特開 2025-9996 ＨＳＣコンバータを用いた出力電圧生成方法

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2025009996

(43)【公開日】2025-01-20

(54)【発明の名称】ＨＳＣコンバータを用いた出力電圧生成方法

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/155 20060101AFI20250109BHJP

【ＦＩ】

H02M3/155 A

H02M3/155 Q

【審査請求】有

【請求項の数】9

【出願形態】ＯＬ

【外国語出願】

(21)【出願番号】P 2024103670

(22)【出願日】2024-06-27

(31)【優先権主張番号】63/524,316

(32)【優先日】2023-06-30

(33)【優先権主張国・地域又は機関】US

(71)【出願人】

【識別番号】000006231

【氏名又は名称】株式会社村田製作所

(74)【代理人】

【識別番号】100087985

【弁理士】

【氏名又は名称】福井 宏司

(72)【発明者】

【氏名】増田 昌平

(72)【発明者】

【氏名】志治 肇

【テーマコード（参考）】

5H730

【Ｆターム（参考）】

5H730AA14

5H730AS05

5H730AS08

5H730BB03

5H730BB13

5H730BB57

5H730BB61

5H730DD04

5H730FG06

(57)【要約】

【課題】一次巻線を有さない変圧器を含み、入力電圧の４分の１の出力電圧を供給するＨＳＣコンバータを提供する。
【解決手段】ＨＳＣ電圧変換モジュールは、入力電圧と、一次巻線を有さず、磁気コアによって磁気的に結合された二次巻線を含む変圧器と、変圧器及び入力電圧に接続された第１のスイッチブリッジ及び第２のスイッチブリッジと、変圧器の単一のノードに接続され、入力電圧の４分の１の出力電圧を供給する出力キャパシタと、を含む。
【選択図】図２

【特許請求の範囲】

【請求項1】

ＨＳＣ電圧変換モジュールであって、
入力電圧と、
一次巻線を有さず、磁気コアによって磁気的に結合された二次巻線を含む変圧器と、
前記変圧器及び前記入力電圧に接続された第１のスイッチブリッジ及び第２のスイッチブリッジと、
前記変圧器の単一のノードに接続され、前記入力電圧の４分の１の出力電圧を供給する出力キャパシタと、を含む、ＨＳＣ電圧変換モジュール。

【請求項2】

前記第１のスイッチブリッジと前記変圧器との間に接続された第１の共振回路と、
前記第２のスイッチブリッジと前記変圧器との間に接続された第２の共振回路と、をさらに含む、請求項１に記載のＨＳＣ電圧変換モジュール。

【請求項3】

前記第１の共振回路は、第１の共振キャパシタを含み、
前記第２の共振回路は、第２の共振キャパシタを含み、
前記第１の共振回路及び前記第２の共振回路は、前記変圧器の漏れインダクタンスを利用する、請求項２に記載のＨＳＣ電圧変換モジュール。

【請求項4】

前記第１のスイッチブリッジ及び前記第２のスイッチブリッジの各々は、直列に接続された第１のスイッチ、第２のスイッチ、及び第３のスイッチを含む、請求項１～３のいずれか一項に記載のＨＳＣ電圧変換モジュール。

【請求項5】

前記変圧器の前記二次巻線は、第１の巻線及び第２の巻線を含む、請求項１～３のいずれか一項に記載のＨＳＣ電圧変換モジュール。

【請求項6】

前記ＨＳＣ電圧変換モジュールは、双方向性である、請求項１～３のいずれか一項に記載のＨＳＣ電圧変換モジュール。

【請求項7】

コンバータであって、
入力電圧を受ける入力端子と、
前記入力電圧を挟んで並列に接続された第１のスイッチブリッジであって、
直列に接続された第１のスイッチ、第２のスイッチ、及び第３のスイッチと、
前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとの間の第１のノードと、
前記第２のスイッチと前記第３のスイッチとの間の第３のノードと、を含む、第１のスイッチブリッジと、
第２のスイッチブリッジであって、
直列に接続された第４のスイッチ、第５のスイッチ、及び第６のスイッチと、
前記第４のスイッチと前記第５のスイッチとの間の第２のノードと、
前記第５のスイッチと前記第６のスイッチとの間の第４のノードと、を含む、第２のスイッチブリッジと、
出力キャパシタと、
変圧器であって、
互いに物理的に接続されて二次巻線群を画定し、磁気コアによって磁気的に結合された第１の二次巻線及び第２の二次巻線を含む単一の巻線と、
前記出力キャパシタに接続された単一のタップと、を含む、変圧器と、
前記第１のノードと前記単一の巻線の第１の端部との間に接続された第１の共振回路と、
前記第２のノードと前記単一の巻線の前記第１の端部とは反対側の前記単一の巻線の第２の端部との間に接続された第２の共振回路と、
前記第１の出力キャパシタに接続されて前記入力電圧の４分の１の第１の出力電圧を供給する出力端子と、を備える、コンバータ。

【請求項8】

前記第１の共振回路は、第１の共振キャパシタを含み、
前記第２の共振回路は、第２の共振キャパシタを含み、
前記第１の共振回路及び前記第２の共振回路は、前記変圧器の漏れインダクタンスを利用する、請求項７に記載のコンバータ。

【請求項9】

前記コンバータは、電力が前記入力端子から前記出力端子へ、及び前記出力端子から前記入力端子へ流れることができるように双方向性である、請求項７又は８に記載のコンバータ。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、ＤＣ－ＤＣコンバータに関する。より具体的には、本発明は、入力電圧の４分の１の出力電圧を供給するハイブリッドスイッチドキャパシタ（ＨＳＣ：ｈｙｂｒｉｄ ｓｗｉｔｃｈｅｄ－ｃａｐａｃｉｔｏｒ）コンバータに関する。

【背景技術】

【0002】

第１段がＬＬＣ共振コンバータであり、第２段が負荷端（ＰＯＬ：ｐｏｉｎｔ－ｏｆ－ｌｏａｄ）コンバータである２段変換を使用することが知られている。ＬＬＣ共振コンバータは、一次側又は高電圧（ＨＶ：ｈｉｇｈ－ｖｏｌｔａｇｅ）側にゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ：ｚｅｒｏ－ｖｏｌｔａｇｅ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）を有し、二次側又は低電圧（ＬＶ：ｌｏｗ－ｖｏｌｔａｇｅ）側にゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ：ｚｅｒｏ－ｃｕｒｒｅｎｔ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）を有する中間バスコンバータとして使用される。絶縁が必要とされない場合、第１段は、無調整ゼロ電圧スイッチングスイッチドキャパシタコンバータであることがある。

【0003】

コンバータの実装面積のサイズを低減するために、第１段及び第２段において高いスイッチング周波数の動作が必要とされる。しかしながら、特に第１段（すなわち、１ＭＨｚ～２ＭＨｚ）での高周波の動作は、より高い損失（すなわち、スイッチング損失、ゲート駆動損失、及び導通損失）をもたらす。いくつかの用途では、例えばスイッチング損失及び導通損失を含む損失を低減するために、第１段に高い降圧比（ｓｔｅｐ－ｄｏｗｎ ｒａｔｉｏ）が望ましいことがある。４８Ｖ電力送達用途では、第１段の降圧比は８：１であり、６Ｖ中間バスを提供する。４８Ｖの入力電圧を６Ｖの中間バス電圧に低減することにより、高い効率を維持しながら、より高い電力密度が可能になる。スイッチドキャパシタ（ＳＣ：ｓｗｉｔｃｈｅｄ－ｃａｐａｃｉｔｏｒ）コンバータは高い変換比を提供するが、ＳＣコンバータはフローティングドライバの要件並びに必要とされるスイッチ及びセラミックキャパシタの数に関して複雑であるとともにかさばる。センタータップ付き整流器を有するＬＬＣコンバータは、複雑さを減じながら高い変換比を提供するが、絶縁が必要とされないときには、電力密度が増加するので、非絶縁トポロジーが好ましい。低出力電圧用途では、センタータップ付き整流器を有するＬＬＣコンバータを使用することができるが、このトポロジーは、二次巻線がスイッチングサイクルの半分の間導通しているので、銅利用率が最適ではない。

【0004】

高い降圧比のために、スイッチドキャパシタコンバータ及びＬＬＣコンバータの制限を克服するハイブリッドスイッチドキャパシタ（ＨＳＣ）コンバータを使用することが知られている。ＨＳＣコンバータは、スイッチドキャパシタコンバータの利点と、変圧器ベースのコンバータの高い降圧比能力とを組み合わせる。キャパシタ（コンデンサ）及び磁気デバイスを通じてエネルギーを伝送することによって、効率及び電力密度を大幅に改善することができる。

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

しかし、既知のＨＳＣコンバータは、入力電圧の４分の１の出力電圧を供給することができない。出力電圧が入力電圧の４分の１である用途では、異なるトポロジー、例えばＬＬＣトポロジーが必要とされる。ＬＬＣコンバータでは、二次巻線の電流を半波整流するため、電流ピーク値が大きく、損失が発生する。

【課題を解決するための手段】

【0006】

上記課題を解決するために、本発明の例示的な実施形態は、一次巻線を有さない変圧器を含み、入力電圧の４分の１の出力電圧を供給するＨＳＣコンバータを提供する。
例示的な実施形態によれば、ＨＳＣ電圧変換モジュールは、入力電圧と、一次巻線を有さず、磁気コアによって磁気的に結合された二次巻線を含む変圧器と、変圧器及び入力電圧に接続された第１のスイッチブリッジ及び第２のスイッチブリッジと、変圧器の単一のノードに接続され、入力電圧の４分の１の出力電圧を供給する出力キャパシタと、を含む。

【0007】

ＨＳＣ電圧変換モジュールは、第１のスイッチブリッジと変圧器との間に接続された第１の共振回路と、第２のスイッチブリッジと変圧器との間に接続された第２の共振回路とをさらに含んでもよい。第１の共振回路は、第１の共振キャパシタを含んでもよく、第２の共振回路は、第２の共振キャパシタを含んでもよく、第１の共振回路及び第２の共振回路は、変圧器の漏れインダクタンスを利用してもよい。

【0008】

第１のスイッチブリッジ及び第２のスイッチブリッジの各々は、直列に接続された第１のスイッチ、第２のスイッチ、及び第３のスイッチを含んでもよい。変圧器の二次巻線は、第１の巻線及び第２の巻線を含んでもよい。ＨＳＣ電圧変換モジュールは双方向性であってもよい。

【0009】

本発明の例示的な実施形態によれば、コンバータは、入力電圧を受ける入力端子と、入力電圧を挟んで並列に接続された第１のスイッチブリッジであって、直列に接続された第１のスイッチ、第２のスイッチ、及び第３のスイッチと、第１のスイッチと第２のスイッチとの間の第１のノードと、第２のスイッチと第３のスイッチとの間の第３のノードと、を含む、第１のスイッチブリッジと、第２のスイッチブリッジであって、直列に接続された第４のスイッチ、第５のスイッチ、及び第６のスイッチと、第４のスイッチと第５のスイッチとの間の第２のノードと、第５のスイッチと第６のスイッチとの間の第４のノードと、を含む、第２のスイッチブリッジと、出力キャパシタと、変圧器であって、互いに物理的に接続されて二次巻線群を画定し、磁気コアによって磁気的に結合された第１の二次巻線及び第２の二次巻線を含む単一の巻線と、出力キャパシタに接続された単一のタップと、を含む、変圧器と、第１のノードと単一の巻線の第１の端部との間に接続された第１の共振回路と、第２のノードと単一の巻線の第１の端部とは反対側の単一の巻線の第２の端部との間に接続された第２の共振回路と、第１の出力キャパシタに接続されて入力電圧の４分の１の第１の出力電圧を供給する出力端子と、を含む。

【0010】

第１の共振回路は、第１の共振キャパシタを含んでもよく、第２の共振回路は、第２の共振キャパシタを含んでもよく、第１の共振回路及び第２の共振回路は、変圧器の漏れインダクタンスを利用してもよい。

【0011】

コンバータは、電力が入力端子から出力端子へ、及び出力端子から入力端子へ流れることができるように双方向性であってもよい。
添付の図面を参照した本発明の例示的な実施形態の以下の詳細な説明から、本発明の上記及び他の特徴、要素、特性、ステップ、並びに利点がより明らかになるであろう。

【図面の簡単な説明】

【0012】

【図1】関連技術のハイブリッドスイッチドキャパシタ（ＨＳＣ）コンバータを示す。

【図2】一次巻線を有さず、２つの接続された二次巻線を有するＨＳＣコンバータを示す。

【図3】図２のＨＳＣコンバータの様々な電流経路を示す。

【図4A】図２のＨＳＣコンバータの様々な波形のグラフを示す。

【図4B】図２のＨＳＣコンバータの様々な波形のグラフを示す。

【図5】ＬＬＣコンバータ及びＨＳＣコンバータの特性を比較する表を示す。

【図6】ＬＬＣコンバータの様々な波形のグラフを示す。

【図7】ＨＳＣコンバータの様々な波形のグラフを示す。

【図8】図７及び図８で使用されるＬＬＣコンバータ及びＨＳＣコンバータの様々な特性の表を示す。

【図9A】図２のＨＳＣコンバータのシミュレーション結果を示す波形のグラフを示す。

【図9B】図２のＨＳＣコンバータのシミュレーション結果を示す波形のグラフを示す。

【図9C】図２のＨＳＣコンバータのシミュレーション結果を示す波形のグラフを示す。

【発明を実施するための形態】

【0013】

図１は、単一の出力を含む関連技術のハイブリッドスイッチドキャパシタ（ＨＳＣ）コンバータの回路図である。図１のＨＳＣコンバータは、入力電圧Ｖｉｎと、第１のブリッジ及び第２のブリッジと、第１のブリッジと第２のブリッジとの間に接続された変圧器と、第１のブリッジと変圧器との間に接続された第１の共振回路と、第２のブリッジと変圧器との間に接続された第２の共振回路と、変圧器に接続された第１の出力キャパシタＣｏｕｔと、出力キャパシタＣｏｕｔに接続された出力端子Ｖｏｕｔとを含む。

【0014】

図１のＨＳＣコンバータの入力電圧Ｖｉｎは、任意の適切なＤＣ電圧源とすることができ、例えば４８Ｖを含む任意の適切なＤＣ電圧を供給することができる。出力電圧Ｖｏｕｔは、以下の式（１）によって与えられるように、巻線Ｌ１１～Ｌ２２の巻数に依存する。

【0015】

図１のＨＳＣコンバータの第１のブリッジ及び第２のブリッジは、入力電圧Ｖｉｎとグランドとの間に並列に接続することができる。第１のブリッジは、第１のスイッチＱ１と第３のスイッチＱ３との間に第２のスイッチＱ２が接続された状態で直列に接続されたスイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３を含む。第２のブリッジは、第４のスイッチＱ４と第６のスイッチＱ６との間に第５のスイッチＱ５が接続された状態で直列に接続されたスイッチＱ４、Ｑ５、Ｑ６を含む。第１のノードは第１のスイッチＱ１と第２のスイッチＱ２との間に位置することができ、第２のノードは第２のスイッチＱ２と第３のスイッチＱ３との間に位置することができ、第３のノードは第４のスイッチＱ４と第５のスイッチＱ５との間に位置することができ、第４のノードは第５のスイッチＱ５と第６のスイッチＱ６との間に位置することができる。スイッチＱ１～Ｑ６は、スイッチＱ１、Ｑ３、Ｑ５を含む第１のスイッチ群と、Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６を含む第２のスイッチ群とに分割することができる。第１のスイッチ群及び第２のスイッチ群は、位相が１８０°シフトされたパルス幅変調器（ＰＷＭ：ｐｕｌｓｅ－ｗｉｄｔｈ ｍｏｄｕｌａｔｏｒ）を用いて相補的に制御することができる。第１のスイッチ群及び第２のスイッチ群は、二乗平均平方根（ＲＭＳ：ｒｏｏｔ－ｍｅａｎ－ｓｑｕａｒｅ）電流を低減又は最小化するために、５０％近くにされ得る同じ固定デューティサイクルで制御することができる。スイッチＱ１～Ｑ６は、スイッチＱ１～Ｑ６に駆動信号を供給するコントローラによって制御することができる。任意の適切なコントローラを使用することができ、ハードウェア及び／又はソフトウェアで実装することができる。コントローラは、本明細書に記載の機能を提供するように構成及び／又はプログラムすることができる。

【0016】

図１のＨＳＣコンバータの変圧器は、第１の巻線Ｌ１２、第２の巻線Ｌ２２、第３の巻線Ｌ２１、及び第４の巻線Ｌ１１を含む単一の巻線を含むマルチタップ付き単巻変圧器とすることができる。第１の巻線Ｌ１２は第２の巻線Ｌ２２に物理的に接続され、第２の巻線Ｌ２２は第３の巻線Ｌ２１に物理的に接続され、第３の巻線Ｌ２１は第４の巻線Ｌ１１に物理的に接続されている。変圧器の単一の巻線の第１の端部（すなわち、第２の巻線Ｌ２２に接続されていない第１の巻線Ｌ１２の端部）は、第１の共振回路に接続することができ、変圧器の単一の巻線の第２の端部（すなわち、第３の巻線Ｌ２１に接続されていない第４の巻線Ｌ１１の端部）は、第２の共振回路に接続することができる。第１の巻線Ｌ１２、第２の巻線Ｌ２２、第３の巻線Ｌ２１、及び第４の巻線Ｌ１１は、磁気コアと磁気的に結合することができる。

【0017】

図１のＨＳＣコンバータの変圧器の単一の巻線は、第１の巻線Ｌ１２と第２の巻線Ｌ２２との間の第１のタップと、第２の巻線Ｌ２２と第３の巻線Ｌ２１との間の第２のタップと、第３の巻線Ｌ２１と第４の巻線Ｌ１１との間の第３のタップとを含むことができる。第１のタップは、第５のスイッチＱ５と第６のスイッチＱ６との間の第４のノードに接続することができる。第２のタップは、出力キャパシタＣｏｕｔに接続することができる。第３のタップは、第２のスイッチＱ２と第３のスイッチＱ３との間の第２のノードに接続することができる。

【0018】

図１のＨＳＣコンバータにおいて、変圧器の第１の巻線群又は一次巻線群は、変圧器の第１の端部と変圧器の第１のタップとの間の巻線（すなわち、第１の巻線Ｌ１２）と、変圧器の第２の端部と変圧器の第３のタップとの間の巻線（すなわち、第４の巻線Ｌ１１）とを含むことができる。変圧器の第２の巻線群又は二次巻線群は、変圧器の第１のタップと第２のタップとの間の巻線（すなわち、第２の巻線Ｌ２２）と、変圧器の第２のタップと第３のタップとの間の巻線（すなわち、第３の巻線Ｌ２１）とを含むことができる。巻線Ｌ１１～Ｌ２２は互いに物理的に接続されているので、一次巻線群と二次巻線群とは互いに絶縁されていない。図１のＨＳＣコンバータは、非絶縁ＤＣ－ＤＣコンバータである。

【0019】

図１のＨＳＣコンバータにおいて、第１の共振回路は、第１の共振キャパシタＣｒｅｓ１を含むことができ、第１の共振回路は、第１の巻線Ｌ１２と、第１のスイッチＱ１と第２のスイッチＱ２との間の第１のノードとの間に接続することができる。図１のＨＳＣコンバータにおいて、第２の共振回路は、第２の共振キャパシタＣｒｅｓ２を含むことができ、第２の共振回路は、第４の巻線Ｌ１１と、第４のスイッチＱ４と第５のスイッチＱ６との間の第３のノードとの間に接続することができる。第１の共振回路及び第２の共振回路は、変圧器の漏れインダクタンスを使用することができる。代替的に、第１の共振回路及び第２の共振回路は、ディスクリート（ｄｉｓｃｒｅｔｅ）インダクタを使用することができる。

【0020】

図１のＨＳＣコンバータの出力端子Ｖｏｕｔは、単一の出力電圧を供給する。単一の出力電圧は、調整されていない出力電圧とすることができる。入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとの比は、以下の式によって与えられる。

【0021】

【数1】

【0022】

ここで、Ｖｏｕｔは出力端子Ｖｏｕｔの出力電圧、Ｖｉｎは入力電圧Ｖｉｎの電圧、Ｎ１は第１及び第４の巻線Ｌ１２，Ｌ１１の巻数、Ｎ２は第２及び第３の巻線Ｌ２２，Ｌ２１の巻数である。出力電圧Ｖｏｕｔは、巻線Ｌ１１～Ｌ２２の巻数を調整することによって調整することができる。しかし、巻線Ｌ１１～Ｌ２２の巻数をどのように調整しても、出力電圧Ｖｏｕｔを入力電圧の４分の１に調整することはできない。

【0023】

出力電圧が入力電圧の４分の１である用途では、通常、異なるトポロジー、例えば、ＬＬＣトポロジーが必要とされる。ＬＬＣコンバータでは、二次巻線の電流を半波整流するため、電流ピーク値が大きく、損失が発生する。

【0024】

図２は、出力電圧が入力電圧の４分の１であるＨＳＣコンバータを示す。図２のＨＳＣコンバータにおいて、単巻変圧器は、第１の巻線Ｌ２２及び第２の巻線Ｌ２１を含むが、いかなる一次巻線も含まない。図２の単巻変圧器は、出力キャパシタＣｏｕｔに接続された単一のタップを含む。図１のＨＳＣコンバータと比較して、図２のＨＳＣコンバータは、第１の巻線Ｌ１２及び第４の巻線Ｌ１１を含まない。図２の変圧器は、２つの巻線（すなわち、巻線Ｌ２２、Ｌ２１）のみを含む。図２の変圧器は、二次巻線のみを含み、いかなる一次巻線も含まない。一次巻線を含まないことにより、一次巻線に生じる銅箔を流れる電流による損失である銅損がなくなる。変圧器の構造が簡略化されるので、一次巻線が占有する空間をより有効に利用することができる。

【0025】

図１のＨＳＣコンバータと同様に、図２のＨＳＣコンバータは、入力電圧Ｖｉｎと、第１のブリッジ及び第２のブリッジと、第１のブリッジと第２のブリッジとの間に接続された変圧器と、第１のブリッジと変圧器との間に接続された第１の共振回路と、第２のブリッジと変圧器との間に接続された第２の共振回路と、変圧器に接続された第１の出力キャパシタＣｏｕｔと、出力キャパシタＣｏｕｔに接続された出力端子Ｖｏｕｔとを含む。

【0026】

図２のＨＳＣコンバータの第１のブリッジ及び第２のブリッジは、入力電圧Ｖｉｎとグランドとの間に並列に接続することができる。第１のブリッジは、第１のスイッチＱ１と第３のスイッチＱ３との間に第２のスイッチＱ２が接続された状態で直列に接続されたスイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３を含む。第２のブリッジは、第４のスイッチＱ４と第６のスイッチＱ６との間に第５のスイッチＱ５が接続された状態で直列に接続されたスイッチＱ４、Ｑ５、Ｑ６を含む。第１のノードは第１のスイッチＱ１と第２のスイッチＱ２との間に位置することができ、第２のノードは第２のスイッチＱ２と第３のスイッチＱ３との間に位置することができ、第３のノードは第４のスイッチＱ４と第５のスイッチＱ５との間に位置することができ、第４のノードは第５のスイッチＱ５と第６のスイッチＱ６との間に位置することができる。スイッチＱ１～Ｑ６は、スイッチＱ１、Ｑ３、Ｑ５を含む第１のスイッチ群と、Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６を含む第２のスイッチ群とに分割することができる。第１のスイッチ群及び第２のスイッチ群は、位相が１８０°シフトされたパルス幅変調器（ＰＷＭ）を用いて相補的に制御することができる。第１のスイッチ群及び第２のスイッチ群は、二乗平均平方根（ＲＭＳ）電流を低減又は最小化するために、５０％近くにされ得る同じ固定デューティサイクルで制御することができる。スイッチＱ１～Ｑ６は、スイッチＱ１～Ｑ６に駆動信号を供給するコントローラによって制御することができる。任意の適切なコントローラを使用することができ、ハードウェア及び／又はソフトウェアで実装することができる。コントローラは、本明細書に記載の機能を提供するように構成及び／又はプログラムすることができる。

【0027】

図２のＨＳＣコンバータの変圧器は、第１の巻線Ｌ２２及び第２の巻線Ｌ２１を含む単一の巻線を含むシングルタップ付き単巻変圧器とすることができる。第１の巻線Ｌ２２は、第２の巻線Ｌ２１に物理的に接続されている。変圧器の単一の巻線の第１の端部（すなわち、第２の巻線Ｌ２１に接続されていない第１の巻線Ｌ２２の端部）は、第１の共振回路に接続することができ、変圧器の単一の巻線の第２の端部（すなわち、第１の巻線Ｌ２２に接続されていない第２の巻線Ｌ２１の端部）は、第２の共振回路に接続することができる。第１の巻線Ｌ２２及び第２の巻線Ｌ２１は、磁気コアと磁気的に結合することができる。

【0028】

図２のＨＳＣコンバータの変圧器の単一の巻線は、第１の巻線Ｌ２２と第２の巻線Ｌ２１との間の単一のタップを含むことができる。単一のタップは、出力キャパシタＣｏｕｔに接続することができる。

【0029】

図２のＨＳＣコンバータの変圧器は、単一の巻線群又は二次巻線群を含む。変圧器の単一の巻線群又は二次巻線群は、変圧器の第１の端部と変圧器の第２の端部との間の巻線（すなわち、第１の巻線Ｌ２２及び第２の巻線Ｌ２１）を含むことができる。巻線Ｌ２１及びＬ２２は互いに物理的に接続されているので、図２のＨＳＣコンバータは非絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータである。

【0030】

図２のＨＳＣコンバータにおいて、第１の共振回路は、第１の共振キャパシタＣｒｅｓ１を含むことができ、第１の共振回路は、第１の巻線Ｌ１２と、第１のスイッチＱ１と第２のスイッチＱ２との間の第１のノードとの間に接続することができる。図２のＨＳＣコンバータにおいて、第２の共振回路は、第２の共振キャパシタＣｒｅｓ２を含むことができ、第２の共振回路は、第４の巻線Ｌ１１と、第４のスイッチＱ４と第５のスイッチＱ６との間の第３のノードとの間に接続することができる。第１の共振回路及び第２の共振回路は、変圧器の漏れインダクタンスを使用することができる。代替的に、第１の共振回路及び第２の共振回路は、ディスクリートインダクタを使用することができる。

【0031】

図１のＨＳＣコンバータの出力端子Ｖｏｕｔは、単一の出力電圧を供給する。単一の出力電圧は、調整されていない出力電圧とすることができる。入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとの比は、以下の式によって与えられる。

【0032】

【数2】

【0033】

図３は、図２のＨＳＣコンバータにおける様々な電流経路を示す。第１の電流経路は、入力電圧Ｖｉｎの一方の端子から、オンであるスイッチＱ１、及び第１のノード、次いで第１の共振回路及び第４のノードを通り、次いで第１の巻線Ｌ２２（すなわち、巻線１）及び単一のタップを通り、次いで出力キャパシタＣｏｕｔ、次いでグランドに接続された入力電圧Ｖｉｎの他方の端子までであり、入力電圧、第１のスイッチＱ１、第１の共振回路、第１の巻線Ｌ２２（すなわち、巻線１）、及び出力キャパシタＣｏｕｔを含む第１の電流ループを作成する。第２の電流経路は、第２のノードから第２の共振回路を通り、次いでオンである第５のスイッチ及び第４のノードを通り、次いで第１の巻線Ｌ２１（すなわち、巻線１）及び単一のタップを通り、次いで出力キャパシタＣｏｕｔを通り、次いで第３のスイッチＱ３を通って第２のノードに戻るまでであり、第２の共振回路、第５のスイッチＱ５、第１の巻線Ｌ２２（すなわち、巻線１）、出力キャパシタＣｏｕｔ、及び第３のスイッチＱ３を含む第２の電流ループを作成する。第１の巻線Ｌ２２（すなわち、巻線１）内の第１の電流経路及び第２の電流経路は、第２の巻線Ｌ２１（すなわち、巻線２）内に第３の電流経路を誘導する。第３の電流経路は、第２の巻線Ｌ２１（すなわち、巻線２）及び単一のタップを通り、次いで出力キャパシタＣｏｕｔを通り、次いで第３のスイッチＱ３を通って第２の巻線Ｌ２１（すなわち、巻線２）に戻るまでであり、第２の巻線Ｌ２１（すなわち、巻線２）、出力キャパシタＣｏｕｔ、及び第３のスイッチＱ３を含む第３の電流ループを形成する。出力端子Ｖｏｕｔは、出力キャパシタＣｏｕｔ、並びに第１の電流ループ、第２の電流ループ、及び第３の電流ループに接続されている。図３において、第１の共振キャパシタＣｒｅｓ１及び第２の共振キャパシタＣｒｅｓ２のキャパシタンスは、Ｃｒｅｓ１＝Ｃｒｅｓ２＝Ｃｒｅｓとなるように同じである。加えて、スイッチＱ１、Ｑ３、Ｑ５を含む第１のスイッチ群がオンにされ、スイッチＱ２、Ｑ４、Ｑ６を含む第２のスイッチ群がオフにされる。スイッチＱ１～Ｑ６は、以下の式で与えられる周波数で切り替えることができる。

【0034】

【数3】

【0035】

ここで、ｆ_ｓｗはスイッチング周波数、Ｌ_ｋは巻線の漏れインダクタンス、Ｃ_ｃｒｅｓは共振キャパシタＣｒｅｓ１、Ｃｒｅｓ２のキャパシタンスである。共振キャパシタＣｒｅｓ１、Ｃｒｅｓ２の電圧は、以下の式によって与えられるように、入力電圧の半分である。

【0036】

【数4】

【0037】

ここで、Ｖ_ｃｒｅｓは共振キャパシタＣｒｅｓ１、Ｃｒｅｓ２の電圧であり、Ｖ_ｉｎは入力電圧の電圧である。第１の共振回路及び第２の共振回路の電流は等しく、以下の式によって与えられる。

【0038】

【数5】

【0039】

ここで、Ｉ_{ｃｒｅｓ１}、Ｉ_{ｃｒｅｓ２}は第１の共振回路及び第２の共振回路の電流であり、Ｉ_ｃｒｅｓは第１の共振回路又は第２の共振回路のいずれかを通る電流であり、Ｉ_{ｏｕｔＤＣ}は出力される電流である。スイッチＱ１を通る二乗平均平方根（ＲＭＳ）電流は、以下の式によって与えられるように、第１の共振回路を通る電流の半分である。

【0040】

【数6】

【0041】

ここで、Ｉ_{Ｑ１（ｒｍｓ）}は、第１のスイッチＱ１を通るＲＭＳ電流である。第３のスイッチＱ３を通るＲＭＣ電流は、以下の式によって与えられるように、第２の共振回路を通る電流の２分の３である。

【0042】

【数7】

【0043】

ここで、Ｉ_{Ｑ３（ｒｍｓ）}は、第１のスイッチＱ３を通るＲＭＳ電流である。第１の巻線Ｌ２２（図３において巻線１として示される）及び第２の巻線Ｌ２１（図３において巻線２として示される）を通る電流は、以下の式によって与えられるように、第１の共振回路及び第２の共振回路の両方を通る電流である。

【0044】

【数8】

【0045】

ここで、Ｉ_{ｗｉｎｄｉｎｇ１}は第１の巻線Ｌ２２を通る電流であり、Ｉ_{ｗｉｎｄｉｎｇ２}は第２の巻線Ｌ２１を通る電流である。
図４Ａ及び図４Ｂは、５４Ｖ入力、１３．５Ｖ出力（＝Ｖｉｎ／４＝５４Ｖ／４）、及び１１１Ａ出力電流を含む図２の１５００Ｗ ＨＳＣコンバータのシミュレーションの波形を示す。第１のブリッジ及び第２のブリッジ内のスイッチは、任意の周波数を有するが１８０°の位相差を有する２つのＰＷＭ信号で駆動することができる。したがって、共振電流Ｉｒｅｓは、第１の共振回路及び第２の共振回路において生成されることができ、第１の共振回路及び第２の共振回路の各々は、共振キャパシタ及び共振インダクタを含み、共振インダクタは、変圧器の漏れインダクタンス又はディスクリートインダクタのいずれかである。共振電流Ｉｒｅｓは、スイッチＱ１，Ｑ２の各々に流れる。変圧器の第２の巻線Ｌ２１には共振電流Ｉｒｅｓの２倍の電流が誘起され、スイッチＱ３には第２の電流ループの電流と第３の電流ループの電流とを合成した共振電流Ｉｒｅｓの３倍の電流が流れる。図４Ａに示されるように、第１の巻線Ｌ２２（すなわち、巻線１）及び第２の巻線Ｌ２１（すなわち、巻線２）には、共振電流Ｉｒｅｓの２倍の電流がそれぞれ電流Ｉｓ１，Ｉｓ２として流れる。図４Ｂは、出力電圧が入力電圧の４分の１（すなわち、Ｖｏｕｔ＝Ｖｉｎ／４）であることを示す。第１のスイッチＱ１を通るＲＭＳ電流Ｉｑ１は約２２．２６Ａであり、第２のスイッチＱ２を通るＲＭＳ電流Ｉｑ２は約２１．７８Ａであり、第３のスイッチＱ３を通るＲＭＣ電流Ｉｑ３は約６６．５７Ａである。第１の巻線Ｌ２２（巻線１）を通るＲＭＳ電流Ｉｓ１は約６２．２９Ａであり、第１の巻線Ｌ２２（巻線１）を通る平均電流Ｉｓ１は約５５．６５Ａである。第２の巻線Ｌ２１（巻線２）を通るＲＭＳ電流ＩＳ２は約６２．１６Ａであり、第１の巻線Ｌ２２（巻線１）を通る平均電流Ｉｓ１は約５５．５０Ａである。出力電圧のＲＭＳ電圧は約１３．１５Ｖであり、出力電圧のピークトゥピーク電圧は約１１５．７４ｍＶである。

【0046】

ＬＬＣコンバータと比較して、図２のＨＳＣコンバータでは変圧器の巻線電流が全波整流されるので、単一の巻線の電流利用率が改善され、例えば巻線がプリント回路基板（ＰＣＢ）に含まれることによって引き起こされる損失を含む、巻線損失を低減することができる。出力側スイッチ（すなわち、図２のスイッチＱ３、Ｑ６）に流れる有効電流（ｅｆｆｅｃｔｉｖｅ ｃｕｒｒｅｎｔ）は、ＬＬＣコンバータの同様の出力側スイッチに流れる電流と比較して低減することができるので、出力側スイッチにおいて生じる損失も低減することができる。

【0047】

図５は、同等のＬＬＣコンバータを図２のＨＳＣコンバータと比較する表を示し、ＬＬＣコンバータ及びＨＳＣコンバータは、いずれも入力電圧の４分の１の出力電圧を供給する。表に示されるように、ＬＬＣコンバータは４：１：１の巻数比を有し、ＨＳＣコンバータは１：１の巻数比を有する。ＬＬＣコンバータ及びＨＳＣコンバータはいずれも、一次回路内に４つの８０Ｖトランジスタを含み、二次回路内に２つの４０Ｖトランジスタを含む。ＬＬＣコンバータの一次巻線における電流は、以下の式によって与えられる。

【0048】

【数9】

【0049】

ＨＳＣコンバータは、一次巻線を有さない。ＬＬＣコンバータの二次巻線における半波電流は、以下の式によって与えられる。

【0050】

【数10】

【0051】

また、ＨＳＣコンバータの二次巻線における全波電流は、ＬＬＣコンバータの電流の半分であり、以下の式によって与えられる。

【0052】

【数11】

【0053】

ＬＬＣコンバータの第１の二次巻線及び第２の二次巻線におけるＲＭＳ電流は、以下の式によって与えられる。

【0054】

【数12】

【0055】

また、ＨＳＣコンバータの第１の二次巻線及び第２の二次巻線におけるＲＭＳ電流は、ＬＬＣコンバータの電流の約２９％であり、以下の式によって与えられる。

【0056】

【数13】

【0057】

ＬＬＣコンバータ及びＨＳＣコンバータの一次スイッチにおけるＲＭＳ電流は半波であり、以下の式によって与えられる。

【0058】

【数14】

【0059】

ＬＬＣコンバータの二次スイッチにおけるＲＭＳ電流は半波整流され、以下の式によって与えられる。

【0060】

【数15】

【0061】

また、ＨＳＣコンバータの二次スイッチにおけるＲＭＳ電流は半波整流され、ＬＬＣコンバータの電流の４分の３であり、以下の式によって与えられる。

【0062】

【数16】

【0063】

図６及び図７は、入力電圧の４分の１の出力電圧を供給する同等のＬＬＣコンバータ及びＨＳＣコンバータの電流波形のグラフを示す。ＬＬＣコンバータ及びＨＳＣコンバータはいずれも、１５００Ｗの電力を供給することができる。入力電圧は５４Ｖであり、出力電圧は１３．５Ｖであり、出力電流は１１１Ａである。ＬＬＣコンバータについて、図６は、スイッチＱ１～Ｑ３についての電流波形のグラフを上部に示し、一次巻線並びに第１の二次巻線及び第２の二次巻線についての電流波形のグラフを下部に示す。ＨＳＣコンバータについて、図７は、スイッチＱ１～Ｑ３についての電流波形のグラフを上部に示し、第１の二次巻線及び第２の二次巻線の電流波形のグラフを下部に示す。図８の表は、図６及び図７のグラフのピーク電流及びＲＭＳ電流をまとめたものである。ＬＬＣコンバータにおいて、第１のスイッチＱ１を通る、ピーク電流は４３．５Ａであり、ＲＭＳ電流は２１．８Ａであり、第２のスイッチＱ２を通る、ピーク電流は４３．５Ａであり、ＲＭＳ電流は２１．８Ａであり、第３のスイッチＱ３を通る、ピーク電流は１７４Ａであり、ＲＭＳ電流は８７．２Ａである。一次巻線を通る、ピーク電流は４３．５Ａであり、ＲＭＳ電流は３０．８Ａであり、第１の二次巻線を通る、ピーク電流は１７４Ａであり、ＲＭＳ電流は８７．２Ａであり、第２の二次巻線を通る、ピーク電流は１７４Ａであり、ＲＭＳ電流は８７．２Ａである。ＨＳＣコンバータにおいて、第１のスイッチＱ１を通る、ピーク電流は４３．５Ａであり、ＲＭＳ電流は２１．８Ａであり、第２のスイッチＱ２を通る、ピーク電流は４３．５Ａであり、ＲＭＳ電流は２１．８Ａであり、第３のスイッチＱ３を通る、ピーク電流は１３１Ａであり、ＲＭＳ電流は６５．４Ａである。ＨＳＣコンバータには一次巻線がない。第１の二次巻線を通る、ピーク電流は８７．２Ａであり、ＲＭＳ電流は６１．６Ａであり、第２の二次巻線を通るピーク電流は８７．２Ａであり、ＲＭＳ電流は６１．６Ａである。

【0064】

図９Ａ～図９Ｃは、電力が出力端子Ｖｏｕｔから入力電圧Ｖｉｎに流れる場合の図２のＨＳＣコンバータの双方向挙動のシミュレーションの波形を示す。図９Ａ～図９Ｃは、出力端子Ｖｏｕｔにおける１３．５Ｖ入力と、入力電圧Ｖｉｎにおける５４Ｖ出力（＝Ｖｉｎ＊４＝１３．５Ｖ＊４）と、２０Ａ出力電流とを含む１０８０Ｗ ＨＳＣコンバータのシミュレーションの波形を示す。上述の図４に示される通常動作と同様に、図９Ａ～図９Ｃは、第１の共振回路及び第２の共振回路において共振電流Ｉｒｅｓが流れるようにスイッチが２つのＰＷＭ信号によって駆動される状態で、電力が反対方向に流れ得ることを示している。図９Ｃは、出力電圧（すなわち、入力電圧Ｖｉｎにおける電圧）が入力電圧（すなわち、出力端子Ｖｏｕｔにおける電圧）の４倍である（Ｖｉｎ＝４×Ｖｏｕｔ）ことを示している。ピークトゥピーク出力電圧は約２３０．４２ｍＶである。ＲＭＳ入力電圧は１３．５Ｖであり、ＲＭＳ出力電圧は約５２．９３Ｖである。

【0065】

上述のシミュレーション結果から、１次巻線を除去して入力電圧の１／４の出力電圧を供給することができ、２次巻線に流れる有効電流は同等のＬＬＣコンバータシステムと比較して２９％低減され、２次スイッチを流れる有効電流はＬＬＣコンバータシステムと比較して２５％低減され、図１のＨＳＣコンバータは双方向で動作することができ、双方向電源として使用できることが確認された。

【0066】

前述の説明は、本発明の例示にすぎないことを理解されたい。当業者であれば、本発明から逸脱することなく、様々な代替形態及び修正形態を考案することができる。したがって、本発明は、添付の特許請求の範囲内に収まる、全てのそのような代替形態、修正形態、及び変形形態を包含することが意図されている。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4A】

【図4B】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9A】

【図9B】

【図9C】

【外国語明細書】