特許 7053723 フラッシュメモリ装置のハイブリッドチャージポンプ並びに調節手段及び方法

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2022-04-04

(45)【発行日】2022-04-12

(54)【発明の名称】フラッシュメモリ装置のハイブリッドチャージポンプ並びに調節手段及び方法

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/07 20060101AFI20220405BHJP

   H01L 27/11526 20170101ALI20220405BHJP

   H01L 21/336 20060101ALI20220405BHJP

   H01L 29/788 20060101ALI20220405BHJP

   H01L 29/792 20060101ALI20220405BHJP

   G11C 5/14 20060101ALI20220405BHJP

   G11C 16/30 20060101ALI20220405BHJP

【ＦＩ】

H02M3/07

H01L27/11526

H01L29/78 371

G11C5/14 400

G11C16/30 100

G11C16/30 110

【請求項の数】 1

【外国語出願】

(21)【出願番号】P 2020108559

(22)【出願日】2020-06-24

(62)【分割の表示】P 2018240673の分割

【原出願日】2014-01-14

(65)【公開番号】P2020195279

(43)【公開日】2020-12-03

【審査請求日】2020-07-22

(31)【優先権主張番号】61/792,643

(32)【優先日】2013-03-15

(33)【優先権主張国・地域又は機関】US

(31)【優先権主張番号】13/958,410

(32)【優先日】2013-08-02

(33)【優先権主張国・地域又は機関】US

(73)【特許権者】

【識別番号】500147506

【氏名又は名称】シリコン ストーリッジ テクノロージー インコーポレイテッド

【氏名又は名称原語表記】ＳＩＬＩＣＯＮ ＳＴＯＲＡＧＥ ＴＥＣＨＮＯＬＯＧＹ， ＩＮＣ．

(74)【代理人】

【識別番号】100094569

【弁理士】

【氏名又は名称】田中 伸一郎

(74)【代理人】

【識別番号】100109070

【弁理士】

【氏名又は名称】須田 洋之

(74)【代理人】

【識別番号】100067013

【弁理士】

【氏名又は名称】大塚 文昭

(74)【代理人】

【識別番号】100086771

【弁理士】

【氏名又は名称】西島 孝喜

(74)【代理人】

【識別番号】100109335

【弁理士】

【氏名又は名称】上杉 浩

(74)【代理人】

【識別番号】100120525

【弁理士】

【氏名又は名称】近藤 直樹

(74)【代理人】

【識別番号】100139712

【弁理士】

【氏名又は名称】那須 威夫

(72)【発明者】

【氏名】トラン ヒュー ヴァン

(72)【発明者】

【氏名】リー アィン

(72)【発明者】

【氏名】ヴー トゥアン

(72)【発明者】

【氏名】グエン フン クオック

【審査官】柳下 勝幸

(56)【参考文献】

【文献】特開２０１０－０１７０１３（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１０－１１９２９２（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２００３－２３５２４５（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０２Ｍ ３／０７

Ｈ０１Ｌ ２７／１１５２６

Ｈ０１Ｌ ２１／３３６

Ｇ１１Ｃ ５／１４

Ｇ１１Ｃ １６／３０

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

正電圧の入力を受信し、同じ大きさの負電圧の出力を生成するためのインバータ回路であって、
第１の端子と第２の端子を含む第１のコンデンサと、
グランドに接続された第１の端子と第２の端子を備える第２のコンデンサと、
前記入力を受信する第１の端子と、前記第１のコンデンサの前記第１の端子に接続された第２の端子と、を備える第１のＰＭＯＳトランジスタと、
前記第１のコンデンサの前記第１の端子に接続された第１の端子と、グランドに接続された第２の端子と、を備える第１のＮＭＯＳトランジスタと、
ゲートと、前記第１のコンデンサの前記第２の端子に接続された第１の端子と、及び第２の端子と、を備える第２のＰＭＯＳトランジスタと、
第３のＰＭＯＳトランジスタであって、
ゲートと、前記第２のＰＭＯＳトランジスタの前記第２の端子に接続された第１の端子と、及びグランドに接続された第２の端子と前記第２のＰＭＯＳトランジスタのゲートと前記第３のトランジスタのゲートに接続された第２の端子と、を備える第３のＰＭＯＳトランジスタと、
ゲートと、前記出力を与えかつ前記第２のコンデンサの前記第１の端子に接続された第１の端子と、及び第２の端子と、を備える第４のＰＭＯＳトランジスタと、
及び、
第５のＰＭＯＳトランジスタであって、
ゲートと、前記第４のＰＭＯＳトランジスタの前記第１の端子に接続された第１の端子と、及び前記第４のＰＭＯＳトランジスタの前記ゲート、前記第５のＰＭＯＳトランジスタの前記ゲート、前記第１のコンデンサの前記第２の端子、及び前記第２のＰＭＯＳトランジスタの前記第１の端子に接続された第２の端子と、を備える前記第５のＰＭＯＳトランジスタと、を含む、インバータ回路。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

（優先権の主張）
本願は、米国特許法第１１９条及び第１２０条に基づいて、参照することにより本明細書に組み込まれる、２０１３年３月１５日出願の米国特許仮出願第６１／７９２，６４３号の優先権を主張するものである。

【0002】

（発明の分野）
メモリ装置で使用するためのハイブリッドチャージポンプ及び制御回路が開示される。

【背景技術】

【0003】

浮遊ゲートを使用して電荷をその上に蓄積するフラッシュメモリセル、及び半導体基板内に形成されるそのような不揮発性メモリセルのメモリアレイは、当該技術分野において周知である。典型的に、そのような浮遊ゲートメモリセルは、スプリットゲート型又は積層ゲート型のものとなっている。

【0004】

１つの従来技術の不揮発性メモリセル１０を図１に示す。分割ゲートのスーパーフラッシュ（ＳＦ）メモリセル１０は、Ｐ型などの第１の導電型の半導体基板１を備える。基板１は、上にＮ型などの第２の導電型の第１の領域２（ソース線ＳＬとしても知られる）が形成される表面を有する。Ｎ型などの第２の導電型の第２の領域３（ドレイン線としても知られる）も基板１の表面に形成される。第１の領域２と第２の領域３との間は、チャネル領域４である。ビット線（ＢＬ）９は、第２の領域３に接続される。ワード線（ＷＬ）８（選択ゲートとも称される）は、チャネル領域４の第１の部分の上に位置付けられ、そこから絶縁される。ワード線８は、第２の領域３とほとんど又は全く重ならない。浮遊ゲート（ＦＧ）５は、チャネル領域４の他の部分の上方にある。浮遊ゲート５は、そこから絶縁され、ワード線８に隣接する。浮遊ゲート５はまた、第１の領域２に隣接する。結合ゲート（ＣＧ）７（制御ゲートとしても知られる）は、浮遊ゲート５の上方にあり、そこから絶縁される。消去ゲート（ＥＧ）６は、第１の領域２の上方にあり、浮遊ゲート５及び結合ゲート７に隣接し、そこから絶縁される。消去ゲート６はまた、第１の領域２から絶縁される。

【0005】

従来技術の不揮発性メモリセル１０の消去及びプログラムのための１つの例示的な操作は、次の通りである。セル１０は、ファウラーノルドハイムトンネリング機構によって、消去ゲートＥＧ ６に高電圧が印加され、他の端子がゼロボルトと等しくなることによって、消去される。電子は、浮遊ゲートＦＧ ５から消去ゲートＥＧ ６までトンネル移動し、その結果、浮遊ゲートＦＧ ５が正電荷を帯び、読み取り状態のセル１０をオンにする結果として得られたセルが消去された状態は、「１」状態として知られている。消去の別の実施形態は、消去ゲートＥＧ ６に正電圧Ｖｅｇｐが印加され、結合ゲートＣＧ ７に負電圧Ｖｃｇｎが印加され、他の端子がゼロボルトと等しくなることによる。負電圧Ｖｃｇｎは、浮遊ゲートＦＧ ５に負に結合し、したがって消去に必要な正電圧Ｖｃｇｐがより少なく済む。電子は、浮遊ゲートＦＧ ５から消去ゲートＥＧ ６までトンネル移動し、その結果、浮遊ゲートＦＧ ５が正電荷を帯び、読み取り状態のセル１０をオンにする（セル状態「１」）。ワード線ＷＬ ８（Ｖｗｌｅ）及びソース線ＳＬ ２（Ｖｓｌｅ）は代わりに消去に必要とされる消去ゲートＦＧ ５上の正電圧を更に低減するように負にすることができる。この場合の負電圧Ｖｗｌｅ及びＶｓｌｅの大きさは、ｐ－ｎ接合が正方向に動作しない程度に小さい。セル１０は、ソース側のホット電子プログラミング機構により、結合ゲートＣＧ ７に高電圧を印加し、ソース線ＳＬ ２に高電圧を印加し、消去ゲートＥＧ ６に中電圧を印加し、かつビット線ＢＬ ９にプログラミング電流を印加することによって、プログラミングされる。ワード線ＷＬ ８と浮遊ゲートＦＧ ５との間の隙間全体に流れる電子の一部は、十分なエネルギーを得て、浮遊ゲートＦＧ ５に注入され、その結果、浮遊ゲートＦＧ ５が負電荷を帯び、読み取り状態のセル１０をオフにする。結果として得られたセルをプログラムした状態は、「０」状態として知られている。

【0006】

セル１０は、ビット線ＢＬ９に阻害電圧を印加することによって、（例えば、その行の別のセルはプログラムされるべきだが、セル１０はプログラムされない場合、）プログラミングの際に阻害され得る。セル１０は、米国特許第７，８６８，３７５号に更に具体的に記載され、この開示は、参照することにより本明細書にその全体が組み込まれる。

【0007】

図１の従来技術の例示の動作電圧を以下の表１に示す。

【0008】

【表1】

【0009】

表１に列挙した値の典型的な値を表２に示す。

【0010】

【表2】

【0011】

図２は、従来技術の二次元フラッシュメモリシステムの典型的な従来技術のアーキテクチャを示す。チップ１２は、任意にメモリセル１０を図１のように使用している、データ格納用のメモリアレイ１５及びメモリアレイ２０と、チップ１２の他の部品と典型的には、順にピン（図示せず）に接続するワイヤボンド（図示せず）又はパッケージ化されたチップの外側から集積回路にアクセスするのに用いられるパッケージバンプとの間の電気通信を可能にするパッド３５及びパッド８０と、システムに正負電圧源を提供するために用いられる高電圧回路７５と、冗長性及び組み込み自己テストなどの様々な制御機能を提供するための制御ロジック７０と、アナログロジック６５と、メモリアレイ１５及びメモリアレイ２０からそれぞれデータを読み出すために用いられる検出回路６０及び６１と、それぞれ読み出し又は書き込みが行われるメモリアレイ１５及びメモリアレイ２０の行にアクセスするのに用いられるロウデコーダ回路４５及びロウデコーダ回路４６と、それぞれ読み出し又は書き込みが行われるメモリアレイ１５及びメモリアレイ２０の列にアクセスするのに用いられるカラムデコーダ５５及びカラムデコーダ５６と、それぞれメモリアレイ１５及びメモリアレイ２０に対してプログラム及び消去操作のために電圧を上昇させるために用いられるチャージポンプ回路５０及びチャージポンプ回路５１と、読み出し及び書き込み（消去／プログラム）操作のためにメモリアレイ１５及びメモリアレイ２０によって共有される高電圧ドライバ回路３０と、読み出し及び書き込み操作中にメモリアレイ１５によって使用される高電圧ドライバ回路２５及び読み出し及び書き込み（消去／プログラム）操作中にメモリアレイ２０によって使用される高電圧ドライバ回路２６と、それぞれメモリアレイ１５及びメモリアレイ２０に対する書き込み操作中にプログラムされることを意図しないビット線を非選択にするために用いられるビット線阻害電圧回路４０及びビット線阻害電圧回路４１と、を備える。これらの機能ブロックは当業者によって理解され、図２に示されるブロックレイアウトは従来技術において既知である。

【0012】

上記のように、チャージポンプは、フラッシュメモリ装置の操作において重要な役割を果たす。プログラム及び消去機能には高電圧が必要である。

【0013】

図３は、従来技術のチャージポンプを示す。プログラム操作中、ＳＬポンプ１００はＶｓｌｐ及びＶｅｇｐ電圧（これらは典型的には約４Ｖ～５Ｖである）を生成するために使用され、ＣＧ－ＥＧポンプ１１０はＶｃｇｐ電圧（これは典型的には約９Ｖ～１０Ｖである）を生成するために使用される。消去操作中、ＳＬポンプ１００は使用されず、ＣＧ－ＥＧポンプはＶｅｇｅ電圧（これは典型的には約１０～１１．５Ｖである）を生成するために使用される。これらの電圧は相対的に高電圧であり、著しいレベルの電力を消費する。

【0014】

必要とされるものは、従来技術のチャージポンプで使用される電圧よりも低電圧である、フラッシュメモリ装置におけるプログラム操作及び消去操作用の電圧を生成することができる改善されたチャージポンプである。

【発明の概要】

【課題を解決するための手段】

【0015】

前述の問題及び必要性は、改善されたチャージポンプの実施形態によって対処される。一実施形態では、１つのチャージポンプは正電圧を発生させ、１つのチャージポンプは負電圧を発生させる。別の実施形態では、ハイブリッドチャージポンプは、所望により高電圧を生成するか、又はその高電圧より少ない大きさの電圧をそれぞれ生成する２つのチャージポンプに分割することができる。別の実施形態では、チャージポンプ制御回路が開示される。他の実施形態では、チャージポンプで使用するインバータ回路が開示される。

【図面の簡単な説明】

【0016】

【図1】従来技術の分割ゲートフラッシュメモリセルを示す。

【図2】従来技術のフラッシュメモリ装置のレイアウトを示す。

【図3】従来技術のチャージポンプを示す。

【図4】チャージポンプの実施形態を示す。

【図5】チャージポンプの実施形態のための回路設計を示す。

【図6】チャージポンプの実施形態を示す。

【図7】ハイブリッドチャージポンプの実施形態のための回路設計を示す。

【図8】チャージポンプのための制御回路を示す。

【図9】チャージポンプで使用するインバータを示す。

【図10】チャージポンプで使用するインバータを示す。

【発明を実施するための形態】

【0017】

図４は、改善されたチャージポンプの実施形態を示す。プログラム操作中、Ｃポンプ１ １２０はＶｓｌｐ及びＶｅｇｐ（従来技術にあるようにこれらは典型的には約４～５Ｖである）を生成し、ＣＧ－ＥＧポンプ１３０はＶｃｇｐ（従来技術にあるようにこれらは典型的には約４～５Ｖである）を生成する。しかしながら、消去操作中、Ｃポンプ１ １２０はＶｃｇｅ（これは約－８Ｖである）を生成し、ＣＧ－ＥＧポンプ１３０はＶｅｇｅ（これは約８Ｖである）を生成する。したがって、消去操作中、約８Ｖが消去ゲート６に印加され、約－８Ｖが制御ゲート７に印加されるだろう。あるいは、負電圧（例えば、－０４ｖ）をワード線８（Ｖｗｌｅ）及びソース線２（Ｖｓｌｅ）上にそれぞれＣポンプ１ １２０由来の負電圧を用いて印加することができる。

【0018】

図５は、チャージポンプ回路２００を示す。チャージポンプ回路２００は、スイッチ２１０、スイッチ２２０、電圧源位相ドライバ２７０、電圧源位相ドライバ２８０、並びにダイオード２３０、ダイオード２４０、ダイオード２５０、ダイオード２６０、コンデンサ２３５、コンデンサ２４５、及びコンデンサ２５５を備える３つの充電ステージ（それぞれがダイオード及びコンデンサを備え、その組み合わせはオンにするスイッチによって異なる）を備える。スイッチ２１０をオンにし、スイッチ２２０をオフにした場合、正帯電が発生し、Ｖｏｕｔｐ ２９５は、例示のチャージポンプ回路２００がＣＧ－ＥＧポンプ１３０の役割を果たしてＶｅｇｅを生成することができる正電圧（８Ｖなど）を含むだろう。スイッチ２１０をオフにし、スイッチ２２０をオンにした場合、負帯電が発生し、Ｖｏｕｔｎ ２９０は、例示のチャージポンプ回路２００がＣポンプ１ １２０の役割を果たしてＶｃｇｅを生成することができる負電圧（－８Ｖなど）を含むだろう。このように、従来技術のシステムと違い、生成された最高電圧は１１．５Ｖの代わりに８Ｖである。これは電力使用を節約することができ、またフラッシュメモリ製品の信頼性を向上することができる。ダイオード２３０、２４０、２５０、２６０は、エンハンスメントＮＭＯＳ及びＰＭＯＳトランジスタ又はｐ－ｎ接合ダイオードによって作製することができる。コンデンサ２３５、２４５、２５５は、エンハンスメントＮＭＯＳ及びＰＭＯＳトランジスタ、又はＭＯＭ（金属酸化物金属）コンデンサ、又はその組み合わせによって作製することができる。スイッチ２１０は、エンハンスメントＰＭＯＳとして実装される。スイッチ２１０の代替実施形態は、ＮＭＯＳトランジスタであり、この場合、そのバルクｐ基板端子は、負の出力Ｖｏｕｔｎ ２９０から分離される必要がある。スイッチ２２０は、エンハンスメントＮＭＯＳとして実装される。スイッチ２２０の代替実施形態は、ＰＭＯＳトランジスタであり、この場合、そのバルクＮｗｅｌｌ端子は、正の出力Ｖｏｕｔｐ ２９５から分離される必要がある。位相ドライバ２７０及び２８０は、位相ドライバ回路（図示せず）によって生成され、それらは典型的には１０～８０Ｍｈｚで概して重ならないクロック位相である。

【0019】

別の実施形態が図６に示される。プログラム操作中、Ｃポンプ１ ３００はＶｓｌｐ及びＶｅｇｐ（従来技術にあるようにこれらは典型的には約５Ｖである）を生成し、ＣＧ－ＥＧポンプ３１０はＶｃｇｐ（従来技術にあるようにこれらは典型的には約５Ｖである）を生成する。しかしながら、消去操作中、Ｃポンプ１＋Ｍステージ３０１は再構成されてＶｃｇｅ（これは約－８Ｖである）を生成し、ＣＧ－ＥＧポンプ＋Ｎステージ３１１は再構成されてＶｅｇｅ（これは約８Ｖである）を生成する。再構成は、ＣＧ＿ＥＧポンプ３１０をＮステージポンプ及びＭステージポンプに分割することによって行われる。次に、ＣＧ＿ＥＧポンプ３１０のＭステージポンプをＣポンプ１ ３００に結合して新しいポンプ３０１を作製することによる。Ｎステージは、元のＣＧ＋ＥＧポンプ３１０と共に残されて新しいポンプ３１１を作製する。このシステムの効果は、ハイブリッドチャージポンプを使用して高いＶｅｇｅ電圧を生成できるが、はるかに小さいＶｃｇｐ及びＶｃｇｎ電圧を生成することもできることである。

【0020】

図７は、ハイブリッド再構成可能チャージポンプ３２０を示す。チャージポンプ３２０は、２つのチャージポンプ部品を収容し、そのそれぞれは、それ自体がチャージポンプである。チャージポンプ部品３３０は、Ｎ個の充電ステージ（ここでは、Ｎ＝３、ただしＮは任意の正の整数とすることができる）を備え、チャージポンプ部品３４０は、Ｍ個の充電ステージ（ここでは、Ｍ＝３、ただしＭは任意の正の整数とすることができる）を備える。チャージポンプ部品３３０及びチャージポンプ部品３４０は、スイッチ３５０によって連結される。スイッチ３５０がオンであるとき、チャージポンプ部品３３０及びチャージポンプ部品３４０は、Ｎ＋Ｍ個の充電ステージの１つのチャージポンプとして互いに連結される。スイッチ３５０がオフであるとき、チャージポンプ部品３３０及びチャージポンプ部品３４０は、互いに連結されず別個のチャージポンプとして動作する。このようにチャージポンプ３２０を、Ｎ＋Ｍ個のステージを有するポンプ又は２つの別個のポンプ、即ちＮステージポンプ及びＭステージポンプ、となるように構成することができる。チャージポンプ３２０は（より高い正電圧までポンピングする）正の動作のためである。代替実施形態は、（図５に示すように）同様の再構成可能性を有する負の動作のためである。異なるセグメントポンプ用の異なる組み合わせの負／正セグメントポンプは、再構成によってＮステージポンプ３３０が負であり、Ｍステージポンプ３４０が正であるように実行される。

【0021】

チャージポンプ部品３３０は、電圧源位相ドライバ３６０、電圧源位相ドライバ３６５、ダイオード３３１、ダイオード３３２、ダイオード３３３、ダイオード３３４、コンデンサ３３５、コンデンサ３３６、コンデンサ３３７を備え、出力３９０を生成する。ダイオード３３１、３３２、３３３、３３４は、エンハンスメントＮＭＯＳ及びＰＭＯＳトランジスタ又はｐ－ｎ接合ダイオードによって作製することができる。コンデンサ３３５、３３６、３３７は、エンハンスメントＮＭＯＳ及びＰＭＯＳトランジスタ若しくはＭＯＭ（金属酸化物金属）コンデンサ又はその併用によって作製することができる。位相ドライバ３６０及び３６５は、位相ドライバ回路（図示せず）によって生成され、それらは典型的には１０～８０Ｍｈｚで概して重ならないクロック位相である。

【0022】

チャージポンプ部品３４０は、電圧源位相ドライバ３７０、電圧源位相ドライバ３７５、ダイオード３４１、ダイオード３４２、ダイオード３４３、ダイオード３４４、コンデンサ３４５、コンデンサ３４６、コンデンサ３４７を備え、出力３８０を生成する。ダイオード３４１、３４２、３４３、３４４は、エンハンスメントＮＭＯＳ及びＰＭＯＳトランジスタ又はｐ－ｎ接合ダイオードによって作製することができる。コンデンサ３４５、３４６、３４７は、エンハンスメントＮＭＯＳ及びＰＭＯＳトランジスタ若しくはＭＯＭ（金属酸化物金属）コンデンサ又はその併用によって作製することができる。位相ドライバ３７０及び３７５は、位相ドライバ回路（図示せず）によって生成され、それらは典型的には１０～８０Ｍｈｚで概して重ならないクロック位相である。

【0023】

図８は、ハイブリッドチャージポンプ制御回路４００を示す。チャージポンプ制御回路は、チャージポンプ出力を取り出し、それを降圧し（又は、負電圧については昇圧し）、その結果を基準電圧と比較して、高いときにチャージポンプ動作を継続し、低いときにチャージポンプ動作を中止するイネーブル信号を次に生成する。

【0024】

ＶＰＯＳ ４８０など、所望の電圧が正であるとき、スイッチ４３０はオンになり、スイッチ４４０はオフになる。ＶＰＯＳ ４８０は、一連のトランジスタ４１０に供給され、それによってＶＰＯＳ ４８０は、各トランジスタを通じて閾値電圧によって減少される。その結果は、コンパレータ４５０によって基準電圧と比較される。基準電圧が降圧ＶＰＯＳ電圧を超える場合は、次にイネーブル信号４６０がアサートされる。イネーブル信号４６０は、チャージポンプ動作を維持するチャージポンプオシレータ（図示せず、位相ドライバ回路に供給されて図５の信号２７０及び２８０などの位相ドライバクロックを生成する）に送信することができる。基準電圧が降圧ＶＰＯＳ電圧より低い場合は、次にイネーブル信号４６０がデアサートされ、チャージポンプは動作を中止する。

【0025】

ＶＮＥＧ ４９０など、所望の電圧が負であるとき、スイッチ４４０はオンになり、スイッチ４３０はオフになる。ＶＮＥＧ ４９０は、一連のトランジスタ４２０に供給され、それによってＶＮＥＧは、各トランジスタを通じて閾値電圧によって増大される。その結果は、コンパレータ４５０によって基準電圧と比較される。基準電圧が昇圧ＶＮＥＧ電圧より低い場合は、次にイネーブル信号４６０がアサートされる。イネーブル信号４６０を、チャージポンプ操作を維持するチャージポンプオシレータ（図示せず）に送信することができる。基準電圧が昇圧ＶＮＥＧ電圧より高い場合は、次にイネーブル信号４６０がデアサートされ、チャージポンプは動作を中止する。

【0026】

図９は、チャージポンプの出力を反転するインバータ回路５００を示す。例えば、ＶＨＶＰ－ＩＮ ５０１が＋１０Ｖである場合、ＶＨＶＮ－ＯＵＴは－１０Ｖになるだろう。インバータ回路５００は、ＰＭＯＳトランジスタ５０５、ＮＭＯＳトランジスタ５１０、コンデンサ５１５、ＰＭＯＳトランジスタ５２０、ＰＭＯＳトランジスタ５２５、ＰＭＯＳトランジスタ５３０、ＰＭＯＳトランジスタ５３５、及び出力コンデンサ５４０を備える。これらの部品は、図９に示すように互いに連結される。動作は以下の通りである。まず、ＰＭＯＳトランジスタ５０５は、コンデンサ５１５の端子５０１をＶＨＶＰ－ＩＮ ５０１レベルまで充電可能となる。ノードＶＨＶＮ ５０３は、グランドより上のＶｔ（ＰＭＯＳトランジスタ５２０、５２５の閾値電圧）でクランプされるだろう。次に、ＰＭＯＳトランジスタ５０５はオフになり、ＮＭＯＳトランジスタ５１０はオンになり、これにより順番に端子５０１をグランドに引き寄せ、コンデンサ連結アクションによって、ノード５０３は負に引き寄せられるようになり、次に順番に出力ノード５０４をＰＭＯＳトランジスタ５３０及び５３５によって負に引き寄せる。次にこのシーケンスは、出力ノード５０４が実質的にＶＨＶ－Ｐ ＩＮ ５０１と等しくなるまで繰り返す。

【0027】

図１０は、チャージポンプの出力を反転する別のインバータ回路６００を示す。例えば、ＶＨＶＰ－ＩＮ ６０１が＋１０Ｖである場合、ＶＨＶＮ－ＯＵＴ ６０４は－１０Ｖになるだろう。インバータ回路６００は、ＰＭＯＳトランジスタ６０５、ＰＭＯＳトランジスタ６１０、ＰＭＯＳトランジスタ６１５、コンデンサ６２０、ＮＭＯＳトランジスタ６２５、ＮＭＯＳトランジスタ６３０、ＮＭＯＳトランジスタ６３５、及びスイッチ６４０を備える。これらの部品は、図１０に示すように互いに連結される。その動作は、図９の動作と同様である。スイッチ６４０と共にＮＭＯＳトランジスタ６３０、６３５は、ここでは充電相においてグランドへとノード６０３を制御する。

【0028】

本明細書における本発明に対する言及は、いかなる特許請求の範囲又は特許請求の範囲の用語も限定することを意図するものではなく、代わりに特許請求の範囲の１つ以上によって包含され得る１つ以上の特徴に言及するにすぎない。上述の材料、プロセス、及び数値例は、例示的なものにすぎず、特許請求の範囲を限定するものと見なされるべきではない。本明細書で使用されるとき、用語「上に（over）」及び「上に（on）」の両方は、「直接上に」（間に配設される中間の材料、要素、又は間隙がない）及び「間接的に上に」（中間の材料、要素、又は間隙が間に配設される）を包括的に含むことに留意されるべきである。同様に、用語「隣接する」は、「直接隣接する」（間に配設される中間の材料、要素、又は間隙がない）及び「間接的に隣接する」（中間の材料、要素、又は間隙が間に配設される）を含む。例えば、「基板上に」要素を形成することは、その間に中間の材料／要素を有せず基板上に直接その要素を形成すること、並びに１つ以上の中間の材料／要素をその間に有して基板上に間接的にその要素を形成することを含む。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】