特許 7132070 スイッチ制御装置、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ、ＡＣ／ＤＣコンバータ、電源アダプタ及び電気機器

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2022-08-29

(45)【発行日】2022-09-06

(54)【発明の名称】スイッチ制御装置、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ、ＡＣ／ＤＣコンバータ、電源アダプタ及び電気機器

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/28 20060101AFI20220830BHJP

   H02M 7/06 20060101ALI20220830BHJP

【ＦＩ】

H02M3/28 C

H02M3/28 Y

H02M7/06 A

【請求項の数】 4

(21)【出願番号】P 2018190207

(22)【出願日】2018-10-05

(65)【公開番号】P2020061821

(43)【公開日】2020-04-16

【審査請求日】2021-08-25

(73)【特許権者】

【識別番号】000116024

【氏名又は名称】ローム株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110001933

【氏名又は名称】特許業務法人 佐野特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】原 英夫

【審査官】遠藤 尊志

(56)【参考文献】

【文献】特開２０１３－１５０４５６（ＪＰ，Ａ）

【文献】米国特許出願公開第２０１８／０１９１２５４（ＵＳ，Ａ１）

【文献】特開２００９－２４００６７（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０２Ｍ ３／００－３／４４

Ｈ０２Ｍ ７／００－７／４０

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

一次側巻線及び二次側巻線を有するトランスと、
前記一次側巻線に接続されたスイッチングトランジスタと、
前記スイッチングトランジスタに対して直列接続されたセンス抵抗と、
前記スイッチングトランジスタのオン、オフを制御する一次側制御装置と、を備えて、前記一次側巻線に加わる入力電圧から前記トランスの二次側において出力電圧を生成する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記出力電圧に応じたフィードバック信号を生成して前記一次側制御装置に供給するフィードバック信号生成回路が設けられ、
前記一次側制御装置は、
前記スイッチングトランジスタの制御電極に接続される出力端子と、
前記センス抵抗の発生電圧をセンス電圧として受ける電圧入力端子と、
前記フィードバック信号及び前記センス電圧に基づき駆動制御信号を生成する制御回路と、
前記駆動制御信号に基づき、前記出力端子を通じて前記スイッチングトランジスタをオン又はオフとするドライブ回路と、備え、
前記一次側巻線、前記スイッチングトランジスタ及び前記センス抵抗の直列回路に対して前記入力電圧が印加され、前記スイッチングトランジスタのオン区間において、前記スイッチングトランジスタがターンオンしてからの経過時間の増大に伴い前記スイッチングトランジスタに流れる電流が増加し、
前記制御回路は、前記スイッチングトランジスタをターンオンさせた後、前記センス電圧が所定のターンオフ基準電圧に達したことを受けて前記スイッチングトランジスタをターンオフさせる電流制御を実行可能に構成され、前記電流制御の実行中において、前記スイッチングトランジスタをターンオンさせてから所定時間が経過しても前記センス電圧が前記ターンオフ基準電圧以下の判定電圧に達さないとき、前記スイッチングトランジスタをターンオフさせ、
前記制御回路は、前記フィードバック信号として前記一次側制御装置に対し特定のフィードバック信号が供給されたときに前記電流制御を実行し、前記一次側制御装置に対し前記特定のフィードバック信号が非供給であるときには前記スイッチングトランジスタをオフ状態に維持し、
前記フィードバック信号生成回路は、前記出力電圧が所定の目標電圧未満であるときに前記特定のフィードバック信号を前記一次側制御装置に供給する、又は、前記出力電圧が前記目標電圧より所定電圧だけ低い電圧以下になった後、前記出力電圧が前記目標電圧に達するまでの間において前記特定のフィードバック信号を前記一次側制御装置に供給する
、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。

【請求項2】

交流電圧を全波整流する整流回路と、
全波整流された電圧を平滑化することで直流電圧を生成する平滑コンデンサと、
前記直流電圧としての入力電圧から直流の出力電圧を生成する、請求項１に記載の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータと、を備えた
、ＡＣ／ＤＣコンバータ。

【請求項3】

交流電圧を受けるプラグと、
請求項２に記載のＡＣ／ＤＣコンバータと、
前記ＡＣ／ＤＣコンバータを収容する筐体と、を備えた
、電源アダプタ。

【請求項4】

請求項２に記載のＡＣ／ＤＣコンバータと、
前記ＡＣ／ＤＣコンバータの出力電圧に基づき駆動される負荷と、を備えた
、電気機器。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、スイッチ制御装置、並びに、それを利用した絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ、ＡＣ／ＤＣコンバータ、電源アダプタ及び電気機器に関する。

【背景技術】

【0002】

スイッチ制御装置は、コイルに直列接続されたスイッチング素子をスイッチング駆動する用途に利用されることがある（下記特許文献１参照）。この場合、センス抵抗を用いてスイッチング素子に流れる電流を検出する構成を採用し、スイッチング素子をターンした後、センス抵抗の発生電圧に基づきスイッチング素子のターンオフタイミングを決定するという電流制御方式が用いられることがある。

【0003】

典型的な例として、トランスの一次側巻線（コイル）にスイッチング素子を直列接続して、当該スイッチング素子に対し電流制御方式を適用するといった利用形態がある。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【文献】特開２００９－２４００６７号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

上記のような電流制御方式を用いる場合において、仮にセンス抵抗が短絡しているとセンス抵抗の発生電圧がスイッチング素子に流れる電流を示さなくなるため、スイッチング素子のターンオフの機会が失われてスイッチング素子の破損等が生じるおそれがある。スイッチング素子を破損等から保護することは重要である。

【0006】

本発明は、センス抵抗の短絡等に関わる保護機能を備えたスイッチ制御装置、並びに、それを利用した絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ、ＡＣ／ＤＣコンバータ、電源アダプタ及び電気機器を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0007】

本発明に係るスイッチ制御装置は、スイッチング素子の制御電極に接続される出力端子と、前記スイッチング素子に直列接続されるべきセンス抵抗の発生電圧をセンス電圧として受ける電圧入力端子と、駆動制御信号を生成する制御回路と、前記駆動制御信号に基づき、前記出力端子を通じて前記スイッチング素子をオン又はオフとするドライブ回路と、備え、前記制御回路は、前記スイッチング素子をターンオンさせた後、前記センス電圧に基づき前記スイッチング素子のターンオフタイミングを決定する電流制御を実行可能に構成され、前記電流制御の実行中において、前記スイッチング素子をターンオンさせてから所定時間が経過しても前記センス電圧が所定の判定電圧に達さないとき、前記スイッチング素子をターンオフさせることを特徴とする。

【0008】

具体的には例えば、前記スイッチ制御装置において、前記スイッチング素子及び前記センス抵抗とコイルとの直列回路に対して所定の直流電圧が印加され、前記スイッチング素子のオン区間において、前記スイッチング素子がターンオンしてからの経過時間の増大に伴い前記スイッチング素子に流れる電流が増加するものであって良い。

【0009】

また具体的には例えば、前記スイッチ制御装置において、前記制御回路は、前記電流制御において、前記スイッチング素子をターンオンさせた後、前記センス電圧が所定のターンオフ基準電圧に達したことを受けて前記スイッチング素子をターンオフさせ、前記判定電圧は前記ターンオフ基準電圧より低くて良い。

【0010】

或いは例えば、前記スイッチ制御装置において、前記制御回路は、前記電流制御において、前記スイッチング素子をターンオンさせた後、前記センス電圧が所定のターンオフ基準電圧に達したことを受けて前記スイッチング素子をターンオフさせ、前記判定電圧は前記ターンオフ基準電圧と同じ電圧値を有していても良い。

【0011】

また例えば、前記スイッチ制御装置は半導体集積回路にて形成されると良い。

【0012】

本発明に係る絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、一次側巻線及び二次側巻線を有するトランスと、前記一次側巻線に接続されたスイッチング素子としてのスイッチングトランジスタと、前記スイッチングトランジスタに対して直列接続されたセンス抵抗と、前記スイッチングトランジスタのオン、オフを制御する一次側制御回路と、を備えて、前記一次側巻線に加わる入力電圧から前記トランスの二次側において出力電圧を生成する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記一次側制御回路として前記スイッチ制御装置が用いられ、前記スイッチングトランジスタの制御電極は前記スイッチ制御装置の出力端子に接続されて、前記スイッチ制御装置により前記スイッチングトランジスタがスイッチング駆動されることを特徴とする。

【0013】

本発明に係るＡＣ／ＤＣコンバータは、交流電圧を全波整流する整流回路と、全波整流された電圧を平滑化することで直流電圧を生成する平滑コンデンサと、前記直流電圧としての入力電圧から直流の出力電圧を生成する前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータと、を備えたことを特徴とする。

【0014】

本発明に係る電源アダプタは、交流電圧を受けるプラグと、前記ＡＣ／ＤＣコンバータと、前記ＡＣ／ＤＣコンバータを収容する筐体と、を備えたことを特徴とする。

【0015】

本発明に係る電気機器は、前記ＡＣ／ＤＣコンバータと、前記ＡＣ／ＤＣコンバータの出力電圧に基づき駆動される負荷と、を備えたことを特徴とする。

【発明の効果】

【0016】

本発明によれば、センス抵抗の短絡等に関わる保護機能を備えたスイッチ制御装置、並びに、それを利用した絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ、ＡＣ／ＤＣコンバータ、電源アダプタ及び電気機器を提供することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【0017】

【図1】本発明の第１実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの全体構成図である。

【図2】図１に示される一次側制御ＩＣの外観斜視図である。

【図3】図１に示される一次側制御ＩＣの概略ブロック図である。

【図4】図３に示されるドライブ回路の内部構成図である。

【図5】一次側制御ＩＣの起動時周辺のスイッチングトランジスタの状態及び出力電圧の様子を示す図である。

【図6】本発明の第１実施形態に係る電流制御の説明図である。

【図7】本発明の第１実施形態に係り、センス抵抗の短絡時における電圧及び電流の波形等を示す図である。

【図8】本発明の第１実施形態に係り、センス抵抗の短絡時における保護動作の説明図である。

【図9】本発明の第３実施形態に係るＡＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。

【図10】本発明の第３実施形態に係る電源アダプタの構成を示す図である。

【図11】本発明の第３実施形態に係る電気機器の構成を示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0018】

以下、本発明の実施形態の例を、図面を参照して具体的に説明する。参照される各図において、同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分に関する重複する説明を原則として省略する。尚、本明細書では、記述の簡略化上、情報、信号、物理量又は部材等を参照する記号又は符号を記すことによって、該記号又は符号に対応する情報、信号、物理量又は部材等の名称を省略又は略記することがある。例えば、後述の“Ｍ１”によって参照されるスイッチングトランジスタは（図１参照）、スイッチングトランジスタＭ１と表記されることもあるし、トランジスタＭ１と略記されることもあり得るが、それらは全て同じものを指す。

【0019】

まず、本実施形態の記述にて用いられる幾つかの用語について説明を設ける。レベルとは電位のレベルを指し、任意の信号又は電圧についてハイレベルはローレベルよりも高い電位を有する。周期的にレベルがローレベルとハイレベルとの間で切り替わる任意の信号又は電圧について、当該信号又は電圧の１周期分の区間の長さに対する、当該信号又は電圧のレベルがハイレベルとなる区間の長さの割合を、デューティと称する。

【0020】

ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）として構成された任意のトランジスタ（スイッチング素子）について、オン状態とは、当該トランジスタのドレイン及びソース間が導通状態となっていることを指し、オフ状態とは、当該トランジスタのドレイン及びソース間が非導通状態（遮断状態）となっていることを指す。以下、任意のトランジスタについて、オン状態、オフ状態を、単に、オン、オフと表現することもある。また、任意のトランジスタについて、オフ状態からオン状態への切り替わりをターンオンと表現し、オン状態からオフ状態への切り替わりをターンオフと表現する。

【0021】

＜＜第１実施形態＞＞
本発明の第１実施形態を説明する。図１は、本発明の第１実施形態に係る絶縁同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ１（以下、ＤＣ／ＤＣコンバータ１と略記され得る）の全体構成図である。ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、フライバック方式のＤＣ／ＤＣコンバータであり、入力端子Ｐ１に加わる直流の入力電圧Ｖ_ＩＮから、所望の目標電圧Ｖ_ＴＧに安定化された直流の出力電圧Ｖ_ＯＵＴを生成する。

【0022】

ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、互いに電気的に絶縁された一次側回路と二次側回路とから成り、一次側回路におけるグランドは“ＧＮＤ１”にて参照され、二次側回路におけるグランドは“ＧＮＤ２”にて参照される。一次側回路及び二次側回路の夫々において、グランドは０Ｖ（ゼロボルト）の基準電位を有する導電部（所定電位点）を指す又は基準電位そのものを指す。但し、グランドＧＮＤ１とグランドＧＮＤ２は互いに絶縁されているため、互いに異なる電位を有し得る。

【0023】

ＤＣ／ＤＣコンバータ１における一対の出力端子Ｐ２及びＰ３の内、出力端子Ｐ３はグランドＧＮＤ２に接続され、出力端子Ｐ３の電位（即ちグランドＧＮＤ２の電位）から見て出力端子Ｐ２に出力電圧Ｖ_ＯＵＴが加わる。ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、出力端子Ｐ２及びＰ３間に接続された任意の負荷（不図示）に出力電圧Ｖ_ＯＵＴを供給することができる。

【0024】

ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、一次側巻線Ｗ１及び二次側巻線Ｗ２を有するトランスＴＲを備える。トランスＴＲにおいて、一次側巻線Ｗ１と二次側巻線Ｗ２とは電気的に絶縁されつつ互いに逆極性にて磁気結合されている。

【0025】

ＤＣ／ＤＣコンバータ１の一次側回路には、一次側巻線Ｗ１に加えて、一次側制御回路としての一次側制御ＩＣ１０と、一次側電源回路１１と、入力コンデンサＣ_ＩＮと、スイッチングトランジスタＭ１と、センス抵抗Ｒ_ＣＳと、が設けられる。スイッチングトランジスタＭ１はＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴ（metal-oxide-semiconductor field-effect transistor）として構成されている。一次側制御ＩＣ１０は半導体集積回路により形成される。一次側巻線Ｗ１の一端は入力端子Ｐ１に接続されて直流の入力電圧Ｖ_ＩＮを受ける。一次側巻線Ｗ１の他端はスイッチングトランジスタＭ１のドレインに接続され、スイッチングトランジスタＭ１のソースはセンス抵抗Ｒ_ＣＳを介してグランドＧＮＤ１に接続される。入力端子Ｐ１とグランドＧＮＤ１との間に入力コンデンサＣ_ＩＮが設けられ、入力コンデンサＣ_ＩＮの両端間に入力電圧Ｖ_ＩＮが加わる。一次側電源回路１１は、入力電圧Ｖ_ＩＮを直流―直流変換することで所望の電圧値を有する電源電圧ＶＣＣを生成して一次側制御ＩＣ１０に供給する。一次側制御ＩＣ１０は電源電圧ＶＣＣに基づいて駆動する。

【0026】

ＤＣ／ＤＣコンバータ１の二次側回路には、二次側巻線Ｗ２に加えて、二次側制御回路としての二次側制御ＩＣ２０と、フィードバック回路３０と、同期整流トランジスタＭ２と、ダイオードＤ２と、分圧抵抗Ｒ１～Ｒ４と、出力コンデンサＣ_ＯＵＴと、が設けられる。二次側制御ＩＣ２０は半導体集積回路により形成される。分圧抵抗Ｒ１及びＲ２により分圧回路ＤＶ_Ａが構成され、分圧抵抗Ｒ３及びＲ４により分圧回路ＤＶ_Ｂが構成される。同期整流トランジスタＭ２（以下、ＳＲトランジスタＭ２と称され得る）はＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴとして構成されている。ダイオードＤ２はＳＲトランジスタＭ２の寄生ダイオードである。故に、ＳＲトランジスタＭ２のソースからドレインに向かう方向を順方向としてダイオードＤ２がＳＲトランジスタＭ２に並列接続されることになる。ダイオードＤ２は寄生ダイオードとは別に設けられたダイオードであっても良い。

【0027】

二次側巻線Ｗ２の一端は出力端子Ｐ２に接続され、故に二次側巻線Ｗ２の一端には出力電圧Ｖ_ＯＵＴが加わる。二次側巻線Ｗ２の他端はＳＲトランジスタＭ２のドレインに接続される。二次側巻線Ｗ２の他端での電圧（換言すればＳＲトランジスタＭ２のドレイン電圧）を“Ｖ_ＤＲ”にて表す。二次側巻線Ｗ２の他端及びＳＲトランジスタＭ２のドレイン間の接続ノードは分圧抵抗Ｒ１の一端に接続され、分圧抵抗Ｒ１の他端は分圧抵抗Ｒ２を介してグランドＧＮＤ２に接続される。このため、分圧抵抗Ｒ１及びＲ２間の接続ノードＮＤ１には、分圧回路ＤＶ_Ａによる電圧Ｖ_ＤＲの分圧Ｖ_Ａが加わる。一方、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが加わる出力端子Ｐ２は分圧抵抗Ｒ３の一端に接続され、分圧抵抗Ｒ３の他端は分圧抵抗Ｒ４を介してグランドＧＮＤ２に接続される。このため、分圧抵抗Ｒ３及びＲ４間の接続ノードＮＤ２には、分圧回路ＤＶ_Ｂによる出力電圧Ｖ_ＯＵＴの分圧Ｖ_Ｂが加わる。

【0028】

ＳＲトランジスタＭ２のソースはグランドＧＮＤ２に接続される。また、出力端子Ｐ２及びＰ３間に出力コンデンサＣ_ＯＵＴが設けられ、出力コンデンサＣ_ＯＵＴの両端間に出力電圧Ｖ_ＯＵＴが加わる。出力コンデンサＣ_ＯＵＴとＤＣ／ＤＣコンバータ１の負荷（不図示）との間に、過電流の発生を検知するための抵抗が挿入されても良い。

【0029】

二次側制御ＩＣ２０は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴを駆動電圧として用い、電圧Ｖ_Ａに基づき、又は、電圧Ｖ_Ａ及びＶ_Ｂに基づき、ＳＲトランジスタＭ２のゲート電圧を制御することによりＳＲトランジスタＭ２のオン、オフを制御する。この際、トランジスタＭ１及びＭ２が同時にオンとならないようにＳＲトランジスタＭ２のゲート電圧が制御される。ＳＲトランジスタＭ２の制御方法として公知の方法を含む任意の方法を利用できる。例えば、ＳＲトランジスタＭ２がオフ状態であることを起点に考えると、二次側制御ＩＣ２０は、電圧Ｖ_Ａが所定の負のターンオン判定電圧（例えば－１００ｍＶ）以下となったことを受けてＳＲトランジスタＭ２をターンオンし、その後、電圧Ｖ_Ａが所定の負のターンオフ判定電圧（例えば－１０ｍＶ）以上となったことを受けてＳＲトランジスタＭ２をターンオフする。ターンオフ判定電圧はターンオン判定電圧よりも高い。

【0030】

ＤＣ／ＤＣコンバータ１において、一次側回路と二次側回路とに亘ってフォトカプラ３１が設けられている。フォトカプラ３１は、二次側回路に配置された発光素子と、一次側回路に配置された受光素子と、を有する。フォトカプラ３１の発光素子は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴにて、又は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴの分圧にてバイアスされており、フィードバック回路３０は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが所望の目標電圧Ｖ_ＴＧに追従するようにフォトカプラ３１の発光素子を駆動する。例えば、フィードバック回路３０は、図１に示す如くノードＮＤ２に接続され、出力電圧Ｖ_ＯＵＴの分圧Ｖ_Ｂに基づき、出力電圧Ｖ_ＯＵＴ及び目標電圧Ｖ_ＴＧ間の誤差に応じた電流をフォトカプラ３１の発光素子に供給する。フィードバック回路３０はシャントレギュレータやエラーアンプ等にて構成される。

【0031】

一次側制御ＩＣ１０はフォトカプラ３１の受光素子に接続され、フォトカプラ３１の受光素子に流れるフィードバック電流Ｉ_ＦＢに応じたフィードバック信号Ｖ_ＦＢが一次側制御ＩＣ１０に入力される。また、センス抵抗Ｒ_ＣＳでの電圧降下に相当する電流検出信号Ｖ_ＣＳも一次側制御ＩＣ１０に入力される。

【0032】

一次側制御ＩＣ１０はスイッチングトランジスタＭ１のゲートに接続され、スイッチングトランジスタＭ１のゲートにパルス信号を供給することでスイッチングトランジスタＭ１をスイッチング駆動する。パルス信号は、信号レベルがローレベル及びハイレベル間で切り替わる矩形波状の信号である。トランジスタＭ１のゲートにローレベル、ハイレベルの信号が供給されているとき、トランジスタＭ１は、夫々、オフ状態、オン状態となる。一次側制御ＩＣ１０の構成及び制御方式は特に限定されない。例えば、一次側制御ＩＣ１０は、ＰＷＭ変調（パルス幅変調）を利用してフィードバック信号Ｖ_ＦＢに応じたデューティを有するパルス信号をスイッチングトランジスタＭ１のゲートに供給しても良いし、ＰＦＭ変調（パルス周波数変調）を利用してフィードバック信号Ｖ_ＦＢに応じた周波数を有するパルス信号をスイッチングトランジスタＭ１のゲートに供給しても良い。また例えば、一次側制御ＩＣ１０は電流モードの変調器であっても良い。この場合例えば、スイッチングトランジスタＭ１のゲートに供給されるパルス信号のデューティが電流検出信号Ｖ_ＣＳに応じて調節される。

【0033】

図２に一次側制御ＩＣ１０の外観の例を示す。一次側制御ＩＣ１０は、半導体集積回路を樹脂にて構成された筐体（パッケージ）内に封入することで形成された電子部品（半導体装置）であり、一次側制御ＩＣ１０を構成する各回路が半導体にて集積化されている。一次側制御ＩＣ１０としての電子部品の筐体には、ＩＣ１０の外部に対して露出した外部端子が複数設けられている。尚、図２に示される外部端子の数は例示に過ぎない。二次側制御ＩＣ２０も、図２の一次側制御ＩＣ１０と同様の構造を有する。

【0034】

一次側制御ＩＣ１０に設けられる複数の外部端子の一部として、図１には外部端子ＴＭ１～ＴＭ５が示されている。外部端子ＴＭ１は、出力端子であり、スイッチングトランジスタＭ１のゲートに接続される。外部端子ＴＭ２は、電源端子であり、一次側電源回路１１からの電源電圧ＶＣＣの入力を受ける。外部端子ＴＭ３は、グランド端子であり、グランドＧＮＤ１に接続される。外部端子ＴＭ４、ＴＭ５は、夫々、フィードバック信号Ｖ_ＦＢ、電流検出信号Ｖ_ＣＳの入力を受ける。

【0035】

以下、一次側回路に注目し、一次側回路の一部の構成及び動作について更なる説明を設ける。尚、本実施形態において、以下では、特に基準を設けずに示される電圧はグランドＧＮＤ１の電位から見た電圧であるものとし、特に断りなき限り０Ｖ（ゼロボルト）はグランドＧＮＤ１の電位を指すものとする。

【0036】

図３に一次側制御ＩＣ１０の概略的な内部構成を示す。一次側制御ＩＣ１０は、内部電源回路１１０、制御回路１２０及びドライブ回路１３０を備える。

【0037】

内部電源回路１１０は電源端子ＴＭ２に入力された電源電圧ＶＣＣを直流－直流変換することにより、１以上の他の直流電圧を生成する。ここでは、内部電源回路１１０により生成される直流電圧に、内部電源電圧Ｖｒｅｇ及び駆動用電圧Ｖ_ＤＲＶが含まれると考える。内部電源電圧Ｖｒｅｇ及び駆動用電圧Ｖ_ＤＲＶは所定の電圧値を有した正の直流電圧である。例えば、電源電圧ＶＣＣは１４Ｖ以上の電圧である一方で、電圧Ｖｒｅｇ及びＶ_ＤＲＶは、夫々、４Ｖ、１２Ｖである。

【0038】

制御回路１２０は内部電源電圧Ｖｒｅｇに基づき駆動する。制御回路１２０は、ロジック回路にて構成される、又は、アナログ回路及びロジック回路にて構成される。制御回路１２０は、フィードバック信号Ｖ_ＦＢ及び電流検出信号Ｖ_ＣＳの少なくとも一方に基づき、スイッチングトランジスタＭ１をスイッチングさせるための駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴを生成してドライブ回路１３０に供給する。駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴは、例えばＰＷＭ変調又はＰＦＭ変調された信号であって良い。

【0039】

ドライブ回路１３０は駆動用電圧Ｖ_ＤＲＶに基づき駆動する。ドライブ回路１３０は出力端子ＴＭ１に接続され、駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴに従ってスイッチングトランジスタＭ１のゲート電圧を制御する。換言すれば、ドライブ回路１３０は、制御回路１２０の制御の下で出力端子ＴＭ１の電圧レベルを調整する。出力端子ＴＭ１はＩＣ１０の外部においてスイッチングトランジスタＭ１のゲートに接続される。出力端子ＴＭ１における電圧を記号“Ｖ_Ｇ”にて表し、以下、出力端子電圧Ｖ_Ｇと称することがある。ＤＣ／ＤＣコンバータ１において、出力端子電圧Ｖ_ＧはスイッチングトランジスタＭ１のゲート電圧に等しい。また、スイッチングトランジスタＭ１のチャネルに流れる電流（即ち、スイッチングトランジスタＭ１のドレイン及びソース間に流れる電流）を“Ｉ_Ｍ１”にて参照する。図１のＤＣ／ＤＣコンバータ１において、電流Ｉ_Ｍ１は一次側巻線Ｗ１に流れる電流に等しい。

【0040】

図４にドライブ回路１３０の内部構成例を示す。図４のドライブ回路１３０は、互いに直列接続されたトランジスタ１３１及び１３２と、プリドライバ１３３と、を備える。トランジスタ１３１はＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴとして構成され、トランジスタ１３２はＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴとして構成されている。但し、トランジスタ１３１をＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴとして構成する変形も可能である。トランジスタ１３１及び１３２の直列回路に対して駆動用電圧Ｖ_ＤＲＶが印加される。より具体的には、トランジスタ１３１のソースに駆動用電圧Ｖ_ＤＲＶが加えられ、トランジスタ１３１及び１３２のドレイン同士が共通接続され、トランジスタ１３２のソースはグランドＧＮＤ１に接続される。トランジスタ１３１及び１３２のドレイン同士の接続ノードが出力端子ＴＭ１に接続される。プリドライバ１３３は制御回路１２０からの駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴに従って、トランジスタ１３１及び１３２のオン、オフを制御する。駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴはハイレベル又はローレベルをとる二値信号である。

【0041】

駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴがハイレベルであるとき、プリドライバ１３３は、トランジスタ１３１及び１３２のゲートにローレベル信号を供給することで、トランジスタ１３１、１３２の状態を、夫々、オン状態、オフ状態とする。トランジスタ１３１、１３２の状態が、夫々、オン状態、オフ状態であるとき、過渡状態を経て出力端子電圧Ｖ_Ｇはハイレベル（駆動用電圧Ｖ_ＤＲＶのレベル）となり、結果、スイッチングトランジスタＭ１はオン状態となる。

【0042】

駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴがローレベルであるとき、プリドライバ１３３は、トランジスタ１３１及び１３２のゲートにハイレベル信号を供給することで、トランジスタ１３１、１３２の状態を、夫々、オフ状態、オン状態とする。トランジスタ１３１、１３２の状態が、夫々、オフ状態、オン状態であるとき、過渡状態を経て出力端子電圧Ｖ_Ｇはローレベル（グランドＧＮＤ１のレベル）となり、結果、スイッチングトランジスタＭ１はオフ状態となる。

【0043】

尚、プリドライバ１３３は、トランジスタ１３１及び１３２が同時にオン状態となることを防止するべく、トランジスタ１３１及び１３２を共にオフ状態とするデッドタイムを適宜挿入して良い。

【0044】

制御回路１２０は、信号レベルがハイレベル及びローレベル間で切り替わる駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴをドライブ回路１３０に供給することで、スイッチングトランジスタＭ１をスイッチングさせる（即ちスイッチングトランジスタＭ１をオン状態とオフ状態との間で切り替える）ことができる。

【0045】

フィードバック回路３０を利用した上述の動作は、フィードバック制御の実行中における動作である。フィードバック制御とは、二次側回路における出力電圧Ｖ_ＯＵＴが目標電圧Ｖ_ＴＧにて安定化され又は目標電圧Ｖ_ＴＧに近い電圧にまで上昇していてフィードバック回路３０が有効に動作しているときに限り実行可能な制御である。フィードバック制御では、出力電圧Ｖ_ＯＵＴに応じたフィードバック信号Ｖ_ＦＢに基づき駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴが生成される。

【0046】

図５に示す如く、二次側回路の出力電圧Ｖ_ＯＵＴがグランドＧＮＤ２と同じ電位（二次側回路の０Ｖの電位）を有しているときを起点にして、電源電圧ＶＣＣの入力を受けて一次側制御ＩＣ１０がタイミングｔ１にて起動したとする。タイミングｔ１直後では出力電圧Ｖ_ＯＵＴがゼロ又は十分に低いため、フィードバック回路３０が起動しておらず有効なフィードバック信号Ｖ_ＦＢが一次側制御ＩＣ１０に入力されていない。そこで、一次側制御ＩＣ１０は、自身の起動直後において、フィードバック信号Ｖ_ＦＢに頼らない、自走制御とも称される電流制御を実行する。ここでは、タイミングｔ１から、その後のタイミングｔ２までの区間において、フィードバック信号Ｖ_ＦＢに頼らない電流制御が実行されているものとする。タイミングｔ２を境にフィードバック回路３０からの有効なフィードバック信号Ｖ_ＦＢが一次側制御ＩＣ１０に入力され始めて、タイミングｔ２以降ではフィードバック制御が実行される。

【0047】

図６を参照し、電流制御（自走制御）について説明する。尚、以下では、説明の便宜上、電流検出信号Ｖ_ＣＳにて示される電圧をセンス電圧と称して、センス電圧も記号“Ｖ_ＣＳ”により参照する。センス電圧Ｖ_ＣＳは、外部端子ＴＭ５に加わる電圧であって、センス抵抗Ｒ_ＣＳでの発生電圧（即ちセンス抵抗Ｒ_ＣＳでの電圧降下）に等しい。また、スイッチングトランジスタＭ１がオン状態となる区間をオン区間と称し、スイッチングトランジスタＭ１がオフ状態となる区間をオフ区間と称する。出力端子電圧Ｖ_Ｇがハイレベル、ローレベルとなる区間が、夫々、オン区間、オフ区間に相当する。そして、スイッチングトランジスタＭ１がスイッチング駆動されるときの１つのオン区間の長さをオン時間Ｔ_ＯＮと称し且つ１つのオフ区間の長さをオフ時間Ｔ_ＯＦＦと称する。

【0048】

電流制御は、スイッチングトランジスタＭ１をターンオンした後、電流Ｉ_Ｍ１に応じたセンス電圧Ｖ_ＣＳに基づきスイッチングトランジスタＭ１のターンオフタイミングを決定する制御である。具体的には、電流制御において、制御回路１２０は、スイッチングトランジスタＭ１がターンオンするように（即ち出力端子電圧Ｖ_Ｇがローレベルからハイレベルに切り替わるように）ドライブ回路１３０を制御した後、センス電圧Ｖ_ＣＳが所定のターンオフ基準電圧Ｖ_ＯＦＦに達したか否かを監視し、センス電圧Ｖ_ＣＳがターンオフ基準電圧Ｖ_ＯＦＦに達したことに応答してスイッチングトランジスタＭ１がターンオフするように（即ち出力端子電圧Ｖ_Ｇがハイレベルからローレベルに切り替わるように）ドライブ回路１３０を制御する。この後、所定の時間の経過を待ってから、制御回路１２０は、再びスイッチングトランジスタＭ１がターンオンするようにドライブ回路１３０を制御する。以後、同様の動作が繰り返される。上述したように、制御回路１２０は、駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴをハイレベル、ローレベルとすることで、ドライブ回路１３０を通じ、スイッチングトランジスタＭ１をオン状態、オフ状態にすることができる。ターンオフ基準電圧Ｖ_ＯＦＦは所定の正の直流電圧値を有する。

【0049】

電流制御において、オフ時間Ｔ_ＯＦＦは固定時間であって良い。この場合、オン時間Ｔ_ＯＮに応じてスイッチングトランジスタＭ１のスイッチング周期は変動しうる。スイッチングトランジスタＭ１のスイッチング周期は、互いに隣接する１つのオン時間Ｔ_ＯＮとオフ時間Ｔ_ＯＦＦとの和で表される。

【0050】

或いは、電流制御において、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチング周期を一定としても良い。電流制御において、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチング周期が一定とされる場合、周期ごとに、スイッチングトランジスタＭ１のオン時間Ｔ_ＯＮに応じてオフ時間Ｔ_ＯＦＦが決定されることになる。尚、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチング周期は駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴの周期及び出力端子電圧Ｖ_Ｇの周期に相当するので、当該スイッチング周期が一定であることは駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴの周期及び出力端子電圧Ｖ_Ｇの周期が一定であることを意味する。駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴの周期とは、駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴのレベルがローレベルからハイレベルに切り替えられた後、駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴのレベルが次回にローレベルからハイレベルに切り替えられるまでの区間の長さを指す。同様に、出力端子電圧Ｖ_Ｇの周期とは、出力端子電圧Ｖ_Ｇのレベルがローレベルからハイレベルに切り替えられた後、出力端子電圧Ｖ_Ｇのレベルが次回にローレベルからハイレベルに切り替えられるまでの区間の長さを指す。

【0051】

一次側巻線Ｗ１とスイッチングトランジスタＭ１とセンス抵抗Ｒ_ＣＳとの直列回路に対し、所定の直流電圧である入力電圧Ｖ_ＩＮが印加されているため、スイッチングトランジスタＭ１のオン区間では、スイッチングトランジスタＭ１がターンオンしてからの経過時間の増大に伴いスイッチングトランジスタＭ１に流れる電流Ｉ_Ｍ１が増大する。電流制御では、スイッチングトランジスタＭ１をターンオンさせた後、電流Ｉ_Ｍ１がターンオフ基準電圧Ｖ_ＯＦＦに対応する電流値に達したことを受けてスイッチングトランジスタＭ１をターンオフさせるという動作を繰り返すことになる。

【0052】

上述の如く、本来、外部端子ＴＭ５には電流Ｉ_Ｍ１に比例するセンス電圧Ｖ_ＣＳが入力されるのであるが、センス抵抗Ｒ_ＣＳが短絡する不具合が発生すると、図７に示すように外部端子ＴＭ５へ入力されるセンス電圧Ｖ_ＣＳは電流Ｉ_Ｍ１に関係なく０Ｖとなる。センス電圧Ｖ_ＣＳが電流Ｉ_Ｍ１に関係なく０Ｖに維持された状態で上述の電流制御を行うと、過大な電流Ｉ_Ｍ１が流れて電流Ｉ_Ｍ１の流路上の部品（特に例えばスイッチングトランジスタＭ１）が破損又は劣化するおそれがあり、当該部品の周辺にも温度上昇に伴う悪影響が生じ得る。センス抵抗Ｒ_ＣＳの抵抗値が異常に低い場合にも同様のことが生じ得る。

【0053】

制御回路１２０は、センス抵抗Ｒ_ＣＳの短絡等に関わる保護機能を備える。具体的には、電流制御の実行時において、以下のような動作を行う。即ち、図８に示す如く、電流制御において、制御回路１２０は、ドライブ回路１３０を通じてスイッチングトランジスタＭ１をターンオンさせた後、自身に備えられたタイマ（不図示）を用いてスイッチングトランジスタＭ１をターンオンさせたタイミングからの経過時間Ｔ_{ＴＩＭＥＲ}を計測し、当該経過時間Ｔ_{ＴＩＭＥＲ}が所定の上限時間Ｔ_ＴＨに達してもセンス電圧Ｖ_ＣＳが所定の短絡判定電圧Ｖ_ＴＨに達さないとき、短絡異常が発生していると判断して、ドライブ回路１３０を通じスイッチングトランジスタＭ１をターンオフさせる。

【0054】

制御回路１２０は、短絡異常が発生していると判断した場合、以後、一次側制御ＩＣ１０に対し所定のリセット信号が入力されるまで、駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴをローレベルに維持することによりスイッチングトランジスタＭ１のオフ状態を維持する。或いは、短絡異常が発生していると判断した後、制御回路１２０は、所定のクールダウン時間の経過を待って上述の電流制御を再開するようにしても良い。また、一次側制御ＩＣ１０への電源電圧ＶＣＣの入力の遮断により、短絡異常が発生したとの判断は破棄されて良い。

【0055】

このような動作により、センス抵抗Ｒ_ＣＳが短絡する不具合が発生していたとしても、スイッチングトランジスタＭ１の破損等を回避することができる。

【0056】

短絡判定電圧Ｖ_ＴＨは所定の正の直流電圧値を有する。短絡判定電圧Ｖ_ＴＨはターンオフ基準電圧Ｖ_ＯＦＦよりも低い電圧に設定されても良い。或いは、短絡判定電圧Ｖ_ＴＨはターンオフ基準電圧Ｖ_ＯＦＦと一致していても良い（即ち、短絡判定電圧Ｖ_ＴＨ及びターンオフ基準電圧Ｖ_ＯＦＦは互いに同じ電圧値を有していても良い）。

【0057】

短絡判定電圧Ｖ_ＴＨをターンオフ基準電圧Ｖ_ＯＦＦと一致させる場合、電圧Ｖ_ＴＨ及びＶ_ＯＦＦとして兼用される単一の所定電圧をセンス電圧Ｖ_ＣＳと比較する単一の比較器を用意するだけで、センス電圧Ｖ_ＣＳが短絡判定電圧Ｖ_ＴＨ又はターンオフ基準電圧Ｖ_ＯＦＦに達したか否かを判断できる。

【0058】

一方、短絡判定電圧Ｖ_ＴＨをターンオフ基準電圧Ｖ_ＯＦＦよりも低い電圧に設定すれば、短絡判定電圧Ｖ_ＴＨをターンオフ基準電圧Ｖ_ＯＦＦと一致させる場合よりも上限時間Ｔ_ＴＨを短く設定できるというメリットがある。

【0059】

例えば、ターンオフ基準電圧Ｖ_ＯＦＦ及び短絡判定電圧Ｖ_ＴＨが共に１Ｖであり、且つ、適正なセンス抵抗Ｒ_ＣＳが短絡無く設けられているケースでの電流制御におけるオン時間Ｔ_ＯＮの標準値が１０μ秒であったとしたならば、センス電圧Ｖ_ＣＳがターンオフ基準電圧Ｖ_ＯＦＦ（１Ｖ）に達したことを受けてスイッチングトランジスタＭ１のターンオフを行うという動作を担保すべく、上限時間Ｔ_ＴＨは１０μ秒よりも大きな時間、例えば２０μ秒に設定される。この場合、センス抵抗Ｒ_ＣＳの短絡時には、２０μ秒分、一次側巻線Ｗ１及びスイッチングトランジスタＭ１に電流Ｉ_Ｍ１が流れ続け、一次側巻線Ｗ１のインダクタンス値によっては電流Ｉ_Ｍ１が非常に大きな電流値に達するおそれがある。
これに対し、ターンオフ基準電圧Ｖ_ＯＦＦ、短絡判定電圧Ｖ_ＴＨを、例えば、夫々、１Ｖ、０．３Ｖに設定した場合には、上限時間Ｔ_ＴＨを６μ秒（＝２０μ秒×３／１０）に設定するといったことが可能となる。スイッチングトランジスタＭ１をターンオンさせたタイミングからの経過時間Ｔ_{ＴＩＭＥＲ}が６μ秒に達した時点でセンス電圧Ｖ_ＣＳが０．３Ｖ（短絡判定電圧Ｖ_ＴＨ）に達していなければ、センス抵抗Ｒ_ＣＳに短絡が生じていると推定され、その時点でスイッチングトランジスタＭ１をターンオフすれば、電流Ｉ_Ｍ１が小さい状態で電流制御を停止することが可能となる。

【0060】

尚、図５のタイミングｔ２以降のフィードバック制御においても、電流制御が利用されるようにしても良い。この場合、以下のように動作させれば良い。
即ち例えば、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが目標電圧Ｖ_ＴＧ未満であるときに限りフィードバック信号Ｖ_ＦＢとして特定のフィードバック信号Ｖ_ＦＢが一次側制御回路ＩＣ１０に供給されるようにフィードバック回路３０を構成しておく。或いは、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが目標電圧Ｖ_ＴＧより所定電圧ΔＶだけ低い電圧（Ｖ_ＴＧ－ΔＶ）以下となった後、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが目標電圧Ｖ_ＴＧに達するまでの間において、特定のフィードバック信号Ｖ_ＦＢが一次側制御回路ＩＣ１０に供給されるようにフィードバック回路３０を構成しておいても良い。そして、制御回路１２０は、特定のフィードバック信号Ｖ_ＦＢが入力されているときに上記電流制御を実行し、特定のフィードバック信号Ｖ_ＦＢが入力されていないときにはスイッチングトランジスタＭ１をオフ状態に維持する。これにより、スイッチングトランジスタＭ１が間欠的にスイッチング駆動されて、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが目標電圧Ｖ_ＴＧ近辺に保持される。タイミングｔ２以降の電流制御においても、上述したように、制御回路１２０は、スイッチングトランジスタＭ１をターンオンさせたタイミングからの経過時間Ｔ_{ＴＩＭＥＲ}が所定の上限時間Ｔ_ＴＨに達してもセンス電圧Ｖ_ＣＳが所定の短絡判定電圧Ｖ_ＴＨに達さないとき、短絡異常が発生していると判断して、ドライブ回路１３０を通じスイッチングトランジスタＭ１をターンオフさせると良い。

【0061】

＜＜第２実施形態＞＞
本発明の第２実施形態を説明する。第２実施形態並びに後述の第３及び第４実施形態は第１実施形態を基礎とする実施形態であり、第２～第４実施形態において特に述べない事項に関しては、矛盾の無い限り、第１実施形態の記載が第２～第４実施形態にも適用される。第２実施形態において、第１及び第２実施形態間で矛盾する事項については第２実施形態の記載が優先されて良い（後述の第３及び第４実施形態についても同様）。矛盾の無い限り、第１～第４実施形態の内、任意の複数の実施形態を組み合わせても良い。

【0062】

第１実施形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１が絶縁同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータであるとしたが、ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、一次側巻線Ｗ１に加わる入力電圧Ｖ_ＩＮからトランスＴＲの二次側において（即ち二次側回路において）出力電圧Ｖ_ＯＵＴを生成するものであれば任意である。

【0063】

例えば、図１に示したＤＣ／ＤＣコンバータ１では、いわゆるローサイドアプリケーションが採用されているが、ハイサイドアプリケーションが採用されても良い。ハイサイドアプリケーションが採用されたＤＣ／ＤＣコンバータ１では、ＳＲトランジスタＭ２が出力端子Ｐ２側に設けられ、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが加わる出力端子Ｐ２とトランスＴＲの二次側巻線Ｗ２との間にＳＲトランジスタＭ２が直列に挿入される。この他、本発明の主旨を損なわない形態で、二次側回路におけるＳＲトランジスタＭ２の配置位置を変更することが可能である。

【0064】

また例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、整流ダイオードを用いたＤＣ／ＤＣコンバータ（絶縁ダイオード整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ）であっても良い。この場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ１において、図１のＳＲトランジスタＭ２及び寄生ダイオードＤ２の代わりに、整流ダイオードを二次側回路に設ける。整流ダイオードは二次側巻線Ｗ２と出力コンデンサＣ_ＯＵＴと間に挿入され、一次側巻線Ｗ１から二次側巻線Ｗ２に伝搬された電力を整流する。

【0065】

また例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータ１を、フォワード方式の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータとして構成しても良く、この場合にも、同期整流方式及び整流ダイオード方式の何れが採用されても良い。

【0066】

＜＜第３実施形態＞＞
本発明の第３実施形態を説明する。第３実施形態では、本発明に係る絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの用途を説明する。

【0067】

図９に示す如く、本発明に係る絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを用いたＡＣ／ＤＣコンバータ３００を構成して良い。ＡＣ／ＤＣコンバータ３００は、フィルタ３０１、整流回路３０２、平滑コンデンサ３０３及び絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０４を備える。フィルタ３０１は、ＡＣ／ＤＣコンバータ３００に入力された交流電圧Ｖ_ＡＣのノイズを除去する。交流電圧Ｖ_ＡＣは商用交流電圧であって良い。整流回路３０２は、フィルタ３０１を通じて供給された交流電圧Ｖ_ＡＣを全波整流するダイオードブリッジ回路である。平滑コンデンサ３０３は全波整流された電圧を平滑化することで直流電圧を生成する。絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０４は、平滑コンデンサ３０３にて生成された直流電圧を入力電圧Ｖ_ＩＮとして受け、入力電圧Ｖ_ＩＮを電力変換（直流－直流変換）することで出力電圧Ｖ_ＯＵＴを生成する。第１又は第２実施形態に示されたＤＣ／ＤＣコンバータ１を絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０４として用いることができる。この場合、図１の入力コンデンサＣ_ＩＮは平滑コンデンサ３０３に相当する。

【0068】

ＡＣ／ＤＣコンバータ３００を用いて電源アダプタを構成しても良い。図１０は、ＡＣ／ＤＣコンバータ３００を備える電源アダプタ３２０を示す図である。電源アダプタ３２０は、ＡＣ／ＤＣコンバータ３００、プラグ３２１、筐体３２２及び出力コネクタ３２３を備え、筐体３２２内にＡＣ／ＤＣコンバータ３００が収容及び配置される。プラグ３２１は図示されないコンセントから商用交流電圧Ｖ_ＡＣを受け、ＡＣ／ＤＣコンバータ３００はプラグ３２１を通じて入力された商用交流電圧Ｖ_ＡＣから直流の出力電圧Ｖ_ＯＵＴを生成する。出力電圧Ｖ_ＯＵＴが、出力コネクタ３２３を通じ、図示されない任意の電気機器に供給される。電気機器としては、ノート型パーソナルコンピュータ、情報端末機、デジタルカメラ、デジタルビデオカメラ、携帯電話機（スマートフォンに分類されるものを含む）、携帯オーディオプレイヤなどが例示される。

【0069】

ＡＣ／ＤＣコンバータ３００を備える電気機器を構成しても良い。図１１（ａ）及び（ｂ）は、ＡＣ／ＤＣコンバータ３００を備える電気機器３４０を示す図である。図１１（ａ）及び（ｂ）に示される電気機器３４０はディスプレイ装置であるが、電気機器３４０の種類は特に限定されず、オーディオ機器、冷蔵庫、洗濯機、掃除機など、ＡＣ／ＤＣコンバータを内蔵する機器であれば任意である。電気機器３４０は、ＡＣ／ＤＣコンバータ３００、プラグ３４１、筐体３４２及び負荷３４３を備え、筐体３２２内にＡＣ／ＤＣコンバータ３００及び負荷３４３が収容及び配置される。プラグ３４１は図示されないコンセントから商用交流電圧Ｖ_ＡＣを受け、ＡＣ／ＤＣコンバータ３００はプラグ３４１を通じて入力された商用交流電圧Ｖ_ＡＣから直流の出力電圧Ｖ_ＯＵＴを生成する。生成された出力電圧Ｖ_ＯＵＴは負荷３４３に供給される。負荷３４３は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴに基づいて駆動する任意の負荷であって良く、例えば、マイコンコンピュータ、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、電源回路、照明機器、アナログ回路又はデジタル回路である。

【0070】

＜＜第４実施形態＞＞
本発明の第４実施形態を説明する。第４実施形態では、第１～第３実施形態に対する幾つかの変形技術等を説明する。

【0071】

上述したように、一次側制御ＩＣ１０の各回路素子は半導体集積回路の形態で形成され、当該半導体集積回路を樹脂にて構成された筐体（パッケージ）内に封入することで半導体装置が構成される。但し、複数のディスクリート部品を用いて一次側制御ＩＣ１０内の回路と同等の回路を構成するようにしても良い。一次側制御ＩＣ１０内に含まれるものとして上述した任意の幾つかの回路素子は、一次側制御ＩＣ１０外に設けられて一次側制御ＩＣ１０に外付け接続されても良い。逆に、一次側制御ＩＣ１０外に設けられるものとして上述した幾つかの回路素子を、一次側制御ＩＣ１０内に設けるようにしても良い。

【0072】

任意の信号又は電圧に関して、上述の主旨を損なわない形で、それらのハイレベルとローレベルの関係を逆にしても良い。

【0073】

ＦＥＴの型をＮチャネル型及びＰチャネル型間で入れ替える変形も可能である。

【0074】

図３に示される一次側制御ＩＣ１０は、対象スイッチング素子のオン、オフを制御する任意のスイッチ制御装置として機能する。但し、対象スイッチング素子は対象コイル及びセンス抵抗と直列接続され、対象スイッチング素子と対象コイル及びセンス抵抗との直列回路に対して所定の直流電圧が印加されるものとする。故に、対象スイッチング素子のオン区間では、対象スイッチング素子がターンオンしてからの経過時間の増大に伴い対象スイッチング素子に流れる電流が増大することになる。図１の一次側制御ＩＣ１０にとっての対象スイッチング素子及び対象コイルはスイッチングトランジスタＭ１及び一次側巻線Ｗ１であるが、本発明において、対象スイッチング素子及び対象コイルは、これに限定されず、対象スイッチング素子のスイッチング駆動により対象コイルに流れる電流を制御する用途に、本発明を広く適用可能である。

【0075】

上述の各トランジスタは、任意の種類のトランジスタであって良い。例えば、ＭＯＳＦＥＴとして上述されたトランジスタを、接合型ＦＥＴ、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）又はバイポーラトランジスタに置き換えることも可能である。任意のトランジスタは第１電極、第２電極及び制御電極を有する。ＦＥＴにおいては、第１及び第２電極の内の一方がドレインで他方がソースであり且つ制御電極がゲートである。ＩＧＢＴにおいては、第１及び第２電極の内の一方がコレクタで他方がエミッタであり且つ制御電極がゲートである。ＩＧＢＴに属さないバイポーラトランジスタにおいては、第１及び第２電極の内の一方がコレクタで他方がエミッタであり且つ制御電極がベースである。

【0076】

本発明のスイッチ制御装置の制御対象となるスイッチング素子（対象スイッチング素子）として、ＭＯＳＦＥＴを含むＦＥＴ又はＩＧＢＴなどの電圧制御型のトランジスタ（即ち、制御電極における電圧に応じて第１及び第２電極間に流れる電流が制御されるトランジスタ）が主として想定されるが、バイポーラトランジスタを当該スイッチング素子（対象スイッチング素子）として用いるようにしても良い。

【0077】

本発明の実施形態は、特許請求の範囲に示された技術的思想の範囲内において、適宜、種々の変更が可能である。以上の実施形態は、あくまでも、本発明の実施形態の例であって、本発明ないし各構成要件の用語の意義は、以上の実施形態に記載されたものに制限されるものではない。上述の説明文中に示した具体的な数値は、単なる例示であって、当然の如く、それらを様々な数値に変更することができる。

【符号の説明】

【0078】

１ 絶縁同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ
１０ 一次側制御ＩＣ（スイッチ制御装置）
２０ 二次側制御ＩＣ
ＴＲ トランス
Ｗ１ 一次側巻線
Ｗ２ 二次側巻線
Ｍ１ スイッチングトランジスタ（スイッチング素子）
Ｍ２ 同期整流トランジスタ
Ｒ_ＣＳ センス抵抗
１１０ 内部電源回路
１２０ 制御回路
１３０ ドライブ回路
ＴＭ１ 外部端子（出力端子）
ＴＭ５ 外部端子（電圧入力端子）

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】