特許 7153796 二次励磁発電電動装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2022-10-05

(45)【発行日】2022-10-14

(54)【発明の名称】二次励磁発電電動装置

(51)【国際特許分類】

   H02P 9/10 20060101AFI20221006BHJP

   H02P 101/10 20150101ALN20221006BHJP

   H02P 101/15 20150101ALN20221006BHJP

   H02P 103/10 20150101ALN20221006BHJP

【ＦＩ】

H02P9/10 Z

H02P101:10

H02P101:15

H02P103:10

【請求項の数】 5

(21)【出願番号】P 2021519245

(86)(22)【出願日】2019-08-08

(86)【国際出願番号】 JP2019031524

(87)【国際公開番号】W WO2020230343

(87)【国際公開日】2020-11-19

【審査請求日】2021-09-28

(31)【優先権主張番号】P 2019093149

(32)【優先日】2019-05-16

(33)【優先権主張国・地域又は機関】JP

(73)【特許権者】

【識別番号】511238158

【氏名又は名称】日立三菱水力株式会社

(73)【特許権者】

【識別番号】000005108

【氏名又は名称】株式会社日立製作所

(74)【代理人】

【識別番号】110002147

【氏名又は名称】弁理士法人酒井国際特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】阪東 明

(72)【発明者】

【氏名】川添 裕成

(72)【発明者】

【氏名】菊池 輝

【審査官】尾家 英樹

(56)【参考文献】

【文献】特開２０１５－１２６９３（ＪＰ，Ａ）

【文献】国際公開第２０１５／１８６２３２（ＷＯ，Ａ１）

【文献】特開２０１４－０８７１４１（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０２Ｐ ９／１０

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

交流系統に固定子側電機子巻線が接続された巻線型誘導機と、この巻線型誘導機の回転子側励磁巻線が接続された３レベルＮＰＣ電力変換器と、この３レベルＮＰＣ電力変換器の正極直流端と中性点間に接続した第１の直流コンデンサと、この中性点と負極直流端間に接続した第２の直流コンデンサと、この第１の直流コンデンサと第２の直流コンデンサに直流電圧を供給する直流電圧源と、前記巻線型誘導機の励磁巻線電流を検出する励磁電流検出器と、前記交流系統の周波数と前記巻線型誘導機の回転周波数の差に等しいすべり周波数の励磁電流指令値を演算し、前記励磁電流検出器からの励磁電流検出値が前記励磁電流指令値に一致するように第１の点弧パルス指令を出力する励磁電流指令装置と、この第１の点弧パルス指令を前記３レベルＮＰＣ電力変換器の自己消弧型半導体素子に入力する構成の二次励磁発電電動装置において、
前記励磁電流検出器からの電流絶対値の大小順に第１相、第２相、第３相を識別する機能と、前記第１相と正極側クランプダイオード間の自己消弧型半導体素子Ｐ１Ｃと、この自己消弧型半導体素子Ｐ１Ｃと正極間の自己消弧型半導体素子Ｐ１と、前記第１相と負極側クランプダイオード間の自己消弧型半導体素子Ｎ１Ｃと、この自己消弧型半導体素子Ｎ１Ｃと負極間の自己消弧型半導体素子Ｎ１とからなる４個の直列接続の自己消弧型半導体素子を、自己消弧型半導体素子Ｐ１と自己消弧型半導体素子Ｐ１Ｃからなる第１相Ｐ群と自己消弧型半導体素子Ｎ１と自己消弧型半導体素子Ｎ１Ｃからなる第１相Ｎ群に分け、前記第１相の電流検出値の極性を判別し、前記第１と第２の直流コンデンサを充電する方向に前記第１相Ｐ群または第１相Ｎ群の何れかの点弧パルスをオン側に反対側をオフ側に固定し、前記第２相と正極側クランプダイオード間の自己消弧型半導体素子Ｐ２Ｃと、この自己消弧型半導体素子Ｐ２Ｃと正極間の自己消弧型半導体素子Ｐ２と、前記第２相と負極側クランプダイオード間の自己消弧型半導体素子Ｎ２Ｃと、この自己消弧型半導体素子Ｎ２Ｃと負極間の自己消弧型半導体素子Ｎ２とからなる４個の直列接続の自己消弧型半導体素子を、自己消弧型半導体素子Ｐ２と自己消弧型半導体素子Ｐ２Ｃからなる第２相Ｐ群と自己消弧型半導体素子Ｎ２と自己消弧型半導体素子Ｎ２Ｃからなる第２相Ｎ群に分け、前記第２相Ｐ群の点弧パルスは前記第１相Ｎ群と同一側に、前記第２相Ｎ群の点弧パルスは前記第１相Ｐ群と同一側に固定し、前記第３相と正極側クランプダイオード間の自己消弧型半導体素子Ｐ３Ｃと、このＰ３Ｃと正極間の自己消弧型半導体素子Ｐ３と、前記第３相と負極側クランプダイオード間の自己消弧型半導体素子Ｎ３Ｃと、この自己消弧型半導体素子Ｎ３Ｃと負極間の自己消弧型半導体素子Ｎ３とからなる４個の直列接続の自己消弧型半導体素子を、自己消弧型半導体素子Ｐ３Ｃと自己消弧型半導体素子Ｎ３Ｃからなる第３相第１群の点弧パルスをオンに固定し、自己消弧型半導体素子Ｐ３と自己消弧型半導体素子Ｎ３からなる第３相第２群の点弧パルスをオフに固定して出力する第２の点弧パルス指令として出力するパルス指令器と、
前記第１の点弧パルス指令と、前記第２の点弧パルス指令とを双方向に切り替えて前記３レベルＮＰＣ電力変換器に出力するパルス切替器を設け、このパルス切替器は、前記励磁電流検出器からの検出電流値のいずれかの絶対値が過電流設定レベル１を超えたことを含む条件に第１の点弧パルス指令から第２の点弧パルス指令に切替、前記励磁電流検出器からの検出電流値が３相ともに過電流設定レベル２以下になったことを含む条件に前記第２の点弧パルス指令から、第１の点弧パルス指令に切り替えることを特徴とする二次励磁発電電動装置。

【請求項2】

前記直流電圧源は、前記交流系統から絶縁された２組の交流電圧を供給する励磁用変圧器と、前記２組の交流電圧の一方の交流電圧を交流端に接続し、直流端を前記第１の直流コンデンサに接続して電圧制御する第１の２レベル電力変換器と、前記２組の交流電圧の他方の交流電圧を交流端に接続し、直流端を前記第２の直流コンデンサに接続して直流電圧制御する第２の２レベル電力変換器とからなる構成であることを特徴とする請求項１に記載の二次励磁発電電動装置。

【請求項3】

前記巻線型誘導機の回転子側励磁巻線と前記励磁電流検出器の間に電流バイパス回路を設け、過電流設定レベル３は前記過電流設定レベル１よりも大きな値であって、前記励磁電流検出器からの電流検出値のいずれかの絶対値がこの電流設定レベル３を超えたときに前記電流バイパス回路を閉路し、前記３レベルＮＰＣ電力変換器の自己消弧型半導体素子への点弧指令を全てオフにすることを特徴とする請求項１または２に記載の二次励磁発電電動装置。

【請求項4】

前記巻線型誘導機の回転子側励磁巻線と前記励磁電流検出器の間に電流バイパス回路を設け、過電流設定レベル４は前記過電流設定レベル１よりも小さな値であって、前記第３相の電流絶対値がこの電流設定レベル４を超えたときに前記電流バイパス回路を閉路し、前記３レベルＮＰＣ電力変換器の自己消弧型半導体素子への点弧指令を全てオフにすることを特徴とする請求項１または２に記載の二次励磁発電電動装置。

【請求項5】

前記第１の直流コンデンサに、第１の直流電圧センサと、抵抗と第１の自己消弧型半導体素子とを直列接続した第１の能動型直流電圧抑制回路と、を並列接続し、前記第２の直流コンデンサに、第２の直流電圧センサと、抵抗と第２の自己消弧型半導体素子とを直列接続した第２の能動型直流電圧抑制回路と、を並列接続し、前記第１の直流電圧センサの検出値が設定範囲を超えた時に前記第１の自己消弧型半導体素子をオンオフ制御して直流電圧を抑制し、前記第２の直流電圧センサの検出値が設定範囲を超えた時に前記第２の自己消弧型半導体素子をオンオフ制御して直流電圧を抑制する、ことを特徴とする請求項１から４のいずれか一つに記載の二次励磁発電電動装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、二次励磁用電力変換器を用いた二次励磁発電電動装置に関する。

【背景技術】

【0002】

二次励磁用電力変換器を用いた交流励磁発電電動機は、従来の固定速度同期機と同様に無効電力出力を制御できる上、同期速度周辺の回転速度範囲内で高速トルク制御あるいは高速有効電力制御が実現できる。このため、従来の固定速度発電電動機と比べてポンプ水車システムや風力発電システムなどの原動機をより広い運転条件で最適運転できる利点がある。また、回転部分のフライホイールエネルギーを一時的に電力系統に放出・吸収することにより電力系統の周波数安定化に寄与できる利点がある。

【0003】

一方、二次励磁用電力変換器は発電機の電機子容量よりも小さくできるものの、従来の固定速度同期機の励磁用電力変換器と比べてはるかに容量も大きくなるだけでなく回路も複雑となる。このため、従来の固定速度同期機の励磁用電力変換器と同等の過電流耐量を確保するのも励磁頂上電圧を確保するのも経済的に困難となる。

【0004】

このため、交流系統側に異常が発生した時には励磁巻線過電流に対する短絡回路を動作させ、励磁用電力変換器をバイパスして過電流容量を抑える方法が一般的に採用されている。特に、励磁巻線を短絡する場合、発電電動機のトルクは二次抵抗短絡の巻線型誘導機トルクに急変する上に、短絡前の回転速度によってトルクは大きく変わる。その結果、発電電動装置の運転は継続できても、電力系統に大きな動揺を与えて系統を不安定化させる欠点があった。また、二次抵抗短絡時は無効電力を消費するために交流系統の電圧低下を一層助長するため、結果的に需要家への電力供給を阻害する欠点があった。

【0005】

非特許文献１には、この欠点に対応するために、自己消弧機能を持たないサイリスタ変換器を逆並列接続した他励式二次励磁電力変換器で励磁過電圧を検出すると励磁電流指令とは逆極性の電力変換器を点弧して運転継続する方法が開示されている。また、電力用半導体の電流値から発生損失を演算し、冷却水温から素子ジャンクション温度を常時演算して過電流保護に時限を持たせることにより、一切の短絡動作なしに四半世紀で２５０回以上の系統地絡事故中も励磁制御を中断せずに運転継続実績を重ねた４００ＭＷ級二次励磁発電電動装置の例がある。

【0006】

一方、近年の自己消弧型半導体電力素子の技術進歩は著しく、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＩＧＣＴ（Integrated Gate Commutated Thyristor）などを適用した自励式電力変換器の大容量化、高圧化が進んでいる。自励式電力変換器には変換器力率の調整機能など、他励式変換器にはない利点がある。一方、電力系統側の異常時にも運転継続、無効電力供給の継続が要求される二次励磁発電電動装置の場合、自己消弧型半導体素子を使った変換器では短時間の過電流耐量を経済的に確保するのが難しいという問題がある。これは、サイリスタなどの従来素子が素子自体の熱容量によってジャンクション温度上限まで１００ミリ秒から秒オーダの過電流耐量を持たせることが出来るのに対し、自己消弧素子の場合は、電流素子定格が瞬時の電流遮断耐量で決まることによる。

【0007】

この欠点に対応するために、自己消弧素子と逆並列のダイオードがサイリスタと同じバイポーラ素子で過電流耐量を持っていることに着目する方法がある。

【0008】

もっとも簡単な方法として、全ての自己消弧素子へのゲートをオフしてダイオードブリッジ動作する方法がある。この方法によれば励磁回路の電流自由度が通常時の２から１に下がるため、安定かつ高速に電流自由度２に復帰して通常の制御に戻ることが難しいという課題がある。

【0009】

特許文献１では、系統事故時の過電流発生時にも短絡回路を動作させず、ゲートオフもせず、即ち励磁回路の電流自由度２を保ったままで通常時のＰＷＭ制御と双方向の切替可能な制御モードを採用することによって、過電流期間中は励磁電流を全てダイオードに流し、過電流から復帰後は通常のＰＷＭ制御に戻すことによって、他励式二次励磁電力変換器に劣らぬ運転継続性能と安定性を備えた二次励磁発電伝送装置を実現している。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0010】

【文献】特許第５４０１２１３号公報

【文献】特許第３２２２０２８号公報

【非特許文献】

【0011】

【文献】日立評論（HITACHI REVIEW）１９９５ Vol.44

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0012】

自己消弧素子を用いた自励式二次励磁電力変換器の実現方法としては特許文献１の方法が開示されている。

【0013】

発電電動機の大容量化に比例して二次励磁電力変換器も大容量化する場合、交流出力電圧の高圧化が求められる。しかし、２レベル変換器の場合、直流コンデンサ電圧Ｖｃに対して交流側出力相電圧は（＋Ｖｃ／２）と（－Ｖｃ／２）の２レベルに限られる。このため、二次励磁電力変換器を高圧化するためには直流コンデンサ電圧Ｖｃを上げる他ない。

【0014】

しかし、直流コンデンサ電圧Ｖｃを高くすると、交流側出力相電圧も上がり、結果的に回転子側励磁巻線コイルに加わる電圧の時間変化率ｄＶ／ｄｔも上昇する。コイルの絶縁仕様は、定格交流電圧やピーク電圧値規定が一般的であるが、電圧の時間変化率が所定の値を超えると誘電体損失の経年劣化が急速に進むことが知られている。仮に、この所定の値が同じでも、２レベル変換器出力のように電圧ゼロ期間を持たずに極性変化する場合、「電圧ゼロ期間を介して電圧変化する場合に比べて経年劣化が進みやすい傾向にある。」とされる。更に、工場で一体組立した状態で真空中ワニス注入したコイルに比べ、経年劣化から制約される電圧時間変化率許容値は、現地で組み立てるコイルの場合は大幅に下がることも指摘されている。
以上より、揚水発電所の可変速化に用いる二次励磁電力変換器は元より、大容量化する洋上風車の二次励磁電力変換器として２レベル変換器を適用し続けるのは難しいという課題がある。

【0015】

上記課題を解決する手段として、３レベルＮＰＣ電力変換器を適用する方法が考えられる。３レベル変換器の場合、直列接続された２つの直流コンデンサの電圧をＶｃに対して交流出力相電圧は（＋Ｖｃ）、（０）、（－Ｖｃ）の３レベルとなる。コンデンサの直流電圧Ｖｃが同じでも、交流出力電圧は２レベル変換器の２倍を確保する効果があるため、結果的にコイルに加わる電圧の時間変化率ｄＶ／ｄｔを下げる効果がある。また、電圧ゼロ期間を持つため、コイルに加わる電圧の時間変化率ｄＶ／ｄｔが２レベル変換器と同じでも、誘電体損失による経年劣化が緩和される効果がある。
しかしながら、特許文献１の方法は、２レベル方式の電力変換器にしか適用できない。

【0016】

本発明の目的は、上記の課題を解決して３レベルＮＰＣ電力変換器を採用し、系統事故時の運転継続性を確保し、系統安定化に寄与する二次励磁発電電動装置を提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0017】

回転子側励磁巻線に接続した３レベルＮＰＣ電力変換器は、特許文献１の２レベル変換器と同様、電流自由度２の３相３線回路とする。このため、バイパス回路を動作させず、全素子のゲートをオフせぬ限り、３相電流ＩＵ、ＩＶ、ＩＷの絶対値の大小関係と符号は、通常運転時も系統事故時の過電流発生時も、図９に示す１２モードに限定できる。

【0018】

図１０に、図９のモード１での解決手段を、前記３レベルＮＰＣ電力変換器の動作で示す。

【0019】

Ｖ相電流ＩＶの絶対値が１番目に大きく極性が負の場合、素子ＶＰＣと素子ＶＰのゲートをオン側に、素子ＶＮと素子ＶＮＣをオフ側に固着する。これにより電力変換器Ｖ相から流入する電流ＩＶは正極側直流コンデンサＣＰを充電する。

【0020】

Ｕ相電流ＩＵの絶対値が２番目で極性が正の場合、素子ＵＮＣと素子ＵＮのゲートをオン側に、素子ＵＰと素子ＵＰＣをオフ側に固着する。これにより、電力変換器Ｕ相から流出する電流ＩＵは負極側直流コンデンサＣＮを充電する。

【0021】

残るＷ相電流ＩＷの絶対値が３番目（最小）なので、電流極性に関わらず、素子ＷＰＣと素子ＷＮＣのゲートをオン側に固着、素子ＷＰと素子ＷＮのゲートをオフ側に固着する。これにより、電力変換器Ｗ相から流出する電流ＩＷは、正極側直流コンデンサから中性点、正極側のクランプダイオードを経由して供給される。

【0022】

この結果、モード１では、正極側直流コンデンサを充電するＩＶの絶対値の方が負極側直流コンデンサを充電するＩＵの絶対値よりも大きいため、正極側直流コンデンサ電圧の方が負極側直流コンデンサよりも高くなり、電圧バランスが崩れる要因となる。

【0023】

図１１に、図９のモード２での解決手段を、前記３レベルＮＰＣ電力変換器の動作で示す。

【0024】

Ｕ相電流ＩＵの絶対値が１番目に大きく極性が正の場合、素子ＵＮＣと素子ＵＮのゲートをオン側に、素子ＵＰと素子ＵＰＣをオフ側に固着する。これにより、電力変換器Ｕ相から流出する電流ＩＵは負極側直流コンデンサＣＮを充電する。

【0025】

Ｖ相電流ＩＶの絶対値が２番目で極性が負の場合、素子ＶＰＣと素子ＶＰのゲートをオン側に、素子ＶＮと素子ＶＮＣをオフ側に固着する。これにより電力変換器Ｖ相から流入する電流ＩＶは正極側直流コンデンサＣＰを充電する。

【0026】

残るＷ相電流ＩＷの絶対値が３番目（最小）なので、電流極性に関わらず、素子ＷＰＣと素子ＷＮＣのゲートをオン側に固着、素子ＷＰと素子ＷＮのゲートをオフ側に固着する。これにより、電力変換器Ｗ相から流入する電流ＩＷは、中性点、負極側のクランプダイオードを経由して負極側直流コンデンサを充電する。

【0027】

この結果、モード２では、負極側直流コンデンサを充電するＩＵの絶対値の方が正極側直流コンデンサを充電するＩＶの絶対値よりも大きいため、負極側直流コンデンサ電圧の方が正極側直流コンデンサよりも高くなり、電圧バランスが崩れる要因となる。

【0028】

仮に、電流ＩＵ、ＩＶ、ＩＷの３相平衡が前提条件となるのであれば、３番目の電流極性が変化する毎に正極と負極の直流コンデンサは交互に過充電・不足充電を繰り返すため、電圧平衡が大きく崩れる危険性は低いと考えられる。しかし、過電流が発生しながら運転継続を求められる系統事故時の場合、前記の前提条件から大きく離れるため、電圧平衡を保つ手段が必要となる。

【0029】

このための手段として、特許文献２に開示された回路構成を用いる。即ち、正極側直流コンデンサと負極側直流コンデンサを、それぞれ２台の２レベル変換器の直流側に接続し、交流側を励磁変圧器で絶縁された２組の交流端子に接続する。このように２台の２レベル変換器は各々の直流電圧を互いに独立に制御できる構成とした上で、正極側と負極側の直流コンデンサ値が平衡するように制御する。

【0030】

以上の装置構成と制御方法によって、所期の目的を達成することができる。

【発明の効果】

【0031】

本発明の二次励磁発電電動装置によれば、特に電力系統への落雷による地絡故障などの電圧低下が発生した際、発電電動機のトルク動揺を最小に抑えながら運転継続能力を高めると同時に無効電力供給能力をいち早く復帰することによって電力系統の安定運用への貢献を実現できる。

【図面の簡単な説明】

【0032】

【図1】本発明の実施例を示す回路図

【図2】本発明の別の実施例を示す回路図

【図3】３レベルＮＰＣ電力変換器のＰＷＭ変調回路３７の動作を示す図

【図4】３レベルＮＰＣ電力変換器のパルス発生回路４５の動作を示す図

【図5】３レベルＮＰＣ電力変換器の第２のＰＷＭ変調回路４０の構成図

【図6】３レベルＮＰＣ電力変換器の運転モード切替回路４１の構成図

【図7】本発明の動作を示す図

【図8】本発明の動作を示す図

【図9】３レベルＮＰＣ電力変換器の通流モード区分を示す図

【図10】３レベルＮＰＣ電力変換器のＷ相正側クランプ回路通流時を示す図

【図11】３レベルＮＰＣ電力変換器のＷ相負側クランプ回路通流時を示す図

【発明を実施するための形態】

【0033】

以下に、本発明にかかる二次励磁発電電動装置の実施例を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施例によりこの発明が限定されるものではない。

【実施例1】

【0034】

図１を用いて、本発明の実施例１の装置構成を説明する。

【0035】

３相交流系統１と主要変圧器２、相反転断路器（８９ＧＭ）３、同期遮断器（５２Ｇ）４を介して巻線型誘導機の固定子側電機子巻線５を接続する。回転子側励磁巻線６は３レベルＮＰＣ電力変換器７の交流側に接続する。３レベルＮＰＣ電力変換器７の直流側正極端と中性点端子間には正極側直流コンデンサ（ＣＰ）８と直流電圧源７１の第１直流出力端（ＶＤＣ１）が並列接続される。

【0036】

一方、３レベルＮＰＣ電力変換器７の中性点端子と直流側負極端間には負極側直流コンデンサ（ＣＮ）１２と直流電圧源７１の第二直流出力端（ＶＤＣ２）が並列接続される。

【0037】

直流電圧源７１の交流端は励磁遮断器（５２Ｅ）１６の第１端子に並列接続され、第２端子は主要変圧器２の巻線型発電電動機側端に並列接続される。

【0038】

直流電圧源７１は交流／直流電力変換器からなる。例えば、３レベルＮＰＣ電力変換器７の直流側正極端、負極端、中性点端子と背後接続した構成で実現することができる。

【0039】

次に、３レベルＮＰＣ電力変換器７の制御系の構成を説明する。

【0040】

巻線型誘導機の固定子側電機子端の計器用変圧器２８から演算した発電機電圧ＶＧが設定値になるように、ｄ軸電流指令（Ｉ＿Ｄｒｅｆ）を出力する自動電圧調整器（ＡＶＲ）２９を設け、計器用変圧器３と主要変圧器端計器用変流器３０から演算した有効電力が設定値になるように、ｑ軸電流指令（Ｉ＿Ｑｒｅｆ）を出力する自動電圧調整器（ＡＰＲ）３１を設ける。

【0041】

回転位相検出器（ＰＬＧ）５５と主要変圧器端計器用変圧器１７とから、交流系統周波数と巻線型誘導機の回転周波数の差に等しいすべり周波数の位相θｓを検出する位相検出器３２を設け、２相電流指令（Ｉ＿Ｄｒｅｆ、Ｉ＿Ｑｒｅｆ）を２相／３相座標変換器３３に入力してすべり周波数の３相電流指令（ＩＵ＿ｒｅｆ、ＩＶ＿ｒｅｆ、ＩＷ＿ｒｅｆ）を出力する。

【0042】

巻線型誘導機の回転子側励磁巻線６の端子と３レベルＮＰＣ電力変換器７の間に励磁電流用計器用変流器３４を設け、励磁電流値（ＩＵ、ＩＶ、ＩＷ）を検出し、３相２相変換器３５で定常時に直流量となる２相電流値（Ｉ＿ＤｆＢ、Ｉ＿ＱｆＢ）を演算する。

【0043】

励磁電流調整器３６は、２相電流指令（Ｉ＿Ｄｒｅｆ、Ｉ＿Ｑｒｅｆ）と２相電流値（Ｉ＿ＤｆＢ、Ｉ＿ＱｆＢ）が一致するように、かつ、３相電流指令（ＩＵ＿ｒｅｆ、ＩＶ＿ｒｅｆ、ＩＷ＿ｒｅｆ）と励磁電流値（ＩＵ、ＩＶ、ＩＷ）が一致するように、変調率指令（αＵ、αＶ、αＷ）を出力する。この変調率指令（αＵ、αＶ、αＷ）を各相毎に設けた３台のＰＷＭ変調回路３７、３８、３９に入力し、各相毎に第１のモジュレーション指令（ＭＵ１、ＭＶ１、ＭＷ１）を出力する。

【0044】

一方、励磁電流用計器用変流器３４からの励磁電流値（ＩＵ、ＩＶ、ＩＷ）を入力し、第２のＰＷＭ変調回路４０で第２のモジュレーション指令（ＭＵ２、ＭＶ２、ＭＷ２）を出力する。

【0045】

また、励磁電流用計器用変流器３４からの励磁電流値（ＩＵ、ＩＶ、ＩＷ）を入力し、運転モード切替回路４１は第１のモジュレーション指令（ＭＵ１、ＭＶ１、ＭＷ１）と第２のモジュレーション指令（ＭＵ２、ＭＶ２、ＭＷ２）を一括切替させる指令値ＳＷを出力する。また、すべての自己消弧型素子への点弧指令をオフ側に固定するＧＢ指令を出力する。

【0046】

指令値ＳＷが０の時は第１のモジュレーション指令（ＭＵ１、ＭＶ１、ＭＷ１）を、指令値ＳＷが１の時は第２のモジュレーション指令（ＭＵ２、ＭＶ２、ＭＷ２）を選択するよう、各相毎の３台の切替器４２、４３、４４でモジュレーション指令（ＭＵ、ＭＶ、ＭＷ）を選択出力する。

【0047】

モジュレーション指令（ＭＵ、ＭＶ、ＭＷ）を各相毎の３のパルス発生回路４５、４６、４７に入力し、３レベルＮＰＣ電力変換器７の自己消弧型素子へのゲート指令をオンオフ制御する。

【0048】

図３を用いてＵ相のＰＷＭ変調回路３７の動作を説明する。

【0049】

ＰＷＭ調整回路３７は、中性点（０）と正極（＋１）間の正側搬送波と負極（－１）と中性点（０）間の負側搬送波を備え、これらの搬送波と入力側の変調率指令αＵから演算する変調波との大小関係より、３値（＋１、０、－１）選択のモジュレーション指令ＭＵ１を出力する。

【0050】

Ｖ相ＰＷＭ変調回路３８およびＷ相ＰＷＭ変調回路３９はＵ相のＰＷＭ変調回路３７と動作は同じであり、重複を避けるために説明を省略する。

【0051】

図４にパルス発生回路４５の動作を表形式で示す。

【0052】

最初に、運転モード切替回路４１からのＧＢ指令がレベル０の時の動作を説明する。
モジュレーション指令ＭＵが（＋１）の時、自己消弧素子ＵＰとＵＰＣへのゲート指令Ｇ＿ＵＰとＧ＿ＵＰＣをオン、その他をオフする。モジュレーション指令ＭＵが（０）の時、自己消弧素子ＵＰＣとＵＮＣへのゲート指令Ｇ＿ＵＰＣとＧ＿ＵＮＣをオン、その他をオフする。モジュレーション指令ＭＵが（－１）の時、自己消弧素子ＵＮとＵＮＣへのゲート指令Ｇ＿ＵＮとＧ＿ＵＮＣをオン、その他をオフする。一方、ＧＢ指令がレベル１の時は、モジュレーション指令ＭＵの値によらず、自己消弧素子ＵＰ、ＵＰＣ、ＵＮＣ、ＵＮへのゲート指令Ｇ＿ＵＰ、Ｇ＿ＵＰＣ、Ｇ＿ＵＮＣ、Ｇ＿ＵＮをオフする。

【0053】

図５に第２のＰＷＭ変調回路４０の構成を示す。

【0054】

絶対値演算器１０１、１０２、１０３で計器用変流器３４からの励磁電流値（ＩＵ、ＩＶ、ＩＷ）の絶対値｜ＩＵ｜、｜ＩＶ｜、｜ＩＷ｜を求め、減算器１０４、１０５、１０６で絶対値の差を出力、比較器１０７、１０８、１０９で符号判別結果を２値（０、１）選択出力する。比較器１０７、１０８、１０９の出力を論理回路１１０に入力し、論理回路１１０は、｜ＩＵ｜が最小の時にレベル１、その他の時にレベル０となる信号１１１を出力する。論理回路１１０は、｜ＩＶ｜、｜ＩＷ｜についても、同様に信号１１２、１１３を出力する。

【0055】

一方、比較器１１４、１１５、１１６で励磁電流値（ＩＵ、ＩＶ、ＩＷ）の極性を２値（０、１）選択出力する。比較器１１４は、ＩＵが正の時にレベル１、その他の時にレベル０となる信号１１７を出力する。ＩＶ、ＩＷについても、同様に、比較器１１５、１１６が、信号１１８、１１９をそれぞれ出力する。

【0056】

信号１１１、１１２、１１３、１１７、１１８、１１９は論理回路１２０に入力され、論理回路１２０は、各相毎の３値（＋１、０、－１）を３値選択出力回路１２１、１２２、１２３に出力する。

【0057】

Ｕ相の３値選択出力回路１２１は、ＩＵの絶対値が３相で最小の時に第２のモジュレーション出力ＭＵ２として‘０’を出力、ＩＵが正の時は第２のモジュレーション出力ＭＵ２として‘＋１’を出力、ＩＵが負の時は第２のモジュレーション出力ＭＵ２として‘－１’を出力する。Ｖ相の３値選択出力回路１２２、Ｗ相の３値選択出力回路１２３の動作はＵ相の３値選択出力回路１２１と同じであり、重複を避けるために説明を省略する。

【0058】

図６に運転モード切替回路４１の構成を示す。前の図５と同じ番号は同じ内容を示すため、重複を避けるために説明を省略する。

【0059】

最大値選択出力器２０２は、計器用変流器３４からの励磁電流値（ＩＵ、ＩＶ、ＩＷ）の絶対値｜ＩＵ｜、｜ＩＶ｜、｜ＩＷ｜の最大値を選択出力し、最小値選択出力器２０１は、絶対値｜ＩＵ｜、｜ＩＶ｜、｜ＩＷ｜の最小値を選択出力する。比較器２０３は最大値が設定値Ｉ１を超えるとレベル１を出力し、その他の時にレベル０を出力する。比較器２０４は最小値が設定値Ｉ２以下になるとレベル１を出力、その他の時にレベル０を出力する。比較器２０３の出力をセット信号、比較器２０４の出力をリセット信号とするフリップフロップ２０５は指令値ＳＷを出力する。

【0060】

指令値ＳＷがレベル０の時は、切替器４２、４３、４４で、第１のモジュレーション指令（ＭＵ１、ＭＶ１、ＭＷ１）が、指令値ＳＷがレベル１の時は、第２のモジュレーション指令（ＭＵ２、ＭＶ２、ＭＷ２）が選択される。

【0061】

ここで設定値Ｉ１とＩ２は、（Ｉ１＞Ｉ２）とし、Ｉ１は３レベルＮＰＣ電力変換器７の自己消弧型素子の最大遮断電流を基準に、最大遮断電流を超えない値に設定する。

【0062】

図７と図８に、図１から図６の二次励磁発電電動装置において、３相交流系統１で地絡故障が時刻ｔ０で発生、時刻ｔＣＢで事故相が除去されて通常運転に復帰する時の動作を示す。

【0063】

図７の期間（ｔ１、ｔ２）と（ｔ３、ｔ４）で、図８の期間（ｔ５、ｔ６）と（ｔ７、ｔ８）で指令値ＳＷがレベル１となり、第２のモジュレーション指令（ＭＵ２、ＭＶ２、ＭＷ２）が選択される。

【0064】

本実施例で説明した発明の構成によれば、過電流保護するために３レベルＮＰＣ電力変換器７をバイパスすることも、ゲートブロックすることもないため、きめ細かく２つのモジュレーション指令を相互に切り替えることができ、過電流保護と安定に運転継続することができる。

【実施例2】

【0065】

図２を用いて、本発明の実施例２の装置構成を説明する。

【0066】

３レベルＮＰＣ電力変換器７の直流側正極端子と中性点端子間には正極側直流コンデンサ（ＣＰ）８と第１の２レベル電力変換器９の直流端が並列接続され、第１の２レベル電力変換器９の交流端は第１の高調波抑制フィルタ１０を介して第１の励磁用変圧器１１に接続される。

【0067】

一方、３レベルＮＰＣ電力変換器７の中性点端子と直流側負極端間には負極側直流コンデンサ（ＣＮ）１２と第２の２レベル電力変換器１３の直流端が並列接続され、第２の２レベル電力変換器１３の交流端は第２の高調波抑制フィルタ１４を介して第２の励磁用変圧器１５に接続される。

【0068】

第１の励磁変圧器１１と第２の励磁変圧器１５の交流系統側端は励磁遮断器（５２Ｅ）１６の第１端子に並列接続され、第２端子は主要変圧器２の巻線型発電電動機側端に並列接続される。

【0069】

次に、第１の２レベル電力変換器９の制御系の構成と動作を説明する。

【0070】

主要変圧器２の巻線型発電電動機側端に設けた主要変圧器端計器用変圧器１７と第１の高調波フィルタ１０と交流端の間に設けた第１の計器用変流器１８とから演算した無効電力から力率が１になるように、ｄ軸直流電流指令（ＩＣ１＿Ｄｒｅｆ）を出力する第１の力率調整器（ＡＰＦＲ１）１９を設け、第１の計器用直流変圧器２０で正極側直流コンデンサ８の電圧ＶＤＣＰを検出し、設定値に調整するように、ｑ軸直流電流指令（ＩＣ１＿Ｑｒｅｆ）を出力する第１の直流電圧調整器（ＡＤＣＶＲ１）２１を設け、第１の２レベル変換器電流調整器２２で第１の２レベル変換器９を構成する自己消弧型素子（ＲＰ１、ＳＰ１、ＴＰ１、ＲＮ１、ＳＮ１、ＴＮ１）へのゲートをオンオフ制御する。

【0071】

同様に、第２の２レベル電力変換器１３の制御系の構成を説明する。

【0072】

主要変圧器端計器用変圧器１７と第２の高調波抑制フィルタ１４と交流端の間に設けた第２の計器用変流器２３とから演算した無効電力から力率が１になるように、ｄ軸直流電流指令（ＩＣ２＿Ｄｒｅｆ）を出力する第２の力率調整器（ＡＰＦＲ２）２４を設け、第２の計器用直流変圧器２５で負極側直流コンデンサ１２の電圧ＶＤＣＮを検出し、設定値に調整するように、ｑ軸直流電流指令（ＩＣ２＿Ｑｒｅｆ）を出力する第２の直流電圧調整器（ＡＤＣＶＲ２）２６を設け、第２の２レベル変換器電流調整器２７で第２の２レベル変換器１３を構成する自己消弧型素子（ＲＰ２、ＳＰ２、ＴＰ２、ＲＮ２、ＳＮ２、ＴＮ２）へのゲートをオンオフ制御する。

【0073】

以上の第１および第２の２レベル電力変換器の構成によれば、２台の励磁変圧器（第１の励磁用変圧器１１と第２の励磁用変圧器１５）によって互いに絶縁された交流電源に接続された２台の２レベル変換器（第１の２レベル変換器９と第２の２レベル変換器１３）は、正極と負極の直流コンデンサ電圧ＶＤＣＰとＶＤＣＮを独立に制御するため、系統事故時などの過渡時にも安定に２台の直流コンデンサの電圧を平衡に保つことができる。

【0074】

本実施例で説明した発明の構成によれば、２台の２レベル変換器は各々の直流電圧を互いに独立に制御できるので、正極側と負極側の直流コンデンサ値が平衡するように制御することができる。

【実施例3】

【0075】

図２を用いて、本発明の実施例３の装置構成を説明する。

【0076】

バイパス回路４８は、励磁電流用計器用変流器３４と巻線型誘導機の回転子側励磁巻線６端子の間に設ける。バイパス回路４８としては電力用半導体素子で構成しても良いが、本実施例のように、動作回数１５０ｋ回を保証するなど技術進歩の著しい真空遮断器を用いても良い。このバイパス回路は、運転モード切替回路４１からの８６Ｅ指令によって閉路する。また、ＧＢ指令によりパルス発生回路４５、４６、４７により３レベルＮＰＣ電力変換器７の自己消弧型素子をゲートブロックして運転停止する。

【0077】

図６に、バイパス回路４８に対する動作指令（８６Ｅ指令）を出力する回路を示す。

【0078】

最大値選択回路２０６は、励磁電流値（ＩＵ、ＩＶ、ＩＷ）の絶対値｜ＩＵ｜、｜ＩＶ｜、｜ＩＷ｜の最大値を選択出力し、比較器２０７は最大値が設定値Ｉ３を超えるとレベル１を出力し、その他の時にレベル０を出力する。比較器２０７の出力は、論理和回路２０８を経てＧＢ指令と８６Ｅ指令として出力する。

【0079】

ここで、設定値Ｉ３は、設定値Ｉ１よりも大きな値（Ｉ３＞Ｉ１）に設定する。これは、３相交流系統１の側の地絡故障などで発生する過電流値が主要変圧器２のインピーダンスによって抑制されるのに対し、主要変圧器２の巻線型誘導機側での故障時の過電流値は抑制されぬことから、設定値Ｉ３は、３相交流系統１の側での地絡故障による最大電流を基準に設定する。これによって、機器側の故障と３相交流系統側の故障を区分し、前者の場合に迅速に運転を停止して機器を保護することができる。

【実施例4】

【0080】

図６を用いて、本発明の実施例４の装置構成と回路を説明する。

【0081】

出力スイッチ２０９、２１０、２１１の動作を説明する。ここでは、Ｕ相の出力スイッチ２０９について動作を説明する。Ｖ相の出力スイッチ２１０とＷ相の出力スイッチ２１１は出力スイッチ２０９と動作が同じであり、重複を避けるために説明を省略する。

【0082】

信号１１１は、｜ＩＵ｜が最小の時にレベル１、その他の時にレベル０となるが、出力スイッチ２０９は信号１１１がレベル１の時に、第３相の電流絶対値である｜ＩＵ｜を出力し、信号１１１がレベル０の時に‘０’を出力する。

【0083】

最大値選択回路２１２は、各相の電流絶対値｜ＩＵ｜、｜ＩＶ｜、｜ＩＷ｜の最大値を選択出力し、比較器２１３は、選択出力された最大値が設定値Ｉ４を超えるとレベル１を出力し、その他の時にレベル０を出力する。２１４はオンディレイ回路で、第３相の電流絶対値が設定時間以上継続した時にレベル１を出力し、論理和回路２０８を経てＧＢ指令と８６Ｅ指令として出力する。

【0084】

ここで、設定値Ｉ４は、設定値Ｉ１よりも小さな値（Ｉ４＜Ｉ１）に設定する。これは、第３相の電流が自己消弧素子（ＵＰＣ、ＵＮＣ、ＶＰＣ、ＶＮＣ、ＷＰＣ、ＷＮＣ）の何れかを経由することによる。一般に、自己消弧素子の通流損失は逆並列ダイオードの通流損失よりも大きいため、過電流耐量が小さい。このため、第３相の時限付きの過電流保護によって安全に機器を保護することができる。

【実施例5】

【0085】

図２を用いて、本発明の実施例５の装置構成を説明する。

【0086】

第１の過電圧抑制器（ＯＶＰ１）４９は、第１の計器用直流変圧器２０からの正側直流コンデンサ電圧ＶＤＣＰが設定値を超えると、制限抵抗５０に直列接続した自己消弧型素子によるスイッチ回路（ＣＨＶ１）５１をオンオフ制御し、制限抵抗５０で電力消費することによって正側直流コンデンサ電圧ＶＤＣＰの上昇を抑制する。

【0087】

同様に、第２の過電圧抑制器（ＯＶＰ２）５２は、第２の計器用直流変圧器２５からの負側直流コンデンサ電圧ＶＤＣＮが設定値を超えると、制限抵抗５３に直列接続した自己消弧型素子によるスイッチ回路（ＣＨＶ２）５４をオンオフ制御し、制限抵抗５３で電力消費することによって負側直流コンデンサ電圧ＶＤＣＮの上昇を抑制する。

【0088】

本発明の構成によれば、第２のモジュレーション指令（ＭＵ２、ＭＶ２、ＭＷ２）が選択された場合も正極側直流コンデンサ（ＣＰ）８および負極側直流コンデンサ（ＣＮ）１２は共に充電動作が担保されるため、直流電圧低下の対策は不要で、上昇の抑制手段のみを備えれば良いことになる。これにより、簡易な電圧抑制回路の追加のみで系統事故時にも安定的な運転継続することができる。

【0089】

ただし、３レベルＮＰＣ電力変換器の場合、第２のモジュレーション指令（ＭＵ２、ＭＶ２、ＭＷ２）が選択された期間中は、第３相の電流による充放電が、正極側直流コンデンサ（ＣＰ）８、負極側直流コンデンサ（ＣＮ）１２の不平衡要因となる。しかし、本発明の構成で正側・負側の直流電圧を独立に抑制できるため、系統事故時にも安定的な運転継続を実現できる。

【符号の説明】

【0090】

１ ３相交流系統
２ 主要変圧器
３ 相反転断路器（８９ＧＭ）
４ 同期遮断器（５２Ｇ）
５ 固定子側電機子巻線
６ 回転子側励磁巻線
７ ３レベルＮＰＣ電力変換器
８ 正極側直流コンデンサ（ＣＰ）
９ 第１の２レベル電力変換器
１０ 第１の高調波抑制フィルタ
１１ 第１の励磁用変圧器
１２ 負極側直流コンデンサ（ＣＮ）
１３ 第２の２レベル電力変換器
１４ 第２の高調波抑制フィルタ
１５ 第２の励磁用変圧器
１６ 交流系統側端は励磁遮断器（５２Ｅ）
１７ 主要変圧器端計器用変圧器
１８ 第１の計器用変流器
１９ 第１の力率調整器（ＡＰＦＲ１）
２０ 第１の計器用直流変圧器
２１ 第１の直流電圧調整器（ＡＤＣＶＲ１）
２２ 第１の２レベル変換器電流調整器
２３ 第２の計器用変流器
２４ 第２の力率調整器（ＡＰＦＲ２）
２５ 第２の計器用直流変圧器
２６ 第２の直流電圧調整器（ＡＤＣＶＲ２）
２７ 第２の２レベル変換器電流調整器
２８ 計器用変圧器
２９ 自動電圧調整器（ＡＶＲ）
３０ 主要変圧器端計器用変流器
３１ 自動電圧調整器（ＡＰＲ）
３２ 位相検出器
３３ ２相／３相座標変換器
３４ 励磁電流用計器用変流器
３５ ３相２相変換器
３６ 励磁電流調整器
３７，３８，３９ ＰＷＭ変調回路
４０ 第２のＰＷＭ変調回路
４１ 運転モード切替回路
４２，４３，４４ 切替器
４５，４６，４７ パルス発生回路
４８ バイパス回路
４９ 第１の過電圧抑制器
５０，５３ 制限抵抗
５１ スイッチ回路（ＣＨＶ１）
５２ 第２の過電圧抑制器
５４ スイッチ回路（ＣＨＶ２）
５５ 回転位相検出器（ＰＬＧ）
７１ 直流電圧源
１０１，１０２，１０３ 絶対値演算器
１０４，１０５，１０６ 減算器
１０７，１０８，１０９，１１４，１１５，１１６ 比較器
１１０，１２０ 論理回路
１１１，１１２，１１３，１１７，１１８，１１９ 信号
１２１，１２２，１２３ ３値選択出力回路
２０１，２０６，２１２ 最大値選択出力器
２０２ 最小値選択出力器
２０３，２０４ 比較器
２０５ フリップフロップ
２０８ 論理和回路
２０９，２１０，２１１ 出力スイッチ
２１４ オンディレイ回路

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】