特許 7129115 双方向共振コンバータの磁気平衡回路及びその制御方法

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2022-08-24

(45)【発行日】2022-09-01

(54)【発明の名称】双方向共振コンバータの磁気平衡回路及びその制御方法

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/28 20060101AFI20220825BHJP

【ＦＩ】

H02M3/28 L

H02M3/28 P

【請求項の数】 6

(21)【出願番号】P 2021063306

(22)【出願日】2021-04-02

(65)【公開番号】P2022075465

(43)【公開日】2022-05-18

【審査請求日】2021-04-02

(31)【優先権主張番号】202011211497.3

(32)【優先日】2020-11-03

(33)【優先権主張国・地域又は機関】CN

(73)【特許権者】

【識別番号】519259098

【氏名又は名称】シェンヂェン ヴイマックス ニュー エネルギー カンパニー リミテッド

【氏名又は名称原語表記】Ｓｈｅｎｚｈｅｎ ＶＭＡＸ Ｎｅｗ Ｅｎｅｒｇｙ Ｃｏ．，Ｌｔｄ．

【住所又は居所原語表記】５Ｆ，Ｆｅｎｇｙｕｎ Ｂｕｉｌｄｉｎｇ， Ｎｏ．５ Ｒｏａｄ， ｓｃｉｅｎｃｅ ｐａｒｋ（Ｎｏｒｔｈ）， Ｎａｎｓｈａｎ Ｄｉｓｔｒｉｃｔ， Ｓｈｅｎｚｈｅｎ， Ｇｕａｎｇｄｏｎｇ ５１８０００ ＣＨＩＮＡ

(74)【代理人】

【識別番号】110001841

【氏名又は名称】弁理士法人ＡＴＥＮ

(72)【発明者】

【氏名】フォン インイン

(72)【発明者】

【氏名】イャオ シュン

(72)【発明者】

【氏名】シュ ジンヂュ

(72)【発明者】

【氏名】アオ ファ

【審査官】東 昌秋

(56)【参考文献】

【文献】特開２０１５－１６４３６５（ＪＰ，Ａ）

【文献】国際公開第２０２０／１５２７４６（ＷＯ，Ａ１）

【文献】特開２０１５－１５４５０６（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１６－１３４９３２（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０２Ｍ ３／２８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

１次側変換回路と変圧器と２次側変換回路と制御器とを含み、前記１次側変換回路は、第一キャパシタＣ１を介して前記変圧器の１次巻線Ｗ１に接続され、前記変圧器の２次巻線と前記２次側変換回路との間に変流器ＣＴが設けられ、
前記２次側変換回路は２次側第一変換回路を含み、前記２次側第一変換回路は前記変圧器の第一２次巻線Ｗ２に接続されており、
前記２次側第一変換回路は、第五スイッチＱ５と第六のスイッチＱ６と第七のスイッチＱ７と第八スイッチＱ８とを含み、前記第五スイッチＱ５と前記第六のスイッチＱ６と前記第七のスイッチＱ７と前記第八スイッチＱ８とがキャビティを構成しており、前記第五スイッチＱ５及び前記第七スイッチＱ７は、上下に直列接続されて第一ブリッジアームを形成し、前記第六スイッチＱ６と前記第八スイッチＱ８は、上下に直列接続されて第二ブリッジアームを形成し、前記第五スイッチＱ５と前記第八スイッチＱ８は同期作動し、前記第六スイッチＱ６と前記第七スイッチＱ７は同期作動し、
前記変流器ＣＴに検出された前記２次側変換回路の前記キャビティ内における電流の正方向成分Ｉpositiveと前記２次側変換回路の前記キャビティ内における電流の負方向成分Ｉnegativeとにより、前記制御器はさらに前記２次側変換回路のスイッチのデューティ比を制御し、
前記制御器は、
正方向成分Ｉpositiveに対して積分演算を実行して正方向成分積分Ｉｓ ^＋ を得、負方向成分Ｉnegativeに対して積分演算を実行して負方向成分積分Ｉｓ ^－ を得、前記負方向成分積分Ｉｓ ^－ を前記正方向成分から差し引いて差Ｉｓを得、
差Ｉｓがゼロより大きい場合、前記第六スイッチＱ６と前記第七スイッチＱ７のデューティ比を５０％に設定し、前記第五スイッチＱ５と前記第八スイッチＱ８のデューティ比を減少させ、
差Ｉｓがゼロより小さい場合、前記第五スイッチＱ５と前記第八スイッチＱ８のデューティ比を５０％に設定し、前記第六スイッチＱ６と前記第七スイッチＱ７のデューティ比を減少させ、
差Ｉｓがゼロに等しい場合、前記第五スイッチＱ５、前記第六スイッチＱ６、前記第七スイッチＱ７及び前記第八スイッチＱ８のデューティ比を変更しないことを特徴とする、双方向共振コンバータの磁気平衡回路。

【請求項2】

前記２次側変換回路は、２次側第一変換回路および２次側第二変換回路を含み、前記２次側第一変換回路は、前記変圧器の第一２次巻線Ｗ２に接続され、前記２次側第一変換回路と前記変圧器の前記第一２次巻線Ｗ２との間に前記変流器ＣＴが設けられ、前記２次側第二変換回路は、前記変圧器の第二２次巻線Ｗ３及び前記変圧器の第三２次巻線Ｗ４に接続されていることを特徴とする、請求項１に記載の双方向共振コンバータの磁気平衡回路。

【請求項3】

１次側変換回路と変圧器と２次側変換回路と制御器とを含み、前記１次側変換回路は、第一キャパシタＣ１を介して前記変圧器の１次巻線Ｗ１に接続され、前記変圧器の２次巻線と前記２次側変換回路との間に変流器ＣＴが設けられ、
前記２次側変換回路は２次側第一変換回路を含み、前記２次側第一変換回路は前記変圧器の第一２次巻線Ｗ２に接続されており、
前記２次側第一変換回路は、第五スイッチＱ５と第六のスイッチＱ６と第七のスイッチＱ７と第八スイッチＱ８とを含み、前記第五スイッチＱ５と前記第六のスイッチＱ６と前記第七のスイッチＱ７と前記第八スイッチＱ８とがキャビティを構成しており、前記第五スイッチＱ５及び前記第七スイッチＱ７は、上下に直列接続されて第一ブリッジアームを形成し、前記第六スイッチＱ６と前記第八スイッチＱ８は、上下に直列接続されて第二ブリッジアームを形成し、前記第五スイッチＱ５と前記第八スイッチＱ８は同期作動し、前記第六スイッチＱ６と前記第七スイッチＱ７は同期作動する双方向共振コンバータの磁気平衡回路の制御方法であって、
前記２次側変換回路の前記キャビティ内における電流の正方向成分Ｉpositiveと前記２次側変換回路のキャビティ内における電流の負方向成分Ｉnegativeを採集して、採集された成分により前記２次側変換回路のスイッチのデューティ比を制御することを含み、
正方向成分Ｉpositiveに対して積分演算を実行して正方向成分積分Ｉｓ ^＋ を得、負方向成分Ｉnegativeに対して積分演算を実行して負方向成分積分Ｉｓ ^－ を得、前記負方向成分積分Ｉｓ ^－ を前記正方向成分から差し引いて差Ｉｓを得ることを更に含み、
差Ｉｓがゼロより大きい場合、前記第六スイッチＱ６と前記第七スイッチＱ７のデューティ比を５０％に設定し、前記第五スイッチＱ５と前記第八スイッチＱ８のデューティ比を減少させ、
差Ｉｓがゼロより小さい場合、前記第五スイッチＱ５と前記第八スイッチＱ８のデューティ比を５０％に設定し、前記第六スイッチＱ６と前記第七スイッチＱ７のデューティ比を減少させ、
差Ｉｓがゼロに等しい場合、前記第五スイッチＱ５、前記第六スイッチＱ６、前記第七スイッチＱ７及び前記第八スイッチＱ８のデューティ比を変更しないことを特徴とする、双方向共振コンバータの磁気平衡回路の制御方法。

【請求項4】

前記２次側変換回路のキャビティ内における電流の正方向成分Ｉpositiveと前記２次側変換回路のキャビティ内における電流の負方向成分Ｉnegativeを採集するステップ１と、
正方向成分Ｉpositiveに対して積分演算を実行して正方向成分積分Ｉｓ^＋を得、負方向成分Ｉnegativeに対して積分演算を実行して負方向成分積分Ｉｓ^－を得るステップ２と、
前記負方向成分積分Ｉｓ^－を前記正方向成分積分Ｉｓ^＋から差し引いて差Ｉｓを得るステップ３と、
差Ｉｓがゼロより大きいかどうかを判断し、そうである場合はステップ５に移り、そうでない場合はステップ６に移るステップ４と、
前記第六スイッチＱ６と前記第七スイッチＱ７のデューティ比を５０％に設定し、前記第五スイッチＱ５と前記第八スイッチＱ８のデューティ比を減少させてステップ９に移るステップ５と、
差Ｉｓがゼロより小さいかどうかを判断し、そうである場合はステップ７に移り、そうでない場合はステップ８に移るステップ６と、
前記第五スイッチＱ５と前記第八スイッチＱ８のデューティ比を５０％に設定し、前記第六スイッチＱ６と前記第七スイッチＱ７のデューティ比を減少させてステップ９に移るステップ７と、
前記第五スイッチＱ５、前記第六スイッチＱ６、前記第七スイッチＱ７及び前記第八スイッチＱ８のデューティ比を変更せずにステップ９に移るステップ８と、
デューティ比の調整が終了するステップ９とを含むことを特徴とする、請求項３に記載の双方向共振コンバータの磁気平衡回路の制御方法。

【請求項5】

前記２次側変換回路のキャビティ内における電流の正方向成分Ｉpositiveと前記２次側変換回路のキャビティ内における電流の負方向成分Ｉnegativeとを採集するステップ１と、
正方向成分Ｉpositiveに対して積分演算を実行して正方向成分積分Ｉｓ^＋を得、負方向成分Ｉnegativeに対して積分演算を実行して負方向成分積分Ｉｓ^－を得るステップ２と、
前記負方向成分積分Ｉｓ^－を前記正方向成分積分Ｉｓ^＋から差し引いて差Ｉｓを得るステップ３と、
差Ｉｓを電流調整パラメータＩrefから差し引いて、２ｐ２ｚループ計算を実行し、ループ結果Loopoutを得るステップ４と、
ループ結果Loopoutがゼロより大きいかどうかを判断し、そうである場合はステップ６に移り、そうでない場合はステップ７に移るステップ５と、
前記第五スイッチＱ５と前記第八スイッチＱ８のデューティ比を５０％に設定し、前記第六スイッチＱ６と前記第七スイッチＱ７のデューティ比を減少させてステップ１０に移るステップ６と、
ループ結果Loopoutがゼロより小さいかどうかを判断し、そうである場合はステップ８に移り、そうでない場合はステップ９に移るステップ７と、
前記第六スイッチＱ６と前記第七スイッチＱ７のデューティ比を５０％に設定し、前記第五スイッチＱ５と前記第八スイッチＱ８のデューティ比を減少させてステップ１０に移るステップ８と、
前記第五スイッチＱ５、前記第六スイッチＱ６、前記第七スイッチＱ７及び前記第八スイッチＱ８のデューティ比を変更せずにステップ１０に移るステップ９と、
デューティ比の調整が終了するステップ１０とを含むことを特徴とする、請求項３に記載の双方向共振コンバータの磁気平衡回路の制御方法。

【請求項6】

前記電流調整パラメータＩrefは０に等しいことを特徴とする、請求項５に記載の双方向共振コンバータの磁気平衡回路の制御方法。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、電力変換器、特に双方向共振コンバータの磁気平衡回路及びその制御方法に関する。

【背景技術】

【0002】

特に車載ＯＢＣや太陽光発電やエネルギー貯蔵などの応用で双方向隔離トポロジーが普及しているため、隔離変圧器を備え、双方向の送電を必要とする要求はより緊急になる。現在、従来のト双方向送電のポロジーでは、双方向共振トポロジー（ＣＬＬＣ）や両側能動スイッチトポロジー（ＤＡＢ）やフルブリッジ直列共振トポロジー（ＤＢＳＲＣ）などのトポロジーが主に普及している。これらのトポロジーでは、磁気平衡の問題を考慮する必要があるため、キャパシタを１次ループと２次ループの両方に直列接続する必要があり、キャパシタの特性である「ＡＣが通過、ＤＣが遮断」を利用してＤＣ成分が遮断して、磁気平衡の問題を解決したことになる。ＤＡＢ構造には、ピーク電流を制御する複雑なモードによって磁気平衡の問題を解決するように両側に同時に変流器（ＣＴ）を追加する必要があるいくつかの解決手段がある。

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0003】

上記の解決手段には、次の欠点がある。

【0004】

１、キャパシタは電源の両側に直列接続され、伝送を必要とするエネルギーが高い場合、電流は非常に高くなることがよくある。このとき、キャパシタの容量とコストは大幅に増加し、製品の競争力が低下したことになる。

【0005】

２、ピーク電流を制御するモードによる磁気バランス問題の解決手段は、ＤＡＢトポロジーにのみ適用でき、且つ制御算法の要件が非常に高いため、ＤＳＰの内部比較器を使用する必要があることにより、これに基づいて３ポートのアップグレードを実現することは基本的に不可能である。

【0006】

３、ピーク電流を制御するモードは、ＤＢＳＲＣの制御に使用できない。または、電源の両側にキャパシタを追加するしかない。一部のキャパシタは共振を実現するのに用いられ、他のキャパシタは「ＡＣが通過、ＤＣが遮断」という作用に用いられる。

【0007】

したがって、双方向伝送機能を備えた隔離ＤＣＤＣ構造に適用され、磁気回路の平衡制御を実現して飽和を回避し、同時にＤＣ隔離キャパシタを排除できるピーク電流制御方法を設計する方法は、業界で緊急に解決すべき問題である。

【0008】

従来技術における上記の欠陥を解決するために、本発明は、双方向共振コンバータの磁気平衡回路及びその制御方法を提示する。

【課題を解決するための手段】

【0009】

本発明に採用される技術は、１次側変換回路と変圧器と２次側変換回路と制御器と含み、前記１次側変換回路は、第一キャパシタＣ１を介して前記変圧器の１次巻線Ｗ１に接続され、前記変圧器の２次巻線と２次側変換回路との間に変流器ＣＴが設けられ、前記変流器ＣＴに検出された２次側変換回路のキャビティ（ループ）内における電流の正方向成分Ｉpositiveと２次側変換回路のキャビティ内における電流の負方向成分Ｉnegativeとにより、前記制御器はさらに２次側変換回路のスイッチのデューティ比を制御する、双方向共振コンバータの磁気平衡回路を設計する。

【0010】

前記２次側変換回路は２次側第一変換回路を含み、前記２次側第一変換回路は変圧器の第一２次巻線Ｗ２に接続されている。

【0011】

前記２次側変換回路は、２次側第一変換回路および２次側第二変換回路を含み、前記２次側第一変換回路は、変圧器の第一２次巻線Ｗ２に接続され、前記２次側第一変換回路と変圧器の第一２次巻線Ｗ２との間に前記変流器ＣＴが設けられ、前記２次側第二変換回路は、変圧器の第二２次巻線Ｗ３及び変圧器の第三２次巻線Ｗ４に接続されている。

【0012】

前記第一変換回路は、第五スイッチＱ５と第六のスイッチＱ６と第七のスイッチＱ７と第八スイッチＱ８とを含み、第五スイッチＱ５及び第七スイッチＱ７は、上下に直列接続されて第一ブリッジアームを形成し、第六スイッチＱ６と第八スイッチＱ８は、上下に直列接続されて第二ブリッジアームを形成し、第五スイッチＱ５と第八スイッチＱ８は同期作動し、第六スイッチＱ６と第七スイッチＱ７は同期作動する。

【0013】

また、本発明は、双方向共振コンバータの磁気平衡回路の制御方法であって、前記制御方法は、２次側変換回路のキャビティ内における電流の正方向成分Ｉpositiveと２次側変換回路のキャビティ内における電流の負方向成分Ｉnegativeとを採集して、採集された成分により２次側変換回路のスイッチのデューティ比を制御することを含む。

【0014】

正方向成分Ｉpositiveに対して積分演算を実行して正方向成分積分Ｉｓ^＋を得、負方向成分Ｉnegativeに対して積分演算を実行して負方向成分積分Ｉｓ^－を得、前記負方向成分積分Ｉｓ^－を前記正方向成分から差し引いて差Ｉｓを得ることを更に含み、
差Ｉｓがゼロより大きい場合、第六スイッチＱ６と第七スイッチＱ７のデューティ比を５０％に設定し、第五スイッチＱ５と第八スイッチＱ８のデューティ比を減少させ、
差Ｉｓがゼロより小さい場合、第五スイッチＱ５と第八スイッチＱ８のデューティ比を５０％に設定し、第六スイッチＱ６と第七スイッチＱ７のデューティ比を減少させ、
差Ｉｓがゼロに等しい場合、第五スイッチＱ５、第六スイッチＱ６、第七スイッチＱ７及び第八スイッチＱ８のデューティ比を変更しない。

【0015】

同じ設計方案に係る双方向共振コンバータの磁気平衡回路の制御方法は、２次側変換回路のキャビティ内における電流の正方向成分Ｉpositiveと２次側変換回路のキャビティ内における電流の負方向成分Ｉnegativeを採集するステップ１と、
正方向成分Ｉpositiveに対して積分演算を実行して正方向成分積分Ｉｓ^＋を得、負方向成分Ｉnegativeに対して積分演算を実行して負方向成分積分Ｉｓ^－を得るステップ２と、
前記負方向成分積分Ｉｓ^－を前記正方向成分積分Ｉｓ^＋から差し引いて差Ｉｓを得るステップ３と、
差Ｉｓがゼロより大きいかどうかを判断し、そうである場合はステップ５に移り、そうでない場合はステップ６に移るステップ４と、
第六スイッチＱ６と第七スイッチＱ７のデューティ比を５０％に設定し、第五スイッチＱ５と第八スイッチＱ８のデューティ比を減少させてステップ９に移るステップ５と、
差Ｉｓがゼロより小さいかどうかを判断し、そうである場合はステップ７に移り、そうでない場合はステップ８に移るステップ６と、
第五スイッチＱ５と第八スイッチＱ８のデューティ比を５０％に設定し、第六スイッチＱ６と第七スイッチＱ７のデューティ比を減少させてステップ９に移るステップ７と、
第五スイッチＱ５、第六スイッチＱ６、第七スイッチＱ７及び第八スイッチＱ８のデューティ比を変更せずにステップ９に移るステップ８と、
デューティ比の調整が終了するステップ９とを含む。

【0016】

別の設計方案に係る双方向共振コンバータの磁気平衡回路の制御方法は、２次側変換回路のキャビティ内における電流の正方向成分Ｉpositiveと２次側変換回路のキャビティ内における電流の負方向成分Ｉnegativeを採集するステップ１と、
正方向成分Ｉpositiveに対して積分演算を実行して正方向成分積分Ｉｓ^＋を得、負方向成分Ｉnegativeに対して積分演算を実行して負方向成分積分Ｉｓ^－を得るステップ２と、
前記負方向成分積分Ｉｓ^－を前記正方向成分積分Ｉｓ^＋から差し引いて差Ｉｓを得るステップ３と、
差Ｉｓから電流調整パラメータＩrefを差し引いて、２ｐ２ｚループ計算を実行し、ループ結果Loopoutを得るステップ４と、
ループ結果Loopoutがゼロより大きいかどうかを判断し、そうである場合はステップ６に移り、そうでない場合はステップ７に移るステップ５と、
第五スイッチＱ５と第八スイッチＱ８のデューティ比を５０％に設定し、第六スイッチＱ６と第七スイッチＱ７のデューティ比を減少させてステップ１０に移るステップ６と、
ループ結果Loopoutがゼロより小さいかどうかを判断し、そうである場合はステップ８に移り、そうでない場合はステップ９に移るステップ７と、
第六スイッチＱ６と第七スイッチＱ７のデューティ比を５０％に設定し、第五スイッチＱ５と第八スイッチＱ８のデューティ比を減少させてステップ１０に移るステップ８と、
第五スイッチＱ５、第六スイッチＱ６、第七スイッチＱ７及び第八スイッチＱ８のデューティ比を変更せずにステップ１０に移るステップ９と、
デューティ比の調整が終了するステップ１０とを含む。

【0017】

好ましい実施例では、前記電流調整パラメータＩrefは０に等しい。

【発明の効果】

【0018】

本発明によって提示される技術的解決策の有益な効果は以下の通りである。

【0019】

本発明では、双方向共振コンバータの両側の磁気偏差現象を有効的に排除して磁気回路の平衡制御を実現し、それによって飽和を回避し、２次ループのＤＣ隔離キャパシタを無くすことができ、機器の体積とコストを削減する。また、元の双方向共振コンバータに基づいて追加される部品が少なくなり、製品の競争力が向上する。

【図面の簡単な説明】

【0020】

本発明は、実施例及び図面と併せて以下に詳細に説明される。

【0021】

【図1】図１は、既存の２ポートＤＣＤＣコンバータの回路図である。

【図2】図２は、図１のトポロジー等価図である。

【図3】図３は、本発明の２ポートＤＣＤＣコンバータの回路図である。

【図4】図４は、本発明の好ましい実施例におけるＣＴ電流検出回路の回路図である。

【図5】図５は、図３の回路の電流及び電圧波形のシミュレーション図である。

【図6】図６は、図３の回路の磁化曲線の概略図である。

【図7】図７は、既存の３ポートＤＣＤＣコンバータの回路図である。

【図8】図８は、本発明の３ポートＤＣＤＣコンバータの回路図である。

【図9】図９は、本発明の好ましい実施例の制御原理図である。

【図10】図１０は、本発明の２次側変換回路の効率スイッチのデューティ比を調整する概略図である。

【図11】図１１は、本発明の一実施例の制御フローチャートである。

【図12】図１２は、本発明の別の実施例の制御フローチャートである。

【発明を実施するための形態】

【0022】

本発明の目的、技術的解決策及び利点をより明確にするために、本発明は、以下の図面及び実施例を参照してさらに詳細に説明される。本明細書に記載の特定の実施例は、本発明を説明するためにのみ使用され、本発明を限定するために使用されないことを理解すべきである。

【0023】

本発明は、この磁気偏差現象を抑制するための制御方法を使用することを意図している。特にフルブリッジ直列共振トポロジー（ＤＢＳＲＣ）では、１次共振キャパシタと共振インダクタが共振キャビティを形成し、２次側変換回路では、変流器と出願された制御算法によりＤＣ隔離キャパシタを無くすことができる。例えば、図１に示された従来技術の２ポートＤＣＤＣコンバータの回路図におけるＣ２を削除する可能性がある。

【0024】

図２は、図１のトポロジー等価図を示す。ここで、Ｉｓは１次共振キャビティにおける電流であり、Ｉｍは励起電流であり、Ｉｐは２次キャビティの電流である。

【0025】

このトポロジーＣ１が存在するとともに、「ＡＣが通過、ＤＣが遮断」などのキャパシタの特性を利用することにより、次の式を得ることができる。

【数1】

【0026】

Ｌ１インダクタが飽和しないことは保証されている。２次キャパシタＣ２の存在は、

【数2】

をもたらす。

【0027】

変圧器の励起電流は、

【数3】

なので、変圧器にとっては

【数4】

である。

【0028】

式（４）については、１次電流積分が０であり、２次積分が０である限り、変圧器が飽和しないことは保証される。

【0029】

図１に示された既存の回路の欠点は、Ｃ２キャパシタのコストが比較的高く、キャパシタの充放電特性は、

【数5】

を維持するのに用いられる。このトポロジーの２次電流積分は、２次スイッチチューブのデューティ比を変更することによりゼロに維持される。回路は図３に示されている。

【0030】

図１では、Ｉｓ^＋とＩｓ^－はそれぞれ次のとおりである。

【数6】

ここで、Ｉpositiveとは、２次側変換回路のキャビティ内における電流の正方向成分を指す。

【数7】

ここで、Ｉnegativeとは、２次側変換回路のキャビティ内における電流の負方向成分を指す。

【0031】

制御器は、Ｉｓ^＋とＩｓ^－の信号を同期的にサンプリングし、２つの信号の値が等しくなるように制御する。これは次の式である。
Ｉｓ^＋＝Ｉｓ^－、即ち、

【数8】

【0032】

したがって、２次側変換回路の電流積分は０である。

【数9】

【0033】

この時点でＩｓ^＋＝Ｉｓ^－が確立されていない場合（Ｉｓ^＋＞Ｉｓ^－またはＩｓ^＋＜Ｉｓ^－など）、Ｑ５、Ｑ６、Ｑ７及びＱ８の１つまたは２つのデューティ比を制御することにより、２次側変換回路のキャビティ内で電流を順方向または逆方向に部分的にわずかに調整することは達成される。そしてＩｓ^＋＝Ｉｓ^－を得る。

【0034】

例えば、Ｉｓ^＋＞Ｉｓ^－のとき、２次側変換回路キャビティ内の電流の順方向成分電流は、逆方向成分電流よりも大きい。図３に示されるように、順方向成分電流を構築するための経路は、Ｑ６、Ｑ７がオンに切り替えられ、Ｑ５、Ｑ８がオフに切り替えられる。目標は、Ｉｓ^＋を減らすか、Ｉｓ^－を増やすことである。実施例では、Ｑ６とＱ７の導通時間を短縮することにより、Ｉｓ^＋を削減し、Ｉｓ^＋＝Ｉｓ^－という目標を達成することができる。

【0035】

ＣＴ電流検出ユニットの設計例を図４に示す。この設計に基づいて、シミュレーション波形を作成し、シミュレーションを実行する。シミュレーション波形を図５に示している。図５に示されるように、ＩpositiveとＩnegativeとの間の差の電流値は０．５６８３Ａであり、直接測定されたキャビティ内の電流のＤＣ成分は０．５５９６２Ａである。両者は基本的に近い。ダイオードや抵抗などの離散型を考えると、両者に一定の違いがあることは避けらない。しかし、アンペールの法則によれば、Ｈ＊ｌ＝Ｎ＊Ｉ；ここで、Ｈ＝Ｂ／μ、特定量のＤＣ Ｉは特定量のＢ値の磁気バイアスを生成し、Ｂ値の磁気バイアスを制御するだけでプロセス中に磁気飽和がないことを保証することができる。図６に示されるように、予想された磁気作用曲線は実線「－」であり、実際のハードウェアサンプリングの偏差を考えると、実際の磁気作用曲線は破線「－－－」である。ただし、全体的なＢｍａｘおよびＢｍｉｎの制限を超えることはなく、この作業は引き続き安全である。

【0036】

上記の制御方法は、フルブリッジ直列共振トポロジー（ＤＢＳＲＣ）の２ポート回路に適用され、３ポートの磁気統合トポロジー（Ｉ系列）ソリューションに伸展できる。過去の制御ソリューションでは、ＤＣ隔離キャパシタを必要とする。例えば、図７では、Ｃ４はＤＣ隔離キャパシタである。

【0037】

Ｃ４の存在のためだけには、２次側第一変換回路から２次側第二変換回路への送電を単純に制御する場合、ピーク電流制御モードのみを採用することができる。本発明の磁気平衡制御方法を採用した後、図８に示された回路図を使用できる。これは、図８から見られると、元のＤＣ隔離キャパシタを削除して、３ポートの磁気統合トポロジ（Ｉ系列）の出力密度をさらに高め、顧客向けの製品の競争力をさらに向上させることができる。

【0038】

図９は、本発明の制御原理ブロック図を示している。ＡＤＣＡとＡＤＣＢは、それぞれＩｓ^＋とＩｓ^－をサンプリングし、対応する積分を実行してから、減算を実行する。設定基準は０であり、それによってＰＩＤプロセスを実行し、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ５、Ｑ８のＰＷＭ制御信号を出力する。

【0039】

本発明は、図３を参酌すると、１次側変換回路と変圧器と２次側変換回路と制御器と含み、前記１次側変換回路は、第一キャパシタＣ１を介して前記変圧器の１次巻線Ｗ１に接続され、前記変圧器の２次巻線と２次側変換回路との間に変流器ＣＴが設けられ、前記変流器ＣＴに検出された２次側変換回路のキャビティ内における電流の正方向成分Ｉpositiveと２次側変換回路のキャビティ内における電流の負方向成分Ｉnegativeにより、前記制御器はさらに２次側変換回路のスイッチのデューティ比を制御する、双方向共振コンバータの磁気平衡回路ことが開示されている。

【0040】

一実施例では、２次側変換回路は２次側第一変換回路を含み、２次側第一変換回路は変圧器の第一１次巻線Ｗ２に接続されている。この実施例は、車載充電器に適用された２ポートＤＣＤＣコンバータの例を与える。その１次側変換回路は充電パイル（または商用電源）に接続でき、その２次側第一変換回路は車両の高電圧バッテリーに接続できる。

【0041】

図７に示された別の実施例を参照すると、前記２次側変換回路は、２次側第一変換回路および２次側第二変換回路を含み、前記２次側第一変換回路は、変圧器の第一２次巻線Ｗ２に接続され、前記２次側第一変換回路と変圧器の第一２次巻線Ｗ２との間に前記変流器ＣＴが設けられ、前記２次側第二変換回路は、変圧器の第二２次巻線Ｗ３及び変圧器の第三２次巻線Ｗ４に接続されてい。この実施例は、車載充電器に適用された３ポートＤＣＤＣコンバータの例を示している。その１次側変換回路は充電パイル（または商用電源）に接続でき、その２次側第一変換回路を車両の高電圧バッテリーに接続でき、その２次側第二変換回路を車両の低電圧機器に接続できる。

【0042】

好ましい実施例では、前記第一変換回路は、第五スイッチＱ５と第六のスイッチＱ６と第七のスイッチＱ７と第八スイッチＱ８とを含み、第五スイッチＱ５及び第七スイッチＱ７は、上下に直列接続されて第一ブリッジアームを形成し、第六スイッチＱ６と第八スイッチＱ８は、上下に直列接続されて第二ブリッジアームを形成し、第五スイッチＱ５と第八スイッチＱ８は同期作動し、第六スイッチＱ６と第七スイッチＱ７は同期作動する。

【0043】

本発明は、前記平衡回路は双方向共振コンバータの磁気平衡回路を備え、前記制御方法は、２次側変換回路のキャビティ内における電流の正方向成分Ｉpositiveと２次側変換回路のキャビティ内における電流の負方向成分Ｉnegativeを採集して、採集された成分により２次側変換回路のスイッチのデューティ比を制御する、双方向共振コンバータの磁気平衡回路の制御方法であることが開示されている。

【0044】

好ましい実施例では、正方向成分Ｉpositiveに対して積分演算を実行して正方向成分積分Ｉｓ^＋を得、負方向成分Ｉnegativeに対して積分演算を実行して負方向成分積分Ｉｓ^－を得、前記負方向成分積分Ｉｓ－を前記正方向成分から差し引いて差Ｉｓを得ることを更に含み、
差Ｉｓがゼロより大きい場合、第六スイッチＱ６と第七スイッチＱ７のデューティ比を５０％に設定し、第五スイッチＱ５と第八スイッチＱ８のデューティ比を減少させ、
差Ｉｓがゼロより小さい場合、第五スイッチＱ５と第八スイッチＱ８のデューティ比を５０％に設定し、第六スイッチＱ６と第七スイッチＱ７のデューティ比を減少させ、
差Ｉｓがゼロに等しい場合、第五スイッチＱ５、第六スイッチＱ６、第七スイッチＱ７及び第八スイッチＱ８のデューティ比を変更しない。

【0045】

図１１に示された実施例のフローチャートを参照すると、双方向共振変換器の磁気平衡回路を制御するための方法は下記通り、

【0046】

２次側変換回路のキャビティ内における電流の正方向成分Ｉpositiveと２次側変換回路のキャビティ内における電流の負方向成分Ｉnegativeを採集するステップ１と、
正方向成分Ｉpositiveに対して積分演算を実行して正方向成分積分Ｉｓ^＋を得、負方向成分Ｉnegativeに対して積分演算を実行して負方向成分積分Ｉｓ^－を得るステップ２と、
前記負方向成分積分Ｉｓ^－を前記正方向成分積分Ｉｓ^＋から差し引いて差Ｉｓを得るステップ３と、
差Ｉｓがゼロより大きいかどうかを判断し、そうである場合はステップ５に移り、そうでない場合はステップ６に移るステップ４と、
第六スイッチＱ６と第七スイッチＱ７のデューティ比を５０％に設定し、第五スイッチＱ５と第八スイッチＱ８のデューティ比を減少させてステップ９に移るステップ５と、
差Ｉｓがゼロより小さいかどうかを判断し、そうである場合はステップ７に移り、そうでない場合はステップ８に移るステップ６と、
第五スイッチＱ５と第八スイッチＱ８のデューティ比を５０％に設定し、第六スイッチＱ６と第七スイッチＱ７のデューティ比を減少させてステップ９に移るステップ７と、
第五スイッチＱ５、第六スイッチＱ６、第七スイッチＱ７及び第八スイッチＱ８のデューティ比を変更せずにステップ９に移るステップ８と、
デューティ比の調整が終了するステップ９とを含む。

【0047】

図１２に示された実施例の別のフローチャートを参照すると、双方向共振変換器の磁気平衡回路を制御するための方法は下記通り、
２次側変換回路のキャビティ内における電流の正方向成分Ｉpositiveと２次側変換回路のキャビティ内における電流の負方向成分Ｉnegativeを採集するステップ１と、
正方向成分Ｉpositiveに対して積分演算を実行して正方向成分積分Ｉｓ^＋を得、負方向成分Ｉnegativeに対して積分演算を実行して負方向成分積分Ｉｓ^－を得るステップ２と、
前記負方向成分積分Ｉｓ^－を前記正方向成分積分Ｉｓ^＋から差し引いて差Ｉｓを得るステップ３と、
差Ｉｓから電流調整パラメータＩrefを差し引いて、２ｐ２ｚループ計算を実行し、ループ結果Loopoutを得るステップ４と、
ループ結果Loopoutがゼロより大きいかどうかを判断し、そうである場合はステップ６に移り、そうでない場合はステップ７に移るステップ５と、
第五スイッチＱ５と第八スイッチＱ８のデューティ比を５０％に設定し、第六スイッチＱ６と第七スイッチＱ７のデューティ比を減少させてステップ１０に移るステップ６と、
ループ結果Loopoutがゼロより小さいかどうかを判断し、そうである場合はステップ８に移り、そうでない場合はステップ９に移るステップ７と、
第六スイッチＱ６と第七スイッチＱ７のデューティ比を５０％に設定し、第五スイッチＱ５と第八スイッチＱ８のデューティ比を減少させてステップ１０に移るステップ８と、
第五スイッチＱ５、第六スイッチＱ６、第七スイッチＱ７及び第八スイッチＱ８のデューティ比を変更せずにステップ１０に移るステップ９と、
デューティ比の調整が終了するステップ１０とを含む。

【0048】

すべての部品が理想的な状態にある時、第５スイッチＱ５、第６スイッチＱ６、第７スイッチＱ７及び第８スイッチＱ８のデューティ比はすべて５０％であり、Ｉｓ^＋＝Ｉｓ^－、Ｉｓ＝０である。したがって、コンバータは磁気バランスを実現する。各スイッチパラメータにはわずかな違いがあり、干渉を受けるため、デューティ比が５０％の場合、つまりＩｓ^＋≠Ｉｓ^－であり、それは電流調整パラメータＩrefを設定することにより調整できる。好ましい実施例では、電流調整パラメータＩrefはゼロに等しい。

【0049】

図９に示された本発明の好ましい実施例における制御原理図を参照すると、本発明のステップを制御器にどのように実行するかを示している。制御器のＡＤＣＡは、正方向成分Ｉpositiveに対して積分演算を実行して、正方向成分の積分Ｉｓ^＋を得る。ＡＤＣＢは、負方向成分Ｉnegativeに対して積分演算を実行して、負方向成分の積分Ｉｓ^－を得る。減算器で減算を実行してＩｓ^＋－Ｉｓ^－である。電流調整パラメータＩrefをＩｓから差し引き、２ｐ２ｚループ計算を実行してループ結果Loopoutを得る。ループアウト：ＰＷＭドライバは、Loopoutの結果に従ってＱ６、Ｑ７、Ｑ５及びＱ８のＰＷＭ制御信号を出力する。

【0050】

ループ結果Loopoutに従ってＰＷＭ制御信号を制御する概略図を図１０に示す。図の左側はLoopout＝０であり、第５スイッチＱ５、第６スイッチＱ６、第７スイッチＱ７及び第８スイッチＱ８のデューティ比はすべて５０％である。図の中央部分はLoopout＞０であり、第５スイッチＱ５と第８スイッチＱ８のデューティ比は５０％に設定され、第６スイッチＱ６と第７スイッチＱ７のデューティ比は減少している。図の右側はLoopout＜０であり、第６スイッチＱ６と第７スイッチＱ７のデューティ比は５０％に設定され、第５スイッチＱ５と第８スイッチＱ８のデューティ比は減少している。

【0051】

さらに、正方向成分Ｉpositiveと負方向成分Ｉnegativeは、それぞれ制御器の２つの内部比較器の正入力端子に送られる。負入力端子の比較基準値をソフトウェアで設定し、比較結果をＰＷＭモジュールに送信してピーク値過電流保護を行う。

【0052】

上記の実施例は単なる例であり、限定するものではない。本発明の趣旨及び範囲から逸脱することなく、それに対する同等の修正または変更は、本発明の請求項の範囲に含まれるものとする。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】