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特許7096073ＡＣ／ＤＣコンバータ

書誌要約請求の範囲詳細な説明課題実施例実施するための形態図面の説明

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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2022-06-27

(45)【発行日】2022-07-05

(54)【発明の名称】ＡＣ／ＤＣコンバータ

(51)【国際特許分類】

H02M 7/12 20060101AFI20220628BHJP

【ＦＩ】

H02M7/12 F

H02M7/12 R

【請求項の数】 16

(21)【出願番号】P 2018108563

(22)【出願日】2018-06-06

(65)【公開番号】P2019054714

(43)【公開日】2019-04-04

【審査請求日】2021-05-18

(31)【優先権主張番号】P 2017175111

(32)【優先日】2017-09-12

(33)【優先権主張国・地域又は機関】JP

(73)【特許権者】

【識別番号】000116024

【氏名又は名称】ローム株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110001933

【氏名又は名称】特許業務法人佐野特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】秦野裕之

【審査官】土井悠生

(56)【参考文献】

【文献】特開２０１７－０９９２６１（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２００７－１８１２５５（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開平１１－３３２２３１（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２００７－０２８８９４（ＪＰ，Ａ）

【文献】米国特許出願公開第２００８／０１３０３３９（ＵＳ，Ａ１）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０２Ｍ１／００－７／９８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

交流入力電圧が印加される一次巻線と、
前記一次巻線に電磁結合された二次巻線と、
前記一次巻線に直列接続された双方向スイッチと、
前記双方向スイッチ及び前記一次巻線の少なくとも一方に並列接続された共振コンデンサと、
共振インダクタンス成分と、
前記二次巻線に生じる誘起電圧を全波整流する全波整流回路と、
前記全波整流回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、
を有し、
前記二次巻線からフォワード電圧とフライバック電圧の双方を取り出すことにより、前記交流入力電圧を直流出力電圧に直接変換するＡＣ／ＤＣコンバータであって、
前記一次巻線の巻数、または、前記一次巻線の巻数と前記共振コンデンサの容量値の双方を切り替える切替スイッチをさらに有し、
前記一次巻線は、第１タップと第２タップとの間に第３タップを備えており、
前記切替スイッチは、前記第１タップと前記第３タップのいずれに前記交流入力電圧を印加するかを切り替えるものであって、
前記切替スイッチは、共通ノードが前記交流入力電圧の印加端に接続されて第１選択ノードが前記第１タップに接続された第１切替スイッチと、共通ノードが前記第１切替スイッチの第２選択ノードに接続されて第１選択ノードがオープンとされて第２選択ノードが前記第３タップに接続された第２切替スイッチを含み、
前記共振コンデンサは、前記第１切替スイッチの共通ノードと前記第２切替スイッチの共通ノードとの間に接続された第１共振コンデンサと、前記第２切替スイッチの共通ノードと前記第２タップとの間に接続された第２共振コンデンサを含む、
ＡＣ／ＤＣコンバータ。

【請求項2】

交流入力電圧が印加される一次巻線と、
前記一次巻線に電磁結合された二次巻線と、
前記一次巻線に直列接続された双方向スイッチと、
前記双方向スイッチ及び前記一次巻線の少なくとも一方に並列接続された共振コンデンサと、
共振インダクタンス成分と、
前記二次巻線に生じる誘起電圧を全波整流する全波整流回路と、
前記全波整流回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、
を有し、
前記二次巻線からフォワード電圧とフライバック電圧の双方を取り出すことにより、前記交流入力電圧を直流出力電圧に直接変換するＡＣ／ＤＣコンバータであって、
前記一次巻線の巻数、または、前記一次巻線の巻数と前記共振コンデンサの容量値の双方を切り替える切替スイッチをさらに有し、
前記一次巻線は、第１タップと第２タップとの間に第３タップを備えており、
前記切替スイッチは、前記第１タップと前記第３タップのいずれに前記交流入力電圧を印加するかを切り替えるものであって、
前記切替スイッチは、共通ノードが前記交流入力電圧の印加端に接続されて第１選択ノードが前記第１タップに接続されて第２選択ノードが前記第３タップに接続されており、
前記共振コンデンサは、前記切替スイッチの共通ノードと前記第３タップとの間に接続された第１共振コンデンサと、前記第３タップと前記第２タップとの間に接続された第２共振コンデンサを含む、ＡＣ／ＤＣコンバータ。

【請求項3】

【請求項4】

前記第１の一次巻線は、第１タップと第２タップとの間に第３タップを備えており、
前記双方向スイッチは、前記第１の一次巻線の第２タップと前記第２の一次巻線の第１タップとの間に接続されており、
前記切替スイッチは、共通ノードが前記交流入力電圧の印加端に接続されて第１選択ノードが前記第１の一次巻線の第１タップに接続されて第２選択ノードが前記第１の一次巻線の第３タップに接続された第１切替スイッチと、共通ノードが一次側コモンに接続されて第１選択ノードが前記第２の一次巻線の第２タップに接続されて第２選択ノードが前記第２の一次巻線の第１タップに接続された第２切替スイッチを含む、請求項３に記載のＡＣ／ＤＣコンバータ。

【請求項5】

前記第１の一次巻線及び前記第２の一次巻線は、それぞれ、第１タップと第２タップとの間に第３タップを備えており、
前記双方向スイッチは、前記第１の一次巻線の第２タップと前記第２の一次巻線の第１タップとの間に接続されており、
前記切替スイッチは、共通ノードが前記交流入力電圧の印加端に接続されて第１選択ノードが前記第１の一次巻線の第１タップに接続されて第２選択ノードが前記第１の一次巻線の第３タップに接続された第１切替スイッチと、共通ノードが一次側コモンに接続されて第１選択ノードが前記第２の一次巻線の第２タップに接続されて第２選択ノードが前記第２の一次巻線の第３タップに接続された第２切替スイッチを含む、請求項３に記載のＡＣ／ＤＣコンバータ。

【請求項6】

前記切替スイッチは、共通ノードが前記双方向スイッチに接続されて第１選択ノードが前記第２の一次巻線の第１タップに接続されて第２選択ノードが前記第２の一次巻線の第２タップに接続されている、請求項３に記載のＡＣ／ＤＣコンバータ。

【請求項7】

前記双方向スイッチは、前記第１の一次巻線の第２タップと前記第２の一次巻線の第１タップとの間に接続されており、
前記切替スイッチは、共通ノードが一次側コモンに接続されて第１選択ノードが前記第２の一次巻線の第２タップに接続されて第２選択ノードが前記第２の一次巻線の第１タップに接続されている、請求項３に記載のＡＣ／ＤＣコンバータ。

【請求項8】

前記共振インダクタンス成分は、前記二次巻線のセンタータップと二次側コモンとの間に接続されたコイルである、請求項１～７のいずれか一項に記載のＡＣ／ＤＣコンバータ。

【請求項9】

前記双方向スイッチの両端間電圧またはその分圧電圧がゼロとなるタイミングで前記双方向スイッチをオンさせる制御回路をさらに有する、請求項１～８のいずれか一項に記載のＡＣ／ＤＣコンバータ。

【請求項10】

前記双方向スイッチの両端間電圧を容量分圧して前記分圧電圧を生成する容量分圧回路をさらに有する、請求項９に記載のＡＣ／ＤＣコンバータ。

【請求項11】

前記容量分圧回路は、前記双方向スイッチの両端間で互いに直列接続された第１コンデンサと第２コンデンサを含み、前記第１コンデンサと前記第２コンデンサの接続ノードから前記分圧電圧を出力する、請求項１０に記載のＡＣ／ＤＣコンバータ。

【請求項12】

前記第１コンデンサの一端は、前記制御回路の基準電位端に接続されている、請求項１１に記載のＡＣ／ＤＣコンバータ。

【請求項13】

前記容量分圧回路は、前記第１コンデンサに並列接続された放電スイッチをさらに含む、請求項１２に記載のＡＣ／ＤＣコンバータ。

【請求項14】

前記容量分圧回路は、前記放電スイッチに直列接続された電圧源をさらに含む、請求項１３に記載のＡＣ／ＤＣコンバータ。

【請求項15】

前記共振インダクタンス成分は、電流の増加に伴ってインダクタンス値が減少するスインギングタイプである、請求項１～１４のいずれか一項に記載のＡＣ／ＤＣコンバータ。

【請求項16】

前記双方向スイッチは、パルストランスを介して駆動される、請求項１～１５のいずれか一項に記載のＡＣ／ＤＣコンバータ。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本明細書中に開示されている発明は、ＡＣ／ＤＣコンバータに関する。

【背景技術】

【0002】

近年、交流入力電圧を直流出力電圧に直接変換することのできるＡＣ／ＤＣコンバータが提案されている（例えば、本願出願人による特許文献１を参照）。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0003】

【文献】特開２０１７－９９２６１号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0004】

しかしながら、上記従来のＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、例えば、交流入力電圧が１００Ｖから２２０Ｖに変わったときには、直流出力電圧が一定であるならば、入力電流が１／２以下となり、一次側スイッチのオン時間が約１／４となるので、スイッチング制御が非常に難しくなる。逆に、交流入力電圧が２２０Ｖから１００Ｖに変わったときには、入力電流が２倍以上となり、一次側スイッチのオン時間が約４倍となるので、同様にスイッチング制御が非常に難しくなる。このように、上記従来のＡＣ／ＤＣコンバータでは、様々な交流入力電圧に対応することが困難であるという課題があった。

【0005】

また、上記従来のＡＣ／ＤＣコンバータでは、一次側スイッチのオン／オフ動作に伴うスイッチングノイズについても、さらなる改善の余地があった。

【0006】

そこで、本明細書中に開示されている発明は、本願の発明者により見出された上記課題に鑑み、様々な交流入力電圧に対応することのできるＡＣ／ＤＣコンバータ、ないしは、スイッチングノイズを低減することのできるＡＣ／ＤＣコンバータを提供することを主たる目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0007】

本明細書中に開示されているＡＣ／ＤＣコンバータは、交流入力電圧が印加される一次巻線と、前記一次巻線に電磁結合された二次巻線と、前記一次巻線に直列接続された双方向スイッチと、前記双方向スイッチ及び前記一次巻線の少なくとも一方に並列接続された共振コンデンサと、共振インダクタンス成分と、前記二次巻線に生じる誘起電圧を全波整流する全波整流回路と、前記全波整流回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、を有し、前記二次巻線からフォワード電圧とフライバック電圧の双方を取り出すことにより、前記交流入力電圧を直流出力電圧に直接変換するＡＣ／ＤＣコンバータであって、前記一次巻線の巻数、または、前記一次巻線の巻数と前記共振コンデンサの容量値の双方を切り替える切替スイッチをさらに有する構成（第１の構成）とされている。

【0008】

なお、第１の構成から成るＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記一次巻線は、第１タップと第２タップとの間に第３タップを備えており、前記切替スイッチは、前記第１タップと前記第３タップのいずれに前記交流入力電圧を印加するかを切り替える構成（第２の構成）にするとよい。

【0009】

また、第２の構成から成るＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記切替スイッチは、共通ノードが前記交流入力電圧の印加端に接続されて第１選択ノードが前記第１タップに接続された第１切替スイッチと、共通ノードが前記第１切替スイッチの第２選択ノードに接続されて第１選択ノードがオープンとされて第２選択ノードが前記第３タップに接続された第２切替スイッチを含み、前記共振コンデンサは、前記第１切替スイッチの共通ノードと前記第２切替スイッチの共通ノードとの間に接続された第１共振コンデンサと、前記第２切替スイッチの共通ノードと前記第２タップとの間に接続された第２共振コンデンサを含む構成（第３の構成）にするとよい。

【0010】

また、第２の構成から成るＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記切替スイッチは、共通ノードが前記交流入力電圧の印加端に接続されて第１選択ノードが前記第１タップに接続されて第２選択ノードが前記第３タップに接続されており、前記共振コンデンサは、前記切替スイッチの共通ノードと前記第３タップとの間に接続された第１共振コンデンサと、前記第３タップと前記第２タップとの間に接続された第２共振コンデンサを含む構成（第４の構成）にしてもよい。

【0011】

また、本明細書中に開示されているＡＣ／ＤＣコンバータは、交流入力電圧が印加される一次巻線と、前記一次巻線に電磁結合された二次巻線と、前記一次巻線に直列接続された双方向スイッチと、前記双方向スイッチ及び前記一次巻線の少なくとも一方に並列接続された共振コンデンサと、共振インダクタンス成分と、前記二次巻線に生じる誘起電圧を全波整流する全波整流回路と、前記全波整流回路の出力を平滑する平滑コンデンサとを有し、前記二次巻線からフォワード電圧とフライバック電圧の双方を取り出すことにより、前記交流入力電圧を直流出力電圧に直接変換するＡＣ／ＤＣコンバータであって、前記一次巻線は、第１の一次巻線と第２の一次巻線を含み、前記双方向スイッチは、前記第１の一次巻線と前記第２の一次巻線の間に直列接続された構成（第５の構成）とされている。

【0012】

なお、第５の構成から成るＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記共振コンデンサは、前記第１の一次巻線に並列接続された第１共振コンデンサと、前記第２の一次巻線に並列接続された第２共振コンデンサを含む構成（第６の構成）にするとよい。

【0013】

また、第５又は第６の構成から成るＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記二次巻線は、前記第１の一次巻線及び前記第２の一次巻線の双方と共通のコアを介して電磁結合されている構成（第７の構成）にするとよい。

【0014】

また、第５又は第６の構成から成るＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記二次巻線は、前記第１の一次巻線と電磁結合された第１の二次巻線と、前記第２の一次巻線と電磁結合された第２の二次巻線を含む構成（第８の構成）にしてもよい。

【0015】

また、本明細書中に開示されているＡＣ／ＤＣコンバータは、交流入力電圧が印加される一次巻線と、前記一次巻線に電磁結合された二次巻線と、前記一次巻線に直列接続された双方向スイッチと、前記双方向スイッチ及び前記一次巻線の少なくとも一方に並列接続された共振コンデンサと、共振インダクタンス成分と、前記二次巻線に生じる誘起電圧を全波整流する全波整流回路と、前記全波整流回路の出力を平滑する平滑コンデンサとを有し、前記二次巻線からフォワード電圧とフライバック電圧の双方を取り出すことにより、前記交流入力電圧を直流出力電圧に直接変換するＡＣ／ＤＣコンバータであって、前記一次巻線の巻数、または、前記一次巻線の巻数と前記共振コンデンサの容量値の双方を切り替える切替スイッチをさらに有し、前記一次巻線は、第１の一次巻線と第２の一次巻線を含み、前記双方向スイッチは、前記第１の一次巻線と前記第２の一次巻線との間に直列接続されている構成（第９の構成）とされている。

【0016】

なお、第９の構成から成るＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記第１の一次巻線は、第１タップと第２タップとの間に第３タップを備えており、前記双方向スイッチは、前記第１の一次巻線の第２タップと前記第２の一次巻線の第１タップとの間に接続されており、前記切替スイッチは、共通ノードが前記交流入力電圧の印加端に接続されて第１選択ノードが前記第１の一次巻線の第１タップに接続されて第２選択ノードが前記第１の一次巻線の第３タップに接続された第１切替スイッチと、共通ノードが一次側コモンに接続されて第１選択ノードが前記第２の一次巻線の第２タップに接続されて第２選択ノードが前記第２の一次巻線の第１タップに接続された第２切替スイッチとを含む構成（第１０の構成）にするとよい。

【0017】

また、第９の構成から成るＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記第１の一次巻線及び前記第２の一次巻線は、それぞれ、第１タップと第２タップとの間に第３タップを備えており、前記双方向スイッチは、前記第１の一次巻線の第２タップと前記第２の一次巻線の第１タップとの間に接続されており、前記切替スイッチは、共通ノードが前記交流入力電圧の印加端に接続されて第１選択ノードが前記第１の一次巻線の第１タップに接続されて第２選択ノードが前記第１の一次巻線の第３タップに接続された第１切替スイッチと、共通ノードが一次側コモンに接続されて第１選択ノードが前記第２の一次巻線の第２タップに接続されて第２選択ノードが前記第２の一次巻線の第３タップに接続された第２切替スイッチを含む構成（第１１の構成）にしてもよい。

【0018】

また、第９の構成から成るＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記切替スイッチは、共通ノードが前記双方向スイッチに接続されて第１選択ノードが前記第２の一次巻線の第１タップに接続されて第２選択ノードが前記第２の一次巻線の第２タップに接続されている構成（第１２の構成）にしてもよい。

【0019】

また、第９の構成から成るＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記双方向スイッチは、前記第１の一次巻線の第２タップと前記第２の一次巻線の第１タップとの間に接続されており、前記切替スイッチは、共通ノードが一次側コモンに接続されて第１選択ノードが前記第２の一次巻線の第２タップに接続されて第２選択ノードが前記第２の一次巻線の第１タップに接続されている構成（第１３の構成）にしてもよい。

【0020】

また、第１～第１３いずれかの構成から成るＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記共振インダクタンス成分は、前記二次巻線のセンタータップと二次側コモンとの間に接続されたコイルである構成（第１４の構成）にするとよい。

【0021】

また、第１～第１４いずれかの構成から成るＡＣ／ＤＣコンバータは、前記双方向スイッチの両端間電圧またはその分圧電圧がゼロとなるタイミングで前記双方向スイッチをオンさせる制御回路をさらに有する構成（第１５の構成）にするとよい。

【0022】

また、第１５の構成から成るＡＣ／ＤＣコンバータは、前記双方向スイッチの両端間電圧を容量分圧して前記分圧電圧を生成する容量分圧回路をさらに有する構成（第１６の構成）にするとよい。

【0023】

また、第１６の構成から成るＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記容量分圧回路は、前記双方向スイッチの両端間で互いに直列接続された第１コンデンサと第２コンデンサを含み、前記第１コンデンサと前記第２コンデンサの接続ノードから前記分圧電圧を出力する構成（第１７の構成）にするとよい。

【0024】

また、第１７の構成から成るＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記第１コンデンサの一端は、前記制御回路の基準電位端に接続されている構成（第１８の構成）にするとよい。

【0025】

また、第１８の構成から成るＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記容量分圧回路は、前記第１コンデンサに並列接続された放電スイッチをさらに含む構成（第１９の構成）にするとよい。

【0026】

また、第１９の構成から成るＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記容量分圧回路は、前記放電スイッチに直列接続された電圧源を更に含む構成（第２０の構成）にするとよい。

【0027】

また、第１～第２０いずれかの構成から成るＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記共振インダクタンス成分は、電流の増加に伴ってインダクタンス値が減少するスインギングタイプである構成（第２１の構成）にするとよい。

【0028】

また、第１～第２１いずれかの構成から成るＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記双方向スイッチは、パルストランスを介して駆動される構成（第２２の構成）にするとよい。

【発明の効果】

【0029】

本明細書中に開示されているＡＣ／ＤＣコンバータであれば、様々な交流入力電圧に対応すること、ないしは、スイッチングノイズを低減することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【0030】

【図1A】ＡＣ／ＤＣコンバータの基本構成（比較例）を示す回路図

【図1B】ＡＣ／ＤＣコンバータの第１変形例を示す回路図

【図1C】ＡＣ／ＤＣコンバータの第２変形例を示す回路図

【図2】トランスの等価回路図

【図3】トランスの入出力比と巻線比との関係を説明するための模式図

【図4】交流入力電圧と動作モードとの関係を示す模式図

【図5】第１動作モードでのスイッチオン期間における電流経路を示す回路図

【図6】第１動作モードでのスイッチオフ期間における電流経路を示す回路図

【図7】第１動作モードでの電流挙動を示す波形図

【図8】第２動作モードでのスイッチオン期間における電流経路を示す回路図

【図9】第２動作モードでのスイッチオフ期間における電流経路を示す回路図

【図10】第２動作モードでの電流挙動を示す波形図

【図11】ＡＣ／ＤＣコンバータの第１実施形態を示す回路図

【図12】ＡＣ／ＤＣコンバータの第２実施形態を示す回路図

【図13】ＡＣ／ＤＣコンバータの第３実施形態を示す回路図

【図14】ＡＣ／ＤＣコンバータの第４実施形態を示す回路図

【図15】ＡＣ／ＤＣコンバータの第５実施形態を示す回路図

【図16】ノイズ削減原理を説明するための図

【図17】ＡＣ／ＤＣコンバータの第６実施形態を示す回路図

【図18】ＡＣ／ＤＣコンバータの第７実施形態を示す回路図

【図19】ＡＣ／ＤＣコンバータの第８実施形態を示す回路図

【図20】ＡＣ／ＤＣコンバータの第９実施形態を示す回路図

【図21】ＡＣ／ＤＣコンバータの第１０実施形態を示す回路図

【図22】ＡＣ／ＤＣコンバータの第１１実施形態を示す回路図

【図23】ＡＣ／ＤＣコンバータの第１２実施形態を示す回路図

【図24】ＡＣ／ＤＣコンバータの第１３実施形態を示す回路図

【図25】ＡＣ／ＤＣコンバータの第１４実施形態を示す回路図

【図26】スインギングチョーク＋トランス（共振型）の総合特性を示す図

【図27】ＡＣ／ＤＣコンバータの第１５実施形態を示す回路図

【発明を実施するための形態】

【0031】

＜基本構成（比較例）＞
図１Ａは、ＡＣ／ＤＣコンバータの基本構成（＝後出の実施形態と対比される比較例に相当）を示す回路図である。本構成例のＡＣ／ＤＣコンバータ１は、一次回路系１ｐ（ＧＮＤ１系）と二次回路系１ｓ（ＧＮＤ２系）との間を電気的に絶縁しつつ、交流電源ＰＷから供給される交流入力電圧Ｖｉを直流出力電圧Ｖｏに直接変換して負荷Ｚに供給する電源装置であり、トランス１０と、双方向スイッチ２０と、共振コンデンサ３０と、全波整流回路４０と、平滑コンデンサ５０と、帰還回路６０と、制御回路７０と、センス抵抗８０と、電力フューズ９０と、フィルタ回路１００と、を有する。

【0032】

トランス１０は、一次回路系１ｐに設けられた一次巻線１１と、二次回路系１ｓに設けられて一次巻線１１に磁気結合された二次巻線１２と、を含む。一次巻線１１の第１タップＴ１１は、フィルタ回路１００と電力フューズ９０を介して交流電源ＰＷの第１端に接続されている。一次巻線１１の第２タップＴ１２は、双方向スイッチ２０、センス抵抗８０、及び、フィルタ回路１００を介して交流電源ＰＷの第２端に接続されている。二次巻線１２の第１タップＴ２１と第２タップＴ２２は、それぞれ、全波整流回路４０を介して直流出力電圧Ｖｏの出力端（＝負荷Ｚの第１端）に接続されている。二次巻線１２のセンタータップＴ２３は、二次側コモンＧＮＤ２（＝負荷Ｚの第２端）に接続されている。

【0033】

特に、本構成例のＡＣ／ＤＣコンバータ１では、トランス１０として、漏れインダクタンス１１ｘを持つリーケージトランスないしは共振トランスが用いられている（その理由については後述）。なお、本図では、図示の便宜上、漏れインダクタンス１１ｘが一次巻線１１の第１タップＴ１１側に付随しているものとして描写されている。

【0034】

双方向スイッチ２０の第１端は、一次巻線１１の第２タップＴ１２に接続されている。双方向スイッチ２０の第２端は、センス抵抗８０の第１端と一次側コモンＧＮＤ１にそれぞれ接続されている。このようにして接続された双方向スイッチ２０は、制御回路７０から入力される制御信号Ｓｃｔｒｌに応じて、一次巻線１１に流れる一次電流Ｉ１をオン／オフするための出力スイッチとして機能する。

【0035】

共振コンデンサ３０は、双方向スイッチ２０に並列接続されており、トランス１０の一次巻線１１及び漏れインダクタンス１１ｘと共に、ＬＬＣ共振回路を形成している。従って、トランス１０としてリーケージトランスないしは共振トランスを用いたことに伴い、一次巻線１１から二次巻線１２に供給されない余剰エネルギが生じても、これを回生して利用することができるので、ＡＣ／ＤＣコンバータ１の変換効率を低下させずに済む。

【0036】

また、共振コンデンサ３０を設けることにより、双方向スイッチ２０のオフ時におけるトランス１０のエネルギ変動が緩やかとなる。従って、従来必須とされていたスナバ回路等のサージ吸収素子が不要となる上、高調波成分も軽減することが可能となる。

【0037】

なお、共振コンデンサ３０の接続位置については、図１Ｂで示したように、双方向スイッチ２０に直列接続する構成（＝共振コンデンサ３０をトランス１０の一次巻線１１に並列接続する構成）としてもよいし、図１Ｃで示したように、双方向スイッチ２０に並列接続される共振コンデンサ３０ａと、双方向スイッチ２０に直列接続される共振コンデンサ３０ｂの双方を有する構成としてもよい。

【0038】

全波整流回路４０は、二次巻線１２に生じる誘起電圧（＝フライバック電圧ないしはフォワード電圧、詳細は後述）を全波整流する回路部であり、ダイオード４１及び４２を含む。ダイオード４１のアノードは、二次巻線１２の第１タップＴ２１に接続されている。ダイオード４２のアノードは、二次巻線１２の第２タップＴ２２に接続されている。ダイオード４１のカソードとダイオード４２のカソードは、いずれも直流出力電圧Ｖｏの出力端に接続されている。

【0039】

なお、ダイオード４１が順バイアスでダイオード４２が逆バイアスであるときには、二次巻線１２の第１タップＴ２１からダイオード４１を介して直流出力電圧Ｖｏの出力端に至る電流経路で二次電流Ｉ２が流れる。一方、ダイオード４２が順バイアスでダイオード４１が逆バイアスであるときには、二次巻線１２の第２タップＴ２２からダイオード４２を介して直流出力電圧Ｖｏの出力端に至る電流経路で二次電流Ｉ２が流れる。

【0040】

また、二次巻線１２のセンタータップＴ２３を廃止した上で、全波整流回路４０をダイオードブリッジ化してもよい。

【0041】

平滑コンデンサ５０は、直流出力電圧Ｖｏの出力端と二次側コモンＧＮＤ２との間に接続されており、全波整流回路４０の出力を平滑化して直流出力電圧Ｖｏを生成する。

【0042】

帰還回路６０は、直流出力電圧Ｖｏに応じた帰還信号Ｓｆｂを生成して制御回路７０に出力する。なお、帰還信号Ｓｆｂを二次回路系１ｓから一次回路系１ｐへ伝達するためには、フォトカプラなどの絶縁伝達素子を用いればよい。

【0043】

制御回路７０は、一次側コモンＧＮＤ１を基準電位として動作し、双方向スイッチ２０をオン／オフさせるための制御信号Ｓｃｔｒｌを生成する。なお、制御回路７０は、帰還回路６０から入力される帰還信号Ｓｆｂを監視して、直流出力電圧Ｖｏが所望の目標値と一致するように双方向スイッチ２０をオン／オフさせる機能（＝出力帰還制御機能）を備えている。このような機能を具備することにより、負荷Ｚに対して一定の直流出力電圧Ｖｏを安定供給することが可能となる。

【0044】

また、制御回路７０は、センス抵抗８０の第２端に現れるセンス電圧Ｖｃｓ（＝一次電流Ｉ１に応じた電圧信号）を監視して、一次電流Ｉ１が所定の上限値を超えないように双方向スイッチ２０をオン／オフさせる機能（＝定電流制御機能）を備えている。このような機能を具備することにより、一次回路系１ｐに過大な一次電流Ｉ１が流れないので、ＡＣ／ＤＣコンバータ１の安全性を高めることが可能となる。

【0045】

また、制御回路７０は、共振コンデンサ３０の両端間電圧（延いては双方向スイッチ２０の両端間電圧）を監視し、その電圧値が０Ｖとなるタイミングを見計らって双方向スイッチ２０をオンさせる機能（＝ＺＶＳ［zero-volt switching］機能）を備えている。このような機能を具備することにより、双方向スイッチ２０の寄生コンデンサや共振コンデンサ３０によるスイッチング損失を低減することができるので、ＡＣ／ＤＣコンバータ１の変換効率を高めることが可能となる。

【0046】

また、制御回路７０は、帰還信号Ｓｆｂやセンス電圧Ｖｃｓを監視して力率が１に近付くように双方向スイッチ２０をオン／オフさせる機能（＝力率改善機能）を備えている。このような機能を具備することにより、別途の力率改善回路が不必要となるので、１コンバータ形式のＡＣ／ＤＣコンバータ１を実現することが可能となる。なお、力率改善精度を高めるためには、制御回路７０において交流入力電圧Ｖｉも監視することが望ましい。

【0047】

センス抵抗８０（抵抗値：Ｒ８０）は、一次電流Ｉ１の流れる電流経路に挿入されており、一次電流Ｉ１に応じたセンス電圧Ｖｃｓ（＝Ｉ１×Ｒ８０）を生成する。

【0048】

電力フューズ９０は、定格以上の電流が流れたときに溶断して後段の回路を保護する。

【0049】

フィルタ回路１００は、ディファレンシャルモードノイズ（またはノーマルモードノイズとも呼ばれる）を低減するためのＸコンデンサや、コモンモードノイズを低減するためのコモンモードフィルタ（＝環状コアとこれに同方向で巻き回された２本のコイル）を含み、交流入力電圧Ｖｉに重畳する種々のノイズ成分を除去する。フィルタ回路１００の第１入力端は、電力フューズ９０を介して交流電源ＰＷの第１端に接続されている。フィルタ回路１００の第２入力端は、交流電源ＰＷの第２端に接続されている。フィルタ回路１００の第１出力端は、一次巻線１１の第１タップＴ１１に接続されている。フィルタ回路１００の第２出力端は、センス抵抗８０の第２端に接続されている。

【0050】

図２は、トランス１０の等価回路図である。本図の上段で示したように、トランス１０の結合係数をＫとした場合、トランス１０の励磁インダクタンスはＫＬで表され、トランス１０の漏れインダクタンスは（１－Ｋ）Ｌで表される。

【0051】

今、トランス１０の二次側に接続される負荷Ｒが０Ωである場合（ＡＣ／ＤＣコンバータ１の起動時や出力短絡時など）を考える。この場合には、本図の中段で示したように、励磁インダクタンスＫＬの両端間がショートされた形となる。従って、トランス１０の等価インダクタンスは、本図の下段で示したように、（１－Ｋ^２）Ｌとして表される。

【0052】

ここで、トランス１０の結合係数Ｋが大きい場合（例えばＫ≒１である場合）には、トランス１０の等価インダクタンス（１－Ｋ^２）Ｌがほぼ０となる。従って、トランス１０に極めて大きい電流が流れてしまう状態となり具合が悪い。

【0053】

そこで、本構成例のＡＣ／ＤＣコンバータ１では、トランス１０として、結合係数Ｋの小さいリーケージトランスないしは共振トランス（例えばＫ＝０．６～０．９）が用いられている。このような構成とすることにより、ＡＣ／ＤＣコンバータ１の起動時や出力短絡時においても、トランス１０の等価インダクタンス（１－Ｋ^２）Ｌが小さくなり過ぎないので、上記の課題を解消することが可能となる。

【0054】

また、先にも述べたように、トランス１０の漏れインダクタンス１１ｘは、ＬＬＣ共振回路の構成要素としても利用することができるので、ＡＣ／ＤＣコンバータ１の変換効率向上にも寄与し得る。

【0055】

さらに、トランス１０の漏れインダクタンス１１ｘは、チョークコイルとしても機能する。従って、本構成例のＡＣ／ＤＣコンバータ１であれば、フライバック方式の回路構成でありながら、フライバック方式とフォワード方式を併用することが可能となる。

【0056】

なお、仮にトランス１０として、結合係数Ｋの大きい密結合トランス（Ｋ＝０．９９程度）を用いた場合には、フォワード動作時における双方向スイッチ２０のオン時間が短くなり過ぎるので、制御回路７０によるスイッチング制御が非常に難しくなる。そのため、制御安定性の観点から考えても、トランス１０として、結合係数Ｋの小さいリーケージトランスないしは共振トランスを用いることが重要であると言える。

【0057】

図３は、トランス１０の入出力比と巻線比との関係を説明するための模式図である。一次巻線１１の巻数をｎ１とし、二次巻線１２の巻数（本構成例では、第１タップＴ２１または第２タップＴ２２からセンタータップＴ２３までの巻数）をｎ２とし、一次巻線１１の印加電圧をＶ１とし、二次巻線１２の印加電圧をＶ２とした場合には、一般的に、次の（１）式が成立する。

【0058】

Ｖ２＝（ｎ２／ｎ１）×Ｖ１×Ｋ … （１）

【0059】

ここで、フライバック方式のみを用いてトランス１０を駆動するためには、次の（２）式を満たす必要がある。なお、（２）式中のＶ１ｍａｘは、一次巻線１１の最大印加電圧を示している。

【0060】

ｎ２／ｎ１＜Ｖ２／（Ｖ１ｍａｘ×Ｋ） … （２）

【0061】

これに対して、本構成例のＡＣ／ＤＣコンバータ１では、次の（３）式を成立させることにより、フライバック方式とフォワード方式の併用が実現されている。

【0062】

ｎ２／ｎ１≧Ｖ２／（Ｖ１ｍａｘ×Ｋ） … （３）

【0063】

図４は、交流入力電圧Ｖｉ（＝一次巻線１１の印加電圧Ｖ１）とＡＣ／ＤＣコンバータ１の動作モードとの相関関係を示す模式図である。本図で示したように、本構成例のＡＣ／ＤＣコンバータ１の動作モードは、交流入力電圧Ｖｉの周期的な変動に応じて、フライバック方式が単独で用いられる第１動作モード（電圧範囲（１）を参照）と、フライバック方式とフォワード方式が併用される第２動作モード（電圧範囲（２）を参照）のいずれか一方となる。

【0064】

具体的に述べると、－Ｖ１ｍａｘ＜－Ｖｔｈ＜０＜＋Ｖｔｈ＜＋Ｖ１ｍａｘとなるように、閾値電圧±Ｖｔｈが設定されている場合、－Ｖｔｈ＜Ｖｉ＜＋Ｖｔｈとなる電圧範囲（１）では、フライバック方式が単独で用いられる第１動作モードとなる。一方、－Ｖ１ｍａｘ≦Ｖｉ≦－Ｖｔｈ、または、＋Ｖｔｈ≦Ｖｉ≦＋Ｖ１ｍａｘとなる電圧範囲（２）では、フライバック方式とフォワード方式が併用される第２動作モードとなる。

【0065】

図５は、第１動作モード（フライバック方式のみ）でのスイッチオン期間における電流経路を示す回路図である。双方向スイッチ２０のオン期間には、一次回路系１ｐに一次電流Ｉ１が流れるので、一次巻線１１にエネルギが蓄えられる。例えば、交流入力電圧Ｖｉが正（Ｔ１１＞Ｔ１２）であるときには、本図中の太い実線矢印で示したように、交流電源ＰＷ→一次巻線１１→双方向スイッチ２０→交流電源ＰＷという向きで、一次電流Ｉ１が流れる。一方、二次巻線１２には何ら電流が流れない。

【0066】

図６は、第１動作モード（フライバック方式のみ）でのスイッチオフ期間における電流経路を示す回路図である。双方向スイッチ２０のオフ期間には、一次巻線１１と磁気結合された二次巻線１２に誘起電圧（ここではフライバック電圧と呼ぶ）が生じるので、二次回路系１ｓに二次電流Ｉ２が流れる。例えば、交流入力電圧Ｖｉが正（Ｔ１１＞Ｔ１２）の状態で一次巻線１１にエネルギが蓄えられていた場合には、本図中の太い破線矢印で示したように、二次巻線１２（第２タップＴ２２）→ダイオード４２→負荷Ｚ→二次巻線１２（センタータップＴ２３）という向きで、二次電流Ｉ２が流れる。

【0067】

また、双方向スイッチ２０がオフされると、一次回路系１ｐでは共振コンデンサ３０によるＬＬＣ共振が生じる。その結果、本図中の太い実線矢印で示したように、直前のスイッチオン期間とは逆向きに一次電流Ｉ１が流れる。

【0068】

図７は、第１動作モード（フライバック方式のみ）での電流挙動を示す波形図である。実線は一次電流Ｉ１を示しており、破線は二次電流Ｉ２を示している。なお、本図は、交流入力電圧Ｖｉが正（Ｔ１１＞Ｔ１２）であるときの電流挙動を描写したものである。

【0069】

本図で示したように、双方向スイッチ２０がオンされている間、一次電流Ｉ１は、一次巻線１１のインダクタンスに応じた正の傾きで直線的に増大していく。その後、双方向スイッチ２０がオフされると、一次電流Ｉ１は減少に転じ、さらには負方向に流れ始める。

【0070】

一方、二次電流Ｉ２は、双方向スイッチ２０がオンされている間には流れず、双方向スイッチ２０がオフされたときに大きく跳ね上がる。このように、第１動作モードでは、従来のフライバック方式と同様、二次電流Ｉ２の波高値が比較的大きくなる。ただし、先の図４でも示したように、ＡＣ／ＤＣコンバータ１が第１動作モードとなるのは、－Ｖｔｈ＜Ｖｉ＜＋Ｖｔｈである期間に限られるので、大きな問題となることはない。

【0071】

図８は、第２動作モード（フライバック方式＋フォワード方式）でのスイッチオン期間における電流経路を示す回路図である。双方向スイッチ２０のオン期間には、第１動作モードと同様、一次回路系１ｐに一次電流Ｉ１が流れるので、一次巻線１１にエネルギが蓄えられる。例えば、交流入力電圧Ｖｉが正（Ｔ１１＞Ｔ１２）であるときには、本図中の太い実線矢印で示したように、交流電源ＰＷ→一次巻線１１→双方向スイッチ２０→交流電源ＰＷという向きで、一次電流Ｉ１が流れる。

【0072】

また、第２動作モードでは、双方向スイッチ２０のオン期間において、二次巻線１２に誘起電圧（ここではフォワード電圧と呼ぶ）が生じるので、二次回路系１ｓに二次電流Ｉ２が流れる。具体的には、本図の太い破線矢印で示したように、二次巻線１２（第１タップＴ２１）→ダイオード４１→負荷Ｚ→二次巻線１２（センタータップＴ２３）という向きで、二次電流Ｉ２が流れる。

【0073】

図９は、第２動作モード（フライバック方式＋フォワード方式）でのスイッチオフ期間における電流経路を示す回路図である。双方向スイッチ２０のオフ期間には、第１動作モードと同様、一次巻線１１と磁気結合された二次巻線１２に誘起電圧（＝フライバック電圧）が生じるので、二次回路系１ｓに二次電流Ｉ２が流れる。具体的には、本図中の太い破線矢印で示したように、二次巻線１２（第２タップＴ２２）→ダイオード４２→負荷Ｚ→二次巻線１２（センタータップＴ２３）という向きで、二次電流Ｉ２が流れる。

【0074】

また、双方向スイッチ２０がオフされると、一次回路系１ｐでは共振コンデンサ３０によるＬＬＣ共振が生じる。その結果、本図中の太い実線矢印で示したように、直前のスイッチオン期間とは逆向きに一次電流Ｉ１が流れる。この点についても、先の第１動作モードと同様である。

【0075】

図１０は、第２動作モード（フライバック方式＋フォワード方式）での電流挙動を示す波形図である。先の図７と同様、実線は一次電流Ｉ１を示しており、破線は二次電流Ｉ２を示している。また、本図も、交流入力電圧Ｖｉが正（Ｔ１１＞Ｔ１２）であるときの電流挙動を描写したものである。

【0076】

本図で示したように、一次電流Ｉ１の挙動については、第１動作モード（図７）と基本的に同様である。すなわち、一次電流Ｉ１は、双方向スイッチ２０のオン期間中には正方向に流れ、双方向スイッチ２０のオフ期間中には負方向に流れる。

【0077】

一方、二次電流Ｉ２の挙動は、双方向スイッチ２０のオフ期間中だけでなく、双方向スイッチ２０のオン期間中にも流れるという点で、第１動作モード（図７）と大きく異なっている。また、双方向スイッチ２０のオン期間中に二次電流Ｉ２が流れることに伴い、一次巻線１１に蓄えられるエネルギがその分だけ減少する。その結果、第１動作モード（図７）と比べて、双方向スイッチ２０がオフされたときに生じる二次電流Ｉ２の波高値が低く抑えられていることが分かる。

【0078】

このように、フライバック方式とフォワード方式を併用するＡＣ／ＤＣコンバータ１であれば、二次巻線１２に現れるフォワード電圧とフライバック電圧の双方を出力として取り出すことができる。従って、二次電流Ｉ２の波高値が大きいというフライバック方式の欠点を解消し、中・大電力適用時にも高効率で交流入力電圧Ｖｉを直流出力電圧Ｖｏに直接変換することが可能となる。

【0079】

＜第１実施形態＞
図１１は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１の第１実施形態を示す回路図である。本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１では、先出の基本構成（図１Ａ）をベースとしつつ、いくつかの変更が加えられている。そこで、先と同様の構成要素については、図１Ａと同一の符号を付すことにより重複した説明を割愛し、以下では、本実施形態の特徴部分について重点的な説明を行う。なお、本図では、帰還回路６０と制御回路７０の描写がそれぞれ省略されているが、実際にはＡＣ／ＤＣコンバータ１に組み込まれている。

【0080】

まず、基本構成（図１）からの主たる変更点として、本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１は、一次巻線１１の巻数を切り替える切替スイッチ２００を有している。なお、切替スイッチ２００は、１つの共通ノード（０）と、２つの選択ノード（１）及び（２）を備えている。また、一次巻線１１は、第１タップＴ１１と第２タップＴ１２との間に、第３タップＴ１３を備えている。

【0081】

切替スイッチ２００は、共通ノード（０）が交流入力電圧Ｖｉの印加端（＝フィルタ回路１００の出力端）に接続されており、選択ノード（１）が一次巻線１１の第１タップＴ１１に接続されており、選択ノード（２）が一次巻線１１の第３タップＴ１３に接続されている。従って、切替スイッチ２００は、一次巻線１１の第１タップＴ１１と第３タップＴ１３のいずれに交流入力電圧Ｖｉを印加するかを切り替えることができる。

【0082】

例えば、比較的高い交流入力電圧Ｖｉ（例えばＶｉ＝ＡＣ２２０Ｖ）が入力されるアプリケーションでは、切替スイッチ２００の共通ノード（０）と選択ノード（１）を導通するとよい。このとき、一次巻線１１と二次巻線１２との巻線比は、ｎ１：ｎ２（ただし、ｎ１は一次巻線１１の第１タップＴ１１から第２タップＴ１２までの巻数、ｎ２は二次巻線１２の第１タップＴ２１から第２タップＴ２２までの巻数）となる。

【0083】

一方、比較的低い交流入力電圧Ｖｉ（例えばＶｉ＝ＡＣ１００Ｖ）が入力されるアプリケーションでは、切替スイッチ２００の共通ノード（０）と選択ノード（２）を導通するとよい。このとき、一次巻線１１と二次巻線１２との巻線比は、ｎ１’：ｎ２（ただし、ｎ１’は一次巻線１１の第３タップＴ１３から第２タップＴ１２までの巻数であり、ｎ１＞ｎ１’）となる。

【0084】

このように、交流入力電圧Ｖｉに応じて一次巻線１１の巻数を切り替えることにより、交流入力電圧Ｖｉが変動しても、双方向スイッチ２０のオン時間（ないしはスイッチング周波数）が変化しにくくなる。

【0085】

従って、様々な交流入力電圧Ｖｉへの対応（いわゆるマルチ電源対応）に際して、制御回路７０（＝コントローラＩＣ）の共通化やトランス１０及び周辺部品の小型化を図ることができるので、使い勝手の良いユニバーサル仕様のＡＣ／ＤＣコンバータ１を安価に提供することが可能となる。

【0086】

また、本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１であれば、交流入力電圧Ｖｉが高いほど、一次巻線１１の巻数を増やしてインダクタンス値Ｌを上げることができる。従って、交流入力電圧Ｖｉが高いほど、双方向スイッチ２０の両端間電圧Ｖ２０に現れる共振波形のＱ値［quality factor］（＝√（Ｌ／Ｃ））が高まるので、ＺＶＳ動作が容易となる。

【0087】

なお、スイッチ２００としては、手動スイッチを用いてもよいし、リレーなどの電動スイッチを用いてもよい。前者を採用する場合には、トランス１０自体にスイッチ２００を包含したもの（＝タップ切替器付きトランス）を用いることが望ましい。一方、後者を採用する場合には、交流入力電圧Ｖｉを検出してスイッチ２００を自動的に切り替える構成にすることが望ましい。

【0088】

次に、第２の変更点として、本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１では、トランス１０としてリーケージトランスないしは共振トランスが用いられておらず、二次巻線１２のセンタータップＴ２３と二次側コモンＧＮＤ２との間に、共振インダクタンス成分（先の漏れインダクタンス１１ｘ）に相当する素子として、コイル１２０が接続されている。

【0089】

このような構成を採用することでも、先の基本構成と同様の作用・効果を享受することができるので、中・大電力適用時にも高効率で交流入力電圧Ｖｉを直流出力電圧Ｖｏに直接変換することが可能となる。

【0090】

また、本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１であれば、その第２動作モード（フライバック方式＋フォワード方式）において、双方向スイッチ２０のオフ期間における二次電流Ｉ２をさらに引き下げることが可能となり、かつ、双方向スイッチ２０のオン期間における二次電流Ｉ２をさらに引き上げることが可能となる。

【0091】

特に、本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１であれば、その第２動作モード（フライバック方式＋フォワード方式）において、双方向スイッチ２０のオン期間における二次電流Ｉ２が０Ａを下回らないようになるので、二次回路系１ｓを電流連続モードで動作させることが可能となる。

【0092】

なお、コイル１２０は、切替スイッチ２００の共通ノードとフィルタ回路１００の出力端との間、二次巻線１２の第１タップＴ２１ないし第２タップＴ２２と全波整流回路４０の入力端との間、若しくは、全波整流回路４０の出力端と直流出力電圧Ｖｏの出力端との間に接続することも考えられる。ただし、上記の効果を最大限に享受するためには、二次巻線１２のセンタータップＴ２３と二次側コモンＧＮＤ２との間にコイル１２０を接続することが望ましい、という知見がシミュレーションから得られている。

【0093】

次に、第３の変更点として、本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１は、容量分圧回路１５０をさらに有する。容量分圧回路１５０は、双方向スイッチ２０の両端間電圧Ｖ２０を容量分圧して分圧電圧Ｖｓｗを生成する回路部であり、コンデンサ１５１及び１５２と、放電スイッチ１５３と、を含む。

【0094】

コンデンサ１５１及び放電スイッチ１５３それぞれの第１端は、いずれも、双方向スイッチ２０の第２端（＝制御回路７０の基準電位端に相当する一次側コモンＧＮＤ１）に接続されている。コンデンサ１５１及び放電スイッチ１５３それぞれの第２端とコンデンサ１５２の第１端は、いずれも、分圧電圧Ｖｓｗの出力端に接続されている。コンデンサ１５２の第２端は、双方向スイッチ２０の第１端（＝一次巻線１１の第２タップＴ１２）に接続されている。

【0095】

このように、コンデンサ１５１及び１５２は、双方向スイッチ２０の両端間で互いに直列接続されており、相互間の接続ノードから分圧電圧Ｖｓｗを出力する。

【0096】

今、コンデンサ１５１の容量値をＣ１５１とし、コンデンサ１５２の容量値をＣ１５２とした場合、分圧電圧Ｖｓｗは、次の（４）式で表される。

【0097】

Ｖｓｗ＝Ｖ２０×Ｃ１５２／（Ｃ１５１＋Ｃ１５２） … （４）

【0098】

従って、Ｃ１５２＜＜Ｃ１５１となるように、コンデンサ１５１及び１５２の各容量値を適宜選択すれば、制御回路７０の入力ダイナミックレンジに収まる分圧電圧Ｖｓｗを生成することが可能となる。

【0099】

ＡＣ／ＤＣコンバータ１の共振動作時（＝双方向スイッチ２０のオフ時）において、双方向スイッチ２０の両端間電圧Ｖ２０は、一般に、数百Ｖ～１０００Ｖを超えるほどの高電圧となる。従って、双方向スイッチ２０の両端間電圧Ｖ２０を制御回路７０に直接入力して監視することは困難である。

【0100】

一方、容量分圧回路１５０で生成される分圧電圧Ｖｓｗについては、先述の通り、その電圧値を制御回路７０の入力ダイナミックレンジに収めることができるので、制御回路７０に直接入力することが可能となる。

【0101】

特に、両端間電圧Ｖ２０の波形と分圧電圧Ｖｓｗの波形は、互いに相似している。従って、制御回路７０において、分圧電圧Ｖｓｗを監視することにより、双方向スイッチ２０のオンタイミングを適切に検出することが可能となる。

【0102】

また、本構成例の容量分圧回路１５０であれば、検出信号の位相を進めてしまう抵抗が用いられていないので、別途の遅延回路が不要となる。また、抵抗での電力損失を生じることもない。

【0103】

さらに、本構成例の容量分圧回路１５０は、共振コンデンサ３０とは別に設けられているので、共振コンデンサ３０の容量値に依らず、任意に分圧比を設定することができる。

【0104】

なお、分圧電圧Ｖｓｗの入力を受け付ける制御回路７０は、分圧電圧Ｖｓｗが０Ｖとなるタイミングを見計らって双方向スイッチ２０をオンさせるソフトスイッチング機能（＝ＺＶＳ機能）を備えている。このようなソフトスイッチング機能を具備することにより、先にも述べたように、双方向スイッチ２０の寄生コンデンサや共振コンデンサ３０によるスイッチング損失を低減することができるので、ＡＣ／ＤＣコンバータ１の変換効率を高めることが可能となる。

【0105】

放電スイッチ１５３は、コンデンサ１５１に並列接続されている。放電スイッチ１５３は、制御回路７０からの制御信号Ｓｃｔｒｌに応じて、双方向スイッチ２０と同期してオン／オフされる。より具体的に述べると、放電スイッチ１５３は、双方向スイッチ２０のオン期間中にオンとなり、双方向スイッチ２０のオフ期間中にオフとなる。

【0106】

すなわち、本構成例の容量分圧回路１５０であれば、双方向スイッチ２０がオンされる毎にコンデンサ１５１の両端間がショートされて分圧電圧Ｖｓｗが０Ｖに初期化される。従って、双方向スイッチ２０がオンからオフに切り替わる際には、分圧電圧Ｖｓｗが常に０Ｖを起点として変化するようになる。

【0107】

その結果、制御回路７０では、共振動作に伴う分圧電圧Ｖｓｗのオフセットを一切考慮することなく、分圧電圧Ｖｓｗと所定の閾値電圧（０Ｖないしはその近傍値）とを単純に比較することにより、分圧電圧Ｖｓｗのゼロクロスタイミング（延いては双方向スイッチ２０のオンタイミング）を高精度に検出することが可能となる。

【0108】

＜第２実施形態＞
図１２は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１の第２実施形態を示す回路図である。本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１は、先の第１実施形態（図１１）をベースとしつつ、いくつかの変更が加えられている。そこで、先と同様の構成要素については、図１１と同一の符号を付すことにより重複した説明を割愛し、以下では、本実施形態の特徴部分について重点的な説明を行う。

【0109】

第１の変更点として、共振コンデンサ３０が一次巻線１１に並列接続されている。これについては、図１Ａ及び図１Ｂの関係と同様である。また、図１Ｃと同じく、双方向スイッチ２０と一次巻線１１の双方に共振コンデンサ３０を並列接続しても構わない。

【0110】

第２の変更点として、容量分圧回路１５０は、放電スイッチ１５３に直列接続された電圧源１５４をさらに含む。このような電圧源１５４を導入することにより、制御回路７０の入力ダイナミックレンジを考慮して、分圧電圧Ｖｓｗの基準値（＝双方向スイッチ２０のオン期間における分圧電圧Ｖｓｗの電圧値）を適切にバイアスすることが可能となる。

【0111】

＜第３実施形態＞
図１３は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１の第３実施形態を示す回路図である。本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１は、先の第１実施形態（図１１）と第２実施形態（図１２）をベースとしつつ、一次巻線１１の巻数と共振コンデンサ３０の容量値の双方を同時に切り替えることのできる構成とされている。そこで、先と同様の構成要素については、図１１と同一の符号を付すことにより重複した説明を割愛し、以下では、本実施形態の特徴部分について重点的な説明を行う。

【0112】

上記した巻数及び容量値の同時切替を実現すべく、本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１は、切替スイッチ２００として、切替スイッチ２０１及び２０２を有するとともに、共振コンデンサ３０として、共振コンデンサ３０Ｘ及び３０Ｙ（容量値Ｃ３０Ｘ及びＣ３０Ｙ）を有する。

【0113】

切替スイッチ２０１は、共通ノード（０）が交流入力電圧Ｖｉの印加端（＝フィルタ回路１００の出力端）に接続されており、選択ノード（１）が一次巻線１１の第１タップＴ１１に接続されている。切替スイッチ２０２は、共通ノードが切替スイッチ２０１の選択ノード（２）に接続されており、選択ノード（１）がオープンとされており、選択ノード（２）が一次巻線１１の第３タップＴ１３に接続されている。

【0114】

共振コンデンサ３０Ｘは、切替スイッチ２０１の共通ノード（０）と切替スイッチ２０２の共通ノード（０）との間に接続されている。共振コンデンサ３０Ｙは、切替スイッチ２０２の共通ノード（０）と一次巻線１１の第２タップＴ１２との間に接続されている。

【0115】

このような回路を構成することにより、切替スイッチ２０１及び２０２を用いて、一次巻線１１の巻数と共振コンデンサ３０の容量値を同時に切り替えることができる。

【0116】

例えば、比較的高い交流入力電圧Ｖｉ（例えばＶｉ＝ＡＣ２２０Ｖ）が入力されるアプリケーションでは、切替スイッチ２０１及び２０２それぞれにおいて、共通ノード（０）と選択ノード（１）を導通するとよい。このとき、一次巻線１１と二次巻線１２との巻線比は、ｎ１：ｎ２となる。また、共振コンデンサ３０の容量値は、Ｃ３０Ｘ×Ｃ３０Ｙ／（Ｃ３０Ｘ＋Ｃ３０Ｙ）となる。

【0117】

一方、比較的低い交流入力電圧Ｖｉ（例えばＶｉ＝ＡＣ１００Ｖ）が入力されるアプリケーションでは、切替スイッチ２０１及び２０２それぞれにおいて、共通ノード（０）と選択ノード（２）を導通するとよい。このとき、一次巻線１１と二次巻線１２との巻線比は、ｎ１’：ｎ２となる。また、共振コンデンサ３０の容量値は、Ｃ３０Ｙとなる。

【0118】

このように、交流入力電圧Ｖｉに応じて一次巻線１１の巻数と共振コンデンサ３０の容量値を同時に切り替えることにより、先述の効果に加えて、電源投入時やＺＶＳ不能時に流れる双方向スイッチ２０のピーク電流（Ｉ＝ＣＶ／Ｔ）を抑えることができるので、ＡＣ／ＤＣコンバータ１のスイッチング損失を低減することが可能となる。

【0119】

＜第４実施形態＞
図１４は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１の第４実施形態を示す回路図である。本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１は、先の第３実施形態（図１３）をベースとしつつ、切替スイッチ２０２を割愛した点に特徴を有する。そこで、先と同様の構成要素については、図１３と同一の符号を付すことにより重複した説明を割愛し、以下では、本実施形態の特徴部分について重点的な説明を行う。

【0120】

スイッチ２０２を割愛するために、切替スイッチ２０１、並びに、共振コンデンサ３０Ｘ及び３０Ｙそれぞれの接続関係が変更されている。より具体的に述べると、切替スイッチ２０１は、共通ノード（０）が交流入力電圧Ｖｉの印加端（＝フィルタ回路１００の出力端）に接続されており、選択ノード（１）が一次巻線１１の第１タップＴ１１に接続されており、選択ノード（２）が一次巻線１１の第３タップＴ１３に接続されている。

【0121】

また、共振コンデンサ３０Ｘは、切替スイッチ２０１の共通ノード（０）と一次巻線１１の第３タップＴ１３との間に接続されている。一方、共振コンデンサ３０Ｙは、一次巻線１１の第３タップＴ１３と第２タップＴ１２との間に接続されている。

【0122】

このような回路を構成することにより、切替スイッチ２０１のみを用いて、一次巻線１１の巻数と共振コンデンサ３０の容量値を同時に切り替えることができる。

【0123】

例えば、比較的高い交流入力電圧Ｖｉ（例えばＶｉ＝ＡＣ２２０Ｖ）が入力されるアプリケーションでは、切替スイッチ２０１の共通ノード（０）と選択ノード（１）を導通するとよい。このとき、一次巻線１１と二次巻線１２との巻線比は、ｎ１：ｎ２となり、共振コンデンサ３０の容量値は、Ｃ３０Ｘ×Ｃ３０Ｙ／（Ｃ３０Ｘ＋Ｃ３０Ｙ）となる。

【0124】

一方、比較的低い交流入力電圧Ｖｉ（例えばＶｉ＝ＡＣ１００Ｖ）が入力されるアプリケーションでは、切替スイッチ２０１の共通ノード（０）と選択ノード（２）を導通するとよい。このとき、一次巻線１１と二次巻線１２との巻線比は、ｎ１’：ｎ２となり、共振コンデンサ３０の容量値は、Ｃ３０Ｙとなる。

【0125】

このように、本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１であれば、切替スイッチ２０１を割愛しても、先の第３実施形態（図１３）と同様の作用効果を享受することができるので、ＡＣ／ＤＣコンバータ１の小型化やコストダウンを図ることが可能となる。

【0126】

ただし、本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１では、共振コンデンサ３０Ｘ及び３０Ｙ相互間の接続ノードと一次巻線１１の第３タップＴ１３が常に短絡されている。従って、共振動作に支障を来さないように、共振コンデンサ３０Ｘ及び３０Ｙの容量比を適宜調整しておかなければならない。より具体的には、Ｃ３０Ｘ：Ｃ３０Ｙ＝ｎ１”：ｎ１’（ただし、ｎ１”は一次巻線１１の第１タップＴ１１から第３タップＴ１３までの巻数）としておくことが望ましい。

【0127】

＜第５実施形態＞
図１５は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１の第５実施形態を示す回路図である。本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１は、先出の基本構成（図１Ａ）をベースとしつつ、いくつかの変更が加えられている。そこで、先と同様の構成要素については、図１Ａと同一の符号を付すことにより重複した説明を割愛し、以下では、本実施形態の特徴部分について重点的な説明を行う。

【0128】

まず、基本構成（図１Ａ）からの主たる変更点として、本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１は、一次巻線１１として、一次巻線１１Ｘ及び１１Ｙを有するとともに、共振コンデンサ３０として、共振コンデンサ３０Ｘ及び３０Ｙを有する。

【0129】

一次巻線１１Ｘの第１タップＴ１１Ｘは、交流入力電圧Ｖｉの印加端（＝フィルタ回路１００の出力端）に接続されている。一次巻線１１Ｘの第２タップＴ１２Ｘは、双方向スイッチ２０の第１端に接続されている。一次巻線１１Ｙの第１タップＴ１１Ｙは、双方向スイッチ２０の第２端に接続されている。一次巻線１１Ｙの第２タップＴ１２Ｙは、一次側コモンＧＮＤ１に接続されている。このように、双方向スイッチ２０は、一次巻線１１Ｘと一次巻線１Ｙとの間に直列接続されている。

【0130】

なお、二次巻線１２は、一次巻線１１Ｘ及び１１Ｙの双方と共通のコアを介して電磁結合されている。すなわち、本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１では、一次巻線１１Ｘ及び１１Ｙと二次巻線１２が単一のトランス１０に含まれている。

【0131】

また、共振コンデンサ３０Ｘは、一次巻線１１Ｘの第１タップＴ１１Ｘと第２タップＴ１２Ｘとの間で、一次巻線１１Ｘに並列接続されている。共振コンデンサ３０Ｙは、一次巻線１１Ｙの第１タップＴ１１Ｙと第２タップＴ１２Ｙとの間で、一次巻線１１Ｙに並列接続されている。

【0132】

なお、一次側の巻線と共振コンデンサ、具体的には、一次巻線１１Ｘ及び共振コンデンサ３０Ｘと、一次巻線１１Ｙ及び共振コンデンサ３０Ｙは、双方向スイッチ２０に対して対称に設けられている。

【0133】

また、容量分圧回路１５０は、双方向スイッチ２０の第１端側（＝一次巻線１１Ｘの第２タップＴ１２Ｘ）に接続してもよいし、若しくは、双方向スイッチ２０の第２端側（＝一次巻線１１Ｙの第１タップＴ１１Ｙ）に接続してもよい（図中の大破線を参照）。

【0134】

このような回路を構成することにより、双方向スイッチ２０のオン／オフ動作に起因するスイッチングノイズを効果的に削減することができる。以下では、図面を参照しながらそのノイズ削減原理について説明する。

【0135】

図１６は、ノイズ削減原理を説明するための図である。本図の上段には、先の基本構成（図１Ａ）において、双方向スイッチ２０の両端間に現れる両端間電圧Ｖ２０が描写されている。一方、本図の下段には、本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１において、双方向スイッチ２０の第１端（一次巻線１１Ｘ側）に現れるノード電圧Ｖ２０ａ（実線）と、第２端（一次巻線１１Ｙ側）に現れるノード電圧Ｖ２０ｂ（破線）が描写されている。

【0136】

以下では、説明の前提として、共振コンデンサ３０Ｘ及び３０Ｙそれぞれの容量値が同値に設定されており、双方向スイッチ２０がオンしているときには、Ｖ２０ａ＝Ｖ２０ｂ＝Ｖｉ／２（以下では中点電圧と呼ぶ）になるものとする。

【0137】

例えば、先の基本構成（図１Ａ）において、双方向スイッチ２０がオンからオフに切り替えられたとき、Ｖｉ＞０では、両端間電圧Ｖ２０が一次側コモンＧＮＤ１を基準値として正方向に振れる。また、Ｖｉ＜０では、両端間電圧Ｖ２０が一次側コモンＧＮＤ１を基準値として負方向に振れる。

【0138】

これに対して、本実施形態において、双方向スイッチ２０がオンからオフに切り替えられたとき、Ｖｉ＞０では、ノード電圧Ｖ２０ａが中点電圧Ｖｉ／２を基準値として正方向に振れると同時に、ノード電圧Ｖ２０ｂが中点電圧Ｖｉ／２を基準値として負方向に振れる。また、Ｖｉ＜０では、反対に、ノード電圧Ｖ２０ａが中点電圧Ｖｉ／２を基準値として負方向に振れると同時に、ノード電圧Ｖ２０ｂが中点電圧Ｖｉ／２を基準値として正方向に振れる。

【0139】

すなわち、ノード電圧Ｖ２０ａ及びＶ２０ｂそれぞれの共振波形は、中点電圧Ｖｉ／２に対して正負対称の相似波形となる。従って、ノード電圧Ｖ２０ａ及びＶ２０ｂそれぞれの共振動作に起因して生じるスイッチングノイズが互いに相殺し合う形となるので、ＥＭＩ［electro-magnetic interference］対策として、非常に有効であると考えられる。

【0140】

また、本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１であれば、双方向スイッチ２０のオン時に流れるピーク電流を抑えることも可能となる。

【0141】

さらに、本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１では、ノード電圧Ｖ２０ａ及びＶ２０ｂそれぞれが中点電圧Ｖｉ／２まで戻りさえすれば、双方向スイッチ２０のＺＶＳ動作を行うことができる。従って、先の基本構成（図１Ａ）と比べて、ＺＶＳ動作をより容易かつ確実に実施することが可能となる。

【0142】

なお、本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１において、基本構成（図１Ａ）からの変更点としては、コイル１２０や容量分圧回路１５０を有する点が挙げられる。ただし、これらの変更点については、先出の第１実施形態（図１１）で既に述べているので、重複した説明は割愛する。

【0143】

＜第６実施形態＞
図１７は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１の第６実施形態を示す回路図である。本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１では、先出の第５実施形態（図１５）をベースとしつつ、トランス１０がトランス１０Ｘ及び１０Ｙに分割されている。より具体的に述べると、トランス１０Ｘは、一次巻線１１Ｘと、これに電磁結合された二次巻線１２Ｘを含む。一方、トランス１０Ｙは、一次巻線１１Ｙと、これに電磁結合された二次巻線１２Ｙを含む。このように、単一のトランス１０に代えて、複数のトランス１０Ｘ及び１０Ｙを用いてもよい。

【0144】

＜第７実施形態＞
図１８は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１の第７実施形態を示す回路図である。本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１は、先出の第６実施形態（図１７）をベースとしつつ、共振コンデンサ３０が双方向スイッチ２０に並列接続されている。このように、共振コンデンサ３０は、必ずしも一次巻線１１Ｘ及び１１Ｙに並列接続する必要はなく、双方向スイッチ２０に並列接続することも可能である。

【0145】

＜第８実施形態＞
図１９は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１の第８実施形態を示す回路図である。本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１は、第１～第４実施形態（図１１～図１４）と、第５～第７実施形態（図１５～図１８）の組み合わせに相当し、例えば、第６実施形態（図１７）をベースとして考えると、一次巻線１１Ｘ及び１１Ｙそれぞれに第３タップＴ１３Ｘ及びＴ１３Ｙを設けた上で、切替スイッチ２０３及び２０４を追加した構成であると言える。

【0146】

一次巻線１１Ｘの第１タップＴ１１Ｘは、切替スイッチ２０３の選択ノード（１）に接続されている。一次巻線１１Ｘの第２タップＴ１２Ｘは、双方向スイッチ２０の第１端に接続されている。一次巻線１１Ｘの第３タップＴ１３Ｘは、切替スイッチ２０３の選択ノード（２）に接続されている。切替スイッチ２０３の共通ノード（０）は、交流入力電圧Ｖｉの印加端（＝フィルタ回路１００の出力端）に接続されている。

【0147】

一次巻線１１Ｙの第１タップＴ１１Ｙは、双方向スイッチ２０の第２端と切替スイッチ２０４の選択ノード（２）に接続されている。一次巻線１１Ｙの第２タップＴ１２Ｙは、切替スイッチ２０４の選択ノード（１）に接続されている。一次巻線１１Ｙの第３タップＴ１３Ｙは、オープンとされている。従って、第３タップＴ１３Ｙは必須でない。切替スイッチ２０４の共通ノード（０）は、一次側コモンＧＮＤ１に接続されている。

【0148】

なお、共振コンデンサ３０Ｘは、切替スイッチ２０３の共通ノード（０）と一次巻線１１Ｘの第２タップＴ１２Ｘとの間に接続されている。一方、共振コンデンサ３０Ｙは、一次巻線１１Ｙの第１タップＴ１１Ｙと切替スイッチ２０４の共通ノード（０）との間に接続されている。

【0149】

このような回路を構成することにより、切替スイッチ２０３及び２０４を用いて、一次巻線１１の巻数と共振コンデンサ３０の容量値を同時に切り替えることができる。

【0150】

例えば、比較的高い交流入力電圧Ｖｉ（例えばＶｉ＝ＡＣ２２０Ｖ）が入力されるアプリケーションでは、切替スイッチ２０３及び２０４それぞれにおいて、共通ノード（０）と選択ノード（１）を導通するとよい。このとき、一次巻線１１と二次巻線１２との巻線比は、Ｎ１：Ｎ２（ただし、Ｎ１は一次巻線１１Ｘの第１タップＴ１１Ｘから第２タップＴ１２Ｘまでの巻数と一次巻線１１Ｙの第１タップＴ１１Ｙから第２タップＴ１２Ｙまでの巻数とを足し合わせた加算値、Ｎ２は二次巻線１２Ｘの第１タップＴ２１Ｘから第２タップＴ２２Ｘまでの巻数と二次巻線１２Ｙの第１タップＴ２１Ｙから第２タップＴ２２Ｙまでの巻数とを足し合わせた加算値）となる。また、共振コンデンサ３０の容量値は、Ｃ３０Ｘ×Ｃ３０Ｙ／（Ｃ３０Ｘ＋Ｃ３０Ｙ）となる。

【0151】

一方、比較的低い交流入力電圧Ｖｉ（例えばＶｉ＝ＡＣ１００Ｖ）が入力されるアプリケーションでは、切替スイッチ２０３及び２０４それぞれにおいて、共通ノード（０）と選択ノード（２）を導通するとよい。このとき、一次巻線１１と二次巻線１２との巻線比は、Ｎ１’：Ｎ２（ただし、Ｎ１’は一次巻線１１Ｘの第３タップＴ１３Ｘから第２タップＴ１２Ｘまでの巻数であり、Ｎ１＞Ｎ１’）となる。また、共振コンデンサ３０の容量値は、Ｃ３０Ｘとなる。

【0152】

このように、本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１であれば、交流入力電圧Ｖｉに応じて一次巻線１１の巻数を切り替えることができるので、先の第１～第４実施形態（図１１～図１４）と同じく、様々な交流入力電圧Ｖｉに対応することが可能となる。

【0153】

特に、本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１であれば、一次巻線１１の巻数と共振コンデンサ３０の容量値を同時に切り替えることができるので、先の第３実施形態（図１３）や第４実施形態（図１４）と同じく、電源投入時やＺＶＳ不能時のピーク電流を抑えて、ＡＣ／ＤＣコンバータ１のスイッチング損失を低減することも可能となる。

【0154】

また、本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１では、双方向スイッチ２０が一次巻線１１Ｘと一次巻線１１Ｙとの間に直列接続されているので、先の第５～第７実施形態（図１５～図１８）と同じく、スイッチングノイズの削減効果などを享受することが可能となる。

【0155】

＜第９実施形態＞
図２０は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１の第９実施形態を示す回路図である。本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１は、先の第８実施形態（図１９）をベースとしつつ、切替スイッチ２０４の接続に若干の変更が加えられている。

【0156】

より具体的に述べると、切替スイッチ２０４の選択ノード（２）が一次巻線１１Ｙの第３タップＴ１３Ｙに接続されている。このような変更を加えた場合、切替スイッチ２０３及び２０４を用いて、一次巻線１１の巻数だけを切り替えることができる。

【0157】

例えば、比較的高い交流入力電圧Ｖｉ（例えばＶｉ＝ＡＣ２２０Ｖ）が入力されるアプリケーションでは、切替スイッチ２０３及び２０４それぞれにおいて、共通ノード（０）と選択ノード（１）を導通するとよい。このとき、一次巻線１１と二次巻線１２との巻線比は、Ｎ１：Ｎ２となる。また、共振コンデンサ３０の容量値は、Ｃ３０Ｘ×Ｃ３０Ｙ／（Ｃ３０Ｘ＋Ｃ３０Ｙ）となる。

【0158】

一方、比較的低い交流入力電圧Ｖｉ（例えばＶｉ＝ＡＣ１００Ｖ）が入力されるアプリケーションでは、切替スイッチ２０３及び２０４それぞれにおいて、共通ノード（０）と選択ノード（２）を導通するとよい。このとき、一次巻線１１と二次巻線１２との巻線比は、Ｎ１”：Ｎ２（ただし、Ｎ１”は一次巻線１１Ｘの第３タップＴ１３Ｘから第２タップＴ１２Ｘまでの巻数と一次巻線１１Ｙの第１タップＴ１１Ｙから第３タップＴ１３Ｙまでの巻数とを足し合わせた加算値であり、Ｎ１＞Ｎ１”）となる。また、共振コンデンサ３０の容量値は、上記と同じく、Ｃ３０Ｘ×Ｃ３０Ｙ／（Ｃ３０Ｘ＋Ｃ３０Ｙ）となる。

【0159】

＜第１０実施形態＞
図２１は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１の第１０実施形態を示す回路図である。本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１は、先の第８実施形態（図１９）や第９実施形態（図２０）と同じく、第１～第４実施形態（図１１～図１４）と、第５～第７実施形態（図１５～図１８）の組み合わせに相当し、例えば、第７実施形態（図１８）をベースとして考えると、切替スイッチ２０５が追加された構成であると言える。

【0160】

切替スイッチ２０５は、共通ノード（０）が双方向スイッチの第２端（＝ノード電圧Ｖ２０ｂの印加端）に接続されており、選択ノード（１）が一次巻線１１Ｙの第１タップＴ１１Ｙに接続されており、選択ノード（２）が一次巻線１１Ｙの第２タップＴ１２Ｙに接続されている。

【0161】

このような回路を構成することにより、切替スイッチ２０５を用いて、一次巻線１１の巻数を切り替えることができる。

【0162】

例えば、比較的高い交流入力電圧Ｖｉ（例えばＶｉ＝ＡＣ２２０Ｖ）が入力されるアプリケーションでは、切替スイッチ２０５の共通ノード（０）と選択ノード（１）を導通するとよい。このとき、一次巻線１１と二次巻線１２との巻線比は、Ｎ１：Ｎ２となる。

【0163】

一方、比較的低い交流入力電圧Ｖｉ（例えばＶｉ＝ＡＣ１００Ｖ）が入力されるアプリケーションでは、切替スイッチ２０５の共通ノード（０）と選択ノード（２）とを導通するとよい。このとき、一次巻線１１と二次巻線１２との巻線比は、Ｎ１'''：Ｎ２（ただし、Ｎ１'''は一次巻線１１Ｘの第１タップＴ１１Ｘから第２タップＴ１２Ｘまでの巻数であり、Ｎ１＞Ｎ１'''）となる。

【0164】

特に、本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１であれば、単一の切替スイッチ２０５を用いて、先の第９実施形態（図２０）と同等の作用・効果を享受することが可能となる。

【0165】

＜第１１実施形態＞
図２２は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１の第１１実施形態を示す回路図である。本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１は、先の第１０実施形態（図２１）をベースとしつつ、共振コンデンサ３０として、共振コンデンサ３０Ｘ及び３０Ｙを有する。なお、共振コンデンサ３０Ｘ及び３０Ｙは、それぞれ、一次巻線１１Ｘ及び１１Ｙに並列接続されている。

【0166】

このような回路を構成することにより、切替スイッチ２０５を用いて、一次巻線１１の巻数と共振コンデンサ３０の容量値を同時に切り替えることができる。

【0167】

例えば、比較的高い交流入力電圧Ｖｉ（例えばＶｉ＝ＡＣ２２０Ｖ）が入力されるアプリケーションでは、切替スイッチ２０５の共通ノード（０）と選択ノード（１）を導通するとよい。このとき、一次巻線１１と二次巻線１２との巻線比は、Ｎ１：Ｎ２となり、共振コンデンサ３０の容量値は、Ｃ３０Ｘ×Ｃ３０Ｙ／（Ｃ３０Ｘ＋Ｃ３０Ｙ）となる。

【0168】

一方、比較的低い交流入力電圧Ｖｉ（例えばＶｉ＝ＡＣ１００Ｖ）が入力されるアプリケーションでは、切替スイッチ２０５の共通ノード（０）と選択ノード（２）を導通するとよい。このとき、一次巻線１１と二次巻線１２との巻線比は、Ｎ１'''：Ｎ２となり、共振コンデンサ３０の容量値は、Ｃ３０Ｘとなる。

【0169】

特に、本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１であれば、単一の切替スイッチ２０５を用いて、先の第８実施形態（図１９）と同等の作用・効果を享受することが可能となる。

【0170】

＜第１２実施形態＞
図２３は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１の第１２実施形態を示す回路図である。本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１では、先の第１１実施形態（図２２）をベースとしつつ、共振コンデンサ３０Ｙの接続位置に若干の変更が加えられている。

【0171】

具体的に述べると、共振コンデンサ３０Ｙは、切替スイッチ２０５の共通ノード（０）がと次巻線１１Ｙの第２タップＴ１３Ｙとの間に接続されている。このような変更を加えた場合でも、切替スイッチ２０５を用いて、一次巻線１１の巻数と共振コンデンサ３０の容量値を同時に切り替えることができる。

【0172】

【0173】

【0174】

＜第１３実施形態＞
図２４は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１の第１３実施形態を示す回路図である。本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１では、先出の第８実施形態（図１９）をベースとしつつ、切替スイッチ２０３が割愛されている。すなわち、一次巻線１１Ｘの第１タップＴ１１Ｘが交流入力電圧Ｖｉの印加端（＝フィルタ回路１００の出力端）に直接接続されている。このような変更を加えた場合でも、切替スイッチ２０４を用いて、一次巻線１１の巻数と共振コンデンサ３０の容量値を同時に切り替えることができる。

【0175】

例えば、比較的高い交流入力電圧Ｖｉ（例えばＶｉ＝ＡＣ２２０Ｖ）が入力されるアプリケーションでは、切替スイッチ２０４の共通ノード（０）と選択ノード（１）を導通するとよい。このとき、一次巻線１１と二次巻線１２との巻線比は、Ｎ１：Ｎ２となり、共振コンデンサ３０の容量値は、Ｃ３０Ｘ×Ｃ３０Ｙ／（Ｃ３０Ｘ＋Ｃ３０Ｙ）となる。

【0176】

一方、比較的低い交流入力電圧Ｖｉ（例えばＶｉ＝ＡＣ１００Ｖ）が入力されるアプリケーションでは、切替スイッチ２０４の共通ノード（０）と選択ノード（２）を導通するとよい。このとき、一次巻線１１と二次巻線１２との巻線比は、Ｎ１'''：Ｎ２となり、共振コンデンサ３０の容量値は、Ｃ３０Ｘとなる。

【0177】

なお、第７～第１３実施形態（図１８～図２４）では、いずれも、複数のトランス１０Ｘ及び１０Ｙを用いる構成を例を挙げたが、それぞれのコアを共通とすることにより、単一のトランス１０としても構わない。

【0178】

＜第１４実施形態＞
図２５は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１の第１４実施形態を示す回路図である。本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１は、先出の基本構成（図１Ｂ）に容量分圧回路１５０（図１１など）を追加した上で、更にいくつかの変更が加えられている。そこで、既出の構成要素については、図１Ｂや図１１等と同一の符号を付すことにより重複した説明を割愛し、以下では、本実施形態の特徴部分について重点的な説明を行う。

【0179】

第１の変更点は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１の共振インダクタンス成分として、一次巻線１１に対して直列にスインギング（チョーク）タイプのインダクタＬｓｗ（アモルファスチョークコイル、複合コアー型など）が接続されている点である。なお、トランス１０については、結合度Ｋが比較的高いもの（例えばＫ＝０．９）を用いてもよいし、結合度Ｋが比較的低い共振型を用いてもよい。また、インダクタＬｓｗを割愛して、トランス１０の漏れインダクタンス１１ｘ（図１Ｂなどを参照）をスインギング（チョーク）タイプとしてもよい。

【0180】

本構成の採用により享受される効果について説明する。共振コンデンサ３０の電圧振幅は、トランス１０の一次巻線１１及びインダクタＬｓｗに流れる電流Ｉと、双方向スイッチ２０の両端間電圧Ｖ２０に現れる共振波形のＱ値（＝√（Ｌ／Ｃ））に比例する。従って、電流Ｉの増加に伴ってインダクタンス値Ｌが減少するスインギング（チョーク）タイプのインダクタＬｓｗを導入することにより、ＺＶＳの最適化を図ることが可能となる。

【0181】

その結果、トランス１０の一次巻線１１に流れる無効電流を減らすことができるので、ＡＣ／ＤＣコンバータ１の効率を改善することが可能となる。また、双方向スイッチ２０（後述するトランジスタ２１及び２２）の耐圧も低く抑えることができる。

【0182】

図２６は、スインギングチョーク＋トランス（共振型）の総合特性を示す図であり、横軸は電流Ｉ［Ａ］、縦軸はインダクタンスＬ［μＨ］を示している。本図上段には、トランス１０（Ｋ＝０．９）の励磁インダクタンスＬｍ１（実線）、漏れインダクタンスＬＬｋ１（破線）、及び、スインギングチョークのインダクタンスＬｓｗ（一点鎖線）が描写されている。一方、本図下段には、トランス１０の励磁インダクタンスＬｍ＝Ｌｍ１（実線）と、合成インダクタンスＬＬｋ＝ＬＬｋ１＋Ｌｓｗ（二点鎖線）が描写されている。

【0183】

本図から分かるように、スインギングチョークのインダクタンスＬｓｗ、及び、合成インダクタンスＬＬｋは、Ｉ＝２Ａ～８Ａの電流範囲において、自身に流れる電流Ｉの増加に伴い、それぞれのインダクタンス値Ｌが減少する。上述したように、共振コンデンサ３０の電圧振幅は、電流Ｉが増えても漏れインダクタンスが下がることによりＱ値が下がるので、一定に保たれる。また、電流Ｉの少ない領域では、逆に漏れインダクタンスが増加するので、共振コンデンサ３０の電圧振幅が下がらず、ＺＶＳの実現が容易になる。

【0184】

第２の変更点は、パルストランス１４０を介して双方向スイッチ２０が駆動されている点である。本構成例の双方向スイッチ２０は、Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ２１及び２２を含む。制御回路７０（本図では不図示）は、パルストランス１４０を介してトランジスタ２１及び２２（延いては双方向スイッチ２０）を駆動する。パルストランス１４０は、一次巻線１４１と、これに同極性で電磁結合された二次巻線１４２を含む。なお、一次巻線１４１の第１タップＴ３１と第２タップＴ３２は、それぞれ制御回路７０（本図では不図示）に接続されている。

【0185】

トランジスタ２１のドレインは、双方向スイッチ２０の第１端に相当し、トランジスタ２２のドレインは、双方向スイッチ２０の第２端に相当する。トランジスタ２１及び２２の両ゲートは、いずれも二次巻線１４２の第１タップＴ４１に接続されている。トランジスタ２１のソースとバックゲート、及び、トランジスタ２２のソースとバックゲートは、いずれも二次巻線１４２の第２タップＴ４２に接続されている。また、本図では明示していないが、トランジスタ２１及び２２のソース・ドレイン間には、それぞれ、寄生ダイオードが付随する。

【0186】

制御回路７０から一次巻線１４１に正の制御電圧Ｖ１４１（Ｔ３１＞Ｔ３２）が与えられると、二次巻線１４２にも正の誘起電圧Ｖ１４２（Ｔ４１＞Ｔ４２）が生じる。その結果、トランジスタ２１及び２２のゲート・ソース間電圧がそれぞれのオンスレッショルド電圧よりも高くなるので、トランジスタ２１及び２２がオンする。この状態は、双方向スイッチ２０がオンされている状態に相当する。

【0187】

一方、制御回路７０から一次巻線１４１に負の制御電圧Ｖ１４１（Ｔ３１＜Ｔ３２）が与えられると、二次巻線１４２にも負の誘起電圧Ｖ１４２（Ｔ４１＜Ｔ４２）が生じる。その結果、トランジスタ２１及び２２のゲート・ソース間電圧がそれぞれのオンスレッショルド電圧よりも低くなるので、トランジスタ２１及び２２がオフする。この状態は、双方向スイッチ２０がオフされている状態に相当する。

【0188】

このように、パルストランス１４０を介して双方向スイッチ２０を駆動する構成であれば、高電圧が印加される一次回路系１ｐから制御回路７０を絶縁することができるので、制御回路７０の低耐圧化を実現することが可能となる。

【0189】

ただし、一次回路系１ｐにそれほど高い電圧が印加されない用途であれば、双方向スイッチ２０として、ＰＭＯＳＦＥＴとＮＭＯＳＦＥＴとを並列接続して成るＣＭＯＳアナログスイッチ（いわゆるＣＭＯＳトランスファゲート）を用いることも可能である。

【0190】

また、寄生ダイオードを持たないＧａＮパワーデバイスなどを用いれば、双方向スイッチ２０を単一のスイッチ素子で構成することも可能である。

【0191】

＜第１５実施形態＞
図２７は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１の第１５実施形態を示す回路図である。本実施形態は、先出の第６実施形態（図１７）をベースとしつつ、先出の第１４実施形態（図２５）と同じく、一次巻線１１Ｘ及び１１Ｙに対してそれぞれ直列にスインギング（チョーク）タイプのインダクタＬｓｗＸ及びＬｓｗＹが接続されている。従って、双方向スイッチ２０のＺＶＳを最適化してＡＣ／ＤＣコンバータ１の効率を改善するともに、双方向スイッチ２０の低耐圧化を実現することが可能となる。

【0192】

なお、インダクタＬｓｗＸ及びＬｓｗＹは、互いに電磁結合したトランスＴＲとして構成しておくとよい。また、トランスＴＲを割愛し、トランス１０Ｘ及び１０Ｙそれぞれの漏れインダクタンスをスインギング（チョーク）タイプとしてもよい。

【0193】

このように、共振インダクタンス成分をスインギング（チョーク）タイプとする点については、いずれの実施形態にも適宜組み合わせて実施することが可能である。

【0194】

＜その他の変形例＞
なお、本明細書中に開示されている種々の技術的特徴は、上記実施形態のほか、その技術的創作の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。すなわち、上記実施形態は、全ての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態の説明ではなく、特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。

【産業上の利用可能性】

【0195】

本明細書中に開示されているＡＣ／ＤＣコンバータは、例えば、一般電気機器や産業機器などの電源として利用することが可能である。

【符号の説明】

【0196】

１ＡＣ／ＤＣコンバータ
１ｐ一次回路系
１ｓ二次回路系
１０、１０Ｘ、１０Ｙトランス
１１、１１Ｘ、１１Ｙ一次巻線
１１ｘ漏れインダクタンス
１２、１２Ｘ、１２Ｙ二次巻線
２０双方向スイッチ
２１、２２Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ
３０、３０ａ、３０ｂ、３０Ｘ、３０Ｙ共振コンデンサ
４０全波整流回路
４１、４２ダイオード
５０平滑コンデンサ
６０帰還回路
７０制御回路
８０センス抵抗
９０電力フューズ
１００フィルタ回路
１２０コイル
１４０パルストランス
１４１一次巻線
１４２二次巻線
１５０容量分圧回路
１５１、１５２コンデンサ
１５３放電スイッチ
１５４電圧源
２００～２０５切替スイッチ
Ｌｓｗ、ＬｓｗＸ、ＬｓｗＹインダクタ（スインギング（チョーク）タイプ）
ＰＷ交流電源
ＴＲトランス
Ｚ負荷

【図1A】