特許 7165739 ブートストラップコンデンサを用いたハイサイドスイッチング素子の制御

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2022-10-26

(45)【発行日】2022-11-04

(54)【発明の名称】ブートストラップコンデンサを用いたハイサイドスイッチング素子の制御

(51)【国際特許分類】

   H03K 17/06 20060101AFI20221027BHJP

   H03K 17/687 20060101ALI20221027BHJP

   H03K 19/00 20060101ALI20221027BHJP

   H02M 1/08 20060101ALI20221027BHJP

【ＦＩ】

H03K17/06 063

H03K17/687 A

H03K19/00 210

H02M1/08 A

【請求項の数】 7

(21)【出願番号】P 2020540558

(86)(22)【出願日】2018-01-25

(65)【公表番号】

(43)【公表日】2021-05-13

(86)【国際出願番号】 EP2018051888

(87)【国際公開番号】W WO2019145040

(87)【国際公開日】2019-08-01

【審査請求日】2020-10-12

(73)【特許権者】

【識別番号】302062931

【氏名又は名称】ルネサスエレクトロニクス株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110001195

【氏名又は名称】弁理士法人深見特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】ブラウン，ハンス－ユルゲン

【審査官】工藤 一光

(56)【参考文献】

【文献】特表２０１５－５１１１１２（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１５－８２８１０（ＪＰ，Ａ）

【文献】国際公開第２０１４／１１５２７２（ＷＯ，Ａ１）

【文献】特開２０１１－２３４４３０（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０２Ｍ１／０８－１／０９６

Ｈ０３Ｋ１７／０６－１７／０８２

Ｈ０３Ｋ１７／１６

Ｈ０３Ｋ１７／６８７－１７／６９５

Ｈ０３Ｋ１９／００

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

ブートストラップコンデンサ（１７）を用いて負荷（３）のためのハイサイドスイッチング素子（２）を制御するためのモノリシック集積回路（１）であって、前記モノリシック集積回路は、
第１の入力供給電圧（Ｖ１）を受けるための第１の供給電圧入力（７）と、
電流制限された第２の入力供給電圧（ＶＣＰ）を受けるための第２の供給電圧入力（８）と、
ソース電圧を受けるための電圧検知入力（１４）と、
前記ハイサイドスイッチング素子（２）に駆動信号（ＶＧ）を提供するための第１の出力（１５）と、
ブートストラップコンデンサ（１７）に充電信号（ＶＢＳ）を提供するための第２の出力（１６）と、
前記駆動信号を生成するためのプリドライバ（１８）とを備え、前記プリドライバは、
電圧入力（２０）と、
前記第１の出力に結合される出力（２２）とを有し、前記モノリシック集積回路はさらに、
第１および第２のスイッチ（２８、２９）を備える電源制御部（２５）を備え、
前記第１および第２のスイッチ（２８、２９）は、前記第１の供給電圧入力（７）と前記第２の出力（１６）との間に直列に配置され、前記第２の供給電圧入力（８）は前記第１および第２のスイッチ（２９）の間のノード（３４）に結合され、前記ノード（３４）は前記プリドライバの前記電圧入力（２０）に結合され、
前記第１および第２のスイッチは、前記ハイサイドスイッチング素子がオン状態からオフ状態に切り替わった後に、かつ、前記ソース電圧が予め定められたレベル未満であるという判定に応答して、前記第２の出力（１６）を減結合し、その後、前記ソース電圧が前記予め定められたレベルよりも高いという判定に応答して、前記第２の出力（１６）を前記第１の供給電圧入力（７）に結合するように、選択的に動作可能である、モノリシック集積回路。

【請求項2】

前記第１および第２のスイッチは、前記オン状態において、前記第１の供給電圧入力（７）を前記ノード（３４）から減結合するように選択的に動作可能である、請求項１に記載のモノリシック集積回路（１）。

【請求項3】

前記第１および第２のスイッチは、前記オン状態から前記オフ状態に切り替わった後に前記第１の供給電圧入力（７）を前記ノード（３４）に結合するように選択的に動作可能である、請求項１または２に記載のモノリシック集積回路（１）。

【請求項4】

前記第１および第２のスイッチをそれぞれ制御するように配置された第１および第２の比較器（２６、２７）をさらに備え、
前記第１の比較器（２６）は前記第２の出力（１６）に結合された入力を有し、前記第２の比較器（２７）は電圧検知入力（１４）に結合された入力を有する、請求項１から３のいずれか１項に記載のモノリシック集積回路（１）。

【請求項5】

請求項１から４のいずれか１項に記載のモノリシック集積回路（１）と、
前記第２の出力（１６）と前記電圧検知入力（１４）との間に結合されたブートストラップコンデンサ（１７）とを備える、装置。

【請求項6】

前記第１の出力（１５）に結合された制御ノード（Ｇ）を有するハイサイドスイッチング素子（２）と、
前記ハイサイドスイッチング素子に結合された負荷（３）と、
前記ハイサイドスイッチング素子に結合されたバッテリ（４）と、
前記第１の供給電圧入力（７）に結合された第１の入力供給電圧源（９）と、
前記第２の供給電圧入力（８）に結合された第２の入力供給電圧源（１０）とをさらに備える、請求項５に記載の装置。

【請求項7】

請求項５または６に記載の装置を備える、自動車両。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

発明の分野
本発明は、ブートストラップコンデンサを用いて、ハイサイドスイッチング素子を、特にｎチャネル金属酸化膜半導体電界効果トランジスタを制御するためのモノリシック集積回路に関する。

【背景技術】

【0002】

背景
ハイサイドスイッチング素子（または「スイッチ」）は、エンジン制御、乗客の快適さのための電子機器、およびシャシー制御を含む自動車用途において、アクチュエータなどの負荷を駆動するために用いられることが多くなっている。

【0003】

ハイサイドスイッチは、パワーｎチャネル金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ、すなわち「ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ」（単に「ｎＭＯＳトランジスタ」と称されることが多い）を用いて実現され得る。ｎＭＯＳトランジスタは、オン抵抗が低く安価であるため、ｐＭＯＳトランジスタよりも好まれる傾向がある。しかしながら、ｎＭＯＳトランジスタは、オンに切り替えるためには高いソース－ゲート電圧を必要とするため、高電圧を供給するための好適な回路が必要である。

【0004】

図１を参照して、そのような好適な回路の１つは、ブートストラップコンデンサＣ_ｂｓと、この場合はバッテリである供給電圧源の上方に積み重ねられた補助電圧源とを含むブートストラップ回路である。バッテリは、ｎＭＯＳトランジスタのドレインに電圧Ｖ_ｂａｔを供給する。ｎＭＯＳトランジスタのソースノードと接地ＧＮＤとの間に負荷Ｚ_ｌｏａｄが接続される。ｎＭＯＳトランジスタをオンにするためには、補助電圧源を用いてプリドライバ回路に高電圧Ｖ_ＣＰが供給され、ここでＶ_ＣＰ＞Ｖ_ｂａｔである。

【0005】

多くのアプリケーションは、大きな誘導成分を有する複合負荷を有する。その結果、ｎＭＯＳトランジスタを切り替えると、負荷Ｚ_ｌｏａｄがトランジスタのソースノードＶ_Ｓを負に駆動する。この負電圧は、ツェナーダイオード（図示せず）などの好適な素子を用いてクランプされ得るか、または、補助電圧源から電圧Ｖ_ＣＰが供給され、かつ、安定した電圧源から安定化した電圧Ｖ_１が供給される、統合されたプリドライバ電力制御回路によって制御され得る。

【0006】

ｎＭＯＳトランジスタはディスクリート素子であることが多いのに対して、プリドライバおよびその電源制御回路は特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）などの集積回路内に設けられる。

【0007】

（典型的にはＢｉＣＭＯＳプロセスに基づく）プリドライバ集積回路に直面する課題は、トランジスタのソースノードにおける負電圧を、したがってプリドライバの負の供給レベルをどのように扱うかである。プリドライバは、ｎＭＯＳトランジスタがオン状態においてオンに切り替わることだけでなく、当該トランジスタがオフ状態においてオフに切り替わることも確実にすべきである。さらに、両方の遷移における負のソースノード降下の速度（すなわち、スルーレート）は、ブートストラップコンデンサＣ_ｂｓに出入りする大きな過渡電流を引き起こすべきではなく、したがって、回路破壊および／または安定化したベース供給Ｖ_１への逆電流を回避すべきである。これは、クランピング事象のスルーレートが、たとえば－１００ｍＶμｓ^－１から－３００Ｖμｓ^－１などの広範囲にわたる値を有し得るために、さらに困難になる。

【発明の概要】

【課題を解決するための手段】

【0008】

概要
本発明の第１の局面によれば、ブートストラップコンデンサを用いて負荷のためのハイサイドスイッチング素子（ｎＭＯＳなど）を制御するためのモノリシック集積回路が提供される。当該集積回路は、第１の入力供給電圧を受けるための第１の供給電圧入力と、電流制限された第２の入力供給電圧を受けるための第２の供給電圧入力と、ソース電圧を受けるための電圧検知入力と、スイッチング素子に駆動信号を提供するための第１の出力と、ブートストラップコンデンサに充電信号を提供するための第２の出力と、駆動信号を生成するためのプリドライバとを備え、プリドライバは、電圧入力と、第１の出力に結合される出力とを有し、当該集積回路はさらに、第１および第２のスイッチを備える電源制御部を備える。第１および第２のスイッチは、第１の入力と第２の出力との間に直列に配置され、第２の入力は第１および第２のスイッチの間のノードに結合され、第２のノードはプリドライバの電圧入力に結合される。第１および第２のスイッチは、スイッチング素子がオン状態からオフ状態に切り替わった後に、かつ、その後、ソース電圧が予め定められたレベル未満であるという判定に応答して、第２の出力を減結合し、ソース電圧が予め定められたレベルよりも高いという判定に応答して、第２の出力を第１の入力に結合するように、選択的に動作可能である。

【0009】

第１および第２のスイッチは、オン状態において、第１の入力をノードから減結合するように選択的に動作可能であってもよい。第１および第２のスイッチは、オン状態からオフ状態に切り替わった後に第１の入力をノードに結合するように選択的に動作可能であってもよい。

【0010】

モノリシック集積回路は、第１および第２のスイッチをそれぞれ制御するように配置された第１および第２の比較器をさらに備えてもよく、第１の比較器は第２の出力に結合された入力を有し、第２の比較器は電圧検知入力に結合された入力を有する。

【0011】

プリドライバの電圧入力は第１の電圧入力であってもよく、プリドライバは、電圧検知入力に結合される第２の電圧入力を有してもよい。

【0012】

本発明の第２の局面によれば、発明の第１の局面のモノリシック集積回路と、第２の出力と電圧検知入力との間に結合されたブートストラップコンデンサとを備える装置が提供される。

【0013】

装置は、第１の出力に結合された制御ノードを有するハイサイドスイッチと、ハイサイドスイッチに結合された負荷と、ハイサイドスイッチに結合されたバッテリと、第１の供給電圧入力に結合された第１の入力供給電圧源と、第２の供給電圧入力に結合された第２の入力供給電圧源とをさらに備えてもよい。

【0014】

負荷は、たとえば、ソレノイドのコイルまたはモータのステータコイルなどのコイルであってもよい。

【0015】

集積回路は、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）であってもよい。
装置は、集積回路と通信するコントローラ（マイクロコントローラなど）をさらに備えてもよい。

【0016】

本発明の第３の局面によれば、発明の第１の局面の集積回路または第２の局面の装置を備える自動車両が提供される。

【0017】

自動車両は、オートバイ、自動車（「車」とも称される）、小型バス、バス、トラックまたは大型トラックであってもよい。自動車両は、内燃機関および／または１つ以上の電気モータによって動力を供給されてもよい。

【0018】

本発明の特定の実施形態を、添付の図面の図２から図４を参照して一例として以下に説明する。

【図面の簡単な説明】

【0019】

【図1】ハイサイドスイッチと、負荷と、プリドライバを含む集積回路と、ブートストラップコンデンサと、電圧源とを示す図である。

【図2】ハイサイドスイッチおよび負荷と、本発明に従うプリドライバおよび電源制御部を含む集積回路と、ブートストラップコンデンサと、電圧源とを示す図である。

【図3】図２に示される電源制御部内の第１および第２のスイッチの動作と、負荷およびブートストラップコンデンサの両端の電圧とを概略的に示すタイミングチャートの図である。

【図4】自動車両を示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0020】

特定の実施形態の詳細な説明
図２を参照して、外部のハイサイドのディスクリートのｎＭＯＳ電界効果トランジスタ２を駆動することによって、供給電圧ノード５を介してバッテリ４からの供給電圧Ｖ_ＢＡＴによって電力を供給される複合負荷３を切り替えるためのプリドライバ集積回路（ＩＣ）１が示されている。ｎＭＯＳトランジスタ２および負荷３は、バッテリ供給ノード５と接地ＧＮＤとの間に挿入されたソースノード６を介して直列接続される。

【0021】

プリドライバＩＣ１は、第１の電源９からの第１の安定化した供給電圧Ｖ_１と、たとえばチャージポンプの形態の第２の低電流（または「弱」）補助電源１０からの第２の低電流供給電圧Ｖ_ＣＰとを受けるための第１および第２の電源ピン７、８（または「入力」）を含む。プリドライバ集積回路１はまた、接地ＧＮＤに接続されるアナログ接地ピン１１を含む。

【0022】

プリドライバＩＣ１は、たとえばマイクロコントローラまたはシステムオンチップ（ＳｏＣ）の形態のコントローラ１３（図４）から１つ以上の制御信号（図示せず）を受信するための１つ以上の制御入力ピン（図示せず）を含む。

【0023】

プリドライバＩＣ１は、ソースノード６に接続されるソースレベル検知ピン１４（または「ソースノード入力」）を含む。

【0024】

プリドライバＩＣ１は、ｎＭＯＳトランジスタ２のゲートＧに接続されてゲート電圧Ｖ_Ｇを印加するためのゲート駆動ピン１５（または「ゲート駆動出力」）と、ブートストラップコンデンサ１７の両端にブートストラップコンデンサ電圧Ｖ_ｂｓを印加するためのブートストラップコンデンサ充電ピン１６（または「ブートストラップコンデンサ充電出力」）とを含む。

【0025】

ブートストラップコンデンサ１７は、ソースノードピン１４とブートストラップコンデンサピン１６との間に接続される。ブートストラップコンデンサ１７の値は、たとえば２２０ｎＦであってもよい。

【0026】

プリドライバＩＣ１はプリドライバ１８（または「ゲートドライバ」）を含み、プリドライバ１８は、ドライバオン／オフ信号を受信するための制御信号入力１９と、第１および第２の電圧入力２０、２１と、ゲート駆動ピン１５に結合される出力２２とを含む。プリドライバ１８は第１および第２のスイッチ２３、２４を備える。第１のスイッチ２３は外部ＦＥＴ２のターンオン（すなわち、ゲート充電）を制御するために用いられ、第２のスイッチ２４はターンオフ制御（すなわち、ゲート放電）を制御するために用いられる。両スイッチ２３、２４は、外部ＦＥＴ２のスルーレート制御のための電流制限を含んでもよい。

【0027】

プリドライバＩＣ１は電源制御部２５（本明細書では「電源管理部」とも称される）を含み、電源制御部２５は、第１および第２の電源制御スイッチ２８、２９をそれぞれ制御するそれぞれの出力を有する第１および第２の比較器２６、２７と、第１および第２の電圧源３０、３１と、電流源３２とを含む。

【0028】

第１の電源ピン７は第１の内部ノード３３に接続される。第１の電圧源３０は、第１の内部ノード３３と第１の比較器２６の非反転入力との間に接続される。第１のスイッチ２８は第１の内部ノード３３と第２の内部ノード３４との間に接続され、第２のスイッチ２９は、第２の内部ノード３４と、ブートストラップコンデンサ充電ピン１６に接続される第３の内部ノード３５との間に接続される。第３の内部ノード３５は、第１の比較器２６の反転入力に直接接続される。第２の電圧源３１は、第２の比較器２７の非反転入力と、第２の電流入力２３とソースノードピン１５との間の第４の内部ノード３６との間に接続される。第２の比較器２７の反転入力は接地に接続される。電流源３２は、第２の電源ピン８とプリドライバ１８の第１の電圧入力２０との間に接続される。

【0029】

チャージポンプ１０の電流能力は、たとえば１ｍＡと限られている。さらに、チャージポンプ１０はｎ個のプリドライバを供給しなければならない場合があり、ここでｎ≧１（たとえば、ｎ＝８）である。したがって、プリドライバ１８に供給される個々のチャージポンプ電流は、たとえば１ｍＡ／８＝１２５μＡまでさらに制限され得る。個々のチャージポンプ電流（たとえば１２５μＡ）は、すべての内部スイッチ制御および（静的な）ゲート制御のためのプリドライバ１８のバジェットを表す。このため、プリドライバの電流消費は個々のチャージポンプ電流バジェットを超えないように、言い換えればｉＡｍｐ１ｓｔａｔ ＜！ ｉＣＰ＿ｌｉｍであるように定められる。

【0030】

後でより詳細に説明するように、電源制御部２５は、特にソースレベルＶ_Ｓが負である場合に、どちらの電源９、１０がブートストラップコンデンサ１７およびプリドライバ１９に接続されるかを選択的に制御する。

【0031】

電源管理を異なる段階に分けることによって、ブートストラップコンデンサ１７の大幅な充電および放電を伴わずに、クリーンなプリドライバ電源を達成することができる。その結果、安定化電源９におけるリップルノイズおよび過負荷を回避することができ、さらに、プリドライバ供給電圧を、その意図された機能のために、すなわちゲート制御のために、クリーンに（すなわち、リップルなしに）維持することができる。

【0032】

図３も参照して、統合されたプリドライバ電源制御が４つの異なる動作段階に分けられている。

【0033】

段階Ｉ：静的なオフ状態におけるドライバ２
段階Ｉの間、第１および第２の電源制御スイッチ２８、２９はオンである（すなわち、閉じている）。したがって、第１の電圧源９は第１の電圧Ｖ_１をプリドライバ１８に供給してブートストラップコンデンサ１７を充電する。電流制限された第２の電圧源１０（電流制限Ｉ_{ＣＰ＿ｌiｍ}を有する）の影響は最小である。

【0034】

段階ＩＩ：ドライバ２がオンになる
段階ＩＩの間、負荷電圧Ｖ_ｌｏａｄ（ソースノードレベルＶ_Ｓに等しい）はほぼＶ_ＢＡＴまで上昇する。オン状態への遷移中に、ブートストラップ供給Ｖ_ＢＳが第１の電圧Ｖ_１を超えるので、第１の比較器２６は第１のスイッチをオフにする（すなわち、第１のスイッチを開く）。プリドライバ１８の静的な電流消費は、電流制限された電圧源１０によって補償される。一方、第２のスイッチ２９はオンのままである（すなわち、閉じたままである）。

【0035】

段階ＩＩＩ：ドライバ２が負荷における負電圧でオフ状態に切り替わる
負の遷移中に、電源制御は以下の２つの下位段階で動作可能である。

【0036】

第１に、Ｖ_ＢＳが第１の電圧Ｖ_１を下回ると、第１のスイッチ２６はオンになるが、第２のスイッチ２７はオンのままである。この下位段階は、動的なゲート制御がブートストラップコンデンサ１７を放電した場合に起こる。

【0037】

第２に、負荷電圧Ｖ_ｌｏａｄ（ソースノードレベルＶ_Ｓに等しい）が負になると、第１のスイッチ２８はオンのままであり、第２のスイッチ２９は迅速にオフになる。第２のスイッチ２９は、負の負荷電圧を検出したことに応答して第２の比較器２７によって制御される。オフセットＶ_ｏｆｆ２が適用されてもよい。したがって、ブートストラップコンデンサ１７は大きな過渡電流で充電されず、プリドライバ１８は依然として約Ｖ_１の正の供給で動作する。

【0038】

段階ＩＶ：ドライバ２はオフのままであるが、負のクランピングから回復して段階１（Ｖ _Ｓ －＞０Ｖ）に戻る
負荷誘導エネルギーが消費されると、負荷電圧は負のレベルから約０Ｖに回復する。第２の比較器２７は、第１のスイッチ２８が依然としてオンである間に第２のスイッチ２９を有効にし、段階Ｉが再開する。

【0039】

図１１を参照して、自動車両１０１が示されている。
自動車両１０１は、バッテリ４と接地ＧＮＤとの間に挿入されたプリドライバＩＣ１、ハイサイドスイッチ２および負荷３を含む。プリドライバＩＣ１はコントローラ１３によって制御される。

【0040】

変形
上述の実施形態に対してさまざまな変形がなされ得ることが理解されるであろう。このような変形は、プリドライバＩＣおよびハイサイドスイッチならびにそのコンポーネント部品の設計、製造、および使用において既に周知でありかつ本明細書に既に記載の特徴の代わりにまたはそれに加えて使用され得る、均等なその他の特徴を含み得る。ある実施形態の特徴は別の実施形態の特徴によって置き換えるまたは補足することができる。

【0041】

請求項は本願において特定の特徴の組み合わせについて作成したが、本発明の開示の範囲は、いずれかの請求項において現在請求されているものと同じ発明に関連するか否か、および、本発明と同一の技術的課題のうちのいずれかまたはすべてを緩和するか否かとは関係なく、本明細書に明示的または暗示的に開示されている新規の特徴または特徴の新規の組み合わせまたはその一般化も含むことを理解されたい。本願または本願から派生するその他いずれかの出願の手続中に、このような特徴および／またはこのような特徴の組み合わせに関して新たな請求項を作成し得ることを、出願人は通知する。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】