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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2025003188
(43)【公開日】2025-01-09
(54)【発明の名称】制御装置及び制御方法
(51)【国際特許分類】
H02M 3/28 20060101AFI20241226BHJP
【ＦＩ】
H02M3/28 H
【審査請求】未請求
【請求項の数】11
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2023103721
(22)【出願日】2023-06-23
【国等の委託研究の成果に係る記載事項】（出願人による申告）令和４年度、文部科学省、革新的パワーエレクトロニクス創出基盤技術研究開発事業、産業技術力強化法第１７条の適用を受ける特許出願
(71)【出願人】
【識別番号】504171134
【氏名又は名称】国立大学法人 筑波大学
(74)【代理人】
【識別番号】100165179
【弁理士】
【氏名又は名称】田▲崎▼ 聡
(74)【代理人】
【識別番号】100188558
【弁理士】
【氏名又は名称】飯田 雅人
(74)【代理人】
【識別番号】100175824
【弁理士】
【氏名又は名称】小林 淳一
(74)【代理人】
【識別番号】100152272
【弁理士】
【氏名又は名称】川越 雄一郎
(74)【代理人】
【識別番号】100181722
【弁理士】
【氏名又は名称】春田 洋孝
(72)【発明者】
【氏名】磯部 高範
(72)【発明者】
【氏名】コウ セイ
(72)【発明者】
【氏名】萬年 智介
【テーマコード（参考）】
5H730
【Ｆターム（参考）】
5H730AA14
5H730BB27
5H730DD03
5H730DD04
5H730DD16
5H730EE04
5H730EE07
5H730EE12
5H730FD01
5H730FD11
5H730FG00
5H730FG10
5H730FG22
(57)【要約】
【課題】間欠運転中のゼロ電圧スイッチングを実現する。
【解決手段】絶縁型のインダクタンス部と、１次側ブリッジ回路と、２次側ブリッジ回路と、を含む主回路の制御装置は、１次側ブリッジ回路の第１組の半導体デバイスを導通させる第１導通期間と、１次側ブリッジ回路の第２組の半導体デバイスを導通させる第２導通期間と、第１組の半導体デバイスと第２組の半導体デバイスの両方を共振周期の半分を超えて遮断状態にする休止期間とを含む間欠運転によって、共振を休止期間に生成させて、前記休止期間における前記２次側ブリッジ回路の状態を前記共振による電圧の谷がゼロ電圧になるような状態にして、１次側ブリッジ回路の半導体デバイスに掛かる電圧が共振による電圧変化の谷になるタイミングで、１次側ブリッジ回路の１組の半導体デバイスを導通状態に切り替えて電力の注入を開始する。
【選択図】図３
【解決手段】絶縁型のインダクタンス部と、１次側ブリッジ回路と、２次側ブリッジ回路と、を含む主回路の制御装置は、１次側ブリッジ回路の第１組の半導体デバイスを導通させる第１導通期間と、１次側ブリッジ回路の第２組の半導体デバイスを導通させる第２導通期間と、第１組の半導体デバイスと第２組の半導体デバイスの両方を共振周期の半分を超えて遮断状態にする休止期間とを含む間欠運転によって、共振を休止期間に生成させて、前記休止期間における前記２次側ブリッジ回路の状態を前記共振による電圧の谷がゼロ電圧になるような状態にして、１次側ブリッジ回路の半導体デバイスに掛かる電圧が共振による電圧変化の谷になるタイミングで、１次側ブリッジ回路の１組の半導体デバイスを導通状態に切り替えて電力の注入を開始する。
【選択図】図３
【特許請求の範囲】
【請求項1】
絶縁型のインダクタンス部と、
４個の半導体デバイスを含み、前記インダクタンス部に電力を供給する１次側ブリッジ回路と、
４個の半導体デバイスを含み、前記インダクタンス部から電力の供給を受ける２次側ブリッジ回路と、
を含む主回路の制御装置であって、
前記１次側ブリッジ回路の第１組の半導体デバイスを導通させる第１導通期間と、前記１次側ブリッジ回路の第２組の半導体デバイスを導通させる第２導通期間と、前記第１組の半導体デバイスと前記第２組の半導体デバイスの両方を前記１次側ブリッジ回路の寄生容量と前記インダクタンス部との間の共振による共振周期の半分を超えて遮断状態にする休止期間とを含む間欠運転を実施することで前記共振を前記休止期間に生成させて、
前記休止期間における前記２次側ブリッジ回路の状態を前記共振による電圧の谷がゼロ電圧になるような状態にして、前記１次側ブリッジ回路の半導体デバイスに掛かる電圧が前記共振による電圧変化の谷になるタイミングで、前記１次側ブリッジ回路の１組の半導体デバイスを導通状態に切り替えて前記電力の注入を開始する制御部
を備える制御装置。
４個の半導体デバイスを含み、前記インダクタンス部に電力を供給する１次側ブリッジ回路と、
４個の半導体デバイスを含み、前記インダクタンス部から電力の供給を受ける２次側ブリッジ回路と、
を含む主回路の制御装置であって、
前記１次側ブリッジ回路の第１組の半導体デバイスを導通させる第１導通期間と、前記１次側ブリッジ回路の第２組の半導体デバイスを導通させる第２導通期間と、前記第１組の半導体デバイスと前記第２組の半導体デバイスの両方を前記１次側ブリッジ回路の寄生容量と前記インダクタンス部との間の共振による共振周期の半分を超えて遮断状態にする休止期間とを含む間欠運転を実施することで前記共振を前記休止期間に生成させて、
前記休止期間における前記２次側ブリッジ回路の状態を前記共振による電圧の谷がゼロ電圧になるような状態にして、前記１次側ブリッジ回路の半導体デバイスに掛かる電圧が前記共振による電圧変化の谷になるタイミングで、前記１次側ブリッジ回路の１組の半導体デバイスを導通状態に切り替えて前記電力の注入を開始する制御部
を備える制御装置。
【請求項2】
前記制御部は、
前記第１導通期間と、前記休止期間と、前記第２導通期間とを、記載の順に割り当てて、前記１次側ブリッジ回路を制御する
請求項１に記載の制御装置。
前記第１導通期間と、前記休止期間と、前記第２導通期間とを、記載の順に割り当てて、前記１次側ブリッジ回路を制御する
請求項１に記載の制御装置。
【請求項3】
前記制御部は、
前記１次側ブリッジ回路と前記２次側ブリッジ回路の半導体デバイスのうち、前記休止期間の中に半導体デバイスに掛かる電圧が所望の電圧よりも低くなると見込む半導体デバイスを、前記低くなると見込むタイミングに導通状態に遷移させる、
請求項１に記載の制御装置。
前記１次側ブリッジ回路と前記２次側ブリッジ回路の半導体デバイスのうち、前記休止期間の中に半導体デバイスに掛かる電圧が所望の電圧よりも低くなると見込む半導体デバイスを、前記低くなると見込むタイミングに導通状態に遷移させる、
請求項１に記載の制御装置。
【請求項4】
前記制御部は、前記２次側ブリッジ回路を制御して、
前記休止期間内に、前記インダクタンス部の出力電圧が所望の電圧よりも低くなる期間を設ける
請求項１に記載の制御装置。
前記休止期間内に、前記インダクタンス部の出力電圧が所望の電圧よりも低くなる期間を設ける
請求項１に記載の制御装置。
【請求項5】
前記制御部は、
前記主回路の制御方式を、電力変換要求の電力の大きさにより前記間欠運転を含む制御にするか否かを決定する、
請求項１に記載の制御装置。
前記主回路の制御方式を、電力変換要求の電力の大きさにより前記間欠運転を含む制御にするか否かを決定する、
請求項１に記載の制御装置。
【請求項6】
前記制御部は、
前記電力変換要求の電力の大きさにより前記間欠運転を実施する前記休止期間の長さを決定する、
請求項５に記載の制御装置。
前記電力変換要求の電力の大きさにより前記間欠運転を実施する前記休止期間の長さを決定する、
請求項５に記載の制御装置。
【請求項7】
前記制御部は、
前記休止期間の長さを、前記共振周期の長さに基づいた離散的な値に決定する、
請求項６に記載の制御装置。
前記休止期間の長さを、前記共振周期の長さに基づいた離散的な値に決定する、
請求項６に記載の制御装置。
【請求項8】
前記制御部は、
前記休止期間において共振状態にする期間の長さを、前記共振周期の長さの半整数倍に決定する、
請求項６に記載の制御装置。
前記休止期間において共振状態にする期間の長さを、前記共振周期の長さの半整数倍に決定する、
請求項６に記載の制御装置。
【請求項9】
前記制御部は、
前記電力変換要求の電力の大きさにより、前記共振周期の長さに基づく離散的な値と、前記２次側ブリッジ回路の半導体デバイスを導通状態にする期間と前記２次側ブリッジ回路の半導体デバイスを導通状態にする期間との位相差の値とに基づいて決定する、
請求項６に記載の制御装置。
前記電力変換要求の電力の大きさにより、前記共振周期の長さに基づく離散的な値と、前記２次側ブリッジ回路の半導体デバイスを導通状態にする期間と前記２次側ブリッジ回路の半導体デバイスを導通状態にする期間との位相差の値とに基づいて決定する、
請求項６に記載の制御装置。
【請求項10】
前記制御部は、
前記第１導通期間と、前記第２導通期間と、前記休止期間とを、記載の順に割り当てて、前記１次側ブリッジ回路を制御する
請求項１に記載の制御装置。
前記第１導通期間と、前記第２導通期間と、前記休止期間とを、記載の順に割り当てて、前記１次側ブリッジ回路を制御する
請求項１に記載の制御装置。
【請求項11】
絶縁型のインダクタンス部と、
４個の半導体デバイスを含み、前記インダクタンス部に電力を供給する１次側ブリッジ回路と、
４個の半導体デバイスを含み、前記インダクタンス部から電力の供給をうける２次側ブリッジ回路と、
を含む主回路の制御方法であって、
前記１次側ブリッジ回路の第１組の半導体デバイスを導通させる第１導通期間と、前記１次側ブリッジ回路の第２組の半導体デバイスを導通させる第２導通期間と、前記第１組の半導体デバイスと前記第２組の半導体デバイスの両方を前記１次側ブリッジ回路の寄生容量と前記インダクタンス部との間の共振による共振周期の半分を超えて遮断状態にする休止期間とを設けた間欠運転を実施することによって前記共振を前記休止期間に生成させて、
前記休止期間における前記２次側ブリッジ回路の状態を前記共振による電圧の谷がゼロ電圧になるような状態にして、前記１次側ブリッジ回路の半導体デバイスに掛かる電圧が前記共振による電圧変化の谷になるタイミングで、前記１次側ブリッジ回路の１組の半導体デバイスを導通状態に切り替えて前記電力の注入を開始する過程
を含む制御方法。
４個の半導体デバイスを含み、前記インダクタンス部に電力を供給する１次側ブリッジ回路と、
４個の半導体デバイスを含み、前記インダクタンス部から電力の供給をうける２次側ブリッジ回路と、
を含む主回路の制御方法であって、
前記１次側ブリッジ回路の第１組の半導体デバイスを導通させる第１導通期間と、前記１次側ブリッジ回路の第２組の半導体デバイスを導通させる第２導通期間と、前記第１組の半導体デバイスと前記第２組の半導体デバイスの両方を前記１次側ブリッジ回路の寄生容量と前記インダクタンス部との間の共振による共振周期の半分を超えて遮断状態にする休止期間とを設けた間欠運転を実施することによって前記共振を前記休止期間に生成させて、
前記休止期間における前記２次側ブリッジ回路の状態を前記共振による電圧の谷がゼロ電圧になるような状態にして、前記１次側ブリッジ回路の半導体デバイスに掛かる電圧が前記共振による電圧変化の谷になるタイミングで、前記１次側ブリッジ回路の１組の半導体デバイスを導通状態に切り替えて前記電力の注入を開始する過程
を含む制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、電力変換装置の制御装置及び制御方法に関する。
【背景技術】
【0002】
複数の半導体デバイスをブリッジに構成し、１次側ブリッジ回路と２次側ブリッジ回路とが絶縁型変圧器を介して結合された主回路を含む電力変換装置がある。このような電力変換装置における主回路の制御方法として、いくつかの方法が知られている。
例えば、各半導体デバイスのターンオン時間を一定にして、１次側ブリッジ回路の半導体デバイスの制御と２次側ブリッジ回路の半導体デバイスの制御の位相を調整して電力の大きさと送電方向を調整する制御（ＳＰＳ制御）の手法が知られている。
また、半導体デバイスの電力損失を低減させることなどに有効な制御方法としては、半導体デバイスに掛る電圧がゼロ電圧になる期間のなかの何れかで半導体デバイスのＯＮ／ＯＦＦを切り替える制御（ゼロ電圧スイッチング制御、ＺＶＳ制御）の手法が知られている。
また、電力変換装置を稼働させている期間の中で、ブリッジ内の半導体デバイスのスイッチングを休止させて遮断状態にする休止期間を設けてスイッチングの頻度を低下させてスイッチング損失の発生を抑える方法（「バーストモード」または「間欠運転」という。）が知られている（例えば、特許文献１など。）。
例えば、各半導体デバイスのターンオン時間を一定にして、１次側ブリッジ回路の半導体デバイスの制御と２次側ブリッジ回路の半導体デバイスの制御の位相を調整して電力の大きさと送電方向を調整する制御（ＳＰＳ制御）の手法が知られている。
また、半導体デバイスの電力損失を低減させることなどに有効な制御方法としては、半導体デバイスに掛る電圧がゼロ電圧になる期間のなかの何れかで半導体デバイスのＯＮ／ＯＦＦを切り替える制御（ゼロ電圧スイッチング制御、ＺＶＳ制御）の手法が知られている。
また、電力変換装置を稼働させている期間の中で、ブリッジ内の半導体デバイスのスイッチングを休止させて遮断状態にする休止期間を設けてスイッチングの頻度を低下させてスイッチング損失の発生を抑える方法（「バーストモード」または「間欠運転」という。）が知られている（例えば、特許文献１など。）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0003】
【特許文献1】特開２０１９－１１８２３４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0004】
しかしながら、上記のような従来技術の休止期間と運転期間とを切り替える間欠運転による制御によれば、休止期間における休止を解除して運転に切り替える際のスイッチングが「ハードスイッチング」になり、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）にならない。このハードスイッチングによって生じる損失が、間欠運転によって低減されたスイッチング損失を上回る損失が生じることがあった。
【0005】
上記事情に鑑み、本発明は、間欠運転中のゼロ電圧スイッチングを実現する電力変換装置の制御装置及び制御方法の提供を目的としている。
【課題を解決するための手段】
【0006】
本発明の一態様は、絶縁型のインダクタンス部と、４個の半導体デバイスを含み、前記インダクタンス部に電力を供給する１次側ブリッジ回路と、４個の半導体デバイスを含み、前記インダクタンス部から電力の供給を受ける２次側ブリッジ回路と、を含む主回路の制御装置であって、前記１次側ブリッジ回路の第１組の半導体デバイスを導通させる第１導通期間と、前記１次側ブリッジ回路の第２組の半導体デバイスを導通させる第２導通期間と、前記第１組の半導体デバイスと前記第２組の半導体デバイスの両方を前記１次側ブリッジ回路の寄生容量と前記インダクタンス部との間の共振による共振周期の半分を超えて遮断状態にする休止期間とを含む間欠運転を実施することで前記共振を前記休止期間に生成させて、前記休止期間における前記２次側ブリッジ回路の状態を前記共振による電圧の谷がゼロ電圧になるような状態にして、前記１次側ブリッジ回路の半導体デバイスに掛かる電圧が前記共振による電圧変化の谷になるタイミングで、前記１次側ブリッジ回路の１組の半導体デバイスを導通状態に切り替えて前記電力の注入を開始する制御部を備える制御装置である。
【0007】
本発明の一態様は、上記の制御装置において、前記制御部は、前記第１導通期間と、前記休止期間と、前記第２導通期間とを、記載の順に割り当てて、前記１次側ブリッジ回路を制御する。
【0008】
本発明の一態様は、上記の制御装置であって、前記制御部は、前記１次側ブリッジ回路と前記２次側ブリッジ回路の半導体デバイスのうち、前記休止期間の中に半導体デバイスに掛かる電圧が所望の電圧よりも低くなると見込む半導体デバイスを、前記低くなると見込むタイミングに導通状態に遷移させる。
【0009】
本発明の一態様は、上記の制御装置であって、前記制御部は、前記２次側ブリッジ回路を制御して、前記休止期間内に、前記インダクタンス部の出力電圧が所望の電圧よりも低くなる期間を設ける。
【0010】
本発明の一態様は、上記の制御装置であって、前記制御部は、前記主回路の制御方式を、電力変換要求の電力の大きさにより前記間欠運転を含む制御にするか否かを決定する。
【0011】
本発明の一態様は、上記の制御装置であって、前記制御部は、前記電力変換要求の電力の大きさにより前記間欠運転を実施する前記休止期間の長さを決定する。
【0012】
本発明の一態様は、上記の制御装置であって、前記制御部は、前記休止期間の長さを、前記共振周期の長さに基づいた離散的な値に決定する。
【0013】
本発明の一態様は、上記の制御装置であって、前記制御部は、前記休止期間において共振状態にする期間の長さを、前記共振周期の長さの半整数倍に決定する。
【0014】
本発明の一態様は、上記の制御装置であって、前記制御部は、前記電力変換要求の電力の大きさにより、前記共振周期の長さに基づく離散的な値と、前記２次側ブリッジ回路の半導体デバイスを導通状態にする期間と前記２次側ブリッジ回路の半導体デバイスを導通状態にする期間との位相差の値とに基づいて決定する。
【0015】
本発明の一態様は、上記の制御装置であって、前記制御部は、前記第１導通期間と、前記第２導通期間と、前記休止期間とを、記載の順に割り当てて、前記１次側ブリッジ回路を制御する。
【0016】
本発明の一態様の制御方法は、絶縁型のインダクタンス部と、４個の半導体デバイスを含み、前記インダクタンス部に電力を供給する１次側ブリッジ回路と、４個の半導体デバイスを含み、前記インダクタンス部から電力の供給をうける２次側ブリッジ回路と、を含む主回路を制御するための制御方法である。制御方法は、前記１次側ブリッジ回路の第１組の半導体デバイスを導通させる第１導通期間と、前記１次側ブリッジ回路の第２組の半導体デバイスを導通させる第２導通期間と、前記第１組の半導体デバイスと前記第２組の半導体デバイスの両方を前記１次側ブリッジ回路の寄生容量と前記インダクタンス部との間の共振による共振周期の半分を超えて遮断状態にする休止期間とを設けた間欠運転によって前記共振を前記休止期間に生成させて、前記休止期間における前記２次側ブリッジ回路の状態を前記共振による電圧の谷がゼロ電圧になるような状態にして、前記１次側ブリッジ回路の半導体デバイスに掛かる電圧が前記共振による電圧変化の谷になるタイミングで、前記１次側ブリッジ回路の１組の半導体デバイスを導通状態に切り替えて前記電力の注入を開始する過程を含む。
【発明の効果】
【0017】
この発明によれば、間欠運転中のゼロ電圧スイッチングを実現する電力変換装置の制御装置及び制御方法を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【0018】
【図1】実施形態に係る電力変換装置１００の構成図である。
【図2A】実施形態の電力変換装置に対するＺＶＳ制御の適用について説明するための図である。
【図2B】ＳＰＳ制御時の電流波形を示す図である。
【図2C】実施形態の間欠制御時の電流波形を示す図である。
【図3】実施形態の制御について説明するための図である。
【図4A】実施形態の制御の適用結果について説明するための図である。
【図4B】実施形態の制御の適用結果について説明するための図である。
【図5A】実施形態の比較例について説明するための図である。
【図5B】実施形態の比較例について説明するための図である。
【図6A】電力変換装置１００の損失について説明するための図である。
【図6B】比較例のＳＰＳ制御について説明するための図である。
【図7】サイクル数ｎと損失の関係について説明するための図である。
【図8】実施形態の制御について説明するための図である。
【図9】比較実験に用いた主回路の構成要素のパラメータの一例を示す図である。
【図10】実施形態のＳＰＳ制御と間欠運転の切り替え制御について説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【0019】
以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。
以下の説明において、ゼロ又はゼロ近傍の電圧のことを「ゼロ電圧」と呼ぶことがある。ゼロ電圧は、ゼロ近傍の所望の電圧範囲内の電圧であってよい。例えば、所定の周期で振動する電圧波形が正にバイアスされている状態で、その電圧波形の谷が「ゼロ電圧」になる場合、その電圧波形の谷の電圧が、ゼロ近傍の所望の電圧範囲内の電圧になっていることに等価である。
なお、各図において同一又は対応する構成には同一の符号を用いて説明を適宜省略する。
以下の説明において、ゼロ又はゼロ近傍の電圧のことを「ゼロ電圧」と呼ぶことがある。ゼロ電圧は、ゼロ近傍の所望の電圧範囲内の電圧であってよい。例えば、所定の周期で振動する電圧波形が正にバイアスされている状態で、その電圧波形の谷が「ゼロ電圧」になる場合、その電圧波形の谷の電圧が、ゼロ近傍の所望の電圧範囲内の電圧になっていることに等価である。
なお、各図において同一又は対応する構成には同一の符号を用いて説明を適宜省略する。
【0020】
［第１実施形態］
図１は、実施形態に係る電力変換装置１００の構成図である。
図１は、実施形態に係る電力変換装置１００の構成図である。
【0021】
電力変換装置１００は、電源１０１と電源１０４との間で双方向に電力を融通させる。電力変換装置１００は、例えば主回路１０２と、制御装置１０３とを備える。
電力変換装置１００は、さらに、主回路１０２の稼働状態を検出するための電圧検出器１７１，１７２を備える。
電力変換装置１００は、外部のバスなどに接続される端子として、一次側直流端子１０２ａ，１０２ｂと、二次側直流端子１０２ｃ，１０２ｄとを備える。
主回路１０２は、一次側直流端子１０２ａ，１０２ｂ間の一次側直流電圧Ｅ１と、二次側直流端子１０２ｃ，１０２ｄ間の二次側直流電圧Ｅ２との間で電力変換（ＤＣ／ＤＣ変換）を実行する。
電力変換装置１００は、さらに、主回路１０２の稼働状態を検出するための電圧検出器１７１，１７２を備える。
電力変換装置１００は、外部のバスなどに接続される端子として、一次側直流端子１０２ａ，１０２ｂと、二次側直流端子１０２ｃ，１０２ｄとを備える。
主回路１０２は、一次側直流端子１０２ａ，１０２ｂ間の一次側直流電圧Ｅ１と、二次側直流端子１０２ｃ，１０２ｄ間の二次側直流電圧Ｅ２との間で電力変換（ＤＣ／ＤＣ変換）を実行する。
【0022】
主回路１０２は、ＤＡＢ構成のＤＣ／ＤＣ変換器である。例えば、主回路１０２は、一次側ブリッジ回路１１０と、二次側ブリッジ回路１２０と、インダクタンス要素１３０と、平滑コンデンサ１５０，１６０と、を含む。一次側ブリッジ回路１１０と、二次側ブリッジ回路１２０は、一対のブリッジ回路の一例である。
【0023】
一次側ブリッジ回路１１０は、単相フルブリッジを構成する。具体的には、一次側ブリッジ回路１１０は、高電位側の電源配線ＰＬ１及び低電位側の電源配線ＮＬ１の間に接続された、半導体デバイスＳＷ１～ＳＷ４を有する。以下、半導体デバイス本体のことを単に「デバイス」と呼ぶ。電源配線ＰＬ１及び電源配線ＮＬ１は一次側直流端子１０２ａ，１０２ｂにそれぞれ接続される。電源配線ＰＬ１及び電源配線ＮＬ１の間には、一次側直流電圧Ｅ１を安定化するための平滑コンデンサ１５０が接続される。半導体デバイスＳＷ１～ＳＷ４は、デバイスＳ１～Ｓ４を夫々有する。
【0024】
デバイスＳ１及びＳ２は、ノードＮ１ａを介して直列に接続されて、電源配線ＰＬ１及び電源配線ＮＬ１の間に接続された第１のレグ１１１を構成する。ノードＮ１ａは、交流端子１２３ａと接続されている。同様に、デバイスＳ３及びＳ４は、ノードＮ１ｂを介して電源配線ＰＬ１及び電源配線ＮＬ１の間に接続されて、第２のレグ１１２を構成する。ノードＮ１ｂは、交流端子１２３ｂと接続されている。
【0025】
同様に、二次側ブリッジ回路１２０は、単相フルブリッジを構成する。具体的には、二次側ブリッジ回路１２０は、高電位側の電源配線ＰＬ２及び低電位側の電源配線ＮＬ２の間に接続された、半導体デバイスＳＷ５～ＳＷ８を有する。半導体デバイスＳＷ５～ＳＷ８は、デバイスＳ５～Ｓ８を夫々有する。電源配線ＰＬ２及び電源配線ＮＬ２は二次側直流端子１０２ｃ，１０２ｄにそれぞれ接続される。電源配線ＰＬ２及び電源配線ＮＬ２の間には、二次側直流電圧Ｅ２を安定化するための平滑コンデンサ１６０が接続される。
【0026】
デバイスＳ５及びＳ６は、交流端子１２４ａと接続されたノードＮ２ａを介して電源配線ＰＬ２及び電源配線ＮＬ２の間に直列に接続されて、第３のレグ１２１を構成する。同様に、デバイスＳ７及びＳ８は、交流端子１２４ｂと接続されたノードＮ２ｂを介して電源配線ＰＬ２及び電源配線ＮＬ２の間に直列に接続されて、第４のレグ１２２を構成する。第１～第４のレグ１１１，１１２，１２１，１２２において、デバイスＳ１，Ｓ３，Ｓ５，Ｓ７は「上アーム」を構成し、デバイスＳ２，Ｓ４，Ｓ６，Ｓ８は「下アーム」を構成する。以下では、デバイスＳ１～Ｓ８を総称する場合には、デバイスＳと表記する。
【0027】
デバイスＳは、自己消弧型のスイッチング素子と、ダイオードとを有する。スイッチング素子は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）、又は、ＧＣＴ（Gate Commutated Turn-off）サイリスタなどの任意の自己消弧型素子によって構成することができる。ダイオードは、スイッチング素子に対して逆並列に接続されて、還流ダイオード（ＦＷＤ：Free Wheeling Diode）を構成する。ＭＯＳＦＥＴの場合のダイオードは、ボディダイオードであってもよい。
【0028】
インダクタンス要素１３０は、一次側ブリッジ回路１１０の交流端子１２３ａ，１２３ｂとそれぞれ接続される一次側交流端子１３０ａ，１３０ｂと、二次側ブリッジ回路１２０の交流端子１２４ａ，１２４ｂとそれぞれ接続される二次側交流端子１３０ｃ，１３０ｄとを有する。図１の例では、インダクタンス要素１３０は、一次側交流端子１３０ａ，１３０ｂ間に接続された一次巻線と、二次側交流端子１３０ｃ，１３０ｄ間に接続された二次巻線とを有する変圧器１３１を含めて構成されている。
【0029】
なお、変圧器１３１の巻線に直列にインダクタンス要素１３２が設けられていてもよい。例えば、インダクタンス要素１３２は、図１に示すように変圧器１３１の一次巻線に直列に接続されている。インダクタンス要素１３２は、複数に分散して設けてもよい。この場合、例えば、変圧器１３１の一次側と二次側とに分けたり、変圧器１３１の一次側の正極側と負極側とに分けたりしてもよい。インダクタンス要素１３２は、インダクタンス要素１３０の一部として内蔵されていてもよい。なお、１次側の電圧Ｅ１と２次側の電圧Ｅ２の電圧比と変圧器１３１の巻数比の関係はE1=N・E2で表せる。
【0030】
電圧検出器１７１は、平滑コンデンサ１５０の端子間電圧、すなわち一次側直流電圧Ｅ１を検出し、その検出値を示す信号を制御装置１０３に出力する。電圧検出器１７２は、平滑コンデンサ１６０の端子間電圧、すなわち二次側直流電圧Ｅ２を検出し、その検出値を示す信号を制御装置１０３に出力する。
【0031】
制御装置１０３は、プログラムを実行可能なＣＰＵ、半導体メモリなどを含むコンピュータである。例えば、制御装置１０３は、制御部１０３１と、インタフェース部と、記憶部１０３２とを備える。制御装置１０３は、制御部１０３１（ＣＰＵ）にプログラムを実行させることで、制御装置１０３の主要な処理を実行して、処理の結果を記憶部１０３２に格納させる。インタフェース部は、主回路１０２などに接続されている。制御部１０３１は、その処理により、主回路１０２を制御する。なお、以下の説明において、制御部１０３１による処理を、制御装置１０３の処理として説明することがある。
【0032】
上記の電力変換装置１００は、DABコンバータの一例である。
【0033】
図２Ａから図２Ｃを参照して、実施形態の電力変換装置に対するＺＶＳ制御の適用について説明する。
図２Ａは、実施形態の電力変換装置に対するＺＶＳ制御の適用について説明するための図である。図２Ｂは、ＳＰＳ制御時の電流波形を示す図である。図２Ｃは、実施形態の間欠制御時の電流波形を示す図である。なお、図２Ｂと図２Ｃに夫々示す電流波形は、モデル化した一例である。
図２Ａは、実施形態の電力変換装置に対するＺＶＳ制御の適用について説明するための図である。図２Ｂは、ＳＰＳ制御時の電流波形を示す図である。図２Ｃは、実施形態の間欠制御時の電流波形を示す図である。なお、図２Ｂと図２Ｃに夫々示す電流波形は、モデル化した一例である。
【0034】
【0035】
ＺＶＳ動作範囲内でＳＰＳ制御するのであれば、半導体デバイスをＺＶＳ制御することができ、これにより、その半導体デバイスの損失を低減させることができる。
ただし、ＳＰＳ制御を利用する比較例によると、半導体デバイスをＺＶＳ制御することができなくなる領域があった。このような比較例の場合、ＺＶＳ制御による損失低減の効果を得ることができなかった。
ただし、ＳＰＳ制御を利用する比較例によると、半導体デバイスをＺＶＳ制御することができなくなる領域があった。このような比較例の場合、ＺＶＳ制御による損失低減の効果を得ることができなかった。
【0036】
例えば、ＺＶＳ動作範囲と制限範囲は、インダクタ電流のピーク値ipの大きさによって区分される。
半導体デバイスの種別ごとに半導体デバイスの寄生出力容量が異なる。予め定められた所定の値よりもピーク値ipが小さくなると、半導体デバイスをオンにしていても十分な電流を流すことができなくなる。このような状況になると、半導体デバイスの寄生出力容量を所望の時間内で充放電を完了させることができなくなる場合が生じうる。このような制限範囲内になると、半導体デバイスの寄生出力容量に溜まった電荷を放電しきれず、半導体デバイスに掛る電圧がゼロにならない。そのため、比較例の電力変換装置はＺＶＳ動作ができなくなり、スイッチング損失が増加することがあった。
半導体デバイスの種別ごとに半導体デバイスの寄生出力容量が異なる。予め定められた所定の値よりもピーク値ipが小さくなると、半導体デバイスをオンにしていても十分な電流を流すことができなくなる。このような状況になると、半導体デバイスの寄生出力容量を所望の時間内で充放電を完了させることができなくなる場合が生じうる。このような制限範囲内になると、半導体デバイスの寄生出力容量に溜まった電荷を放電しきれず、半導体デバイスに掛る電圧がゼロにならない。そのため、比較例の電力変換装置はＺＶＳ動作ができなくなり、スイッチング損失が増加することがあった。
【0037】
そこで、本実施形態では制限範囲になりうる状況を回避してＺＶＳ動作を可能にするための一例について説明する。
【0038】
図３を参照して、実施形態の制御について説明する。
図３は、実施形態の制御について説明するための図である。
この図３に示すタイミングチャートに、各デバイスのスイッチングパターンと各部の電圧・電流の関係を示す。
図３は、実施形態の制御について説明するための図である。
この図３に示すタイミングチャートに、各デバイスのスイッチングパターンと各部の電圧・電流の関係を示す。
【0039】
図３の上段側の（ａ）から（ｆ）までに割り付けた各信号を順に示す。（ａ）に、１次側のデバイスS1－S4（１次側デバイスという。）の状態、（ｂ）から（ｅ）に２次側のデバイスS5－S8（２次側デバイスという。）の状態、（ｆ）に変圧器１次側電圧e1、（ｇ）に変圧器２次側電圧e2、（ｈ）にデバイスS1の電圧（ドレインーソース間電圧）ｖｓ１、（ｉ）にインダクタ電流iＬをそれぞれ示す。なお、（ａ）から（ｅ）までに割り付けられたデバイスの状態を、オン（ＯＮ）とオフ（ＯＦＦ）の２値で示す。ここに記載されたデバイスはオン（ＯＮ）になっていることを示し、記載されていないデバイスはオフ（ＯＦＦ）になっていることを示す。
【0040】
以下、図３に表示された期間内の制御をその手順に従って説明する。
時刻ｔ１を制御の１周期の起点とする。制御部１０３１は、時刻ｔ１に１次側のデバイスS1－S4（１次側デバイスという。）のうちデバイスS1とS4をオンにする。上記の通り、表記されていないデバイスS2とS3はオフ（ＯＦＦ）状態の継続になる。
時刻ｔ１を制御の１周期の起点とする。制御部１０３１は、時刻ｔ１に１次側のデバイスS1－S4（１次側デバイスという。）のうちデバイスS1とS4をオンにする。上記の通り、表記されていないデバイスS2とS3はオフ（ＯＦＦ）状態の継続になる。
【0041】
なお、時刻ｔ１時点で前回の制御周期の制御結果によって、２次側のデバイスS5－S8（２次側デバイスという。）のうちデバイスS6とS8のオン状態が継続している。デバイスS6とS8をオンにしていることにより、変圧器２次側電圧e2がゼロになる。
【0042】
この結果、変圧器１次側電圧e1が電圧E1になり、変圧器２次側電圧e2と、デバイスS1の電圧ｖｓ１とがゼロになり、インダクタ電流iＬが徐々に上昇する。
【0043】
なお、時刻ｔ１からｔ２をTincとする。１次側デバイスがオンされる時間Tpriは、変圧器１３１のコアの磁束密度に関係する。この期間の電圧・時間の積が一定になるように設定するとよい。この期間の電圧・時間の積を一定値にする方法は、後述する第１比較例のＳＰＳ制御を用いた場合と同様であってもよい。
【0044】
制御部１０３１は、時刻ｔ２にデバイスS6をオフにする。これにより変圧器２次側電圧e2が電圧E2になり、インダクタ電流iＬの増加が止まる。１次側電圧e1と２次側電圧e2の電圧比が、トランスの巻数比に整合していれば、インダクタ電流iＬが概ね一定になる。
【0045】
制御部１０３１は、時刻ｔ２の後の時刻ｔ３にデバイスS5をオンにする。この段階で、変圧器２次側の電圧e2（二次側交流端子１３０ｃの電位）が電源１０４の電位E2と等電位になる。
【0046】
制御部１０３１は、時刻ｔ１から所定時間（期間Tpri）が経過した時点（時刻ｔ４）に、例えばデバイスS1，S4，S8をオフにする。これにより、デバイスS1，S4に電流が流れなくなり、デバイスS2，S3の逆接続ダイオードに電流が流れる。その過程でデバイスS1，S4の寄生容量が充電され、デバイスS2，S3の寄生容量が放電される。これにより１次側電圧e1がE1から－E1に変化して、デバイスS1のデバイス電圧vs1が、E1まで上昇する。デバイスS8はオフであるが逆接続ダイオードが導通する。
【0047】
この時刻ｔ４以降にデバイスS1，S4とデバイスS2，S3の両方がオフの期間が存在し、そのオフの期間は比較的長く設定されている。
このように、デバイスS1，S4がオンの期間Tpriと、後述するデバイスS2，S3 がオンの期間との間に、上記のようにデバイスS1，S4とデバイスS2，S3の両方がオフの期間を設ける点が、比較例とは異なる。上記のデバイスS1，S4とデバイスS2，S3の両方がオフの期間のことを休止期間と呼ぶ。時刻ｔ４から時刻ｔ１１は休止期間の一例である。
このように、デバイスS1，S4がオンの期間Tpriと、後述するデバイスS2，S3 がオンの期間との間に、上記のようにデバイスS1，S4とデバイスS2，S3の両方がオフの期間を設ける点が、比較例とは異なる。上記のデバイスS1，S4とデバイスS2，S3の両方がオフの期間のことを休止期間と呼ぶ。時刻ｔ４から時刻ｔ１１は休止期間の一例である。
【0048】
上記のデバイスS1，S4とデバイスS2，S3の両方をオフにした休止期間内の動作の説明を続ける。
上記のように時刻ｔ５になるまでに、デバイスS8がオフになっている。
上記のように時刻ｔ５になるまでに、デバイスS8がオフになっている。
【0049】
例えば、時刻ｔ５のときに電流が正から負に変わり、デバイスS8（これはすでにオフしてある）の逆導通ダイオードが逆バイアスになる。その結果、デバイスS8の寄生容量が充電され、デバイスS7の寄生容量が放電される。その後、デバイスS7の寄生容量が完全に放電しきると、デバイスS7の逆導通ダイオードが順バイアスとなり導通する。これ以後にデバイスS5とデバイスS7の逆導通ダイオードが導通することで、電圧e2がゼロ（又はゼロとみなせるゼロ近傍の電圧）になる。
上記のとおり、デバイスS7の逆導通ダイオードが順バイアスとなって導通をはじめた後，制御部１０３１は、デバイスS7をオンにするとよい。これによりデバイスS7もZVSになる。
また１次側デバイスにおいても時刻ｔ５以降はデバイスS2，S3の逆接続ダイオードが逆バイアスになりS1，S4の逆接続ダイオードが導通する。その過程でデバイスS2，S3の寄生容量が充電され、デバイスS1，S4の寄生容量が放電される。
１次側デバイス，２次側デバイスのいずれの充放電も完了したあとはデバイスS1，S4の逆接続ダイオードとデバイスS5，S7を通して電流が流れるが、時刻ｔ７において電流iLはふたたびゼロに到達する。
時刻t7以後、１次側デバイスの寄生容量と変圧器１３１の間の共振が生じてこれが継続する。
なお、このように共振が生じている期間を共振期間Toscと呼ぶ。
例えば制御部１０３１は、この共振期間Tosc内に電圧e2をゼロにして、かつそれ以降に電流iLが再度ゼロになるまでの期間内の何れかのタイミングに、デバイスS7をオンに切り替える。図３における時刻ｔ７は、上記の期間内で最も遅いタイミングを示している。制御部１０３１は、例えば時刻ｔ７にデバイスS7をオンに切り替えて、デバイスS5とデバイスS7をオンにするとよい。
上記のとおり、デバイスS7の逆導通ダイオードが順バイアスとなって導通をはじめた後，制御部１０３１は、デバイスS7をオンにするとよい。これによりデバイスS7もZVSになる。
また１次側デバイスにおいても時刻ｔ５以降はデバイスS2，S3の逆接続ダイオードが逆バイアスになりS1，S4の逆接続ダイオードが導通する。その過程でデバイスS2，S3の寄生容量が充電され、デバイスS1，S4の寄生容量が放電される。
１次側デバイス，２次側デバイスのいずれの充放電も完了したあとはデバイスS1，S4の逆接続ダイオードとデバイスS5，S7を通して電流が流れるが、時刻ｔ７において電流iLはふたたびゼロに到達する。
時刻t7以後、１次側デバイスの寄生容量と変圧器１３１の間の共振が生じてこれが継続する。
なお、このように共振が生じている期間を共振期間Toscと呼ぶ。
例えば制御部１０３１は、この共振期間Tosc内に電圧e2をゼロにして、かつそれ以降に電流iLが再度ゼロになるまでの期間内の何れかのタイミングに、デバイスS7をオンに切り替える。図３における時刻ｔ７は、上記の期間内で最も遅いタイミングを示している。制御部１０３１は、例えば時刻ｔ７にデバイスS7をオンに切り替えて、デバイスS5とデバイスS7をオンにするとよい。
【0050】
上記のデバイスS5とデバイスS7をオンにするスイッチングパターンにより、変圧器１３１の２次側のインピーダンスを下げた状態が形成される。このようにすることで共振期間Toscの間に１次側デバイスに生じる共振の電圧の谷をゼロ又はゼロ近傍の値にすることができる。
【0051】
共振期間Toscの状態を、その前半と後半の２つに分けて説明する。前半部分を予め定められた期間T1とし、後半部分を共振周期T2により定まる期間とする。例えば、時刻ｔ７から時刻ｔ８までが共振周期T2にあたる。
なお、後半部分の共振を、単純なLC共振と仮定する。その共振周期T2の倍率を示す数（サイクル数）を、ｎで示す。ＺＶＳ制御を実現するためには、サイクル数ｎの値を0.5の奇数倍にする。このサイクル数ｎの値に応じて共振期間Toscの後半部分の期間を制御するとよい。この場合、共振期間Toscの後半部分の期間が、nT2となり、サイクル数ｎの値に応じて離散的な値を設定できる。
なお、後半部分の共振を、単純なLC共振と仮定する。その共振周期T2の倍率を示す数（サイクル数）を、ｎで示す。ＺＶＳ制御を実現するためには、サイクル数ｎの値を0.5の奇数倍にする。このサイクル数ｎの値に応じて共振期間Toscの後半部分の期間を制御するとよい。この場合、共振期間Toscの後半部分の期間が、nT2となり、サイクル数ｎの値に応じて離散的な値を設定できる。
【0052】
制御部１０３１は、これを満たすように共振期間Toscの後半部分の期間の長さを調整することで、デバイスS1のデバイス電圧vs1を、共振期間Toscの終了時にゼロにする。
制御部１０３１は、その時刻ｔ１１に、デバイスS2、S4をターンオンすることによりＺＶＳ動作を実現させる。
これにより、休止期間が終わる。
制御部１０３１は、その時刻ｔ１１に、デバイスS2、S4をターンオンすることによりＺＶＳ動作を実現させる。
これにより、休止期間が終わる。
【0053】
上記の説明は、制御周期ＴSWのうちの前半部分にあたる。制御周期ＴSWの後半の時刻ｔ１１から時刻ｔ２１までは、前述した前半の時刻ｔ１から時刻ｔ１１までに対応する。制御部１０３１は、制御の対象を、デバイスS1、S4の組からデバイスS2、S3の組に入れ替えて、デバイスS6、S8の組からデバイスS5、S7の組に入れ替える。このような対称性の特徴を利用することで、前半部分の制御パターンを再利用することができる。
【0054】
このように、各デバイスを制御することにより、一般的に用いられている間欠運転とは異なり、１次側と２次側を含めた全てのスイッチング動作においてＺＶＳ が実現可能である。
【0055】
図４Ａから図６Ｂを参照して、実施形態の制御の適用結果について説明する。
図４Ａと図４Ｂは、実施形態の制御の適用結果について説明するための図である。なお、図９は、比較実験に用いた主回路の構成要素のパラメータの一例を示す図である。
図４Ａと図４Ｂは、実施形態の制御の適用結果について説明するための図である。なお、図９は、比較実験に用いた主回路の構成要素のパラメータの一例を示す図である。
【0056】
この比較実験に用いた構成は、高圧側（１次側）にＳｉＣタイプのMOSFET（3.3kV，23 A）を用いた電力変換の定格容量3.3kWの電力変換装置１００の一例である。主回路１０２のパラメータを図４Ｃに示す。例示する電力変換装置１００はデバイスの導通損失を低減することを志向して、使用電流に対し定格電流が相対的に大きく、出力容量も比較的大きなデバイスを使用している。
また、変圧器１３１の小型化を目的として、比較的高いスイッチング周波数を選択した。このような条件の組み合わせは、各デバイスの出力容量の影響を受けやすくなる傾向がある。
また、変圧器１３１の小型化を目的として、比較的高いスイッチング周波数を選択した。このような条件の組み合わせは、各デバイスの出力容量の影響を受けやすくなる傾向がある。
【0057】
図４Ａと図４Ｂに、共振周期のサイクル数ｎを半整数、より具体的には、サイクル数ｎを2.5にして、変換電力を1200（Ｗ）にした場合の実験結果を示す。
図４Ａに、変圧器１３１の１次側電圧ｅ１と２次側電圧ｅ２と電流iLの関係を示し、図４Ｂに、電流iLとデバイス電圧vs1の関係を示す。
図４Ｂに示すように、例えばデバイスS1に掛るデバイス電圧vs1の振幅が谷になる部分で、デバイスS1がターンオンされていることが確認できる。デバイス電圧vs1に含まれる共振電圧は回路の抵抗成分によってある程度減衰することがあるが、デバイス電圧vs1がゼロに近い電圧になっている。このため、発生するスイッチング損失は非常に少なくなると考えられる。
図４Ａに、変圧器１３１の１次側電圧ｅ１と２次側電圧ｅ２と電流iLの関係を示し、図４Ｂに、電流iLとデバイス電圧vs1の関係を示す。
図４Ｂに示すように、例えばデバイスS1に掛るデバイス電圧vs1の振幅が谷になる部分で、デバイスS1がターンオンされていることが確認できる。デバイス電圧vs1に含まれる共振電圧は回路の抵抗成分によってある程度減衰することがあるが、デバイス電圧vs1がゼロに近い電圧になっている。このため、発生するスイッチング損失は非常に少なくなると考えられる。
【0058】
その一方で、一般的な間欠運転においては共振しているデバイス電圧のどこでターンオンされるかはわからない。それを模擬し、提案手法による動作と比較するため、あえて共振電圧の山でスイッチング（ハードスイッチング）するようにサイクル数nを2に設定した条件で動作を行った。
図５Ａと図５Ｂは、実施形態の比較例について説明するための図である。図５Ａと図５Ｂに、サイクル数ｎの値を整数にして、より具体的には、サイクル数ｎの値を２に設定し（n = 2）、変換電力を1200（Ｗ）にした場合の実験結果を示す。
図５Ａに、比較例の変圧器１３１の１次側電圧ｅ１と２次側電圧ｅ２と電流iLの関係を示し、図５Ｂに、比較例の電流iLとデバイス電圧vs1の関係を示す。
図５Ａと図５Ｂは、実施形態の比較例について説明するための図である。図５Ａと図５Ｂに、サイクル数ｎの値を整数にして、より具体的には、サイクル数ｎの値を２に設定し（n = 2）、変換電力を1200（Ｗ）にした場合の実験結果を示す。
図５Ａに、比較例の変圧器１３１の１次側電圧ｅ１と２次側電圧ｅ２と電流iLの関係を示し、図５Ｂに、比較例の電流iLとデバイス電圧vs1の関係を示す。
【0059】
図５Ｂに図５Ａの一部の期間について、その期間の時間軸を拡大した波形を示す。ここに示すように、共振によりインダクタ電流ｉＬが正と負に周期的に変動する。インダクタ電流ｉＬがゼロになって、デバイスＳ１に掛る電圧vs1が、共振電圧のピーク値に到達したときに、デバイスＳ１をターンオンさせている。このようなタイミングでデバイスＳ１をスイッチングすると、ＺＶＳにならずにデバイスＳ１に比較的大きなスイッチング損失が発生することになる。
【0060】
図６Ａと図６Ｂを参照して、制御方法によって影響を受ける電力変換装置１００の損失について説明する。図６Ａは、電力変換装置１００の損失について説明するための図である。図６Ｂは、比較例のＳＰＳ制御について説明するための図である。
先に、図６Ｂに示す比較例のＳＰＳ制御について説明する。
ここに示すＳＰＳ制御では、例えば、各半導体デバイスのターンオン時間を一定にして、１次側ブリッジ回路の半導体デバイスの制御と２次側ブリッジ回路の半導体デバイスの制御の位相を調整して電力の変換方向とその大きさを調整する手法の一例である。
先に、図６Ｂに示す比較例のＳＰＳ制御について説明する。
ここに示すＳＰＳ制御では、例えば、各半導体デバイスのターンオン時間を一定にして、１次側ブリッジ回路の半導体デバイスの制御と２次側ブリッジ回路の半導体デバイスの制御の位相を調整して電力の変換方向とその大きさを調整する手法の一例である。
【0061】
例えば、図６Ｂに表示された期間内のＳＰＳ制御をその手順に従って説明する。
時刻ｔ３０から時刻ｔ５０をＳＰＳ制御の１周期とする。
制御部１０３１は、時刻ｔ３１に１次側のデバイスS1－S4（１次側デバイスという。）のうちデバイスS1とS4をオンにする。上記の通り、表記されていないデバイスS2とS3はオフ（ＯＦＦ）状態の継続になる。時刻ｔ３１の後に時刻ｔ３０を迎える。
時刻ｔ３０から時刻ｔ５０をＳＰＳ制御の１周期とする。
制御部１０３１は、時刻ｔ３１に１次側のデバイスS1－S4（１次側デバイスという。）のうちデバイスS1とS4をオンにする。上記の通り、表記されていないデバイスS2とS3はオフ（ＯＦＦ）状態の継続になる。時刻ｔ３１の後に時刻ｔ３０を迎える。
【0062】
なお、時刻ｔ３１時点で前回の制御周期の制御結果によって、２次側のデバイスS5－S8（２次側デバイスという。）のうちデバイスS6とS7のオン状態が継続している。デバイスS6とS7をオンにしていることにより、変圧器２次側電圧e2が－E2になる。
【0063】
デバイスS1，S4がオンしていることにより、変圧器１次側電圧e1が電圧E1になる。変圧器にかかる電圧e1およびe2によりインダクタ電流iＬが徐々に上昇する。
【0064】
時刻ｔ３２の時点で２次側のデバイスのうちデバイスS6とS7をオフにする。その後の時刻ｔ３３の時点で２次側のデバイスのうちデバイスS5とS8をオンにする。デバイスS5とS8をオンにしたことにより、変圧器２次側電圧e2がE2になり、インダクタ電流iＬの増加が止まる。
なお、デバイスS1とS4のオン期間と、デバイスS2とS3のオン期間をTpriとする。例えば、デバイスS1とS4のオン期間（Tpri）は、時刻ｔ３１から時刻ｔ３４である。１次側デバイスの期間Tpriは、変圧器１３１のコアの磁束密度に関係する。この期間の電圧・時間の積が一定になるように設定するとよい。
なお、デバイスS1とS4のオン期間と、デバイスS2とS3のオン期間をTpriとする。例えば、デバイスS1とS4のオン期間（Tpri）は、時刻ｔ３１から時刻ｔ３４である。１次側デバイスの期間Tpriは、変圧器１３１のコアの磁束密度に関係する。この期間の電圧・時間の積が一定になるように設定するとよい。
【0065】
制御部１０３１は、時刻ｔ３４にデバイスS1とS4をオフにする。これにより変圧器１次側電圧e1が電圧－E1になり、インダクタ電流iＬが減少に転じる。
制御部１０３１は、時刻ｔ３４の後の時刻ｔ４１に１次側デバイスのうちデバイスS2とS3をオンにする。
制御部１０３１は、時刻ｔ３４の後の時刻ｔ４１に１次側デバイスのうちデバイスS2とS3をオンにする。
【0066】
制御部１０３１は、時刻ｔ４２の時点で２次側のデバイスのうちデバイスS5とS8をオフにする。制御部１０３１は、その後の時刻ｔ４３の時点で２次側のデバイスのうちデバイスS6とS7をオンにする。デバイスS5とS8をオフにしたことにより、変圧器２次側電圧e2が－E2になり、インダクタ電流iＬの減少が止まる。
【0067】
上記の説明は、ＳＰＳ制御の制御周期ＴSWのうちの前半部分にあたる。時刻ｔ４１から時刻ｔ５１までが、前述した前半の時刻ｔ３１から時刻ｔ４１までに対応する。制御部１０３１は、制御の対象を、デバイスS1、S4の組からデバイスS2、S3の組に入れ替えて、デバイスS5、S8の組からデバイスS6、S7の組に入れ替える。このような対称性の特徴を利用することで、前半部分の制御パターンを再利用することができる。
時刻ｔ５１以降は、時刻ｔ３１以降と同様の制御を繰り返すことになる。時刻ｔ５１の後に時刻ｔ５０を迎えて、時刻ｔ５０がＳＰＳ制御の次の１周期の始点になる。時刻ｔ３０と時刻ｔ５０は、ともに各デバイスの状態を切り変えるタイミングではない。ここではインダクタ電流iＬがゼロを過ぎてその向きが変わるタイミングを、周期を区分するタイミングにしている。
時刻ｔ５１以降は、時刻ｔ３１以降と同様の制御を繰り返すことになる。時刻ｔ５１の後に時刻ｔ５０を迎えて、時刻ｔ５０がＳＰＳ制御の次の１周期の始点になる。時刻ｔ３０と時刻ｔ５０は、ともに各デバイスの状態を切り変えるタイミングではない。ここではインダクタ電流iＬがゼロを過ぎてその向きが変わるタイミングを、周期を区分するタイミングにしている。
【0068】
図６Ａに、互いに異なる制御条件で制御した場合の電力変換装置１００の損失測定値を示す。
ここに示す制御条件は、本実施形態の間欠制御と、第１比較例としてのＳＰＳ制御と、第２比較例としての間欠制御（図５Ａ，図５Ｂ）を含む。
ここに示す制御条件は、本実施形態の間欠制御と、第１比較例としてのＳＰＳ制御と、第２比較例としての間欠制御（図５Ａ，図５Ｂ）を含む。
【0069】
図６Ｂに示す比較例のＳＰＳ制御では、Ｄｕｔｙ比が略０．５の２つの方形波の位相を調整することで、電力の変換方向とその大きさを調整する。ただし、負荷が減少して負荷電流が少なくなっているのに、デバイスのスイッチング損失が増加する現象が起きることがある。ここに示した例の場合、負荷が2500Ｗよりも低下するとスイッチング損失が増加している。
この事象は、負荷電流が少なくなると寄生出力容量の影響を無視することができなくなり、その結果ＺＶＳを実現できない状況になり、スイッチング損失が増加することによるものと推定できる。
この事象は、負荷電流が少なくなると寄生出力容量の影響を無視することができなくなり、その結果ＺＶＳを実現できない状況になり、スイッチング損失が増加することによるものと推定できる。
【0070】
そこで、比較例のＳＰＳ制御の結果と同様に、本実施形態を適用した結果を図６Ａのグラフ内にプロットした。
サイクル数ｎを半整数にすることで、例えば、０．５，１．５，２．５，３．５，４．５，５．５，６．５，７．５，８．５，９．５・・・のように昇順に設定可能である。図６Ａのグラフに、０．５、１．５、２．５、５．５、９．５、１５．５の５通りの値にサイクル数ｎを設定した評価結果を示す。なお、サイクル数ｎの値を１ずつ増加させることに制限はなく、適宜省略して、その差分値を不連続にしてもよい。
サイクル数ｎを半整数にすることで、例えば、０．５，１．５，２．５，３．５，４．５，５．５，６．５，７．５，８．５，９．５・・・のように昇順に設定可能である。図６Ａのグラフに、０．５、１．５、２．５、５．５、９．５、１５．５の５通りの値にサイクル数ｎを設定した評価結果を示す。なお、サイクル数ｎの値を１ずつ増加させることに制限はなく、適宜省略して、その差分値を不連続にしてもよい。
【0071】
図６Ａに示すように、本実施形態の制御によれば、軽負荷時において比較的低い損失になる傾向が確認できた。また、比較例の場合の制限範囲になる状況であっても、適用可能である。その条件のもとで動作させた場合に、ＳＰＳ制御の適用時に見込まれる損失に比べて大幅に低減できていることが確認できる。本実施形態の制御によれば、ＳＰＳ制御の適用時に損失が増大する軽負荷時であっても、損失が減少することから、提案制御の有効性が確認できた。
【0072】
さらに、本実施形態の有効性を共振周期のサイクル数ｎの値を代えて検証した。変換要求電力として1200（Ｗ）を条件にして、共振周期のサイクル数ｎの値を2.5 から2 に変更した結果を示す。このサイクル数ｎの値を2.5 から2にした場合、損失が顕著に増加することが確認できた。これは、サイクル数ｎを整数にしたことにより、休止期間終了時のスイッチングがハードスイッチングになることが原因と想定できる。実際の運転において、サイクル数ｎを２にすると大きなスイッチング損失が発生するため、推奨しない運転方法である。サイクル数ｎを整数にした事例（比較例）は、本実施形態のＺＶＳ動作の有無による損失の低減の有効性について検証するために実施したものである。
【0073】
図7を参照して、サイクル数ｎを整数と半整数に夫々設定した時の損失の違いについて説明する。
図7は、サイクル数ｎと損失の関係について説明するための図である。
図7のグラフに、サイクル数ｎを整数（n = 2）と半整数（n = 2.5）に夫々設定した時の損失の測定結果と損失の解析結果とを並べて示す。
損失の測定結果は、電力計を入力と出力に入れ、その差を取ることで求めた電力損失（全損失）を示す。
損失の解析結果は、Eossと、Eqossと、MOSFETの導通損失の３つに分けてそれぞれ算出した結果を合計した推定値を示す。ここで、Eossはデバイスの出力容量に蓄えられたエネルギーの散逸に対応する電力損失である。また、Eqossはデバイスのターンオン時に、対向側デバイスを充電する電流がターンオンされるデバイスにおいて散逸するエネルギーに対応する電力損失である。これら出力容量による損失は、デバイスの寄生容量の測定値から計算可能である。
図7は、サイクル数ｎと損失の関係について説明するための図である。
図7のグラフに、サイクル数ｎを整数（n = 2）と半整数（n = 2.5）に夫々設定した時の損失の測定結果と損失の解析結果とを並べて示す。
損失の測定結果は、電力計を入力と出力に入れ、その差を取ることで求めた電力損失（全損失）を示す。
損失の解析結果は、Eossと、Eqossと、MOSFETの導通損失の３つに分けてそれぞれ算出した結果を合計した推定値を示す。ここで、Eossはデバイスの出力容量に蓄えられたエネルギーの散逸に対応する電力損失である。また、Eqossはデバイスのターンオン時に、対向側デバイスを充電する電流がターンオンされるデバイスにおいて散逸するエネルギーに対応する電力損失である。これら出力容量による損失は、デバイスの寄生容量の測定値から計算可能である。
【0074】
図7に示すように、サイクル数ｎを整数（n = 2）から半整数（n = 2.5）に代える解析結果から得られたEossとEqossの低減は、測定結果から得られた全損失の低減と概ね一致する。上記の通り、サイクル数ｎが整数（n = 2）の間欠運転は、意図的に設定した不適当なケースの一例であるため、実際の一般的な間欠運転では、ハードスイッチングを行ってもスイッチング損失はより低くなる可能性はある。しかし、結果はＺＶＳを達成するか否かが、電力変換効率に強い影響を与えることが確認できた。
【0075】
上記の実施形態によれば、制御装置１０３は、絶縁型の変圧器１３１（インダクタンス部）と、４個の半導体デバイスを含み、インダクタンス部に電力を供給する１次側ブリッジ回路と、４個の半導体デバイスを含み、インダクタンス部から電力の供給を受ける２次側ブリッジ回路と、を含む主回路の制御装置である。制御装置１０３の制御部１０３１は、１次側ブリッジ回路の第１組の半導体デバイスを導通させる第１導通期間と、１次側ブリッジ回路の第２組の半導体デバイスを導通させる第２導通期間と、第１組の半導体デバイスと第２組の半導体デバイスの両方を前記１次側ブリッジ回路の寄生容量と前記インダクタンス部との間の共振による共振周期の半分を超えて遮断状態にする休止期間とを含む間欠運転を実施することで前記インダクタンス部の共振を休止期間に生成させて、前記休止期間における前記２次側ブリッジ回路の状態を前記共振による電圧の谷がゼロ電圧になるような状態にして、１次側ブリッジ回路の半導体デバイスに掛かる電圧が共振による電圧変化の谷になるタイミングで、１次側ブリッジ回路の１組の半導体デバイスを導通状態に切り替えて電力の注入を開始する。これにより、制御装置１０３は、間欠運転中のゼロ電圧スイッチングを実現することができる。
【0076】
制御装置１０３の制御部１０３１は、第１導通期間と、休止期間と、第２導通期間とを、記載の順に割り当てて、１次側ブリッジ回路を制御するとよい。
【0077】
制御装置１０３の制御部１０３１は、１次側ブリッジ回路と２次側ブリッジ回路の半導体デバイスのうち、休止期間の中に半導体デバイスに掛かる電圧が所望の電圧よりも低くなると見込む半導体デバイスを、その低くなると見込むタイミングに導通状態に遷移させるとよい。
【0078】
制御装置１０３の制御部１０３１は、２次側ブリッジ回路を制御して、休止期間内に、変圧器１３１の出力電圧が所望の電圧よりも低くなる期間を設けることにより、ＺＶＳを可能にする。
【0079】
さらに実施形態によれば、間欠制御でありながらゼロ電圧スイッチングが実現できることで、電力変換の効率が向上する。特に従来制御法ではハードスイッチングとなる軽負荷時において効率が向上する。
デバイスのスイッチング損失が低減されることで、小型のデバイスの選択が可能になる。これにより、デバイスのスイッチング周波数を高めることができることにより、変圧器１３１の小型化も可能になる。
さらに実施形態によれば、半導体デバイスの寄生容量が大きくても損失の増加が抑えられるので、大面積チップの半導体デバイスを採用できる。それにより半導体デバイスの導通損失の低減が可能になる。
デバイスのスイッチング損失が低減されることで、小型のデバイスの選択が可能になる。これにより、デバイスのスイッチング周波数を高めることができることにより、変圧器１３１の小型化も可能になる。
さらに実施形態によれば、半導体デバイスの寄生容量が大きくても損失の増加が抑えられるので、大面積チップの半導体デバイスを採用できる。それにより半導体デバイスの導通損失の低減が可能になる。
【0080】
なお、上記の実施形態の制御において、下記の要件が満たされるように調整されているとよい。
（１）デバイスS1とS4の組と、デバイスS2とS3の組の夫々を、組ごとに揃ってスイッチングするとよい。
（２）期間Tdecの間にデバイスS2とS3、またはデバイスS1とS4をオンしても良い。なお、寄生容量を充放電するデッドタイムは必要である。
また、デバイスS1とS4の組がオンであった期間の後の期間Tdecであれば、デバイスS2とS3を、デバイスS2とS3の組がオンであった期間の後の期間Tdecであれば、デバイスS1とS4をオンしてもよい。
（３）デバイスS1とS4を、デバイス電圧vs1がゼロになるタイミングにオンにすることでＺＶＳになる。また、デバイスS2とS3を、デバイス電圧vs3がゼロになるタイミングにオンにすることでＺＶＳになる。
（４）期間Tdecに入ってからもデバイスS8のオンを維持してもよいが、T1に入る前にデバイスS8をオフしなければならない。T1に入るとデバイスS8は充電されて、デバイス電圧vs8が発生する。
（５）vs8の充電とvs7の放電を待って、デバイスS7をオンすることでＺＶＳになる。なお、デバイスS7をT1の期間内にオンしなければならない。これを過ぎると、共振を生じさせる期間（nT2）に入るが、共振の谷が高くなるような共振となり、ＺＶＳの実現が困難になる。
（６）デバイスS5・S6については、SPS制御と同様に制御することでよい。すなわち、デバイスS5・S6を、寄生容量の充放電を待ってスイッチングさせるとよい。
（７）デバイスS5・S6の役割と、デバイスS8・S7の役割を交換してもよい。例えば、デバイスS5とデバイスS8の制御を入れ替えて、デバイスS6とデバイスS7の制御を入れ替えるとよい。
（８）前述の図３に示すシーケンスは、半サイクル毎にオフ期間を入れる実施例である。
この場合、共振期間前の電流iLの半サイクルが正と負の何れであるかによって、共振期間に制御するスイッチを決定する。
（９）半周期ごとに休止期間を入れる運転法であれば１次側の全てのデバイスのオン時間を同じにするとよい。
（１０）デバイスS1・S4とデバイスS6・S7のターンオフの時間差（位相差）を、変換要求電力に基づいて調整するとよい。
（１）デバイスS1とS4の組と、デバイスS2とS3の組の夫々を、組ごとに揃ってスイッチングするとよい。
（２）期間Tdecの間にデバイスS2とS3、またはデバイスS1とS4をオンしても良い。なお、寄生容量を充放電するデッドタイムは必要である。
また、デバイスS1とS4の組がオンであった期間の後の期間Tdecであれば、デバイスS2とS3を、デバイスS2とS3の組がオンであった期間の後の期間Tdecであれば、デバイスS1とS4をオンしてもよい。
（３）デバイスS1とS4を、デバイス電圧vs1がゼロになるタイミングにオンにすることでＺＶＳになる。また、デバイスS2とS3を、デバイス電圧vs3がゼロになるタイミングにオンにすることでＺＶＳになる。
（４）期間Tdecに入ってからもデバイスS8のオンを維持してもよいが、T1に入る前にデバイスS8をオフしなければならない。T1に入るとデバイスS8は充電されて、デバイス電圧vs8が発生する。
（５）vs8の充電とvs7の放電を待って、デバイスS7をオンすることでＺＶＳになる。なお、デバイスS7をT1の期間内にオンしなければならない。これを過ぎると、共振を生じさせる期間（nT2）に入るが、共振の谷が高くなるような共振となり、ＺＶＳの実現が困難になる。
（６）デバイスS5・S6については、SPS制御と同様に制御することでよい。すなわち、デバイスS5・S6を、寄生容量の充放電を待ってスイッチングさせるとよい。
（７）デバイスS5・S6の役割と、デバイスS8・S7の役割を交換してもよい。例えば、デバイスS5とデバイスS8の制御を入れ替えて、デバイスS6とデバイスS7の制御を入れ替えるとよい。
（８）前述の図３に示すシーケンスは、半サイクル毎にオフ期間を入れる実施例である。
この場合、共振期間前の電流iLの半サイクルが正と負の何れであるかによって、共振期間に制御するスイッチを決定する。
（９）半周期ごとに休止期間を入れる運転法であれば１次側の全てのデバイスのオン時間を同じにするとよい。
（１０）デバイスS1・S4とデバイスS6・S7のターンオフの時間差（位相差）を、変換要求電力に基づいて調整するとよい。
【0081】
［第２実施形態］
図８を参照して、第２実施形態について説明する。
前述の第１実施形態において、ＺＶＳ制御の対象外とされる状況に、間欠制御を適用してＺＶＳ制御を可能にした事例を説明した。本実施形態では、これに加えて、ＺＶＳ動作範囲におけるＳＰＳ制御から間欠制御に遷移する場合の適用事例について説明する。
図８を参照して、第２実施形態について説明する。
前述の第１実施形態において、ＺＶＳ制御の対象外とされる状況に、間欠制御を適用してＺＶＳ制御を可能にした事例を説明した。本実施形態では、これに加えて、ＺＶＳ動作範囲におけるＳＰＳ制御から間欠制御に遷移する場合の適用事例について説明する。
【0082】
【0083】
この図８に示す時刻ｔ１から時刻ｔ１５までの期間には、前述の図に示したＳＰＳ制御を適用した期間が含まれる。
【0084】
例えば、時刻ｔ１以前の期間が、前述した休止期間であるとする。
この場合、時刻ｔ１を制御の１周期の起点とする。この１周期には、第１導通期間と、第２導通期間と、休止期間とが記載の順に割り当てられている。
制御部１０３１は、時刻ｔ１に１次側のデバイスS1－S4（１次側デバイスという。）のうちデバイスS1とS4をオンにする。上記の通り、表記されていないデバイスS2とS3はオフ（ＯＦＦ）状態の継続になる。
この場合、時刻ｔ１を制御の１周期の起点とする。この１周期には、第１導通期間と、第２導通期間と、休止期間とが記載の順に割り当てられている。
制御部１０３１は、時刻ｔ１に１次側のデバイスS1－S4（１次側デバイスという。）のうちデバイスS1とS4をオンにする。上記の通り、表記されていないデバイスS2とS3はオフ（ＯＦＦ）状態の継続になる。
【0085】
なお、時刻ｔ１時点で前回の制御周期が休止期間であり、２次側のデバイスのうちデバイスS6とS8のオン状態が継続している。デバイスS6とS8をオンにしていることにより、変圧器２次側電圧e2がゼロになる。
【0086】
この結果、変圧器１次側電圧e1が電圧E1になり、変圧器２次側電圧e2と、デバイスS1の電圧ｖｓ１とがゼロになり、インダクタ電流iＬが徐々に上昇する。
【0087】
なお、時刻ｔ１からｔ２をデバイスS1とS4のターンオン時間Tincとする。
制御部１０３１は、時刻ｔ２にデバイスS6をオフにする。これにより変圧器２次側電圧e2が電圧E2になり、インダクタ電流iＬの増加が止まる。１次側電圧e1と２次側電圧e2の電圧比が、トランスの巻数比に整合していれば、インダクタ電流iＬが概ね一定になる。
制御部１０３１は、時刻ｔ２にデバイスS6をオフにする。これにより変圧器２次側電圧e2が電圧E2になり、インダクタ電流iＬの増加が止まる。１次側電圧e1と２次側電圧e2の電圧比が、トランスの巻数比に整合していれば、インダクタ電流iＬが概ね一定になる。
【0088】
ここで、制御部１０３１は、ＳＰＳ制御と同様に、第１導通期間と、第２導通期間とを連ねた制御に切り替える。例えば、制御部１０３１は、時刻ｔ２の後の時刻ｔ３３にデバイスS5をオンにする。この段階で、変圧器２次側の電圧e2が電源１０４の電位E2と等電位になる。
【0089】
これ以降、時刻ｔ４３まで、図６ＢのＳＰＳ制御の説明を参照する。
制御部１０３１は、時刻ｔ４３の時点で２次側のデバイスのうちデバイスS6とS8をオンにする。デバイスS6とS8をオンにしたことにより、変圧器２次側電圧e2が－E2になり、インダクタ電流iＬの減少が止まる。
上記の説明は、制御周期ＴSWのうちのＳＰＳ制御を含む前半部分にあたる。
時刻ｔ４３から所定時間が経過した時刻ｔ１５になると、制御部１０３１は、間欠制御に切り替える。このように時刻ｔ３３から時刻ｔ１５に至るまでが、ＳＰＳ制御に相当する。なお、時刻ｔ１５から時刻ｔ２１までの期間が、間欠制御の休止期間になる。
時刻ｔ２１以降は、時刻ｔ１以降と同様の制御を繰り返すことになる。
制御部１０３１は、時刻ｔ４３の時点で２次側のデバイスのうちデバイスS6とS8をオンにする。デバイスS6とS8をオンにしたことにより、変圧器２次側電圧e2が－E2になり、インダクタ電流iＬの減少が止まる。
上記の説明は、制御周期ＴSWのうちのＳＰＳ制御を含む前半部分にあたる。
時刻ｔ４３から所定時間が経過した時刻ｔ１５になると、制御部１０３１は、間欠制御に切り替える。このように時刻ｔ３３から時刻ｔ１５に至るまでが、ＳＰＳ制御に相当する。なお、時刻ｔ１５から時刻ｔ２１までの期間が、間欠制御の休止期間になる。
時刻ｔ２１以降は、時刻ｔ１以降と同様の制御を繰り返すことになる。
【0090】
このように、制御部１０３１は、連続していたＳＰＳ制御を中断して、時刻ｔ１５以降に休止期間を挿入する。
例えば、制御部１０３１は、時刻ｔ１５においてデバイスS1からS4の全てをオフにして、休止期間を開始する。この休止期間中に共振が発生して、時刻ｔ２１にデバイス電圧ｖｓ１がゼロになる。制御部１０３１は、このタイミングに合わせて、デバイスS1とS4をオンにすることにより、デバイスS1とS4のスイッチングによる損失を低減させることができる。
例えば、制御部１０３１は、時刻ｔ１５においてデバイスS1からS4の全てをオフにして、休止期間を開始する。この休止期間中に共振が発生して、時刻ｔ２１にデバイス電圧ｖｓ１がゼロになる。制御部１０３１は、このタイミングに合わせて、デバイスS1とS4をオンにすることにより、デバイスS1とS4のスイッチングによる損失を低減させることができる。
【0091】
上記の説明は、デバイスS1のＺＶＳ制御を例示するものであるが、他のデバイスについても同様である。
なお、図８に示すシーケンスは、サイクル数ｎの値を1.5にした休止期間を１つ設けたものである。このように、ＳＰＳ制御中に休止期間を設けることにより、平均電力の大きさをさげることができる。
なお、図８に示すシーケンスは、サイクル数ｎの値を1.5にした休止期間を１つ設けたものである。このように、ＳＰＳ制御中に休止期間を設けることにより、平均電力の大きさをさげることができる。
【0092】
図１０を参照して、実施形態のＳＰＳ制御と間欠運転を切り替える運転について説明する。
図１０は、実施形態のＳＰＳ制御と間欠運転の切り替え制御について説明するための図である。この図１０に示す特性は、前述の図２に示した特性に相当する。
図１０は、実施形態のＳＰＳ制御と間欠運転の切り替え制御について説明するための図である。この図１０に示す特性は、前述の図２に示した特性に相当する。
【0093】
この図１０において、ＳＰＳ制御を適用する領域と、ＳＰＳ制御を適用できず、間欠制御を適用する領域とを示す。より具体的には、間欠制御を適用する領域では、休止期間中の共振のサイクル数ｎの値まで特定する。
【0094】
例えば、要求電力の大きさが徐々に減少する事例について説明する。
最初の段階では、制御部１０３１は、ＳＰＳ制御を適用している。
要求電力の大きさが低下して、ピーク電流ipが閾値ip.ZVSまで低下した段階で、制御部１０３１は、ＳＰＳ制御から間欠制御に切り替える。その際、制御部１０３１は、記憶部１０３２に格納された変換テーブルを参照して、要求電力の大きさに対する休止期間中の共振のサイクル数ｎの値を取得する。この図の場合、サイクル数ｎの値は０．５である。
最初の段階では、制御部１０３１は、ＳＰＳ制御を適用している。
要求電力の大きさが低下して、ピーク電流ipが閾値ip.ZVSまで低下した段階で、制御部１０３１は、ＳＰＳ制御から間欠制御に切り替える。その際、制御部１０３１は、記憶部１０３２に格納された変換テーブルを参照して、要求電力の大きさに対する休止期間中の共振のサイクル数ｎの値を取得する。この図の場合、サイクル数ｎの値は０．５である。
【0095】
同様に、さらに要求電力の大きさが低下して、ピーク電流ipが閾値ip.ZVSまで低下した段階で、制御部１０３１は、記憶部１０３２に格納された変換テーブルを参照して、サイクル数ｎの値を更新する。この図の場合、サイクル数ｎの値は１．５である。
制御部１０３１は、上記と同様に変換テーブルの参照とサイクル数ｎの値の更新を繰り返すことにより、より長い休止期間を獲得する。これにより、少ない要求電力の領域に対しても適用が可能になる。
制御部１０３１は、上記と同様に変換テーブルの参照とサイクル数ｎの値の更新を繰り返すことにより、より長い休止期間を獲得する。これにより、少ない要求電力の領域に対しても適用が可能になる。
【0096】
上記の実施形態によれば、ＳＰＳ制御において電流iLがゼロになる任意の時刻に、休止期間（休止モード）を挿入できる。
図８に示す、デバイスS5がオンしてからデバイスS7がオフするまでの期間は、SPS制御と同じシーケンスになっている。
休止期間を設ける場合には、制御部１０３１は、例えば、電流iLがゼロになる前にデバイスS7をオフにする。
これにより電流iLがゼロになった後、共振期間Tosc中の期間T1内に、制御部１０３１は、デバイスS8をオンする。これにより、nT2の長さで共振を継続させることができる。
期間T1内の電流iLの半サイクルが正か負かによって、制御部１０３１は、制御するデバイスを決定して操作する。
図８に示す、デバイスS5がオンしてからデバイスS7がオフするまでの期間は、SPS制御と同じシーケンスになっている。
休止期間を設ける場合には、制御部１０３１は、例えば、電流iLがゼロになる前にデバイスS7をオフにする。
これにより電流iLがゼロになった後、共振期間Tosc中の期間T1内に、制御部１０３１は、デバイスS8をオンする。これにより、nT2の長さで共振を継続させることができる。
期間T1内の電流iLの半サイクルが正か負かによって、制御部１０３１は、制御するデバイスを決定して操作する。
【0097】
ＳＰＳ制御を用いることで、ある程度負荷の大きい運転状態ではＺＶＳ動作により高効率運転が可能である。
【0098】
なお、上記の実施形態によれば、制御装置１０３の制御部１０３１は、主回路１０２の制御方式を、電力変換要求の電力の大きさにより間欠運転を含む制御にするか否かを決定できる。
【0099】
上記のような方法で、制御部１０３１は、電力変換要求の電力の大きさにより間欠運転を実施する休止期間の長さを決定するとよい。
【0100】
制御部１０３１は、休止期間の長さを、共振周期の長さに基づいた離散的な値に決定する。
【0101】
制御部１０３１は、休止期間において共振状態にする期間の長さを、共振周期の長さの半整数倍に決定するとよい。
【0102】
制御部１０３１は、電力変換要求の電力の大きさにより、共振周期の長さに基づく離散的な値と、２次側ブリッジ回路の半導体デバイスを導通状態にする期間と２次側ブリッジ回路の半導体デバイスを導通状態にする期間との位相差の値とに基づいて決定するとよい。
【0103】
少なくとも上記の何れかの実施形態によれば、絶縁型のインダクタンス部と、４個の半導体デバイスを含み、前記インダクタンス部に電力を供給する１次側ブリッジ回路と、４個の半導体デバイスを含み、前記インダクタンス部から電力の供給を受ける２次側ブリッジ回路と、を含む主回路の制御装置である。制御装置は、前記１次側ブリッジ回路の第１組の半導体デバイスを導通させる第１導通期間と、前記１次側ブリッジ回路の第２組の半導体デバイスを導通させる第２導通期間と、前記第１組の半導体デバイスと前記第２組の半導体デバイスの両方を前記１次側ブリッジ回路の寄生容量と前記インダクタンス部との間の共振による共振周期の半分を超えて遮断状態にする休止期間とを含む間欠運転を実施することで前記インダクタンス部の共振を前記休止期間に生成させて、前記休止期間における前記２次側ブリッジ回路の状態を前記共振による電圧の谷がゼロ電圧になるような状態にして、前記１次側ブリッジ回路の半導体デバイスに掛かる電圧が前記共振による電圧変化の谷になるタイミングで、前記１次側ブリッジ回路の１組の半導体デバイスを導通状態に切り替えて前記電力の注入を開始する制御部を備えるようにした。
これにより、間欠運転中のゼロ電圧スイッチングが可能になる。
これにより、間欠運転中のゼロ電圧スイッチングが可能になる。
【0104】
以上、本発明の好ましい実施の形態について詳述したが、本発明は特定の実施の形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲内に記載された本発明の要旨の範囲内において、種々の変形・変更が可能である。
【0105】
本発明が活かされる用途としては、下記の用途が挙げられる。
例えば、上記の電力変換装置１００を、絶縁を要する主回路を含む電力変換装置、さらにこれらの電力変換装置のうち双方向に電力をやりとりする電力変換装置（機器）、電力用変圧器の置き換えとして期待されている半導体化変圧器（SST）、電力系統に電力を供給する能力を有する電気自動車の車載充電器などに用いることができる。
例えば、上記の電力変換装置１００を、絶縁を要する主回路を含む電力変換装置、さらにこれらの電力変換装置のうち双方向に電力をやりとりする電力変換装置（機器）、電力用変圧器の置き換えとして期待されている半導体化変圧器（SST）、電力系統に電力を供給する能力を有する電気自動車の車載充電器などに用いることができる。
【符号の説明】
【0106】
１００…電力変換装置
１０１、１０４…電源（直流電源）
１０２…主回路
１０３…制御装置
１１０…一次側ブリッジ回路
１２０…二次側ブリッジ回路
１３０…インダクタンス要素
１３１…変圧器
１０３１…制御部
１０３２…記憶部
１０１、１０４…電源（直流電源）
１０２…主回路
１０３…制御装置
１１０…一次側ブリッジ回路
１２０…二次側ブリッジ回路
１３０…インダクタンス要素
１３１…変圧器
１０３１…制御部
１０３２…記憶部
【図1】
【図2A】
【図2B】
【図2C】
【図3】
【図4A】
【図4B】
【図5A】
【図5B】
【図6A】
【図6B】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】