特許 7014014 車載流体機械

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2022-01-24

(45)【発行日】2022-02-01

(54)【発明の名称】車載流体機械

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/48 20070101AFI20220125BHJP

【ＦＩ】

H02M7/48 F

【請求項の数】 3

(21)【出願番号】P 2018070140

(22)【出願日】2018-03-30

(65)【公開番号】P2019180223

(43)【公開日】2019-10-17

【審査請求日】2020-06-10

【前置審査】

(73)【特許権者】

【識別番号】000003218

【氏名又は名称】株式会社豊田自動織機

(74)【代理人】

【識別番号】100105957

【弁理士】

【氏名又は名称】恩田 誠

(74)【代理人】

【識別番号】100068755

【弁理士】

【氏名又は名称】恩田 博宣

(72)【発明者】

【氏名】久保田 雅士

(72)【発明者】

【氏名】川島 隆

(72)【発明者】

【氏名】名嶋 一記

【審査官】土井 悠生

(56)【参考文献】

【文献】国際公開第２０１７／１９９３３４（ＷＯ，Ａ１）

【文献】特開２０１６－１８５０４０（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１４－０５０１２１（ＪＰ，Ａ）

【文献】特表２０１７－５２７２５２（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２００１－０６９７８１（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２００５－３１２１７８（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２００６－３２０１３４（ＪＰ，Ａ）

【文献】米国特許出願公開第２０１５／０２８８３０６（ＵＳ，Ａ１）

【文献】特開２０１８－６４３２２（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０２Ｍ ７／４２－７／９８

Ｈ０２Ｐ ４／００

Ｈ０２Ｐ ６／００－６／３４

Ｈ０２Ｐ ２１／００－２５／０３

Ｈ０２Ｐ ２５／０４

Ｈ０２Ｐ ２５／０８－３１／００

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

スイッチング素子を備えるとともにモータに交流電力を供給するインバータ回路と、
ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を算出する電流制御部と、
前記モータに流れるｄ軸電流及びｑ軸電流と、前記ｄ軸電圧指令値及び前記ｑ軸電圧指令値から、ロータの回転角を算出する回転角推定部と、を備えたインバータ装置を有する車載流体機械であって、
前記ロータは、永久磁石を有し、
前記スイッチング素子は、前記モータのＵ相端子、Ｖ相端子、Ｗ相端子にそれぞれ接続された複数のスイッチング素子であり、
前記モータの停止時において前記スイッチング素子を所定のスイッチングパターンについてオンにして前記モータに対してパルス電圧を複数角度にわたって印加するとともに印加に伴い前記モータに流れるｄ軸電流とｑ軸電流との比較結果に応じて前記モータの制御のための因子を補正する補正部を備え、
前記回転角推定部は、前記パルス電圧の印加に伴い前記モータに流れるＵ相電流、Ｖ相電流、Ｗ相電流から前記ロータの回転角を推定し、
前記制御のための因子は前記インバータ回路の電源電圧検出値であることを特徴とする車載流体機械。

【請求項2】

スイッチング素子を備えるとともにモータに交流電力を供給するインバータ回路と、
ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を算出する電流制御部と、
前記モータに流れるｄ軸電流及びｑ軸電流と、前記ｄ軸電圧指令値及び前記ｑ軸電圧指令値から、ロータの回転角を算出する回転角推定部と、を備えたインバータ装置を有する車載流体機械であって、
前記ロータは、永久磁石を有し、
前記スイッチング素子は、前記モータのＵ相端子、Ｖ相端子、Ｗ相端子にそれぞれ接続された複数のスイッチング素子であり、
前記モータの停止時において前記スイッチング素子を所定のスイッチングパターンについてオンにして前記モータに対してパルス電圧を複数角度にわたって印加するとともに印加に伴い前記モータに流れるｄ軸電流とｑ軸電流との比較結果に応じて前記モータの制御のための因子を補正する補正部を備え、
前記回転角推定部は、前記パルス電圧の印加に伴い前記モータに流れるＵ相電流、Ｖ相電流、Ｗ相電流から前記ロータの回転角を推定し、
前記制御のための因子はｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値であることを特徴とする車載流体機械。

【請求項3】

スイッチング素子を備えるとともにモータに交流電力を供給するインバータ回路と、
ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を算出する電流制御部と、
前記モータに流れるｄ軸電流及びｑ軸電流と、前記ｄ軸電圧指令値及び前記ｑ軸電圧指令値から、ロータの回転角を算出する回転角推定部と、を備えたインバータ装置を有する車載流体機械であって、
前記ロータは、永久磁石を有し、
前記スイッチング素子は、前記モータのＵ相端子、Ｖ相端子、Ｗ相端子にそれぞれ接続された複数のスイッチング素子であり、
前記モータの停止時において前記スイッチング素子を所定のスイッチングパターンについてオンにして前記モータに対してパルス電圧を複数角度にわたって印加するとともに印加に伴い前記モータに流れるｄ軸電流とｑ軸電流との比較結果に応じて前記モータの制御のための因子を補正する補正部を備え、
前記回転角推定部は、前記パルス電圧の印加に伴い前記モータに流れるＵ相電流、Ｖ相電流、Ｗ相電流から前記ロータの回転角を推定し、
前記制御のための因子はｄ軸インダクタンス及びｑ軸インダクタンスであることを特徴とする車載流体機械。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、車載流体機械に関するものである。

【背景技術】

【0002】

モータ制御の中でもロータの回転角（回転位置）を推定しながら運転するという位置センサレス制御が行われており、特許文献１においては各相コイルに正方向及び負方向に所定のパルス幅の電圧を印加して流れる電流に基づいてロータの位置を導出している。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0003】

【文献】特開２０１６－１８５０４０号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0004】

磁石埋込型モータの磁石には生産の都合上、磁束量にばらつきが存在する。磁石の磁束量に比例して、磁気飽和の影響でインダクタンスは減少する。そのため、磁石磁束量にばらつきがあると以下の課題がある。位置センサレスでモータ電流とインバータ出力電圧（モータ印加電圧）から回転角を推定する際に、インダクタンスに起因して推定位置がずれてしまう。具体的には、例えば図１１（ａ）に示すように、ロータ回転における制御位相が最大トルク位相に対しずれると、出力トルクが低下するため、その分を補うためのトルクマージンが必要になる。そのためモータの大型化を招いている。

【0005】

本発明の目的は、モータの小型化を図ることができる車載流体機械を提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0006】

請求項１に記載の発明では、スイッチング素子を備えるとともにモータに交流電力を供給するインバータ回路と、ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を算出する電流制御部と、前記モータに流れるｄ軸電流及びｑ軸電流と、前記ｄ軸電圧指令値及び前記ｑ軸電圧指令値から、ロータの回転角を算出する回転角推定部と、を備えたインバータ装置を有する車載流体機械であって、前記モータの停止時において前記モータに対してパルス電圧を印加するとともに印加に伴い前記モータに流れるｄ軸電流とｑ軸電流との比較結果に応じて前記モータの制御のための因子を補正する補正部を備えることを要旨とする。

【0007】

請求項１に記載の発明によれば、モータの停止時においてモータに対してパルス電圧を印加するとともに印加に伴いモータに流れるｄ軸電流とｑ軸電流との比較結果に応じて突極比（ｑ軸インダクタンス／ｄ軸インダクタンス）を推定することでモータのインダクタンスを間接的に検出し、モータの制御のための因子を補正する。これにより、ロータ回転における制御位相と最大トルク位相の定常偏差が小さくなり、出力トルクの低下を抑制してトルクマージンの設定を小さくできモータの小型化を図ることができる。上記の突極比推定はモータのインダクタンスを間接的に検出する手法であり、磁石磁束量の変化に応じて、ｄ軸インダクタンスに比べてｑ軸インダクタンスの変化が大きいことを利用している。また、ｄ軸電流とｑ軸電流との比較結果を用いてモータ制御のための因子を補正するので、電流センサのゲイン誤差をキャンセルすることができ、補正値の算出精度が高まる。

【0008】

請求項２記載のように、請求項１に記載の車載流体機械において、前記回転角推定部は、前記パルス電圧の印加に伴い前記モータに流れるＵ相電流、Ｖ相電流、Ｗ相電流から前記ロータの角度を推定するとよい。ｄ軸電流とｑ軸電流を導出する際に必要となるＵ相電流、Ｖ相電流、Ｗ相電流を用いてロータの回転角を推定するので、一度のパルス電圧印加で突極比と回転角の両方を推定することができる。停止時のロータの回転角を予め推定しておくことで、再起動を速やかに行うことが出来る。

【0009】

請求項３に記載のように、請求項１または２に記載の車載流体機械において、前記制御のための因子は前記インバータ回路の電源電圧検出値であるとよい。
請求項４に記載のように、請求項１または２に記載の車載流体機械において、前記制御のための因子はｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値であるとよい。

【0010】

請求項５に記載のように、請求項１または２に記載の車載流体機械において、前記制御のための因子はｄ軸インダクタンス及びｑ軸インダクタンスであるとよい。

【発明の効果】

【0011】

本発明によれば、モータの小型化を図ることができる。

【図面の簡単な説明】

【0012】

【図1】車載用電動圧縮機を模式的に示す一部破断図。

【図2】第１の実施形態におけるモータ駆動用インバータ装置の構成図。

【図3】電圧値補正部の構成図。

【図4】マップを示す図。

【図5】作用を説明するためのフローチャート。

【図6】（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ），（ｅ），（ｆ）は作用を説明するためのタイムチャート。

【図7】第２の実施形態におけるモータ駆動用インバータ装置の構成図。

【図8】（ａ）は電圧指令値補正部の構成図、（ｂ）はマップを示す図。

【図9】第３の実施形態におけるモータ駆動用インバータ装置の構成図。

【図10】（ａ）はパラメータ補正部の構成図、（ｂ）はマップを示す図、（ｃ）はマップを示す図。

【図11】（ａ）は課題を説明するためのモータ特性及び必要出力トルクを示す図、（ｂ）は実施形態を説明するためのモータ特性及び必要出力トルクを示す図。

【発明を実施するための形態】

【0013】

（第１の実施形態）
以下、本発明を車載用電動圧縮機に具体化した一実施形態を図面に従って説明する。
本実施形態の車載用電動圧縮機は例えば車両空調装置に用いられる。つまり、本実施形態において車載用電動圧縮機の圧縮対象の流体は冷媒である。

【0014】

図１に示すように、車両空調装置１０は、車載用電動圧縮機２０と、車載用電動圧縮機２０に対して冷媒を供給する外部冷媒回路１００とを備えている。外部冷媒回路１００は、例えば熱交換器及び膨張弁などを有している。車両空調装置１０は、車載用電動圧縮機２０によって冷媒が圧縮され、且つ、外部冷媒回路１００によって冷媒の熱交換及び膨張が行われることによって、車両の室内の冷暖房を行う。

【0015】

なお、車両空調装置１０は、当該車両空調装置１０の全体を制御する空調ＥＣＵ１０１を備えている。空調ＥＣＵ１０１は、車内温度や設定温度等を把握可能に構成されており、これらのパラメータに基づいて、車載用電動圧縮機２０に対してオン／オフ指令等といった各種指令を送信する。

【0016】

車載用電動圧縮機２０は、外部冷媒回路１００から冷媒が吸入される吸入口２１ａが形成されたハウジング２１と、ハウジング２１に収容された圧縮部２２及び三相モータ２３とを備えている。

【0017】

ハウジング２１は、全体として略円筒形状である。ハウジング２１には、冷媒が吐出される吐出口２１ｂが形成されている。
圧縮部２２は、吸入口２１ａからハウジング２１内に吸入された冷媒を圧縮し、その圧縮された冷媒を吐出口２１ｂから吐出させるものである。なお、圧縮部２２の具体的な構成は、スクロールタイプ、ピストンタイプ、ベーンタイプ等任意である。

【0018】

三相モータ２３は、圧縮部２２を駆動させるものであり、ＩＰＭモータ（磁石埋込型モータ）を用いている。三相モータ２３は、例えばハウジング２１に対して回転可能に支持された円柱状の回転軸２６と、当該回転軸２６に対して固定された円筒形状のロータ２４と、ハウジング２１に固定されたステータ２５とを有する。ロータ２４は、磁石２４ａが埋設された円筒形状のロータコア２４ｂを有している。磁石２４ａは永久磁石である。回転軸２６の軸線方向と、円筒形状のハウジング２１の軸線方向とは一致している。ステータ２５は、円筒形状のステータコア２５ａと、当該ステータコア２５ａに形成されたティースに捲回されたコイル２５ｂとを有している。ロータ２４及びステータ２５は、回転軸２６の径方向に対向している。

【0019】

車載用電動圧縮機２０は、三相モータ２３を駆動させるモータ駆動用インバータ装置３１と、当該モータ駆動用インバータ装置３１が収容されたケース３２とを有するインバータユニット３０を備えている。三相モータ２３のコイル２５ｂとモータ駆動用インバータ装置３１とは電気的に接続されている。ケース３２は、固定具としてのボルト３３によってハウジング２１に固定されている。すなわち、本実施形態の車載用電動圧縮機２０には、モータ駆動用インバータ装置３１が一体化されている。

【0020】

モータ駆動用インバータ装置３１は、回路基板３４と、当該回路基板３４と電気的に接続されたパワーモジュール３５とを備えている。回路基板３４には、各種電子部品が実装されている。ケース３２の外面にはコネクタ３６が設けられており、回路基板３４とコネクタ３６とが電気的に接続されている。コネクタ３６を介してモータ駆動用インバータ装置３１に電力供給が行われるとともに、空調ＥＣＵ１０１とモータ駆動用インバータ装置３１とが電気的に接続されている。

【0021】

このようにして、車載用電動圧縮機２０は、ハウジング２１内に、圧縮部２２と、圧縮部２２を駆動する三相モータ２３が配置されるとともにモータ２３に電力を供給するモータ駆動用インバータ装置３１が一体化されている。

【0022】

図２に示すように、モータ駆動用インバータ装置３１は、インバータ回路４０とインバータ制御装置５０を備えている。インバータ制御装置５０は、ドライブ回路５５と、ＰＷＭ制御部６０を備えている。

【0023】

インバータ回路４０は、６つのスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６と６つのダイオードＤ１～Ｄ６を有する。スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６としてＩＧＢＴを用いている。正極母線と負極母線との間に、Ｕ相上アームを構成するスイッチング素子Ｑ１と、Ｕ相下アームを構成するスイッチング素子Ｑ２が直列接続されている。正極母線と負極母線との間に、Ｖ相上アームを構成するスイッチング素子Ｑ３と、Ｖ相下アームを構成するスイッチング素子Ｑ４が直列接続されている。正極母線と負極母線との間に、Ｗ相上アームを構成するスイッチング素子Ｑ５と、Ｗ相下アームを構成するスイッチング素子Ｑ６が直列接続されている。スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６にはダイオードＤ１～Ｄ６が逆並列接続されている。正極母線、負極母線には平滑コンデンサＣを介して直流電源としてのバッテリＢが接続されている。

【0024】

スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２の接続部が三相モータ（以下、モータという）２３のＵ相端子に接続されている。スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４の接続部がモータ２３のＶ相端子に接続されている。スイッチング素子Ｑ５とスイッチング素子Ｑ６の接続部がモータ２３のＷ相端子に接続されている。上下のアームを構成するスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６を有するインバータ回路４０は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のスイッチング動作に伴いバッテリＢの電圧である直流電圧を交流電圧に変換してモータ２３に供給することができるようになっている。即ち、インバータ回路４０は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６を備えるとともにモータに交流電力を供給する。

【0025】

各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のゲート端子にはドライブ回路５５が接続されている。ドライブ回路５５は、制御信号に基づいてインバータ回路４０のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６をスイッチング動作させる。

【0026】

スイッチング素子Ｑ２のエミッタと負極母線との間に電流センサ４１が設けられている。スイッチング素子Ｑ４のエミッタと負極母線との間に電流センサ４２が設けられている。スイッチング素子Ｑ６のエミッタと負極母線との間に電流センサ４３が設けられている。電圧センサＳ１によりバッテリＢの両端電圧（バッテリ電圧）、即ち、電源電圧が直流電圧として検出される。

【0027】

本実施形態では回転角センサを用いておらず位置センサレス化が図られている。ロータの回転角（回転位置）θは後記する回転角推定部７０においてモータに流れるｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑと、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊から算出される。

【0028】

ＰＷＭ制御部６０は、速度制御部６１と、減算部６２，６３，６８と、電流制御部６４と、座標変換部６５，６６と、ＰＷＭ発生部６７と、回転角推定部７０と、補正部としての電圧値補正部７２を備えている。

【0029】

座標変換部６５は、電流センサ４１，４２，４３により検出されたモータに流れるＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗ及び、回転角推定部７０により算出されるロータの推定回転角（回転位置）θに基づいて、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗをｄ軸電流（励磁成分電流）Ｉｄ及びｑ軸電流（トルク成分電流）Ｉｑに変換する。なお、ｄ軸電流（励磁成分電流）Ｉｄはモータ２３に流れる電流において、磁石の作る磁束と同じ方向の電流ベクトル成分であり、ｑ軸電流（トルク成分電流）Ｉｑはモータ２３に流れる電流において、ｄ軸と直交する電流ベクトル成分である。

【0030】

減算部６８は、外部から入力される回転数指令値と推定回転数との差を算出する。なお、推定回転数は、回転角推定部７０において演算される推定角（θ）を微分することで得られる。

【0031】

速度制御部６１は、外部から入力される回転数指令値と推定回転数との差分を受け、ｄ軸電流Ｉｄに対するｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、および、ｑ軸電流Ｉｑに対するｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を算出する。

【0032】

減算部６２は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とｄ軸電流Ｉｄとの差ΔＩｄを算出する。減算部６３は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とｑ軸電流Ｉｑとの差ΔＩｑを算出する。電流制御部６４は、差ΔＩｄ及び差ΔＩｑに基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を算出する。座標変換部６６は、回転角推定部７０により算出されるロータの推定回転角（回転位置）θに基づいて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊をモータへの印加電圧である電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換する。

【0033】

ＰＷＭ発生部６７は、電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗをインバータの電源電圧値で正規化し、三角波との比較結果に基づいてインバータ回路４０の各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６をオン、オフさせるためのＰＷＭ制御信号を出力する。

【0034】

つまり、ＰＷＭ制御部６０は、モータ２３に流れるＵ、Ｖ、Ｗの各相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに基づいてモータ２３におけるｄ軸電流（励磁成分電流）とｑ軸電流（トルク成分電流）が目標値となるようにモータ２３の電流経路に設けられたスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６を制御する。ＰＷＭ発生部６７からの信号はドライブ回路５５に送られる。

【0035】

回転角推定部７０は、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑ、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊に基づき、モータの推定回転角θおよび推定角速度ωを演算（推定）する。
電圧値補正部７２は、電圧センサＳ１による直流電圧検出値を入力値Ｖｉｎとして入力したのちインバータの電源電圧Ｖｄｃを補正して出力値Ｖｏｕｔとして出力する。この補正後の直流電圧（Ｖｏｕｔ）はＰＷＭ発生部６７に送られて、電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを正規化し、三角波との比較結果に基づいてＰＷＭ制御信号が算出される。

【0036】

図３には電圧値補正部７２の構成を示す。
電圧値補正部７２は、乗算部８０と補正係数決定部８１を有する。乗算部８０は、直流電圧（入力値Ｖｉｎ）を入力して補正係数Ｋａを乗算して、即ち、Ｋａ×Ｖｉｎを補正後の直流電圧（出力値Ｖｏｕｔ）として出力する。補正係数決定部８１は、図４に示すマップを用いて補正係数Ｋａを算出する。図４において、横軸に突極比をとり、縦軸に補正係数Ｋをとっており、特性線Ｌ１が規定されている。特性線Ｌ１は、突極比が大きいほど補正係数Ｋも大きくなるように規定されている。図３の補正係数決定部８１は、ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑとの比である突極比Ｌｑ／Ｌｄを、ｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑとの比較結果から推定する。そして、補正係数決定部８１は、図４のマップを用いて推定突極比から補正係数Ｋａを算出する。このように求められた補正係数Ｋａを用いて乗算部８０においてＫａ×Ｖｉｎが補正後の直流電圧（出力値Ｖｏｕｔ）として算出される。

【0037】

次に、作用について説明する。
モータ２３の停止中において、補正係数決定部８１において、ｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑとの比較結果からモータの突極比（Ｌｑ／Ｌｄ）を推定し、図４のマップを用いて推定突極比から補正係数Ｋを算出する。この補正係数Ｋが、最適値、即ち、最大トルク位相補正係数Ｋａを決定する。以後、このように決定された補正係数Ｋａを用いてモータ制御が行われる。

【0038】

モータ停止中の補正係数Ｋの算出、即ち、乗算部８０で使用するゲイン（補正係数Ｋａ）として決定する処理の詳細を図５及び図６を用いて説明する。
図５に示すように、補正係数決定部８１において、ステップＳ１００でＶｄｃ×δＴが同じになる電圧パルスを順番に複数角度にわたり印加する。具体的には、図６（ａ）に示すＵ相上アーム用スイッチング素子Ｑ１、図６（ｂ）に示すＵ相下アーム用スイッチング素子Ｑ２、図６（ｃ）に示すＶ相上アーム用スイッチング素子Ｑ３、図６（ｄ）に示すＶ相下アーム用スイッチング素子Ｑ４、図６（ｅ）に示すＷ相上アーム用スイッチング素子Ｑ５、図６（ｆ）に示すＷ相下アーム用スイッチング素子Ｑ６について、所定のタイミングｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ４，ｔ５，ｔ６において微小時間δＴだけあらかじめ決められたスイッチングパターンについてオンする。微小時間δＴは、電源電圧Ｖｄｃが変わっても電圧パルスの面積（Ｖｄｃ×δＴ）が同じになるように、スイッチング毎にδＴを決める。例えば、制御周期であるキャリア信号の一周期の１００μｓｅｃ以下の範囲で決定する。このように、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれの相において正負の母線間に電圧を印加して電流を流す。

【0039】

そして、補正係数決定部８１において、図５のステップＳ１０１でパルス印加により流れた、Ｕ相電流、Ｖ相電流、Ｗ相電流を、それぞれｄｑ軸座標に変換してｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑを取得する。補正係数決定部８１において、ステップＳ１０２でｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑの比較結果から突極比を推定する。具体的には、各スイッチングパターンにて取得したｄ軸電流の絶対値の総和Σ|Ｉｄ|とｑ軸電流の絶対値の総和Σ|Ｉｑ|から、突極比推定式（Σ|Ｉｄ|／Σ|Ｉｑ|）により突極比を推定する。あるいは、各スイッチングパターンにて取得したｄ軸電流の二乗和ΣＩｄ＾２とｑ軸電流の二乗和ΣＩｑ＾２から、突極比推定式（（ΣＩｄ＾２）／（ΣＩｑ＾２））により突極比を推定する。例えば図６に示すスイッチングパターンについて、各スイッチングパターンごとに相電流取得し、それらを全てｄ軸電流とｑ軸電流に変換したのち、上述の突極比推定式に代入することで突極比を推定する。補正係数決定部８１において、ステップＳ１０３で図４のマップを参照してＫ値を算出する。つまり、設計値の突極比と比較し乖離量を算出する。

【0040】

そして、乗算部８０において、ステップＳ１０４で、モータ運転時に、Ｋ値から入力値Ｖｉｎを補正する（乖離量に応じて制御パラメータである直流電圧（入力値Ｖｉｎ）を補正する）。つまり、モータ停止時においてモータにパルス電圧を印加したことに伴いモータに流れるｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑとの比較結果に応じて制御のための因子としてのインバータの電源電圧検出値、即ち、電圧センサＳ１による直流電圧検出値（Ｖｉｎ）を補正する。

【0041】

よって、制御位相のずれによる出力トルク低下を解消できる。そのため、モータのトルクマージンを削減して小型化・低コスト化が可能となる。
図１１（ａ），（ｂ）を用いて説明する。

【0042】

本実施形態のような調整を行わないと、図１１（ａ）に示すように、モータ特性と電流位相との関係において推定角度が正しいとモータ特性のピークに持っていくことができるが推定がずれるとモータ特性のピーク、即ち、最大トルク位相（トルクピークとなる電流位相）を狙えずに左右にずれてしまう。これはモータの磁石の公差だったりインバータのハードウェアによってずれ方が変わる。

【0043】

これに対し、図１１（ｂ）に示すように初期の磁石の磁束の状態では推定値にずれが生じており、初期にどのようなばらつきを持っているのか分からないが、本実施形態のような調整を行うことにより最適ポイントが分かるのでその位置までパラメータをずらしてピーク位置にシフトすることができる。即ち、初期の電流位相からオートチューニングにより最大トルク位相（トルクピークとなる電流位相）に対する推定ずれを補正することができる。

【0044】

また、電圧値補正部７２を用いることなく、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗ及び直流電圧に基づいて回転角θを演算すると図１１（ａ）に示すようにモータ特性と必要出力トルクとの関係において次のようになる。図１１（ａ）においてモータ特性はピーク値を有しており、必要出力トルクは一定値である。ここで、制御位相がモータ特性のピーク値（最大トルク位相）とずれると、必要出力トルクを確保するためには、より出力の大きなモータを使用する必要がある。

【0045】

これに対し、図１１（ｂ）に示す本実施形態では、電圧値補正部７２を用いて初期の電流位相とモータ特性のピーク値とのずれを補正して、制御位相とモータ特性のピーク値とを一致させることができる。そのため、必要出力トルクを確保できるモータとして、より出力の小さなモータを使用することができる。

【0046】

まとめると次のようになる。
モータ制御技術として、位置センサレス制御がある。この制御は取得した入力電圧とモータ電流を使って、ロータの回転角を演算で推定している。このモータ推定位置に基づいて、最大トルクにて運転できるようにパラメータをチューニングして、モータの出力最大トルクを得ている。ところで、モータにばらつき（例えば永久磁石の磁束）がある場合、モータ特性が変化する。位置センサレス制御はこの影響を受けるため、モータ推定位置に誤差が発生し、出力最大トルクが出せなくなることがある。

【0047】

本実施形態においては、モータばらつきによる出力トルク低下を解決する。
具体的には、モータ停止中にモータの突極比（Ｌｑ／Ｌｄ）を推定し、モータ設計値の突極比と比較し、算出された乖離量に応じて制御に利用するパラメータを補正する。そのために、モータ停止中において、極短時間の電圧パルス、例えば、制御周期であるキャリア信号の一周期で複数角度に印加し、流れたｄ軸電流及びｑ軸電流から突極比を推定する。突極比推定はロータの磁石磁束量を間接的に検出する手法であり、磁石磁束量の変化に応じてインダクタンスが変化することを利用している。予め補正する制御パラメータのマップをソフトウェア内にて保持しておき、検出した突極比と設計値の突極比の乖離量を算出し、マップにしたがって制御パラメータの補正量（Ｋａ）を決定する。このようにして、モータばらつきによる、最大出力トルクの低下を軽減できる。また、トルクマージンを無くすことでモータの小型・軽量化を図ることができる。

【0048】

上記実施形態によれば、以下のような効果を得ることができる。
（１）車載流体機械としての車載用電動圧縮機２０はインバータ装置３１を有し、インバータ装置３１は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６を備えるとともにモータに交流電力を供給するインバータ回路４０と、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を算出する電流制御部６４と、モータに流れるｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑと、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊から、ロータの回転角θを算出する回転角推定部７０と、を備える。さらに、モータの停止時においてモータに対してパルス電圧を印加するとともに印加に伴いモータに流れるｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑとの比較結果に応じてモータの制御のための因子を補正する電圧値補正部７２を備える。

【0049】

具体的には、電圧値補正部７２において、モータ停止時においてモータにパルス電圧を印加したことに伴いモータに流れるｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑとの比較結果に応じて制御のための因子としてのインバータの電源電圧検出値、即ち、電圧センサＳ１による直流電圧検出値（Ｖｉｎ）を補正するようにした。

【0050】

このように、モータの停止中に、補正量（Ｋ）を決定して、ロータ回転における制御位相が最大トルク位相からずれにくくして出力トルクの低下を抑制してトルクマージンを小さく設定できモータの小型化を図ることができる。特に、制御のための因子はインバータ回路４０の電源電圧検出値であり、インバータの電源電圧検出値、即ち、電圧センサＳ１による直流電圧検出値（Ｖｉｎ）を補正することによりモータの運転の安定性がよい。

【0051】

このようにして、モータの停止時においてモータに対してパルス電圧を印加するとともに印加に伴いモータに流れるｄ軸電流とｑ軸電流との比較結果に応じて突極比（ｑ軸インダクタンス／ｄ軸インダクタンス）を推定することでモータのインダクタンスを間接的に検出し、モータの制御のための因子を補正する。これにより、ロータ回転における制御位相と最大トルク位相の定常偏差が小さくなり、出力トルクの低下を抑制してトルクマージンの設定を小さくできモータの小型化を図ることができる。上記の突極比推定はモータのインダクタンスを間接的に検出する手法であり、磁石磁束量の変化に応じて、ｄ軸インダクタンスに比べてｑ軸インダクタンスの変化が大きいことを利用している。また、ｄ軸電流とｑ軸電流との比較結果を用いてモータ制御のための因子を補正するので、電流センサのゲイン誤差をキャンセルすることができ、補正値の算出精度が高まる。

【0052】

（２）回転角推定部７０は、パルス電圧の印加に伴いモータに流れるＵ相電流、Ｖ相電流、Ｗ相電流からロータの角度を推定する。ｄ軸電流とｑ軸電流を導出する際に必要となるＵ相電流、Ｖ相電流、Ｗ相電流を用いてロータの回転角を推定するので、一度のパルス電圧印加で突極比と回転角の両方を推定することができる。停止時のロータの回転角を予め推定しておくことで、再起動を速やかに行うことが出来る。

【0053】

（第２の実施形態）
次に、第２の実施形態を、第１の実施形態との相違点を中心に説明する。
図２に代わり、第２の実施形態では図７に示す構成となっている。図７において、補正部としての電圧指令値補正部９０を有する。電圧指令値補正部９０は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を入力し、補正して回転角推定部７０に出力する。

【0054】

電圧指令値補正部９０は、図８（ａ）に示すように、乗算部９１，９２と補正係数決定部９３を有する。乗算部９１は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊（入力値Ｖｄｉｎ）を入力して補正係数Ｋａを乗算して、即ち、Ｋａ×Ｖｄｉｎを補正後のｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊（出力値Ｖｄｏｕｔ）として出力する。乗算部９２は、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊（入力値Ｖｄｉｎ）を入力して補正係数Ｋａを乗算して、即ち、Ｋａ×Ｖｑｉｎを補正後のｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊（出力値Ｖｑｏｕｔ）として出力する。補正係数決定部９３は、図８（ｂ）に示すマップを用いて補正係数Ｋａを算出する。図８（ｂ）において、横軸に突極比をとり、縦軸に補正係数Ｋをとっており、特性線Ｌ１０が規定されている。特性線Ｌ１０は、突極比が大きいほど補正係数Ｋも大きくなるように規定されている。図８（ａ）の補正係数決定部９３は、ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑとの比である突極比Ｌｑ／Ｌｄを、ｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑとの比較結果から推定する。そして、補正係数決定部９３は、図８（ｂ）のマップを用いて推定突極比から補正係数Ｋａを算出する。このように求められた補正係数Ｋａを用いて乗算部９１，９２においてＫａ×Ｖｄｉｎ及びＫａ×Ｖｑｉｎが補正後の電圧指令値（出力値Ｖｏｕｔ）として算出され、補正される。

【0055】

本実施形態によれば、以下のような効果を得ることができる。
（３）制御のための因子はｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊であり、モータ停止時においてモータに対してパルス電圧を印加するとともに印加に伴いモータに流れるｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑとの比較結果に応じてモータの制御のための因子としてのｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を補正するようにした。よって、ロータ回転における制御位相が最大トルク位相にずれにくくして出力トルクの低下を抑制してトルクマージンを小さく設定できモータの小型化を図ることができる。

【0056】

（第３の実施形態）
次に、第３の実施形態を、第１の実施形態との相違点を中心に説明する。
図２に代わり、第３の実施形態では図９に示す構成となっている。本実施形態では制御パラメータがインダクタンスである。

【0057】

図９において、本実施形態の回転角推定部９５は補正部としてのパラメータ補正部９５ａを有する。パラメータ補正部９５ａは、図１０（ａ）に示すように、乗算部９６，９７と補正係数決定部９８，９９を有する。乗算部９６は、ｄ軸インダクタンスＬｄｉｎを入力して補正係数Ｋａを乗算して、即ち、Ｋａ×Ｌｄｉｎを補正後のｄ軸インダクタンスＬｄｉｎ（出力値Ｌｄｏｕｔ）として出力する。乗算部９７は、ｑ軸インダクタンスＬｑｉｎを入力して補正係数Ｋｂを乗算して、即ち、Ｋｂ×Ｌｑｉｎを補正後のｑ軸インダクタンスＬｑｉｎ（出力値Ｌｑｏｕｔ）として出力する。補正係数決定部９８は、図１０（ｂ）に示すマップを用いて補正係数Ｋａを算出する。図１０（ｂ）において、横軸に突極比をとり、縦軸に補正係数Ｋをとっており、特性線Ｌ２０が規定されている。特性線Ｌ２０は、突極比が大きいほど補正係数Ｋも大きくなるように規定されている。補正係数決定部９９は、図１０（ｃ）に示すマップを用いて補正係数Ｋｂを算出する。図１０（ｃ）において、横軸に突極比をとり、縦軸に補正係数Ｋをとっており、特性線Ｌ２１が規定されている。特性線Ｌ２１は、突極比が大きいほど補正係数Ｋも大きくなるように規定されている。

【0058】

図１０（ａ）の補正係数決定部９８，９９は、ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑとの比である突極比Ｌｑ／Ｌｄを、ｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑとの比較結果から推定する。そして、補正係数決定部９８，９９は、図１０（ｂ）のマップ及び図１０（ｃ）のマップを用いて推定突極比から補正係数Ｋａ，Ｋｂを算出する。このように求められた補正係数Ｋａ，Ｋｂを用いて乗算部９６，９７においてＫａ×Ｌｄｉｎ及びＫｂ×Ｌｑｉｎが補正後のインダクタンス（出力値Ｌｏｕｔ）として算出され、補正される。

【0059】

本実施形態によれば、以下のような効果を得ることができる。
（４）制御のための因子はｄ軸インダクタンスＬｄｉｎ及びｑ軸インダクタンスＬｑｉｎであり、モータ停止時においてモータに対してパルス電圧を印加するとともに印加に伴いモータに流れるｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑとの比較結果に応じてモータの制御のための因子としてのｄ軸インダクタンスＬｄｉｎ及びｑ軸インダクタンスＬｑｉｎを補正するようにした。よって、ロータ回転における制御位相が最大トルク位相にずれにくくして出力トルクの低下を抑制してトルクマージンを小さく設定できモータの小型化を図ることができる。

【0060】

実施形態は前記に限定されるものではなく、例えば、次のように具体化してもよい。
○ 制御パラメータは電圧値、インダクタンス以外にも電流値、逆起電圧定数等でもよい。

【0061】

○ 突極比と補正係数Ｋとの関係は図４などに示されるような直線関係でなくても良い。また突極比が大きいほど補正係数Ｋも大きくなるように規定されてなくても良い。
○ 突極比推定式は実施形態記載のものに限定されない。ｄ軸電流とｑ軸電流を比較した結果として電流センサのゲイン誤差をキャンセルできる式であれば良い。

【0062】

○ 車載用電動圧縮機に具体化したが、これに限るものではない。例えば、車載用水素ポンプや車載用ウォーターポンプであってもよい。

【符号の説明】

【0063】

２０…車載用電動圧縮機、２３…モータ、３１…モータ駆動用インバータ装置、４０…インバータ装置、６４…電流制御部、７０…回転角推定部、７２…電圧値補正部、Ｖｄ＊…ｄ軸電圧指令値、Ｖｑ＊…ｑ軸電圧指令値、Ｉｄ…ｄ軸電流、Ｉｑ…ｑ軸電流、Ｉｕ…Ｕ相電流、Ｉｖ…Ｖ相電流、Ｉｗ…Ｗ相電流、Ｑ１～Ｑ６…スイッチング素子、θ…モータの回転角。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】