7169595 回転電機制御装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2022-11-02

(45)【発行日】2022-11-11

(54)【発明の名称】回転電機制御装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/48 20070101AFI20221104BHJP

   H02M 7/493 20070101ALI20221104BHJP

【ＦＩ】

H02M7/48 F

H02M7/493

【請求項の数】 15

(21)【出願番号】P 2020003674

(22)【出願日】2020-01-14

(65)【公開番号】P2021112072

(43)【公開日】2021-08-02

【審査請求日】2022-09-26

(73)【特許権者】

【識別番号】000000011

【氏名又は名称】株式会社アイシン

(73)【特許権者】

【識別番号】304021277

【氏名又は名称】国立大学法人 名古屋工業大学

(74)【代理人】

【識別番号】110001818

【氏名又は名称】特許業務法人Ｒ＆Ｃ

(72)【発明者】

【氏名】サハ スブラタ

(72)【発明者】

【氏名】岩井 宏起

(72)【発明者】

【氏名】小坂 卓

(72)【発明者】

【氏名】松盛 裕明

【審査官】猪瀬 隆広

(56)【参考文献】

【文献】特開２０１９－４７６７０（ＪＰ，Ａ）

【文献】国際公開第２０１９／１４２８７７（ＷＯ，Ａ１）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０２Ｍ ７／４８

Ｈ０２Ｍ ７／４９３

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

互いに独立した複数相のオープン巻線を有する回転電機を、第１インバータ及び第２インバータを介して駆動制御する回転電機制御装置であって、
前記第１インバータは、複数相の前記オープン巻線の一端側に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換し、
前記第２インバータは、複数相の前記オープン巻線の他端側に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換し、
前記第１インバータと前記第２インバータとのそれぞれを、スイッチングパターンが異なる複数の制御方式により制御可能であると共に、互いに独立した前記制御方式で制御可能であり、
前記制御方式には、電気角の一周期においてパターンの異なる複数のパルスが出力されるパルス幅変調制御と、電気角の一周期において１つのパルスが出力される矩形波制御とが含まれ、
前記第１インバータ及び前記第２インバータの一方のインバータを前記矩形波制御により制御し、他方の前記インバータを前記パルス幅変調制御の１つである特別パルス幅変調制御により制御する対象制御を実行し、
前記特別パルス幅変調制御は、前記オープン巻線に目標電圧を生じさせる場合の前記パルス幅変調制御によるスイッチングパターンと、前記矩形波制御によるスイッチングパターンとの差に基づいたスイッチングパターンとなる前記制御方式である、回転電機制御装置。

【請求項2】

前記オープン巻線に目標電圧を生じさせる場合に、前記矩形波制御により制御される一方の前記インバータのスイッチングパターンを生成させる電圧指令を矩形波用電圧指令とし、
前記矩形波用電圧指令とは位相が１８０度異なる電圧指令であって、当該目標電圧を生じさせる場合に前記パルス幅変調制御により制御される他方の前記インバータのスイッチングパターンを生成させる電圧指令をパルス幅変調用電圧指令とし、
前記矩形波用電圧指令と前記パルス幅変調用電圧指令との差分を２つの前記インバータ全体の電圧指令であるシステム電圧指令とし、
振幅中心を一致させた状態での、前記システム電圧指令と前記矩形波用電圧指令との差分を特別パルス幅変調用電圧指令として、
前記特別パルス幅変調制御は、前記特別パルス幅変調用電圧指令に基づいてスイッチングパターンが生成される前記制御方式である、請求項１に記載の回転電機制御装置。

【請求項3】

前記回転電機の制御領域として、低速度域と、同じトルクにおける前記回転電機の回転速度が前記低速度域よりも高い高速度域とが設定され、
前記高速度域において、前記対象制御を実行する、請求項１又は２に記載の回転電機制御装置。

【請求項4】

前記第１インバータ及び前記第２インバータは、それぞれ交流１相分のアームが上段側スイッチング素子と下段側スイッチング素子との直列回路により構成され、
前記パルス幅変調制御には、前記制御方式として、複数相の前記アームの全てについて連続的にパルス幅変調を行う連続パルス幅変調制御と、複数相の一部の前記アームについてスイッチング素子をオン状態又はオフ状態に固定する期間を含んでパルス幅変調を行う不連続パルス幅変調制御とが含まれ、
前記高速度域内には、第１高速度域と、同じトルクにおける前記回転電機の回転速度が前記第１高速度域よりも高い第２高速度域とが設定され、
前記第１高速度域では、前記対象制御として、前記第１インバータ及び前記第２インバータの一方の前記インバータを前記矩形波制御により制御し、他方の前記インバータを前記連続パルス幅変調制御に基づく前記特別パルス幅変調制御である特別連続パルス幅変調により制御する第１対象制御を実行し、
前記第２高速度域では、前記対象制御として、前記第１インバータ及び前記第２インバータの一方の前記インバータを前記矩形波制御により制御し、他方の前記インバータを前記不連続パルス幅変調制御に基づく前記特別パルス幅変調制御である特別不連続パルス幅変調により制御する第２対象制御を実行する、請求項３に記載の回転電機制御装置。

【請求項5】

前記低速度域では、前記第１インバータ及び前記第２インバータの少なくとも一方のインバータが、前記パルス幅変調制御により制御され、
前記高速度域では、前記パルス幅変調制御における変調周波数よりも高い変調周波数により、前記特別パルス幅変調制御が実行される、請求項３又は４に記載の回転電機制御装置。

【請求項6】

同じトルクにおける前記回転電機の回転速度が前記高速度域よりも高い超高速度域がさらに設定され、
前記超高速度域では、前記第１インバータ及び前記第２インバータの双方の前記インバータを前記矩形波制御により制御する、請求項３から５の何れか一項に記載の回転電機制御装置。

【請求項7】

前記第１インバータ及び前記第２インバータは、それぞれ交流１相分のアームが上段側スイッチング素子と下段側スイッチング素子との直列回路により構成され、
前記制御方式には、複数相全ての前記アームの前記上段側スイッチング素子をオン状態とする又は複数相全ての前記アームの前記下段側スイッチング素子をオン状態とするアクティブショートサーキット制御がさらに含まれ、
前記低速度域では、前記第１インバータ及び前記第２インバータの一方の前記インバータを前記アクティブショートサーキット制御により制御し、他方の前記インバータを前記パルス幅変調制御により制御する対象低速度域制御を実行する、請求項３から６の何れか一項に記載の回転電機制御装置。

【請求項8】

前記第１インバータ及び前記第２インバータは、それぞれ交流１相分のアームが上段側スイッチング素子と下段側スイッチング素子との直列回路により構成され、
前記パルス幅変調制御には、前記制御方式として、複数相の前記アームの全てについて連続的にパルス幅変調を行う連続パルス幅変調制御と、複数相の一部の前記アームについてスイッチング素子をオン状態又はオフ状態に固定する期間を含んでパルス幅変調を行う不連続パルス幅変調制御とが含まれ、
前記低速度域内には、第１低速度域と、同じトルクにおける前記回転電機の回転速度が前記第１低速度域よりも高い第２低速度域とが設定され、
前記第１低速度域では、前記対象低速度域制御として、前記第１インバータ及び前記第２インバータの一方の前記インバータを前記アクティブショートサーキット制御により制御し、他方の前記インバータを前記連続パルス幅変調制御により制御する第１対象低速度域制御を実行し、
前記第２低速度域では、前記対象低速度域制御として、前記第１インバータ及び前記第２インバータの一方の前記インバータを前記アクティブショートサーキット制御により制御し、他方の前記インバータを前記不連続パルス幅変調制御により制御する第２対象低速度域制御を実行する、請求項７に記載の回転電機制御装置。

【請求項9】

前記低速度域において、前記第１インバータを制御する前記制御方式と前記第２インバータを制御する前記制御方式とを、予め規定された条件に従って交互に入れ替える、請求項７又は８に記載の回転電機制御装置。

【請求項10】

前記第１インバータ及び前記第２インバータは、それぞれ交流１相分のアームが上段側スイッチング素子と下段側スイッチング素子との直列回路により構成され、
前記パルス幅変調制御には、前記制御方式として、複数相の一部の前記アームについてスイッチング素子をオン状態又はオフ状態に固定する期間を含んでパルス幅変調を行う不連続パルス幅変調制御が含まれ、
前記制御領域として、同じトルクにおける前記回転電機の回転速度が前記低速度域よりも高く前記高速度域よりも低い中間速度域がさらに設定され、
前記中間速度域では、前記第１インバータ及び前記第２インバータの双方の前記インバータを前記不連続パルス幅変調制御により制御する、請求項３から９の何れか一項に記載の回転電機制御装置。

【請求項11】

前記制御方式には、電気角の１／２周期である第１期間においてパターンの異なる複数のパルスが出力され、残りの１／２周期である第２期間において非有効状態が継続するように制御される混合パルス幅変調制御が含まれ、
前記中間速度域において、前記第１インバータ及び前記第２インバータの双方を、前記不連続パルス幅変調制御に代えて前記混合パルス幅変調制御により制御する、請求項１０に記載の回転電機制御装置。

【請求項12】

それぞれの前記制御領域の境界は、前記回転電機のトルクに応じた前記回転電機の回転速度と、直流電圧に対する複数相の交流電圧の線間電圧の実効値の割合と、の少なくとも一方に応じて設定されている、請求項３から１１の何れか一項に記載の回転電機制御装置。

【請求項13】

前記第１インバータ及び前記第２インバータの内、一方の前記インバータは、第１スイッチング素子を用いて構成され、他方の前記インバータは、オフ状態とオン状態との間での遷移時のスイッチング損失が前記第１スイッチング素子よりも小さい第２スイッチング素子を用いて構成され、
前記特別パルス幅変調制御により制御される前記インバータは、前記第２スイッチング素子を用いて構成されている、請求項１から１２の何れか一項に記載の回転電機制御装置。

【請求項14】

前記第１インバータ及び前記第２インバータの内、一方の前記インバータは、第１スイッチング素子を用いて構成され、他方の前記インバータは、オフ状態とオン状態との間での遷移時のスイッチング損失が前記第１スイッチング素子よりも小さい第２スイッチング素子を用いて構成され、
前記パルス幅変調制御により制御される前記インバータは、前記第２スイッチング素子を用いて構成されている、請求項７から９の何れか一項に記載の回転電機制御装置。

【請求項15】

前記第１スイッチング素子は、Ｓｉ－ＩＧＢＴ又はＳｉ－ＭＯＳＦＥＴであり、前記第２スイッチング素子は、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ、又はＧａＮ－ＭＯＳＦＥＴである、請求項１３又は１４に記載の回転電機制御装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、オープン巻線を有する回転電機を、２つのインバータを介して駆動制御する回転電機制御装置に関する。

【背景技術】

【0002】

V. Oleschukらによる２００７年発表のＩＥＥＥの論文「Dual Inverter-Fed Traction Drive with DC Sources Power Balancing Based on Synchronized PWM」には、３相交流型の回転電機が備える３相オープン巻線の両端にそれぞれ１つずつ備えられたインバータをスイッチング制御して回転電機を駆動制御する制御装置が開示されている。一方、良く知られた形態として、例えば３相の巻線のそれぞれの一端側が接続されたＹ型巻線の他端側に１つのインバータをスイッチング制御して回転電機を駆動制御するものもある。オープン巻線と２つのインバータを用いたシステムでは、Ｙ型巻線と１つのインバータを用いたシステムに比べて、直流の電圧が同じであれば、巻線の交流電圧の線間電圧を高くすることができ、回転電機をより高い出力で動作させることができる。

【0003】

V. Oleschukらの論文の前書き（Introduction）には、２つのインバータをスイッチング制御するためのパルスを生成するキャリア信号の位相をそれぞれ異ならせることによって、巻線に流れる電流のリップルの大きさを低減できることが記載されている。V. Oleschukらは、さらに、キャリア信号を用いた非同期方式ではなく、同期方式でパルスを生成することで、中／高出力のアプリケーションにも、より適した制御が可能となることに言及している。但し、非同期方式、同期方式の何れにおいても、２つのインバータは、常に同じ制御方式でスイッチング制御されている。

【先行技術文献】

【非特許文献】

【0004】

【文献】V. Oleschuk、R. Bojoi、G. Griva、F. Profumo、“Dual Inverter-Fed Traction Drive with DC Sources Power Balancing Based on Synchronized PWM”、Conference Paper/June 2007、1-4244-0743-5/07、IEEE、p.260-265

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

スイッチング制御の方式は、回転電機に要求されるトルクや、回転速度、直流側の電圧など、種々の要素（動作条件）によって、より高いシステム効率での動作が可能なように、決定されることが好ましい。V. Oleschukらの技術は優れたものであるが、オープン巻線の両端にそれぞれ備えられた２つのインバータを適切に制御する上では、まだ改善の余地がある。

【0006】

上記背景に鑑みて、オープン巻線の両端にそれぞれ備えられた２つのインバータを適切に制御する技術の提供が望まれる。

【課題を解決するための手段】

【0007】

上記に鑑みた、互いに独立した複数相のオープン巻線を有する回転電機を、第１インバータ及び第２インバータを介して駆動制御する回転電機制御装置は、１つの態様として、前記第１インバータが、複数相の前記オープン巻線の一端側に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換し、前記第２インバータが、複数相の前記オープン巻線の他端側に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換し、前記第１インバータと前記第２インバータとのそれぞれを、スイッチングパターンが異なる複数の制御方式により制御可能であると共に、互いに独立した前記制御方式で制御可能であり、前記制御方式には、電気角の一周期においてパターンの異なる複数のパルスが出力されるパルス幅変調制御と、電気角の一周期において１つのパルスが出力される矩形波制御とが含まれ、前記第１インバータ及び前記第２インバータの一方のインバータを前記矩形波制御により制御し、他方の前記インバータを前記パルス幅変調制御の１つである特別パルス幅変調制御により制御する対象制御を実行し、前記特別パルス幅変調制御は、前記オープン巻線に目標電圧を生じさせる場合の前記パルス幅変調制御によるスイッチングパターンと、前記矩形波制御によるスイッチングパターンとの差に基づいたスイッチングパターンとなる前記制御方式である。

【0008】

この構成によれば、２つのインバータの内、一方のインバータを矩形波制御することにより、当該一方のインバータのスイッチング回数が削減され、スイッチング損失を低減することができる。また、矩形波制御されない側の他方のインバータは、特別パルス幅変調制御により制御される。特別パルス幅変調制御では、オープン巻線に目標電圧を生じさせる場合のパルス幅変調制御によるスイッチングパターンと、矩形波制御によるスイッチングパターンとの差に基づいたスイッチングパターンにより、当該他方のインバータが制御される。従って、一方のインバータを矩形波制御により制御しても、他方のインバータのパルス幅変調制御が合わさることによって円滑に回転電機を駆動することができる。一般的に、矩形波制御が適用される相対的に高回転の動作領域において、システム損失を低減させると共に、回転電機を円滑に制御することができる。即ち、本構成によれば、オープン巻線の両端にそれぞれ備えられた２つのインバータを適切に制御することができる。

【0009】

回転電機制御装置のさらなる特徴と利点は、図面を参照して説明する実施形態についての以下の記載から明確となる。

【図面の簡単な説明】

【0010】

【図1】回転電機駆動システムの一例を示す模式的ブロック図

【図2】回転電機制御装置の簡易的な部分ブロック図

【図3】２つのインバータを用いた回転電機駆動システムのベクトル図

【図4】直行ベクトル空間における回転電機の模式的電圧ベクトル図

【図5】回転電機の制御領域の一例を示す図

【図6】回転電機の制御領域の一例を示す図

【図7】回転電機の制御領域の一例を示す図

【図8】特別パルス幅変調制御（特別連続パルス幅変調制御）の電圧指令及びスイッチング制御信号の一例を示す波形図

【図9】特別不連続パルス幅変調制御の電圧指令及びスイッチング制御信号の例を示す波形図

【図10】特別連続パルス幅変調制御の電圧指令演算原理（結果）を示す説明図

【図11】特別連続パルス幅変調制御の電圧指令演算原理（経過１）を示す説明図

【図12】特別連続パルス幅変調制御の電圧指令演算原理（経過２）を示す説明図

【図13】特別連続パルス幅変調制御の電圧指令演算原理（経過３）を示す説明図

【図14】特別不連続パルス幅変調制御の電圧指令演算原理（結果）を示す説明図

【図15】特別不連続パルス幅変調制御の電圧指令演算原理（経過１）を示す説明図

【図16】特別不連続パルス幅変調制御の電圧指令演算原理（経過２）を示す説明図

【図17】特別不連続パルス幅変調制御の電圧指令演算原理（経過３）を示す説明図

【図18】特別パルス幅変調制御の電圧指令演算手順の一例を示すフローチャート

【図19】特別パルス幅変調制御の電圧指令演算手順の他の例を示すフローチャート

【図20】第１高速度域において矩形波制御と通常の連続パルス幅変調制御（CPWM）とを組み合わせた場合の３相電流及びｄｑ軸電流の波形図

【図21】第１高速度域において矩形波制御と通常の連続パルス幅変調制御（CPWM）とを組み合わせた場合の３相電流及び実変調率の波形図

【図22】第１高速度域及び第２高速度域において矩形波制御と通常のパルス幅変調制御（CPWM，DPWM）とを組み合わせた場合の３相電流及びｄｑ軸電流の波形図

【図23】第１高速度域及び第２高速度域において矩形波制御と通常のパルス幅変調制御（CPWM，DPWM）とを組み合わせた場合の３相電流及び実変調率の波形図

【図24】第１高速度域において矩形波制御と特別連続パルス幅変調制御（SP-CPWM）とを組み合わせた場合の３相電流及びｄｑ軸電流の波形図

【図25】第１高速度域において矩形波制御と特別連続パルス幅変調制御（SP-CPWM）とを組み合わせた場合の３相電流及び実変調率の波形図

【図26】第１高速度域及び第２高速度域において矩形波制御と特別パルス幅変調制御（SP-CPWM，SP-DPWM）とを組み合わせた場合の３相電流及びｄｑ軸電流の波形図

【図27】第１高速度域及び第２高速度域において矩形波制御と特別パルス幅変調制御（SP-CPWM，SP-DPWM）とを組み合わせた場合の３相電流及び実変調率の波形図

【図28】第１高速度域及び第２高速度域においてキャリア周波数を上げて矩形波制御と特別パルス幅変調制御（SP-CPWM，SP-DPWM）とを組み合わせた場合の３相電流及びｄｑ軸電流の波形図

【図29】第１高速度域及び第２高速度域においてキャリア周波数を上げて矩形波制御と特別パルス幅変調制御（SP-CPWM，SP-DPWM）とを組み合わせた場合の３相電流及び実変調率の波形図

【図30】超高速度域での電圧指令及びスイッチング制御信号の一例を示す波形図

【図31】低速度域（第１低速度域）での電圧指令及びスイッチング制御信号の例を示す波形図

【図32】第２低速度域での電圧指令及びスイッチング制御信号の例を示す波形図

【図33】中間速度域での電圧指令及びスイッチング制御信号の他の例を示す波形図

【図34】混合パルス幅変調制御の電圧指令及びスイッチング制御信号の一例を示す波形図

【図35】混合パルス幅変調制御の電圧指令及びスイッチング制御信号の他の例を示す波形図

【図36】回転電機駆動システムの他の例を示す模式的ブロック図

【図37】回転電機駆動システムの他の例を示す模式的ブロック図

【図38】１インバータシステムでの回転電機の制御領域の一例を示す図

【発明を実施するための形態】

【0011】

以下、互いに独立した複数相のオープン巻線を有する回転電機を、２つのインバータを介して駆動制御する回転電機制御装置の実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、回転電機制御装置１（MG-CTRL）を含む回転電機駆動システムの模式的ブロック図である。回転電機８０は、例えば、電気自動車やハイブリッド自動車などの車両において車輪の駆動力源となるものである。回転電機８０は、互いに独立した複数相（本実施形態では３相）のステータコイル８（オープン巻線）を有するオープン巻線型の回転電機である。ステータコイル８の両端には、それぞれ独立して制御されて直流と複数相（ここでは３相）の交流との間で電力を変換するインバータ１０が１つずつ接続されている。つまり、ステータコイル８の一端側には第１インバータ１１（INV1）が接続され、ステータコイル８の他端側には第２インバータ１２（INV2）が接続されている。以下、第１インバータ１１と第２インバータ１２とを区別する必要がない場合には単にインバータ１０と称して説明する。

【0012】

インバータ１０は、複数のスイッチング素子３を有して構成される。スイッチング素子３には、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やパワーＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）が用いられる。図１には、第１インバータ１１の第１スイッチング素子３１としてＳｉ－ＩＧＢＴが用いられ、第２インバータ１２の第２スイッチング素子３２としてＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴが用いられる形態を例示している。第１スイッチング素子３１は、Ｓｉ－ＩＧＢＴの他、Ｓｉ－ＭＯＳＦＥＴでもよい。また、第２スイッチング素子３２は、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴの他、ＳｉＣ－ＳＩＴ（SiC - Static Induction Transistor）、ＧａＮ－ＭＯＳＦＥＴ（Gallium Nitride - MOSFET）などでもよい。即ち、本実施形態では、第２インバータ１２を構成する第２スイッチング素子３２が、第１インバータ１１を構成する第１スイッチング素子３１に比べて、オフ状態とオン状態との間での遷移時のスイッチング損失が相対的に小さいスイッチング素子であると好適である。

【0013】

一般的に、Ｓｉ半導体に比べてＳｉＣ半導体やＧａＮ半導体は高価であるため、本実施形態では、２つのインバータ１０の内の一方を構成するスイッチング素子３にＳｉＣ半導体を用いる形態を例示している。しかし、量産効果等によって、ＳｉＣ半導体やＧａＮ半導体の価格が低下したような場合には、図３６に示すように、双方のインバータ１０がＳｉＣ半導体（例えばＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ）によって構成されていてもよい。また、許容されるスイッチング損失の大きさなどの要求仕様に応じて、図３７に示すように、双方のインバータ１０がＳｉ半導体（例えばＳｉ－ＩＧＢＴ）によって構成されてもよい。

【0014】

２つのインバータ１０は、それぞれ交流１相分のアーム３Ａが上段側スイッチング素子３Ｈと下段側スイッチング素子３Ｌとの直列回路により構成されている。各スイッチング素子３には、負極ＦＧから正極Ｐへ向かう方向（下段側から上段側へ向かう方向）を順方向として、並列にフリーホイールダイオード３５が備えられている。また、本実施形態では、２つのインバータ１０はそれぞれ独立した直流電源６に接続されている。つまり第１インバータ１１の負極ＦＧである第１フローティンググラウンドＦＧ１と第２インバータ１２の負極ＦＧである第２フローティンググラウンドＦＧ２とは、互いに独立している。また、インバータ１０と直流電源６との間には、それぞれ直流電圧を平滑化する直流リンクコンデンサ４（平滑コンデンサ）が備えられている。

【0015】

具体的には、交流１相分のアーム３Ａが第１上段側スイッチング素子３１Ｈと第１下段側スイッチング素子３１Ｌとの直列回路により構成された第１インバータ１１は、直流側に第１直流リンクコンデンサ４１（第１平滑コンデンサ）が接続されると共に、直流側が第１直流電源６１に接続され、交流側が複数相のステータコイル８の一端側に接続されて、直流と複数相の交流との間で電力を変換する。交流１相分のアーム３Ａが第２上段側スイッチング素子３２Ｈと第２下段側スイッチング素子３２Ｌとの直列回路により構成された第２インバータ１２は、直流側に第２直流リンクコンデンサ４２（第２平滑コンデンサ）が接続されると共に、直流側が第２直流電源６２に接続され、交流側が複数相のステータコイル８の他端側に接続されて、直流と複数相の交流との間で電力を変換する。

【0016】

本実施形態では、第１直流電源６１及び第２直流電源６２は、電圧などの定格が同等の直流電源である。つまり、第１直流電源６１の定格電圧“Ｅ１”と、第２直流電源６２の定格電圧“Ｅ２”は、同じであり、両者を区別しない場合は、単に定格電圧“Ｅ”と称する。従って、第１インバータ１１の直流側の電圧（直流リンク電圧）“Ｖｄｃ１”と、第２インバータ１２の直流側の電圧（直流リンク電圧）“Ｖｄｃ２”とも、同じ電圧となる。また、第１直流リンクコンデンサ４１及び第２直流リンクコンデンサも、容量などの定格が同等のコンデンサである。直流電源６の定格電圧は、４８ボルトから４００ボルト程度である。直流電源６は、例えば、ニッケル水素電池やリチウムイオン電池などの二次電池（バッテリ）や、電気二重層キャパシタなどにより構成されている。回転電機８０は、電動機としても発電機としても機能することができる。回転電機８０は、インバータ１０を介して直流電源６からの電力を動力に変換する（力行）。或いは、回転電機８０は、車輪等から伝達される回転駆動力を電力に変換し、インバータ１０を介して直流電源６を充電する（回生）。

【0017】

図１に示すように、インバータ１０は、回転電機制御装置１により制御される。回転電機制御装置１は、第１インバータ１１と第２インバータ１２とのそれぞれを、互いに独立した制御方式で制御可能である（制御方式の詳細については後述する）。回転電機制御装置１は、マイクロコンピュータ等の論理回路を中核部材として構築されている。例えば、回転電機制御装置１は、不図示の車両制御装置等の他の制御装置等から提供される回転電機８０の目標トルク（トルク指令）に基づいて、ベクトル制御法を用いた電流フィードバック制御を行って、インバータ１０を介して回転電機８０を制御する。

【0018】

回転電機８０の各相のステータコイル８を流れる実電流は電流センサ１５により検出され、回転電機８０のロータの各時点での磁極位置は、レゾルバなどの回転センサ１３により検出される。回転電機制御装置１は、電流センサ１５及び回転センサ１３の検出結果を用いて、電流フィードバック制御を実行する。回転電機制御装置１は、電流フィードバック制御のために種々の機能部を有して構成されており、各機能部は、マイクロコンピュータ等のハードウエアとソフトウエア（プログラム）との協働により実現される。

【0019】

図２のブロック図は、回転電機制御装置１の一部の機能部を簡易的に示している。ベクトル制御法では、回転電機８０に流れる実電流（Ｕ相電流Ｉｕ，Ｖ相電流Ｉｖ，Ｗ相電流Ｉｗ）を、回転電機８０のロータに配置された永久磁石が発生する磁界（磁束）の方向であるｄ軸と、ｄ軸に直交する方向（磁界の向きに対して電気角でπ／２進んだ方向）のｑ軸とのベクトル成分（ｄ軸電流Ｉｄ，ｑ軸電流Ｉｑ）に座標変換してフィードバック制御を行う。回転電機制御装置１は、回転センサ１３の検出結果（θ：磁極位置、電気角）に基づいて、３相２相座標変換部５５で座標変換を行う。

【0020】

電流フィードバック制御部５（FB）は、ｄｑ軸直交ベクトル座標系において、回転電機８０のトルク指令に基づく電流指令（ｄ軸電流指令Ｉｄ^＊，ｑ軸電流指令Ｉｑ^＊）と、実電流（ｄ軸電流Ｉｄ，ｑ軸電流Ｉｑ）との偏差に基づいて回転電機８０をフィードバック制御して、電圧指令（ｄ軸電圧指令Ｖｄ^＊，ｑ軸電圧指令Ｖｑ^＊）を演算する。回転電機８０は、第１インバータ１１と第２インバータ１２との２つのインバータ１０を介して駆動される。このため、ｄ軸電圧指令Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令Ｖｑ^＊は、それぞれ分配部５３（DIV）において、第１インバータ１１用の第１ｄ軸電圧指令Ｖｄ１^＊及び第１ｑ軸電圧指令Ｖｑ１^＊、第２インバータ１２用の第２ｄ軸電圧指令Ｖｄ２^＊及び第２ｑ軸電圧指令Ｖｑ２^＊に分配される。上述したように、本実施形態では、第１インバータ１１の直流リンク電圧“Ｖｄｃ１”と、第２インバータ１２の直流リンク電圧“Ｖｄｃ２”とは、同じ電圧である（Ｖｃ１＝Ｖｄｃ２）。従って、分配された電圧指令も、“Ｖｄ１^＊＝Ｖｄ２^＊”、“Ｖｑ１^＊＝Ｖｑ２^＊”である。

【0021】

上述したように、回転電機制御装置１は、第１インバータ１１と第２インバータ１２とのそれぞれを、互いに独立した制御方式で制御可能であり、３相電圧指令演算部７３及び変調部７４（MOD）を備えた電圧制御部７を２つ備えている。即ち、回転電機制御装置１は、第１インバータ１１のＵ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれのスイッチング制御信号（Ｓｕ１，Ｓｖ１，Ｓｗ１）を生成する第１電圧制御部７１と、第２インバータ１２のＵ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれのスイッチング制御信号（Ｓｕ２，Ｓｖ２，Ｓｗ２）を生成する第２電圧制御部７２とを備えている。詳細は、図９～図１０等を参照して後述するが、第１インバータ１１の電圧指令（Ｖｕ１^＊＊，Ｖｖ１^＊＊、Ｖｗ１^＊＊）と、第２インバータ１２の電圧指令（Ｖｕ２^＊＊，Ｖｖ２^＊＊、Ｖｗ２^＊＊）との位相は“π”異なっている。このため、第２電圧制御部７２には、回転センサ１３の検出結果（θ）から“π”を減算した値が入力されている。

【0022】

図２に示すように、第２電圧制御部７２は、第１電圧制御部７１と同様に接続された３相電圧指令演算部７３及び変調部７４を備える他、さらに、別の３相電圧指令演算部７３（特別変調用３相電圧指令演算部７３Ｂ）と、変調部（特別変調用変調部７５）、及び選択部７６を備えている。第２電圧制御部７２では、変調部７４により生成された通常変調のスイッチング制御信号と、特別変調用変調部７５により生成された特別変調のスイッチング制御信号とが選択部７６において選択され、第２インバータ１２のスイッチング制御信号（Ｓｕ２，Ｓｖ２，Ｓｗ２）として出力される。この特別変調は、後述する特別パルス幅変調であり、詳細については、図８～図１９等も参照して後述する。尚、制御ブロックは、この構成に限らず、例えば、通常変調の３相電圧指令と、特別変調用変調部７５により生成された特別変調の３相電圧指令とが選択部において選択され、選択された電圧指令に基づいて共通の変調部により、第２インバータ１２のスイッチング制御信号（Ｓｕ２，Ｓｖ２，Ｓｗ２）が生成されてもよい。

【0023】

尚、後述するように、変調方式には、回転電機８０の回転に同期した同期変調と、回転電機８０の回転とは独立した非同期変調とがある。一般的に、同期変調によるスイッチング制御信号の生成ブロック（ソフトウェアの場合は生成フロー）と、非同期変調によるスイッチング制御信号の生成ブロックとは異なっている。上述した電圧制御部７は、電圧指令と、回転電機８０の回転に同期しないキャリアとに基づいてスイッチング制御信号を生成するものであるが、本実施形態では、説明を簡略化するために、同期変調によるスイッチング制御信号（例えば後述する矩形波制御の場合のスイッチング制御信号）も電圧制御部７にて生成されるものとして説明する。

【0024】

尚、インバータ１０のそれぞれのアーム３Ａは、上述したように、上段側スイッチング素子３Ｈと下段側スイッチング素子３Ｌとの直列回路により構成されている。図２では、区別していないが、各相のスイッチング制御信号は、上段用スイッチング制御信号と、下段用スイッチング制御信号との２種類として出力される。例えば、第１インバータ１１のＵ相をスイッチング制御する第１Ｕ相スイッチング制御信号Ｓｕ１は、末尾に“＋”を付した第１Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ１＋と、末尾に“－”を付した第１Ｕ相下段側スイッチング制御信号Ｓｕ１－との２つの信号として出力される。尚、それぞれのアーム３Ａを構成する上段側スイッチング素子３Ｈと下段側スイッチング素子３Ｌとが同時にオン状態となると当該アーム３Ａが短絡状態となる。これを防ぐために、それぞれのアーム３Ａに対する上段側スイッチング制御信号と、下段側スイッチング制御信号とが共に非有効状態となるデッドタイムが設けられている。このデッドタイムも、電圧制御部７において付加される。

【0025】

図１に示すように、インバータ１０を構成する各スイッチング素子３の制御端子（ＩＧＢＴやＦＥＴの場合はゲート端子）は、ドライブ回路２（DRV）を介して回転電機制御装置１に接続されており、それぞれ個別にスイッチング制御される。インバータ１０などの回転電機８０を駆動するための高圧系回路（直流電源６に接続された系統）と、マイクロコンピュータなどを中核とする回転電機制御装置１などの低圧系回路（３．３ボルトから５ボルト程度の動作電圧の系統）とは、動作電圧（回路の電源電圧）が大きく異なる。ドライブ回路２は、各スイッチング素子３に対する駆動信号（スイッチング制御信号）の駆動能力（例えば電圧振幅や出力電流など、後段の回路を動作させる能力）をそれぞれ高めて中継する。第１ドライブ回路２１は第１インバータ１１にスイッチング制御信号を中継し、第２ドライブ回路２２は第２インバータ１２にスイッチング制御信号を中継する。

【0026】

回転電機制御装置１は、第１インバータ１１及び第２インバータ１２を構成するスイッチング素子３のスイッチングパターンの形態（電圧波形制御の形態）として、例えば電気角の一周期においてパターンの異なる複数のパルスが出力されるパルス幅変調（PWM：Pulse Width Modulation）制御と、電気角の一周期において１つのパルスが出力される矩形波制御（１パルス制御（1-Pulse））との２つを実行することができる。即ち、回転電機制御装置１は、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の制御方式として、パルス幅変調制御と、矩形波制御とを実行することができる。尚、上述したように、回転電機制御装置１は、第１インバータ１１と第２インバータ１２とのそれぞれを、互いに独立した制御方式で制御可能である。

【0027】

また、パルス幅変調には、正弦波パルス幅変調（SPWM : Sinusoidal PWM）や空間ベクトルパルス幅変調（SVPWM : Space Vector PWM）などの連続パルス幅変調（CPWM：Continuous PWM）や、不連続パルス幅変調（DPWM：Discontinuous PWM）などの方式がある。従って、回転電機制御装置１が実行可能なパルス幅変調制御には、制御方式として、連続パルス幅変調制御と、不連続パルス幅変調とが含まれる。

【0028】

連続パルス幅変調は、複数相のアーム３Ａの全てについて連続的にパルス幅変調を行う変調方式であり、不連続パルス幅変調は、複数相の一部のアーム３Ａについてスイッチング素子をオン状態又はオフ状態に固定する期間を含んでパルス幅変調を行う変調方式である。具体的には、不連続パルス幅変調では、例えば３相の交流電力の内の１相に対応するインバータのスイッチング制御信号の信号レベルを順次固定して、他の２相に対応するスイッチング制御信号の信号レベルを変動させる。連続パルス幅変調では、このように何れかの相に対応するスイッチング制御信号が固定されることなく、全ての相が変調される。これらの変調方式は、回転電機８０に求められる回転速度やトルクなどの動作条件、そして、その動作条件を満足するために必要な変調率（直流電圧に対する３相交流の線間電圧の実効値の割合）に応じて決定される。

【0029】

パルス幅変調では、電圧指令としての交流波形の振幅と三角波（鋸波を含む）状のキャリア（ＣＡ）の波形の振幅との大小関係に基づいてパルスが生成される（図７等参照。）。キャリアとの比較によらずにデジタル演算により直接ＰＷＭ波形を生成する場合もあるが、その場合でも、指令値としての交流波形の振幅と仮想的なキャリア波形の振幅とは相関関係を有する。

【0030】

デジタル演算によるパルス幅変調において、キャリアは例えばマイクロコンピュータの演算周期や電子回路の動作周期など、回転電機制御装置１の制御周期に応じて定まる。つまり、複数相の交流電力が交流の回転電機８０の駆動に利用される場合であっても、キャリアは回転電機８０の回転速度や回転角度（電気角）には拘束されない周期（同期しない周期）を有している。従って、キャリアも、キャリアに基づいて生成される各パルスも、回転電機８０の回転には同期していない。従って、正弦波パルス幅変調、空間ベクトルパルス幅変調などの変調方式は、非同期変調（asynchronous modulation）と称される場合がある。これに対して、回転電機８０の回転に同期してパルスが生成される変調方式は、同期変調（synchronous modulation）と称される。例えば矩形波制御（矩形波変調）では、回転電機８０の電気角１周期に付き１つのパルスが出力されるため、矩形波変調は同期変調である。

【0031】

ところで、直流電圧から交流電圧への変換率を示す指標として、直流電圧に対する複数相の交流電圧の線間電圧の実効値の割合を示す変調率がある。一般的に、正弦波パルス幅変調の最大変調率は約０．６１（≒０．６１２）、空間ベクトルパルス幅変調制御の最大変調率は約０．７１（≒０．７０７）である。約０．７１を越える変調率を有する変調方式は、通常よりも変調率を高くした変調方式として、“過変調パルス幅変調”と称される。“過変調パルス幅変調”の最大変調率は、約０．７８である。この変調率０．７８は、直流から交流への電力変換における物理的（数学的）な限界値である。過変調パルス幅変調において、変調率が０．７８に達すると、電気角の１周期において１つのパルスが出力される矩形波変調（１パルス変調）となる。矩形波変調では、変調率は物理的な限界値である約０．７８に固定されることになる。

【0032】

変調率が０．７８未満の過変調パルス幅変調は、同期変調方式、非同期変調方式の何れの原理を用いても実現することができる。過変調パルス幅変調の代表的な変調方式は、不連続パルス幅変調である。不連続パルス幅変調は、同期変調方式、非同期変調方式の何れの原理を用いても実現することができる。例えば、同期変調方式を用いる場合、矩形波変調では、電気角の１周期において１つのパルスが出力されるが、不連続パルス幅変調では、電気角の１周期において複数のパルスが出力される。電気角の１周期に複数のパルスが存在すると、パルスの有効期間がその分減少するため、変調率は低下する。従って、約０．７８に固定された変調率に限らず、０．７８未満の任意の変調率を同期変調方式によって実現することができる。例えば、電気角の１周期において、９パルスを出力する９パルス変調（9-Pulses）、５パルスを出力する５パルス変調（5-Pulses）などの複数パルス変調（Multi-Pulses）とすることも可能である。

【0033】

また、回転電機制御装置１は、インバータ１０や回転電機８０に異常が検出されたような場合のフェールセーフ制御として、シャットダウン制御（SDN）やアクティブショートサーキット制御（ASC）を実行することができる。シャットダウン制御は、インバータ１０を構成する全てのスイッチング素子３へのスイッチング制御信号を非アクティブ状態にしてインバータ１０をオフ状態にする制御である。アクティブショートサーキット制御は、複数相全てのアーム３Ａの上段側スイッチング素子３Ｈ或いは複数相全てのアーム３Ａの下段側スイッチング素子３Ｌの何れか一方側をオン状態とし、他方側をオフ状態とする制御である。尚、複数相全てのアーム３Ａの上段側スイッチング素子３Ｈをオン状態とし、複数相全てのアーム３Ａの下段側スイッチング素子３Ｌをオフ状態とする場合を上段側アクティブショートサーキット制御と称する。また、複数相全てのアーム３Ａの下段側スイッチング素子３Ｌをオン状態とし、複数相全てのアーム３Ａの上段側スイッチング素子３Ｈをオフ状態とする場合を下段側アクティブショートサーキット制御と称する。

【0034】

本実施形態のように、ステータコイル８の両端にそれぞれインバータ１０が接続されている場合、一方のインバータ１０をアクティブショートサーキット制御によって短絡させると、複数相のステータコイル８が当該一方のインバータ１０において短絡される。つまり、当該一方のインバータ１０が中性点となって、ステータコイル８がＹ型結線されることになる。このため、回転電機制御装置１は、２つのインバータ１０を介してオープン巻線型の回転電機８０を制御する形態と、１つのインバータ１０（アクティブショートサーキット制御されていない側のインバータ１０）を介してＹ型結線の回転電機８０を制御する形態とを実現することができる。このため、本実施形態では、フェールセーフ制御に限らず、通常制御で選択可能な制御形態として、アクティブショートサーキット制御も含める。つまり、回転電機制御装置１は、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の制御方式として、さらに、アクティブショートサーキット制御を実行することができる。

【0035】

ところで、１つのインバータ１０をベクトル制御する場合、３相のアーム３Ａの状態によって、８つの空間ベクトルを定義することができる。具体的には、上段側スイッチング素子３Ｈのスイッチング制御信号の２種類の信号レベルの３相分の組み合わせによって８つの空間ベクトルを定義することができる（２^３＝８）。尚、下段側スイッチング素子３Ｌの３相のスイッチング制御信号の信号レベルは、それぞれ上段側スイッチング素子３Ｈのスイッチング制御信号と相補的な信号レベルとなる。このため、上段側又は下段側の何れか一方のスイッチング制御信号の信号レベルによって空間ベクトルを定義することができる。

【0036】

各スイッチング制御信号の信号レベルがハイレベルの場合を“１”、ローレベルの場合を“０”として、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のスイッチング制御信号の信号レベルを（ＵＶＷ）で示すと、空間ベクトルは、（０００），（００１），（０１０），（０１１），（１００），（１０１），（１１０），（１１１）の８つとなる。尚、８つの空間ベクトルの内、（０００），（１１１）は、線間電圧がゼロとなって回転電機８０に電圧が印加されないためにゼロベクトル又はヌルベクトルと称され、ｄｑ軸ベクトル座標系において同一の座標を示す。これに対して、他の６つの空間ベクトルは、アクティブベクトルと称され、ｄｑ軸ベクトル座標系においてそれぞれ異なる座標を示す。

【0037】

図１に示すように、２つのインバータ１０をベクトル制御する場合には、上段側又は下段側の何れか一方のスイッチング制御信号の信号レベルによって６４個の空間ベクトルを定義することができる（２^{（３・２）}＝２^６＝６４）。この内、１０個はヌルベクトルである。第１インバータ１１のＵ相（Ｕ１相）、Ｖ相（Ｖ１相）、Ｗ相（Ｗ１相）の信号レベルと第２インバータ１２のＵ相（Ｕ２相）、Ｖ相（Ｖ２相）、Ｗ相（Ｗ２相）の信号レベルとを（Ｕ１Ｖ１Ｗ１－Ｕ２Ｖ２Ｗ２）で示すと、（０００－０００），（００１－００１），（０１０－０１０），（０１１－０１１），（１００－１００），（１０１－１０１），（１１０－１１０），（１１１－１１１），（０００－１１１），（１１１－０００）の１０個は、線間電圧がゼロとなるヌルベクトルである。残りの５４個は、ｄｑ軸ベクトル座標系で原点（ヌルベクトルの座標）から１８の異なる座標への有効な大きさを持つアクティブベクトルとなる。

【0038】

図３には、ヌルベクトルの座標と、１８箇所のアクティブベクトルの座標とをプロットしている。Ｚ０は、ｄｑ軸ベクトル座標系におけるヌルベクトルの座標を示している（１０個のベクトルが同一座標）。Ｚ１～Ｚ６は、ｄｑ軸ベクトル座標系において実質的に１つのインバータ１０によって実現されるアクティブベクトルの座標を示している。Ｚ７～Ｚ１８は、ｄｑ軸ベクトル座標系において２つのインバータ１０によって実現されるアクティブベクトルに対応する座標を示している。

【0039】

Ｚ１は（０００－０１１），（１００－０００），（１００－１１１），（１１１－０１１）、Ｚ２は（０００－００１），（１１０－０００），（１１０－１１１），（１１１－００１）、Ｚ３は（０００－１０１），（０１０－０００），（０１０－１１１），（１１１－１０１）、Ｚ４は（０００－１００），（０１１－０００），（０１１－１１１），（１１１－１００）、Ｚ５は（０００－１１０），（００１－０００）、（００１－１１１），（１１１－１１０）、Ｚ６は（０００－０１０），（１０１－０００），（１０１－１１１），（１１１－０１０）を含む。これら２４個の空間ベクトルは、一方のインバータ１０の空間ベクトルがヌルベクトルであり、他方のインバータ１０の空間ベクトルがアクティブベクトルである組み合わせである。

【0040】

尚、Ｚ１：（１０１－００１），（１１０－０１０）、Ｚ２：（０１０－０１１），（１００－１０１）、Ｚ３：（０１１－００１），（１１０－１００）、Ｚ４：（００１－１０１），（０１０－１１０）、Ｚ５：（０１１－０１０），（１０１－１００）、Ｚ６：（００１－０１１），（１００－１１０）の１２個の空間ベクトルも、それぞれＺ１～Ｚ６の座標を示す。但し、一方のインバータ１０がヌルベクトルではなく、２つのインバータ１０が共にアクティブベクトルである組み合わせである。

【0041】

Ｚ７は（１００－００１），（１１０－０１１）、Ｚ８は（０１０－００１），（１１０－１０１）、Ｚ９は（０１０－１００），（０１１－１０１）、Ｚ１０は（００１－１００），（０１１－１１０）、Ｚ１１は（００１－０１０），（１０１－１１０）、Ｚ１２は（１００－０１０），（１０１－０１１）の１２個の空間ベクトルに対応する。また、Ｚ１３は（１００－０１１）、Ｚ１４は（１１０－００１）、Ｚ１５は（０１０－１０１）、Ｚ１６は（０１１－１００）、Ｚ１７は（００１－１１０）、Ｚ１８は（１０１－０１０）の６個の空間ベクトルに対応する。

【0042】

図４は、回転電機８０のｄｑ軸ベクトル座標系での１つの動作点におけるベクトル図を例示している。図中、“Ｖ１”は第１インバータ１１による電圧を示す第１電圧ベクトル、“Ｖ２”は第２インバータ１２による電圧を示す第２電圧ベクトルを示す。２つのインバータ１０を介してオープン巻線であるステータコイル８に現れる電圧は、第１電圧ベクトルＶ１と第２電圧ベクトルＶ２との差“Ｖ１－Ｖ２”に相当する。図中の“Ｖａ”は、ステータコイル８に現れる合成電圧ベクトルを示している。また、“Ｉａ”は、回転電機８０のステータコイル８を流れる電流を示している。図４に示すように、第１電圧ベクトルＶ１と第２電圧ベクトルＶ２とのベクトルの向きが１８０度異なるように、第１インバータ１１及び第２インバータ１２が制御されると、合成電圧ベクトルＶａは、第１電圧ベクトルＶ１の向きに第２電圧ベクトルＶ２の大きさを加算したベクトルとなる。

【0043】

本実施形態のように、互いに独立した複数相のオープン巻線を有する回転電機８０を、２つのインバータ１０を介して駆動制御する場合、一般的には、２つのインバータ１０は、同じ制御方式でスイッチング制御される。しかし、スイッチング制御の方式は、回転電機８０に要求されるトルクや、回転速度、直流側の電圧など、種々の要素（動作条件）によって、より高いシステム効率での動作が可能なように、決定されることが好ましい。このため、回転電機制御装置１は、回転電機８０の動作領域（制御領域Ｒ）に応じて第１インバータ１１と第２インバータ１２とを異なる制御方式で制御する制御モードを有している。発明者らの実験やシミュレーションによって、回転電機８０の動作条件に応じて、第１インバータ１１と第２インバータ１２とを異なる制御方式で制御する制御モードを有することで、システム効率を高くすることができることが確かめられている。

【0044】

本実施形態では、回転電機制御装置１は、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の一方のインバータ１０（ここでは第１インバータ１１）を矩形波制御により制御し、他方のインバータ１０（ここでは第２インバータ１２）をパルス幅変調制御の１つである特別パルス幅変調制御（SP-PWM）により制御する対象制御を実行する制御モードを有する。ここで、特別パルス幅変調制御とは、ステータコイル８に目標電圧を生じさせる場合のパルス幅変調制御によるスイッチングパターンと、矩形波制御によるスイッチングパターンとの差に基づいたスイッチングパターンとなる制御方式である。詳細については、図８～図１９等を参照して後述する。

【0045】

上述したように、本実施形態では、第２インバータ１２を構成する第２スイッチング素子３２は、第１インバータ１１を構成する第１スイッチング素子３１よりもオフ状態とオン状態との間での遷移時のスイッチング損失が相対的に小さいスイッチング素子である。第１インバータ１１が矩形波制御により制御される場合、特別パルス幅変調制御により制御される第２インバータ１２に比べてスイッチング回数が少なくなる。つまり、相対的にスイッチング損失が小さい第２インバータ１２により多くスイッチングさせることによって、高い出力が要求される高速度域ＶＲＨにおいてシステム全体の損失を抑制することができる。

【0046】

当然ながら、制御モードには対象制御が実行されるモード以外のものもある。それぞれの制御モードは、回転電機８０の制御領域Ｒ（図５等参照）に対応して設定されている。図５に示すように、本実施形態では、回転電機８０の制御領域Ｒとして、低速度域ＶＲＬと、同じトルクＴにおける回転電機８０の回転速度が低速度域ＶＲＬよりも高い高速度域ＶＲＨとが設定されている。対象制御は、高速度域ＶＲＨにおいて実行される。

【0047】

また、図５に示すように、高速度域ＶＲＨを分割し、高速度域ＶＲＨ内に、さらに、第１高速度域ＶＲＨ１と、同じトルクＴにおける回転電機８０の回転速度が第１高速度域ＶＲＨ１よりも高い第２高速度域ＶＲＨ２とを設定することができる。そして、高速度域ＶＲＨにおいて実行される対象制御は、第１高速度域ＶＲＨ１において実行される第１対象制御と、第２高速度域ＶＲＨ２において実行される第２対象制御との２種類の制御を有することができる。尚、高速度域ＶＲＨが分割されない場合、高速度域ＶＲＨの全領域において実行される対象制御は、第１対象制御であると好適である。

【0048】

上述したように、パルス幅変調制御には、制御方式として、複数相のアーム３Ａの全てについて連続的にパルス幅変調を行う連続パルス幅変調制御（CPWM）と、複数相の一部のアーム３Ａについてスイッチング素子３をオン状態又はオフ状態に固定する期間を含んでパルス幅変調を行う不連続パルス幅変調制御（DPWM）とが含まれる。また、特別パルス幅変調制御（SP-PWM）は、上述したように、ステータコイル８に目標電圧を生じさせる場合のパルス幅変調制御によるスイッチングパターンと、矩形波制御によるスイッチングパターンとの差に基づいたスイッチングパターンとなる制御方式である。第１対象制御では、このパルス幅変調制御として、連続パルス幅変調を用い、第２対象制御では、このパルス幅変調制御として、不連続パルス幅変調を用いる。

【0049】

即ち、回転電機制御装置１は、第１高速度域ＶＲＨ１では、対象制御として、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の一方のインバータ１０（ここでは第１インバータ１１）を矩形波制御により制御し、他方のインバータ１０（ここでは第２インバータ１２）を連続パルス幅変調制御（CPWM）に基づく特別パルス幅変調制御（SP-PWM）である特別連続パルス幅変調制御（SP-CPWM）により制御する第１対象制御を実行する。また、回転電機制御装置１は、第２高速度域ＶＲＨ２では、対象制御として、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の一方のインバータ１０（ここでは第１インバータ１１）を矩形波制御により制御し、他方のインバータ１０（ここでは第２インバータ１２）を不連続パルス幅変調制御（DPWM）に基づく特別パルス幅変調制御（SP-PWM）である特別不連続パルス幅変調（SP-DPWM）により制御する第２対象制御を実行する。

【0050】

不連続パルス幅変調制御による最大変調率は、連続パルス幅変調制御の最大変調率よりも大きい。第２高速度域ＶＲＨ２は、同じトルクＴにおいて第１高速度域ＶＲＨ１よりも回転電機８０の回転速度が高い制御領域Ｒであり、システム効率の観点からは第２高速度域ＶＲＨ２では第１高速度域ＶＲＨ１よりも高い変調率で変調されることが好ましい。第１高速度域ＶＲＨ１において連続パルス幅変調に基づく特別連続パルス幅変調制御を実行し、第２高速度域ＶＲＨ２において不連続パルス幅変調に基づく特別連続パルス幅変調制御を実行することによって、高速度域ＶＲＨの全体に亘って適切に回転電機８０を駆動することができる。

【0051】

また、図６に示すように、制御領域Ｒとして、同じトルクＴにおける回転電機の回転速度が高速度域ＶＲＨよりも高い超高速度域ＶＲＳＨがさらに設定されていると好適である。この超高速度域ＶＲＳＨでは、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方のインバータ１０が矩形波制御により制御される。同じトルクＴにおける回転電機の回転速度が超高速度域ＶＲＳＨよりも低い高速度域ＶＲＨでは、一方のインバータ１０が矩形波制御により制御され、他方のインバータ１０が特別不連続パルス幅変調により制御されている。通常の不連続パルス幅変調の最大変調率は、ほぼ矩形波制御の変調率０．７８である。不連続パルス幅変調に基づく特別不連続パルス幅変調の最大変調率も、ほぼ０．７８となるので、高速度域ＶＲＨと超高速度域ＶＲＳＨとに亘って適切に回転電機８０を駆動することができる。

【0052】

尚、低速度域ＶＲＬでは、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の一方のインバータ１０（ここでは第１インバータ１１）をアクティブショートサーキット制御により制御し、他方のインバータ１０（ここでは第２インバータ１２）をパルス幅変調制御により制御する対象低速度域制御が実行される。つまり、実質的に２つのインバータ１０の内、１つのインバータ１０（例えば第２インバータ１２）のみで回転電機８０を駆動することになる。一方のインバータ１０がスイッチング動作をしないので、その分のスイッチング損失を低減することができ、その結果、システム全体の損失を抑制しつつ回転電機８０を駆動することができる。

【0053】

上述したように、本実施形態では、第２インバータ１２は、第１インバータ１１に比べてスイッチング損失が相対的に小さいスイッチング素子を用いて構成されている。第１インバータ１１がアクティブショートサーキット制御される場合、相対的にスイッチング損失が大きい第１インバータ１１のスイッチング損失がほぼゼロとなる。また、スイッチングする第２インバータ１２は、相対的にスイッチング損失が小さいので低速度域ＶＲＬにおいてシステム全体の損失を抑制することができる。

【0054】

また、図７に示すように、低速度域ＶＲＬも分割し、低速度域ＶＲＬ内に、第１低速度域ＶＲＬ１と、同じトルクＴにおける回転電機８０の回転速度が第１低速度域よりも高い第２低速度域ＶＲＬ２とを設定することができる。そして、低速度域ＶＲＬにおいて実行される対象低速度制御は、第１低速度域ＶＲＬ１において実行される第１対象低速度制御と、第２低速度域ＶＲＬ２において実行される第２対象低速度制御との２種類の制御を有することができる。尚、低速度域ＶＲＬが分割されない場合、低速度域ＶＲＬの全領域において実行される対象制御は、第１対象低速度制御であると好適である。

【0055】

パルス幅変調制御には、制御方式として、複数相のアーム３Ａの全てについて連続的にパルス幅変調を行う連続パルス幅変調制御と、複数相の一部のアーム３Ａについてスイッチング素子３をオン状態又はオフ状態に固定する期間を含んでパルス幅変調を行う不連続パルス幅変調制御とが含まれる。第１低速度域ＶＲＬ１では連続パルス幅変調制御が用いられ、第２低速度域ＶＲＬ２では不連続パルス幅変調制御が用いられる。

【0056】

具体的には、回転電機制御装置１は、第１低速度域ＶＲＬ１では、対象低速度域制御として、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の一方のインバータ１０（ここでは第１インバータ１１）をアクティブショートサーキット制御により制御し、他方のインバータ１０（ここでは第２インバータ１２）を連続パルス幅変調制御により制御する第１対象低速度域制御を実行する。また、回転電機制御装置１は、第２低速度域ＶＲＫ２では、対象低速度域制御として、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の一方のインバータ１０（ここでは第１インバータ１１）をアクティブショートサーキット制御により制御し、他方のインバータ１０（ここでは第２インバータ１２）を不連続パルス幅変調制御により制御する第２対象低速度域制御を実行する。

【0057】

不連続パルス幅変調制御による最大変調率は、連続パルス幅変調制御の最大変調率よりもが大きい。第２低速度域ＶＲＬ２は、同じトルクＴにおいて第１低速度域ＶＲＬ１よりも回転電機８０の回転速度が高い制御領域Ｒであり、システム効率の観点からは第２低速度域ＶＲＬ２では第１低速度域ＶＲＬ１よりも高い変調率で変調されることが好ましい。第１低速度域ＶＲＬ１において連続パルス幅変調制御を用いた第１対象低速度域制御が実行され、第２低速度域ＶＲＬ２において不連続パルス幅変調を用いた第２対象低速度域制御が実行されることによって、低速度域ＶＲＬの全体に亘って適切に回転電機８０を駆動することができる。

【0058】

尚、低速度域ＶＲＬにおける変調の際には、キャリアＣＡ（図３１，図３２等参照）の周波数によっては、可聴帯域のノイズが発生する場合がある。低速度域ＶＲＬでは、車両の走行に伴う音（タイヤと路面との接地音などの走行音）も小さいため、インバータ１０から出力されるノイズが可聴周波数帯域のノイズの場合には、ノイズが利用者に聞こえ易くなる可能性がある。ここで、キャリアＣＡの周波数を高くすることによって、ノイズの周波数を可聴帯域外とできる場合がある。第２インバータ１２は、第１インバータ１１に比べてスイッチング損失が相対的に小さいスイッチング素子を用いて構成されているため、キャリアＣＡの周波数を高くしても、スイッチング損失の増加が抑制される。

【0059】

ところで、図３６及び図３７に例示したように、第１インバータ１１と第２インバータ１２とは、同じスイッチング素子３を用いて構成されていてもよい。また、図１に例示したように第２インバータ１２が第１インバータ１１に比べてスイッチング損失が相対的に小さいスイッチング素子を用いて構成されている場合であっても、上述したように第２インバータ１２のキャリアＣＡの周波数が高く設定されない場合もある。このような場合には、第１インバータ１１をアクティブショートサーキット制御により制御する形態に限らず、第２インバータ１２をアクティブショートサーキット制御により制御する形態であってもよい。

【0060】

また、このような場合には、アクティブショートサーキット制御されない方のインバータ１０（ここでは第２インバータ１２）のみが多くスイッチングされることによって消耗しないように、低速度域ＶＲＬにおいて、第１インバータ１１を制御する制御方式と第２インバータ１２を制御する制御方式とを、予め規定された条件に従って交互に入れ替えると好適である。制御方式を入れ替えることによって、第１直流電源６１及び第２直流電源６２の何れか一方だけの放電量が増加することも抑制することができる。ここで、規定された条件とは、例えば、一定の時間や、直流電源６の放電量であると好適である。

【0061】

また、図７に示すように、制御領域Ｒとして、同じトルクＴにおける回転電機８０の回転速度が低速度域ＶＲＬよりも高く高速度域ＶＲＨよりも低い中間速度域ＶＲＭをさらに設定することができる。中間速度域ＶＲＭでは、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方のインバータ１０が不連続パルス幅変調制御により制御される。

【0062】

以上、制御領域Ｒとして、第１低速度域ＶＲＬ１、第２低速度域ＶＲＬ２、中間速度域ＶＲＭ、第１高速度域ＶＲＨ１、第２高速度域ＶＲＨ２、超高速度域ＶＲＳＨが設定される場合に、第１インバータ１１及び第２インバータ１２に適用される制御方式の一例を下記の表１に示す。

【0063】

【表1】

【0064】

ここで、各制御領域Ｒの境界は、回転電機８０のトルクに応じた回転電機８０の回転速度と、直流電圧に対する複数相の交流電圧の線間電圧の実効値（指令値であっても出力電圧からの換算値でもよい）の割合との少なくとも一方に応じて設定されていると好適である。

【0065】

回転電機８０の動作条件は、図５～図７に例示するように、しばしば回転速度とトルクとの関係で定義される。制御領域Ｒが、１つのパラメータである回転速度に基づいて、設定されていると良い。ここで、制御領域Ｒの境界を規定する回転速度を、トルクに関わらず一定に設定することも可能であるが、制御領域Ｒの境界を規定する回転速度が、トルクに応じて異なる値となるように設定されているとさらに好適である。このようにすることにより、回転電機８０の動作条件に応じて高い効率で回転電機８０を駆動制御することができる。

【0066】

また、例えば、回転電機８０に高い出力（速い回転速度や高いトルク）が要求される場合、電圧型のインバータでは、直流電圧を高くすることや、直流電圧が交流電圧に変換される割合を高くすることで当該要求が実現される。直流電圧が一定の場合には、直流電圧が交流電圧に変換される割合を高くすることで当該要求を実現することができる。この割合は、直流電力に対する３相交流電力の実効値の割合（電圧型のインバータの場合には、直流電圧に対する３相交流電圧の線間電圧の実効値の割合と等価）として示すことができる。上述したように、インバータ１０を制御する制御方式には、この割合が低いものから高いものまで種々の方式が存在する。

【0067】

制御領域が、回転電機８０に対する要求に応じて定まる直流電圧に対する３相交流電圧の線間電圧の実効値の割合（変調率）に基づいて設定されていると、回転電機８０の動作条件に応じて高い効率で回転電機８０を駆動制御することができる。下記に示す表２は、上記の表１に対応し、それぞれの制御領域Ｒに対応する変調率を例示している。詳細は後述するが、表中において、“Ｍｉ＿ｉｎｖ１”は第１インバータ１１の変調率、“Ｍｉ＿ｉｎｖ２”は第２インバータ１２の変調率、“Ｍｉ＿ｓｙｓ”はシステム全体の変調率を示している。

【0068】

【表2】

【0069】

本実施形態では、第１直流電源６１の端子間電圧“Ｅ１”と第２直流電源６２の端子間電圧“Ｅ２”は同じである（共に電圧“Ｅ”）。第１インバータ１１の交流側の実効値を“Ｖａ＿ｉｎｖ１”、第２インバータ１２の交流側の実効値を“Ｖａ＿ｉｎｖ２”とすると、第１インバータ１１の変調率“Ｍｉ＿ｉｎｖ１”、及び第２インバータ１２の変調率“Ｍｉ＿ｉｎｖ２”は下記式(1)、(2)のようになる。また、システム全体の変調率“Ｍｉ＿ｓｙｓ”は、下記式(3)のようになる。

【0070】

Ｍｉ＿ｉｎｖ１＝Ｖａ＿ｉｎｖ１／Ｅ１＝Ｖａ＿ｉｎｖ１／Ｅ ・・・(1)
Ｍｉ＿ｉｎｖ２＝Ｖａ＿ｉｎｖ２／Ｅ２＝Ｖａ＿ｉｎｖ２／Ｅ ・・・(2)
Ｍｉ＿ｓｙｓ ＝（Ｖａ＿ｉｎｖ１＋Ｖａ＿ｉｎｖ２）／（Ｅ１＋Ｅ２）
＝（Ｖａ＿ｉｎｖ１＋Ｖａ＿ｉｎｖ２）／２Ｅ ・・・(3)

【0071】

電圧の瞬時値については、瞬時におけるベクトルを考慮する必要があるが、単純に変調率だけを考えると、式(1)～(3)より、システム全体の変調率“Ｍｉ＿ｓｙｓ”は、“（Ｍｉ＿ｉｎｖ１＋Ｍｉ＿ｉｎｖ２）／２”となる。尚、表２には、定格値としてそれぞれの制御領域Ｒに対応する変調率を示している。このため、実際の制御に際しては、制御領域Ｒで制御方式が変わる場合のハンチング等を考慮して、それぞれの制御領域Ｒに対応する変調率に重複する範囲が含まれていてもよい。

【0072】

尚、変調率“Ｘ”は、連続パルス幅変調（空間ベクトルパルス幅変調）による変調率の理論上の上限値（概ね０．７０７）に基づき、さらに、デッドタイムを考慮して設定される。表２に示すように、低速度域ＶＲＬ（第１低速度域ＶＲＬ１及び第２低速度域ＶＲＬ２）では、１つのインバータ１０のみで変調を行う場合がある。低速度域ＶＲＬの全域に亘って連続パルス幅変調制御が実行されても良いので、低速度域ＶＲＬでは、１つのインバータ１０（ここでは第２インバータ１２）の最大変調率“２Ｘ”が、連続パルス幅変調制御による変調率の理論上の上限値（空間ベクトルパルス幅変調で概ね０．７０７）に基づき、さらに、デッドタイムを考慮して、例えば０．５～０．６程度に設定される。従って、変調率“Ｘ”は、例えば、０．２５～０．３程度の値に設定される。変調率“ａ，ｂ，ｃ”は、実験やシミュレーション等に基づいて、適宜設定される。

【0073】

以下、それぞれの制御領域Ｒにおける制御方式についてＵ相の電圧指令（Ｖｕ１^＊＊，Ｖｕ２^＊＊）及びＵ相上段側スイッチング制御信号（Ｓｕ１＋，Ｓｕ２＋）の波形例を参照して説明する。第２Ｕ相下段側スイッチング制御信号Ｓｕ２－、及び、Ｖ相、Ｗ相については、図示を省略する。

【0074】

まず、高速度域ＶＲＨで実行され、本実施形態において最も特徴的な特別パルス幅変調制御（SP-PWM）について、図８～図１９を参照して説明する。図８は特別連続パルス幅変調制御（SP-CPWM）を示し、図９は特別不連続パルス幅変調制御（SP-DPWM）を示している。

【0075】

図８及び図９には、第１インバータ１１及び第２インバータ１２に共通するキャリアＣＡと、第１インバータ１１の電圧指令である第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１^＊＊と、第２インバータ１２の電圧指令である第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２^＊＊と、第１Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ１＋と、第２Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ２＋との一例を示している。第１Ｕ相下段側スイッチング制御信号Ｓｕ１－、第２Ｕ相下段側スイッチング制御信号Ｓｕ２－、及び、Ｖ相、Ｗ相については図示を省略する（他の制御方式も同様）。

【0076】

例えば、キャリアＣＡは“０＜ＣＡ＜１”の間で変化し、電圧指令（Ｖ^＊＊）は、基本的に“０≦Ｖ^＊＊≦１”の範囲内で変化する。キャリアＣＡと、電圧指令（Ｖ^＊＊）との比較により、電圧指令がキャリアＣＡ以上の場合にスイッチング制御信号が“１”となり、電圧指令がキャリアＣＡ未満の場合にスイッチング制御信号が“０”となる。キャリアＣＡと電圧指令（Ｖ^＊＊）との比較論理については、以下の説明においても同様である。

【0077】

上述したように、特別パルス幅変調制御（SP-PWM）は、ステータコイル８に目標電圧を生じさせる場合のパルス幅変調制御によるスイッチングパターンと、矩形波制御によるスイッチングパターンとの差に基づいたスイッチングパターンとなる制御方式である。従って、特別パルス幅変調制御（SP-PWM）の電圧指令（Ｖ^＊＊）は、ステータコイル８に目標電圧を生じさせる場合のパルス幅変調制御のための電圧指令（Ｖ^＊＊）と、矩形波制御ための電圧指令（Ｖ^＊＊）との差に基づいて設定されている。例えば、特別連続パルス幅変調制御（SP-CPWM）の電圧指令（Ｖ^＊＊）は、ステータコイル８に目標電圧を生じさせる場合の連続パルス幅変調制御のための電圧指令（Ｖ^＊＊）と、矩形波制御ための電圧指令（Ｖ^＊＊）との差に基づいて設定されている。また、特別不連続パルス幅変調制御（SP-DPWM）の電圧指令（Ｖ^＊＊）は、ステータコイル８に目標電圧を生じさせる場合の不連続パルス幅変調制御のための電圧指令（Ｖ^＊＊）と、矩形波制御ための電圧指令（Ｖ^＊＊）との差に基づいて設定されている。

【0078】

以下、図２のブロック図、及び図１０～図１９を参照して、特別パルス幅変調制御の電圧指令（Ｖ^＊＊）を演算する原理及び手順について説明する。図１０～図１３は、特別連続パルス幅変調制御の電圧指令（Ｖ^＊＊）を演算する原理を示し、図１４～図１７は、特別不連続パルス幅変調制御の電圧指令（Ｖ^＊＊）を演算する原理を示し、図１８及び図１９は、特別パルス幅変調制御の電圧指令（Ｖ^＊＊）を演算する手順を示している。ここでは、３相の電圧指令（Ｖ^＊＊）の内、Ｕ相の電圧指令（Ｖｕ^＊＊）を代表として例示して説明する。

【0079】

図１０は、図８に例示したような特別連続パルス幅変調制御の電圧指令（Ｖｕ２^＊＊）と、矩形波制御の電圧指令（Ｖｕ１^＊＊）と、キャリアＣＡとを示している。つまり、特別連続パルス幅変調制御の電圧指令（Ｖｕ２^＊＊）の演算結果を示している。上述したように、キャリアＣＡは“０＜ＣＡ＜１”の間で変化し、電圧指令（Ｖｕ１^＊＊，Ｖｕ２^＊＊）は、“０”以上“１”以下の範囲で変化している。

【0080】

図１１は、連続パルス幅変調制御の電圧指令（Ｖｕ２^＊＊）と、矩形波制御の電圧指令（Ｖｕ１^＊＊）と、キャリアＣＡとを示している。例えば、図２に示すように、第２インバータ１２の３相電圧指令を演算する第２電圧制御部７２の特別変調用３相電圧指令演算部７３Ｂでは、第１インバータ１１の３相電圧指令（Ｖｕ１^＊＊）と、第２インバータ１２の電圧指令（Ｖｕ２^＊＊）との双方を演算する。ここでは、第１インバータ１１の３相電圧指令（Ｖｕ１^＊＊）として、矩形波制御（1-Pulese）の電圧指令が演算され、第２インバータ１２の３相電圧指令（Ｖｕ２^＊＊）として、連続パルス幅変調制御（CPWM）の電圧指令が演算される。図１８の第１ステップ＃１に示すように、基本電圧指令として、これらの電圧指令が取得される（基本電圧指令取得ステップ）。“Vu_INV1_Ref”は、第１インバータ１１の基本電圧指令（第１基本電圧指令）である。“Vu_INV2_Ref”は、第２インバータ１２の基本電圧指令（第２基本電圧指令）である。第１基本電圧指令は、矩形波用電圧指令に相当し、第２基本電圧指令は、パルス幅変調用電圧指令（ここでは連続パルス幅変調用電圧指令）に相当する。

【0081】

図１２は、図１８の第２ステップ＃２及び第３ステップ＃３が実行された後の電圧指令を示している。第２ステップ＃２では、第１インバータ１１及び第２インバータ１２を用いて出力される合計の電圧指令“Vu_total_Ref”（システム電圧指令）が演算される（システム電圧指令演算ステップ）。図４等を参照して上述したように、第１インバータ１１の電圧指令と第２インバータ１２の電圧指令とは、位相が１８０度異なるように設定されている。従って、図１２及び図１８に示すように、システム電圧指令“Vu_total_Ref”は、第１基本電圧指令“Vu_INV1_Ref”と、第２基本電圧指令“Vu_INV2_Ref”との差として演算される。

【0082】

図１２に示すように、システム電圧指令“Vu_total_Ref”の波高は、キャリアＣＡの変域“０＜ＣＡ＜１”よりも大きくなり、その振幅中心は、“０”となる。システム電圧指令“Vu_total_Ref”の振幅中心と、第１基本電圧指令“Vu_INV1_Ref”の振幅中心とを一致させるために、第３ステップ＃３では、第１基本電圧指令“Vu_INV1_Ref”の振幅中心をキャリアＣＡの変域“０＜ＣＡ＜１”の中心である“０．５”から“０”にシフトさせる。第３ステップ＃３は、狭義には、マイナスシフトステップと称することができるが、システム電圧指令の演算に伴う補正であるから、システム電圧指令演算ステップに含めてもよい。本実施形態では、第２ステップ＃２及び第３ステップ＃３がシステム電圧指令演算ステップに相当する。尚、図２のブロック図（特別変調用３相電圧指令演算部７３Ｂ）には、簡略化のために、第２ステップ＃２における差分の演算を代表として図示している。

【0083】

図１３は、図１８の第４ステップ＃４が実行された後の電圧指令を示している。第４ステップ＃４では、システム電圧指令演算ステップ（＃２，＃３）で演算された、第１基本電圧指令“Vu_INV1_Ref”と、システム電圧指令“Vu_total_Ref”とに基づいて、第２基本電圧指令“Vu_INV2_Ref”が、特別連続パルス幅変調のために最適化される（電圧指令最適化ステップ）。図１３及び図１８に示すように、第２基本電圧指令“Vu_INV2_Ref”は、第１基本電圧指令“Vu_INV1_Ref”と、システム電圧指令“Vu_total_Ref”との差として演算される。第２基本電圧指令“Vu_INV2_Ref”は、特別パルス幅変調用電圧指令（ここでは特別不連続パルス幅変調用電圧指令）に相当する（最終的には、後述する第５ステップ＃５、第６ステップ＃６を経て特別パルス幅変調用電圧指令となる。）。

【0084】

第１基本電圧指令“Vu_INV1_Ref”及び第２基本電圧指令“Vu_INV2_Ref”の振幅中心は、第４ステップ＃４の実行完了時点では、図１３に示すように“０”である。このため、第５ステップ＃５では、振幅中心を“０”からキャリアＣＡの変域“０＜ＣＡ＜１”の中心である“０．５”に戻すプラスシフト処理が実行される（プラスシフトステップ）。続く第６ステップ＃６では、第１インバータ１１の電圧指令“Ｖｕ１^＊＊”に第１基本電圧指令“Vu_INV1_Ref”が設定され、第２インバータ１２の電圧指令“Ｖｕ２^＊＊”に第２基本電圧指令“Vu_INV2_Ref”が設定される（電圧指令設定ステップ）。第３ステップ＃３（マイナスシフトステップ）と同様に、第５ステップ＃５は補正演算である。従って、第３ステップ＃３を第２ステップ＃２と共にシステム電圧指令演算ステップに含めるのと同様に、第５ステップ＃５も第６ステップ＃６と共に電圧指令設定ステップに含めてもよい。本実施形態では、第５ステップ＃５及び第６ステップ＃６が電圧指令設定ステップに相当する。

【0085】

尚、図２のブロック図は簡略化しているが、特別変調用３相電圧指令演算部７３Ｂは、第１ステップ＃１～第６ステップ＃６を実行する。特別変調用変調部７５は、特別パルス幅変調制御（SP-PWM）の電圧指令（Ｖ^＊＊）に基づいて、特別パルス幅変調制御（SP-PWM）のスイッチング制御信号を生成する。制御方式として、特別パルス幅変調制御（SP-PWM）が選択されている場合、選択部７６を介して特別パルス幅変調制御（SP-PWM）のスイッチング制御信号が出力される。図２には、通常の変調のための３相電圧指令演算部７３及び変調部７４と、特別パルス幅変調のための特別変調用３相電圧指令演算部７３Ｂ及び特別変調用変調部７５と、それぞれの変調部（７４，７５）により生成されたスイッチング制御信号を選択して出力する選択部７６とを備える形態を例示している。しかし、上述したように、通常変調の３相電圧指令と、特別変調用変調部７５により生成された特別変調の３相電圧指令とが選択部において選択され、選択された電圧指令に基づいて共通の変調部により、スイッチング制御信号が生成されてもよい。

【0086】

図１４は、図９に例示したような特別不連続パルス幅変調制御の電圧指令（Ｖｕ２^＊＊）と、矩形波制御の電圧指令（Ｖｕ１^＊＊）と、キャリアＣＡとを示している。つまり、特別不連続パルス幅変調制御の電圧指令（Ｖｕ２^＊＊）の演算結果を示している。矩形波制御の電圧指令（Ｖｕ１^＊＊）は、“０～１”の間で変化するキャリアＣＡに対応して、“０”以上“１”以下の範囲で変化しているが、特別不連続パルス幅変調制御の電圧指令（Ｖｕ２^＊＊）は、キャリアＣＡの変域の範囲外である“０”以下、“１”以上の範囲も含んで変化している。

【0087】

図１５は、不連続パルス幅変調制御の電圧指令（Ｖｕ２^＊＊）と、矩形波制御の電圧指令（Ｖｕ１^＊＊）と、キャリアＣＡとを示している。上述したように、特別変調用３相電圧指令演算部７３Ｂ（図２参照）では、第１インバータ１１の３相電圧指令（Ｖｕ１^＊＊）と、第２インバータ１２の電圧指令（Ｖｕ２^＊＊）との双方を演算する。ここでは、第１インバータ１１の３相電圧指令（Ｖｕ１^＊＊）として、矩形波制御（1-Pulese）の電圧指令が演算され、第２インバータ１２の３相電圧指令（Ｖｕ２^＊＊）として、不連続パルス幅変調制御（DPWM）の電圧指令が演算される。図１８を参照して上述したように、第１ステップ＃１で、第１基本電圧指令“Vu_INV1_Ref”と第２基本電圧指令“Vu_INV2_Ref”とが取得される（基本電圧指令取得ステップ）。第１基本電圧指令は、矩形波用電圧指令に相当し、第２基本電圧指令は、パルス幅変調用電圧指令（ここでは不連続パルス幅変調用電圧指令）に相当する。

【0088】

図１６は、図１８の第２ステップ＃２及び第３ステップ＃３が実行された後の電圧指令を示している。第２ステップ＃２では、第１インバータ１１及び第２インバータ１２を用いて出力される合計の電圧指令“Vu_total_Ref”（システム電圧指令）が演算される。図１６及び図１８に示すように、システム電圧指令“Vu_total_Ref”は、第１基本電圧指令“Vu_INV1_Ref”と、第２基本電圧指令“Vu_INV2_Ref”との差として演算される。

【0089】

図１６に示すように、システム電圧指令“Vu_total_Ref”の波高は、キャリアＣＡの変域“０＜ＣＡ＜１”よりも大きくなり、その振幅中心は、“０”となる。システム電圧指令“Vu_total_Ref”の振幅中心と、第１基本電圧指令“Vu_INV1_Ref”の振幅中心とを一致させるために、第３ステップ＃３では、第１基本電圧指令“Vu_INV1_Ref”の振幅中心をキャリアＣＡの振幅中心である“０．５”から“０”にシフトさせる（マイナスシフトステップ）。上述したように、第３ステップ＃３は、システム電圧指令の演算に伴う補正であるから、システム電圧指令演算ステップに含めてもよい。本実施形態では、第２ステップ＃２及び第３ステップ＃３がシステム電圧指令演算ステップに相当する。

【0090】

図１７は、図１８の第４ステップ＃４が実行された後の電圧指令を示している。第４ステップ＃４では、システム電圧指令演算ステップ（＃２，＃３）で演算された、第１基本電圧指令“Vu_INV1_Ref”と、システム電圧指令“Vu_total_Ref”とに基づいて、第２基本電圧指令“Vu_INV2_Ref”が、特別連続パルス幅変調のために最適化される（電圧指令最適化ステップ）。図１７及び図１８に示すように、第２基本電圧指令“Vu_INV2_Ref”は、第１基本電圧指令“Vu_INV1_Ref”と、システム電圧指令“Vu_total_Ref”との差として演算される。第２基本電圧指令“Vu_INV2_Ref”は、特別パルス幅変調用電圧指令（ここでは特別不連続パルス幅変調用電圧指令）に相当する（最終的には、後述する第５ステップ＃５、第６ステップ＃６を経て特別パルス幅変調用電圧指令となる。）。

【0091】

第１基本電圧指令“Vu_INV1_Ref”及び第２基本電圧指令“Vu_INV2_Ref”の振幅中心は、第４ステップ＃４の実行完了時点では、図１７に示すように“０”である。このため、第５ステップ＃５では、振幅中心を“０”からキャリアＣＡの振幅中心である“０．５”に戻すプラスシフト処理が実行される（プラスシフトステップ）。続く第６ステップ＃６では、第１インバータ１１の電圧指令“Ｖｕ１^＊＊”に第１基本電圧指令“Vu_INV1_Ref”が設定され、第２インバータ１２の電圧指令“Ｖｕ２^＊＊”に第２基本電圧指令“Vu_INV2_Ref”が設定される（電圧指令設定ステップ）。第３ステップ＃３（マイナスシフトステップ）と同様に、第５ステップ＃５は補正演算であるから、システム電圧指令演算ステップと同様に、第５ステップ＃５も第６ステップ＃６と共に電圧指令設定ステップに含めてもよい。本実施形態では、第５ステップ＃５及び第６ステップ＃６が電圧指令設定ステップに相当する。上述したように、特別変調用３相電圧指令演算部７３Ｂは、第１ステップ＃１～第６ステップ＃６を実行する。

【0092】

図１９のフローチャートは、さらに第７ステップ＃７を行う形態を例示している。特別変調用変調部７５は、第７ステップ＃７を実行する。尚、通常変調の３相電圧指令と、特別変調用変調部７５により生成された特別変調の３相電圧指令とが選択部において選択され、選択された電圧指令に基づいて共通の変調部により、スイッチング制御信号が生成される場合には、当該共通の変調部において第７ステップ＃７が実行される。

【0093】

第７ステップ＃７では、“Ｋ”を“１”より大きい係数として、キャリアＣＡの周波数“Ｆ_ＣＡ”（キャリア周波数）を“Ｋ”倍して、キャリア周波数Ｆ_ＣＡを設定する。つまり、キャリア周波数Ｆ_ＣＡを高くして変調の分解能を高くする。“Ｋ”は例えば“２”とすることができる。この効果については、図２０～図２９（特に図２６～図２９）を参照して後述する。尚、キャリア周波数Ｆ_ＣＡは、変調周波数に相当する。

【0094】

以上、図１０～図１９を参照して説明したように、特別パルス幅変調制御は、特別パルス幅変調用電圧指令に基づいてスイッチングパターンが生成される制御方式ということができる。具体的には、オープン巻線であるステータコイル８に目標電圧を生じさせる場合に、矩形波制御により制御される一方のインバータのスイッチングパターンを生成させる電圧指令を矩形波用電圧指令とし、矩形波用電圧指令とは位相が１８０度異なる電圧指令であって、当該目標電圧を生じさせる場合にパルス幅変調制御により制御される他方のインバータのスイッチングパターンを生成させる電圧指令をパルス幅変調用電圧指令とし、矩形波用電圧指令とパルス幅変調用電圧指令との差分を２つのインバータ全体の電圧指令であるシステム電圧指令とし、振幅中心を一致させた状態での、システム電圧指令と矩形波用電圧指令との差分を特別パルス幅変調用電圧指令として、特別パルス幅変調制御は、特別パルス幅変調用電圧指令に基づいてスイッチングパターンが生成される制御方式ということができる。

【0095】

また、図１９を参照して上述したように、低速度域ＶＲＬにおいて、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の少なくとも一方のインバータ１０が、パルス幅変調制御により制御される場合、高速度域ＶＲＨでは、当該パルス幅変調制御における変調周波数よりも高い変調周波数により、特別パルス幅変調制御が実行されてもよい。

【0096】

表１、表２等を参照して上述したように、特別パルス幅変調制御は、高速度域ＶＲＨにおいて実行される。高速度域ＶＲＨでは、第１インバータ１１が矩形波制御によって駆動され、第２インバータ１２が特別パルス幅変調制御によって駆動される。以下、第１インバータ１１が矩形波制御によって駆動される状態で、第２インバータ１２が通常のパルス幅変調制御制御によって駆動された場合と比較して、第２インバータ１２が特別パルス幅変調制御により駆動される場合の利点について説明する。さらに、図１９を参照して上述したように、キャリア周波数Ｆ_ＣＡを高くすること（変調周波数を高くすること）の利点についても説明する。

【0097】

以下、図２０～図２９の波形図も参照して説明する。図２０～図２９は、時間の経過に伴って回転電機８０の回転速度を上昇させた速度スイープ実験や速度スイープシミュレーションの結果を示している。

【0098】

図２０及び図２１の波形図は、第１高速度域ＶＲＨ１において矩形波制御（1-Pulse）と通常の連続パルス幅変調制御（CPWM）とを組み合わせた場合のｄｑ軸電流（Ｉｄ，Ｉｑ）、及び実変調率（Mi_sys）を３相電流と共に示している。図２２及び図２３の波形図は、図２０及び図２１よりも高速度の第１高速度域ＶＲＨ１において矩形波制御（1-Pulse）と通常の連続パルス幅変調制御（CPWM）とを組み合わせた場合、及び第２高速度域ＶＲＨ２において矩形波制御（1-Pulse）と通常の不連続パルス幅変調制御（DPWM）とを組み合わせた場合、のｄｑ軸電流（Ｉｄ，Ｉｑ）、及び実変調率（Mi_sys）を３相電流と共に示している。即ち、図２２及び図２３は、時間の経過に伴って回転電機８０の回転速度が上昇し、第１高速度域ＶＲＨ１から第２高速度域ＶＲＨ２へ移行してインバータ１０の制御方式が切り替わった場合の波形を示している（図２６～図２９も同様）。図２０～図２３に示すように、ｄｑ軸電流（Ｉｄ，Ｉｑ）、及び実変調率（Mi_sys）の何れにもモータ電気周波数ｆ（回転電機８０の電気周波数）の６倍の周波数“６ｆ”のリップルが現れている。

【0099】

ここで、この“６ｆ”のリップルを改善するため、第１高速度域ＶＲＨ１において第２インバータ１２を特別連続パルス幅変調制御（SP-CPWM）により制御し、第２高速度域ＶＲＨ２において第２インバータ１２を特別不連続パルス幅変調制御（SP-DPWM）により制御する。図２４～図２７は、この場合の波形図を示している。

【0100】

図２４及び図２５の波形図は、図２０及び図２１の波形図に対応しており、図２０及び図２１と同じトルク及び同じ回転速度において、図２０及び図２１が通常の連続パルス幅変調制御（CPMW）が実行された場合を例示しているのに対して、図２４及び図２５では、特別連続パルス幅変調制御（SP-CPWM）が実行された場合を例示している。同様に、図２６及び図２７の波形図は、図２２及び図２３の波形図に対応しており、図２２及び図２３と同じトルク及び同じ回転速度において、図２２及び図２３が通常のパルス幅変調制御（CPMW,DPWM）が実行された場合を例示しているのに対して、図２４及び図２５では、特別パルス幅変調制御（SP-CPWM,SP-DPWM）が実行された場合を例示している。

【0101】

具体的には、図２４及び図２５の波形図は、第１高速度域ＶＲＨ１において矩形波制御（1-Pulse）と特別連続パルス幅変調制御（SP-CPWM）とを組み合わせた場合のｄｑ軸電流（Ｉｄ，Ｉｑ）、及び実変調率（Mi_sys）を３相電流と共に示している。図２６及び図２７の波形図は、図２４及び図２５よりも高速度の第１高速度域ＶＲＨ１において矩形波制御（1-Pulse）と特別連続パルス幅変調制御（SP-CPWM）とを組み合わせた場合、及び第２高速度域ＶＲＨ２において矩形波制御（1-Pulse）と特別不連続パルス幅変調制御（SP-DPWM）とを組み合わせた場合、のｄｑ軸電流（Ｉｄ，Ｉｑ）、及び実変調率（Mi_sys）を３相電流と共に示している。

【0102】

図２０～図２１と、図２４～図２５とを比較すると、ｄｑ軸電流（Ｉｄ，Ｉｑ）、及び実変調率（Mi_sys）の何れもモータ電気周波数ｆの６倍の周波数“６ｆ”のリップルが低減され、リップルが改善されていることがわかる。しかし、図２２～図２３と、図２６～図２７とを比較すると、新たにｄｑ軸電流（Ｉｄ，Ｉｑ）、及び実変調率（Mi_sys）の何れにもモータ電気周波数ｆの２倍の周波数“２ｆ”のリップルが現れていることがわかる。即ち、高速度域ＶＲＨの中で相対的に低速度側では、矩形波制御と特別パルス幅変調制御とを組み合わせることで、“６ｆ”のリップルを低減させるという改善が達成されているが、高速度域ＶＲＨの中で相対的に高速度側では、“６ｆ”のリップルが低減されても、“２ｆ”のリップルが生じるという新たな課題が発生している。

【0103】

この“２ｆ”のリップルは、図１０及び図１４等に示すように、電気角がπ（１８０度）及び２π（３６０度）の位相（電圧指令の変曲点の位相）において特別パルス幅変調制御の電圧指令（Ｖ^＊＊）が急激に変化することに起因すると考えられる。つまり、電気角がπ及び２πの位相では、電圧指令（Ｖ^＊＊）の増加量や減少量が通常のパルス幅変調制御に比べて遙かに大きい。このため、通常のパルス幅変調制御では十分な分解能を持つキャリア周波数Ｆ_ＣＡであっても、特別パルス幅変調制御では分解能が足りず、スイッチング制御信号のパルスを適切に生成できなくなる場合がある。そこで、図１９を参照して上述したように、キャリア周波数Ｆ_ＣＡを上げて変調の分解能を高くする。図２８～図２９は、図２６～図２７に対してキャリア周波数Ｆ_ＣＡを２倍にした場合の波形図を示している。

【0104】

図２８及び図２９の波形図は、図２６及び図２７の波形図に対応しており、図２６及び図２７と同じトルク及び同じ回転速度において、図２６及び図２７が通常と同様のキャリア周波数Ｆ_ＣＡで変調された特別パルス幅変調制御（SP-CPWM,SP-DPWM）が実行された場合を例示しているのに対して、図２８及び図２９では、通常の２倍のキャリア周波数Ｆ_ＣＡで変調された特別パルス幅変調制御（SP-CPWM,SP-DPWM）が実行された場合を例示している。具体的には、図２８及び図２９の波形図は、図２６及び図２７と同速度の第１高速度域ＶＲＨ１においてキャリア周波数Ｆ_ＡＣを図２６及び図２７の２倍に上げて矩形波制御（1-Pulse）と特別連続パルス幅変調制御（SP-CPWM）とを組み合わせた場合、及び第２高速度域ＶＲＨ２においてキャリア周波数Ｆ_ＡＣを図２６及び図２７の２倍に上げて矩形波制御（1-Pulse）と特別不連続パルス幅変調制御（SP-DPWM）とを組み合わせた場合、のｄｑ軸電流（Ｉｄ，Ｉｑ）、及び実変調率（Mi_sys）を３相電流と共に示している。

【0105】

図２６～図２７と、図２８～図２９とを比較すると、ｄｑ軸電流（Ｉｄ，Ｉｑ）、及び実変調率（Mi_sys）の何れもモータ電気周波数ｆの２倍の周波数“２ｆ”のリップルが低減され、リップルが改善されていることがわかる。即ち、高速度域ＶＲＨでは、低速度域ＶＲＬで実行されるパルス幅変調制御における変調周波数よりも高い変調周波数により、特別パルス幅変調制御が実行されると好適であることがわかる。

【0106】

本実施形態では、特別パルス幅変調制御は第２インバータ１２に対して実行される。上述したように、第２インバータ１２を構成する第２スイッチング素子３２は、第１インバータ１１を構成する第１スイッチング素子３１に比べて、スイッチング損失が少ない素子である。従って、キャリア周波数Ｆ_ＣＡを高くしてもスイッチング損失の増加を抑制することができる。つまり、２つのインバータ１０の内の一方のインバータ１０を構成するスイッチング素子３に比べて、スイッチング損失が小さいスイッチング素子３を用いて他方のインバータ１０が構成されていると、制御方式として特別パルス幅変調制御を適用し易くなり、スイッチング損失の増加を抑制しつつ、システム全体の効率を向上させ易い。

【0107】

当然ながら、通常のパルス幅変調制御を行う場合のキャリア周波数Ｆ_ＣＡが、π及び２πの位相の変曲点においても適切に特別パルス幅変調制御を実行できる程度に高い周波数を有している場合などでは、特別パルス幅変調制御の実行に際して改めてキャリア周波数Ｆ_ＣＡを高くする必要はない。従って、特別パルス幅変調制御の適用に際して、必ずしも図１に示すように、一方のインバータ１０を構成するスイッチング素子３が他方のインバータ１０を構成するスイッチング素子３よりもスイッチング損失が小さい素子である必要はない。図３６や図３７に例示したように、双方のインバータ１０が同じ物性のスイッチング素子３を用いて構成されていることを妨げるものではない。

【0108】

図３０の波形図は、超高速度域ＶＲＳＨにおける第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１^＊＊と、第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２^＊＊と、キャリアＣＡと、第１Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ１＋と、第２Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ２＋との一例を示している。上述したように、超高速度域ＶＲＳＨにおいて第１インバータ１１及び第２インバータ１２は共に、矩形波制御により制御される。尚、インバータ１０矩形波変調制御により制御される場合には、キャリアＣＡは不要であるが、他の制御方式との比較が容易なようにキャリアＣＡも図示している。

【0109】

図３１の波形図は、第１低速度域ＶＲＬ１における第１インバータ１１のＵ相電圧指令である第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１^＊＊と、第２インバータ１２のＵ相電圧指令である第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２^＊＊と、キャリアＣＡと、第１Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ１＋と、第２Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ２＋との一例を示している。第１低速度域ＶＲＬ１において第２インバータ１２は連続パルス幅変調制御により制御される。図３１に示すように、キャリアＣＡと、第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２^＊＊とに基づいて、パルス状の第２Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ２＋が生成される。

【0110】

第１インバータ１１はアクティブショートサーキット制御により制御されるので、第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１^＊＊は例えば“０”に固定されており、第１Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ１＋は、常時“０”となる。図示は省略しているが、第１Ｕ相下段側スイッチング制御信号Ｓｕ１－は、常時“１”となる。これにより、第１インバータ１１のＵ相のアーム３Ａの上段側スイッチング素子３Ｈ（３１Ｈ）がオフ状態に制御され、下段側スイッチング素子３Ｌ（３１Ｌ）がオン状態に制御される。Ｖ相、Ｗ相についても同様であり、これにより第１インバータ１１は下段側アクティブショートサーキット制御により制御される。尚、第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１^＊＊が設定されることなく、第１Ｕ相スイッチング制御信号Ｓｕ１が固定値に設定されてもよい。

【0111】

図３２の波形図は、第２低速度域ＶＲＬ２における第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１^＊＊と、第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２^＊＊と、キャリアＣＡと、第１Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ１＋と、第２Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ２＋との一例を示している。第１低速度域ＶＲＬ１と同様に、第２低速度域ＶＲＬ２において第１インバータ１１はアクティブショートサーキット制御により制御されるので、第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１^＊＊は固定値である。第２低速度域ＶＲＬ２において第２インバータ１２は不連続パルス幅変調制御により制御される。第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２^＊＊が、“０”又は“１”となる区間では、第１Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ１＋が固定値となり、スイッチング素子３（ここでは第２スイッチング素子３２）がオン状態又はオフ状態に固定される。

【0112】

図３３の波形図は、中間速度域ＶＲＭにおける第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１^＊＊と、第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２^＊＊と、キャリアＣＡと、第１Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ１＋と、第２Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ２＋との一例を示している。上述したように、第３速度域ＶＲ３において第１インバータ１１及び第２インバータ１２は共に、不連続パルス幅変調制御により制御される。

【0113】

ところで、下記の表３に示すように、中間速度域ＶＲＭでは、回転電機制御装置１は、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方を、不連続パルス幅変調制御に代えて混合パルス幅変調制御（MX-PWM）により制御してもよい。混合パルス幅変調制御は、インバータ１０を制御する制御方式の１つであり、電気角の１／２周期である第１期間Ｔ１（図３３、図３４参照）においてパターンの異なる複数のパルスが出力され、残りの１／２周期である第２期間Ｔ２（図３３、図３４参照）において非有効状態が継続するように制御される制御方式である。

【0114】

【表3】

【0115】

混合パルス幅変調制御では、第２期間Ｔ２においてスイッチング制御信号が非有効状態となるので、インバータ１０の損失が低減され、また、スイッチングによる高調波電流も減少して回転電機８０の損失（鉄損）も低減される。つまり、混合パルス幅変調制御を実行することによって、システム損失を低減することができる。

【0116】

図３４には、第１インバータ１１のキャリアＣＡである第１キャリアＣＡ１と、第２インバータ１２のキャリアＣＡである第２キャリアＣＡ２と、第１インバータ１１及び第２インバータ１２に共通するＵ相電圧指令である共通Ｕ相電圧指令Ｖｕ^＊＊と、第１Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ１＋と、第２Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ２＋との一例を示している。ここでは、共通Ｕ相電圧指令Ｖｕ^＊＊として、図３１に例示したような連続パルス幅変調（空間ベクトルパルス幅変調）の電圧指令を用いる形態を例示しているが、図３２、図３３に例示したような不連続パルス幅変調の電圧指令を用いてもよい。連続パルス幅変調（CPWM）の電圧指令を用いる場合には、混合パルス幅変調制御（MX-PWM）を混合連続パルス幅変調制御（MX-CPWM）と称し、不連続パルス幅変調（DPWM）の電圧指令を用いる場合には、混合パルス幅変調制御（MX-PWM）を混合連続パルス幅変調制御（MX-DPWM）と称することができる。ここでは、混合連続パルス幅変調制御（MX-CPWM）を例示して説明する。

【0117】

例えば、第１キャリアＣＡ１は“０．５＜ＣＡ１＜１”の間で変化し、第２キャリアＣＡ２は“０＜ＣＡ２＜０．５”の間で変化し、電圧指令（Ｖ^＊＊）は、“０≦Ｖ^＊＊≦１”の間で変化可能である。キャリアＣＡ（第１キャリアＣＡ１及び第２キャリアＶＡ２）と、電圧指令（Ｖ^＊＊）との比較により、電圧指令がキャリアＣＡ以上の場合にスイッチング制御信号が“１”となり、電圧指令がキャリアＣＡ未満の場合にスイッチング制御信号が“０”となる。

【0118】

図３４に示すように、第１キャリアＣＡ１及び第２キャリアＣＡ２の振幅は、電圧指令（Ｖ^＊＊）に許容される振幅の半分である。一般的なパルス幅変調（図３３等参照）では、キャリアＣＡの振幅は、電圧指令に許容される振幅と同等であり、混合パルス幅変調におけるキャリアＣＡはハーフキャリアと称することができる。このようなハーフキャリアを用いることにより、電気角の１／２周期である第１期間Ｔ１においては、このようなハーフキャリアと電圧指令（Ｖ^＊＊）とが交差するため、スイッチング制御信号としてパターンの異なる複数のパルスが出力される。残りの１／２周期である第２期間Ｔ２においては、ハーフキャリアと電圧指令（Ｖ^＊＊）とが交差しないため、スイッチング制御信号は非有効状態が継続するように出力される。

【0119】

尚、図示等は省略するが、電圧指令の波形によっては、第２期間Ｔ２においても、部分的に有効状態となるパルスがスイッチング制御信号として出力される場合がある。例えば、不連続パルス幅変調の電圧指令（Ｖ^＊＊）を用いる場合には、電圧指令（Ｖ^＊＊）の振幅中心近傍（電圧指令（Ｖ^＊＊）の変曲点付近）で、第２期間Ｔ２にも有効状態となるパルスが出力される場合がある。しかし、電圧指令（Ｖ＊＊）の振幅中心近傍を除くと、第２期間Ｔ２において非有効状態は継続する。また、第２期間Ｔ２をスイッチング制御信号が非有効状態の期間（１／２周期未満の期間）のみとし、１周期の中で第２期間Ｔ２以外の期間（１／２周期以上の期間）に設定すると、混合パルス幅変調を以下のように定義することもできる。混合パルス幅変調制御は、電気角の１／２周期以上である第１期間Ｔ１においてパターンの異なる複数のパルスが出力され、電気角の１周期の残りである第２期間Ｔ２において非有効状態が継続するように制御されるということもできる。

【0120】

図３５は、混合パルス幅変調制御（混合連続パルス幅変調制御）の図３４とは異なる形態を例示している。生成されるスイッチング制御信号は、同じである。図３５には、第１インバータ１１のキャリアＣＡである第１キャリアＣＡ１と、第２インバータ１２のキャリアＣＡである第２キャリアＣＡ２と、第１インバータ１１のＵ相電圧指令である第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１^＊＊と、第２インバータ１２のＵ相電圧指令である第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２^＊＊と、第１Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ１＋と、第２Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ２＋との一例を示している。例えば、第１キャリアＣＡ１及び第２キャリアＣＡ２は“０．５＜ＣＡ１＜１”の間で変化し、電圧指令（Ｖ^＊＊）は、“０≦Ｖ^＊＊≦１”の間で変化可能である。第１キャリアＣＡ１と第２キャリアＣＡ２とは位相が１８０度（π）異なっている。また、第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１^＊＊と第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２^＊＊とも位相が１８０度（π）異なっている。

【0121】

図３５に示すように、第１キャリアＣＡ１及び第２キャリアＣＡ２の振幅は、電圧指令（Ｖ^＊＊）に許容される振幅の半分である。従って、図３５に示す形態におけるキャリアＣＡもハーフキャリアである。このようなハーフキャリアを用いることにより、電気角の１／２周期（或いは１／２周期以上）である第１期間Ｔ１においては、このようなハーフキャリアと電圧指令（Ｖ^＊＊）とが交差するため、スイッチング制御信号としてパターンの異なる複数のパルスが出力される。周期の残りの期間である第２期間Ｔ２においては、ハーフキャリアと電圧指令（Ｖ^＊＊）とが交差しないため、スイッチング制御信号は非有効状態が継続するように出力される。

【0122】

図３４に例示した形態は、２つのハーフキャリアと１つの共通のリファレンスとしての電圧指令（Ｖ^＊＊）により変調する方式であり、ダブルハーフキャリア・シングルリファレンス方式ということができる。一方、図３５に例示した形態は、２つのハーフキャリアと２つの電圧指令（Ｖ^＊＊）により変調する方式であり、ダブルハーフキャリア・ダブルリファレンス方式ということができる。

【0123】

図８～図９、図３０、図３３～図３５に示すように、第１インバータ１１及び第２インバータ１２が共にスイッチング制御される場合、第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１^＊＊と第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２^＊＊とは、概ね１８０度異なる位相である。例えば、Ｕ相電圧の最大振幅は “（４／３）Ｅ”となり、線間電圧の最大振幅は、“２Ｅ”となる（図３及び図４のベクトル図も参照）。尚、第１直流電源６１と第２直流電源６２とは独立しており、第１直流電源６１の第１直流電圧Ｅ１と、第２直流電源６２の第２直流電圧Ｅ２とは、異なる値であってもよい。例えば、正確には、Ｕ相電圧の最大振幅は、“（（２／３）Ｅ１）＋（２／３）Ｅ２”であるが、理解を容易にするために本明細書中では“Ｅ１＝Ｅ２＝Ｅ”とする。

【0124】

上述したように、相対的に変調率及び回転速度が低く、相対的に低い電力領域である低速度域ＶＲＬでは、全ての電力が１つのインバータ１０から供給される。この時、一方のインバータ１０に対しては、アクティブショートサーキット制御を行うように電圧指令（Ｖ^＊＊）が与えられ、他方のインバータ１０に対しては通常の電圧指令（Ｖ^＊＊）が与えられる。低速度域ＶＲＬに対して変調率及び回転速度が高く、低速度域ＶＲＬに対して高い電力領域である中間速度域ＶＲＭ、高速度域ＶＲＨ及び超高速度域ＶＲＳＨでは、２つのインバータ１０から同等の電力が供給される。この時、双方のインバータ１０に対して、位相が１８０度（π）異なる同じ電圧指令（Ｖ^＊＊）が与えられる。

【0125】

ところで、インバータ１０をスイッチング制御した場合、交流電流の基本波に重畳される脈動成分が可聴周波数帯域のノイズを発生させる場合がある。２つのインバータ１０がそれぞれ異なる制御方式で制御される場合には、それぞれの制御方式に応じた脈動が生じ、可聴周波数帯域のノイズが増加するおそれがある。特に回転電機８０の回転速度が低速の場合、脈動成分の周波数（或いはそのサイドバンド周波数）が可聴周波数帯域に含まれる可能性が高くなる。回転電機８０の制御方式、つまりインバータ１０の制御方式は、高いシステム効率での動作と、可聴ノイズの低減とが両立できるように、動作条件に応じて適切に設定されることが望ましい。

【0126】

例えば、回転電機制御装置１は、回転電機８０の制御モードとして、損失低減優先モードと、ノイズ低減優先モードとを切り替え可能に備えていてもよい。例えば、回転電機制御装置１は、ノイズ低減優先モードでは、低速度域ＶＲＬにおいて、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方のインバータ１０をパルス幅変調によって制御する。また、回転電機制御装置１は、ノイズ低減優先モードでは、第１低速度域ＶＲＬ１において、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方のインバータ１０を連続パルス幅変調制御により制御し、第２低速度域ＶＲＬ２において、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方のインバータ１０を不連続パルス幅変調制御により制御してもよい。

【0127】

損失低減優先モードでは、回転電機８０の回転速度が相対的に低い低速度域ＶＲＬにおいて１つのインバータ１０のみを駆動するため、２つのインバータ１０が異なる周波数帯域のノイズを出すことはない。しかし、駆動される１つのインバータ１０の出力は大きくなるので、ノイズのエネルギーは高くなる。また、低速度域ＶＲＬでは、車両の走行に伴う音（タイヤと路面との接地音などの走行音）も小さいため、駆動される１つのインバータ１０から出力されるノイズが可聴周波数帯域のノイズの場合には、ノイズが利用者に聞こえ易くなる可能性がある。

【0128】

例えば、車両の発進時や停止に向けた減速時には、可聴周波数帯域のノイズが利用者に聞こえ易いことを考慮してノイズ低減優先モードが選択され、車両が定常走行する定常運転時には、損失低減優先モードが選択されると好適である。尚、これらのモードは、利用者による操作（設定スイッチ（タッチパネル等からの入力も含む））により、選択されてもよい。

【0129】

ノイズ低減優先モードでは、回転電機８０の回転速度が相対的に低い低速度域ＶＲＬにおいて、第１インバータ１１と第２インバータ１２とが同じ制御方式で制御される。また、ステータコイル８に電流を流す２つのインバータ１０は、電流の位相がほぼ１８０度異なる。２つのインバータ１０が同じ制御方式で制御された場合には、脈動成分を含めて電流の位相がほぼ１８０度異なることになる。従って、脈動成分の少なくとも一部を互いに打ち消し合うことができ、可聴周波数帯域のノイズを低減することができる。

【0130】

図３８は、比較例として、３相のステータコイル８が中性点で接続された１インバータシステムでの回転電機の制御領域の一例を示している。このインバータは、下記の表４に示すように、例えば、第１領域ＶＲ１１において連続パルス幅変調制御により制御され、第２領域ＶＲ１３において不連続パルス幅変調制御により制御され、第３領域ＶＲ１４において矩形波制御により制御される。

【0131】

【表4】

【0132】

ここで、変調率“Ｙ”は、表２、表３に例示した変調率“Ｘ”よりも大きい値であり、連続パルス幅変調（空間ベクトルパルス幅変調）による変調率の理論上の上限値（概ね０．７０７）に基づき、さらにデッドタイムを考慮して例えば０．５～０．６程度に設定されている。

【0133】

上述したように、本実施形態では、第２領域ＶＲ１３に相当する領域の低速度側に中間速度域ＶＲＭが設定されると共に高速度側に高速度域ＶＲＨが設定され、特徴的な特別パルス幅変調制御が実行される。特別パルス幅変調制御により、高い出力が要求される動作領域においてインバータ１０の損失が低減され、また、スイッチングによる高調波電流も減少して回転電機８０の損失（鉄損）も低減される。つまり、特別パルス幅変調制御を実行することによって、システム損失を低減することができる。また、第１領域ＶＲ１１に相当する領域に低速度域ＶＲＬを設定することによって、要求出力の低い動作領域においてもシステム損失を低減することができる。また、低速度域ＶＲ１では、上述したように、適宜、損失低減優先モードとノイズ低減優先モードとが切り替えられてもよい。損失低減優先モードではシステム全体の損失を低減し、ノイズ低減優先モードでは損失の低減と共にノイズを低減することができる。

【0134】

〔実施形態の概要〕
以下、上記において説明した回転電機制御装置（１）の概要について簡単に説明する。

【0135】

１つの態様として、互いに独立した複数相のオープン巻線（８）を有する回転電機（８０）を、第１インバータ（１１）及び第２インバータ（１２）を介して駆動制御する回転電機制御装置（１）は、前記第１インバータ（１１）が、複数相の前記オープン巻線（８）の一端側に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換し、前記第２インバータ（１２）が、複数相の前記オープン巻線（８）の他端側に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換し、前記第１インバータ（１１）と前記第２インバータ（１２）とのそれぞれを、スイッチングパターンが異なる複数の制御方式により制御可能であると共に、互いに独立した前記制御方式で制御可能であり、前記制御方式には、電気角の一周期においてパターンの異なる複数のパルスが出力されるパルス幅変調制御と、電気角の一周期において１つのパルスが出力される矩形波制御とが含まれ、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）の一方のインバータ（１０）を前記矩形波制御により制御し、他方の前記インバータ（１０）を前記パルス幅変調制御の１つである特別パルス幅変調制御により制御する対象制御を実行し、前記特別パルス幅変調制御は、前記オープン巻線（８）に目標電圧を生じさせる場合の前記パルス幅変調制御によるスイッチングパターンと、前記矩形波制御によるスイッチングパターンとの差に基づいたスイッチングパターンとなる前記制御方式である。

【0136】

この構成によれば、２つのインバータ（１０）の内、一方のインバータ（１０）を矩形波制御することにより、当該一方のインバータ（１０）のスイッチング回数が削減され、スイッチング損失を低減することができる。また、矩形波制御されない側の他方のインバータ（１０）は、特別パルス幅変調制御により制御される。特別パルス幅変調制御では、オープン巻線（８）に目標電圧を生じさせる場合のパルス幅変調制御によるスイッチングパターンと、矩形波制御によるスイッチングパターンとの差に基づいたスイッチングパターンにより、当該他方のインバータ（１０）が制御される。従って、一方のインバータ（１０）を矩形波制御により制御しても、他方のインバータのパルス幅変調制御が合わさることによって円滑に回転電機（８０）を駆動することができる。一般的に、矩形波制御が適用される相対的に高回転の動作領域において、システム損失を低減させると共に、回転電機（８０）を円滑に制御することができる。即ち、本構成によれば、オープン巻線の両端にそれぞれ備えられた２つのインバータを適切に制御することができる。

【0137】

ここで、前記オープン巻線（８）に目標電圧を生じさせる場合に、前記矩形波制御により制御される一方の前記インバータ（１０）のスイッチングパターンを生成させる電圧指令を矩形波用電圧指令とし、前記矩形波用電圧指令とは位相が１８０度異なる電圧指令であって、当該目標電圧を生じさせる場合に前記パルス幅変調制御により制御される他方の前記インバータ（１０）のスイッチングパターンを生成させる電圧指令をパルス幅変調用電圧指令とし、前記矩形波用電圧指令と前記パルス幅変調用電圧指令との差分を２つの前記インバータ（１０）全体の電圧指令であるシステム電圧指令とし、振幅中心を一致させた状態での、前記システム電圧指令と前記矩形波用電圧指令との差分を特別パルス幅変調用電圧指令として、前記特別パルス幅変調制御は、前記特別パルス幅変調用電圧指令に基づいてスイッチングパターンが生成される前記制御方式であると好適である。

【0138】

この構成によれば、矩形波制御とパルス幅変調制御とを組み合わせて円滑に回転電機（８０）を駆動する場合に、パルス幅変調制御における電圧指令を最適化することができる。発明者らによる実験やシミュレーションによれば、単純に矩形波制御とパルス幅変調制御とを組み合わせた場合には、オープン巻線（８）を流れる電流などにリップルが生じることが確認されている。しかし、特別パルス幅変調制御によれば、そのようなリップルが抑制されることが確認されている。特別パルス幅変調制御においてスイッチングパターンを生成するための電圧指令は、矩形波制御とパルス幅変調制御とを組み合わせた場合の全体の電圧指令であるシステム電圧指令に基づき、矩形波制御のための矩形波用電圧指令との差分として設定されている。従って、矩形波制御とパルス幅変調制御とを組み合わせた場合と同様にオープン巻線に目標電圧を生じさせつつ、上述したようなリップルも低減することができる。

【0139】

また、前記回転電機（８０）の制御領域（Ｒ）として、低速度域（ＶＲＬ）と、同じトルク（Ｔ）における前記回転電機（８０）の回転速度が前記低速度域（ＶＲＬ）よりも高い高速度域（ＶＲＨ）とが設定され、回転電機制御装置（１）が、前記高速度域（ＶＲＨ）において、前記対象制御を実行すると好適である。

【0140】

一般的に、このような高速度域（ＶＲＨ）では、変調率の高い変調方式のパルス幅変調を用いた制御方式によりインバータ（１０）が制御される。対象制御では、２つのインバータ（１０）の内の一方のインバータ（１０）が矩形波制御されるため、当該一方のインバータ（１０）のスイッチング損失を低減させることができる。本構成によれば、インバータ（１０）に比較的高い出力が求められる高速度域（ＶＲＨ）におけるシステム効率を向上させることができる。

【0141】

また、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）が、それぞれ交流１相分のアーム（３Ａ）が上段側スイッチング素子（３Ｈ）と下段側スイッチング素子（３Ｌ）との直列回路により構成され、前記パルス幅変調制御には、前記制御方式として、複数相の前記アーム（３Ａ）の全てについて連続的にパルス幅変調を行う連続パルス幅変調制御と、複数相の一部の前記アーム（３Ａ）についてスイッチング素子（３）をオン状態又はオフ状態に固定する期間を含んでパルス幅変調を行う不連続パルス幅変調制御とが含まれ、前記高速度域（ＶＲＨ）内には、第１高速度域（ＶＲＨ１）と、同じトルク（Ｔ）における前記回転電機（８０）の回転速度が前記第１高速度域（ＶＲＨ１）よりも高い第２高速度域（ＶＲＨ２）とが設定され、前記第１高速度域（ＶＲＨ１）では、回転電機制御装置（１）が、前記対象制御として、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）の一方の前記インバータ（１０）を前記矩形波制御により制御し、他方の前記インバータ（１２）を前記連続パルス幅変調制御に基づく前記特別パルス幅変調制御である特別連続パルス幅変調により制御する第１対象制御を実行し、前記第２高速度域（ＶＲＨ２）では、回転電機制御装置（１）が、前記対象制御として、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）の一方の前記インバータ（１０）を前記矩形波制御により制御し、他方の前記インバータ（１０）を前記不連続パルス幅変調制御に基づく前記特別パルス幅変調制御である特別不連続パルス幅変調により制御する第２対象制御を実行すると好適である。

【0142】

不連続パルス幅変調制御による最大変調率は、連続パルス幅変調制御の最大変調率よりも大きい。第２高速度域（ＶＲＨ２）は、同じトルク（Ｔ）において第１高速度域（ＶＲＨ１）よりも回転電機（８０）の回転速度が高い制御領域（Ｒ）であり、システム効率の観点からは第２高速度域（ＶＲＨ２）では第１高速度域（ＶＲＨ１）よりも高い変調率で変調されることが好ましい。第１高速度域（ＶＲＨ１）において連続パルス幅変調に基づく特別連続パルス幅変調制御を実行し、第２高速度域（ＶＲＨ２）において不連続パルス幅変調に基づく特別連続パルス幅変調制御を実行することによって、高速度域（ＶＲＨ）の全体に亘って適切に回転電機（８０）を駆動することができる。

【0143】

また、前記回転電機（８０）の制御領域（Ｒ）として、低速度域（ＶＲＬ）と、同じトルク（Ｔ）における前記回転電機（８０）の回転速度が前記低速度域（ＶＲＬ）よりも高い高速度域（ＶＲＨ）とが設定され、回転電機制御装置（１）が、前記高速度域（ＶＲＨ）において、前記対象制御を実行する前記低速度域では、前記第１インバータ及び前記第２インバータの少なくとも一方のインバータが、前記パルス幅変調制御により制御される場合、前記高速度域（ＶＲＨ）では、前記パルス幅変調制御における変調周波数（Ｆ_ＣＡ）よりも高い変調周波数（Ｆ_ＣＡ）により、前記特別パルス幅変調制御が実行されると好適である。

【0144】

発明者らによる検討によれば、特別パルス幅変調制御における電圧指令は、電気角の半周期ごとに電圧指令の値が急激に増加、又は減少する大きな変曲点を有することが判った。そして、発明者らによる実験やシミュレーションによれば、この変曲点の近傍の位相において、オープン巻線（８）を流れる電流などにリップルが生じることが確認されている。これは、変調周波数（Ｆ_ＣＡ）が、変曲点付近の位相において電圧指令の値の急激な増加、又は減少に対応できるような分解能を有していないことに起因している。本構成によれば、パルス幅変調制御における変調周波数（Ｆ_ＣＡ）よりも高い変調周波数（Ｆ_ＣＡ）により、特別パルス幅変調制御が実行される。従って、変調周波数（Ｆ_ＣＡ）が、変曲点付近の位相において電圧指令の値の急激な増加、又は減少に対応できるようになり、上述したようなリップルを低減させることができる。

【0145】

また、同じトルク（Ｔ）における前記回転電機（８０）の回転速度が前記高速度域（ＶＲＨ）よりも高い超高速度域（ＶＲＳＨ）がさらに設定され、前記超高速度域では、回転電機制御装置（１）が、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）の双方の前記インバータ（１０）を前記矩形波制御により制御すると好適である。

【0146】

高速度域（ＶＲＨ）では、一方のインバータ（１０）が矩形波制御により制御され、他方のインバータ（１０）が特別パルス幅変調により制御されている。当該他方のインバータ（１０）の制御方式を矩形波制御に移行させることにより、高速度域（ＶＲＨ）における対象制御から超高速度域（ＶＲＳＨ）における矩形波制御へと円滑に制御方式を変更することができる。即ち、本構成によれば、高速度域ＶＲＨと超高速度域ＶＲＳＨとに亘って適切に回転電機８０を駆動することができる。

【0147】

また、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）が、それぞれ交流１相分のアーム（３Ａ）が上段側スイッチング素子（３Ｈ）と下段側スイッチング素子（３Ｌ）との直列回路により構成され、前記制御方式には、複数相全ての前記アーム（３Ａ）の前記上段側スイッチング素子（３Ｈ）をオン状態とする又は複数相全ての前記アーム（３Ａ）の前記下段側スイッチング素子（３Ｌ）をオン状態とするアクティブショートサーキット制御がさらに含まれ、前記低速度域（ＶＲＬ）では、回転電機制御装置（１）が、前記第１インバータ（１０）及び前記第２インバータ（１２）の一方の前記インバータ（１０）を前記アクティブショートサーキット制御により制御し、他方の前記インバータ（１０）を前記パルス幅変調制御により制御する対象低速度域制御を実行すると好適である。

【0148】

対象低速度域制御の実行により、実質的に２つのインバータ（１０）の内、１つのインバータ（１０）のみで回転電機（８０）を駆動することになる。一方のインバータ（１０）がスイッチング動作をしないので、システム全体の損失を抑制しつつ回転電機（８０）を駆動することができる。

【0149】

また、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）が、それぞれ交流１相分のアーム（３Ａ）が上段側スイッチング素子（３Ｈ）と下段側スイッチング素子（３Ｌ）との直列回路により構成され、前記パルス幅変調制御には、前記制御方式として、複数相の前記アーム（３Ａ）の全てについて連続的にパルス幅変調を行う連続パルス幅変調制御と、複数相の一部の前記アーム（３Ａ）についてスイッチング素子（３）をオン状態又はオフ状態に固定する期間を含んでパルス幅変調を行う不連続パルス幅変調制御とが含まれ、前記低速度域（ＶＲＬ）内には、第１低速度域（ＶＲＬ１）と、同じトルク（Ｔ）における前記回転電機（８０）の回転速度が前記第１低速度域（ＶＲＬ１）よりも高い第２低速度域（ＶＲＬ２）とが設定され、前記第１低速度域（ＶＲＬ１）では、回転電機制御装置（１）が、前記対象低速度域制御として、前記第１インバータ（１１）及び第２インバータ（１２）の一方の前記インバータ（１０）を前記アクティブショートサーキット制御により制御し、他方の前記インバータ（１０）を前記連続パルス幅変調制御により制御する第１対象低速度域制御を実行し、前記第２低速度域（ＶＲＬ２）では、回転電機制御装置（１）が、前記対象低速度域制御として、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）の一方の前記インバータ（１０）を前記アクティブショートサーキット制御により制御し、他方の前記インバータ（１０）を前記不連続パルス幅変調制御により制御する第２対象低速度域制御を実行すると好適である。

【0150】

不連続パルス幅変調制御による最大変調率は、連続パルス幅変調制御の最大変調率よりも大きい。第２低速度域（ＶＲＬ２）は、同じトルク（Ｔ）において第１低速度域（ＶＲＬ１）よりも回転電機（８０）の回転速度が高い制御領域（Ｒ）であり、システム効率の観点からは第２低速度域（ＶＲＬ２）では第１低速度域（ＶＲＬ１）よりも高い変調率で変調されることが好ましい。第１低速度域（ＶＲＬ１）において連続パルス幅変調制御を用いた第１対象低速度域制御が実行され、第２低速度域（ＶＲＬ２）において不連続パルス幅変調を用いた第２対象低速度域制御が実行されることによって、低速度域（ＶＲＬ）の全体に亘って適切に回転電機（８０）を駆動することができる。

【0151】

また、回転電機制御装置（１）は、前記低速度域（ＶＲＬ）において、前記第１インバータ（１０）及び前記第２インバータ（１２）の一方の前記インバータ（１０）を前記アクティブショートサーキット制御により制御し、他方の前記インバータ（１０）を前記パルス幅変調制御により制御する対象低速度域制御を実行する場合、前記第１インバータ（１１）を制御する前記制御方式と前記第２インバータ（１２）を制御する前記制御方式とを、予め規定された条件に従って交互に入れ替えると好適である。

【0152】

制御方式を入れ替えることによって、第１インバータ（１１）及び第２インバータ（１２）の何れか一方だけが消耗することが抑制される。また、第１インバータ（１１）及び第２インバータ（１２）が、それぞれ独立した直流電源（６）に接続される場合には、第１インバータ（１１）に接続される直流電源（６１）及び第２インバータ（１２）に接続される直流電源（６２）の何れか一方だけの電力消費量が増加することを抑制することができる。ここで、規定された条件とは、例えば、一定の時間や、直流電源（６）の電力消費量であると好適である。

【0153】

また、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）が、それぞれ交流１相分のアーム（３Ａ）が上段側スイッチング素子（３Ｈ）と下段側スイッチング素子（３Ｌ）との直列回路により構成され、前記パルス幅変調制御には、前記制御方式として、複数相の一部の前記アーム（３Ａ）についてスイッチング素子（３）をオン状態又はオフ状態に固定する期間を含んでパルス幅変調を行う不連続パルス幅変調制御が含まれ、前記制御領域（Ｒ）として、同じトルク（Ｔ）における前記回転電機（８０）の回転速度が前記低速度域（ＶＲＬ）よりも高く前記高速度域（ＶＲＨ）よりも低い中間速度域（ＶＲＭ）がさらに設定され、前記中間速度域（ＶＲＭ）では、回転電機制御装置（１）が、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）の双方の前記インバータ（１０）を前記不連続パルス幅変調制御により制御すると好適である。

【0154】

この構成によれば、アクティブショートサーキット制御及びパルス幅変調制御を用いた低速度対象制御で制御される低速度域（ＶＲＬ）と、矩形波制御及び特別パルス幅変調制御を用い対象制御で制御される高速度域（ＶＲＨ）との間の制御領域（Ｒ）において、不連続パルス幅変調制御により双方のインバータ（１０）が制御される。これにより、低速度域（ＶＲＬ）から中間速度域（ＶＲＭ）を経て高速度域（ＶＲＨ）に至る広い制御領域に亘って円滑に回転電機（８０）を駆動することができる。

【0155】

また、前記制御方式には、電気角の１／２周期である第１期間（Ｔ１）においてパターンの異なる複数のパルスが出力され、残りの１／２周期である第２期間（Ｔ２）において非有効状態が継続するように制御される混合パルス幅変調制御が含まれ、回転電機制御装置（１）が、前記中間速度域（ＶＲＭ）において、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）の双方を、前記不連続パルス幅変調制御に代えて前記混合パルス幅変調制御により制御すると好適である。

【0156】

混合パルス幅変調制御は、電気角の１周期の間におおよそ半周期ずつ、パルス幅変調される期間と、無変調（固定状態）の期間とを組み合わせた制御方式である。つまり、インバータ（１０）は駆動時間のおおよそ１／２の期間において、スイッチング動作を行わないため、スイッチング損失が低減され、システム損失が低減される。

【0157】

また、それぞれの前記制御領域（Ｒ）の境界は、前記回転電機（８０）のトルクに応じた前記回転電機（８０）の回転速度と、直流電圧に対する複数相の交流電圧の線間電圧の実効値の割合と、の少なくとも一方に応じて設定されていると好適である。

【0158】

回転電機（８０）の動作条件は、しばしば回転速度とトルクとの関係で定義される。回転電機制御装置（１）が、１つのパラメータである回転速度に基づいて、第１インバータ（１１）及び第２インバータ（１２）を制御する制御方式を変更すると、回転電機（８０）の動作条件に応じて高い効率で回転電機（８０）を駆動制御することができる。また、例えば、回転電機（８０）に高い出力（速い回転速度や高いトルク）が要求される場合、電圧型のインバータでは、直流電圧を高くすることや、直流電圧が交流電圧に変換される割合を高くすることで当該要求が実現される。直流電圧が一定の場合には、直流電圧が交流電圧に変換される割合を高くすることで当該要求を実現することができる。この割合は、直流電力に対する３相交流電力の実効値の割合（電圧型のインバータの場合には、直流電圧に対する３相交流電圧の線間電圧の実効値の割合と等価）として示すことができる。インバータ（１０）を制御する制御方式には、この割合が低いものから高いものまで種々の方式が存在する。回転電機（８０）に対する要求に応じて定まる直流電圧に対する複数相の交流電圧の線間電圧の実効値の割合に基づいて、制御方式を変更することによって、回転電機（８０）の動作条件に応じて高い効率で回転電機（８０）を駆動制御することができる。

【0159】

また、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）の内、一方の前記インバータ（１０）は、第１スイッチング素子（３１）を用いて構成され、他方の前記インバータ（１０）は、オフ状態とオン状態との間での遷移時のスイッチング損失が前記第１スイッチング素子（３１）よりも小さい第２スイッチング素子（３２）を用いて構成され、前記特別パルス幅変調制御により制御される前記インバータ（１０）は、前記第２スイッチング素子（３２）を用いて構成されていると好適である。

【0160】

矩形波制御により制御されるインバータ（１０）は、特別パルス幅変調制御により制御されるインバータ（１０）に比べてスイッチング回数が少なくなる。本構成によれば、相対的にスイッチング損失が小さい第２スイッチング素子（３２）を用いて構成されたインバータ（１０）により多くスイッチングさせることによって、高い出力が要求される高速度域（ＶＲＨ）においてシステム全体の損失を抑制することができる。

【0161】

また、前記第１インバータ（１０）及び前記第２インバータ（１２）の一方の前記インバータ（１０）が前記アクティブショートサーキット制御により制御され、他方の前記インバータ（１０）が前記パルス幅変調制御により制御される対象低速度域制御が実行される場合、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）の内、一方の前記インバータ（１０）が、第１スイッチング素子（３１）を用いて構成され、他方の前記インバータ（１０）が、オフ状態とオン状態との間での遷移時のスイッチング損失が前記第１スイッチング素子（３１）よりも小さい第２スイッチング素子（３２）を用いて構成され、前記パルス幅変調制御により制御される前記インバータが、前記第２スイッチング素子を用いて構成されていると好適である。

【0162】

尚、低速度域ＶＲＬでは、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の一方のインバータ１０（ここでは第１インバータ１１）をアクティブショートサーキット制御により制御し、他方のインバータ１０（ここでは第２インバータ１２）をパルス幅変調制御により制御する対象低速度域制御が実行される。つまり、実質的に２つのインバータ１０の内、１つのインバータ１０（例えば第２インバータ１２）のみで回転電機８０を駆動することになる。一方のインバータ１０がスイッチング動作をしないので、システム全体の損失を抑制して回転電機８０を駆動することができる。

【0163】

また、前記第１スイッチング素子（３１）は、Ｓｉ－ＩＧＢＴ又はＳｉ－ＭＯＳＦＥＴであり、前記第２スイッチング素子（３２）は、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ、又はＧａＮ－ＭＯＳＦＥＴであると好適である。

【0164】

例えば、炭化ケイ素（ＳｉＣ）は、絶縁破壊電界強度がケイ素（Ｓｉ）よりも高いことより、高耐圧パワーデバイスを構成する場合に、高い不純物濃度且つ薄い膜厚でドリフト層を形成することができる。高耐圧パワーデバイスの抵抗成分のほとんどはドリフト層の抵抗となるので、ＳｉＣデバイスは、Ｓｉデバイスに比べて単位面積当たりのオン抵抗が低くなる。つまり、ＳｉＣデバイスは、Ｓｉデバイスに比べてスイッチング損失を小さくすることができる。窒化ガリウム（ＧａＮ）を用いたデバイスも同様である。従って、第１スイッチング素子（３１）がＳｉデバイスの場合に、ＳｉＣデバイスやＧａＮデバイスを第２スイッチング素子（３２）とすることで、第１スイッチング素子（３１）に比べてスイッチング損失が相対的に小さい第２スイッチング素子（３２）を用いてインバータ（１０）を構成することができる。

【符号の説明】

【0165】

１ ：回転電機制御装置
３ ：スイッチング素子
３Ａ ：アーム
３Ｈ ：上段側スイッチング素子
３Ｌ ：下段側スイッチング素子
８ ：ステータコイル（オープン巻線）
１０ ：インバータ
１１ ：第１インバータ
１２ ：第２インバータ
８０ ：回転電機
Ｒ ：制御領域
Ｔ ：トルク
Ｔ１ ：第１期間
Ｔ２ ：第２期間
ＶＲＨ ：高速度域
ＶＲＨ１ ：第１高速度域
ＶＲＨ２ ：第２高速度域
ＶＲＬ ：低速度域
ＶＲＬ１ ：第１低速度域
ＶＲＬ２ ：第２低速度域
ＶＲＭ ：中間速度域
ＶＲＳＨ ：超高速度域

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】

【図18】

【図19】

【図20】

【図21】

【図22】

【図23】

【図24】

【図25】

【図26】

【図27】

【図28】

【図29】

【図30】

【図31】

【図32】

【図33】

【図34】

【図35】

【図36】

【図37】

【図38】