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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】特許公報(B2)
(11)【特許番号】
(24)【登録日】2022-06-27
(45)【発行日】2022-07-05
(54)【発明の名称】設定可能なハイブリッド自己干渉キャンセルシステムおよび方法
(51)【国際特許分類】
H04B 15/00 20060101AFI20220628BHJP
H04L 27/36 20060101ALI20220628BHJP
H04L 27/38 20060101ALI20220628BHJP
H04B 1/525 20150101ALI20220628BHJP
H04B 1/10 20060101ALI20220628BHJP
【ＦＩ】
H04B15/00
H04L27/36
H04L27/38
H04B1/525
H04B1/10 L
【請求項の数】
23
(21)【出願番号】P 2020544016
(86)(22)【出願日】2019-02-27
(65)【公表番号】
(43)【公表日】2021-06-03
(86)【国際出願番号】 US2019019910
(87)【国際公開番号】W WO2019169047
(87)【国際公開日】2019-09-06
【審査請求日】2020-10-05
(31)【優先権主張番号】62/635,671
(32)【優先日】2018-02-27
(33)【優先権主張国・地域又は機関】US
(31)【優先権主張番号】62/740,833
(32)【優先日】2018-10-03
(33)【優先権主張国・地域又は機関】US
(73)【特許権者】
【識別番号】518210487
【氏名又は名称】クム ネットワークス，インコーポレイテッド
【氏名又は名称原語表記】Ｋｕｍｕ Ｎｅｔｗｏｒｋｓ，Ｉｎｃ．
(74)【代理人】
【識別番号】110001302
【氏名又は名称】特許業務法人北青山インターナショナル
(72)【発明者】
【氏名】ハーン，ウィルヘルム，ステッフェン
(72)【発明者】
【氏名】リドル，アルフレッド
(72)【発明者】
【氏名】ランディ，アーニー
(72)【発明者】
【氏名】シー，ダイ
(72)【発明者】
【氏名】チョイ，ジョン－イル
(72)【発明者】
【氏名】ジェイン，マヤンク
【審査官】前田 典之
(56)【参考文献】
【文献】米国特許出願公開第２０１５／０１７１９０３（ＵＳ，Ａ１）
【文献】特表２０１５－５０１１１７（ＪＰ，Ａ）
【文献】米国特許出願公開第２０１０／０１９７２３１（ＵＳ，Ａ１）
【文献】特表２０１６－５１５３６０（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開２００９－１９４６３９（ＪＰ，Ａ）
(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)
Ｈ０４Ｂ １５／００
Ｈ０４Ｌ ２７／３６
Ｈ０４Ｌ ２７／３８
Ｈ０４Ｂ １／５２５
Ｈ０４Ｂ １／１０
(57)【特許請求の範囲】
【請求項1】
自己干渉キャンセルシステムにおいて：通信システムの無線周波数（ＲＦ）送信信号に通信可能に結合された送信カプラであって、前記ＲＦ送信信号をサンプリングして、ＲＦ搬送周波数を有するサンプリングされたＲＦ送信信号を作成する、送信カプラと；
第１アナログ自己干渉キャンセラとを具え、当該第１アナログ自己干渉キャンセラが：
前記サンプリングされたＲＦ送信信号を、同相送信信号成分と直角位相送信信号成分に分解する周波数ダウンコンバーと；
前記同相送信信号成分を、第１経路同相送信信号成分と、第２経路同相送信信号成分とに分割する第１サンプリングカプラと；
前記直角位相送信信号成分を、第１経路直角位相送信信号成分と、第２経路直角位相送信信号成分とに分割する第２サンプリングカプラと；
前記第１経路同相送信信号成分をスケーリングして第１スケーリング同相送信信号成分を生成するとともに、前記第１経路直角位相送信信号成分をスケーリングして第１スケーリング直角位相送信信号成分を生成する、第１アナログベクトル変調器と；
前記第２経路同相送信信号成分を遅延させて第１遅延同相送信信号成分を生成する第１遅延器と；
前記第２経路直角位相送信信号成分を遅延させて第１遅延直角位相送信信号成分を生成する第２遅延器と；
前記第１遅延同相送信信号成分をスケーリングして第２スケーリング同相送信信号成分を生成するとともに、前記第１遅延直角位相送信信号成分をスケーリングして第２スケーリング直角位相送信信号成分を生成する第２アナログベクトル変調器と；
前記第１および第２のスケーリング同相送信信号成分を組み合わせて、同相自己干渉キャンセル信号成分を生成する第１結合カプラと；
前記第１および第２のスケーリング直角位相送信信号成分を組み合わせて、直角位相自己干渉キャンセル信号成分を生成する第２結合カプラと；
前記同相自己干渉キャンセル信号成分および直角位相自己干渉キャンセル信号成分からＲＦ自己干渉キャンセル信号を生成する周波数アップコンバータと；
前記通信システムのＲＦ受信信号に通信可能に結合され、前記ＲＦ自己干渉キャンセル信号を前記ＲＦ受信信号と組み合わせて、ＲＦ複合受信信号を生成する受信カプラとを具え、当該ＲＦ複合受信信号は、前記ＲＦ受信信号よりも自己干渉が少ないことを特徴とするシステム。
【請求項2】
請求項１に記載のシステムにおいて、前記第１アナログ自己干渉キャンセラがさらに：前記第１遅延同相送信信号成分を、第１経路第１遅延同相送信信号成分と、第２経路第１遅延同相送信信号成分とに分割する第３サンプリングカプラであって、前記第２アナログベクトル変調器は、前記第１経路第１遅延同相送信信号成分に結合される、第３サンプリングカプラと；
前記第１遅延直角位相送信信号成分を、第１経路第１遅延直角位相送信信号成分と、第２経路第１遅延直角位相送信信号成分とに分割する第４サンプリングカプラであって、前記第２アナログベクトル変調器は、前記第１経路第１遅延直角位相送信信号成分に結合される、第４サンプリングカプラと；
前記第２経路第１遅延同相送信信号成分を遅延させて第２遅延同相送信信号成分を生成する第３遅延器と；
前記第２経路第１遅延直角位相送信信号成分を遅延させて第２遅延直角位相送信信号成分を生成する第４遅延器と；
前記第２遅延同相送信信号成分をスケーリングして第３スケーリング同相送信信号成分を生成するとともに、前記第２遅延直角位相送信信号成分をスケーリングして第３スケーリング直角位相送信信号成分を生成する第３アナログベクトル変調器とを具え；
前記第１結合カプラは、前記第１、第２、および第３スケーリング同相送信信号成分を組み合わせて、同相自己干渉キャンセル信号成分を生成し；前記第２結合カプラは、前記第１、第２、および第３スケーリング直角位相送信信号成分を組み合わせて、直交自己干渉キャンセル信号成分を生成することを特徴とするシステム。
【請求項3】
請求項２に記載のシステムにおいて、さらに、前記第１アナログベクトル変調器によるスケーリングの前に前記第１経路同相送信信号成分を増幅する第１増幅器と、前記第１アナログベクトル変調器によりスケーリングの前に前記第１経路直角位相送信信号成分を増幅する第２増幅器とを具えることを特徴とするシステム。
【請求項4】
請求項３に記載のシステムにおいて、前記ＲＦ受信信号と組み合わせる前に、前記ＲＦ自己干渉キャンセル信号を増幅する第３増幅器をさらに具えることを特徴とするシステム。
【請求項5】
請求項２に記載のシステムにおいて、前記同相送信信号成分および直角位相送信信号成分の両方が中間周波数（ＩＦ）搬送周波数を有し、ここで前記ＩＦ搬送周波数は前記ＲＦ搬送周波数よりも低いことを特徴とするシステム。
【請求項6】
請求項５に記載のシステムにおいて、前記ＩＦ搬送周波数が０ヘルツであることを特徴とするシステム。
【請求項7】
請求項１に記載のシステムにおいて、前記第１アナログベクトル変調器は、前記第１経路同相送信信号成分と前記第１経路直角位相送信信号成分との第１線形結合から前記第１スケーリング同相送信信号成分を生成し、前記第１アナログベクトル変調器は、前記第１経路同相送信信号成分と第１経路直角位相送信信号成分の第２線形結合から前記第１スケーリング直角位相送信信号成分を生成することを特徴とするシステム。
【請求項8】
請求項７に記載のシステムにおいて、第１振幅スケーリング値および第１位相シフト値を適用するために、前記第１アナログベクトル変調器は、前記第１経路同相送信信号成分、第１振幅スケーリング値、および第１位相シフト値のコサインの積を、前記第１経路直角位相送信信号成分、第１振幅スケーリング値、および第１位相シフト値の負のサインの積に加えることによって前記第１線形結合を生成し；前記第１アナログベクトル変調器は、前記第１経路同相送信信号成分、第１振幅スケーリング値、および第１位相シフト値のサインの積を、前記第１経路直角位相送信信号成分、第１振幅スケーリング値、および第１位相シフト値のコサインの積に加えることによって前記第２線形結合を生成することを特徴とするシステム。
【請求項9】
請求項８に記載のシステムにおいて、前記第１アナログベクトル変調器が、差動減衰器回路を使用して前記第１および第２線形結合を生成することを特徴とするシステム。
【請求項10】
請求項７に記載のシステムにおいて、前記第１経路同相送信信号成分および前記第１経路直角位相送信信号成分によって表される複素信号は、意図された信号と画像信号の両方を含み、前記画像信号は、前記意図された信号の複素共役であることを特徴とするシステム。
【請求項11】
請求項１０に記載のシステムにおいて、第１振幅スケーリング値および第１位相シフト値を適用するために、前記第１アナログベクトル変調器は、前記画像信号を検出、測定、または推定した後に前記第１および第２線形結合を生成し、ここで前記第１アナログベクトル変調器は、前記第１および第２線形結合を生成して、前記第１スケーリング同相送信信号成分および前記第１スケーリング直角位相送信信号成分における前記画像信号の存在を低減することを特徴とするシステム。
【請求項12】
請求項１１に記載のシステムにおいて、第１振幅スケーリング値および第１位相シフト値を適用するために、前記第１アナログベクトル変調器は、前記第１経路同相送信信号成分、前記第１振幅スケーリング値、前記第１位相シフト値のコサイン、および１とスケーリングファクタの合計に対する１の積を、第１経路直角位相送信信号成分、第１振幅スケーリング値、第１位相シフト値の負のサイン、および１と前記スケーリングファクタの差に対する１の積に加えることによって前記第１線形結合を生成し；前記第１アナログベクトル変調器は、前記第１経路同相送信信号成分、前記第１振幅スケーリング値、前記第１位相シフト値のサイン、および１と前記スケーリングファクタの合計に対する１の積を、前記第１経路直角位相送信信号成分、前記第１振幅スケーリング値、前記第１位相シフト値のコサイン、および１と前記スケーリングファクタの差に対する１の積に加えることによって前記第２線形結合を生成することを特徴とするシステム。
【請求項13】
請求項１２に記載のシステムにおいて、前記第１アナログベクトル変調器は、差動減衰器回路を使用して前記第１および第２線形結合を生成することを特徴とするシステム。
【請求項14】
請求項１に記載のシステムにおいて、前記第１結合カプラは、第１増幅ステージおよび第２増幅ステージを具え、第１動作モードでは、前記第１結合カプラは、前記第１増幅ステージおよび第２増幅ステージの両方を使用して、前記第２スケーリング同相送信信号成分を増幅し；前記第１動作モードにおいて、前記第１結合カプラは、第１増幅ステージおよび第２増幅ステージの一方のみを使用して、前記第１スケーリング同相送信信号成分を増幅することを特徴とするシステム。
【請求項15】
請求項１４に記載のシステムにおいて、前記第１結合カプラがさらにスイッチを具え、第２動作モードにおいて、前記第１結合カプラは、前記第１増幅ステージおよび第２増幅ステージの両方を使用して、前記第２スケーリング同相送信信号成分を増幅し；前記第２動作モードにおいて、前記第１結合カプラは、前記第１増幅ステージおよび第２増幅ステージの両方を使用して、前記第１スケーリング同相送信信号成分を増幅し；前記スイッチは、前記第１結合カプラを前記第１動作モードから第２動作モードに切り替えることを特徴とするシステム。
【請求項16】
請求項２に記載のシステムにおいて、前記第１結合カプラは、第１増幅ステージおよび第２増幅ステージを具え；第１動作モードにおいて、前記第１結合カプラは、前記第１増幅ステージおよび第２増幅ステージの両方を使用して、第３スケーリング同相送信信号成分を増幅し；前記第１動作モードにおいて、前記第１結合カプラは、前記第１増幅ステージおよび第２増幅ステージの両方を使用して、前記第２スケーリング同相送信信号成分を増幅し；前記第１動作モードにおいて、前記第１結合カプラは、前記第１増幅ステージおよび第２増幅ステージの一方のみを使用して、前記第１スケーリング同相送信信号成分を増幅することを特徴とするシステム。
【請求項17】
請求項１６に記載のシステムにおいて、前記第１結合カプラがさらにスイッチを具え、第２動作モードにおいて、前記第１結合カプラは、前記第１増幅ステージおよび第２増幅ステージの両方を使用して、前記第３スケーリング同相送信信号成分を増幅し；前記第２動作モードにおいて、前記第１結合カプラは、前記第１増幅ステージおよび第２増幅ステージの一方のみを使用して、前記第２スケーリング同相送信信号成分を増幅し；前記第２動作モードにおいて、前記第１結合カプラは、前記第１増幅ステージおよび第２増幅ステージの一方のみを使用して、前記第１スケーリング同相送信信号成分を増幅し；前記スイッチは、前記第１結合カプラを前記第１動作モードから前記第２動作モードに切り替えることを特徴とするシステム。
【請求項18】
請求項１に記載のシステムにおいて、前記第１アナログベクトル変調器が、信号を合計スケールファクタでスケーリングするスケーリングステージのセットを有する差動減衰器回路を使用して、第１スケーリング同相送信信号成分および第１スケーリング直角位相送信信号成分を生成し；前記スケーリングステージのセットは、スイッチのセットによって差動減衰器回路に接続されており；前記合計スケールファクタは、前記スイッチのセットの状態構成によって設定されることを特徴とするシステム。
【請求項19】
請求項１８に記載のシステムにおいて、前記システムは、前記差動減衰器回路の所望のスケーラ出力を計算し、当該所望のスケーラ出力に最も近い合計スケールファクタをもたらす状態構成を選択することによって前記状態構成を生成することを特徴とするシステム。
【請求項20】
請求項１９に記載のシステムにおいて、前記状態構成は、ハイブリッド温度計コードに従って決定された一組の状態構成から選択されることを特徴とするシステム。
【請求項21】
請求項７に記載のシステムにおいて、前記第１アナログベクトル変調器が、第１差動減衰器回路を使用して前記第１経路同相送信信号成分をスケーリングし、第２差動減衰器回路を使用して前記第１経路直角位相送信信号成分をスケーリングし、スケーリング後の前記同相送信信号成分と前記第１経路直角位相送信信号成分を合計することによって、前記第１線形結合を生成し；前記第１アナログベクトル変調器は、第３差動減衰器回路を使用して前記第１経路同相送信信号成分をスケーリングし、第４差動減衰器回路を使用して前記第１経路直角位相送信信号成分をスケーリングし、スケーリング後の前記同相送信信号成分と第１経路直角位相送信信号成分とを合計することによって、前記第２線形結合を生成することを特徴とするシステム。
【請求項22】
請求項２１に記載のシステムにおいて、スケーリングステージの第１セットを有する前記第１差動減衰器回路が、第１合計スケールファクタによって前記第１経路同相送信信号成分をスケーリングし；前記第１合計スケールファクタは、前記スケーリングステージの第１セットの第１状態構成によって設定され；スケーリングステージの第２セットを有する前記第２差動減衰器回路が、前記第１経路直角位相送信信号成分を第２合計スケールファクタによってスケーリングし；前記第２合計スケールファクタは、前記スケーリングステージの第２セットの第２状態構成によって設定され；スケーリングステージの第３セットを有する前記第３差動減衰器回路が、前記第１経路同相送信信号成分を第３合計スケールファクタによってスケーリングし；前記第３合計スケールファクタは、前記スケーリングステージの第３セットの第３状態構成によって設定され；スケーリングステージの第４セットを有する前記第４差動減衰器回路が、前記第１経路直角位相送信信号成分を第４合計スケールファクタでスケーリングし；前記第４合計スケールファクタは、前記スケーリングステージの第４セットの第４状態構成によって設定されることを特徴とするシステム。
【請求項23】
請求項２２に記載のシステムにおいて、前記第１、第２、第３、および第４状態構成は、ハイブリッド温度計コードに従って決定された１組の状態構成から選択されることを特徴とするシステム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
［０００１］関連出願の相互参照
本発明は、２０１８年２月２７日に提出された米国仮出願整理番号６２／６３５，６７１、および２０１８年１０月３日に提出された米国仮出願整理番号６２／７４０，８３３の利益を主張するものであり、これらのすべてが本参照により全体が組み込まれる。
本発明は、２０１８年２月２７日に提出された米国仮出願整理番号６２／６３５，６７１、および２０１８年１０月３日に提出された米国仮出願整理番号６２／７４０，８３３の利益を主張するものであり、これらのすべてが本参照により全体が組み込まれる。
【0002】
［０００２］本発明は、一般に無線通信分野に関し、より具体的には設定可能なハイブリッド自己干渉キャンセルの新規で有用なシステムおよび方法に関する。
【背景技術】
【0003】
［０００３］従来の無線通信システムは半二重であり、すなわち単一の無線通信チャネル上で信号を同時に送信および受信することができない。無線通信分野における最近の研究により、全二重無線通信システムの開発が進歩し、これらのシステムが正常に実装された場合、無線通信分野に多大な利益をもたらす可能性がある。例えば、セルラーネットワークで全二重通信を使用すると、スペクトルの必要性を半分に減らすことができる。全二重通信の実装を成功させるための１つの大きな障害は、自己干渉の問題である。この分野も進歩してきたが、自己干渉に対処することを目的としたソリューションの多くは、特に、複雑さや損失を大きくせずにパフォーマンスを満たす自己干渉キャンセルソリューションに関しては、パフォーマンスが不十分である。さらに、これらのソリューションの一部は、単一のシナリオ用に設計および使用された場合は適切に機能するが、動作モードや環境の変更（４×４ＭＩＭＯから１×４ＳＩＭＯへの移行など）に柔軟に対応できない場合がある。したがって、無線通信分野では、設定可能なハイブリッド自己干渉キャンセルのための新しく有用なシステムおよび方法を作成する必要がある。本発明は、そのような新しく有用なシステムおよび方法を提供するものである。
【図面の簡単な説明】
【0004】
【発明を実施するための形態】
【0005】
［００２１］本発明の実施形態の以下の説明は、本発明をこれらの発明の実施形態に限定することを意図するものではなく、当業者が本発明を作成および使用できるようにすることを意図している。
【0006】
１．全二重無線通信システム
［００２２］無線通信システムは、世界の通信方法に革命をもたらし、そのようなシステムを使用した通信の急速な成長により、すべての地域と産業にわたって経済的および教育的な機会が増加している。残念ながら、通信に必要な無線スペクトルは有限のリソースであり、無線通信の急速な成長により、この利用可能なリソースはますます不足している。その結果、スペクトル効率が無線通信システムにとってますます重要になっている。
［００２２］無線通信システムは、世界の通信方法に革命をもたらし、そのようなシステムを使用した通信の急速な成長により、すべての地域と産業にわたって経済的および教育的な機会が増加している。残念ながら、通信に必要な無線スペクトルは有限のリソースであり、無線通信の急速な成長により、この利用可能なリソースはますます不足している。その結果、スペクトル効率が無線通信システムにとってますます重要になっている。
【0007】
［００２３］スペクトル効率を高めるための１つの有望なソリューションは、全二重無線通信システムにある。つまり、同じ無線チャネルで同時に無線信号を送受信できる無線通信システムである。この技術により、標準の半二重無線通信システムと比較して、スペクトル効率を２倍にすることができる。
【0008】
［００２４］全二重無線通信システムは無線通信分野に大きな価値を有するが、そのようなシステムは自己干渉の課題に直面することが知られている。これは、同じチャネルで受信と送信が同時に行われるため、全二重トランシーバで受信された信号には、そのトランシーバから送信されている信号からの不要な信号成分が含まれる場合があるからである。その結果、全二重無線通信システムは、自己干渉を低減するために、アナログおよび／またはデジタルの自己干渉キャンセル回路を含むことがよくある。
【0009】
［００２５］全二重トランシーバは、送信出力をベースバンドアナログ信号、中間周波数（ＩＦ）アナログ信号、または無線周波数（ＲＦ）アナログ信号としてサンプリングするのが望ましいが、全二重トランシーバは、追加的または代替的に、任意の適切な方法で送信出力をサンプリングしてもよい。このサンプリングされた送信出力は、受信した無線通信データから干渉を取り除くために全二重トランシーバで利用することができる（例えば、ＲＦ／ＩＦ／ベースバンドアナログ信号またはＲＦ／ＩＦ／ベースバンドデジタル信号として）。多くの全二重トランシーバでは、アナログ自己干渉キャンセルシステムがデジタル自己干渉キャンセルシステムとペアになっている。アナログキャンセルシステムは、ＲＦ送信信号の遅延バージョンとスケーリングバージョンを合計してＲＦ自己干渉信号を作成し、それをＲＦ受信信号から差し引くことで、自己干渉の最初の部分を削除する。あるいは、アナログキャンセルシステムは、中間周波数で同様のタスクを実行し得る。ＲＦ（またはＩＦ）受信信号からＲＦ／ＩＦ自己干渉信号が差し引かれた後、受信機のアナログデジタルコンバータを通過する（デジタル受信信号になる）。この段階の後、デジタル自己干渉キャンセル信号（デジタル送信信号を変換することによって作成される）がデジタル受信信号から差し引かれる。
【0010】
［００２６］本明細書で説明するシステムおよび方法は、受信機のダイナミックレンジの問題を軽減することにより、図１（および他の適用可能なシステム）に示すように全二重トランシーバのパフォーマンスを向上させ、自己干渉キャンセルの効果を高めることができる。その他の適用可能なシステムには、アクティブセンシングシステム（ＲＡＤＡＲなど）、有線通信システム、ＲＦＩＤ、無線通信システム、チャネルエミュレータ、反射率計、ＰＩＭアナライザ、および／または、送受信バンドの周波数は近いが重なっていない他の適切な測定機器システム、またはＴＤＤ（時分割複信）システムでさえも含まれる。
【0011】
２．設定可能なハイブリッド自己干渉キャンセルのシステム
［００２７］図２に示されるように、設定可能なハイブリッド自己干渉キャンセルのシステムは、送信カプラ１１０、一次アナログ自己干渉キャンセラ１２０、および受信カプラ１１１を具える。このシステム１００は、追加的または代替的に、二次アナログ自己干渉キャンセラ１３０、デジタル自己干渉キャンセラ１４０および／またはコントローラ１５０を具え得る。
［００２７］図２に示されるように、設定可能なハイブリッド自己干渉キャンセルのシステムは、送信カプラ１１０、一次アナログ自己干渉キャンセラ１２０、および受信カプラ１１１を具える。このシステム１００は、追加的または代替的に、二次アナログ自己干渉キャンセラ１３０、デジタル自己干渉キャンセラ１４０および／またはコントローラ１５０を具え得る。
【0012】
［００２８］システム１００は、自己干渉キャンセルを実行することにより、全二重トランシーバ（または他の適用可能なシステム）の性能を向上させるように機能する。
【0013】
［００２９］システム１００は、任意数のサンプリングされたアナログおよび／またはデジタル送信信号に基づいて、アナログおよび／またはデジタル自己干渉キャンセルを実行することにより、自己干渉キャンセレーションを実行する。例えば、デジタル自己干渉キャンセラ１３０は、図２に示されるように、デジタル送信信号をサンプリングし得るが、このデジタル自己干渉キャンセラ１３０は、追加的または代替的に、（例えば、アナログ送信信号に結合されたＡＤＣを通じて）アナログ送信信号をサンプリングし得る。
【0014】
［００３０］システム１００は、好ましくは、アナログおよびデジタル自己干渉キャンセルを同時に並行して実行するが、追加的または代替的に、アナログおよび／またはデジタル自己干渉キャンセルを任意の適切な時間および任意の順序で実行してもよい。
【0015】
［００３１］システム１００は、好ましくは、デジタル回路とアナログ回路の両方を使用して実装される。デジタル回路は、好ましくは、汎用プロセッサ、デジタル信号プロセッサ、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）および／または任意の適切なプロセッサまたは回路を使用して実装される。アナログ回路は、好ましくはアナログ集積回路（ＩＣ）を使用して実装されるが、追加的または代替的に、ディスクリートコンポーネント（例えば、コンデンサ、抵抗、トランジスタ）、ワイヤ、伝送ライン、トランス、カプラ、ハイブリッド、導波管、デジタルコンポーネント、混合信号成分、またはその他の適切なコンポーネントを使用して実装できる。デジタルおよびアナログ回路の両方が、追加的または代替的に、光学回路（例えば、フォトニック集積回路）を使用して実装され得る。システム１００は、好ましくは、設定データを格納するためのメモリを具えるが、追加的または代替的に、外部に保存された設定データを使用してもよいし、任意の適切な方法で設定され得る。
【0016】
［００３２］システム１００は、好ましくは、受信機に結合される。この受信機は、通信リンク（例えば、同軸ケーブル、無線チャネル）を介して送信されたアナログ受信信号を受信するように機能する。受信機は、好ましくは、通信システムによる処理のためにアナログ受信信号をデジタル受信信号に変換するが、追加的または代替的に、アナログ受信信号を変換しない（変換せずに直接通過させる）でもよい。
【0017】
［００３３］受信機は、好ましくは無線周波数（ＲＦ）受信機であるが、追加的または代替的に、任意の適切な受信機であってもよい。この受信機は、好ましくはデュプレクサ結合ＲＦアンテナによって通信リンクに結合されるが、追加的または代替的に、任意の適切な方法で通信リンクに結合されてもよい。代替結合のいくつかの例には、１以上の専用受信アンテナを介した結合が含まれる。別の代替の結合では、受信機は、サーキュレータ結合ＲＦアンテナによって通信リンクに結合されてもよい。
【0018】
［００３４］受信機は、好ましくは、アナログ－デジタルコンバータ（ＡＤＣ）および周波数ダウンコンバータを含む。この受信機は、低雑音増幅器をさらに含み得る。受信機は、追加的または代替的に、増幅器、フィルタ、信号プロセッサ、および／または任意の他の適切な構成要素を含み得る。好ましい実施形態の１つのバリエーションでは、受信機は、アナログ処理回路（例えば、増幅器、フィルタ、減衰器、遅延器）のみを含む。この受信機は、受信信号をスケーリング、シフト、および／または他の方法で変更するように機能し得る。ダウンコンバータは、ＲＦ（またはその他の適切な周波数）からのアナログ受信信号をベースバンドまたはＩＦアナログ受信信号にダウンコンバートするように機能し、アナログ－デジタルコンバータ（ＡＤＣ）は、ベースバンドまたはＩＦアナログ受信信号をデジタル受信信号に変換するように機能する。
【0019】
［００３５］同様に、システム１００は、好ましくは送信機にも結合される。この送信機は、通信システムの信号を通信リンクを介して第２の通信システムに送信するように機能する。送信機は、好ましくは、デジタル送信信号をアナログ送信信号に変換する。
【0020】
［００３６］送信機は、好ましくは無線周波数（ＲＦ）送信機であるが、追加的または代替的に、任意の適切な送信機であってもよい。
【0021】
［００３７］送信機は、好ましくはデュプレクサ結合ＲＦアンテナによって通信リンクに結合されるが、追加的または代替的に、任意の適切な方法で通信リンクに結合されてもよい。代替結合のいくつかの例には、１または複数の専用送信機アンテナを介した結合が含まれる。別の代替的な結合では、送信機は、サーキュレータ結合ＲＦアンテナによって通信リンクに結合されてもよい。
【0022】
［００３８］送信機は、デジタル－アナログコンバータ（ＤＡＣ）および周波数アップコンバータを含むことが好ましい。この送信機は、電力増幅器をさらに含み得る。送信機は、追加的または代替的に、増幅器、フィルタ、信号プロセッサ、および／または任意の他の適切な構成要素を含み得る。送信機は、送信信号をスケーリング、位相シフト、遅延、および／または他の方法で変更するように機能することができる。デジタル－アナログコンバータ（ＤＡＣ）は、デジタル送信信号をベースバンドまたはＩＦアナログ送信信号に変換するように機能し、アップコンバータは、ベースバンドまたはＩＦアナログ送信信号をベースバンドまたはＩＦからＲＦ（またはその他の意図された送信周波数）にアップコンバートするように機能する。
【0023】
［００３９］送信カプラ１１０は、一次アナログキャンセラ１２０、二次アナログキャンセラ１３０、および／またはデジタルキャンセラ１４０にアナログ送信信号のサンプルを提供するように機能する。送信カプラはさらに、信号経路間で電力を分割するのに用いることができる（例えば、異なるアナログキャンセラ１２０のブロック間で電力を分割する）。
【0024】
［００４０］送信カプラ１１０は、好ましくは、短区画の方向性伝送線カプラであるが、追加的または代替的に、任意の電力ディバイダ、電力コンバイナ、方向性カプラ、または他のタイプの信号スプリッタであってもよい。送信カプラは好ましくは受動カプラであるが、追加的または代替的に能動カプラ（例えば、電力増幅器を含む）であってもよい。例えば、送信カプラ１１０は、結合伝送線カプラ、分岐線カプラ、ランゲカプラ、ウィルキンソン電力ディバイダ、ハイブリッドカプラ、ハイブリッドリングカプラ、複数出力ディバイダ、導波路方向性カプラ、導波管カプラ、導波管電力カプラ、ハイブリッドトランスカプラ、クロス接続トランスカプラ、抵抗性または容量性ティー、および／または抵抗性ブリッジハイブリッドカプラを含み得る。送信カプラの出力ポートは、好ましくは９０度位相シフトされるが、追加的または代替的に、任意の量（例えば、０度、１８０度）に位相合わせまたは位相シフトされてもよい。
【0025】
［００４１］ＴＸカプラは、送信機のアクティブエレメント、例えばＰＡまたはＰＭＡ（ポストミキサーアンプ）に含めることもできる。これは、ＷＬＡＮやセルラチップセットなどの高度に集積されたシステムのコストとサイズの点で魅力的である。同様に、ＲＸカプラは、例えば受信チェーンのＬＮＡに統合されてもよい。
【0026】
［００４２］送信カプラ１１０は、直列および／または並列に配置することができる。システム１００における複数の送信カプラ１１０の構成は、後のセクションでさらに詳細に論じられる。
【0027】
［００４３］受信カプラ１１１は、（アナログ／デジタルキャンセラからの）１つ以上のアナログ自己干渉キャンセル信号をアナログ受信信号と組み合わせるように機能する。
【0028】
［００４４］受信カプラ１１１は、好ましくは、短区画の方向性伝送線カプラであるが、追加的または代替的に、任意の電力ディバイダ、電力コンバイナ、方向性結合器、または他のタイプの信号スプリッタであり得る。受信カプラ１１１は、好ましくは受動カプラであるが、追加的または代替的に、能動カプラ（例えば、電力増幅器を含む）であってもよい。例えば、受信カプラ１１１は、結合伝送線カプラ、分岐線カプラ、ランゲカプラ、ウィルキンソン電力ディバイダ、ハイブリッドカプラ、ハイブリッドリングカプラ、複数出力ディバイダ、導波路方向性カプラ、導波管電力カプラ、ハイブリッドトランスカプラ、クロス接続トランスカプラ、抵抗ティー、および／または抵抗性ブリッジハイブリッドカプラを含み得る。受信カプラ１１１の出力ポートは、好ましくは９０度位相シフトされるが、追加的または代替的に、任意の量（例えば、０度、１８０度）に位相合わせまたは位相シフトされてもよい。
【0029】
［００４５］受信カプラ１１１は、直列および／または並列に配置することができる。システム１００における複数の受信カプラ１１１の構成は、後のセクションでさらに詳細に論じられる。
【0030】
［００４６］一次アナログ自己干渉キャンセラ１２０は、アナログ送信信号から、アナログ受信信号に存在する自己干渉を低減するためにアナログ受信信号と組み合わせることができるアナログ自己干渉キャンセル信号を生成するように機能する。自己干渉キャンセルの前に、受信信号は、意図された受信信号と自己干渉の両方またはいずれかを含んでいる場合がある。自己干渉キャンセル後、受信信号（これは、受信信号と自己干渉キャンセル信号の組み合わせの産物であることから、「複合」受信信号と呼ばれることもある）は、好ましくは意図した受信信号（存在する場合）をまだ含んでおり、残っている自己干渉は、残留自己干渉と呼ばれる。一次アナログ自己干渉キャンセラ１２０は、好ましくはベースバンドで動作するように設計されるが、追加的または代替的に、１つまたは複数のＩＦ帯域、１つまたは複数の無線周波数（ＲＦ）帯域、または適切な周波数コンバータを用いて任意の適切な周波数帯域（複数有り）で動作するように設計されてもよい。
【0031】
［００４７］一次アナログ自己干渉キャンセラ１２０は、好ましくはＲＦ送信信号のフィルタリング、スケーリングされ、位相シフトされ、および／または遅延されたバージョンのセットを組み合わせることにより、ＲＦ送信信号をアナログ自己干渉キャンセル信号に変換する１つ以上のアナログ回路として実装されるが、追加的または代替的に、任意の適切な回路として実装されてもよい。例えば、一次アナログ自己干渉キャンセラ１２０は、ＲＦ送信信号の単一のバージョンまたはコピーのみを含む変換を実行することができる。変換された信号（アナログ自己干渉キャンセル信号）は、好ましくは、受信機で受信された自己干渉成分の少なくとも一部をモデル化する。
【0032】
［００４８］一次アナログ自己干渉キャンセラ１２０は、好ましくは、アナログ回路特性；例えば、ＲＦトランシーバの温度、アナログキャンセラの温度、周囲温度、配線構成、湿度、ＲＦ送信器の電力、信号帯域幅、送信周波数などの変化に加えて、自己干渉パラメータ（例えば、送信アンテナと受信アンテナとの間のアンテナ結合特性）の変化に適合可能である。一次アナログ自己干渉キャンセラ１２０の適応は、好ましくは同調回路によって実行されるが、追加的または代替的に、キャンセラ１２０／１３０、コントローラ１５０、または任意の他の適切なコントローラに含まれる制御回路または他の制御機構によって実行されてもよい。
【0033】
［００４９］本発明の実施形態の一実装例において、図３Ａおよび３Ｂに例示されるように、一次アナログ自己干渉キャンセラ１２０は、サンプリングカプラ１２１、アナログベクトル変調器（ＡＶＭ）１２２、遅延器１２３、および結合カプラ１２４を具える。この一次アナログ自己干渉キャンセラ１２０は、追加的または代替的に、周波数ダウンコンバータ１２５、周波数アップコンバータ１２６、および／または増幅器１２７を具え得る。この実装例では、アナログ自己干渉キャンセラ１２０が送信信号を信号パスに分割し（必要に応じてサンプリングカプラ１２１を使用）、これらの信号パス（「タップ」とも呼ばれる）を個別に変換してから、結合カプラ１２４で再結合する。
【0034】
［００５０］図３Ａに示されるように、送信信号（またはキャンセラ１２０への他の入力）は、（直角位相信号としてまだ提供されていない場合）直角位相信号に分割されることが好ましい。つまり、入力信号は、互いに９０度位相がずれた２つの振幅変調信号によって表される。同相成分はＩ成分とも呼ばれ、オフセット相成分は直交（Ｑ）成分と呼ばれる。ＩおよびＱ信号は、（ＡＶＭ１２２に関するセクションで後述するように）異なる振幅で組み合わされて、得られる信号の位相シフトおよび／または振幅スケーリングを作成することができる。
【0035】
［００５１］図３Ａの一次アナログ自己干渉キャンセラ１２０の実装例のセクションは、好ましくは、３つのタップを有する単一のキャンセラブロックを具える。あるいは、キャンセラ１２０／１３０は、任意の数のタップを有する任意の数のキャンセラブロックを具え得る。キャンセラブロックの使用は、ＭＩＭＯ（マルチインマルチアウト）通信で重要になる場合がある。例えば、キャンセラ１２０は、各自己干渉チャネルのブロックを具え得る（例えば、２×２ＭＩＭＯの場合、４つのブロック：ＲＸ１チャネルのＴＸ１干渉のブロック、ＲＸ１チャネルのＴＸ２干渉のブロック、ＲＸ２チャネルのＴＸ２干渉、およびＲＸ２チャネルのＴＸ１干渉のブロック）。図３Ｂに示すように、２×２ＭＩＭＯシステムには４つのキャンセラブロックが使用される（キャンセラブロック間の境界は明示的に示されていないが、ＡＶＭ１２２の各垂直ペアがキャンセラブロックを構成し得る）。図３Ｂに示すように、キャンセラブロックは要素を共有する場合がある。例えば、ＴＸ２から入力を取得する図３Ｂのキャンセラブロックと同様に、ＴＸ１から入力を取得する図３Ｂのキャンセラブロック（ＡＶＭ１２２の最左列とその右側の列）は遅延器１２３を共有する。
【0036】
［００５２］より一般的には、キャンセラブロックは、目的に応じて異なる入力または出力に切り替えることができる。例えば、各ブロックが８つのタップを有する４つのキャンセラブロックを有するキャンセラ１２０を考える。このようなキャンセラは、２×２ＭＩＭＯ構成で使用できる。例えば、キャンセラブロック１２０ａが、送信信号ＴＸ１により引き起こされる干渉に起因する受信信号ＲＸ１における自己干渉をキャンセルする信号を生成し、キャンセラブロック１２０ｂが、送信信号ＴＸ２により引き起こされる干渉に起因する受信信号ＲＸ１における自己干渉をキャンセルする信号を生成し、キャンセラブロック１２０ｃが、送信信号ＴＸ１によって引き起こされる干渉に起因する受信信号ＲＸ２の自己干渉をキャンセルする信号を生成し、キャンセラブロック１２０ｄが、送信信号ＴＸ２によって引き起こされる干渉に起因する受信信号ＲＸ２の自己干渉をキャンセルする信号を生成する。このような構成では、各ＭＩＭＯチャネルにはキャンセル実行に使用できる８つのタップがある。同じキャンセラを、送信信号によって引き起こされた干渉に起因する受信信号の自己干渉をキャンセルする４つのブロックすべて（３２タップすべて）を持つＳＩＳＯ構成、または代替ＭＩＭＯ構成（例えば、２×１、１×２など）で使用できる。
【0037】
［００５３］図４Ａ（一部の入力がブロック間でコンポーネントを共有する例）と図４Ｂ（入力がブロック間でコンポーネントを共有しない例）に示すように、キャンセラ１２０はオプションでスイッチ１６０に接続され、この方法で設定可能となっている。図４Ａおよび４Ｂ（および４Ｃ）にはＩ／Ｑ信号が明示的に存在しないが、図３Ａおよび３Ｂに示すようにそれらが実装され得ることが理解されたい。さらに、システム１００に存在する信号は、差動信号（例えば、信号は、接地を基準とする単一の信号ではなく、Ｖ＋およびＶ－信号のペアとして表され得る）であり得、その結果、図３Ａおよび３Ｂでは線ごとに２つ以上の信号（例えば、「Ｉ」線上の１＋およびＩ－）、図４Ａおよび４Ｂでは線ごとの４つ以上の信号（例えば、Ｉ＋、Ｉ－、Ｑ＋、Ｑ－）を生じる。
【0038】
［００５４］キャンセラ１２０は、（図４Ａおよび４Ｂにあるように）チェーンを並列に切り替えることができるが、（図４Ｃに示すように）チェーンを直列に切り替えることもできることに留意されたい。チェーンの並列切り替えは、入力／出力の再割り当て（例えば、キャンセラよりも多くのチャネルがあり、キャンセラは使用または必要に基づいてチャネル間で切り替えることができる。または、ＴＤＤシステムでは、入力と出力を信号パスの反転に応じて切り替えることができる）、または同じチャネルで時間分解能を高めるのに役立つ（この場合、パスの切り替えは、別のブロックに対するブロックの時間遅延を相殺するためにオプションで追加の遅延を含み得る）。直列の切り替えチェーンにより、遅延を連鎖させることができ（例えば、図４Ｃに示すように、左側の遅延は、図の切り替え構成で右側の遅延と直列になっている）、これにより、キャンセラによって達成可能な時間遅延のウィンドウを拡張することができる。
【0039】
［００５５］上記のキャンセラブロックスイッチングはアンテナアレイにも適用可能であり、この場合、アンテナのグループが束ねられてビームを形成し、さまざまな方向に向けられる。その結果、アンテナのグループごとに異なるタップ数のキャンセラが必要になり、アンテナによってはキャンセルが不要となる場合がある。スイッチブロックにより、必要なキャンセラとタップの総数を減らすことができるため、コスト、サイズ、重量を節約できる。
【0040】
［００５６］キャンセラブロックは（例えば、ブロックへの恒常的な接続によって）静的に構成できるが、追加的または代替的に、（例えば、図４Ａおよび４Ｂに示すスイッチ１６０によって、または信号をルーティングするための他の手段によって）動的に構成してもよい。例えば、キャンセラブロックは、キャンセラをすべてのアンテナ要素またはグループ（ラウンドロビン）に順次切り替えてアンテナアレイをトレーニングし、アレイの最高の全体パフォーマンスを選択することで設定することができる。別の操作モードは、ビームステアリングパターンに従うことである。
【0041】
［００５７］場合によっては、信号パスが異なる周波数サブバンドで動作できるように信号パスをフィルタリングすることができる。周波数サブバンドは周波数が重複する場合があり、追加的または代替的に、同じ周波数サブバンドに対応する複数のフィルタが存在し得る。そのような実装では、一次キャンセラ１２０はフィルタを具え得る。
【0042】
［００５８］一次アナログ自己干渉キャンセラ１２０は、好ましくは、遅延器１２３で信号成分を遅延させることに加えて、アナログベクトル変調器（ＡＶＭ）１２２で各タップの信号成分を位相シフトおよび／またはスケーリングすることによって各タップを変換する。いくつかの実装例では、遅延器１２３はタップごと（例えば、図３Ａおよび３Ｂのように）であり得るが、遅延器１２３およびＡＶＭ１２２は、キャンセラ１２０内に任意の数、構成、および／または場所に存在してもよい。一次アナログ自己干渉キャンセラ１２０のコンポーネントは、システム１００のアナログ自己干渉キャンセルを可能にする様々な方法で結合することができる。
【0043】
［００５９］サンプリングカプラ１２１は、送信信号（または他の信号成分）を複数の送信信号経路に分割するように機能する。サンプリングカプラ１２１は、好ましくは、入力信号を、入力信号と実質的に同じ波形を有する複数の信号に分割する。電力は、出力信号間で様々な方法で分割することができる。例えば、サンプリングカプラ１２１ａおよび１２１ｂは２つの－３ｄＢポートを有し、一方でサンプリングカプラ１２１ｃは、１つの－１．２５ｄＢポートと１つの－６ｄＢポートを有し得る。この例では、ベクトル変調器１２２ａの信号成分の信号レベルは送信信号に対して－６ｄＢであり、１２２ｂでの信号成分は－７．２５ｄＢであり、１２２ｃでの信号成分は－１２ｄＢである。同様に、信号分割は、（例えば、増幅器の出力での並列負荷を用いて）現在のドメインで実行されてもよい。
【0044】
［００６０］サンプリングカプラ１２１は、好ましくは伝送線電力ディバイダであるが、追加的または代替的に、任意の適切な電力ディバイダ、スプリッタ、またはカプラであってもよい。サンプリングカプラ１２１は、送信信号を前処理するための任意の適切な電子機器をさらに具え得る。例えば、サンプリングカプラ１２１は、１つ以上の出力信号に含まれる電力を増加させるための増幅器を具えてもよい。サンプリングカプラ１２１は、追加的または代替的に、信号の選択的ルーティングを可能にするスイッチまたは他のコンポーネントを具え得る。
【0045】
［００６１］各アナログキャンセラ１２０ブロックは、好ましくは、１つのサンプリングカプラ１２１を具える。追加的または代替的に、アナログキャンセラ１２０の複数ブロックが、１つまたは複数のサンプリングカプラ１２１を共有してもよい。サンプリングカプラ１２１および他のカプラ（Ｔジャンクションのように単純であり得る）は、必ずしも図に明示されていないことに留意されたい。例えば、サンプリングカプラ１２１は、図３Ａに示されるように、システムの各信号経路交差部にあってもよい。
【0046】
［００６２］アナログベクトル変調器１２２は、アナログ自己干渉キャンセラ１２０の信号成分を位相シフトおよび／またはスケーリングするように機能する。アナログベクトル変調器１２２は、位相シフト、位相反転、増幅、および減衰のうちの１つまたは複数を実行することができる。位相シフトは、キャンセラ１２０が位相のずれた複数の信号成分の寄与を反映できるようにし、一方で信号スケーリング（例えば、減衰、増幅、反転）は、キャンセラが自己干渉キャンセル信号成分を予測または受信信号内に観測された自己干渉に適切に一致させることを可能にする。
【0047】
［００６３］スケーリングするとき、アナログベクトル変調器１２２は、送信信号成分にスケールファクタを効果的に乗算する。例えば、３４％の減衰が０．６６のスケールファクタとして表され、２０％の利得が１．２０のスケールファクタとして表され、また１０％の減衰と位相反転は、－０．９０のスケールファクタとして表すことができる。スケールファクタは複雑な場合があり、例えば、ｅｉ・π／２のスケールファクタは、９０度の位相シフトとして表される。
【0048】
［００６４］本発明の実施形態の一実装例では、図５Ａおよび５Ｂ（図５Ｂは図５ＡのＡＶＭ１２２の差動形式を示す）に示すように、ＡＶＭ１２２は、直角位相信号で動作する複数のスケーリングセルのセットを含む。前述のように、同相信号と直角位相信号の組み合わせにより、振幅と位相の異なる信号が発生する。例えば、ＲＦ信号は次のように表される：
ＩＱ形式で記述すると、同じ信号は単に以下のようになる：
そして、等価の複素ベースバンド信号は
直角位相信号のベースバンド周波数で動作するＡＶＭ１２２は、上記のように信号ＩとＱを認識する。（最終的に生じる）信号をスケーリングするために、ＡＶＭ１２２は、ＩおよびＱ成分を一緒にスケーリングすることができる。例えば、Ｃでスケーリングされた結果の信号を取得するには、ＩおよびＱ成分にそれぞれＣを掛けるだけである。
【0049】
［００６５］異なる（実際の）重みでＩおよびＱ成分をスケーリングすることにより、再構成後の得られる信号で位相シフトを実現できる。例えば、ＲＦ信号ｘ０（ｔ）＝Ａ（ｔ）ｃｏｓ［ωｔ＋Φ（ｔ）］を取り、信号をＡ１だけスケーリングし、信号をΦ１だけ位相シフトしたいと仮定する（新たなＲＦ信号ｘ１（ｔ）＝Ａ１Ａ（ｔ）ｃｏｓ［ωｔ＋Φ（ｔ）＋Φ１］）。したがって、元の信号は次のように分解できる：
所望の結果を得るために、ＩとＱは次のようにスケーリングされる：
この手法は、例えばデジタル信号から位相シフトおよび／またはスケーリングされた信号を生成するために一般的に使用される。残念ながら、ＲＦ信号への適用性は本質的に制限されている。上記の方程式を詳しく調べると、ＩとＱのスケールファクタは定数として表現できないことがわかる（両方にΦ（０）の関数が含まれる）。現実の状況では、Ａ（ｔ）および／またはΦ（ｔ）を個別に知ることができない場合がある。
【0050】
［００６６］幸いなことに、複素重みでスケーリングすると、この問題を解決することができる。同じ信号ｘ０（ｔ）を考えると、以下の乗算によって同じ振幅と位相の変化が適用され得る：
これは、次で書き換えることができる：
したがって：
これはもはやＩおよびＱ成分の単純なスカラー乗算ではないが、これらの成分の線形結合である（個別にＡ（ｔ）やΦ（ｔ）を知る必要がない）。
【0051】
［００６７］図５Ａ、５Ｂに示すように、ＡＶＭ１２２は、元のＩおよびＱ信号の重み付けバージョンを組み合わせることにより、第１の振幅スケーリング値（例えば、Ｃ）および第１の位相シフト値（例えば、Φ）をＩおよびＱ信号に適用することができる。ここで「適用」とは、ＩおよびＱ信号を再構成したときに、得られる信号がスケーリングおよび位相シフトされるように（または、言い換えると、ＩおよびＱ信号成分によって表される複素ベースバンド信号がスケーリングされ、位相シフトされるように）変調されることをいう。つまり、回路の重みを次のように設定することにより、ＣｅｊΦの複素スカラーを信号に適用することができる：
【0052】
［００６８］場合によっては、直角位相信号の生成により、目的の信号の複素共役で実質的な画像信号が生成されることがある。つまり、δ（Ｉ－ｊＱ）で、δは１未満のスケーリングファクタである（画像は意図した信号よりも通常はるかにパワーが低いという事実を説明するため）。これは多くの場合、回路性能のばらつきに起因するＩ／Ｑの不均衡が原因で発生する。発明の実施形態の実装例において、ＡＶＭ１２２は、δの検出、測定、および／または推定に基づいて画像の存在を補正するための重みを生成し得る（または画像の存在を減らすため他の方法で振幅スケーリングおよび／または位相シフト値を変更し得る）。例えば、ＣｅｊΦのスケーリングファクタが必要であると仮定する。この係数で画像を含む信号に単純に重みを付けると、次の応答が生成される：
ここで、画像の存在を修正できるスカラーを生成することは不可能である（解くと、「修正されたスケール」ＫはＩとＱに基づいて変化することがわかる）：
ＩおよびＱ成分を個別に操作することで、このような修正された応答を生成できる。図５Ａの回路を使用して、重みを次のように設定すると、所望の結果が得られる：
（つまり、重みを適用すると、Ｋによるスケーリングと同じ効果が得られる：
【0053】
［００６９］これは、（コントローラ１５０などを介して）システム１００が、測定または推定された信号の非理想性に応じて意図されたスケール値を実際のスケール値に変更する例である。システム１００は、追加的または代替的に、スケールファクタ生成プロセスの一部として、他の非理想性（または一般にシステム動作の他のパラメータ）を補正することができる。
【0054】
［００７０］各アナログベクトル変調器１２２は、好ましくは、信号成分周波数の変化によるアナログベクトル変調器１２２の入力および出力インピーダンス（および／または位相シフト量）の変動を補償する、または単にインピーダンスを移相シフタのコアの適切なインピーダンスレベルと標準化されたインピーダンスレベル（例えば、５０オーム）との間で変換する、インピーダンス整合ネットワークをその入力および出力に含む。あるいは、アナログベクトル変調器１２２は、インピーダンス整合ネットワークを含まなくてもよい。インピーダンス整合ネットワークは、好ましくは調整可能（例えば、連続的または離散的に可変）であるが、追加的または代替的に固定的（すなわち、ネットワークを用いて達成されるインピーダンス変換が可変ではない）であってもよい。
【0055】
［００７１］アナログベクトル変調器１２２は、回路コンポーネントの任意の適切な組み合わせを使用して出力信号成分を生成することができる。これらの回路コンポーネントは、ディスクリート型（例えば、コンデンサ、インダクタ）または集積型（例えば、固定のキャパシタンス、インダクタンス、抵抗およびスイッチを備えた単一要素）、または他の任意の適切な回路構成要素であり得る。
【0056】
［００７２］アナログベクトル変調器１２２のスケーリングステージは、減衰器、増幅器、位相反転器、および／または送信信号成分をスケーリングするための他の適切なコンポーネントを含み得る。減衰器は、抵抗減衰器（Ｔパッド、Ｐｉパッド、ブリッジ－Ｔ）、容量性分割器、ユニティゲイン未満の増幅器、またはその他の適切なタイプの減衰器である。増幅器は、トランジスタ増幅器、真空管増幅器、オペアンプ、または他の任意の適切なタイプの増幅器であってもよい。位相反転器は、ＮＰＮ／ＰＮＰ位相反転回路、変圧器および／または反転増幅器を含む任意の位相反転装置であり得る。
【0057】
［００７３］アナログベクトル変調器１２２は、好ましくは、位相シフト、減衰、ゲイン、カットオフ（例えば、無限減衰）、および位相反転が可能であるが、代わりに、これらの機能のサブセットのみが可能であってもよい。各アナログベクトル変調器１２２は、単一のデバイスに５つすべての機能を含むことが好ましいが、追加的または代替的に、機能を異なるセクションに分割してもよい（例えば、個別の位相シフト回路とともに、調整可能なゲインを持つが反転機能のない増幅器）。アナログベクトル変調器１２２は、好ましくは同調回路またはコントローラ１５０によって制御されるが、追加的または代替的に、任意の適切な方法で制御されてもよい。
【0058】
［００７４］本発明の実施形態の一実装例では、一部またはすべてのＡＶＭ１２２は、関連する信号パスに全体のスケール調整を好ましくは一緒に適用する１組のスケーリングステージに分離されたスケーラ（例えば、減衰器）である。これらのスケーリングステージは、好ましくは、制御信号（例えば、コントローラ１５０によって決定され、送信される）に応じて、「オン」（例えば、信号パスに適用される）または「オフ」（例えば、信号パス外にバイパスされる）に切り替えられる。これは、ハードウェア（スイッチ、１つ以上のトランジスタなど）、ファームウェア、ソフトウェアの物理的な接続／切断として実装できる。スケーリングステージの状態の変更は、追加的または代替的に、任意の適切な方法で実装されてもよい。ＡＶＭ１２２にもたらされる結果としてのスケールファクタは、どのステージがオンで、どのステージがオフであるかによって決定される。例えば、４ｄＢの減衰ステージと８ｄＢの減衰ステージが「オン」のＡＶＭ１２２は、１２ｄＢの減衰を生じさせる。代替的に、ＡＶＭ１２２は、一組のステージへと分離されなくてもよい。追加的または代替的に、ステージは、「オン」または「オフ」状態の２つ以上のステージのさまざまな組み合わせが、任意の適切な合計スケールファクタアプリケーションを提供するように構成される。
【0059】
［００７５］各スケーリングステージは、好ましくは、設定された量（すなわち、不変の量）の減衰または利得を生じさせる。あるいは、スケーリングステージは調整可能な要素を具えてもよい。例えば、減衰ステージが、（例えば、ＦＥＴで実現される）電圧制御抵抗器を具えてもよい。このステージの制御電圧を変更することにより、抵抗（したがって、ステージを通過する信号が受ける減衰量）を変化させることができる。同様に、増幅ステージが、電圧または電流制御増幅器を具えてもよい。
【0060】
［００７６］スケーリングステージは、さまざまな符号化方式で使用するように構成できる。符号化方式は、好ましくは、ＡＶＭ１２２の特定の合計スケールファクタを達成するために、スケーリングステージがどのように構成されるかを指定する。好ましくは、これは、一組のスイッチのそれぞれの状態（例えば、オンまたはオフ）を指定することによって達成され、各スイッチは、信号経路からスケーリングステージの１つを切断および／または接続するように構成される。代替的に、これは各スケーリングステージの可変スケールファクタを調整することによって、または他の任意の適切な方法で達成してもよい。バイナリ符号化、温度計符号化、ハイブリッド温度計符号化など、符号化方式のいくつかのバリエーションを使用できる。バイナリ符号化方式は、完全温度計符号化方式と比較して特定の全体的なスケールファクタを取得するのに必要な個々のスイッチ（例えば、ビット）が少ないなど、ＡＶＭ１２２アーキテクチャの特定の態様を可能にする。温度計符号化方式は、スケーラ動作中の振幅と位相の単調性などの他の機能を有効にするが、完全なバイナリ符号化方式と比較して、より多くのスイッチが必要である。ハイブリッド温度計符号化方式は、好ましくは、ＡＶＭ１２２のスケーリングステージのサブセットの温度計符号化と、ＡＶＭ１２２のスケーリングステージの別のサブセットのバイナリ符号化を含み、バイナリ符号化の特定の機能を体温計エンコーディングの他の特定の機能と組み合わせて利用する。したがって、ハイブリッド温度計符号化方式は、バイナリ方式と温度計方式の属性を組み合わせて、両方の望ましい側面を包含する。
【0061】
［００７７］本発明の実施形態の一実装例では、ＡＶＭ１２２は、図６Ａおよび図６Ｂに示されるように、ハイブリッド温度計方式に従って入力信号を減衰させる新規の回路を具える。この回路は複数の減衰ステージを並列に具え、そのいくつかはシャント抵抗ステージであり（例、ＲａはＳ１に制御され、ＲｂはＳ２に制御される）、そのいくつかは直列シャント抵抗ステージ（例、Ｒｃ＆ＲｄがＳ３に制御され、Ｒｅ＆ＲｆはＳ４に制御される）。（例えば、図５Ｂに示されるような）回路の差動バージョンでは、ＡＶＭ１２２は、ＡＶＭ１２２出力の極性を反転させる「サインステージ」をさらに含み得る。シャント抵抗ステージは、好ましくは直列シャント抵抗ステージよりも入力に近く、このような構成では、各シャント抵抗ステージが減衰に等しく影響するが（例えば、Ｓ１がＯＮでＳ２がＯＦＦは、Ｓ１がＯＦＦでＳ２がＯＮと等価である）、各直列シャント抵抗ステージの減衰への影響は、ステージが入力から遠くなるほど小さくなる（例えば、Ｓ３のＯＮ／ＯＦＦは、Ｓ４のＯＮ／ＯＦＦよりも大きく影響する）。代替的に、ＡＶＭ１２２は、任意の方法で結合された任意の数のステージを具えてもよい。
【0062】
［００７８］この実装例では、抵抗値は任意の値に設定できるが、特定の抵抗比（シャント抵抗＝直列抵抗の２倍）において、連続する直列シャントステージの減衰の関係は、２の累乗の関係になる。例えば、シャント抵抗（Ｒｄ、Ｒｆ、Ｒｈなど）が直列抵抗（Ｒｃ、Ｒｅ、Ｒｇなど）の２倍である場合、Ｓ３の減衰への寄与はＳ４の２倍となる。このため、直列シャント抵抗ステージのみで構成されるネットワークは、Ｒ－２Ｒネットワークと呼ばれる。対照的に、この実装例のネットワークは、直列シャント抵抗ステージの前に（好適には）純粋なシャント抵抗ステージを具える。直列シャント抵抗ステージの前にシャント抵抗ステージを含めると、２つの利点がある。１つ目は、従来のＲ－２Ｒネットワークよりもスイッチ構成での入力および出力インピーダンスのばらつきが少ないことであり、２つ目は、この構成はハイブリッド温度計のエンコードに適している（後述する）。
【0063】
［００７９］このようなネットワークでのハイブリッド温度計符号化の実装について説明する前に、エンコーディングの種類について簡単に説明する。バイナリ符号化方式を実装する減衰器の一実施例は、１６の位相シフト値を有するように構成された４ステージバイナリ符号化減衰器を具え得る。つまり、減衰器は２進数に対応する減衰値を有し、これは００００（スケールファクタ１）、０００１（スケールファクタ０．９９）、００１０（スケールファクタ０．９６）・・・１１１１（スケールファクタ０．６８）などの特定の減衰器の状態に対応する。スケールファクタはスケーリング電圧またはスケーリング電力を表すために使用される場合があることに注意されたい。対照的に、温度計符号化方式を実装する減衰器の実施例は、５つの減衰値を有するように構成された４ステージ温度計符号化減衰器を具え得る。つまり、減衰器は、温度計でエンコードされた数値に対応する減衰値を有し、これは００００（スケールファクタ０．９０）、０００１（スケールファクタ０．８０）、００１１（スケールファクタ０．７０）、０１１１（スケールファクタ０．６０）、１１１１（スケールファクタ０．５０）などの特定の減衰器の状態に対応する。ハイブリッド温度計符号化方式を実装する減衰器の例は、８つのステージを含むことができ、最初の４ステージは上記のバイナリ符号化減衰器のようにエンコードされ、後の４つのステージは上記の温度計符号化減衰器のようにエンコードされる。ハイブリッド温度計符号化方式を実装するＡＶＭ１２２の代替例は、バイナリ符号化ステージの数と温度計符号化ステージの数の間の任意の適切な除算（例えば、５９ステージで、７ステージがバイナリ符号化で５２ステージが温度計符号化される）を有する任意の適切な数のステージを含むことができる。
【0064】
［００８０］図６Ａと６Ｂに示す回路のハイブリッド温度計の実装例において、図６Ｃに示す例では、純粋なシャント抵抗ステージが温度計でエンコードされ、その直後に続く一連の直列シャントステージがバイナリエンコードされ、その後に（オプションで）第２の直列シャントステージのセット（これもバイナリエンコード）および／またはサインステージが続く。ステージの最初のセットは、減衰の最上位ビット（ＭＳＢ）に対応する（例えば、これらのステージは、後続のステージよりも減衰に寄与する）。同様に、第２のステージセットは、減衰の最下位ビット（ＬＳＢ）に対応する。オプションの第３のステージセット（ＬＳＢよりも減衰への寄与がさらに少ない）は、「トリミング」（例えば、減衰回路間の回路または要素の変動を補正するための減衰の変更）に使用できる。トリミングステージは、減衰回路を較正するときにのみ設定するのが好ましいが、追加的または代替的に、動的に変更してもよい（例えば、ＡＶＭ１２２全体の設定間の整合を維持するために、局所的な温度差に応じて）。この場合も、ＡＶＭ１２２の差分バージョンには、サインステージも含まれる場合がある。
【0065】
［００８１］場合によっては、チューニングの観点からステージが重複することがある（例えば、ステージの一部がステージの他の部分よりも頻繁にチューニングされる場合がある）。例えば、第１ステージの第１の部分（またはサブステージ）は長い時間間隔でのみ調整し、第１ステージの第２の部分（またはサブステージ）は第１の部分と同じ長い時間間隔で調整するとともに、他の時間にも同様に調整してもよい。
【0066】
［００８２］本発明の実施形態の実装例では、コントローラ１５０は、ＡＶＭ１２２の所望のスケールファクタ出力を生成し、当該所望のスケールファクタ出力を、上述のハイブリッド温度計符号化方式に従って離散値にエンコードする。離散値は、いくつかの実装例では、ＡＶＭ１２２の構成に基づく所望の出力の近似値であり得る。例えば、減衰ステージのそれぞれの所定の減衰値は、一連の個別の合計減衰値の範囲とすることができ、したがって符号化された個別の減衰値は、所望の減衰出力よりも有限量だけ大きいか小さくてもよい。別の例では、ハイブリッド温度計符号化方式は、減衰曲線に従って、所望の減衰出力を個別の減衰出力に変換することができ、減衰ステージの利用可能な構成のセットは、減衰曲線を区分線形（例えば、線形電力、線形電圧）に近似することができる。コントローラ１５０は、好ましくは減衰ステージのサブセットをアクティベートすることにより、このように符号化された離散減衰値に従って、ＡＶＭ１２２の総減衰量を調整する。しかしながら、ＡＶＭ１２２の総減衰は、代替的または追加的に、任意の適切な方法で調整されてもよい。
【0067】
［００８３］コントローラ１５０は、異なるパラメータを有するハイブリッド温度計スキームを選択し得ることに留意されたい。例えば、コントローラ１５０は、反射係数を最小化することを意図した第１のハイブリッド温度計符号化方式、またはキャンセル性能を最大化することを意図した第２のハイブリッド温度計符号化方式を選択することができる。コントローラ１５０は、任意の適切な情報に基づいてスキームを自動的に選択してもよい。例えば、反射係数が設定された閾値を超える場合、反射係数最小化スキームが自動的に選択されてもよい。コントローラ５０は、任意の適切な情報に基づいて、任意の方法（自動、手動など）で符号化方式を選択または他の方法で変更することができる。
【0068】
［００８４］本発明の実施形態の別の実装例では、コントローラ１５０は、動作中にＡＶＭ１２２の合計スケールファクタ値を増分する。この変形例では、減衰値は、ハイブリッド温度計コードに従って計算される一連のステップ（例えば、増分）に従って増分される。これらのステップは、追加的または代替的に、減衰曲線に従って計算されてもよく、その場合、総減衰量の増分は、曲線に沿った離散減衰値の総減衰値をもたらす。いくつかの実装例では、総減衰値の粗い（または減衰曲線に沿った）増分が、ハイブリッド温度計コードの温度計コンポーネントに従って計算され、細かい増分が、ハイブリッド温度計コードのバイナリコンポーネントに従って計算される。一般に、粗い増分は、好ましくは細かい増分よりも大きい任意の増分であるが、粗いおよび／または細かい増分は、追加的または代替的に、任意の適切な増分とすることができる。
【0069】
［００８５］ハイブリッド温度計符号化の上記の例は減衰について示されているが、ＡＶＭ１２２の他の態様（例えば、位相シフト、増幅）でも、実質的に同様の方法でエンコードできることを理解されたい。
【0070】
［００８６］遅延器１２３は、送信信号成分を遅延させ、好ましくは、受信された自己干渉における対応する遅延と整合させるように機能する。各遅延器１２３によって導入される遅延（遅延器遅延とも呼ばれる）は、好ましくは可変である（すなわち、遅延器１２３は可変遅延器である）が、遅延器１２３は、追加的または代替的に、固定遅延を導入するようにしてもよい。遅延器１２３は、好ましくは、アナログ遅延回路（例えば、バケットブリゲードデバイス、長い伝送線路、ＲＣ／ＬＣ／ＲＬＣアクティブまたはパッシブフィルタネットワーク、表面弾性波（ＳＡＷ）遅延線路、熱電または機械的遅延または光学遅延線）として実装されるが、追加的または代替的に、他の任意の適切な方法で実装することができる（例えば、遅延器は、ＡＤＣおよびＤＡＣを具えたデジタル遅延器１２３を使用して実装されてもよい）。遅延器１２３が可変遅延器である場合、導入される遅延は、好ましくは同調回路によって設定されるが、追加的または代替的に、任意の適切な方法で設定することができる。
【0071】
［００８７］遅延器１２３は、全帯域または一部（サブ）帯域のみをカバーすることができる。例えばコストを削減するか、パフォーマンスを向上させる場合は、遅延の全帯域幅を分割し、適切なサブバンドフィルタデバイスを使用してもよい。さらに、部品表（ＢＯＭ）のさまざまな遅延デバイスの数を減らすか、コストを削減するか、パフォーマンスを向上させるために、これらのさまざまなサブバンドを周波数変換（アップミキシングとダウンミキシング）によって１つの優先サブバンドに変換してもよい。
【0072】
［００８８］各遅延器１２３は、信号成分の周波数変化による遅延器１２３の入力および出力インピーダンス（および／または遅延量）の変動を補償する、または標準化されたインピーダンスレベル（５０オーム）への遅延器のコアのレベルに適切なインピーダンスから／へインピーダンスを変換するインピーダンス整合ネットワークをその入力および出力に含み得る。あるいは、遅延器１２３は、インピーダンス整合ネットワークを具えなくてもよい。インピーダンス整合ネットワークは、好ましくは調整可能（例えば、連続的または離散的に可変）であるが、追加的または代替的に静的（すなわち、ネットワークを使用することにより達成されるインピーダンス変換が可変ではない）であってもよい。
【0073】
［００８９］本発明の実施形態の１つの実装例では、遅延器１２３は、図７Ａ、７Ｂ、および７Ｃに示されるようなアクティブ遅延を実装する。そのような実装例において、遅延器１２３は、遅延長（例えば、２．５、５．０、１０ｎｓ）および遅延損失／利得（例えば、－４ｄＢ、０ｄＢ、４ｄＢ）の両方で設定可能であり得る。さらに、遅延器１２３は、（例えば、オペアンプに結合されたコンポーネントに基づいて）帯域幅を調整し、プロセス変動を補償することができる。通常、帯域幅と遅延時間の間にはトレードオフがある（そのため、帯域幅が選択される）が、一部のシナリオでは、同じ信号パスで、帯域幅の制限が大きい遅延（以下、「低域遅延器」）および帯域幅の制限が少ないもの（以下、「全域遅延器」）を交替することが利益となり得る。そのようなシナリオでは、この交替により、遅延器１２３チェーンの利得対周波数および遅延対周波数応答が、他の場合よりも平坦になり得る。別のケースでは、バイパススイッチを使用して帯域幅を変更することなく、信号パスに（追加の）遅延ステージを切り替えることで、遅延時間を変更できる。
【0074】
［００９０］可変遅延および帯域幅は、図７Ａ、７Ｂ、７Ｃに示す遅延実装例においてコンデンサの切り替え可能なバンクを使用することによって実装することができる。例えば、より低いコンデンサ値に切り替えると遅延が小さくなるとともに帯域幅のカバレッジが広がり、逆も同様である。同様に、抵抗器の切り替え可能なバンクを使用して、遅延の利得を変更できる。さらに、帯域幅スイッチと並列に小さなコンデンサを使用すると、プロセスのばらつきを取り除くことができる。
【0075】
［００９１］位相シフトの変更は遅延に影響し得るため（逆も同様）、ベクトル変調器１２２と遅延器１２３は協調して調整することができる（例えば、位相シフト値が変更されたら、遅延値も変更して、位相シフトによる意図しない遅延を補正できる）。
【0076】
［００９２］ベクトル変調器１２２および／または遅延器１２３による変換後、送信信号成分は自己干渉キャンセル信号成分へと変換され、これが組み合わされて自己干渉キャンセル信号を形成することができる。
【0077】
［００９３］結合カプラ１２４は、自己干渉キャンセル信号成分を組み合わせてアナログ自己干渉キャンセル信号を生成するように機能し、その後、アナログ自己干渉キャンセル信号がアナログ受信信号と組み合わされ、自己干渉が除去される。結合カプラ１２４は、好ましくは、（複数の信号経路に起因する）自己干渉キャンセル信号成分を結合し、得られるアナログ自己干渉キャンセル信号を出力する。結合カプラ１２４は、好ましくは伝送線カプラであるが、追加的または代替的に、任意の適切なタイプのカプラ（サンプリングカプラ１２１の章で説明される）であり得る。結合カプラ１２４は、（システム１００の他のすべてのカプラと同様に）任意で増幅を含むことができる。結合カプラ１２４は、自己干渉キャンセル信号を出力前に後処理するための任意の適切な電子機器をさらに具え得る。例えば、結合カプラ１２４は、自己干渉キャンセル信号の電力を増大させる増幅器を具え得る。結合カプラ１２４は、信号成分を結合して信号を形成することができるが（例えば、自己干渉キャンセル信号成分を結合して自己干渉キャンセル信号を形成することができる）、追加的または代替的に、信号成分を結合して、後に組み合わせて信号を形成できる信号スーパー成分を形成してもよい。ここで、信号成分、信号スーパー成分、および信号の間に固有の物理的な違いはなく、信号または信号成分が最終的にどのように使用されるかを区別するために異なる用語が使用されることを留意されたい。例えば、第１および第２の信号成分のセットが組み合わされて第１のスーパー成分を形成し、第３および第４の信号成分のセットが組み合わされて第２のスーパー成分を形成し、第１および第２のスーパー成分が組み合わされて信号（または、後で組み合わせが発生する場合は、スーパースーパー成分）ば形成される。
【0078】
［００９４］結合カプラ１２４は、固定または可変の結合比を有することができる。可変カプラ１２４は、例えば、較正（低速だが低頻度）または調整（高速かつ頻繁）中に、またはいつでも、任意の方法で調整することができる。
【0079】
［００９５］本発明の実施形態の一実装例では、結合カプラ１２４は、マルチステージ増幅を含み得る。そのような構成では、カプラ１２４は、図８に示されるように、（例えば、タップからの）入力を様々な増幅ステージに結合するためのスイッチを追加的または代替的に有し得る。特に、高出力信号成分（通常、より早い／より低い遅延タップに対応する）は、結合カプラ１２４で受け取る増幅が少ないので、これらの高出力信号成分をキャリーするタップは、１または複数の結合カプラ１２４の増幅ステージから切り替えられる。追加的または代替的に、入力は、任意の方法で増幅ステージに切り替えまたは割り当てられ得る。スイッチ構成は動作モードに対応することに注意されたい。すなわち、スイッチ構成の１つのセットは、結合カプラの１つの動作モードに対応し、スイッチ構成の異なるセットは、別の動作モードに対応する。
【0080】
［００９６］キャンセラ１２０はまた、自己干渉キャンセラ１２０で生じる非線形性を補償するために、例えば、増幅器、スイッチ、ミキサ、スケーラ、位相シフタ、遅延器などの１以上の線形化回路を具え得る。これらの線形化回路は、単一のブロックに接続してもよいし（ローカル線形化）、信号パス全体を構成してもよい（グローバル線形化）。
【0081】
［００９７］前述のように、一次アナログ自己干渉キャンセラ１２０は、ＩＦ（ベースバンドを含む）またはＲＦ帯域の一方または両方で自己干渉キャンセルを実行することができる。一次アナログ自己干渉キャンセラ１２０がＩＦ帯域またはベースバンドでキャンセルを実行する場合、アナログ自己干渉キャンセラ１２０は、（図３に示されるように）ダウンコンバータ１２５およびアップコンバータ１２６を具えることが好ましい。さらに、アナログ自己干渉キャンセラ１２０は、異なる周波数で動作する別個の周波数コンバータを具えてもよいことに留意されたい。キャンセラ１２０は、任意の周波数帯域で動作する任意の要素を有し得る。ＲＦ周波数での遅延は、遅延信号の精度を高レベルに維持するために望ましい場合があるが、ＩＦまたは光遅延は、より柔軟な周波数の使用と狭い領域でのより広い帯域幅に対応するという利点を提供する。ただし、遅延は任意のシナリオで任意の頻度で実行することができる。
【0082】
［００９８］ダウンコンバータ１２５は、一次アナログキャンセラ１２０による変換のために、ＲＦ送信信号成分の搬送周波数を中間周波数（または、場合によってはベースバンド（ＩＦ＝０Ｈｚ））にダウンコンバートするように機能する。ダウンコンバータ１２５は、好ましくは、受信機のダウンコンバータと実質的に同様であるが（ただし、ＬＯ周波数、線形性、およびフィルタ構成などの詳細は、２つの間で異なり得る）、追加的または代替的に、任意の適切な周波数ダウンコンバータであり得る。あるいは、ダウンコンバータ１２５は、任意の信号ダウンコンバージョンに使用されてもよい。
【0083】
［００９９］図３に示すように、ダウンコンバータ１２５はさらに、入力信号を同相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）成分に分解し得ることに留意されたい。このような場合、ＱミキサのＬＯ位相は、ＩミキサへのＬＯ位相と直交する。
【0084】
［００１００］アップコンバータ１２６は、受信機でＲＦ受信信号と組み合わせるために、（一次アナログキャンセラ１２０から受信した）ＩＦ自己干渉キャンセル信号の搬送周波数を無線周波数にアップコンバートするように機能する。アップコンバータ１２６は、好ましくは、受信機および一次アナログキャンセラ１２０に通信可能に結合され、好ましくは、一次アナログキャンセラ１２０からＩＦ自己干渉キャンセル信号を受信し、信号を無線周波数にアップコンバートし、生じたＲＦ自己干渉キャンセル信号を受信機へ通過させる。あるいは、アップコンバータ１２６は、任意の信号アップコンバージョンに使用されてもよい。
【0085】
［００１０１］増幅器１２７は、トランジスタ増幅器、真空管増幅器、オペアンプ、または任意の他の適切なタイプの増幅器であり得る。
【0086】
［００１０２］一次アナログ自己干渉キャンセラ１２０がＩＦで動作する実装例では、システム１００は、好ましくは、二次アナログ自己干渉キャンセラ１３０を具える（あるいは、システム１００は、任意の構成の二次アナログ自己干渉キャンセラ１３０を具えても具えなくてもよい）。
【0087】
［００１０３］この二次アナログ自己干渉キャンセラ１３０は、好ましくは、一次アナログ自己干渉キャンセラ１２０と実質的に同様であるが、この二次キャンセラ１３０は、異なる構成の異なるコンポーネントを使用して動作するのが好ましい。二次キャンセラ１３０は、特に記載がない限り一次キャンセラ１２０のアナログと実質的に同様のサンプリングカプラ１３１、アナログベクトル変調器（ＡＶＭ）１３２、遅延器１３３、および結合カプラ１３４、周波数ダウンコンバータ１３５、周波数アップコンバータ１３６、および／または増幅器１３７を具え得る。
【0088】
［００１０４］例えば、本発明の実施形態の１つの実装例では、二次アナログ自己干渉キャンセラ１３０は、図９に示すように、サンプリングカプラ１３１、単一のＲＦタップ（バイパス可能な位相シフトＡＶＭ１３２のセット、および任意で可変減衰ＡＶＭ１３２を含む）、および結合カプラ１３４を具える。この実装例では、二次キャンセラ１３０は好ましくは、一次ＲＦ周波数で動作するように設計された一次位相シフタ（例えば、ＡＶＭ１３２ｂ）（例えば、５．５ＧＨｚで最大３６０度の位相シフトを提供するように設計された６ビット位相シフタ）と、より低い周波数で一次位相シフタを補完するように設計された補助位相シフタ（例えば、２．２ＧＨｚで１８０度の位相シフトを提供するように設計された単一ビット位相シフタ）とを具える。補助位相シフタは、必要に応じて低周波数に切り替えられ、高周波数において信号経路から切り替えられる。一次または補助の位相シフタのいずれかは可変位相を有し得るが、この方法で位相シフタを分割すると、同じ帯域幅の単一の可変位相シフタに比べて電力とスペースを大幅に節約できる。一次キャンセラ１２０と同様に、二次キャンセラ１３０は任意の方法で構成することができる。
【0089】
［００１０５］デジタル自己干渉キャンセラ１４０は、デジタル送信信号からデジタル自己干渉キャンセル信号を生成するように機能する。デジタル自己干渉キャンセル信号は、好ましくは、（ＤＡＣによって）アナログ自己干渉キャンセル信号に変換され、アナログ自己干渉キャンセル信号と組み合わされて、受信機１１０におけるＲＦ受信信号に存在する自己干渉をさらに低減する。追加的または代替的に、デジタル自己干渉キャンセル信号は、デジタル受信信号と組み合わせることができる。
【0090】
［００１０６］デジタル自己干渉キャンセラ１４０は、好ましくは、ＡＤＣを使用して送信機のＲＦ送信信号をサンプリングし（追加的または代替的に、キャンセラ１４０は、デジタル送信信号または他の任意の適切な送信信号をサンプリングし得る）、サンプリングされ変換されたＲＦ送信信号を、デジタル変換設定に基づいてデジタル自己干渉信号に変換する。このデジタル変換設定は、好ましくは、デジタル自己干渉キャンセラ１４０がデジタル送信信号をデジタル自己干渉信号に変換する方法を指示する設定（例えば、送信信号を自己干渉信号に変換するために使用される一般化メモリ多項式の係数）を含む。
【0091】
［００１０７］デジタル自己干渉キャンセラ１４０は、汎用プロセッサ、デジタル信号プロセッサ、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）および／または任意の適切なプロセッサまたは回路を使用して実装することができる。デジタル自己干渉キャンセラ１４０は、好ましくは、設定データを格納するためのメモリを含むが、追加的または代替的に、外部に保存された設定データを使用して、または任意の適切な方法で構成することができる。一実施形態では、デジタル自己干渉キャンセラ１４０は、この参照により全体が組み込まれる、２０１４年８月１１日出願の米国特許出願第１４／４５６，３２０号のデジタル自己干渉キャンセラと実質的に同様である。
【0092】
［００１０８］デジタル自己干渉キャンセラ１４０は、いくつかの方法で信号を送信および受信するように結合することができる。例えば、デジタル自己干渉キャンセラ１４０は、変換されたＲＦ送信信号を入力として使用し、変換されたデジタル自己干渉キャンセル信号を出力として提供することができる。別の例として、デジタル自己干渉キャンセラ１４０は、デジタル送信信号を入力として使用するとともに、デジタル自己干渉キャンセル信号を出力として（直接デジタル受信信号に）提供することができる。デジタル自己干渉キャンセラは、追加的または代替的に、デジタルおよびアナログ受信信号の任意の組み合わせで送信信号に結合してもよい。
【0093】
［００１０９］これらの実施例はＲＦ送信信号およびＲＦ受信信号に関するが、デジタル自己干渉キャンセラ１４０は、追加的または代替的に、ＩＦ送信信号および／またはＩＦ自己干渉キャンセル信号に結合し得ることに留意されたい。
【0094】
［００１１０］コントローラ１５０は、アナログ自己干渉キャンセラ１２０／１３０、および特にその部品（例えば、遅延器１２３／１３３、ベクトル変調器１２２／１３２）を制御するように機能する。コントローラ１５０は、追加的または代替的に、システム１００の任意の部分（例えば、デジタル自己干渉キャンセラ１４０）を制御するように機能することができる。例えば、コントローラ１５０は、遅延器１２３のスイッチまたは他の構成パラメータを制御してもよい。
【0095】
［００１１１］好ましい実施形態の方法およびその変形例は、コンピュータ可読命令を格納するコンピュータ可読媒体を受け取るように構成された機械として少なくとも部分的に具体化および／または実施することができる。命令は、好ましくは自己干渉キャンセルシステムと統合されたコンピュータ実行可能コンポーネントによって実行されることが好ましい。コンピュータ可読媒体は、ＲＡＭ、ＲＯＭ、フラッシュメモリ、ＥＥＰＲＯＭ、光学デバイス（ＣＤまたはＤＶＤ）、ハードドライブ、フロッピードライブ、または任意の適切なデバイスなどの任意の適切なコンピュータ可読媒体に格納することができる。コンピュータ実行可能コンポーネントは、一般的なまたはアプリケーション固有のプロセッサであることが好ましいが、任意の適切な専用ハードウェアまたはハードウェア／ファームウェアの組み合わせデバイスが、代替的または追加的に命令を実行してもよい。
【0096】
［００１１２］当業者は、上記詳細な説明から、そして図および特許請求の範囲から認識するように、添付の特許請求の範囲で定義される本発明の範囲から逸脱することなく、本発明の好ましい実施形態に修正および変更を行うことができる。
【図1】
【図2】
【図3A】
【図3B】
【図4A】
【図4B】
【図4C】
【図5】
【図6】
【図7-1】
【図7-2】
【図8】
【図9】