特許 7183349 フィルタおよび電子機器

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2022-11-25

(45)【発行日】2022-12-05

(54)【発明の名称】フィルタおよび電子機器

(51)【国際特許分類】

   H03H 7/075 20060101AFI20221128BHJP

   H01P 1/20 20060101ALI20221128BHJP

【ＦＩ】

H03H7/075 A

H01P1/20 Z

【請求項の数】 5

(21)【出願番号】P 2021114507

(22)【出願日】2021-07-09

(62)【分割の表示】P 2018044387の分割

【原出願日】2018-03-12

(65)【公開番号】P2021170805

(43)【公開日】2021-10-28

【審査請求日】2021-07-09

(73)【特許権者】

【識別番号】394025094

【氏名又は名称】三菱電機特機システム株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110002491

【氏名又は名称】弁理士法人クロスボーダー特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】澁谷 篤史

(72)【発明者】

【氏名】清野 清春

【審査官】石田 昌敏

(56)【参考文献】

【文献】特公平０５－０６３９７４（ＪＰ，Ｂ２）

【文献】米国特許出願公開第２００５／０２８２５０３（ＵＳ，Ａ１）

【文献】特開昭５４－１３８３５５（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０３Ｈ ５／００－７／１３

Ｈ０１Ｐ １／２０

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

ある帯域内の周波数の信号を通過させるフィルタにおいて、
並列に接続された第２キャパシタＡと第２キャパシタＢと、
前記第２キャパシタＡと前記第２キャパシタＢに直列に各々接続されて、共振周波数が互いに異なり前記帯域外の周波数となる直列共振回路Ａと直列共振回路Ｂを各々形成する第２インダクタＡと第２インダクタＢと、
前記直列共振回路Ａと前記直列共振回路Ｂとの間に接続された第１インダクタＤと
を備え、
入力端子と出力端子との間に、１個の第１インダクタＸを装荷し、前記第１インダクタＸの一端子と接地との間、および、前記第１インダクタＸの他端子と接地との間にそれぞれ第２キャパシタＹを装荷したπ形構成になっているフィルタにおいて、前記第１インダクタＸのインダクタンス値をＬとし、前記第２キャパシタＹのキャパシタンス値をＣとした場合、
前記第２インダクタＡのインダクタンス値をＬ５、
前記第２キャパシタＡのキャパシタンス値をＣ５、
前記第２インダクタＢのインダクタンス値をＬ６、
前記第２キャパシタＢのキャパシタンス値をＣ６、
前記第１インダクタＤのインダクタンス値をＬ、
ω０を帯域内の周波数、
ω１を前記第２インダクタＡと前記第２キャパシタＡとの前記直列共振回路Ａの帯域外での共振周波数、
ω２を前記第２インダクタＢと前記第２キャパシタＢとの前記直列共振回路Ｂの帯域外での共振周波数とすると、
Ｌ５＝１／Ｃ（ω１ ^２ －ω０ ^２ ）
Ｃ５＝Ｃ（１－ω０ ^２ ／ω１ ^２ ）
Ｌ６＝１／Ｃ（ω２ ^２ －ω０ ^２ ）
Ｃ６＝Ｃ（１－ω０ ^２ ／ω２ ^２ ）
ω０＜ω１＜ω２
の関係を有し、通過周波数ω０においては前記π型構成になっているフィルタの特性を維持しながら、前記共振周波数ω１から前記共振周波数ω２にわたって前記π形構成になっているフィルタよりも大きな損失特性を得ることができるフィルタ。

【請求項2】

ある帯域内の周波数の信号を通過させるフィルタにおいて、
入力端子と出力端子との間に、１個の第１インダクタＸを装荷し、
前記第１インダクタＸの一端子と接地との間に、第２キャパシタＹを装荷し、
前記第１インダクタＸの他端子と接地との間に、
並列に接続された第２キャパシタＡと第２キャパシタＢと、
前記第２キャパシタＡと前記第２キャパシタＢに直列に各々接続されて、共振周波数が互いに異なり前記帯域外の周波数となる直列共振回路Ａと直列共振回路Ｂを各々形成する第２インダクタＡと第２インダクタＢと
を備え、
前記第２インダクタＡのインダクタンス値をＬ７、
前記第２キャパシタＡのキャパシタンス値をＣ７、
前記第２インダクタＢのインダクタンス値をＬ８、
前記第２キャパシタＢのキャパシタンス値をＣ８、
前記第１インダクタＸのインダクタンス値をＬ、
前記第２キャパシタＹのキャパシタンス値をＣ、
ω０を帯域内の周波数、
ω１を前記第２インダクタＡと前記第２キャパシタＡとの前記直列共振回路Ａの帯域外での共振周波数、
ω２を前記第２インダクタＢと前記第２キャパシタＢとの前記直列共振回路Ｂの帯域外での共振周波数、
前記帯域内の周波数ω０における前記直列共振回路Ａの等価的なキャパシタのキャパシタンス値をＣ／２、
前記帯域内の周波数ω０における前記直列共振回路Ｂの等価的なキャパシタのキャパシタンス値をＣ／２とすると、
Ｌ７＝２／Ｃ（ω１ ^２ －ω０ ^２ ）
Ｃ７＝Ｃ（１－ω０ ^２ ／ω１ ^２ ）／２
Ｌ８＝２／Ｃ（ω２ ^２ －ω０ ^２ ）
Ｃ８＝Ｃ（１－ω０ ^２ ／ω２ ^２ ）／２
ω０＜ω１＜ω２
の関係を有するフィルタ。

【請求項3】

前記直列共振回路Ａと前記直列共振回路Ｂの間で前記第１インダクタＤに並列に接続されて、共振周波数が前記直列共振回路Ａと前記直列共振回路Ｂのいずれの共振周波数とも異なり前記帯域外の周波数となる並列共振回路を形成する第１キャパシタをさらに備える請求項１に記載のフィルタ。

【請求項4】

直列に接続された２つ以上の第１インダクタを、各々前記第１インダクタＤとして備え、
前記直列共振回路Ａと前記直列共振回路Ｂの間で前記２つ以上の第１インダクタに各々並列に接続されて、第１インダクタごとに前記並列共振回路を形成する２つ以上の第１キャパシタを備える請求項３に記載のフィルタ。

【請求項5】

請求項１から請求項４のいずれか１項に記載のフィルタと、
前記フィルタを通過した信号を処理する信号処理装置と
を備える電子機器。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、フィルタおよび電子機器に関するものである。

【背景技術】

【0002】

レーダ機器、通信機器および観測機器等では、所望の信号の帯域外の電波である不要波の機器外部からの進入防止、あるいは、機器内部で発生した不要波および高調波の機器外部への漏洩防止のために低域通過フィルタが用いられる。

【0003】

特許文献１には、入力端子と出力端子との間に２個のインダクタを直列に装荷し、これらのインダクタの接続点と接地との間にキャパシタを装荷した構成の低域通過フィルタが記載されている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【文献】特開平０８－０７８９１６号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

機器内部で発生した不要波あるいは高調波の機器外部への漏洩が著しく制限される機器においては、帯域外で大きな損失を有する低域通過フィルタが要求される。

【0006】

特許文献１に記載の低域通過フィルタでは、周波数が高くなるに従い、帯域外における損失が増加するが、その増加の傾きは緩やかである。よって、上記のような要求を満足することはできない。

【0007】

帯域外における損失はフィルタ段数に大きく依存する。すなわち、段数が多くなるに従い、帯域外における損失の傾きが増大し、大きな損失特性が得られる。しかし、帯域内の損失も増加する傾向がある。また、低域通過フィルタが大型化するという課題もある。

【0008】

本発明は、段数が少なくても帯域外で大きな損失、帯域内では低損失特性が得られるフィルタを提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0009】

本発明の一態様に係る、ある帯域内の周波数の信号を通過させるフィルタは、
並列に接続された２つ以上の第２キャパシタと、
前記２つ以上の第２キャパシタのうち少なくとも２つの第２キャパシタに直列に接続されて、共振周波数が互いに異なり前記帯域外の周波数となる少なくとも２つの直列共振回路を形成する少なくとも２つの第２インダクタと、
前記少なくとも２つの直列共振回路のうちいずれか２つの直列共振回路間に接続された１つ以上の第１インダクタと
を備える。

【発明の効果】

【0010】

本発明によれば、段数が少なくても帯域外で大きな損失、帯域内では低損失特性が得られるフィルタを提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【0011】

【図1】実施の形態１に係る低域通過フィルタの構成を示す図。

【図2】比較例１に係る低域通過フィルタのＴ形構成を示す図。

【図3】実施の形態１に係る低域通過フィルタに用いる並列共振回路の簡易的な等価回路を示す図。

【図4】実施の形態１および比較例１に係る低域通過フィルタの損失特性例を示すグラフ。

【図5】実施の形態１に係る低域通過フィルタの設計例を示すグラフ。

【図6】実施の形態１の変形例に係る低域通過フィルタの構成を示す図。

【図7】実施の形態２に係る低域通過フィルタの構成を示す図。

【図8】比較例２に係る低域通過フィルタのπ形構成を示す図。

【図9】実施の形態２に係る低域通過フィルタに用いる並列共振回路の簡易的な等価回路を示す図。

【図10】実施の形態２に係る低域通過フィルタの設計例を示すグラフ。

【図11】実施の形態２の変形例に係る低域通過フィルタの構成を示す図。

【図12】実施の形態３に係る低域通過フィルタの構成を示す図。

【図13】実施の形態３に係る低域通過フィルタの損失特性例を示すグラフ。

【図14】実施の形態３の変形例に係る低域通過フィルタの構成を示す図。

【発明を実施するための形態】

【0012】

以下、本発明の実施の形態について、図を用いて説明する。各図中、同一または相当する部分には、同一符号を付している。実施の形態の説明において、同一または相当する部分については、説明を適宜省略または簡略化する。なお、本発明は、以下に説明する実施の形態に限定されるものではなく、必要に応じて種々の変更が可能である。例えば、以下に説明する実施の形態のうち、２つ以上の実施の形態が組み合わせられて実施されても構わない。あるいは、以下に説明する実施の形態のうち、１つの実施の形態または２つ以上の実施の形態の組み合わせが部分的に実施されても構わない。

【0013】

実施の形態１．
本実施の形態について、図１から図５を用いて説明する。

【0014】

＊＊＊構成の説明＊＊＊
図１を参照して、本実施の形態に係る低域通過フィルタ１０の構成を説明する。

【0015】

低域通過フィルタ１０は、ある帯域内の周波数の信号を通過させるフィルタである。具体的には、低域通過フィルタ１０は、ある周波数よりも低い帯域内の信号を減衰させることなく通過させ、帯域外の不要波あるいは高調波を著しく減衰させる動作を行うフィルタである。この動作は、本実施の形態に係るフィルタ方法に相当する。なお、低域通過フィルタ１０と同様の構成を、その他の帯域通過フィルタ、あるいは、増幅器の整合回路に適用してもよい。

【0016】

低域通過フィルタ１０は、任意の電子機器に適用される。図示していないが、具体例として、低域通過フィルタ１０は、低域通過フィルタ１０を通過した信号を処理する信号処理装置を備える電子機器に適用される。そのような電子機器としては、レーダ機器、通信機器および観測機器等がある。

【0017】

低域通過フィルタ１０は、２つの第１インダクタ１３，１５と、２つの第１キャパシタ１４，１６と、１つの第２キャパシタ１７とを備えている。２つの第１インダクタ１３，１５は、直列に接続されている。２つの第１キャパシタ１４，１６は、２つの第１インダクタ１３，１５に並列に接続されて、共振周波数が互いに異なり帯域外の周波数となる２つの並列共振回路１８，１９を形成している。１つの第２キャパシタ１７は、２つの第１インダクタ１３，１５の接続部および接地間に接続されている。

【0018】

具体的には、低域通過フィルタ１０は、入力端子１１と出力端子１２との間に、第１インダクタ１３と第１キャパシタ１４との並列共振回路１８と、第１インダクタ１５と第１キャパシタ１６との並列共振回路１９とを直列に装荷し、並列共振回路１８と並列共振回路１９との接続部と接地との間に第２キャパシタ１７を装荷した構成になっている。

【0019】

図２を参照して、比較例１に係る低域通過フィルタ９０の構成を説明する。

【0020】

低域通過フィルタ９０は、入力端子１１と出力端子１２との間に、２個の第１インダクタ２０を直列に装荷し、これらの第１インダクタ２０の接続部と接地との間に第２キャパシタ１７を装荷したＴ形構成になっている。フィルタの段数は、図１の低域通過フィルタ１０と同じ３段である。

【0021】

帯域内で図２の低域通過フィルタ９０の特性を維持し、帯域外で大きな損失特性を得るための図１の低域通過フィルタ１０の素子値の求め方について述べる。

【0022】

ここで、図２の低域通過フィルタ９０の第１インダクタ２０のインダクタンス値をＬ、第２キャパシタ１７のキャパシタンス値をＣとする。また、図１の低域通過フィルタ１０の第１インダクタ１３のインダクタンス値と第１キャパシタ１４のキャパシタンス値とをそれぞれＬ１およびＣ１とする。第１インダクタ１５のインダクタンス値と第１キャパシタ１６のキャパシタンス値とをそれぞれＬ２およびＣ２とする。第２キャパシタ１７のキャパシタンス値を図２の低域通過フィルタ９０と同じＣとする。

【0023】

図１において、並列共振回路１８のインピーダンスＺ１は式１で求まる。ここで、ωは角周波数である。周波数をｆとしたとき、ω＝２πｆとなる。
式１：Ｚ１＝ｊωＬ１／（１－ω^２Ｌ１Ｃ１）

【0024】

この式において、帯域外の周波数ω１で並列共振するための条件は式２となる。
式２：ω１^２＝１／Ｌ１Ｃ１

【0025】

また、帯域内の周波数ω０におけるインピーダンスＺ１は式１より式３となる。
式３：Ｚ１＝ｊω０Ｌ１／（１－ω０^２Ｌ１Ｃ１）

【0026】

一方、図２の低域通過フィルタ９０を構成する第１インダクタ２０のω０におけるインピーダンスＺ２は式４となる。
式４：Ｚ２＝ｊω０Ｌ

【0027】

ここで、ω０におけるＺ１＝Ｚ２とし、式２の関係を用いて整理すると、並列共振回路１８を構成するＬ１およびＣ１とＬとの関係は式５となる。
式５：
Ｌ１＝Ｌ（１－ω０^２／ω１^２）
Ｃ１＝１／Ｌ（ω１^２－ω０^２）

【0028】

同様に、帯域外の周波数ω２で並列共振、帯域内の周波数ω０で図２の低域通過フィルタ９０を構成する第１インダクタ２０と同じＬとすると、並列共振回路１９を構成するＬ２およびＣ２とＬとの関係は式６となる。
式６：
Ｌ２＝Ｌ（１－ω０^２／ω２^２）
Ｃ２＝１／Ｌ（ω２^２－ω０^２）

【0029】

並列共振回路１８を構成するＬ１およびＣ１とＬとの関係を式５のように、また、並列共振回路１９を構成するＬ２およびＣ２とＬとの関係を式６のように選ぶことにより、ω０、ω１およびω２における並列共振回路１８と並列共振回路１９との簡易的な等価回路は図３のように表すことができる。比較のため、図２の低域通過フィルタ９０を構成する第１インダクタ２０の等価回路も示してある。

【0030】

図３に示すように、並列共振回路１８はω０では図２の低域通過フィルタ９０の第１インダクタ２０と等しいＬ、ω１では開放、ω２では式１から求まる等価的なキャパシタＣ’となる。また、並列共振回路１９はω０では図２の低域通過フィルタ９０の第１インダクタ２０と等しいＬ、ω２では式１から求まる等価的なインダクタＬ’、ω２では開放となる。

【0031】

図４は、各低域通過フィルタの損失特性例を示している。図中、（ａ）は図１の低域通過フィルタ１０、（ｂ）は図２の低域通過フィルタ９０の特性である。帯域内のω０ではそれぞれ低損失特性を示し、帯域外では図２の低域通過フィルタ９０では周波数が高くなるに従い、緩やかに損失が増加するのに対し、図１の低域通過フィルタ１０ではω１およびω２で急峻に損失が増加するとともに、ω１からω２にわたっても大きな損失特性が得られる。

【0032】

図５は、図１の低域通過フィルタ１０の設計例を示している。ここで示す各素子値Ｌ１、Ｃ１、Ｌ２およびＣ２はω０をｆ０＝１．２５ＧＨｚ、ω１をｆ１＝２．３ＧＨｚ、ω２をｆ２＝２．７ＧＨｚとし、また、図２の低域通過フィルタ９０の第１インダクタ２０のインダクタンス値をＬ＝４．８４ｎＨとし、式５および式６により求めた値である。この例では、１．２５ＧＨｚでの損失はほぼ０ｄＢ、帯域外の２．３ＧＨｚおよび２．７ＧＨｚでの損失はそれぞれ約７０ｄＢ、また、２．３ＧＨｚから２．７ＧＨｚでの損失は３０ｄＢと帯域外で大きな損失特性が得られている。これに対し、Ｌ＝４．８４ｎＨ、Ｃ＝１．７４ｐＦを選んだ図２の低域通過フィルタ９０の場合、１．２５ＧＨｚでの損失はほぼ０ｄＢとなるものの帯域外の２．３ＧＨｚおよび２．７ＧＨｚではそれぞれ０．９ｄＢおよび３．４ｄＢと大きな損失特性は得られない。

【0033】

以上のように、本実施の形態の低域通過フィルタ１０は、入力端子１１と出力端子１２との間に並列共振回路１８と並列共振回路１９とを直列に装荷し、並列共振回路１８と並列共振回路１９との接続部と接地との間に第２キャパシタ１７を装荷する構成になっている。並列共振回路１８および並列共振回路１９は、帯域内のω０で、低域通過フィルタ１０に要求されるインダクタンスＬをそれぞれ維持し、並列共振回路１８の共振周波数が帯域外のω１、並列共振回路１９の共振周波数が帯域外のω２となるような素子値が選ばれている。これにより、帯域内では低損失特性が得られ、また、帯域外のω１からω２の広帯域にわたって大きな損失特性が得られる。

【0034】

このように帯域外で大きな損失を得るために、フィルタの段数を増やすことがないため、本実施の形態は、小形の低域通過フィルタ１０で低損失特性が得られる効果を奏する。

【0035】

＊＊＊実施の形態の効果の説明＊＊＊
本実施の形態によれば、段数が少なくても帯域外で大きな損失、帯域内では低損失特性が得られるフィルタを提供することができる。

【0036】

本実施の形態によれば、複数個の並列共振回路が帯域内で低域通過フィルタ１０に要求されるそれぞれのインダクタンスを維持しつつ、帯域外で並列共振回路の特性を利用することで、段数を増やすことなく帯域外で大きな損失、帯域内では低損失特性が得られる。また、それぞれの並列共振回路の共振周波数を異なる周波数に設定することにより、大きな損失が得られる帯域外での帯域幅が拡大する効果もある。特に、Ｔ形構成の低域通過フィルタ１０への適用に有効である。

【0037】

＊＊＊他の構成＊＊＊
低域通過フィルタ１０は、１つの第２キャパシタ１７の代わりに、２つの第１インダクタ１３，１５の接続部および接地間に接続された２つ以上の第２キャパシタを備えていてもよい。あるいは、低域通過フィルタ１０は、後述する３つ以上の第１インダクタのうちいずれか２つの第１インダクタの接続部および接地間に接続された２つ以上の第２キャパシタを備えていてもよい。

【0038】

低域通過フィルタ１０は、２つの第１インダクタ１３，１５の代わりに、直列に接続された３つ以上の第１インダクタを備えていてもよい。これら３つ以上の第１インダクタのうち少なくとも２つの第１インダクタのそれぞれには、第１キャパシタが並列に接続されて並列共振回路が形成される。本実施の形態と同様に、すべての第１インダクタに第１キャパシタが並列に接続されて、第１インダクタごとの並列共振回路が形成されてもよいが、後述する変形例のように、一部の第１インダクタのみに第１キャパシタが並列に接続されて、第１インダクタの総数よりも少ない数の並列共振回路が形成されてもよい。ここで述べた、いずれの構成がとられる場合も、低域通過フィルタ１０は、３つ以上の第１インダクタのうち少なくとも２つの第１インダクタに並列に接続されて、共振周波数が互いに異なり帯域外の周波数となる少なくとも２つの並列共振回路を形成する少なくとも２つの第１キャパシタを備えることになる。

【0039】

図６を参照して、本実施の形態の変形例に係る低域通過フィルタ１０の構成を説明する。

【0040】

この変形例では、図２の出力端子１２側の第１インダクタ２０の代わりに、第１インダクタ２１と第１キャパシタ２２とからなる並列共振回路２３と、第１インダクタ２４と第１キャパシタ２５とからなる並列共振回路２６との直列回路が用いられている。

【0041】

ここで、第１インダクタ２１のインダクタンス値と第１キャパシタ２２のキャパシタンス値とをそれぞれＬ３およびＣ３とする。第１インダクタ２４のインダクタンス値と第１キャパシタ２５のキャパシタンス値とをそれぞれＬ４およびＣ４とする。さらに、並列共振回路２３および並列共振回路２６の共振周波数をそれぞれω１およびω２とするとともに、帯域内のω０における並列共振回路２３および並列共振回路２６との等価的なインダクタのインダクタンス値をそれぞれ図２の低域通過フィルタ９０を構成する第１インダクタ２０の１／２、すなわち、Ｌ／２とすると、Ｌ３、Ｃ３、Ｌ４およびＣ４は式５および式６と同様に、式７で求まる。
式７：
Ｌ３＝Ｌ（１－ω０^２／ω１^２）／２
Ｃ３＝２／Ｌ（ω１^２－ω０^２）
Ｌ４＝Ｌ（１－ω０^２／ω２^２）／２
Ｃ４＝２／Ｌ（ω２^２－ω０^２）

【0042】

以上のように、この変形例では、１個の第１インダクタ２０の代わりに並列共振回路２３と並列共振回路２６とを採用し、帯域内では並列共振回路２３と並列共振回路２６との等価的なインダクタのインダクタンス値の和を、低域通過フィルタ１０に要求されるインダクタンス値Ｌに等しくしている。また、並列共振回路２３と並列共振回路２６との帯域外での共振周波数を異なる値に設定している。これにより、図１のものと同じく帯域内で低損失、帯域外で大きな損失特性の低域通過フィルタ１０が得られる。

【0043】

この構成のように１個の第１インダクタ２０を複数個の並列共振回路で置き換えることにより、フィルタの段数を増やすことなく、より多くの並列共振点を設けることができ、大きな損失が得られる帯域外での帯域幅を広げることができる効果がある。

【0044】

式７では並列共振回路２３と並列共振回路２６との等価的なインダクタのインダクタンス値をそれぞれＬ／２としたが、合計のインダクタンス値がＬであれば、他の比率であっても効果は同じである。

【0045】

以上の実施例では図１および図６に示すように、フィルタの段数として３段構成を採用しているが、それ以上の段数の構成を採用してもよい。その場合、さらに多くの並列共振点を設けることができるため、大きな損失が得られる帯域外での帯域幅をさらに広げることができる。

【0046】

実施の形態２．
本実施の形態について、主に実施の形態１との差異を、図７から図１０を用いて説明する。

【0047】

＊＊＊構成の説明＊＊＊
図７を参照して、本実施の形態に係る低域通過フィルタ１０の構成を説明する。

【0048】

本実施の形態では、低域通過フィルタ１０は、２つの第２キャパシタ２８，３１と、２つの第２インダクタ２７，３０と、１つの第１インダクタ２０とを備えている。２つの第２キャパシタ２８，３１は、並列に接続されている。２つの第２インダクタ２７，３０は、２つの第２キャパシタ２８，３１に直列に接続されて、共振周波数が互いに異なり帯域外の周波数となる２つの直列共振回路２９，３２を形成している。１つの第１インダクタ２０は、２つの直列共振回路２９，３２間に接続されている。

【0049】

具体的には、低域通過フィルタ１０は、第１インダクタ２０の一端子と接地との間に、第２インダクタ２７と第２キャパシタ２８とからなる直列共振回路２９を、また、第１インダクタ２０の他端子と接地との間に第２インダクタ３０と第２キャパシタ３１とからなる直列共振回路３２をそれぞれ装荷した構成になっている。

【0050】

図８を参照して、比較例２に係る低域通過フィルタ９０の構成を説明する。

【0051】

低域通過フィルタ９０は、入力端子１１と出力端子１２との間に、１個の第１インダクタ２０を装荷し、この第１インダクタ２０の一端子と接地との間、および、他端子と接地との間にそれぞれ第２キャパシタ１７を装荷したπ形構成になっている。フィルタの段数は、図７の低域通過フィルタ１０と同じ３段である。

【0052】

帯域内で図８の低域通過フィルタ９０の特性を維持し、帯域外で大きな損失特性を得るための図７の低域通過フィルタ１０の素子値の求め方について述べる。

【0053】

ここで、図８の低域通過フィルタ９０の第１インダクタ２０のインダクタンス値をＬ、第２キャパシタ１７のキャパシタンス値をＣとする。また、図７の低域通過フィルタ１０の第２インダクタ２７のインダクタンス値と第２キャパシタ２８のキャパシタンス値とをそれぞれＬ５およびＣ５とする。第２インダクタ３０のインダクタンス値と第２キャパシタ３１のキャパシタンス値とをそれぞれＬ６およびＣ６とする。第１インダクタ２０のインダクタンス値を図８の低域通過フィルタ９０と同じＬとする。

【0054】

図７の低域通過フィルタ１０においても、各素子値は実施の形態１と同様に、図８の素子値をもとに式８のように求まる。ただし、ω０は帯域内の周波数であり、ω１およびω２はそれぞれ直列共振回路２９および直列共振回路３２の帯域外での共振周波数である。
式８：
Ｌ５＝１／Ｃ（ω１^２－ω０^２）
Ｃ５＝Ｃ（１－ω０^２／ω１^２）
Ｌ６＝１／Ｃ（ω２^２－ω０^２）
Ｃ６＝Ｃ（１－ω０^２／ω２^２）

【0055】

直列共振回路２９を構成するＬ５およびＣ５とＣの関係と、直列共振回路３２を構成するＬ６およびＣ６とＣとの関係を式８のように選ぶことにより、ω０、ω１およびω２における直列共振回路２９と直列共振回路３２との簡易的な等価回路は図９のように表すことができる。比較のため、図８の低域通過フィルタ９０を構成する第２キャパシタ１７の等価回路も示してある。

【0056】

図９に示すように、直列共振回路２９はω０では図８の低域通過フィルタ９０の第２キャパシタ１７と等しいＣ、ω１では短絡、ω２では等価的なインダクタＬ’となる。また、直列共振回路３２はω０では図８の低域通過フィルタ９０の第２キャパシタ１７と等しいＣ、ω２では等価的なキャパシタＣ’、ω２では短絡となる。

【0057】

このように、帯域内で低域通過フィルタ１０に要求される第２キャパシタ１７のキャパシタンス値Ｃを維持し、入力端子１１と出力端子１２との間の２ヵ所に短絡点を設けることにより、図４の実線と同じく、帯域内で低損失特性が得られるとともに、帯域外のω１からω２にわたって大きな損失特性が得られる。

【0058】

図１０は、図７の低域通過フィルタ１０の設計例を示している。ここで示す各素子値Ｌ５、Ｃ５、Ｌ６およびＣ６はω０をｆ０＝１．２５ＧＨｚ、ω１をｆ１＝２．３ＧＨｚ、ω２をｆ２＝２．７ＧＨｚとし、また、図８の低域通過フィルタ９０の第２キャパシタ１７のキャパシタンス値をＣ＝１．７４ｐＦとし、式８により求めた値である。この例では、図５の例と同様に、１．２５ＧＨｚでの損失はほぼ０ｄＢ、帯域外の２．３ＧＨｚおよび２．７ＧＨｚでの損失はそれぞれ約７０ｄＢ、また、２．３ＧＨｚから２．７ＧＨｚでの損失は３０ｄＢと帯域外で大きな損失特性が得られている。これに対し、Ｌ＝４．８４ｎＨ、Ｃ＝１．７４ｐＦを選んだ図８の低域通過フィルタ９０の場合、１．２５ＧＨｚでの損失はほぼ０ｄＢとなるものの帯域外の２．３ＧＨｚおよび２．７ＧＨｚではそれぞれ０．９ｄＢおよび３．４ｄＢと大きな損失特性は得られない。

【0059】

＊＊＊実施の形態の効果の説明＊＊＊
本実施の形態によれば、実施の形態１と同様に、段数が少なくても帯域外で大きな損失、帯域内では低損失特性が得られるフィルタを提供することができる。

【0060】

本実施の形態によれば、複数個の直列共振回路が帯域内で低域通過フィルタ１０に要求されるそれぞれのキャパシタンスを維持しつつ、帯域外で直列共振回路の特性を利用することで、段数を増やすことなく帯域外で大きな損失、帯域内では低損失特性が得られる。また、それぞれの直列共振回路の共振周波数を異なる周波数に設定することにより、大きな損失が得られる帯域外での帯域幅が拡大する効果もある。特に、π形構成の低域通過フィルタ１０への適用に有効である。

【0061】

＊＊＊他の構成＊＊＊
低域通過フィルタ１０は、１つの第１インダクタ２０の代わりに、２つの直列共振回路２９，３２間に接続された２つ以上の第１インダクタを備えていてもよい。あるいは、低域通過フィルタ１０は、後述する３つ以上の直列共振回路のうちいずれか２つの直列共振回路間に接続された２つ以上の第１インダクタを備えていてもよい。

【0062】

低域通過フィルタ１０は、２つの第２キャパシタ２８，３１の代わりに、並列に接続された３つ以上の第２キャパシタを備えていてもよい。これら３つ以上の第２キャパシタのうち少なくとも２つの第２キャパシタのそれぞれには、第２インダクタが直列に接続されて直列共振回路が形成される。本実施の形態と同様に、すべての第２キャパシタに第２インダクタが直列に接続されて、第２キャパシタごとの直列共振回路、すなわち、３つ以上の直列共振回路が形成されてもよいが、後述する変形例のように、一部の第２キャパシタのみに第２インダクタが直列に接続されて、第２キャパシタの総数よりも少ない数の直列共振回路が形成されてもよい。ここで述べた、いずれの構成がとられる場合も、低域通過フィルタ１０は、３つ以上の第２キャパシタのうち少なくとも２つの第２キャパシタに直列に接続されて、共振周波数が互いに異なり帯域外の周波数となる少なくとも２つの直列共振回路を形成する少なくとも２つの第２インダクタを備えることになる。

【0063】

低域通過フィルタ１０は、１つの第１キャパシタをさらに備えていてもよい。この１つの第１キャパシタは、２つの直列共振回路２９，３２間で１つの第１インダクタ２０に並列に接続されて、共振周波数が２つの直列共振回路２９，３２のいずれの共振周波数とも異なり帯域外の周波数となる１つの並列共振回路を形成する。前述したように、３つ以上の直列共振回路が形成されてもよく、その場合、並列共振回路の共振周波数は、３つ以上の直列共振回路のいずれの共振周波数とも異なる帯域外の周波数となる。

【0064】

低域通過フィルタ１０は、１つの第１インダクタ２０の代わりに、直列に接続された２つ以上の第１インダクタを備えるとともに、２つ以上の第１キャパシタを備えていてもよい。これら２つ以上の第１キャパシタは、２つの直列共振回路２９，３２間で２つ以上の第１インダクタに並列に接続されて、第１インダクタごとの並列共振回路を形成する。各並列共振回路の共振周波数は、互いに異なり、かつ、２つの直列共振回路２９，３２のいずれの共振周波数とも異なる帯域外の周波数となる。前述したように、３つ以上の直列共振回路が形成されてもよく、その場合、各並列共振回路の共振周波数は、互いに異なり、かつ、３つ以上の直列共振回路のいずれの共振周波数とも異なる帯域外の周波数となる。

【0065】

図１１を参照して、本実施の形態の変形例に係る低域通過フィルタ１０の構成を説明する。

【0066】

この変形例では、図８の出力端子１２側の第２キャパシタ１７の代わりに、第２インダクタ２７と第２キャパシタ２８とからなる直列共振回路２９と、第２インダクタ３０と第２キャパシタ３１とからなる直列共振回路３２との並列回路が用いられている。

【0067】

ここで、第２インダクタ２７のインダクタンス値と第２キャパシタ２８のキャパシタンス値とをそれぞれＬ７およびＣ７とする。第２インダクタ３０のインダクタンス値と第２キャパシタ３１のキャパシタンス値とをそれぞれＬ８およびＣ８とする。さらに、直列共振回路２９および直列共振回路３２の共振周波数をそれぞれω１およびω２とするとともに、帯域内のω０における直列共振回路２９および直列共振回路３２との等価的なキャパシタのキャパシタンス値をそれぞれ図８の低域通過フィルタ９０を構成する第２キャパシタ１７の１／２、すなわち、Ｃ／２とすると、Ｌ７、Ｃ７、Ｌ８およびＣ４は式８と同様に、式９で求まる。
式９：
Ｌ７＝２／Ｃ（ω１^２－ω０^２）
Ｃ７＝Ｃ（１－ω０^２／ω１^２）／２
Ｌ８＝２／Ｃ（ω２^２－ω０^２）
Ｃ８＝Ｃ（１－ω０^２／ω２^２）／２

【0068】

以上のように、この変形例では、１個の第２キャパシタ１７の代わりに２個の直列共振回路２９と直列共振回路３２との並列回路を採用し、帯域内では直列共振回路２９と直列共振回路３２との等価的なキャパシタのキャパシタンス値の和を、低域通過フィルタ１０に要求されるキャパシタンス値Ｃに等しくしている。また、直列共振回路２９と直列共振回路３２との帯域外での共振周波数を異なる値に設定している。これにより、図７のものと同じく帯域内で低損失、帯域外で大きな損失特性の低域通過フィルタ１０が得られる。

【0069】

この構成のように１個の第２キャパシタ１７を複数個の直列共振回路で置き換えることにより、フィルタの段数を増やすことなく、より多くの直列共振点を設けることができ、大きな損失が得られる帯域外での帯域幅を広げることができる効果がある。

【0070】

以上の実施例では図７および図１１に示すように、フィルタの段数として３段構成を採用しているが、それ以上の段数の構成を採用してもよい。その場合、さらに多くの直列共振点を設けることができるため、大きな損失が得られる帯域外での帯域幅をさらに広げることができる。

【0071】

実施の形態３．
本実施の形態について、主に実施の形態１との差異を、図１２および図１３を用いて説明する。

【0072】

＊＊＊構成の説明＊＊＊
図１２を参照して、本実施の形態に係る低域通過フィルタ１０の構成を説明する。

【0073】

本実施の形態では、図１に示した実施の形態１の第２キャパシタ１７の代わりに、第２インダクタ３３と第２キャパシタ３４とからなる直列共振回路３５が設けられている。すなわち、低域通過フィルタ１０は、１つの第２キャパシタ１７の代わりに、１つの第２キャパシタ３４を備えるとともに、１つの第２インダクタ３３を備えている。この１つの第２インダクタ３３は、２つの第１インダクタ１３，１５の接続部および接地間で１つの第２キャパシタ３４に直列に接続されて、共振周波数が２つの並列共振回路１８，１９のいずれの共振周波数とも異なり帯域外の周波数となる１つの直列共振回路３５を形成している。

【0074】

ここで、第２インダクタ３３のインダクタンス値と第２キャパシタ３４のキャパシタンス値とをそれぞれＬ９およびＣ９とする。帯域内のω０で等価的に第２キャパシタ１７と同じキャパシタンス値Ｃを維持し、帯域外のω３で共振するためのＬ９とＣとの関係およびＣ９とＣとの関係は、実施の形態２と同様に、式１０で求まる。
式１０：
Ｌ９＝１／Ｃ（ω３^２－ω０^２）
Ｃ９＝Ｃ（１－ω０^２／ω３^２）

【0075】

このように、本実施の形態では、実施の形態１においてω１とω２とでそれぞれ並列共振する並列共振回路１８および並列共振回路１９に、さらにω３で直列共振する直列共振回路３５を付加している。

【0076】

図１３は、低域通過フィルタ１０の損失特性例を示している。帯域内では低損失が維持され、帯域外のω１からω３にわたって大きな損失が得られる。

【0077】

以上のように、本実施の形態では、並列共振回路１８、並列共振回路１９および直列共振回路３５を同時に用いることにより、フィルタの段数を増加させることなく、帯域内で低損失、帯域外で広帯域にわたって大きな損失が得られる小形な低域通過フィルタ１０が実現できる。

【0078】

＊＊＊実施の形態の効果の説明＊＊＊
本実施の形態によれば、複数個の並列共振回路および直列共振回路がそれぞれ帯域内で低域通過フィルタ１０に要求されるインダクタンスおよびキャパシタンスを維持しつつ、帯域外で並列共振回路および直列共振回路の特性を利用することで、段数を増やすことなく帯域外で大きな損失、帯域内では低損失特性が得られる。また、並列共振特性および直列共振特性を同時に利用することで、大きな損失が得られる帯域外での帯域幅をより拡大できるとともに、Ｔ形およびπ形構成の低域通過フィルタ１０への適用も有効となり、設計の自由度が増える効果もある。

【0079】

＊＊＊他の構成＊＊＊
低域通過フィルタ１０は、１つの第２キャパシタ３４の代わりに、並列に接続された２つ以上の第２キャパシタを備えていてもよい。そして、低域通過フィルタ１０は、１つの第２インダクタ３３の代わりに、２つの第１インダクタ１３，１５の接続部および接地間で２つ以上の第２キャパシタに直列に接続されて、第２キャパシタごとの直列共振回路を形成する２つ以上の第２インダクタを備えていてもよい。各直列共振回路の共振周波数は、互いに異なり、かつ、２つの並列共振回路１８，１９のいずれの共振周波数とも異なる帯域外の周波数となる。３つ以上の並列共振回路が形成されてもよく、その場合、各直列共振回路の共振周波数は、互いに異なり、かつ、３つ以上の並列共振回路のいずれの共振周波数とも異なる帯域外の周波数となる。

【0080】

図１４を参照して、本実施の形態の変形例に係る低域通過フィルタ１０の構成を説明する。

【0081】

この変形例では、図１２の１個の直列共振回路３５の代わりに、第２インダクタ３６と第２キャパシタ３７とからなる直列共振回路３８と、第２インダクタ３９と第２キャパシタ４０とからなる直列共振回路４１との並列回路が用いられている。

【0082】

ここで、第２インダクタ３６のインダクタンス値と第２キャパシタ３７のキャパシタンス値とをそれぞれＬ１０およびＣ１０とする。第２インダクタ３９のインダクタンス値と第２キャパシタ４０のキャパシタンス値とをそれぞれＬ１１およびＣ１１とする。さらに、直列共振回路３８および直列共振回路４１の共振周波数をそれぞれω３およびω４とするとともに、帯域内のω０における直列共振回路３８および直列共振回路４１との等価的なキャパシタのキャパシタンス値をそれぞれ図８の低域通過フィルタ９０を構成する第２キャパシタ１７の１／２、すなわち、Ｃ／２とすると、Ｌ１０、Ｃ１０、Ｌ１１およびＣ１１は式１０と同様に、式１１で求まる。
式１１：
Ｌ１０＝２／Ｃ（ω３^２－ω０^２）
Ｃ１０＝Ｃ（１－ω０^２／ω３^２）／２
Ｌ１１＝２／Ｃ（ω４^２－ω０^２）
Ｃ１１＝Ｃ（１－ω０^２／ω４^２）／２

【0083】

以上のように、この変形例では、直列共振回路３５をω３で共振する直列共振回路３８とω４で共振する直列共振回路４１とに置換することで、フィルタ段数を増やすことなく、帯域外のω１からω４にわたって大きな損失が得られる帯域幅をさらに拡大できる効果がある。

【符号の説明】

【0084】

１０ 低域通過フィルタ、１１ 入力端子、１２ 出力端子、１３ 第１インダクタ、１４ 第１キャパシタ、１５ 第１インダクタ、１６ 第１キャパシタ、１７ 第２キャパシタ、１８ 並列共振回路、１９ 並列共振回路、２０ 第１インダクタ、２１ 第１インダクタ、２２ 第１キャパシタ、２３ 並列共振回路、２４ 第１インダクタ、２５ 第１キャパシタ、２６ 並列共振回路、２７ 第２インダクタ、２８ 第２キャパシタ、２９ 直列共振回路、３０ 第２インダクタ、３１ 第２キャパシタ、３２ 直列共振回路、３３ 第２インダクタ、３４ 第２キャパシタ、３５ 直列共振回路、３６ 第２インダクタ、３７ 第２キャパシタ、３８ 直列共振回路、３９ 第２インダクタ、４０ 第２キャパシタ、４１ 直列共振回路、９０ 低域通過フィルタ。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】