軸高調波成分ΔＶｙ６ｓを計算する。ここで、ｍａｘは要素の最大値、ｍｉｎは要素の最小値を選択する関数である。
【0072】
この係数は、直流電源電圧Ｖｄｃにおいて、二相変調を適用した場合に線間電圧が正弦波でかつ最大になる成分を１［ｐ．ｕ．］とする正規化を適用している。
【0073】
【数2】
【0074】
【数3】
【0075】
【数4】
【0076】
【数5】
【0077】
最後に、加算器３７にてｘ軸高調波成分ΔＶｘ６ｃ，ｙ軸高調波成分ΔＶｙ６ｓを６次高調波成分ベクトルΔＶｘｙ６として電圧振幅指令Ｖ１ｘに加算している。
【0078】
図８（ｂ）では、過変調開始電圧ＶＤＢが異なり、ｙ軸電圧成分ΔＶｙ６の設定方法が異なるが、６次高調波成分の演算部分は似た構成である。
【0079】
「従来技術３ 電圧飽和領域の電圧位相制御方式」
従来技術１と従来技術２では、電流制御を回転二軸座標（ｄｑ座標）で構成し、その出力もｄｑ座標の電圧ベクトルであった。しかし、電圧飽和に達すると電圧振幅成分は増加できなくなり、残る調整要素は電圧位相のみになる。
従来技術１と従来技術２では、電流制御を回転二軸座標（ｄｑ座標）で構成し、その出力もｄｑ座標の電圧ベクトルであった。しかし、電圧飽和に達すると電圧振幅成分は増加できなくなり、残る調整要素は電圧位相のみになる。
【0080】
電圧位相のみ操作して電流制御を実現する従来方式としては、非特許文献１、２の「たすきがけ制御」や、非特許文献３の「Ｖ／ｆ制御形の安定化制御」、および非特許文献４、５の「電圧位相制御」などが知られている。さらに、非特許文献６および特許文献１では、速度や電圧に応じて「電流制御」と「電圧位相制御」を切り替えている。今回はこの「２種類の制御を切り替える方式」について説明するものであり、使用する「電圧位相制御」の原理を従来技術３として説明しておく。
【0081】
【0082】
２６：図３（ａ）と同じ電流検出値の座標変換部であり、三相電流検出値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと位相検出値θｒから、ｄｑ軸電流検出値（ベクトル）Ｉｄｑ＿ｄｅｔを得ている。
【0083】
１０：図３（ａ）と同じ位相検出値θｒを時間微分して速度検出値ωｒを出力する。必須機能ではないが、トルク推定に使用する場合もあるので参考として記載してある。
【0084】
４０：ｄｑ軸電流検出値Ｉｄｑ＿ｄｅｔや速度検出値ωｒより、モータモデルを利用してトルク推定値Ｔｒｑ＿ｅｓｔを演算するトルク推定部４０である。（６）式がトルク演算式の例であり、電流と磁束成分の内積として計算している。（７）式は定常状態（電流や速度の変化が少ない場合）における別形態のトルク演算式であり、電圧と電流より有効電力を求めこれを速度で除算してトルクを推定することもできる。
【0085】
【数6】
【0086】
【数7】
【0087】
Ｉｄ：ｄ軸電流検出値（＝Ｉｄ＿ｄｅｔ）
Ｉｑ：ｑ軸電流検出値（＝Ｉｑ＿ｄｅｔ）
Ｌｄ：モータのｄ軸インダクタンス成分
Ｌｑ：モータのｑ軸インダクタンス成分
Ψｍ：モータの界磁磁束
Ｖｄ，Ｖｑ：固定座標の交流電圧指令Ｖａ，Ｖｂを回転座標（ｄｑ座標）に変換したｄ軸電圧、ｑ軸電圧
ωｒ：速度検出値
４１：トルク指令Ｔｒｑ＿ｃｍｄとトルク推定値Ｔｒｑ＿ｅｓｔとのトルク偏差ΔＴｒｑを計算する差分器である。
Ｉｑ：ｑ軸電流検出値（＝Ｉｑ＿ｄｅｔ）
Ｌｄ：モータのｄ軸インダクタンス成分
Ｌｑ：モータのｑ軸インダクタンス成分
Ψｍ：モータの界磁磁束
Ｖｄ，Ｖｑ：固定座標の交流電圧指令Ｖａ，Ｖｂを回転座標（ｄｑ座標）に変換したｄ軸電圧、ｑ軸電圧
ωｒ：速度検出値
４１：トルク指令Ｔｒｑ＿ｃｍｄとトルク推定値Ｔｒｑ＿ｅｓｔとのトルク偏差ΔＴｒｑを計算する差分器である。
【0088】
４２：トルク偏差ΔＴｒｑを入力とし電圧位相Φｖを出力とする電圧位相制御部であり、ＰＩ制御などにより構成している。
【0089】
３４ａ：電圧位相制御部４２の出力である電圧位相Φｖは回転座標の成分であるため、加算器３４ａで位相検出値θｒを加算して固定座標の電圧位相指令θｖとして極／直交座標変換部３１ａに入力している。
【0090】
３１ａ：電圧指令ベクトルの電圧振幅指令Ｖ１ｘおよび固定座標の電圧位相指令θｖを入力とする「極／直交座標変換部」であり、固定座標の二軸電圧指令（交流電圧指令）Ｖａ，Ｖｂを出力する。以降のＰＷＭ指令への変換以降は図１と同じである。同期キャリアを適用する場合には、この部分を「ＰＷＭパターンテーブルによるＰＷＭ生成」などに置き換えられる。図３（ａ）の極／直交座標変換部と共用できる。
【0091】
図９の構成によれば、ＰＩ制御によってトルク指令Ｔｒｑ＿ｃｍｄとトルク推定値Ｔｒｑ＿ｅｓｔが一致するように電圧位相Φｖを調整することにより、電圧振幅が一定でもトルク制御が可能になる。これは、図７において、動作点をトルク（Ｔｒｑ＿ｃｍｄ≒Ｔｒｑ＿ｅｓｔ）と電圧振幅指令Ｖ１ｘの等高線が交差する座標に収束するように動作させるものである。
【0092】
電流制御の場合には、飽和電圧に対して適用モータの定格電圧自体を低く設定して、電圧余裕を確保する必要があった。これに対して図９の電圧位相制御を適用すると、電圧振幅をほぼ一定に固定できるため電圧余裕が不要になり、適用するモータの定格電圧を高くでき、ひいてはモータの出力定格も拡大できる。
【0093】
「従来技術４ 非同期キャリアと同期キャリアの切り替え」
電圧飽和の問題以外にも、固定キャリア周波数のままで回転速度が上昇すると、電圧の基本波周波数に反比例して「電圧周期に含まれるＰＷＭキャリア数」が少なくなる。これにより、サンプルタイミングの位相間隔が粗くなって、正弦波状の電流波形を正確に検出できなくなる。
電圧飽和の問題以外にも、固定キャリア周波数のままで回転速度が上昇すると、電圧の基本波周波数に反比例して「電圧周期に含まれるＰＷＭキャリア数」が少なくなる。これにより、サンプルタイミングの位相間隔が粗くなって、正弦波状の電流波形を正確に検出できなくなる。
【0094】
さらに、非同期キャリアではＰＷＭ波形の三相対称性（１２０°ずれた同じ波形）が維持できなくなり、出力電圧に直流や一次や二次のような低次高調波成分が重畳してしまう。これにより、異常な電流歪やトルクリプルが生じ、不安定や過電流の発生要因となる。
【0095】
少ないキャリア数でも三相電圧の対称性を得るには、「同期ＰＷＭ・同期キャリア」と呼ばれるＰＷＭを適用する必要がある。これは、「モータの周波数（電気角）」に対し、キャリア周波数を「３の倍数の周波数」に設定させるものである。また、電流検出値も三相対称な位相のタイミングで検出できるので、ＰＷＭリプルとサンプルタイミングとのビート現象も防止できる。
【0096】
一般的には、回転速度つまり周波数が低い場合には固定キャリア周波数の「非同期キャリア」として動作させておき、回転速度が高くなってくると周波数に同期した「同期キャリア」に切り替えることが行われる。「１パルス変調」も同期キャリアの一種とみなせる。
【0097】
ただし、キャリアの同期と非同期を切り替える際には、「キャリア信号」や「ＰＷＭ波形」の連続性に配慮する必要があり、同期キャリアではサンプル間隔の時間も変化するので、積分やフィルタなどの時間要素を含む係数に対する補正も必要になる。
【0098】
この「非同期キャリア」と「同期キャリア」を切り替えるキャリア生成方法を従来技術４として説明しておく。その構成例が図１０（ａ）であり、図１のキャリア信号発生部６をこの図のキャリア信号発生部６ａに置換する。参考としてこの動作例を、図１０（ｂ）のタイムチャートに示している。
【0099】
この図では、一般的な機能については「連続系モデル」で簡素化して表現し、切替部のようにタイミングが重要な部分のみ「サンプル値系のモデル」で表している。「非同期・同期の切り替え」は連動する５個のスイッチｓｗ＿ｓ１～ｓｗ＿ｓ５により行われており、「非同期キャリアでは０側」が「同期キャリアでは１側」が選択される。
【0100】
低速域で動作する非同期キャリア側の生成については、まず固定の非同期キャリア周波数Ｆｃ０を時間積分部２０１で時間積分して「単調増加する成分Ｋ＿０」を生成する。この「増分＝１」がキャリア周期に相当しているので、「１を除数とする剰余関数部２０２（ｍｏｄ（１））」を適用して、「周期がＴｃ＝１／Ｆｃ０の鋸波Ｋｃ＿０」に変換し、これをスイッチｓｗ＿ｓ１の非同期側の入力信号とする。
【0101】
スイッチｓｗ＿ｓ１が非同期側なら、これが鋸波Ｋｃとなり、後段の「鋸・三角波変換部２０３」にて「振幅が±１のキャリア信号Ｃｒｙ」に変換され、また三角波の頂点タイミングでサンプル信号ｓｍｐｌを出力する。これが非同期側の動作である。
【0102】
高速域で動作する同期キャリア側の生成については、原理的には位相検出値θｒに同期したキャリアを発生させるが、位相検出値θｒに含まれる外乱を抑制するために「ＰＬＬ機能」を適用して安定化した「同期位相＾θｃ＿ＰＬＬ」を使用する。
【0103】
ＰＬＬの構成は、減算器２０４により位相検出値θｒと同期位相＾θｃ＿ＰＬＬとの位相偏差を求める。この位相偏差に基づいて、ＰＩ制御などで構成した「ＰＬＬ制御部２０５」により「同期速度ωｃ＿ＰＬＬ」を計算する。さらに、時間積分部２０６により「同期速度ωｃ＿ＰＬＬ」に基づいて「同期位相＾θｃ＿ＰＬＬ」を生成する。この「同期位相＾θｃ＿ＰＬＬ」を前述のＰＬＬ入力の減算器２０４にフィードバックしている。もし、ＰＷＭ変換や出力に要する遅延時間も補正したい場合には、同期位相＾θｃ＿ＰＬＬのフィードバックループに「遅延部２０７（Ｄｌｙ）」を挿入して補正してもよい。
【0104】
次に、加算器２０８で「同期位相＾θｃ＿ＰＬＬ」に「ｄｑ座標の電圧位相Φｖ」を加算して「電圧指令の同期位相＾θｖ＿ＰＬＬ」に変換する。この位相の単位を電気角［ｒａｄ／ｃｙｃ］とすると、キャリア数をＮｃに設定したい場合には乗算器２０９で「電圧指令の同期位相＾θｖ＿ＰＬＬ」に「Ｎｃ／２π」を乗算して値Ｋ＿ＰＬＬを得る。
【0105】
回転方向が逆転（負の速度）になることも考慮して絶対値処理部２１１（ａｂｓ）で値Ｋ＿ＰＬＬの絶対値を算出する。この絶対値を「１を除数とする剰余関数部２１２（ｍｏｄ（１））」により鋸波Ｋｃ＿ｓに変換し、これをスイッチｓｗ＿ｓ１の同期側の入力信号とする。以降は、非同期側と共有する部分であり、「振幅が±１の三角波のキャリア信号Ｃｒｙ」に変換し、サンプル信号ｓｍｐｌを出力する。
【0106】
スイッチｓｗ＿ｓ１による２種類の鋸波（Ｋｃ＿０とＫｃ＿ｓ）の選択は「同期切替制御部２３２」にて制御する。鋸波の不連続を抑制するために「周波数が一致したとき」に切り替える。そのため、乗算器２３１で同期速度ωｃ＿ＰＬＬに「Ｎｃ／２π」を乗算して同期キャリア周波数Ｆｃ＿ｓに変換し、同期切替制御部２３２にて非同期キャリア周波数Ｆｃ０と比較して、「Ｆｃ＿ｓ≧Ｆｃ０」であれば切替信号Ｓｓｙｎｃを「同期＝１」として出力し、それ以外の場合は切替信号Ｓｓｙｎｃを「非同期＝０」として出力する。切替信号Ｓｓｙｎｃは三角波の頂点に同期して更新したいので「サンプル信号ｓｍｐｌによるイネーブル機能（ＥＮ端子）」も付加している。さらに特許文献２の過変調を適用する場合には、「二相変調のセクタ切替」のタイミング制限をここに追加すればよい。
【0107】
周波数が一致するタイミングは得られても、そのときに位相まで一致するとは限らないので、三角波生成前の鋸波位相の段階でフィルタなどの処理を適用して連続性を確保する。差分部２２１は、スイッチｓｗ＿ｓ１の入力である鋸波Ｋｃ＿０と鋸波Ｋｃ＿ｓとの差分を算出し、位相ズレ成分ΔＫｃを出力する。これを「スイッチｓｗ＿ｓ２と遅延部２２２により構成したラッチ」にて「Ｓｓｙｎｃ＝１の期間」は期間直前の位相ズレΔＫｃｓを保持させる。
【0108】
次に、サンプル値系の一次遅れ関数（差分部２２３，減衰係数乗算部２２４，加算器２２５，遅延部２２６）を適用して一時遅れの波形ΔＫｃｓＬＰを計算する。
【0109】
差分部２２３は一時遅れの波形ΔＫｃｓＬＰから位相ズレΔＫｃｓを減算して内部信号ΔＫｃｓＨＰを出力する。減衰係数乗算部２２４は内部信号ΔＫｃｓＨＰに減衰係数Ｋｓを乗算する。加算器２２５は減衰係数乗算部２２４の出力に一時遅れの波形ΔＫｃｓＬＰの前回値を加算してスイッチｓｗ＿ｓ３を介して一時遅れの波形ΔＫｃｓＬＰとして出力する。遅延部２２６は一時遅れの波形ΔＫｃｓＬＰの前回値を出力する。
【0110】
そして、一次遅れ関数の内部信号ΔＫｃｓＨＰを遅延部２２７を介して加算器２１０で値Ｋ＿ＰＬＬに加算することにより不連続を抑制する。この補償機能は、「Ｓｓｙｎｃ＝０の期間」は無効化したいので、スイッチｓｗ＿ｓ３，ｓｗ＿ｓ４にて零リセットしてある。
【0111】
逆に切替信号Ｓｓｙｎｃが「同期（＝１）→非同期（＝０）」に変化する時には、同期キャリア動作中（Ｓｓｙｎｃ＝０）に「非同期側の時間積分部２０１」を「同期側の鋸波Ｋｃ＿ｓ」の値で初期化しておけば、切り替え時の不連続を防止できる。
【0112】
これ以外に、同期ＰＷＭ信号を生成するためには、ｄ軸位相情報も必要になる。そこで、電圧の一周期（１［ｃｙｃ］）を「０～Ｎｃの範囲で変化する鋸波Ｋｓ＿ｃｙｃ」と表現すると、これは前述の加算器２１０の出力（Ｋｓ）に「Ｎｃを除数とする剰余関数部２１３（ｍｏｄ（Ｎｃ））」を適用して得ることができる。この鋸波Ｋｓ＿ｃｙｃには回転方向の情報も必要なので、こちらにはａｂｓ関数は適用していない。
【0113】
キャリア周期の変化に応じて積分ゲインやＬＰＦ係数などの時間に関する係数を補正するために、「時間係数補正演算部２３３」にて「ＫＴｃｓ０＝Ｆｃ０／Ｆｃ＿ｓ」を計算しておき、非同期キャリア中はスイッチｓｗ＿ｓ５により零リセットしてから補正係数ＫＴｃｓを出力してある。
【0114】
以上が非同期・同期キャリアの切り替え機能を有するキャリア信号発生部６ａの構成例である。
【0115】
図１１には非同期と同期キャリアにおけるＰＷＭ生成部７ａの構成例を描いてあり、上段が簡素化した非同期ＰＷＭの生成部、中段が同期ＰＷＭの生成部である。
【0116】
下段の「キャリア信号発生（非同期・同期切替）部６ａ」は図１０（ａ）の構成であり、ここでは、同期キャリア数Ｎｃと同期位相の鋸波Ｋｓ＿ｃｙｃおよび非同期・同期の切替信号Ｓｓｙｎｃの出力を利用している。
【0117】
上段の非同期ＰＷＭの生成部は、図３（ａ）の電圧振幅指令Ｖ１ｘ以降から図４の零相変調後のＰＷＭ指令までを簡素化して描いてある。さらに、二相変調と三相変調の選択制御部２４１の構成例も追記しており、電圧振幅指令Ｖ１ｘが判定レベルＶ２３を超過すると信号Ｓ２３を「２相変調」モードとし、零相変調部１３ａに送信している。
【0118】
中段の同期ＰＷＭの生成部では、除算器２４２により、電圧振幅指令Ｖ１ｘを「Ｖｄｃ／２」で除算してＰＷＭ指令の単位である振幅Ｋ１ｘに変換し、これを「同期ＰＷＭパターン２４３」に入力する。この「同期ＰＷＭパターン２４３」は同じ値が１２０°の位相分だけずれた三相分のテーブルが格納されており、出力はサンプル信号ｓｍｐｌに同期して更新される。
【0119】
一相分のテーブルは「振幅Ｋ１ｘと位相（鋸波）Ｋｓ＿ｃｙｃによる二次元テーブル」であり、これを位相のずれた三相三相テーブルにしたものを最小構成とする。図には記載していないが、複数のＰＷＭの同期キャリア数Ｎｃに対応したテーブル群を実装しておき、入力された同期キャリア数Ｎｃによりテーブル群を切り替える。
【0120】
過変調相当の振幅Ｋ１ｘに対しても、事前に６次高調波の波形などから同期ＰＷＭパターンを生成してテーブル化しておけばよく、さらに「台形変調」や「１パルス変調」のパターンまで含ませることもできる。
【0121】
このＰＷＭパターンテーブルによる同期ＰＷＭ生成部を使用するのはキャリア数が少ない高速域を想定しているが、もしキャリア数が多い低速域や三相変調などに同期ＰＷＭを適用したければ、非同期ＰＷＭ生成部と同期キャリアを組み合わせてもよい。しかしこの場合は、パルス欠けなどの外乱を電流制御で抑制する必要がある。
【0122】
同期ＰＷＭを選択したときの電流検出は非同期ＰＷＭの構成を流用して、三角波頂点に同期したサンプル信号ｓｍｐｌでサンプルする。これにより、時間間隔は変化するが、位相が等間隔でかつ三相対称なタイミングで電流検出でき、精度の低下も少ない。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0123】
【特許文献1】特許第６９３０６５４号
【特許文献2】特許第７２８３５９８号
【非特許文献】
【0124】
【非特許文献1】花田敏洋、高橋健治、丹保辰太郎、大石潔、牧島信吾、上園恵一、保川忍、「制御演算低減とトルク応答を両立するＩＰＭＳＭの自動モード切替型トルク優先制御」電気学会論文誌Ｄ、Ｖｏｌ．１３３，ｐｐ．４８４－４９４（２０１３－５）
【非特許文献2】中間貴生、花田敏洋、大石潔、牧島信吾、上園恵一、保川忍、「ＩＰＭＳＭの電圧飽和を考慮した自動モード切替型トルク優先制御法」、電気学会論文誌Ｄ，Ｖｏｌ．１３２，Ｎｏ．５，ｐｐ．５５６－５６５（２０１２）
【非特許文献3】中島雄希、伊東淳一、「Ｖ／ｆ制御に基づくＩＰＭＳＭの最大トルク／電流制御」、電気学会研究会資料．ＭＤ２０１２巻（１７－１９・２１－３３）号，ｐｐ．８５－９０，２０１２－０６－０９
【非特許文献4】Ｈ．Ｎａｋａｉ，Ｈ．Ｏｈｔａｎｉ，Ｅ．Ｓａｔｏｈ，ａｎｄＹ．Ｉｎａｇｕｍａ「Ｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔ ａｎｄ Ｔｅｓｔｉｎｇ ｏｆ ｔｈｅ Ｔｏｒｑｕｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ ｆｏｒ ｔｈｅ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ－Ｍａｇｎｅｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｔｏｒ」，ＩＥＥＥ，Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，Ｖｏｌ．５２，Ｎｏ．３，ｐｐ．８００-８０６（２００５）
【非特許文献5】坂田晃一、藤本博志、「電流ループとＰＷＭホールドを考慮した厳密モデルに基づくサーボモータの完全追従制御」、電気学会論文誌Ｄ，Ｖｏｌ．１２７，Ｎｏ．６，ｐｐ．５８７-５９３（２０１０）
【非特許文献6】Ｔ．Ｍｉｙａｊｉｍａ，Ｈ．Ｆｕｊｉｍｏｔｏ，ａｎｄ Ｍ．Ｆｕｊｉｔｓｕｎａ、「Ａ Ｐｒｅｃｉｓｅ Ｍｏｄｅｌ－ｂａｓｅｄ Ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｐｈａｓｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ ｆｏｒ ＩＰＭＳＭ」、ＩＥＥＥ，Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，Ｖｏｌ．２８，Ｎｏ．１２，ｐｐ．５６５５－５６６４（２０１３）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0125】
「課題１ 電流指令の生成方法」
従来技術１で示した図３（ａ）の電流制御系では、トルク指令Ｔｒｑ＿ｃｍｄと速度検出値ωｒに基づいてｄ軸電流指令Ｉｄ＿ｒｅｆ，ｑ軸電流指令Ｉｑ＿ｒｅｆを生成している。通常はこの電流指令生成部２０に、図６のような「Ｎ－Ｔ座標におけるｄ軸とｑ軸の電流指令テーブル（Ｎ－Ｔテーブル）」を使用することが多い。しかし、「Ｎ－Ｔテーブル」には下記のような問題がある。
従来技術１で示した図３（ａ）の電流制御系では、トルク指令Ｔｒｑ＿ｃｍｄと速度検出値ωｒに基づいてｄ軸電流指令Ｉｄ＿ｒｅｆ，ｑ軸電流指令Ｉｑ＿ｒｅｆを生成している。通常はこの電流指令生成部２０に、図６のような「Ｎ－Ｔ座標におけるｄ軸とｑ軸の電流指令テーブル（Ｎ－Ｔテーブル）」を使用することが多い。しかし、「Ｎ－Ｔテーブル」には下記のような問題がある。
【0126】
直流電源電圧Ｖｄｃが低下した場合には、電流制御の出力が飽和するので、モータ電流が電流指令に追従できなくなる。そのため、あらかじめ電源電圧が低下した電圧条件の「Ｎ－Ｔテーブル」も作成しておく必要がある。
【0127】
また、従来技術２の過変調方式を適用すると、「零相変調を適用したＰＷＭ方式」の場合と比較して、電圧の基本波成分を約１．０６倍まで拡大でき、「１パルス変調（１８０°方形波）」なら「（４／π）÷１．１５４７≒１．１０２６倍」に拡大できる。この「過変調や１パルス変調」を使用する場合には、上限電圧を拡大した条件の「Ｎ－Ｔテーブル」も作成しておく必要もある。
【0128】
このように「Ｎ－Ｔテーブル」には、制限電圧の変化に応じた複数のパターンが必要になる問題がある。
【0129】
この「Ｎ－Ｔテーブル」を使用しない方法としては、図７のような「電流のｄｑ座標における電圧とトルクの特性テーブル」を利用して、トルクと電圧の交点である座標を逐次探索させる方法がある。これなら任意の電圧とトルクの組み合わせが実現できるが、交点探索のためには収束演算が必要であり、演算時間が増大してしまうため、演算能力の高い制御装置にしか適用できない。
【0130】
上記のように直流電源電圧Ｖｄｃや設定上限電圧などが変動しても、複数のテーブルを切り替える必要がなく演算の増加も少ない電流指令の生成方法が望ましい。そこで、これを課題１とする。
【0131】
「課題２ 電流制御と電圧位相制御の切り替え方法」
従来技術３にて説明したように、「電圧位相制御」を使用すれば電圧飽和限界でのトルク制御が可能になる。さらに、「過変調や１パルス変調」も適用すれば、高調波成分が増加する問題はあるが、電圧の基本波成分をさらに拡大することも可能になる。しかし、「電流制御」と「電圧位相制御」との切り替えに関しては種々の問題がある。
従来技術３にて説明したように、「電圧位相制御」を使用すれば電圧飽和限界でのトルク制御が可能になる。さらに、「過変調や１パルス変調」も適用すれば、高調波成分が増加する問題はあるが、電圧の基本波成分をさらに拡大することも可能になる。しかし、「電流制御」と「電圧位相制御」との切り替えに関しては種々の問題がある。
【0132】
（２－１）「電流制御→電圧位相制御」の切り替え時における電圧振幅の急変抑制方法
「正弦波ＰＷＭ」から「１パルス変調（方形波ＰＷＭ）」に移行すると、電圧振幅が約１．１０２６倍に急変して、電流やトルクの歪や残留振動が発生する。これを防止するためには、電圧調整が可能なＰＷＭ方式（多パルス同期ＰＷＭ）を利用した移行期間を挿入すればよい。この移行期間のＰＷＭ方式には下記の要件が求められる。
・電圧飽和限界でもトルク制御として動作できること。
・過変調により出力電圧を「１パルス変調」付近まで拡大できること。
・最初は非同期キャリアでもよいが、切り替え時は同期キャリアであること。
「正弦波ＰＷＭ」から「１パルス変調（方形波ＰＷＭ）」に移行すると、電圧振幅が約１．１０２６倍に急変して、電流やトルクの歪や残留振動が発生する。これを防止するためには、電圧調整が可能なＰＷＭ方式（多パルス同期ＰＷＭ）を利用した移行期間を挿入すればよい。この移行期間のＰＷＭ方式には下記の要件が求められる。
・電圧飽和限界でもトルク制御として動作できること。
・過変調により出力電圧を「１パルス変調」付近まで拡大できること。
・最初は非同期キャリアでもよいが、切り替え時は同期キャリアであること。
【0133】
（２－２）「電圧位相制御→電流指令」に切り替え時における電流制御側の電流指令設定方法
逆の切り替え方向の場合には、休止中である電流指令の初期化が問題となる。ＰＩ制御や非干渉制御だけでなく電流指令も適切に設定しておく必要がある。これは、次のような課題とみなすことができる。
・切り替え後の電圧変化が少ないＰＩ制御の積分項と非干渉制御の初期化方法。
・切り替え後のトルク変化が少ない電流指令の初期値を求める方法。
逆の切り替え方向の場合には、休止中である電流指令の初期化が問題となる。ＰＩ制御や非干渉制御だけでなく電流指令も適切に設定しておく必要がある。これは、次のような課題とみなすことができる。
・切り替え後の電圧変化が少ないＰＩ制御の積分項と非干渉制御の初期化方法。
・切り替え後のトルク変化が少ない電流指令の初期値を求める方法。
【0134】
（２－３）非同期ＰＷＭ（非同期キャリア）と同期ＰＷＭ（同期キャリア）の切り替え問題
「電流制御」では「キャリア周波数が固定の非同期ＰＷＭ」を使用することが多いが、「１パルス変調」では同期キャリアにしないとビート現象（低周波数の脈動現象）が生じる。そのため、「１パルス変調」に切り替える前に、キャリアを非同期から同期に切り替えておく必要がある。キャリアの非同期・同期を切り替えるには「従来技術４」を適用すればよいが、直流電圧低下などによる低速での切り替えを考えると、「電流制御」と「電圧位相制御」のどちらでも切り替えられることが望ましい。
「電流制御」では「キャリア周波数が固定の非同期ＰＷＭ」を使用することが多いが、「１パルス変調」では同期キャリアにしないとビート現象（低周波数の脈動現象）が生じる。そのため、「１パルス変調」に切り替える前に、キャリアを非同期から同期に切り替えておく必要がある。キャリアの非同期・同期を切り替えるには「従来技術４」を適用すればよいが、直流電圧低下などによる低速での切り替えを考えると、「電流制御」と「電圧位相制御」のどちらでも切り替えられることが望ましい。
【0135】
（２－４）「電流制御」と「電圧位相制御」の電流検出値の連続性
電流制御ではＰＷＭリプルを含む電流波形から遅延なく基本波成分のみを抽出するために、「キャリア同期サンプルによる電流検出方式」が使用されることが多い。「キャリアを使用しない同期ＰＷＭ」の生成法もあるが、「電流制御時の電流検出タイミング」や「電流検出値からＰＷＭリプルの除去」などによる検出誤差が生じやすい。これを避けるには、キャリアを非同期・同期に切替えるＰＷＭ方法を採用して、キャリア頂点での電流サンプルを継続させて電流検出特性の連続性を確保する必要もある。
電流制御ではＰＷＭリプルを含む電流波形から遅延なく基本波成分のみを抽出するために、「キャリア同期サンプルによる電流検出方式」が使用されることが多い。「キャリアを使用しない同期ＰＷＭ」の生成法もあるが、「電流制御時の電流検出タイミング」や「電流検出値からＰＷＭリプルの除去」などによる検出誤差が生じやすい。これを避けるには、キャリアを非同期・同期に切替えるＰＷＭ方法を採用して、キャリア頂点での電流サンプルを継続させて電流検出特性の連続性を確保する必要もある。
【0136】
以上のような「電流制御と電圧位相制御の切り替えに関する種々の問題」を課題２とする。
【0137】
電圧振幅の不連続に関しては、特許文献１に対策方法が開示されている。これは、過変調の開始付近で「電圧位相制御」に切り替えを行うものであり、電圧振幅の調整が可能な領域で制御方式を切り替えてから、そのあとで過変調を適用して高い電圧振幅に移行している。しかし、同期キャリアまで考慮していないので、このままではＰＷＭパルス数が少ない高速域ではビート現象が生じる可能性がある。また、「１パルス変調」の移行までは考慮されていないので、改善の余地が残っている。
【0138】
「課題３ モータの非線形が強い場合には非干渉電圧を数式モデルとして正確に表現できない問題」
後述する実施形態では、電流制御から電圧位相制御に切り替えるために、電流制御の非干渉制御に適用したモデル電圧の演算結果を利用する。一般的には非干渉電圧の計算に（１）式を適用するが、磁気飽和など非線形性の強いモータの場合には簡単な数式で近似できないことがある。この非干渉電圧は「電圧位相制御」の電圧指令にも利用するので、切り替え時の外乱を抑制するためには非干渉電圧を表す正確なモデルが必要になる。
後述する実施形態では、電流制御から電圧位相制御に切り替えるために、電流制御の非干渉制御に適用したモデル電圧の演算結果を利用する。一般的には非干渉電圧の計算に（１）式を適用するが、磁気飽和など非線形性の強いモータの場合には簡単な数式で近似できないことがある。この非干渉電圧は「電圧位相制御」の電圧指令にも利用するので、切り替え時の外乱を抑制するためには非干渉電圧を表す正確なモデルが必要になる。
【0139】
この非干渉電圧のモデル誤差を課題３とし、実施形態では図７の「電流のｄｑ座標（Ｉｄ－Ｉｑ座標）における電圧特性テーブル」を利用する方法を説明する。
【0140】
「課題４ モータの非線形が強い場合にはトルク特性を数式モデルとして正確に表現できない問題」
従来の「電圧位相制御」では、「電流指令から求めた目標トルク」と「電流検出値から求めたトルク推定値」とが一致するように制御している。一般的には、トルク推定値の演算には（６）式のような「モデル式」を用いている。しかし、課題３と同様に非線形性の強いモータの場合には、簡単な数式としてトルク特性を表現できないこともあるので、電流から精度の良いトルクを計算する方法を課題４とする。
従来の「電圧位相制御」では、「電流指令から求めた目標トルク」と「電流検出値から求めたトルク推定値」とが一致するように制御している。一般的には、トルク推定値の演算には（６）式のような「モデル式」を用いている。しかし、課題３と同様に非線形性の強いモータの場合には、簡単な数式としてトルク特性を表現できないこともあるので、電流から精度の良いトルクを計算する方法を課題４とする。
【0141】
この対策にも、図７の「Ｉｄ－Ｉｑ座標におけるトルク特性テーブル」を利用する。
【0142】
「課題５ 抵抗の電圧降下の誤差成分」
図６のようなＮ－Ｔ特性を事前に作成しておく場合には、巻線抵抗などの電圧降下成分も考慮した計算が可能である。しかし、運転中に直流電源電圧Ｖｄｃが低下して制限電圧（飽和電圧）ＶＭＡＸが変動する場合には、リアルタイムで制限電圧から電圧降下成分を補正しなければならず、演算時間が問題となる。
図６のようなＮ－Ｔ特性を事前に作成しておく場合には、巻線抵抗などの電圧降下成分も考慮した計算が可能である。しかし、運転中に直流電源電圧Ｖｄｃが低下して制限電圧（飽和電圧）ＶＭＡＸが変動する場合には、リアルタイムで制限電圧から電圧降下成分を補正しなければならず、演算時間が問題となる。
【0143】
直流電源電圧Ｖｄｃと制限電圧（飽和電圧）ＶＭＡＸはスカラ値であるが、電圧降下はベクトル成分であるので、「スカラ値とベクトル値の変換」や「ベクトル成分の減算」などの計算が必要になり演算時間が長くなる。そこで、この電圧降下の補償演算を簡素化することを課題５とする。
【0144】
以上示したようなことから、モータ駆動用インバータにおいて、直流電源電圧や設定上限電圧などが変動しても、複数のテーブルを切り替える必要がなく演算の増加も少ない方法で電流指令を生成することが課題となる。
【課題を解決するための手段】
【0145】
本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、トルク指令と位相検出値に基づいて交流電圧指令と電圧位相指令を生成するトルク・電流制御部を備え、前記交流電圧指令と前記電圧位相指令に基づいてゲート信号を生成し、前記ゲート信号に基づいて主回路部が交流電圧を出力するモータ駆動用インバータであって、前記トルク・電流制御部は、前記トルク指令と前記位相検出値に基づいてｄｑ軸電流指令を生成する電流指令生成部を備え、前記ｄｑ軸電流指令に基づいて電圧振幅指令と前記電圧位相指令を生成し、前記電圧振幅指令と前記電圧位相指令に基づいて前記交流電圧指令を生成し、前記電流指令生成部は、トルク指令絶対値または前記トルク指令絶対値を上限以下に制限したＭＴＰＡトルク指令に基づいてＭＴＰＡｄ軸電流指令を出力するｄ軸電流ＭＴＰＡテーブルと、前記トルク指令絶対値または前記ＭＴＰＡトルク指令に基づいて値を出力するｑ軸電流ＭＴＰＡテーブルと、前記ｑ軸電流ＭＴＰＡテーブルの出力に前記トルク指令の符号係数を乗算してＭＴＰＡｑ軸電流指令を出力する第１乗算器と、制限磁束を生成する制限磁束演算部と、前記制限磁束に基づいて上限トルクを出力する上限トルクテーブルと、前記制限磁束に基づいて下限トルクを出力する下限トルクテーブルと、前記トルク指令絶対値を前記上限トルクと前記下限トルクの間に制限してトルク入力として出力する第１飽和関数部と、前記制限磁束と前記トルク入力に基づいてΨＴｄ軸電流指令を出力するｄ軸電流ΨＴテーブルと、前記制限磁束と前記トルク入力に基づいて値を出力するｑ軸電流ΨＴテーブルと、前記ｑ軸電流ΨＴテーブルの出力に前記トルク指令の符号係数を乗算してΨＴｑ軸電流指令を出力する第２乗算器と、前記トルク指令絶対値＞前記下限トルクの場合、前記ΨＴｄ軸電流指令，前記ΨＴｑ軸電流指令を前記ｄｑ軸電流指令として出力し、それ以外の場合、前記ＭＴＰＡｄ軸電流指令，前記ＭＴＰＡｑ軸電流指令を前記ｄｑ軸電流指令として出力する選択スイッチと、を備えたことを特徴とする。
【0146】
また、その一態様として、前記制限磁束演算部は、直流電源電圧に１／√２を乗算する第３乗算器と、前記第３乗算器に最大過変調率を乗算して飽和電圧を出力する第４乗算器と、前記飽和電圧と制限電圧指令のうち小さい方を制限電圧として出力するｍｉｎ関数部と、前記制限電圧を速度検出値の絶対値で除算する除算器と、前記除算器の出力を磁束上限値と磁束下限値の間に制限して前記制限磁束として出力する第２飽和関数部と、を備えたことを特徴とする。
【0147】
また、一態様として、前記トルク・電流制御部は、以下の（８）式、（９）式、（１０）式によって、ｄｑ軸電圧指令とｄｑ軸非干渉電圧を演算する非干渉制御部と、前記ｄｑ軸電流指令とｄｑ軸電流検出値のｄｑ軸電流偏差に基づいて電流制御を行い、前記電流制御の出力に前記ｄｑ軸非干渉電圧を加算した非干渉補償後の出力電圧指令を極座標変換して振幅と電流制御の位相指令を生成し、前記振幅を飽和電圧で制限した電流制御の電圧振幅指令を生成する電流制御振幅位相生成部と、前記ｄｑ軸電圧指令から電圧位相制御の電圧振幅指令を生成し、速度検出値と前記電圧位相制御の電圧振幅指令に基づいて選択信号を生成し、前記選択信号に基づいて前記電圧位相制御の電圧振幅指令と前記電流制御の電圧振幅指令を切り替えて前記電圧振幅指令として出力する振幅切替部と、前記ｄｑ軸電流指令を用いて（１１）式により目標トルクを算出する第１トルク推定部と、前記ｄｑ軸電流検出値を用いて（１１）式によりトルク推定値を算出する第２トルク推定部と、前記目標トルクと前記トルク推定値の偏差に基づいて電圧位相制御の位相指令を出力するトルク制御部と、前記電流制御の位相指令と前記電圧位相制御の位相指令を前記選択信号で切り替えて出力する第１スイッチと、を有する位相切替部と、前記第１スイッチの出力に前記位相検出値を加算して前記電圧位相指令として出力する加算器と、を備えたことを特徴とする。
【0148】
【数8】
【0149】
【数9】
【0150】
【数10】
【0151】
【数11】
【0152】
Ｖｄ＿ｒｅｆ：ｄ軸電圧指令
Ｖｑ＿ｒｅｆ：ｑ軸電圧指令
Ｒ１：抵抗
Ｉｄ＿ｒｅｆ：ｄ軸電流指令
Ｉｑ＿ｒｅｆ：ｑ軸電流指令
Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス成分
Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス成分
ωｒ：速度検出値
Ψｍ：界磁磁束
ΔＶＦＦ＿ｄ：ｄ軸インダクタンス電圧成分
ΔＶＦＦ＿ｑ：ｑ軸インダクタンス電圧成分
ΔＩｄ：ｄ軸電流偏差
ΔＩｑ：ｑ軸電流偏差
ＶＦＦ＿ｄ：ｄ軸非干渉電圧
ＶＦＦ＿ｑ：ｑ軸非干渉電圧
Ｔｒｑ：目標トルクまたはトルク推定値
Ｉｄ：ｄ軸電流指令またはｄ軸電流検出値
Ｉｑ：ｑ軸電流指令またはｑ軸電流検出値。
Ｖｑ＿ｒｅｆ：ｑ軸電圧指令
Ｒ１：抵抗
Ｉｄ＿ｒｅｆ：ｄ軸電流指令
Ｉｑ＿ｒｅｆ：ｑ軸電流指令
Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス成分
Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス成分
ωｒ：速度検出値
Ψｍ：界磁磁束
ΔＶＦＦ＿ｄ：ｄ軸インダクタンス電圧成分
ΔＶＦＦ＿ｑ：ｑ軸インダクタンス電圧成分
ΔＩｄ：ｄ軸電流偏差
ΔＩｑ：ｑ軸電流偏差
ＶＦＦ＿ｄ：ｄ軸非干渉電圧
ＶＦＦ＿ｑ：ｑ軸非干渉電圧
Ｔｒｑ：目標トルクまたはトルク推定値
Ｉｄ：ｄ軸電流指令またはｄ軸電流検出値
Ｉｑ：ｑ軸電流指令またはｑ軸電流検出値。
【0153】
また、その一態様として、前記制限磁束演算部は、直流電源電圧に１／√２を乗算する第３乗算器と、前記第３乗算器に最大過変調率を乗算して飽和電圧を出力する第４乗算器と、前記飽和電圧と制限電圧指令のうち小さい方を制限電圧として出力するｍｉｎ関数部と、前記ｄｑ軸電流検出値または前記ｄｑ軸電流指令を前記電流制御の位相指令により回転座標変換してｘｙ軸電流検出値に変換する回転座標変換部と、前記ｘｙ軸電流検出値のｘ軸成分に抵抗を乗算して電圧降下成分を算出する第５乗算器と、前記制限電圧から前記電圧降下成分を減算する減算器と、前記減算器の出力を速度検出値の絶対値で除算する除算器と、前記除算器の出力を磁束上限値と磁束下限値の間に制限して前記制限磁束として出力する第２飽和関数部と、を備えたことを特徴とする。
【0154】
また、一態様として、前記非干渉制御部は、電圧演算部とインダクタンス電圧演算部とを備え、前記電圧演算部は、ｄ軸電流指令とｑ軸電流指令絶対値に基づいてｄ軸磁束成分を出力するｄ軸磁束テーブルと、前記ｄ軸電流指令と前記ｑ軸電流指令絶対値に基づいて値を出力するｑ軸磁束テーブルと、前記ｑ軸磁束テーブルの出力にｑ軸電流指令の符号係数を乗算してｑ軸磁束成分を出力する第６乗算器と、を備え、以下の（１３）式により、前記ｄｑ軸電圧指令を算出し、前記インダクタンス電圧演算部は、（９）式によりｄｑ軸インダクタンス電圧成分を算出し、前記ｄｑ軸電圧指令と前記ｄｑ軸インダクタンス電圧成分を加算した値を前記ｄｑ軸非干渉電圧とすることを特徴とする。
【0155】
【数13】
【0156】
Ｖｄ＿ｒｅｆ：ｄ軸電圧指令
Ｖｑ＿ｒｅｆ：ｑ軸電圧指令
Ｒ１：抵抗
Ｉｄ＿ｒｅｆ：ｄ軸電流指令
Ｉｑ＿ｒｅｆ：ｑ軸電流指令
ωｒ：速度検出値
Ｊ：回転行列
Ψｄ：ｄ軸磁束成分
Ψｑ：ｑ軸磁束成分。
Ｖｑ＿ｒｅｆ：ｑ軸電圧指令
Ｒ１：抵抗
Ｉｄ＿ｒｅｆ：ｄ軸電流指令
Ｉｑ＿ｒｅｆ：ｑ軸電流指令
ωｒ：速度検出値
Ｊ：回転行列
Ψｄ：ｄ軸磁束成分
Ψｑ：ｑ軸磁束成分。
【0157】
また、一態様として、前記第１トルク推定部は、前記ｄ軸電流指令とｑ軸電流指令絶対値に基づいて値を出力する目標トルクテーブルと、前記目標トルクテーブルの出力にｑ軸電流指令の符号係数を乗算して前記目標トルクとして出力する第７乗算器と、を備え、前記第２トルク推定部は、ｄ軸電流検出値とｑ軸電流検出値の絶対値に基づいて値を出力するトルク推定テーブルと、前記トルク推定テーブルの出力にｑ軸電流検出値の符号係数を乗算して前記トルク推定値として出力する第８乗算器と、を備えたことを特徴とする。
【0158】
また、一態様として、前記第１トルク推定部は、前記トルク指令絶対値が前記下限トルクよりも大きい場合は前記トルク入力を出力し、それ以外の場合は前記トルク指令絶対値または前記ＭＴＰＡトルク指令を出力する第２スイッチと、前記第２スイッチの出力に前記トルク指令の符号係数を乗算して前記目標トルクとして出力する第９乗算器と、を備え、前記第２トルク推定部は、ｄ軸電流検出値とｑ軸電流検出値絶対値に基づいて値を出力するトルク推定テーブルと、前記トルク推定テーブルの出力にｑ軸電流検出値の符号係数を乗算して前記トルク推定値として出力する第８乗算器と、を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【0159】
本発明によれば、モータ駆動用インバータにおいて、直流電源電圧や設定上限電圧などが変動しても、複数のテーブルを切り替える必要がなく演算の増加も少ない方法で電流指令を生成することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【0160】
【図1】モータ駆動用インバータのトルク・電流制御系の全体構成図。
【図2】電圧型インバータの主回路構成図。
【図3】従来技術２の電圧飽和を考慮したトルク・電流制御部の基本構成図。
【図4】ＰＷＭ指令・零相変調部およびＰＷＭ生成部の構成例を示す図。
【図5】零相変調方式（三相変調・二相変調）と狭小パルスを防止するための禁止帯域を示す図。
【図6】Ｎ－Ｔ座標のｄ軸電流指令テーブル，ｑ軸電流指令テーブルを示す図。
【図7】ｄ軸－ｑ軸電流座標系におけるトルク・電圧（磁束）特性の例を示す図。
【図8】従来技術１の６次高調波重畳による過変調に二相変調を適用した場合の三相波形例を示す図。
【図9】従来技術３の電圧位相制御方式の基本構成図。
【図10】従来技術４の非同期・同期ＰＷＭの切り替え可能なキャリア信号発生部を示す図。
【図11】従来技術４の非同期・同期キャリアによるＰＷＭ指令・零相変調部を示す図。
【図12】実施形態１の電流指令生成部を示す図。
【図13】実施形態１のトルク－電圧（磁束）座標系に写像したｄ軸－ｑ軸電流の特性例を示す図。
【図14】実施形態２のトルク・電流制御部の一部を示す図。
【図16】電流制御と電圧位相制御との切り替え時の状態遷移を示す図。
【図17】実施形態３の非干渉制御部を示す図。
【図18】実施形態４の第１トルク推定部と第２トルク推定部を示す図。
【図19】実施形態５の第１トルク推定部と第２トルク推定部を示す図。
【図20】実施形態６の制限磁束演算部を示す図。
【図21】電圧制限設定値と直流電圧を変更した加減速特性の比較（時間応答）を示す図。
【図22】電圧制限設定値と直流電圧を変更した加減速特性の比較（Ｉｄ－Ｉｑ座標の軌跡）を示す図。
【図23】電圧制限設定値と直流電圧を変更した加減速特性の比較（Ｖｄ－Ｖｑ座標の軌跡）を示す図。
【発明を実施するための形態】
【0161】
以下、本願発明におけるモータ駆動用インバータの実施形態１～６を図１２～図２３に基づいて詳述する。なお、実施形態１～６で説明していない部分については背景技術で説明した図１～図１１を適宜、適用するものとする。
【0162】
［実施形態１］
「構成・構造の説明」
本実施形態１では課題１を解決するために、図３（ａ）の電流指令生成部２０を、図１２の電流指令生成部５０のように構成する。この電流指令生成部５０の入力信号はトルク指令Ｔｒｑ＿ｃｍｄと直流電源電圧Ｖｄｃと速度検出値ωｒおよびモータ定格などから設定した制限電圧指令ＶＬｉｍ＿ｃｍｄであり、出力信号はｄｑ軸電流指令（ベクトル）Ｉｄｑ＿ｒｅｆである。
「構成・構造の説明」
本実施形態１では課題１を解決するために、図３（ａ）の電流指令生成部２０を、図１２の電流指令生成部５０のように構成する。この電流指令生成部５０の入力信号はトルク指令Ｔｒｑ＿ｃｍｄと直流電源電圧Ｖｄｃと速度検出値ωｒおよびモータ定格などから設定した制限電圧指令ＶＬｉｍ＿ｃｍｄであり、出力信号はｄｑ軸電流指令（ベクトル）Ｉｄｑ＿ｒｅｆである。
【0163】
電流指令の生成には「ＭＴＰＡ特性」と「磁束－トルク特性（Ψ－Ｔ特性）」という２種類の特性テーブル群を使用し、各テーブル群にはｄ軸電流指令とｑ軸電流指令という２個のデータが含まれている。
【0164】
ＭＴＰＡ特性は「ｄ軸電流ＭＴＰＡテーブル５８ｄとｑ軸電流ＭＴＰＡテーブル５８ｑ」の２個の一次元テーブルで実装しており、これは電圧制限に達しない低速域で使用する。
【0165】
もう一方のΨ－Ｔ特性は、「ｄ軸電流ΨＴテーブル６７ｄとｑ軸電流ΨＴテーブル６７ｑ」の２個の二次元テーブルとして実装されており、これは電圧が飽和近傍になる高速域で使用する。
【0166】
これらのテーブルは、図７の「Ｉｄ－Ｉｑ座標におけるトルクと電圧特性」から、図１３（ａ）のような「横軸を磁束Ψ，縦軸をトルクＴとするΨ－Ｔ座標系」におけるｄ軸電流とｑ軸電流の特性に写像したものである。図１３（ａ）は、これを等高線として表現している。ここで磁束Ψは、電圧Ｖを速度ωで除算して「Ψ＝Ｖ／ω」の式により変換したものである。
【0167】
図７と同様に図１３（ａ）はトルク指令が正の領域の特性であり、負領域の特性は「トルク指令＝０を軸とする対称性」があるので、正の領域のみに簡素化している。また、以降で実装するテーブルもこの正領域のみとして取り扱っている。
【0168】
しかし、ｄ軸電流指令とｑ軸電流指令の等高線には正負の対称性に違いがある。ｄ軸電流の等高線は負側も線対称であるが、ｑ軸電流の等高線は線対称な形状だがレベル値は負の値になる。
【0169】
このｑ軸側の符号の違いを考慮するために図１２では、テーブル入力であるトルク指令Ｔｒｑ＿ｃｍｄを絶対値演算部５２ａで算出した「トルク指令絶対値Ｔｒｑ＿ａｂｓ」と符号生成部５２ｂで生成した「正負のトルク指令の符号係数Ｔｒｑ＿ｓｉｇｎ」に分離して取り扱っている。
【0170】
ｄ軸電流指令もｑ軸電流指令も「トルク指令絶対値Ｔｒｑ＿ａｂｓ」をテーブルに入力して読み出しておき、ｄ軸電流指令の方はそのまま出力とし、ｑ軸電流指令の方は正負のトルク指令の符号係数Ｔｒｑ＿ｓｉｇｎを乗算して符号成分を付加してから出力とする。
【0171】
図７の「四角形の座標領域」は、図１３（ａ）に写像すると「歪んだ短冊状の領域」に変形する。図７の「点Ｐ０，Ｐ，Ｑ０」に対応する点、および「ＭＴＰＡ特性の軌跡（Ｐ～Ｐ０）」と電流制限円（Ｐ～Ｑ０）で囲まれた動作領域については、図１３（ａ）では（Ｐ～Ｐ０）と（Ｐ～Ｑ０）の境界線で囲まれた三日月の上半分のような形状に変化する。
【0172】
この三日月の動作領域のみ描いたものが、図１３（ｂ）であるが、横軸つまり磁束Ψが大きい領域では「トルク：Ｔ＝０」を含んでいないという特徴がある。これは図７のＭＴＰＡ軌跡（Ｐ０～Ｐ）より右側の領域に相当しており、これは「動作外」と設定したことによる。そのため、図１３（ａ）ではトルク軸（Ｔ軸）には上限だけでなく下限も考慮しなくてはならない。
【0173】
図１２の電流指令生成部５０では、図１３（ａ）の特性のうち（Ｐ０～Ｐ）の軌跡を一次元テーブルの「ＭＴＰＡ特性」として、また、動作領域（Ｐ０～Ｐ～Ｑ０～Ｐ０）を含む範囲を二次元テーブルの「Ψ－Ｔ特性」として実装している。
【0174】
前者の「ＭＴＰＡ特性テーブル」による電流指令の導出方法は、トルク指令絶対値Ｔｒｑ＿ａｂｓをｄ軸電流ＭＴＰＡテーブル５８ｄに入力して、ＭＴＰＡｄ軸電流指令Ｉｄ＿ｍｔｐａを出力する。
【0175】
同様に、トルク指令絶対値Ｔｒｑ＿ａｂｓをｑ軸電流ＭＴＰＡテーブル５８ｑに入力し、この出力に第１乗算器５９でトルク指令の符号係数Ｔｒｑ＿ｓｉｇｎを乗算したものをＭＴＰＡｑ軸電流指令Ｉｑ＿ｍｔｐａとして出力する。
【0176】
これらのｄ軸成分とｑ軸成分を合成したものがｄｑ軸ＭＴＰＡ電流指令Ｉｄｑ＿ｍｔｐａであり、これが選択スイッチＳＷ＿Ｉｒｅｆの「０側（ＭＴＰＡ側）」の入力成分である。
【0177】
もし、トルク指令絶対値Ｔｒｑ＿ａｂｓがテーブル範囲を超過する場合には、飽和関数部５７を挿入し、トルク指令絶対値Ｔｒｑ＿ａｂｓを点ＰのトルクＴｒｑ＿Ｐを上限に制限すればよく、図中ではこれをテーブル入力成分のＭＴＰＡトルク指令Ｔｒｑ＿ｍｔｐａとして描いてある。
【0178】
もう一方の「Ψ－Ｔ特性テーブル」による電流指令の導出方法は、トルク指令と磁束指令を入力とするｄ軸電流ΨＴテーブル６７ｄ（ＩＤＴＢＬ＿ΨＴ）とｑ軸電流ΨＴテーブル６７ｑ（ＩＤＴＢＬ＿ΨＴ）を使用する。これも「ＭＴＰＡ特性」と同様に、「正のトルク領域」のみ実装してあるので、入力トルク指令を「絶対値」と「正負の符号係数」に分離して取り扱う。
【0179】
二次元テーブルの入力のうち「横軸の磁束Ψ成分」は、図１２の制限磁束演算部６０にて計算しており、制限電圧指令ＶＬｉｍ＿ｃｍｄと直流電源電圧Ｖｄｃおよび速度検出値ωｒの入力から制限磁束Ψ＿ｘを求めている。
【0180】
ＰＷＭ変換に零相変調を適用する場合には、直交二軸座標系の飽和電圧レベルは（Ｖｄｃ／√２）となるので、第３乗算器６１により直流電源電圧Ｖｄｃに１／√２を乗算して飽和電圧Ｖｄｃ＿ｐｕに変換する。第４乗算器６２で飽和電圧Ｖｄｃ＿ｐｕに過変調を適用した場合の電圧拡大率（最大過変調率）Ｋｏｖｍを乗算して最大出力可能電圧（飽和電圧）ＶＭＡＸを得る。これは図３の電流制御においては、出力電圧に挿入した飽和関数部３０の制限値に相当している。
【0181】
次に、ｍｉｎ関数部６３により制限電圧指令ＶＬｉｍ＿ｃｍｄと飽和電圧ＶＭＡＸとの小さい方を選定したものを制限電圧ＶＬｉｍとする。絶対値演算部６５は速度検出値ωｒの絶対値を演算する。除算器６４で制限電圧ＶＬｉｍを速度検出値ωｒの絶対値で除算したものを基準制限磁束Ψ＿ωとする。
【0182】
最後に、「Ψ－Ｔ特性」の領域外を参照しないように第２飽和関数部６６も追加してあり、点Ｐの磁束上限値Ψｍａｘ、点Ｑ０の磁束下限値Ψｍｉｎとの間に制限して制限磁束Ψ＿ｘとして出力する。この制限磁束Ψ＿ｘが制限磁束演算部６０の出力であり、これをｄ軸電流ΨＴテーブル６７ｄ，ｑ軸電流ΨＴテーブル６７ｑの「横軸の磁束入力」として使用する。
【0183】
もう一方の「縦軸のトルク入力」については、前述したように図１３（ｂ）のような三日月形状の領域であるので、領域外を参照しないように上限と下限の両方を制限する必要がある。
【0184】
そこで、制限磁束Ψ＿ｘを入力として、上限トルクテーブル５３（ＴＨＴＢＬ－Ψ）により上限トルクＴ＿ｍａｘを、下限トルクテーブル５４（ＴＬＴＢＬ－Ψ）により下限トルクＴ＿ｍｉｎを求めておく。そして、第１飽和関数部５５（Ｌｉｍ＿Ｔｒｑ）によりトルク指令絶対値Ｔｒｑ＿ａｂｓを「Ｔ＿ｍｉｎ～Ｔ＿ｍａｘ間」に制限したものを「縦軸のトルク入力Ｔｒｑ＿ｙ」とする。
【0185】
上記により得られた制限磁束Ψ＿ｘとトルク入力Ｔｒｑ＿ｙを入力して、ｄ軸電流ΨＴテーブル６７ｄ（ＩＤＴＢＬ＿ΨＴ）からΨＴｄ軸電流指令Ｉｄ＿ΨＴを読み出す。もう一方のｑ軸電流ΨＴテーブル６７ｑ（ＩＱＴＢＬ＿ΨＴ）にも制限磁束Ψ＿ｘとトルク入力Ｔｒｑ＿ｙを入力し、読み出した値に第２乗算器６８でトルク指令の符号係数Ｔｒｑ＿ｓｉｇｎを乗算してΨＴｑ軸電流指令Ｉｑ＿ΨＴを得る。これらをベクトル表現したｄｑ軸ΨＴ電流指令Ｉｄｑ＿ΨＴを、選択スイッチＳＷ＿Ｉｒｅｆの「１側（Ψ－Ｔ側）」の入力成分としている。
【0186】
選択スイッチＳＷ＿Ｉｒｅｆを切り替える選択信号Ｓ＿ＴＰｓｉは、上記の下限トルクＴ＿ｍｉｎを利用して判定している。大小比較器５６（ＣＭＰ＿ＴＰｓｉ）でトルク指令絶対値Ｔｒｑ＿ａｂｓと下限トルクＴ＿ｍｉｎとを比較判定し、「Ｔｒｑ＿ａｂｓ＞Ｔ＿ｍｉｎ」のときに「選択信号Ｓ＿ＴＰｓｉ＝１」としてΨ－Ｔ側のｄｑ軸ΨＴ電流指令Ｉｄｑ＿ΨＴを選択し、それ以外ではＭＴＰＡ側のｄｑ軸ＭＴＰＡ電流指令Ｉｄｑ＿ｍｔｐａを選択して、最終的なｄｑ軸電流指令Ｉｄｑ＿ｒｅｆとして出力する。
【0187】
以上が、図１２に示した電流指令生成部５０の構成例である。
【0188】
「作用・動作の説明」
本実施形態１では、図３の電流指令生成部２０を、図１２のような構成の電流指令生成部５０に拡張して、トルク指令Ｔｒｑ＿ｃｍｄと制限電圧ＶＬｉｍに相当する制限磁束Ψ＿ｘとから、ｄ軸とｑ軸の電流指令を演算している。
本実施形態１では、図３の電流指令生成部２０を、図１２のような構成の電流指令生成部５０に拡張して、トルク指令Ｔｒｑ＿ｃｍｄと制限電圧ＶＬｉｍに相当する制限磁束Ψ＿ｘとから、ｄ軸とｑ軸の電流指令を演算している。
【0189】
ここで制限電圧ＶＬｉｍは、「制限電圧指令ＶＬｉｍ＿ｃｍｄ」と「直流電源電圧Ｖｄｃにおいて出力可能な最大電圧（飽和電圧）ＶＭＡＸ」との両方を考慮してあり、それを速度検出値ωｒの絶対値で除算して制限磁束Ψ＿ｘに変換して使用している。
【0190】
通常は、制限電圧指令ＶＬｉｍ＿ｃｍｄは定格電圧などに設定され、直流電源電圧Ｖｄｃが十分に高ければ「ＶＬｉｍ＝ＶＬｉｍ＿ｃｍｄ」となる。この状態であれば「Ψ－Ｔ特性」が選択され、「出力電圧が制限電圧指令ＶＬｉｍ＿ｃｍｄを超過しない電流指令」を生成する。モデルが正確なら定常時の電流制御のＰＩ演算出力電圧は制限電圧ＶＬｉｍを超過せず、飽和電圧ＶＭＡＸより低いので電圧飽和も生じない。
【0191】
もし、直流電源電圧Ｖｄｃが低下して飽和電圧ＶＭＡＸが制限電圧指令ＶＬｉｍ＿ｃｍｄ以下になると「ＶＬｉｍ＝ＶＭＡＸ」となって制限磁束Ψ＿ｘが低下する。この制限磁束Ψ＿ｘの低下は、ｄ軸電流指令の弱め界磁電流成分を増加させて、出力電圧が飽和電圧ＶＭＡＸまで低下するように電流指令を補正する。つまり直流電源電圧Ｖｄｃが低下した状態では、電流指令を修正してＰＩ演算出力を飽和限界に制限することができ、ＰＩ演算の積分項の異常積分も防止できる。
【0192】
また「１パルス変調」に移行したい場合には、制限電圧指令ＶＬｉｍ＿ｃｍｄを飽和電圧ＶＭＡＸまで増加させると、電流制御時の出力電圧が過変調限界の最大電圧に達する。この後で「１パルス変調」に切り替えれば、電圧振幅の変化量を小さくすることができる。
【0193】
まとめると、制限電圧ＶＬｉｍを制限磁束Ψ＿ｘとして取り扱うことにより、直流電源電圧Ｖｄｃの低下時でも電圧飽和付近に電流制御系の出力電圧を低減でき、逆に制限電圧指令ＶＬｉｍ＿ｃｍｄを増加させることにより電流制御系の出力電圧を電圧飽和レベルまで拡大することもできる。
【0194】
また、図６のＮ－Ｔ特性を使用した場合は、制限電圧ＶＬｉｍの変動に対応させるために複数のテーブルが必要であったが、これに対して図１３（ａ）の構成では制限磁束Ψ＿ｘとして取り扱っているので、「ＭＴＰＡ特性」と「Ψ－Ｔ特性」のテーブルを変更する必要はなく、単一のテーブルで「制限電圧の変動」に対応できる。
【0195】
以上が図１２の全体的な動作であり、電流指令の修正とそれによる出力電圧の制限に関する作用を説明した。以降では電流指令テーブルの読み出し過程に着目した動作を説明する。まず、各テーブルの作成方法を説明し、その次にトルク成分の上下限や、「ＭＴＰＡ特性」と「Ψ－Ｔ特性」の切り替え動作について説明する。
【0196】
＜テーブルデータの作成方法＞
使用するテーブルは、「（Ψ－Ｔ）特性」、「ＭＴＰＡ特性」、「上下限テーブル」の３種類である。
（ａ）磁束－トルク（Ψ－Ｔ）座標の二次元テーブル
ｄ軸電流ΨＴテーブル６７ｄ（ＩＤＴＢＬ＿ΨＴ）とｑ軸電流ΨＴテーブル６７ｑ（ＩＱＴＢＬ＿ΨＴ）は、図７の特性例から、図１３（ａ）のように「横軸を磁束Ψ，縦軸をトルクＴとするΨ－Ｔ座標」におけるｄ軸電流とｑ軸電流の特性に変換したものである。このときに、「磁束＝電圧／定格速度」の関係を利用して、電圧成分を磁束成分に変換してある。
使用するテーブルは、「（Ψ－Ｔ）特性」、「ＭＴＰＡ特性」、「上下限テーブル」の３種類である。
（ａ）磁束－トルク（Ψ－Ｔ）座標の二次元テーブル
ｄ軸電流ΨＴテーブル６７ｄ（ＩＤＴＢＬ＿ΨＴ）とｑ軸電流ΨＴテーブル６７ｑ（ＩＱＴＢＬ＿ΨＴ）は、図７の特性例から、図１３（ａ）のように「横軸を磁束Ψ，縦軸をトルクＴとするΨ－Ｔ座標」におけるｄ軸電流とｑ軸電流の特性に変換したものである。このときに、「磁束＝電圧／定格速度」の関係を利用して、電圧成分を磁束成分に変換してある。
【0197】
【0198】
図７の「Ｉｄ－Ｉｑ座標における四角形の表示範囲」を写像すると図１３（ａ）のような「斜めに歪んだ帯状の範囲」に変化し、また図７の「（Ｐ０～Ｐ～Ｑ０～Ｐ０）の各点で結ばれた動作領域」については図１３（ｂ）に示すような「三日月の上半分のような形状」になる。
【0199】
後述する他システムへの応用性を考慮してここでは領域の広い図１３（ａ）を採用し、ｄ軸電流の等高線をｄ軸電流ΨＴテーブル６７ｄ（ＩＤＴＢＬ＿ΨＴ）として、ｑ軸電流の等高線をｑ軸電流ΨＴテーブル６７ｑ（ＩＱＴＢＬ＿ΨＴ）として実装している。
【0200】
図７から図１３（ａ）への写像変換やテーブル化は、事前にオフライン処理をしておけばよい。図７のＩｄ－Ｉｑ座標では「格子座標のデータ」であっても、Ψ－Ｔ座標に写像すると格子が歪むため「配置に規則性がない多点散布データ」になる。
【0201】
制御に実装するテーブルは線形補間が適用できるように等間隔で直交な格子座標の方が好ましいので、新たに格子状のΨ－Ｔ軸を設定し、元の格子座標によるデータを新たな座標では多点散布した二次元平面とみなして、新たな格子座標の値を近似により求めたものをｄ軸電流ΨＴテーブル６７ｄ（ＩＤＴＢＬ＿ΨＴ）とｑ軸電流ΨＴテーブル６７ｑ（ＩＱＴＢＬ＿ΨＴ）として設定している。
【0202】
（ｂ）ＭＴＰＡ特性の一次元テーブル
ＭＴＰＡ特性である「Ｐ０～Ｐ」の軌跡も、Ψ－Ｔ座標に写像すると、「トルクに対する不当間隔の散布データ列」になる。これも、等間隔なトルク軸を新たなテーブル点として定義し、その点の特性を近似により求めて、「ｄ軸電流ＭＴＰＡテーブル５８ｄ（ＩＤＴＢＬ＿ｍｔｐａ）」と「ｑ軸電流ＭＴＰＡテーブル５８ｑ（ＩＱＴＢＬ＿ｍｔｐａ）」として設定している。
ＭＴＰＡ特性である「Ｐ０～Ｐ」の軌跡も、Ψ－Ｔ座標に写像すると、「トルクに対する不当間隔の散布データ列」になる。これも、等間隔なトルク軸を新たなテーブル点として定義し、その点の特性を近似により求めて、「ｄ軸電流ＭＴＰＡテーブル５８ｄ（ＩＤＴＢＬ＿ｍｔｐａ）」と「ｑ軸電流ＭＴＰＡテーブル５８ｑ（ＩＱＴＢＬ＿ｍｔｐａ）」として設定している。
【0203】
（ｃ）磁束－トルク（Ψ－Ｔ）座標の動作領域の上限、下限テーブル
図７では、円状の電流制限軌跡「Ｐ～Ｑ０」とＭＴＰＡ特性の軌跡「Ｐ～Ｐ０」とにより囲まれた範囲「Ｐ～Ｑ０～Ｐ０～Ｐ」が実際に動作する領域であった。これを図１３（ｂ）に写像すると、動作領域は「三日月の上半分」のような形状になり、電流制限の軌跡「Ｐ～Ｑ０」は「三日月領域の上部の外周辺」に相当し、ＭＴＰＡ特性の軌跡「Ｐ０～Ｐ」は「三日月領域の内側の弦」に相当する。
図７では、円状の電流制限軌跡「Ｐ～Ｑ０」とＭＴＰＡ特性の軌跡「Ｐ～Ｐ０」とにより囲まれた範囲「Ｐ～Ｑ０～Ｐ０～Ｐ」が実際に動作する領域であった。これを図１３（ｂ）に写像すると、動作領域は「三日月の上半分」のような形状になり、電流制限の軌跡「Ｐ～Ｑ０」は「三日月領域の上部の外周辺」に相当し、ＭＴＰＡ特性の軌跡「Ｐ０～Ｐ」は「三日月領域の内側の弦」に相当する。
【0204】
そこで、軌跡「Ｐ～Ｑ０」を「上限トルクテーブル５３」に設定し、軌跡「Ｐ０～Ｐ」と「トルク＝０の線分Ｑ０～Ｐ０」とを「下限トルクテーブル５４」に設定した。これも近似により等間隔な磁束軸に変換して、「上限トルクテーブル５３（ＴＨＴＢＬ－Ψ）」および「下限トルクテーブル５４（ＴＬＴＢＬ－Ψ）」としている。
【0205】
＜モードの選択方法＞
上記の３種類のテーブル群を利用して、下記の２種類の電流指令を計算しておき、制限電圧の状態により電流指令の選択を行う。
上記の３種類のテーブル群を利用して、下記の２種類の電流指令を計算しておき、制限電圧の状態により電流指令の選択を行う。
【0206】
「ＭＴＰＡ特性」については、「ｄ軸電流ＭＴＰＡテーブル５８ｄ（ＩＤＴＢＬ＿ｍｔｐａ）とｑ軸電流ＭＴＰＡテーブル（ＩＱＴＢＬ＿ｍｔｐａ）」よりＭＴＰＡｄ軸電流指令Ｉｄ＿ｍｔｐａとＭＴＰＡｑ軸電流指令Ｉｑ＿ｍｔｐａを計算し、これらを選択スイッチＳＷ＿Ｉｒｅｆの「０側（ＭＴＰＡ特性）」の入力成分であるｄｑ軸ＭＴＰＡ電流指令Ｉｄｑ＿ｍｔｐａとする。
【0207】
もう一方の「Ψ－Ｔ特性テーブル」については、トルクと磁束を入力とする「ｄ軸電流ΨＴテーブル６７ｄ（ＩＤＴＢＬ＿ΨＴ）とｑ軸電流ΨＴテーブル６７ｑ（ＩＤＴＢＬ＿ΨＴ）」より、ΨＴｄ軸電流指令Ｉｄ＿ΨＴとΨＴｑ軸電流指令Ｉｑ＿ΨＴを計算し、これを選択スイッチＳＷ＿Ｉｒｅｆの「１側（Ψ－Ｔ特性）」の入力成分であるｄｑ軸ΨＴ電流指令Ｉｄｑ＿ΨＴとする。
【0208】
これらの選択信号Ｓ＿ＴＰｓｉは、「下限トルクテーブル５４（ＴＬＴＢＬ－Ψ）の出力である下限トルクＴ＿ｍｉｎ」と、「トルク指令絶対値Ｔｒｑ＿ａｂｓ」を比較して決定しており、「Ｔｒｑ＿ａｂｓ＞Ｔ＿ｍｉｎ」なら選択スイッチＳＷ＿Ｉｒｅｆは「Ψ－Ｔ特性」を、それ以外は「ＭＴＰＡ特性」を選択する。
【0209】
この切替方法を適用すると、「ＭＴＰＡ特性」と「Ψ－Ｔ特性」の出力に連続性が得られることを説明する動作例を図１３（ｂ）に追記している。まず、制限磁束Ψ＿ｘに相当する軸上に縦の補助線を引く。上限トルクＴ＿ｍａｘは三日月形の有効範囲の上端に、下限トルクＴ＿ｍｉｎは有効範囲の下端（またはＴ＝０軸）になる。補助線とトルク指令の交点は上下限を境界として３種類に分類でき、図中では四角印の「Ｔｒｑ＿Ａ（Ａ’点）」と「Ｔｒｑ＿Ｂ（Ｂ’点）」そして「Ｔｒｑ＿Ｃ（Ｃ’点）」とした。
【0210】
「Ｔｒｑ＿Ａ（Ａ’点）」は下限トルクＴ＿ｍｉｎ以下の領域であるので、「ＭＴＰＡ特性」が選択される。「ＭＴＰＡ特性」は「トルク指令に対する一次元テーブル」であるため、Ａ’点を横に移動させた丸印の「軌跡（Ｐ０～Ｐ）上のＡ点」が電流指令となる。
【0211】
「Ｔｒｑ＿Ｂ（Ｂ点）」の場合は、下限トルクＴ＿ｍｉｎ以上であり、かつ、上限トルクＴ＿ｍａｘ以下の領域であるため、「Ψ－Ｔ特性」として動作し、「Ψ＿ｘとＴｒｑ＿Ｂと交点Ｂ」の座標をそのまま電流指令とする。
【0212】
「Ｔｒｑ＿Ａ（Ａ’点）」からトルク指令が上昇つまり下限トルクＴ＿ｍｉｎに近づけば「Ａ’とＡ」の距離は減少し、「Ｔｒｑ＿Ａ＝Ｔｍｉｎ」になると、「Ａ’とＡ」は一致する。これは「Ψ－Ｔ特性」の下限と一致するので、「ＭＴＰＡ特性」と「Ψ－Ｔ特性」とは、連続的に切り替わることになる。
【0213】
「Ｔｒｑ＿Ｃ（Ｃ’点）」の場合は、下限トルクＴ＿ｍｉｎ以上なので「Ψ－Ｔ特性」として動作するが、上限トルクＴ＿ｍａｘに制限されているので、「Ψ－Ｔ特性の上限軌跡上のＣ点」の座標が電流指令となる。
【0214】
このように「ＭＴＰＡ特性」と「Ψ－Ｔ特性」を連続的に切り替えることができ、さらに、制限電圧や直流電圧の変動時でも、制限磁束Ψ＿ｘを経由して電流制御の出力電圧が飽和することを防止するように電流指令を修正する作用が得られる。
【0215】
本実施形態１を以下にまとめる。
【0216】
本実施形態１を適用するシステムは、「永久磁石を界磁源とする逆特極性（Ｌｄ≦Ｌｑ）を有する同期電動機（ＩＰＭＳＭ）」を駆動するために、回転位相や電流などの検出器および電圧型インバータなどで構成されたトルクなどを制御する方式や装置を対象とする。
【0217】
インバータの制御は、回転界磁極に同期したｄ軸と直交したｑ軸による回転二軸座標系で構成し、速度検出値ωｒとトルク指令Ｔｒｑ＿ｃｍｄからｄ軸電流指令Ｉｄ＿ｒｅｆとｑ軸電流指令Ｉｑ＿ｒｅｆを出力する電流指令生成部５０と、ｄ軸電流指令Ｉｄ＿ｒｅｆ、ｑ軸電流指令Ｉｑ＿ｒｅｆにｄ軸電流検出値Ｉｄ＿ｄｅｔ、ｑ軸電流検出値Ｉｑ＿ｄｅｔを追従させる電流制御部２３ａと、電流制御の出力電圧をＰＷＭパルスに変換するＰＷＭ生成部７ａなどにより構成されている。
【0218】
本実施形態１にて説明する内容は上記の電流指令生成部５０の構成方法であり、下記のような要素を含む。
【0219】
（１）制限電圧ＶＬｉｍの演算
モータやインバータの定格などにより設定された制限電圧指令ＶＬｉｍ＿ｃｍｄと、直流電源電圧Ｖｄｃにより演算した出力可能最大電圧（飽和電圧）ＶＭＡＸなどから、制限電圧ＶＬｉｍを生成する。
モータやインバータの定格などにより設定された制限電圧指令ＶＬｉｍ＿ｃｍｄと、直流電源電圧Ｖｄｃにより演算した出力可能最大電圧（飽和電圧）ＶＭＡＸなどから、制限電圧ＶＬｉｍを生成する。
【0220】
（２）テーブルの磁束入力に相当する制限磁束Ψ＿ｘを演算する制限磁束演算部６０
この制限電圧ＶＬｉｍを速度検出値ωｒの絶対値で除算して磁束の単位に変換したものを制限磁束Ψ＿ｘとし、これをｄ軸電流ΨＴテーブル６７ｄ、ｑ軸電流ΨＴテーブル６７ｑの磁束入力とする。
この制限電圧ＶＬｉｍを速度検出値ωｒの絶対値で除算して磁束の単位に変換したものを制限磁束Ψ＿ｘとし、これをｄ軸電流ΨＴテーブル６７ｄ、ｑ軸電流ΨＴテーブル６７ｑの磁束入力とする。
【0221】
（３）制限磁束Ψ＿ｘに応じてトルク指令Ｔｒｑ＿ｃｍｄを有効範囲に制限するトルク入力演算部５１
電流制限などにより設定した「上限トルクテーブル５３」に制限磁束Ψ＿ｘを入力して上限トルクＴ＿ｍａｘを読み出し、ＭＴＰＡ特性などにより設定した「下限トルクテーブル５４」に制限磁束Ψ＿ｘを入力して下限トルクＴ＿ｍｉｎを読み出し、トルク指令絶対値Ｔｒｑ＿ａｂｓをこの上限トルクＴ＿ｍａｘと下限トルクＴ＿ｍｉｎの範囲内に制限してトルク入力Ｔｒｑ＿ｙとして出力する。
電流制限などにより設定した「上限トルクテーブル５３」に制限磁束Ψ＿ｘを入力して上限トルクＴ＿ｍａｘを読み出し、ＭＴＰＡ特性などにより設定した「下限トルクテーブル５４」に制限磁束Ψ＿ｘを入力して下限トルクＴ＿ｍｉｎを読み出し、トルク指令絶対値Ｔｒｑ＿ａｂｓをこの上限トルクＴ＿ｍａｘと下限トルクＴ＿ｍｉｎの範囲内に制限してトルク入力Ｔｒｑ＿ｙとして出力する。
【0222】
（４）ＭＴＰＡ特性と磁束－トルク特性を選択する選択スイッチＳＷ＿Ｉｒｅｆ
トルク指令絶対値Ｔｒｑ＿ａｂｓが下限トルクＴ＿ｍｉｎ以下の場合は、後述する「ＭＴＰＡ特性」によるｄ軸電流ＭＴＰＡテーブル５８ｄ、ｑ軸電流ＭＴＰＡテーブル５８ｑによるＭＴＰＡｄ軸電流指令Ｉｄ＿ｍｔｐａ、ＭＴＰＡｑ軸電流指令Ｉｑ＿ｍｔｐａを選択し、それ以外については後述する「磁束－トルク特性」によるｄ軸電流ΨＴテーブル６７ｄ、ｑ軸電流ΨＴテーブル６７ｑによるΨＴｄ軸電流指令Ｉｄ＿ΨＴ、ΨＴｑ軸電流指令Ｉｑ＿ΨＴを選択して、電流指令生成部５０の出力とする。
トルク指令絶対値Ｔｒｑ＿ａｂｓが下限トルクＴ＿ｍｉｎ以下の場合は、後述する「ＭＴＰＡ特性」によるｄ軸電流ＭＴＰＡテーブル５８ｄ、ｑ軸電流ＭＴＰＡテーブル５８ｑによるＭＴＰＡｄ軸電流指令Ｉｄ＿ｍｔｐａ、ＭＴＰＡｑ軸電流指令Ｉｑ＿ｍｔｐａを選択し、それ以外については後述する「磁束－トルク特性」によるｄ軸電流ΨＴテーブル６７ｄ、ｑ軸電流ΨＴテーブル６７ｑによるΨＴｄ軸電流指令Ｉｄ＿ΨＴ、ΨＴｑ軸電流指令Ｉｑ＿ΨＴを選択して、電流指令生成部５０の出力とする。
【0223】
（５）ＭＴＰＡ特性のｄ軸電流ＭＴＰＡテーブル５８ｄ、ｑ軸電流ＭＴＰＡテーブル５８ｑによる電流指令の生成
「ＭＴＰＡ特性」による電流指令は、「最大トルク／電流（ＭＴＰＡ）特性」をテーブル化したｄ軸電流ＭＴＰＡテーブル５８ｄ（ＩＤＴＢＬ＿ｍｔｐａ）とｑ軸電流ＭＴＰＡテーブル５８ｑ（ＩＱＴＢＬ＿ｍｔｐａ）に、トルク指令Ｔｒｑ＿ｃｍｄ（またはＭＴＰＡトルク指令Ｔｒｑ＿ｍｔｐａ）を適用して「ＭＴＰＡ特性」のＭＴＰＡｄ軸電流指令Ｉｄ＿ｍｔｐａとＭＴＰＡｑ軸電流指令Ｉｑ＿ｍｔｐａを生成したものである。
「ＭＴＰＡ特性」による電流指令は、「最大トルク／電流（ＭＴＰＡ）特性」をテーブル化したｄ軸電流ＭＴＰＡテーブル５８ｄ（ＩＤＴＢＬ＿ｍｔｐａ）とｑ軸電流ＭＴＰＡテーブル５８ｑ（ＩＱＴＢＬ＿ｍｔｐａ）に、トルク指令Ｔｒｑ＿ｃｍｄ（またはＭＴＰＡトルク指令Ｔｒｑ＿ｍｔｐａ）を適用して「ＭＴＰＡ特性」のＭＴＰＡｄ軸電流指令Ｉｄ＿ｍｔｐａとＭＴＰＡｑ軸電流指令Ｉｑ＿ｍｔｐａを生成したものである。
【0224】
（６）磁束－トルク特性のｄ軸電流ΨＴテーブル６７ｄ、ｑ軸電流ΨＴテーブル６７ｑによる電流指令の生成
「磁束－トルク特性」による電流指令は、「磁束－トルク特性」を磁束軸（起電力÷速度）とトルク軸により二次元テーブル化したｄ軸電流ΨＴテーブル６７ｄ（ＩＤＴＢＬ＿ΨＴ）とｑ軸電流ΨＴテーブル６７ｑ（ＩＱＴＢＬ＿ΨＴ）に対して、「制限磁束Ψ＿ｘ」と「トルク入力Ｔｒｑ＿ｙ」を適用して、「磁束－トルク特性」のΨＴｄ軸電流指令Ｉｄ＿ΨＴとΨＴｑ軸電流指令Ｉｑ＿ΨＴを生成したものである。
「磁束－トルク特性」による電流指令は、「磁束－トルク特性」を磁束軸（起電力÷速度）とトルク軸により二次元テーブル化したｄ軸電流ΨＴテーブル６７ｄ（ＩＤＴＢＬ＿ΨＴ）とｑ軸電流ΨＴテーブル６７ｑ（ＩＱＴＢＬ＿ΨＴ）に対して、「制限磁束Ψ＿ｘ」と「トルク入力Ｔｒｑ＿ｙ」を適用して、「磁束－トルク特性」のΨＴｄ軸電流指令Ｉｄ＿ΨＴとΨＴｑ軸電流指令Ｉｑ＿ΨＴを生成したものである。
【0225】
上記の構成により、速度とトルク指令に応じた電流指令を生成するとともに、電流制御系の出力電圧が制限電圧ＶＬｉｍを超過する場合には、電流指令を制限することにより出力電圧を制限電圧に抑制する機能を有する。
【0226】
「効果」
従来の「Ｎ－Ｔ特性テーブル」を使用して電流指令を得る方法では、トルクと速度から電流指令を求めていた。低速ではＭＴＰＡ特性として動作しているが、制限電圧を超過する場合には、ｄ軸電流（弱め界磁電流）を増加させると同時にｑ軸電流（トルク電流）を修正して、出力電圧を抑制する。
従来の「Ｎ－Ｔ特性テーブル」を使用して電流指令を得る方法では、トルクと速度から電流指令を求めていた。低速ではＭＴＰＡ特性として動作しているが、制限電圧を超過する場合には、ｄ軸電流（弱め界磁電流）を増加させると同時にｑ軸電流（トルク電流）を修正して、出力電圧を抑制する。
【0227】
しかし、このテーブルは特定の制限電圧における特性であり、「直流電源電圧Ｖｄｃの低下」や「制限電圧ＶＬｉｍの変更」に対応させるためには、「複数の制限電圧におけるＮ－Ｔ特性テーブル」が必要であった。
【0228】
本実施形態１では、「Ｎ－Ｔ特性」の代わりに「磁束－トルク（Ψ－Ｔ）座標における電流指令テーブル」を使用するものであり、制限電圧ＶＬｉｍの代わりに制限磁束Ψ＿ｘとして取り扱うように変更した。
【0229】
これにより、直流電源電圧Ｖｄｃの低下や制限電圧指令ＶＬｉｍ＿ｃｍｄの変更が生じても、単一のテーブルデータで対応できる。もし、直流電源電圧Ｖｄｃが低下して出力可能な最大電圧（飽和電圧）ＶＭＡＸが制限電圧指令ＶＬｉｍ＿ｃｍｄより低くなると、制限電圧ＶＬｉｍも連動して低減され、その結果として「電流制御の出力電圧が飽和電圧に一致する」ように電流指令を修正する。
【0230】
これにより、異常積分によるワインドアップ現象が発生しにくくなり、電圧飽和限界付近で電流制御の安定性が改善する。また、速度に応じて制限電圧を可変設定すれば、弱め界磁電流の増減調整も可能になるし、「１パルス変調」に移行する前に一時的に出力電圧を飽和レベルまで増加させることもできる。
【0231】
この電流指令の生成法では、「Ψ－Ｔ座標のｄ軸電流ΨＴテーブル６７ｄ、ｑ軸電流ΨＴテーブル６７ｑ」と「トルク成分の上限トルクＴ＿ｍａｘの上限トルクテーブル５３と下限トルクＴ＿ｍｉｎの下限トルクテーブル５４」に分離しているので、これによるシステムへの対応性も向上する。「ｄ軸電流ΨＴテーブル６７ｄ、ｑ軸電流ΨＴテーブル６７ｑ」は図１３（ａ）のように広い領域のテーブルとしておき、「上限トルクテーブル５３、下限トルクテーブル５４」は図１３（ｂ）の動作領域の境界として設定しておく。
【0232】
そして、これを同じモータであるが使用する動作範囲が異なるシステムに応用する場合には、「上限トルクテーブル５３、下限トルクテーブル５４」のみ修正すれば、異なる最大トルクや電流制限などに対応することができる。「ＭＴＰＡ特性」を修正したい場合には、磁束とトルクの関係を求めて「下限トルクテーブル５４」を書き換えればよい。
【0233】
つまり、モータ固有の「ｄ軸電流ΨＴテーブル６７ｄ、ｑ軸電流ΨＴテーブル６７ｑ」は変更する必要が無くなり、動作領域を指定する「上限トルクテーブル５３、下限トルクテーブル５４」を修正するだけで、簡単に他のシステムにも応用できる利点もある。
【0234】
［実施形態２］
電圧型ＰＷＭインバータを使用した交流モータ駆動システムでは、電流制御を適用して高い回転速度まで運転すると、「出力電圧の飽和」や「基本波周期内のキャリア数（ＰＷＭパルス数）の減少」などの要因により電流制御の性能が低下する。
電圧型ＰＷＭインバータを使用した交流モータ駆動システムでは、電流制御を適用して高い回転速度まで運転すると、「出力電圧の飽和」や「基本波周期内のキャリア数（ＰＷＭパルス数）の減少」などの要因により電流制御の性能が低下する。
【0235】
出力電圧が飽和すると電流制御のフィードバックが正常に動作しなくなる。基本波周期内のＰＷＭパルス数が少ないと電圧指令を正確にＰＷＭ波形に変換できなくなり、さらに電流検出のサンプル点数が少ないと検出誤差も増加する。この対策として、高速域では「１パルス変調」と「電圧位相制御」を組み合わせた方式に切り替えることが従来技術に開示されている。
【0236】
本実施形態２の目的は、低速（低周波数）を含む状態でも、電流制御から「電流制御と電圧位相制御を組み合わせた制御」および電圧位相制御に移行する際の特性を改善することである。非同期キャリアを適用した電流制御から、速度増加に応じて「高調波の少ない過変調方式」や「多パルスの同期キャリアＰＷＭ」を段階的に適用して、制御方式の切り替え時における電圧の連続性を改善することにより、電流や出力トルクの外乱を抑制するものである。
【0237】
「構成・構造の説明」
課題２にて示した「電流制御と電圧位相制御の切り替え時の問題」に対する対策方法として、本実施形態２では図１４のような構成例を説明する。これは、実施形態１と組み合わせて使用される。
課題２にて示した「電流制御と電圧位相制御の切り替え時の問題」に対する対策方法として、本実施形態２では図１４のような構成例を説明する。これは、実施形態１と組み合わせて使用される。
【0238】
図１４は、図３（ａ）に示すトルク・電流制御部４を基本として機能拡張したものであり、変更した部分は点線で囲った「非干渉制御部７０と振幅切替部７４および位相切替部８０」の部分である。なお、非線形関数部３５、６次補償部３６と加算器３７と極／直交座標変換部３１は図示省略している。
【0239】
「非干渉制御部７０」は電流制御の非干渉補償部を変更しており、従来はｄｑ軸電流検出値Ｉｄｑ＿ｄｅｔを使用してｄｑ軸非干渉電圧ＶＦＦｄｑを計算していたが、これを「ｄｑ軸電流指令Ｉｄｑ＿ｒｅｆとｄｑ軸電流偏差ΔＩｄｑ」に分離して２種類の非干渉電圧成分として計算する。
【0240】
ｄｑ軸電流指令Ｉｄｑ＿ｒｅｆの方は、（８）式のようなモータの数式モデルを利用した電圧演算部７１によりｄｑ軸電圧指令Ｖｄｑ＿ｒｅｆ（要素：Ｖｄ＿ｒｅｆ，Ｖｑ＿ｒｅｆ）を計算する。
【0241】
ｄｑ軸電流偏差ΔＩｄｑの方は、インダクタンス電圧演算部７２で（９）式のｄｑ軸インダクタンス電圧成分ΔＶＦＦｄｑ（ΔＶＦＦ＿ｄ，ΔＶＦＦ＿ｑ）のみを計算する。最後に（１０）式のように、減算器７３でｄｑ軸電圧指令Ｖｄｑ＿ｒｅｆからｄｑ軸インダクタンス電圧成分ΔＶＦＦｄｑを減算して従来とほぼ等価なｄｑ軸非干渉電圧ＶＦＦｄｑ（ＶＦＦｄ，ＶＦＦｑ）を得る。
【0242】
【数8】
【0243】
【数9】
【0244】
【数10】
【0245】
Ｖｄ＿ｒｅｆ：ｄ軸電圧指令
Ｖｑ＿ｒｅｆ：ｑ軸電圧指令
Ｒ１：抵抗
Ｉｄ＿ｒｅｆ：ｄ軸電流指令
Ｉｑ＿ｒｅｆ：ｑ軸電流指令
Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス成分
Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス成分
ωｒ：速度検出値
Ψｍ：界磁磁束
ΔＶＦＦ＿ｄ：ｄ軸インダクタンス電圧成分
ΔＶＦＦ＿ｑ：ｑ軸インダクタンス電圧成分
ΔＩｄ：ｄ軸電流偏差
ΔＩｑ：ｑ軸電流偏差
ＶＦＦ＿ｄ：ｄ軸非干渉電圧
ＶＦＦ＿ｑ：ｑ軸非干渉電圧
ｄｑ軸電圧指令Ｖｄｑ＿ｒｅｆの方は電圧位相制御に流用したいので「抵抗Ｒ１の電圧降下成分」まで考慮しているが、ｄｑ軸インダクタンス電圧成分ΔＶＦＦｄｑの方は電流制御の過渡安定性改善にしか利用しないので、抵抗Ｒ１の電圧降下成分は含んでいない。
Ｖｑ＿ｒｅｆ：ｑ軸電圧指令
Ｒ１：抵抗
Ｉｄ＿ｒｅｆ：ｄ軸電流指令
Ｉｑ＿ｒｅｆ：ｑ軸電流指令
Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス成分
Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス成分
ωｒ：速度検出値
Ψｍ：界磁磁束
ΔＶＦＦ＿ｄ：ｄ軸インダクタンス電圧成分
ΔＶＦＦ＿ｑ：ｑ軸インダクタンス電圧成分
ΔＩｄ：ｄ軸電流偏差
ΔＩｑ：ｑ軸電流偏差
ＶＦＦ＿ｄ：ｄ軸非干渉電圧
ＶＦＦ＿ｑ：ｑ軸非干渉電圧
ｄｑ軸電圧指令Ｖｄｑ＿ｒｅｆの方は電圧位相制御に流用したいので「抵抗Ｒ１の電圧降下成分」まで考慮しているが、ｄｑ軸インダクタンス電圧成分ΔＶＦＦｄｑの方は電流制御の過渡安定性改善にしか利用しないので、抵抗Ｒ１の電圧降下成分は含んでいない。
【0246】
「振幅切替部７４」は「電圧位相制御の電圧振幅指令Ｖ１＿ｖｐｃの生成」と、「電圧位相制御の電圧振幅指令Ｖ１＿ｖｐｃと電流制御の電圧振幅指令Ｖ１＿ａｃｒとの切替」を行う。前述のｄｑ軸電圧指令Ｖｄｑ＿ｒｅｆから、極座標変換などにより構成された振幅変換部７５により、「電圧位相制御の電圧振幅指令Ｖ１＿ｖｐｃ」を生成する。
【0247】
切替判定部７６では、「電圧位相指令の電圧振幅指令Ｖ１＿ｖｐｃが増加して電圧飽和付近に達する」または「速度検出値ωｒが高くなりＰＷＭキャリア数が少なくなる」ことを監視して、「選択信号Ｓｍ」を出力する。
【0248】
例えば、電圧位相制御の電圧振幅指令Ｖ１＿ｖｐｃが閾値よりも高くなった場合、または速度検出値ωｒが閾値よりも高くなった場合、スイッチＳＷ＿ｖ、第１スイッチＳＷ＿Φをａ側（電圧位相制御側）とし、それ以外の場合はｂ側（電流制御側）とする。
【0249】
この選択信号ＳｍはスイッチＳＷ＿ｖに与えられ、「電流制御の電圧振幅指令Ｖ１＿ａｃｒ」と「電圧位相制御の電圧振幅指令Ｖ１＿ｖｐｃ」のどちらかを選択し、電圧振幅指令Ｖ１ｘを決定する。その後、図３（ａ）に示す過変調補償などの動作を経て、後段のＰＷＭ生成部に送る固定座標の交流電圧指令Ｖａ，Ｖｂを決定する。
【0250】
「位相切替部８０」は「電圧位相制御の位相指令Φｖ＿ｖｐｃの演算」と、「電流制御の位相指令Φｖ＿ａｃｒと電圧位相制御の位相指令Φｖ＿ｖｐｃの切替」を行う。
【0251】
「電流制御の位相指令」は非干渉補償後の出力電圧指令Ｖ１ｄｑを直交／極座標変換部２９で極座標変換して得た電流制御の位相指令Φｖ＿ａｃｒ」であり、「電圧位相制御の位相指令Φｖ＿ｖｐｃ」の方は下記のように生成する。
【0252】
まず、「第１トルク推定部８１」では、（１１）式のトルク式のＩｄ、Ｉｑにｄｑ軸電流指令Ｉｄｑ＿ｒｅｆ（要素：Ｉｄ＿ｒｅｆ，Ｉｑ＿ｒｅｆ）を適用して目標トルクＴｒｑ＿ｒｅｆを計算する。同様に「第２トルク推定部８２」では、（１１）式のトルク式のＩｄ、Ｉｑにｄｑ軸電流検出値Ｉｄｑ＿ｄｅｔ（要素：Ｉｄ＿ｄｅｔ，Ｉｑ＿ｄｅｔ）を適用してトルク推定値Ｔｒｑ＿ｅｓｔを推定する。
【0253】
【数11】
【0254】
Ｔｒｑ：目標トルクまたはトルク推定値
Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス成分
Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス成分
Ψｍ：界磁磁束
Ｉｄ：ｄ軸電流指令またはｄ軸電流検出値
Ｉｑ：ｑ軸電流指令またはｑ軸電流検出値
そして、差分部８３にて「トルク偏差ΔＴｒｑ＝Ｔｒｑ＿ｒｅｆ－Ｔｒｑ＿ｅｓｔ」を計算し、その後段の「トルク（ＰＩ）制御部８４」にて「電圧位相制御の位相指令Φ＿ｖｐｃ」を計算する。
Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス成分
Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス成分
Ψｍ：界磁磁束
Ｉｄ：ｄ軸電流指令またはｄ軸電流検出値
Ｉｑ：ｑ軸電流指令またはｑ軸電流検出値
そして、差分部８３にて「トルク偏差ΔＴｒｑ＝Ｔｒｑ＿ｒｅｆ－Ｔｒｑ＿ｅｓｔ」を計算し、その後段の「トルク（ＰＩ）制御部８４」にて「電圧位相制御の位相指令Φ＿ｖｐｃ」を計算する。
【0255】
上記の「電流制御の位相指令Φｖ＿ａｃｒ」と「電圧位相制御の位相指令Φ＿ｖｐｃ」が第１スイッチＳＷ＿Φに入力され、選択信号Ｓｍにより選択された電圧位相Φｖが出力される。加算器３４で電圧位相Φｖに位相検出値θｒが加算され、電圧位相指令θｖとして出力する。
【0256】
以上が、図１４にて修正および追加した３個のブロック（非干渉制御部７０，振幅切替部７４，位相切替部８０）」の構成内容である。なお、比例項２３、積分項２４、加算器２５、加算器２８、直交／極座標変換部２９、飽和関数部３０は図３（ａ）と同様であり、電流制御振幅位相生成部とする。
【0257】
上記の説明では制御方式の切り替えを「スイッチＳＷ＿ｖと第１スイッチＳＷ＿Φ」として簡単に記載したが、実際には切り替え時の不連続成分を防止する対策も必要である。そこで、サンプル値系の構成例を使用して、不連続対策についても示しておく。
【0258】
（ａ）電圧振幅切り替えのスイッチＳＷ＿ｖ
スイッチＳＷ＿ｖの部分をサンプル値系の詳細構成例に展開したものが図１５（ａ）であり、「電圧位相制御」のときのみ動作する低域通過フィルタ（ＬＰＦ：Ｌｏｗ－ｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ）機能を追加した。
スイッチＳＷ＿ｖの部分をサンプル値系の詳細構成例に展開したものが図１５（ａ）であり、「電圧位相制御」のときのみ動作する低域通過フィルタ（ＬＰＦ：Ｌｏｗ－ｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ）機能を追加した。
【0259】
スイッチＳＷ＿ｖが「ａ側（電圧位相制御）」の場合は一般的なサンプル値系の低域通過フィルタが構成されている。遅延部（ラッチ）７７ｄと加算器７７ｃにより積算器を構成している。差分部７７ａで電圧位相制御の電圧振幅指令Ｖ１＿ｖｐｃと遅延部７７ｄの出力である電圧振幅指令Ｖ１ｘの前回値との差分を算出する。この差分にゲイン乗算部７７ｂでフィルタゲインＫｌｐｆＶを乗算して変化量を計算する。加算器７７ｃで変化量に遅延部７７ｄの出力を加算して補正する。スイッチＳＷ＿ｖが「ａ側（電圧位相制御）」の場合は加算器７７ｃの出力が電圧振幅指令Ｖ１ｘとなる。
【0260】
スイッチＳＷ＿ｖが「ｂ側（電流制御）」の場合は、電流制御の電圧振幅指令Ｖ１＿ａｃｒがそのまま電圧振幅指令Ｖ１ｘとして出力される。この出力は遅延部７７ｄに保存され続け、次にスイッチＳＷ＿ｖがａ側に切り替わるときのフィルタ初期値となる。
【0261】
（ｂ）電圧位相切り替えの第１スイッチＳＷ＿Φ
図１４の「第１スイッチＳＷ＿Φ」と「トルク制御部８４」を組み合わせ、これらをサンプル値系に展開した詳細構成例が図１５（ｂ）である。最終段は「遅延部８５ｇと加算器８５ｆにて構成された積算部」である。
図１４の「第１スイッチＳＷ＿Φ」と「トルク制御部８４」を組み合わせ、これらをサンプル値系に展開した詳細構成例が図１５（ｂ）である。最終段は「遅延部８５ｇと加算器８５ｆにて構成された積算部」である。
【0262】
第１スイッチＳＷ＿Φが「ｂ側（電流制御）」の場合には、電流制御の位相指令Φｖ＿ａｃｒを直接、電圧位相Φｖとして出力している。
【0263】
第１スイッチＳＷ＿Φが「ａ側（電圧位相制御）」の場合には、「速度型のＰＩ制御」を構成している。まず、乗算器８５ａで前述のトルク偏差ΔＴｒｑに比例ゲインＫｐを乗算して比例項Φｖ＿Ｐとする。
【0264】
この比例項Φｖ＿Ｐから「遅延部８５ｂと減算器８５ｃ」により比例項の増分ΔΦｖ＿Ｐを計算する。遅延部８５ｂは比例項Φｖ＿Ｐの前回値を出力する。減算器８５ｃは比例項Φｖ＿Ｐから比例項の前回値を減算し比例項の増分ΔΦｖ＿Ｐを出力する。これとは別に、乗算器８５ｄで比例項Φｖ＿Ｐに積分係数ＫＴｉを乗算して積分項の増分ΔΦｖ＿Ｉを計算する。そして、加算器８５ｅで比例項の増分ΔΦｖ＿Ｐと積分項の増分ΔΦｖ＿Ｉを加算して比例積分の増分ΔΦｖ＿ＰＩを算出し、最終段の「遅延部８５ｇと加算器８５ｆで構成された積算部」に入力する。遅延部８５ｇは電圧位相Φｖの前回値Φｖ＿ｚを出力する。加算器８５ｆは比例積分の増分ΔΦｖ＿ＰＩに前回値Φｖ＿ｚを加算して電圧位相制御の位相指令Φｖ＿ｖｐｃを出力する。
【0265】
この構成にすると、第１スイッチＳＷ＿Φを「ａ側」に切り替えると、「直前の電流制御の位相指令Φｖ＿ａｃｒを初期値」とし、「トルク偏差ΔＴｒｑを入力」とする「速度型のＰＩ制御」として動作する。スイッチＳＷ＿Ｐ１は、電流制御が選択されている間は、ＰＩ制御の比例項をクリアするために挿入している。
【0266】
「作用・動作の説明」
図１４にて修正および追加した３個のブロック（非干渉制御部７０，振幅切替部７４，位相切替部８０）は次のように動作する。
図１４にて修正および追加した３個のブロック（非干渉制御部７０，振幅切替部７４，位相切替部８０）は次のように動作する。
【0267】
（１）非干渉制御部７０の作用・動作
図３の非干渉制御部２７では（１）式のようにｄｑ軸電流検出値Ｉｄｑ＿ｄｅｔを適用してｄｑ軸非干渉電圧ＶＦＦｄｑを計算していた。これに対して図１４の非干渉制御部７０では、ｄｑ軸電流検出値Ｉｄｑ＿ｄｅｔを（１２）式のように「ｄｑ軸電流指令Ｉｄｑ＿ｒｅｆ」と「差分部２２の出力であるｄｑ軸電流偏差ΔＩｄｑ」に分離して、個別に電圧成分を計算する。
図３の非干渉制御部２７では（１）式のようにｄｑ軸電流検出値Ｉｄｑ＿ｄｅｔを適用してｄｑ軸非干渉電圧ＶＦＦｄｑを計算していた。これに対して図１４の非干渉制御部７０では、ｄｑ軸電流検出値Ｉｄｑ＿ｄｅｔを（１２）式のように「ｄｑ軸電流指令Ｉｄｑ＿ｒｅｆ」と「差分部２２の出力であるｄｑ軸電流偏差ΔＩｄｑ」に分離して、個別に電圧成分を計算する。
【0268】
【数12】
【0269】
まず、電圧演算部７１においてｄｑ軸電流指令Ｉｄｑ＿ｒｅｆ（Ｉｄ＿ｒｅｆ，Ｉｑ＿ｒｅｆ）より計算した「（８）式のｄｑ軸電圧指令Ｖｄｑ＿ｒｅｆ（Ｖｄ＿ｒｅｆ，Ｖｑ＿ｒｅｆ）」から、インダクタンス電圧演算部７２においてｄｑ軸電流偏差ΔＩｄｑ（ΔＩｄ，ΔＩｑ）より計算した「（９）式のｄｑ軸インダクタンス電圧成分ΔＶＦＦｄｑ（ΔＶＦＦ＿ｄ，ΔＶＦＦ＿ｑ）」を減算しｄｑ軸非干渉電圧ＶＦＦｄｑとする。これは、「従来技術２（図３）のｄｑ軸非干渉電圧ＶＦＦｄｑ」とほぼ等価である。
【0270】
電流制御のＰＩ演算の出力である比例積分電圧ＶＰＩｄｑにこのｄｑ軸非干渉電圧ＶＦＦｄｑを加算補正して、その電流制御の電圧振幅指令Ｖ１＿ａｃｒをスイッチＳＷ＿ｖで選択して後段のＰＷＭ生成部７ａに出力すれば、従来の非干渉制御付きの電流制御として動作する。
【0271】
「電圧位相制御」として動作する場合でもこのｄｑ軸電圧指令Ｖｄｑ＿ｒｅｆの演算は常に動作させておき、これより得る電圧位相制御の電圧振幅指令Ｖ１＿ｖｐｃをスイッチＳＷ＿ｖにて選択して、後段のＰＷＭ生成部７ａに出力する。
【0272】
「電流制御の電圧振幅指令Ｖ１＿ａｃｒ」に対して「電圧位相制御の電圧振幅指令Ｖ１＿ｖｐｃ」は、「比例積分電圧ＶＰＩｄｑとｄｑ軸インダクタンス電圧成分ΔＶＦＦｄｑ」に相当する差成分があるが、「定常時」なら電流制御は収束しており比例積分電圧ＶＰＩｄｑはほぼ零であり、さらに「非干渉電圧の計算に適用するモデル」が正確であればｄｑ軸インダクタンス電圧成分ΔＶＦＦｄｑもほぼ零である。この状態でスイッチＳＷ＿ｖを「電流制御から電圧位相制御」に切り替えても、電圧振幅指令Ｖ１ｘの変化は少ない。
【0273】
逆に「電圧位相制御から電流制御」に切り替わる場合を考えると、「電圧位相制御」の状態でも「電流指令からモータモデルを利用して計算した非干渉電圧の主成分（ｄｑ軸電圧指令）Ｖｄｑ＿ｒｅｆ」を電圧位相制御の電圧振幅指令Ｖ１＿ｖｐｃとして出力しているので、やはり定常時であれば電圧変化は少ない。
【0274】
以上のように、電流制御と電圧位相制御のどちらに切り替わっても、出力電圧の急変が抑制されるように作用する。
【0275】
実際には非定常時に切り替えが行われることもあるし、モデル誤差なども存在するので、制御切り替え時に電圧の急変は起こり得る。そこで図１５（ａ）のように、「電流制御から電圧位相制御」に切り替わる場合には低域通過フィルタにより変化を緩和するＬＰＦを追加してある。逆方向の「電圧位相制御から電流制御」に切り替わる場合には、電流歪が発生しても電流制御によってすぐに抑制されるので、こちらには電圧急変の対策は必要ない。
【0276】
電圧振幅指令Ｖ１ｘだけでなく、電圧位相Φｖも制御切り替え時の変動を抑制する必要がある。そのため、「電圧位相制御の位相指令Φｖ＿ｖｐｃ」の演算とその切り替え制御は、速度型のトルク（ＰＩ）制御部８４と第１スイッチＳＷ＿Φを組み合わせた、図１５（ｂ）のブロック８５のような構成とした。最終段の積算部に第１スイッチＳＷ＿Φを組み込んでいるので、電流制御中は電流制御の位相指令Φｖ＿ａｃｒがＰＩ制御の初期値として設定され、「電圧位相制御」に切り替えても電圧位相Φｖの急変が抑制できる。
【0277】
「電圧位相制御から電流制御」に切り替わる場合には、電流制御の応答が速いので、電圧振幅切り替えと同様に位相の急変抑制対策は不要である。電流制御中は、次の「電圧位相制御」を想定して、速度型ＰＩ制御を電圧位相Φｖで常に初期化しておく。
【0278】
本実施形態２と「従来技術２の過変調技術」および「従来技術４の非同期・同期キャリアの切り替え」を組み合わせたものが図１６（ａ）の「状態分類マトリックス」であり、主要な「状態」を四角形として示してある。また、それらの状態遷移は矢印で示している。
【0279】
この状態の種類を示す記号は、電流制御には「ａｃｒ」、電圧位相制御には「ｖｐｃ」、２相変調には「２」、三相変調には「３」、過変調には「ｏｖｍ」を付加した。また、ＰＷＭやキャリアの種類も末尾に追加しており、同期キャリアの多パルスＰＷＭは「－ｎＰ」、「非同期キャリア」は「追加記号なし」とした。ただし、「電圧位相制御と１パルス変調を組み合わせた状態」は、「ｖｐｃ－１Ｐ」としている。
【0280】
非特許文献６では、「ａｃｒ－３」，「ａｃｒ－３ｏｖｍ」，「ｖｐｃ－１Ｐ」の３つの状態しか遷移していない。本実施形態２にて「電流制御（ａｃｒ）と電圧位相制御（ｖｐｃ）」を組み合わせた制御系が構成できているため、これに「従来技術２の過変調技術」を適用すれば、二相変調による過変調が適用でき「ａｃｒ－２ｏｖｍ」や「ｖｐｃ－２ｏｖｍ」の状態が利用できる。「従来技術４の同期キャリア」を適用すれば「ａｃｒ－２ｏｖｍ－ｎＰ」や「ｖｐｃ－２ｏｖｍ－ｎＰ」の状態も利用できる。三相変調に対して電圧位相制御を組み合わせることもできるので、「ｖｐｃ－３」と「ｖｐｃ－３＿ｎＰ」の状態も利用可能である。
【0281】
状態遷移の矢印については、非同期・同期キャリアの変化によるものは一点鎖線、電流制御と電圧位相制御の切り替えによるものは破線で示してある。本実施形態２には含んでいないが、電圧と周波数とも高い条件が「ａｃｒ－２ｏｖｍ－ｎＰ」であるので、ここから１パルス変調「ｖｐｃ－１Ｐ」に遷移すればよいことは自明である。
【0282】
図１６（ａ）の状態分類記号を使用して、実際の移動経路の例を示したものが図１６（ｂ）である。横軸が周波数（速度）で縦軸が出力電圧である。実際の電圧成分はトルク指令などにより変動するが、ここでは直線に簡素化した。
【0283】
速度が上昇する場合の出力電圧の制限方法には、大別して３種類がある。（ａ）のパターンは「モータの定格電圧などで制限」する場合であり、この制限電圧指令はＶＬｉｍ＿ｃｍｄ１として表した。
【0284】
（ｃ）のパターンは「制限電圧指令を飽和電圧（最大出力可能電圧）ＶＭＡＸ以上に設定」したものであり、この制限電圧指令はＶＬｉｍ＿ｃｍｄ２として表した。実際には、制限電圧ＶＬｉｍは飽和電圧（最大出力可能電圧）ＶＭＡＸにより制限されるので、「ＶＬｉｍ＿ｃｍｄ２＝ＶＭＡＸ」と等価な動作をする。
【0285】
（ｂ）のパターンはその中間であり、速度に応じて制限電圧指令ＶＬｉｍ＿ｃｍｄを増加させて、弱め界磁電流の増加を抑制したものである。
【0286】
キャリアの非同期・同期の切り替えは周波数Ｆ２とし、１パルス変調への切り替えは周波数Ｆ１として表した。電流制御と電圧位相制御の切り替えについては、周波数Ｆ２と一致させる必要は無いので、幅のある領域となる。これは、周波数Ｆ２の前後のどちらでもよいが、「ａｃｒ－２ｏｖｍ－ｎＰ」から「ｖｐｃ－１Ｐ」に遷移させる周波数Ｆ１より低い周波数の範囲で切り替えをしておく必要がある。
【0287】
三相変調と二相変調の切り替えは「電圧ＶＡ」、過変調開始電圧を「ＶＤＢ」として表している。そして、図１６（ａ）の各状態に対応する状態名を「引き出し線」を用いて示してある。ここで、「ａｃｒ－３」と「ａｃｒ－３－ｎＰ」および「ａｃｒ－２ｏｖｍ」と「ａｃｒ－２ｏｖｍ－ｎＰ」は直接に遷移することはなく、「２種類の制御方式」と「キャリアの非同期・同期」によりどちらかを経由する。
【0288】
多パルス同期ＰＷＭの場合には、直流電源電圧Ｖｄｃおよび最大過変調率Ｋｏｖｍを考慮した飽和電圧（最大出力可能電圧）ＶＭＡＸまで電圧を上昇させることができ、その後に１パルス変調（電圧＝１．１０２６×Ｖｄｃ／√２）に切り替えれば、電圧変動を少なくすることができる。
【0289】
そこで、（ａ）と（ｂ）のパターンのように、「ＶＬｉｍ増加期間」を挿入して、制限電圧指令ＶＬｉｍ＿ｃｍｄを飽和電圧（最大出力可能電圧）ＶＭＡＸ以上まで徐々に増加させれば、周波数Ｆ１における電圧変化を最小にできる。
【0290】
本実施形態２を適用すれば、「電流制御」でも「電圧位相制御」でも出力電圧を任意に設定でき、（ａ）（ｂ）（ｃ）に示す全パターンも実現できる。さらに「ＶＬｉｍ増加期間」を挿入すれば、周波数Ｆ１における「１パルス変調」への切り替え時でも電圧変化の抑制が可能になる。
【0291】
本実施形態２を以下にまとめる。
【0292】
本実施形態２は、実施形態１と同様に「永久磁石を界磁源とする逆特極性（Ｌｄ≦Ｌｑ）を有する同期電動機（ＩＰＭＳＭ）」を駆動するために、回転位相や電流などの検出器および電圧型インバータなどで構成されたトルクなどを制御する方式や装置を対象としており、実施形態１の電流指令生成部５０と組み合わせて使用する。
【0293】
インバータの制御は回転界磁極に同期したｄ軸とそれに直交したｑ軸による回転二軸座標系で構成され、制御方式は、低速では「電流制御」によるトルク制御として動作し、高速になると「電圧位相制御」によるトルク制御に切り替える構成とした。
【0294】
「電流制御」では、電流指令生成部５０でトルク指令Ｔｒｑ＿ｃｍｄをｄｑ軸電流指令Ｉｄｑ＿ｒｅｆに変換する。ｄｑ軸電流指令Ｉｄｑ＿ｒｅｆとｄｑ軸電流検出値Ｉｄｑ＿ｄｅｔとのｄｑ軸電流偏差ΔＩｄｑに基づいてＰＩ制御し、ｄｑ軸電流指令Ｉｄｑ＿ｒｅｆおよびｄｑ軸電流偏差ΔＩｄｑと速度検出値ωｒよりモデル電圧を演算したｄｑ軸非干渉電圧ＶＦＦｄｑを加算して、トルク指令Ｔｒｑ＿ｃｍｄに対応した電流が発生するようにｄ軸成分とｑ軸成分の非干渉補償後の出力電圧指令Ｖ１ｄｑを出力する。
【0295】
もう一方の「電圧位相制御」は電圧位相制御の電圧振幅指令Ｖ１＿ｖｐｃと電圧位相制御の位相指令Φｖ＿ｖｐｃを生成する。電圧振幅Ｖ１＿ｖｐｃは非干渉電圧ＶＦＦｄｑのうち電流指令Ｉｄｑ＿ｒｅｆによる成分であり、電圧位相制御の位相指令Φｖ＿ｖｐｃは「ｄｑ軸電流指令Ｉｄｑ＿ｒｅｆとモータモデルを用いて演算した目標トルクＴｒｑ＿ｒｅｆ」と「ｄｑ軸電流検出値Ｉｄｑ＿ｄｅｔより演算したトルク推定値Ｔｒｑ＿ｅｓｔ」とが一致するように調整して出力している。
【0296】
制御の切り替えは、これらの２種類の電圧指令成分を選択することにより行われ、このときに出力電圧が不連続に急変することを抑制する方法を説明する。
【0297】
電流制御は、実施形態１の電流指令生成部５０を適用することにより、速度が高くなって電流制御の出力である比例積分電圧ＶＰＩｄｑが制限電圧ＶＬｉｍを超過する場合には、比例積分電圧ＶＰＩｄｑが制限電圧ＶＬｉｍまで低減するように電流指令を修正する機能を有している。さらに、非干渉制御部７０を２つに分離して、一方は「ｄｑ軸電流指令Ｉｄｑ＿ｒｅｆと界磁磁束Ψｍによりモデル電圧（ｄｑ軸電圧指令）Ｖｄｑ＿ｒｅｆ」を演算し、もう一方は「ｄｑ軸電流指令Ｉｄｑ＿ｒｅｆとｄｑ軸電流検出値Ｉｄｑ＿ｄｅｔの差分であるｄｑ軸電流偏差ΔＩｄｑにより干渉電圧成分（ｄｑ軸インダクタンス電圧成分ΔＶＦＦｄｑ）」を演算する。そして、これらの和を電流制御のｄｑ軸非干渉電圧ＶＦＦｄｑとする構成とした。
【0298】
電圧位相制御は、電流制御の電流指令成部５０と非干渉制御部７０を共用するものであり、電流指令生成部５０はトルク指令Ｔｒｑ＿ｃｍｄと、電流指令および制限電圧指令ＶＬｉｍ＿ｃｍｄを設定してｄｑ軸電流指令Ｉｄｑ＿ｒｅｆを演算しておく。さらに、非干渉制御部７０では、このｄｑ軸電流指令Ｉｄｑ＿ｒｅｆとモータモデルを用いてｄｑ軸電圧指令Ｖｄｑ＿ｒｅｆを演算する。
【0299】
そして、このｄｑ軸電圧指令Ｖｄｑ＿ｒｅｆの振幅成分を電圧位相制御の電圧振幅指令Ｖ１＿ｖｐｃに設定した。電圧位相制御の位相指令Φｖ＿ｖｐｃは「ｄｑ軸電流指令Ｉｄｑ＿ｒｅｆにより計算した目標トルクＴｒｑ＿ｒｅｆ」と「ｄｑ軸電流検出値Ｉｄｑ＿ｄｅｔにより計算したトルク推定値Ｔｒｑ＿ｅｓｔ」が一致するように制御する。
【0300】
このように、電圧位相制御の出力電圧の演算方法として、電流制御機能の一部を共用する構成としたことにより、制御切り替え時の出力電圧の変化を抑制でき、相互の初期化などの複雑な演算も不要になる。
【0301】
「効果」
本実施形態２を適用することにより、低速では「電流制御」として動作させ、高速になると「電圧位相制御」に切り替える制御方式において、制御方式の切り替え時に出力電圧が急変することを防止できる。これにより、電流やトルクの異常な歪や過電流が発生することを防止できる。
本実施形態２を適用することにより、低速では「電流制御」として動作させ、高速になると「電圧位相制御」に切り替える制御方式において、制御方式の切り替え時に出力電圧が急変することを防止できる。これにより、電流やトルクの異常な歪や過電流が発生することを防止できる。
【0302】
「電圧位相制御」の電圧振幅指令Ｖ１＿ｖｐｃは、電流制御に使用する「ｄｑ軸非干渉電圧ＶＦＦｄｑの演算機能」の一部を流用して生成したので、電流指令生成部５０に組み込んだ「実施形態１の出力電圧の調整機能」を流用して電流指令Ｉｄｑ＿ｒｅｆを制限してから非干渉電圧を経由して調整する構成となっている。
【0303】
従来のように、制御を個別に構成した場合には、制御切り替えのために相互の初期化が必要であった。特に、電圧制限状態の電流制御に移行するときには、電流指令まで初期化する必要があり、複雑な初期化処理が必要になる。
【0304】
本実施形態２の構成であれば、常に制限電圧ＶＬｉｍを考慮したｄｑ軸電流指令Ｉｄｑ＿ｒｅｆを演算しており、このｄｑ軸電流指令Ｉｄｑ＿ｒｅｆより計算したｄｑ軸非干渉電圧ＶＦＦｄｑは現在の出力電圧との差が小さい。つまり常に切り替えスタンバイ状態になっており、特殊な切り替え前の準備操作が不要であり簡単に制御切り替えが行える。
【0305】
また、電流指令生成部５０のテーブルと非干渉制御部７０のモデル電圧（ｄｑ軸電圧指令）Ｖｄｑ＿ｒｅｆを「電圧位相制御」の電圧振幅指令Ｖ１＿ｖｐｃに利用しているので、別途、「電圧位相制御」の電圧振幅指令Ｖ１＿ｖｐｃの生成パターンを設定する必要もない。
【0306】
このように、電圧飽和などの特殊条件でも簡単にかつ電圧変動が少ない制御切り替えが可能になり、制御パラメータについても電流制御側のみ設定すればよく、設定が大幅に簡単になる。
【0307】
ＰＷＭの生成には種々の制御要素があり、零相変調方式（二相変調・三相変調）やキャリア周波数の非同期／同期および過変調による電圧拡大などが組合わされている。これらの制御要素の組み合わせが変化しても、任意の状態で「電流制御と電圧位相制御」の切り替えができる。
【0308】
固定キャリア周波数による電流制御状態からまず同期キャリアに移行してから電圧位相制御に切り替えてもよいし、非同期キャリアの状態で電圧位相制御に切り替えてから同期キャリアに移行してもよい。最終的に「１パルス変調」に移行するときには、「実施形態１の出力電圧の調整機能」により最大過変調状態から移行させれば、電圧振幅の不連続も最小限に抑制できる。
【0309】
［実施形態３］
「構成・構造の説明」
本実施形態３は、課題３で示した「モータの非線形性が強い場合には非干渉電圧を数式モデルとして正確に表現できない問題」の対策であり、その構成は、図１４の「電圧演算部７１」を図１７の「電圧演算部７１ａ」に置き換えたものであり、「モデル式」の代わりに、図７の特性を利用した「Ｉｄ－Ｉｑ座標におけるｄ軸磁束テーブル１０１ｄ（ΨｄＴＢＬ－Ｉｄｑ）とｑ軸磁束テーブル１０１ｑ（ΨｑＴＢＬ－Ｉｄｑ）」として実装することが特徴である。
「構成・構造の説明」
本実施形態３は、課題３で示した「モータの非線形性が強い場合には非干渉電圧を数式モデルとして正確に表現できない問題」の対策であり、その構成は、図１４の「電圧演算部７１」を図１７の「電圧演算部７１ａ」に置き換えたものであり、「モデル式」の代わりに、図７の特性を利用した「Ｉｄ－Ｉｑ座標におけるｄ軸磁束テーブル１０１ｄ（ΨｄＴＢＬ－Ｉｄｑ）とｑ軸磁束テーブル１０１ｑ（ΨｑＴＢＬ－Ｉｄｑ）」として実装することが特徴である。
【0310】
これらの磁束テーブルもＩｑ＝０の軸に対して対称性があるので、図１７にはｑ軸電流が正の領域のみに限定した構成例を示している。ｄｑ軸電流指令Ｉｄｑ＿ｒｅｆのうち、ｑ軸電流指令Ｉｑ＿ｒｅｆについては「絶対値関数部１００ａ（ａｂｓ）により変換したｑ軸電流指令絶対値Ｉｑ＿ａｂｓ」と「関数部１００ｂ（ｓｉｇｎ）により変換したｑ軸電流指令の符号係数Ｉｑ＿ｓｉｇｎ」として取り扱う。
【0311】
まず、ｄ軸電流指令Ｉｄ＿ｒｅｆとｑ軸電流指令絶対値Ｉｑ＿ａｂｓをｄ軸磁束テーブル１０１ｄ（ΨｄＴＢＬ－Ｉｄｑ）に入力してｄ軸磁束成分Ψｄを得る。
【0312】
次に、同じ入力成分をｑ軸磁束テーブル１０１ｑ（ΨｑＴＢＬ－Ｉｄｑ）に入力し、その出力に第６乗算器１０２でｑ軸電流指令の符号係数Ｉｑ＿ｓｉｇｎを乗算してｑ軸磁束成分Ψｑを得る。図１７中は、これらをまとめてｄｑ軸磁束Ψｄｑとして表現している。
【0313】
このｄｑ軸磁束Ψｄｑを（１３）式にてｄｑ軸電圧指令Ｖｄｑ＿ｒｅｆ（Ｖｄ＿ｒｅｆ，Ｖｑ＿ｒｅｆ）に変換する。電圧演算部７１ａにおいて、この式に対応する要素は「回転行列１０３ａ（Ｊ）」、「速度検出値ωｒを乗算する乗算器１０３ｂ」、「ｄｑ軸電流指令Ｉｄｑ＿ｒｅｆに抵抗Ｒ１を乗算して電圧降下成分ΔＶｒｅｆ＿Ｒ１を出力する乗算器１０４」、「乗算器１０３ｂの出力に電圧降下成分ΔＶｒｅｆ＿Ｒ１を加算する加算器１０５」の部分である。
【0314】
【数13】
【0315】
図１７のインダクタンス電圧演算部７２の方は、図１４のインダクタンス電圧演算部７２と同じものであり、参考として（９）式のｄｑ軸インダクタンス電圧成分ΔＶＦＦｄｑ（ΔＶＦＦ＿ｄ，ΔＶＦＦ＿１）の計算部を同様な構成図として示したものである。ここで、このインダクタンスは設計値で近似してもよいので記号を（Ｌｄ＊，Ｌｑ＊）に替えてある。
【0316】
「作用・動作の説明」
モータ鉄心の磁束密度が高いため磁気飽和による非線形性が強い場合や、ｄ軸とｑ軸の干渉インダクタンスが無視できない場合には、図１４の「電流指令による電圧演算部７１」は、（８）式のような簡単な数式では表現できなくなる。そこで、本実施形態３では、「図１７の電圧演算部７１ａ」のように非線形テーブルとして実装する。
モータ鉄心の磁束密度が高いため磁気飽和による非線形性が強い場合や、ｄ軸とｑ軸の干渉インダクタンスが無視できない場合には、図１４の「電流指令による電圧演算部７１」は、（８）式のような簡単な数式では表現できなくなる。そこで、本実施形態３では、「図１７の電圧演算部７１ａ」のように非線形テーブルとして実装する。
【0317】
これは、（８）式の「Ｌｄ・Ｉｄ＿ｒｅｆ＋Ψｍ」と「Ｌｑ・Ｉｑ＿ｒｅｆ」の項を、Ｉｄ－Ｉｑ座標のｄ軸磁束テーブル１０１ｄ（ΨｄＴＢＬ－Ｉｄｑ）とＩｄ－Ｉｑ座標のｑ軸磁束テーブル１０１ｑ（ΨｑＴＢＬ－Ｉｄｑ）に置き換えることに相当する。
【0318】
この磁束を後段にて、「回転行列１０３ａ（Ｊ）」と速度検出値ωｒを乗算することにより、起電力成分に変換している。それ以外は、図１４と同じ動作であり、抵抗Ｒ１による電圧降下成分ΔＶｒｅｆ＿Ｒ１やｄｑ軸電流偏差ΔＩｄｑによるｄｑ軸インダクタンス電圧成分ΔＶＦＦｄｑを加減算して最終的なｄｑ軸非干渉電圧ＶＦＦｄｑを得ている。
【0319】
使用するｄ軸磁束テーブル１０１ｄ（ΨｄＴＢＬ－Ｉｄｑ）とｑ軸磁束テーブル１０１ｑ（ΨｑＴＢＬ－Ｉｄｑ）」は図７と同じＩｄ－Ｉｑ座標の特性であり非線形性を考慮した数値解析などにより設定することができる。電圧振幅に合成する前のｄ軸電圧成分とｑ軸電圧成分を使用して、これに「回転行列：Ｊ」の逆数を乗算し速度検出値ωｒで除算して磁束成分に変換すればよい。
【0320】
このような磁束テーブルを利用した構成に変更すると、簡単な数式では表現できない磁気飽和や軸間干渉インダクタンスなどの非線形特性も正確に表現できるようになる。
【0321】
また解析をしなくても、実機試験だけでテーブルを設定することも可能になる。電流制御モードかつ負荷側を一定速度に制御した条件で運転しておき、ｄ軸電流指令とｑ軸電流指令を可変設定してその時のｄ軸電圧指令とｑ軸電圧指令を計測すれば、「ｄ軸磁束テーブル１０１ｄ（ΨｄＴＢＬ－Ｉｄｑ）とｑ軸磁束テーブル１０１ｑ（ΨｑＴＢＬ－Ｉｄｑ）」の磁束データを得ることができる。
【0322】
また、同時にトルクも計測しておけば、図７のトルク特性も得ることができ、ｄ軸電圧とｑ軸電圧を合成すれば図７の電圧特性になる。この実機試験により得られたデータは、ＰＷＭ変換時の電圧誤差や電流検出値に含まれる誤差なども含んだ特性なので、これらの誤差を補正する機能を有していることになり精度も改善できる。
【0323】
本実施形態３を以下にまとめる。
【0324】
「永久磁石を界磁源とする同期電動機（ＰＭＳＭ）」を駆動するために、回転位相や電流などの検出器および電圧型インバータなどで構成されたトルクなどを制御する方式や装置を対象とする。
【0325】
インバータの制御は回転界磁極に同期したｄ軸とそれに直交したｑ軸による回転二軸座標系で構成され、実施形態１や実施形態２を適用して、低速では「電流制御」によるトルク制御として動作し、高速になると「電圧位相制御」によるトルク制御に切り替える構成である。
【0326】
電流制御の一部である「電圧制限機能を有する電流指令生成部５０」と「非干渉制御部７０の電圧演算部７１ａ」を利用して「電圧位相制御の電圧振幅指令Ｖ１＿ｖｐｃ」を生成する。「電圧演算部７１ａ」は、モータの非線形特性を正確に表現できる「ｄ軸磁束テーブル１０１ｄ、ｑ軸磁束テーブル１０１ｑ」を適用して実施形態２の電圧演算部７１に置き換えることにより、電圧の精度を改善する機能を追加した。
【0327】
「テーブルを適用した電圧演算部７１ａ」では、「ｄｑ軸電流指令Ｉｄｑ＿ｒｅｆを入力とし、ｄ軸とｑ軸の磁束を出力とする二次元のｄ軸磁束テーブル１０１ｄ、ｑ軸磁束テーブル１０１ｑ」により磁束成分を求め、この磁束に「速度や交代行列を乗算してモデル電圧（ｄｑ軸電圧指令Ｖｄｑ＿ｒｅｆ）に変換する構成とした。
【0328】
この「ｄ軸磁束テーブル１０１ｄ、ｑ軸磁束テーブル１０１ｑ」には、「非線形特性を考慮した解析」により求めた磁気飽和などの非線形性を含むデータ、または、「電流制御を適用した実機試験」よりｄｑ軸電流指令Ｉｄｑ＿ｒｅｆに対する電流制御のｄ軸成分とｑ軸成分の出力電圧を計測しておき、この電圧より磁束成分に換算したデータを設定するものである。
【0329】
「効果」
本実施形態３では、非干渉制御部７０の「電圧演算部７１ａの（電流指令からモデル電圧を演算する部分）」を数式モデルから、「ｄｑ軸電流（Ｉｄ－Ｉｑ）座標の磁束テーブル」を使用した演算に置き換えている。
本実施形態３では、非干渉制御部７０の「電圧演算部７１ａの（電流指令からモデル電圧を演算する部分）」を数式モデルから、「ｄｑ軸電流（Ｉｄ－Ｉｑ）座標の磁束テーブル」を使用した演算に置き換えている。
【0330】
これにより、磁気飽和やｄ軸とｑ軸間の相互インダクタンスなどの非線形特性が正確に表現できるようになる。ｄｑ軸非干渉電圧ＶＦＦｄｑの精度が向上すると、ｄｑ軸非干渉電圧ＶＦＦｄｑと定常状態の出力電圧は正確に一致するようになり、電流制御と電圧位相制御の切り替え時の電圧変化幅も抑制できる効果が得られる。
【0331】
また、「Ｉｄ－Ｉｑ座標の磁束テーブル」を実機試験により生成すれば、電流検出値やＰＷＭ変換に含まれる誤差を補正する機能も含むことになるのでより精度が改善できる。
【0332】
［実施形態４］
「構成・構造の説明」
本実施形態４も課題４で示した「モータの非線形性が強い場合には、トルク特性を数式モデルとして正確に表現できない問題」の対策例であり、実施形態３と同様にモデル式の代わりに二次元テーブルを使用するものである。
「構成・構造の説明」
本実施形態４も課題４で示した「モータの非線形性が強い場合には、トルク特性を数式モデルとして正確に表現できない問題」の対策例であり、実施形態３と同様にモデル式の代わりに二次元テーブルを使用するものである。
【0333】
本実施形態４の構成例を図１８に示す。これは図１４の「第１トルク推定部８１」を、図１８の「目標トルクテーブル１１１（ＴｒｑＴＢＬ＿Ｉｄｑ１）を使用した第１トルク推定部８１ａ」に置き換えている。同様に「第２トルク推定部８２」も、「トルク推定テーブル１１４（ＴｒｑＴＢＬ＿Ｉｄｑ２）を使用した第２トルク推定部８２ａ」に置き換えている。
【0334】
これらの目標トルクテーブル１１１（ＴｒｑＴＢＬ＿Ｉｄｑ１）にも、Ｉｑ＝０の軸に対して対称性があるので、ｑ軸電流が正の領域のみに限定した構成例を示している。ｄｑ軸電流指令Ｉｄｑ＿ｒｅｆのうち、ｑ軸電流指令Ｉｑ＿ｒｅｆについては前述の「ｑ軸電流指令絶対値Ｉｑ＿ａｂｓとｑ軸電流指令の符号係数Ｉｑ＿ｓｉｇｎ」として取り扱う。
【0335】
ｄ軸電流指令Ｉｄ＿ｒｅｆとｑ軸電流指令絶対値Ｉｑ＿ａｂｓから目標トルクテーブル１１１（Ｔｒｑ＿Ｉｄｑ１）を読み出し、そのトルク出力に第７乗算器１１２でｑ軸電流指令の符号係数Ｉｑ＿ｓｉｇｎ１を乗算したものを目標トルクＴｒｑ＿ｒｅｆとする。
【0336】
電流検出側も同様であり、トルク推定テーブル１１４（ＴｒｑＴＢＬ＿Ｉｄｑ２）はｑ軸電流が正の領域のみに限定する。ｄ軸電流検出値Ｉｄ＿ｄｅｔとｑ軸電流検出値絶対値Ｉａｂｓ２からトルク推定テーブル１１４を読み出し、そのトルク出力に第８乗算器１１５でｑ軸電流検出値の符号係数Ｉｑ＿ｓｉｇｎ２を乗算してトルク推定値Ｔｒｑ＿ｅｓｔとする。
【0337】
この２個の目標トルクテーブル１１１、トルク推定テーブル１１４は、図７の「Ｉｄ－Ｉｑ座標におけるトルク特性」を元にして作成したものであり、本来はこれらのテーブルは同一のものでよい。
【0338】
また、従来技術４の図１０にて参考例として示したように「制御などの遅延部２０７（Ｄｌｙ）で補償」する場合には、図１８においても、電流の差分部２２の前段と、トルクの差分部８３の前段に、それぞれ同じ遅延部１１６ａ（Ｄｌｙ），遅延部１１６ｂ（Ｄｌｙ）を挿入して時間を整合させると、電圧位相をより正確に制御することができる。
【0339】
「作用・動作の説明」
本実施形態４では、図１４の第１，第２トルク推定部８１，８２の部分を、図１８のように目標トルクテーブル１１１（ＴｒｑＴＢＬ＿Ｉｄｑ１），トルク推定テーブル１１４（ＴｒｑＴＢＬ＿Ｉｄｑ２）を利用した第１、第２トルク推定部８１ａ、８２ａに変更した。これら非線形テーブルは、図７と同じＩｄ－Ｉｑ座標の特性であり非線形性を考慮した数値解析などにより設定することができる。
本実施形態４では、図１４の第１，第２トルク推定部８１，８２の部分を、図１８のように目標トルクテーブル１１１（ＴｒｑＴＢＬ＿Ｉｄｑ１），トルク推定テーブル１１４（ＴｒｑＴＢＬ＿Ｉｄｑ２）を利用した第１、第２トルク推定部８１ａ、８２ａに変更した。これら非線形テーブルは、図７と同じＩｄ－Ｉｑ座標の特性であり非線形性を考慮した数値解析などにより設定することができる。
【0340】
このような磁束テーブルを利用した構成に変更すると、簡単な数式で表現できない磁気飽和やｄｑ軸間の干渉インダクタンスなどの非線形特性も正確に表現できるようになる。また、実機試験により設定することも可能であり、負荷側を一定速度に制御した条件にて電流制御モードとして運転しておき、ｄ軸電流検出値Ｉｄ＿ｄｅｔとｑ軸電流検出値Ｉｑ＿ｄｅｔおよび実トルクを計測すればテーブルデータを得ることができる。
【0341】
この実機試験により得られたデータは電流検出値に含まれる変換誤差などを含んだ特性なので、誤差の補正機能を有していることになり精度が改善できる。
【0342】
本実施形態４を以下にまとめる。
【0343】
「永久磁石を界磁源とする同期電動機（ＰＭＳＭ）」を駆動するために、回転位相や電流などの検出器および電圧型インバータなどで構成されたトルクなどを制御する方式や装置を対象とする。
【0344】
インバータの制御は回転界磁極に同期したｄ軸とそれに直交したｑ軸による回転二軸座標系で構成され、実施形態１や実施形態２を適用して、低速では「電流制御」によるトルク制御として動作し、高速になると「電圧位相制御」によるトルク制御に切り替える構成としている。「電圧位相制御」の「電圧位相制御の位相指令Φｖ＿ｖｐｃの演算に用いる「ｄｑ軸電流指令Ｉｄｑ＿ｒｅｆとｄｑ軸電流検出値Ｉｄｑ＿ｄｅｔとモータモデルを用いて演算した目標トルクＴｒｑ＿ｒｅｆ、トルク推定値Ｔｒｑ＿ｅｓｔ」を、モータの非線形性を正確に表現できるｄ軸とｑ軸の電流座標における「目標トルクテーブル１１１、トルク推定テーブル１１４」を使用した電圧演算に置き換える。
【0345】
実施形態１で使用している「磁束－トルク座標におけるｄ軸電流ΨＴテーブル６７ｄ、ｑ軸電流ΨＴテーブル６７ｑ」を、「ｄ軸とｑ軸電流座標の電圧・トルク特性」から写像変換して生成した場合には、写像元の「電圧・トルク特性」を磁束成分に変換して、上記の「ｄ軸とｑ軸電流座標における目標トルクテーブル１１１、トルク推定テーブル１１４」として設定する。
【0346】
この「ｄ軸とｑ軸電流座標の電圧・トルク特性」の写像変換前と変換後を組み合わせれば、目標トルクの計算精度が改善でき、「電圧位相制御方式」のトルク制御精度も改善できる。
【0347】
「効果」
本実施形態４を適用すれば、磁気飽和など非線形特性の強いモータに電圧位相制御を適用した場合のトルク制御精度を改善できる。
本実施形態４を適用すれば、磁気飽和など非線形特性の強いモータに電圧位相制御を適用した場合のトルク制御精度を改善できる。
【0348】
「Ｉｄ－Ｉｑ座標における電圧やトルク特性」から写像して「実施形態１の電流指令テーブル」を求める場合には、元の「Ｉｄ－Ｉｑ座標のテーブル」をそのまま「電流→トルク演算」のテーブルに利用することができるので、新たにテーブルを生成する必要もない。
【0349】
また、元の「Ｉｄ－Ｉｑ座標のテーブル」を実機試験により生成すれば、電流検出やＰＷＭ変換の誤差を補正する機能も含むことになるのでより精度を改善できる。
【0350】
［実施形態５］
「構成・構造の説明」
本実施形態５も課題４を解決するものであり、本実施形態５の構成例を図１９に示す。これは実施形態１と実施形態４を組み合わせた場合の構成例を、さらに簡素化したものである。
「構成・構造の説明」
本実施形態５も課題４を解決するものであり、本実施形態５の構成例を図１９に示す。これは実施形態１と実施形態４を組み合わせた場合の構成例を、さらに簡素化したものである。
【0351】
実施形態１では図１２で示したように、トルク指令Ｔｒｑ＿ｃｍｄに対して、電流のｄ軸電流ＭＴＰＡテーブル５８ｄ（ＩＤＴＢＬ＿ｍｔｐａ），ｑ軸電流ＭＴＰＡテーブル５８ｑ（ＩＱＴＢＬ＿ｍｔｐａ）とｄ軸電流ΨＴテーブル６７ｄ（ＩＤＴＢＬ＿ΨＴ），ｑ軸電流ΨＴテーブル６７ｑ（ＩＱＴＢＬ＿ΨＴ）を使用してｄｑ軸電流指令Ｉｄｑ＿ｒｅｆを得ていた。
【0352】
実施形態４では、逆にｄｑ軸電流指令Ｉｄｑ＿ｒｅｆからトルクの目標トルクテーブル１１１（ＴｒｑＴＢＬ＿Ｉｄｑ１）を使用して目標トルクＴｒｑ＿ｒｅｆを得ている。これらは、ちょうど逆の操作であるので相殺して簡素化することができる。具体的には、実施形態１における図１２の構成からトルク指令に関する信号を抽出して、これを目標トルクＴｒｑ＿ｒｅｆとして直接に使用するものである。
【0353】
本実施形態５の構成例を図１９に示しており、これは実施形態１の図１２と実施形態４の図１８の部分をまとめ、さらに簡素化したものである。図１９のうち、図１２に相当する部分は電流指令生成部１２０であり、ここでは使用する一部の要素と信号のみ抽出し、その他は省略して描いてある。
【0354】
実施形態４では「第１トルク推定部８１ａ」から目標トルクＴｒｑ＿ｒｅｆを出力していたが、本実施形態５では、この代わりに電流指令生成部１２０（５０）から「ＭＴＰＡトルク指令Ｔｒｑ＿ｍｔｐａ（またはトルク指令絶対値Ｔｒｑ＿ａｂｓ），トルク入力Ｔｒｑ＿ｙ，トルク指令の符号係数Ｔｒｑ＿ｓｉｇｎ，選択信号Ｓ＿ＴＰｓｉ」の信号を抽出し、図１９の「第１トルク推定部８１ｂ」の構成にて目標トルクＴｒｑ＿ｒｅｆを計算する。
【0355】
「第１トルク推定部８１ｂ」の内部では、実施形態１に使用した２種類のテーブル入力信号のＭＴＰＡトルク指令Ｔｒｑ＿ｍｔｐａ（またはトルク指令絶対値Ｔｒｑ＿ａｂｓ）とトルク入力Ｔｒｑ＿ｙを第２スイッチＳＷ＿Ｔｒｅｆに入力し、選択信号Ｓ＿ＴＰｓｉによってどちらかを選択して出力する。実施形態１と同様に、トルク指令絶対値Ｔｒｑ＿ａｂｓが下限トルクＴ＿ｍｉｎ以下の場合はＭＴＰＡトルク指令Ｔｒｑ＿ｍｔｐａ（またはトルク指令絶対値Ｔｒｑ＿ａｂｓ）を出力し、トルク指令絶対値Ｔｒｑ＿ａｂｓが下限トルクＴ＿ｍｉｎよりも大きければトルク入力Ｔｒｑ＿ｙを出力する。
【0356】
さらに、第９乗算器１１７で第２スイッチＳＷ＿Ｔｒｅｆの出力にトルク指令の符号係数Ｔｒｑ＿ｓｉｇｎを乗算して目標トルクＴｒｑ＿ｒｅｆとして出力している。
【0357】
これ以外は、実施形態４と同じ構成であり、参考のために示した「第２トルク推定部８２」も図１７と同じものである。
【0358】
「作用・動作の説明」
実施形態１では図１２のように、トルク指令Ｔｒｑ＿ｃｍｄを入力として４種類のｄ軸電流ＭＴＰＡテーブル５８ｄ（ＩＤＴＢＬ＿ｍｔｐａ）とｑ軸電流ＭＴＰＡテーブル５８ｑ（ＩＱＴＢＬ＿ｍｔｐａ）およびｄ軸電流ΨＴテーブル６７ｄ（ＩＤＴＢＬ＿ΨＴ）とｑ軸電流ΨＴテーブル６７ｑ（ＩＱＴＢＬ＿ΨＴ）を使用して電流指令を得ていた。これらのテーブルは、「図７のＩｄ－Ｉｑ座標におけるトルク特性」を元にして、図１３（ａ）のようにΨ－Ｔ座標に写像して得たものである。
実施形態１では図１２のように、トルク指令Ｔｒｑ＿ｃｍｄを入力として４種類のｄ軸電流ＭＴＰＡテーブル５８ｄ（ＩＤＴＢＬ＿ｍｔｐａ）とｑ軸電流ＭＴＰＡテーブル５８ｑ（ＩＱＴＢＬ＿ｍｔｐａ）およびｄ軸電流ΨＴテーブル６７ｄ（ＩＤＴＢＬ＿ΨＴ）とｑ軸電流ΨＴテーブル６７ｑ（ＩＱＴＢＬ＿ΨＴ）を使用して電流指令を得ていた。これらのテーブルは、「図７のＩｄ－Ｉｑ座標におけるトルク特性」を元にして、図１３（ａ）のようにΨ－Ｔ座標に写像して得たものである。
【0359】
【0360】
つまり、前者の「トルク指令から求めた電流指令」と後者の「電流指令から求めたトルク」とは逆特性の関係があるので、これらのブロックを合成すれば相殺でき、演算自体を省略できる。
【0361】
そこで、図１９のように、図１２の２種類のトルク指令であるＭＴＰＡトルク指令Ｔｒｑ＿ｍｔｐａ（またはトルク指令絶対値Ｔｒｑ＿ａｂｓ），トルク入力Ｔｒｑ＿ｙと選択信号Ｓ＿ＴＰｓｉ、およびトルク指令の符号係数Ｔｒｑ＿ｓｉｇｎを抽出しておき、これから直接に目標トルクＴｒｑ＿ｒｅｆを計算することにした。これにより演算時間が削減でき、またテーブルに線形近似を適用する際の演算誤差も排除できるので「電圧位相制御」の精度も改善できる。
【0362】
大元の入力指令であるトルク指令Ｔｒｑ＿ｃｍｄを直接に利用しないのは、図１２の制限機能の上限トルクテーブル５３，下限トルクテーブル５４，飽和関数部５７の影響を考慮したためである。電流制限や電圧制限などによってトルク成分が制限されるので、ＭＴＰＡ特性の第１飽和関数部５５の出力と電圧－トルク特性の飽和関数部５７の出力成分を抽出しておき、選択信号Ｓ＿ＴＰｓｉを用いて選択することにより目標トルクＴｒｑ＿ｒｅｆを得ている。
【0363】
なお、実施形態３～５については、実施形態３の構成（図１７）と実施形態４の構成（図１８）を共に備える構成としてもよい。同様に、実施形態３の構成（図１７）と実施形態５の構成（図１９）を共に備える構成としてもよい。
【0364】
実施形態５を以下にまとめる。
【0365】
実施形態１と実施形態２および実施形態４を組み合わせた構成に対して、本実施形態５では写像変換とその逆変換に相当する２個のテーブルを相殺して簡素化することを説明した。
【0366】
インバータの制御は回転界磁極に同期したｄ軸とそれに直交したｑ軸による回転二軸座標系で構成され、実施形態１や実施形態２を適用して、低速では「電流制御」によるトルク制御として動作し、高速になると「電圧位相制御」によるトルク制御に切り替える構成としている。「電圧位相制御の位相指令Φｖ＿ｖｐｃの演算に用いるｄｑ軸電流指令Ｉｄｑ＿ｒｅｆとモータモデルを用いて演算した目標トルクＴｒｑ＿ｒｅｆ」を、実施形態１の「テーブルを利用した電流指令生成部５０」でテーブルに入力していたトルク成分（ＭＴＰＡトルク指令Ｔｒｑ＿ＭＴＰＡ、トルク入力Ｔｒｑ＿ｙ）に置き換える。
【0367】
実施形態１では、「磁束－トルク特性」とその特定の軌跡に該当する「ＭＴＰＡ特性」という２種類の「ｄ軸電流ＭＴＰＡテーブル５８ｄ、ｑ軸電流ＭＴＰＡテーブル、ｄ軸電流ΨＴテーブル６７ｄ、ｑ軸電流ΨＴテーブル６７ｑ」を使用してｄｑ軸ＭＴＰＡ電流指令Ｉｄｑ＿ｍｔｐａ、ｄｑ軸ΨＴ電流指令Ｉｄｑ＿ΨＴを演算しておく。そして、「トルク指令絶対値Ｔｒｑ＿ａｂｓ」と下限トルクＴ＿ｍｉｎより求めた選択信号Ｓ＿ＴＰｓｉに応じてｄｑ軸電流指令Ｉｄｑ＿ｒｅｆを選択している。この２種類のテーブルに入力されるトルク成分（ＭＴＰＡトルク指令Ｔｒｑ＿ｍｔｐａ、トルク入力Ｔｒｑ＿ｙ）を抽出し、ｄｑ軸電流指令Ｉｄｑ＿ｒｅｆと同様に上記の選択信号Ｓ＿ＴＰｓｉにより選択したものを「目標トルクＴｒｑ＿ｒｅｆ」とするものである。
【0368】
これにより、実施形態１の「磁束－トルク特性から電流指令を求めるｄ軸電流ΨＴテーブル６７ｄ、ｑ軸電流ΨＴテーブル６７ｑ」と実施形態４の「電流指令から目標トルクを求める目標トルクテーブル１１１」を相殺させて、目標トルクＴｒｑ＿ｒｅｆを得る手段を簡素化する方法を実施形態５とする。
【0369】
「効果」
本実施形態５によれば、実施形態１と実施形態２に実施形態４を組み合わせる構成と等価な機能を、より簡単な構成で実現できる。実施形態１の「トルク指令から電流指令の演算」と実施形態４の「電流指令からトルクの演算」とを相殺させたので、「電圧位相制御」の目標トルクＴｒｑ＿ｒｅｆの演算時間が短縮できる。
本実施形態５によれば、実施形態１と実施形態２に実施形態４を組み合わせる構成と等価な機能を、より簡単な構成で実現できる。実施形態１の「トルク指令から電流指令の演算」と実施形態４の「電流指令からトルクの演算」とを相殺させたので、「電圧位相制御」の目標トルクＴｒｑ＿ｒｅｆの演算時間が短縮できる。
【0370】
また「テーブル読み出し時に適用する線形近似による誤差」も排除できるので、「電圧位相制御」のトルク制御精度も改善できる。
【0371】
［実施形態６］
「構成・構造の説明」
本実施形態６は課題５で示した「抵抗の電圧降下の誤差成分」を解決するものである。実施形態１で示した図１２の制限磁束演算部６０では、「制限電圧指令ＶＬｉｍ＿ｃｍｄ」と「直流電源電圧Ｖｄｃから換算した飽和電圧ＶＭＡＸ」から「制限電圧ＶＬｉｍ」を求め、これより「制限磁束Ψ＿ｘ」を計算している。しかし、ここで使用する制限電圧ＶＬｉｍはインバータの出力電圧を制限するものであり、これはモータの端子電圧に相当する。
「構成・構造の説明」
本実施形態６は課題５で示した「抵抗の電圧降下の誤差成分」を解決するものである。実施形態１で示した図１２の制限磁束演算部６０では、「制限電圧指令ＶＬｉｍ＿ｃｍｄ」と「直流電源電圧Ｖｄｃから換算した飽和電圧ＶＭＡＸ」から「制限電圧ＶＬｉｍ」を求め、これより「制限磁束Ψ＿ｘ」を計算している。しかし、ここで使用する制限電圧ＶＬｉｍはインバータの出力電圧を制限するものであり、これはモータの端子電圧に相当する。
【0372】
しかし、課題５で示したように、「制限磁束Ψ＿ｘ」は速度による起電力成分を「速度検出値ωｒの絶対値」で除した成分であり、厳密にはこれらには「抵抗の電圧降下成分」の差異が存在する。
【0373】
そこで、本実施形態６では、「抵抗の電圧降下成分」を補償して正確な速度起電力を求めるように改善することを説明する。
【0374】
本実施形態６の構成例は図２０の制限磁束演算部６０ａに示す部分であり、これは、図１２の制限磁束演算部６０から修正したものである。この構成が有効なのは、従来技術２の図３で示したような「電流制御の出力電圧を極座標に変換する構成」を使用した場合であり、「ベクトル成分である電圧指令」を「スカラ値の振幅と位相」として取り扱うことを利用する。
【0375】
【0376】
電流検出値をｄｑ座標系に変換したｄｑ軸電流検出値Ｉｄｑ＿ｄｅｔを回転座標変換部９０で、図１４で生成する電流制御の位相指令Φｖ＿ａｃｒにより回転座標変換して、電圧ベクトルの方向をｘ軸とする直交座標系（ｘｙ座標）のｘｙ軸電流検出値Ｉｘｙ＿ｄｅｔに変換する。
【0377】
そして、ｘｙ軸電流検出値Ｉｘｙ＿ｄｅｔからｘ軸成分の電流検出値Ｉｘ＿ｄｅｔのみ取り出し、第５乗算器９１でこれに抵抗Ｒ１を乗算して電圧降下成分ΔＶｘを得る。そして、減算器９２で制限電圧ＶＬｉｍから電圧降下成分ΔＶｘを減算して、補償後の制限電圧ＶＬｉｍ２に変換する。
【0378】
それ以降は、図１２の制限磁束演算部６０の構成と同じものである。
【0379】
「作用・動作の説明」
実施形態１で示した図１２の制限磁束演算部６０では、「制限電圧ＶＬｉｍ」から「制限磁束Ψ＿ｘ」を計算する際に、抵抗の電圧降下成分は小さいものとみなして無視していた。しかし、「電流制御と電圧位相制御の切り替え時」などでは、「出力電圧の不連続成分」が「電流やトルクの歪要因」となり、さらに歪成分は残留振動を引き起こすため、小さな抵抗の電圧降下成分まで正確に補正することにより、電圧の不連続成分を抑制することにした。
実施形態１で示した図１２の制限磁束演算部６０では、「制限電圧ＶＬｉｍ」から「制限磁束Ψ＿ｘ」を計算する際に、抵抗の電圧降下成分は小さいものとみなして無視していた。しかし、「電流制御と電圧位相制御の切り替え時」などでは、「出力電圧の不連続成分」が「電流やトルクの歪要因」となり、さらに歪成分は残留振動を引き起こすため、小さな抵抗の電圧降下成分まで正確に補正することにより、電圧の不連続成分を抑制することにした。
【0380】
しかし「制限電圧ＶＬｉｍはスカラ成分」であるが「電流と抵抗による電圧降下はベクトル成分」なので、次のような問題が生じる。制限電圧ＶＬｉｍをベクトル成分に変換するためには何らかの位相情報が必要である。さらに、「スカラ成分のベクトル化」や「ベクトルの加減算」および「ベクトルからスカラへの再変換」などの処理手順をとると、多くの演算時間が必要になる。この問題を解決するために、本実施形態６では、近似を適用して「スカラ成分の演算」に簡素化している。
【0381】
近似の原理を（１４）式に示す。「ベクトルＸ（要素：｜Ｘ｜，０）に対して相対的に振幅が小さいベクトルΔＶ（要素：Δｘ，Δｙ）を加算」する場合であり、かつ「求める結果が振幅成分（Ｘｎｏｒｍ）」だけの場合には、「主要ベクトルであるＸと同相成分Δｘの加算に近似できる」ことを利用したものである。もし、減算の場合は、（１４）式を「ΔＶ⇒－ΔＶ（－Δｘ，－Δｙ）」のように置換すればよい。
【0382】
【数14】
【0383】
まず、制限電圧ＶＬｉｍをベクトル化するために必要な位相は、図１４の非干渉補償後の出力電圧指令Ｖ１ｄｑを直交／極座標変換部２９で極座標変換して得られた電流制御の位相指令Φｖ＿ａｃｒを流用する。
【0384】
回転座標変換部９０で、ｄｑ軸電流検出値Ｉｄｑ＿ｄｅｔを電流制御の位相指令Φｖ＿ａｃｒにより回転座標変換して非干渉補償後の出力電圧指令Ｖ１ｄｑのベクトルと同相の二軸成分（ｘｙ軸電流検出値）Ｉｘｙ＿ｄｅｔに変換する。第５乗算器９１で二軸成分（ｘｙ軸電流検出値）Ｉｘｙ＿ｄｅｔに抵抗Ｒ１を乗算して抵抗Ｒ１による電圧降下成分ΔＶｘとする。
【0385】
近似式を適用する場合には、第５乗算器９１で「非干渉補償後の出力電圧指令Ｖ１ｄｑと同相のｘ軸成分の電流検出値Ｉｘ＿ｄｅｔ」に抵抗Ｒ１を乗算して「電圧降下成分ΔＶｘ」を計算しておく。減算器９２で、制限電圧ＶＬｉｍから電圧降下成分ΔＶｘを減算補正したものを、速度起電力（補償後）の制限電圧ＶＬｉｍ２とする。
【0386】
これを（１４）式に対応させると、「Ｘ＝ＶＬｉｍ」と「Δｘ＝－（Ｒ１×Ｉｘ＿ｄｅｔ）」および「Ｘｎｏｒｍ＝ＶＬｉｍ２」のように置き換えたものであり、スカラ成分の演算だけに近似して実装することができる。
【0387】
以降は実施形態１と同じであるので、他の部分の構成についての説明は省略する。
【0388】
このように「抵抗Ｒ１による電圧降下成分ΔＶｘまで考慮した補償後の制限電圧ＶＬｉｍ２」を使用して、電流制御に使用する電流指令を演算すれば、電流制御の出力電圧指令は制限電圧とさらに正確に一致するようになる。その結果、電流制御から電圧位相制御への切り替え時の電圧波形についても連続性が向上するので、過渡的な電流やトルクの歪が抑制できる。
【0389】
図２０では、電流成分としてｄｑ軸電流検出値Ｉｄｑ＿ｄｅｔを利用する例を示したが、ｄｑ軸電流指令Ｉｄｑ＿ｒｅｆなどで近似してもよい。
【0390】
本実施形態６を以下にまとめる。
【0391】
実施形態１およびそれを利用した構成において、制限電圧指令ＶＬｉｍ＿ｃｍｄと直流電源電圧Ｖｄｃにより決まる最大出力可能電圧（飽和電圧）ＶＭＡＸとの最小値である制限電圧ＶＬｉｍに対して、モータの電流と抵抗Ｒ１による電圧降下成分ΔＶｘで補正した補償後の制限電圧ＶＬｉｍ２に置き換えることを本実施形態６とする。
【0392】
抵抗Ｒ１による電圧降下成分ΔＶｘは、電流制御または電圧位相制御による出力電圧指令の位相成分（電流制御の位相指令Φｖ＿ａｃｒ）を使用して、ｄｑ軸電流検出値Ｉｄｑ＿ｄｅｔから出力電圧と同相の電流成分（ｘ軸成分の電流検出値）Ｉｘ＿ｄｅｔを得る。このｘ軸成分の電流検出値Ｉｘ＿ｄｅｔに抵抗Ｒ１を乗算して電圧降下成分ΔＶｘを計算し、制限電圧ＶＬｉｍから電圧降下成分ΔＶｘを減算したものを補償後の制限電圧ＶＬｉｍ２としたものである。
【0393】
以降は、制限電圧ＶＬｉｍの代わりの補償後の制限電圧ＶＬｉｍ２を使用して各種のテーブル読み出しを行う。
【0394】
この補正により、電流制御時の出力電圧は正確に制限電圧に抑制することができ、電圧飽和時のワインドアップ現象が抑制されるとともに、電圧位相制御への切り替え時の電圧変化量も抑制できる。
【0395】
「効果」
実施形態１で示した図１２の制限磁束演算部６０では、「制限電圧ＶＬｉｍ」から「制限磁束Ψ＿ｘ」を計算する際に、抵抗Ｒ１の電圧降下成分ΔＶｘは小さいものとみなして無視していた。
実施形態１で示した図１２の制限磁束演算部６０では、「制限電圧ＶＬｉｍ」から「制限磁束Ψ＿ｘ」を計算する際に、抵抗Ｒ１の電圧降下成分ΔＶｘは小さいものとみなして無視していた。
【0396】
本実施形態６では、図２０の制限磁束演算部６０ａにて、「制限電圧ＶＬｉｍ」から「制限磁束Ψ＿ｘ」を計算する際に、抵抗Ｒ１の電圧降下成分ΔＶｘで補正した。これにより、電圧制限状態では「制限電圧と定常時の出力電圧」が正確に一致するようになり、「電流制御と電圧位相制御の切り替え時」に生じる電圧の不連続成分を小さくすることができる。ひいては、切り替え時の「電流やトルクの歪が抑制される。
【0397】
さらに、厳密に演算すると極座標変換やベクトルの加減算が必要だが、本実施形態６では近似を適用してスカラ演算に置き換えている。これにより演算時間の増加も抑制できている。
【0398】
「シミュレーション」
「実施形態１，実施形態２，実施形態５，実施形態６」を適用した構成例にて、表１のように直流電源電圧Ｖｄｃや制限電圧指令ＶＬｉｍ＿ｃｍｄを変化させて、数値シミュレーションした動作例を、図２１，図２２，図２３に示す。
「実施形態１，実施形態２，実施形態５，実施形態６」を適用した構成例にて、表１のように直流電源電圧Ｖｄｃや制限電圧指令ＶＬｉｍ＿ｃｍｄを変化させて、数値シミュレーションした動作例を、図２１，図２２，図２３に示す。
【0399】
ここで、電圧や電流は定格値を基準として単位法に変換しており、速度や周波数は基底速度を基準として単位法に変換している。表内の「＜＞」で示した数値が、特性を調べるために変更したパラメータである。
【0400】
図１６（ｂ）の「ＶＬｉｍ増加期間」や「１パルス変調への移行」は、今回は適用していない。
【0401】
【表1】
【0402】
条件（ａ）が基本状態であり、直流電源電圧はＶｄｃ＿ｐｕ＝１．２ｐ．ｕ．（Ｖ１ｘ＝１．２まで出力可能）として、電圧飽和が生じない十分に高い電圧に設定している。制限電圧指令は「ＶＬｉｍ＿ｃｍｄ＝１．１ｐ．ｕ．」に設定している。これは最大過変調率（Ｋｏｖｍ＝１．０６）より少し高めであり、電流制御系の出力電圧が少し飽和してアンチワインドアップ対策が作動する条件である。この場合は、制限電圧「ＶＬｉｍ＝１．１ｐ．ｕ．」として動作する。
【0403】
条件（ｂ）は直流電源電圧が低下した場合を想定して、「Ｖｄｃ＿ｐｕ＝０．８ｐ．ｕ．」となるように設定した。この場合は、飽和電圧ＶＭＡＸ＝０．８×１．０６ｐ．ｕ．となり、この場合は、制限電圧「ＶＬｉｍ＝（０．８×１．０６）１ｐ．ｕ．」として動作する。
【0404】
条件（ｃ）は、逆に制限電圧指令を過大な制限電圧指令「ＶＬｉｍ＿ｃｍｄ＝１．５ｐ．ｕ．」に設定した。これは、「１パルス変調」に切り替える前に、「ＶＬｉｍ増加期間」により電圧振幅を拡大させる場合を模擬したものである。
【0405】
本来は「ＶＬｉｍ＿ｃｍｄ＝Ｖｄｃ＿ｐｕ＝１．２」でよいが、大幅に超過させても制限電圧ＶＬｉｍは飽和電圧ＶＭＡＸで制限されることを示したいので過大な値に設定している。この場合は、制限電圧「ＶＬｉｍ＝（１．２×１．０６）ｐ．ｕ．」として動作する。
【0406】
制御方式は停止時から電流制御にて起動し、「ＰＷＭの変調率が０．９５」に達すると電圧位相制御（従来技術３）に切り替えている。電流制御とアンチワインドアップ対策については、従来技術１を適用した。非同期ＰＷＭにおける過変調方式については従来技術２の図８（ａ）のような禁止帯域を有する（６次高調波重畳＋二相変調方式）を適用した。
【0407】
そのため、零相変調は、電圧が低い場合には三相変調が適用され、デッドタイム相当の最小パルス幅より狭いパルスが生じないように２相変調に切り替わる。そして、過変調領域になっても２相変調のまま６次高調波を重畳して電圧振幅を拡大している。
【0408】
零相変調方式は、図２１の下段の上部に「Ｍｏｄｅ３／２」のロジック信号として表現しており、「＝Ｈ：三相変調，＝Ｌ：二相変調」に相当する。
【0409】
キャリアの非同期・同期の切り替えは従来技術４を使用しており、低速では非同期キャリア（固定の非同期キャリア周波数：Ｆｃ０＝６０００Ｈｚ）とし、速度が高くなると同期キャリアに切り替えている。同期キャリア数は（２４，１５，９［三角波周期／ｃｙｃ］）の３種類としてあり、「１パルス変調」までは切り替えていない。
【0410】
図２１の下段にキャリア周波数の変化係数「ＫＦｃ＝Ｆｃ／Ｆｃ０」の波形を描いており、非同期区間は「Ｆｃ０」、同期区間は同期キャリア数「Ｎｃ＝２４，１５，９」を付記してある。同期キャリアになると速度検出値ωｒと比例して周波数が変化し、速度に応じて同期キャリア数Ｎｃも切り替えてある。
【0411】
同期ＰＷＭのパターン生成はパルステーブルを利用しており、事前に従来技術２の図８（ｂ）のような過変調方式を応用して同期ＰＷＭのパターンテーブルを生成しておき、「同期キャリア数Ｎｃ，変調率（Ｖ１ｘ／（Ｖｄｃ／√２）），電圧位相（鋸波）Ｋｓ＿ｃｙｃ（θｖ）」を入力として三相のＰＷＭ指令を読み出して、同期キャリアと比較する。
【0412】
同期キャリアでも、「電流制御」と「電圧位相制御」の切り替えは変調率（Ｖ１ｘ／（Ｖｄｃ／√２））が０．９５を超過した条件とし、図２１の下段の上部に「Ｓｍ」のロジック信号として表現しており、「＝Ｌ：電流制御，＝Ｈ：電圧位相制御」に相当する。
【0413】
運転パターンは、最初の２．０［ｓ］まで加速トルクを、２．５［ｓ］以降は減速トルクを与えている。基底速度以上ではトルク指令を低減させる必要があるので、事前に図６のＮ－Ｔ特性を使って動作させた場合のトルクパターン（時系列）を調べておき、３条件ともこれと同じトルクパターン入力している。本来は実速度に応じて低減させるべきだが、ここでは電流指令の比較がしやすいようにトルク指令は同一とした。
【0414】
実機は数式モデルで近似し、各種のテーブルや制御パラメータも実機モデルと同じ定数を使用しており、電流制限は「１．０ｐ．ｕ．」に設定した。ただし、シミュレーション時間を短縮したかったため、「モータと負荷の合成慣性モーメント」だけは通常より小さい値（低慣性モーメント）に設定している。
【0415】
表１のような三種類の条件で行ったシミュレーション結果を図２１の時間特性として示してある。制限電圧の違いによりｄ軸電流に差があることを明示したいので、図２１の電流に関する波形を、図２２にて「ｄｑ軸の電流座標の軌跡」として表現している。また、図２１の電圧に関する波形を、図２３にて「ｄｑ軸の電圧座標の軌跡」として表現した。各成分の指令値は「破線」で、検出値（同期サンプル値）は「実線」で示している。
【0416】
図２１の時間特性より、下記の動作が確認できる。
【0417】
直流電源電圧Ｖｄｃや制限電圧指令ＶＬｉｍ＿ｃｍｄの差異があっても、実施形態１の電流指令の生成法は適用できる。制限電圧指令ＶＬｉｍ＿ｃｍｄが低下した場合には、ｄ軸電流指令Ｉｄ＿ｒｅｆが負方向に増加しており、これにより電圧振幅指令Ｖ１ｘが制限できている。視点を変えると、電圧飽和レベルでもトルク制御が実現できていることになる。
【0418】
電圧制限の特性は、図２３にて「ｄｑ軸の電圧座標の軌跡」の半径の差異より、正常に動作していることが確認できる。
【0419】
電圧制限による弱め界磁電流の修正動作については、図２２にて「ｄｑ軸の電流座標の軌跡」のｄ軸成分の差異より、正常に動作していることが確認できる。
【0420】
実施形態２の電流制御と電圧位相制御の切り替え時については、実施形態６を適用して抵抗Ｒ１による電圧降下成分ΔＶｘも補正しているので、電圧振幅指令Ｖ１ｘはほぼ連続的になっている。
【0421】
電圧位相制御の場合には、電流指令と電流検出値の差異が大きいが、原理的に速度が変化している場合には偏差が発生するものである。通常より慣性モーメントを低く設定したので、速度変化が大きくなり電流偏差も大きくなっているが、不安定にはなっておらず速度が一定になると一致するように収束している。また、電流検出値にはＰＷＭリプルの影響により微小振動が発生しているが、不安定は発生していない。
【0422】
制御方式の切り替え、キャリア非同期／同期の切り替え、三相変調／二相変調の切り替えなどの各種切り替え動作は連動させていないが、状況に応じて独立に切り替わっても電流やトルク特性には大きな外乱は発生していない。
【0423】
実施形態５だけは演算時間の問題なのでこの特性には表現されていないが、その他の実施形態については、このシミュレーション結果より想定通りの動作をすることが確認できている。
【0424】
以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。
【符号の説明】
【0425】
５０…電流指令生成部
５２ａ…絶対値演算部
５２ｂ…符号関数部
５３…上限トルクテーブル
５４…下限トルクテーブル
５５…第１飽和関数部
５６…大小比較部
５７…飽和関数部
５８ｄ…ｄ軸電流ＭＴＰＡテーブル
５８ｑ…ｑ軸電流ＭＴＰＡテーブル
５９…第１乗算器
６０…制限磁束演算部
６１…第３乗算器
６２…第４乗算器
６３…ｍｉｎ関数部
６４…除算器
６５…絶対値関数部
６６…第２飽和関数部
６７ｄ…ｄ軸電流ΨＴテーブル
６７ｑ…ｑ軸電流ΨＴテーブル
６８…第２乗算器
ＳＷ＿Ｉｒｅｆ…選択スイッチ
５２ａ…絶対値演算部
５２ｂ…符号関数部
５３…上限トルクテーブル
５４…下限トルクテーブル
５５…第１飽和関数部
５６…大小比較部
５７…飽和関数部
５８ｄ…ｄ軸電流ＭＴＰＡテーブル
５８ｑ…ｑ軸電流ＭＴＰＡテーブル
５９…第１乗算器
６０…制限磁束演算部
６１…第３乗算器
６２…第４乗算器
６３…ｍｉｎ関数部
６４…除算器
６５…絶対値関数部
６６…第２飽和関数部
６７ｄ…ｄ軸電流ΨＴテーブル
６７ｑ…ｑ軸電流ΨＴテーブル
６８…第２乗算器
ＳＷ＿Ｉｒｅｆ…選択スイッチ
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】
【図16】
【図17】
【図18】
【図19】
【図20】
【図21】
【図22】
【図23】