特許 7195006 ミリ波誘電体導波路によって実現された大口径のスケーラブルなミリ波アレイ

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2022-12-15

(45)【発行日】2022-12-23

(54)【発明の名称】ミリ波誘電体導波路によって実現された大口径のスケーラブルなミリ波アレイ

(51)【国際特許分類】

   H01P 5/12 20060101AFI20221216BHJP

   H01Q 21/06 20060101ALI20221216BHJP

   H01P 3/16 20060101ALI20221216BHJP

   H01Q 3/36 20060101ALI20221216BHJP

   G01S 7/03 20060101ALI20221216BHJP

   H01Q 3/26 20060101ALN20221216BHJP

【ＦＩ】

H01P5/12 Z

H01Q21/06

H01P3/16

H01Q3/36

G01S7/03 210

H01Q3/26 Z

【請求項の数】 14

(21)【出願番号】P 2019555154

(86)(22)【出願日】2018-04-20

(65)【公表番号】

(43)【公表日】2020-06-18

(86)【国際出願番号】 US2018028612

(87)【国際公開番号】W WO2018195453

(87)【国際公開日】2018-10-25

【審査請求日】2021-04-15

(31)【優先権主張番号】62/487,842

(32)【優先日】2017-04-20

(33)【優先権主張国・地域又は機関】US

(73)【特許権者】

【識別番号】503115205

【氏名又は名称】ザ ボード オブ トラスティーズ オブ ザ レランド スタンフォード ジュニア ユニバーシティー

(74)【代理人】

【識別番号】100145403

【弁理士】

【氏名又は名称】山尾 憲人

(74)【代理人】

【識別番号】100132241

【弁理士】

【氏名又は名称】岡部 博史

(72)【発明者】

【氏名】ネマト・ドラチャ

(72)【発明者】

【氏名】モハマド・アミン・アーバビアン

(72)【発明者】

【氏名】ババク・ママンディプア

【審査官】鈴木 肇

(56)【参考文献】

【文献】米国特許出願公開第２０１６／０２４０９０７（ＵＳ，Ａ１）

【文献】米国特許出願公開第２０１７／００１８８５２（ＵＳ，Ａ１）

【文献】特開２００７－０８８７６８（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開平１０－１２６１０９（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開昭６２－００６５０３（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２００３－３３８７８１（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１３－０４６４１３（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０１Ｑ １／００－２５／０４

Ｇ０１Ｓ ７／００－ ７／４２

Ｇ０１Ｓ １３／００－１３／９５

Ｈ０１Ｐ ３／００－ ５／２２

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

λが２０ＧＨｚから５００ＧＨｚの範囲の動作周波数に対応する自由空間波長であるときの、３０λ以上の間隔を有する２つ以上の放射素子を備えたコヒーレント分配ミリ波装置であって、
前記各放射素子はフロントエンドに直接に結合された一つ以上の放射部分素子を含み、
前記コヒーレント分配ミリ波装置は、
中央プロセッサと、
前記中央プロセッサを２つ以上の放射素子に接続する受動分配ネットワークとを備え、
前記受動分配ネットワークは、中央プロセッサを放射素子に接続するための誘電体導波路を含み、
前記受動分配ネットワークを使用した、前記中央プロセッサと前記放射素子間の信号分配は、動作周波数での直接分配であり、
前記受動分配ネットワークの動作周波数は、前記放射素子の放射周波数ｆ _ｒａｄ 又は上記放射周波数ｆ _ｒａｄ の整数倍と実質的に同一である、コヒーレント分配ミリ波装置。

【請求項2】

前記装置は、前記中央プロセッサに対して互いに前記複数の放射素子を位相シフトすることによってビーム形成能力を有する請求項１に記載の装置。

【請求項3】

前記放射素子の少なくとも１つのフロントエンドは、前記放射素子の複数の放射部分素子に対して、増幅の個々のレベル及び／又は位相シフトの個々のレベルを提供するように構成されたローカルプロセッサを含む請求項１に記載の装置。

【請求項4】

前記複数の放射素子のうちの少なくとも１つは、ローカルプロセッサを用いて互いにその放射部分素子を位相シフトすることによりビーム形成能力を有する請求項３に記載の装置。

【請求項5】

前記ローカルプロセッサは、前記複数の放射素子の放射周波数ｆ_ｒａｄが、ｆ_ｒａｄ＝ｍ＊のｆ_ｄｉｓｔによって、前記受動分配ネットワークの動作周波数ｆ_ｄｉｓｔに関連する周波数逓倍回路を含み、ここで、ｍは１より大きい整数である請求項３に記載の装置。

【請求項6】

前記受動分配ネットワークは、前記複数の放射素子と中央プロセッサとの間において、ミリ波周波数における前記誘電体導波路の分配路に基づいて、２０ＧＨｚから５００ＧＨｚの周波数範囲で２０度以下の位相誤差を受動的に提供し、
前記位相誤差は、１分間の平均化ウィンドウで計算された二乗平均平方根時間平均である請求項１に記載の装置。

【請求項7】

前記受動分配ネットワークの誘電体導波路は、シングルモード伝送を提供するように構成される請求項１に記載の装置。

【請求項8】

前記受動分配ネットワークの誘電体導波路は、マルチモード伝送を提供するように構成される請求項１に記載の装置。

【請求項9】

前記受動分配ネットワークの誘電体導波路は、偏波多重伝送を提供するように構成される請求項１に記載の装置。

【請求項10】

前記受動分配ネットワークの誘電体導波路は、第１の誘電体導波モードで送信信号の分配を提供するように構成され、
前記第１の誘電体導波モードとは異なる第２の誘電導波モードで受信信号の分配を提供するように構成される請求項１に記載の装置。

【請求項11】

前記誘電体導波路の断面は、長方形、円形、中空の長方形、及び中空の円形からなるグループから選択される請求項１に記載の装置。

【請求項12】

前記中央プロセッサは多入力多出力システムであり、
前記多入力多出力システムは、利得ステージ、ベースバンドに変換するミキサ、アナログデジタル変換器、チャネル分離ネットワーク、遅延線、可変利得ステージ、及び複素加算回路からなるグループから選択された１つ以上のコンポーネントの任意の組み合わせを含む請求項１に記載の装置。

【請求項13】

前記中央プロセッサは、アナログ回路、デジタル回路、又は混合モードのアナログ及びデジタル回路の任意の組み合わせで実現される請求項１に記載の装置。

【請求項14】

前記装置は、レーダ、通信、高速リンク及び相互接続、データセンタ、データリンク、コンピュータシステム、モバイルプラットフォーム、サーバ、イメージング、自動車用アプリケーション、センサー、ドローン、第５世代システム、メトロポリタンインターネットアクセス、ラストマイルテレコミュニケーション、バックホールアプリケーション、並びに、長距離アプリケーションからなるグループから選択されたアプリケーションのために構成される請求項１の装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、コヒーレントミリ波システムに関する。

【背景技術】

【0002】

種々の用途で、位相コヒーレンスが保存されるような、広く間隔（すなわち、３０λ以上の要素間隔）を空けた放射素子から電磁波放射を送信又は受信できることが望ましい。放射素子が分配ネットワークを介して中央プロセッサに接続されたアーキテクチャを想定すると、位相コヒーレンスは、分配ネットワークが位相を維持し、すなわち、分配ネットワークの入力と出力については対応する入力位相と出力位相の間に実質的に固定された関係があることを意味する。

【0003】

この概念の従来の実施例では、光周波数とＲＦ周波数の両方について考慮されてきたが、対応するシステムアーキテクチャの重要な違いは、異なる周波数範囲に関連する実際的な考慮事項によって決まる。

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0004】

ＲＦシステムの一般的なアプローチは、比較的低い周波数（しばしば「ベースバンド」と呼ばれる）で中央プロセッサからの信号を分配することであり、当該信号は、次いで、放射素子に配置された周波数変換するフロントエンドでは、実質的に高い周波数（しばしば「ＲＦ」と呼ばれる）に周波数シフトされる。周波数変換フロントエンドは通常、２つの入力を有するアナログ乗算機能を実行する。送信の場合、２つの入力は、中央プロセッサからの分散ベースバンドと、フロントエンドの基準発振器によって提供される高い中間周波数（ＩＦ）であり、出力は放射されるＲＦ信号である。受信の場合、２つの入力はローカル発振器からのＩＦと、受信した高周波ＲＦ信号であり、出力は中央プロセッサで受信されるベースバンドである。通常、同じコンポーネント（アナログミキサー）がこれらの機能の両方を提供できる。このアプローチの主な理由は、従来の電気的な伝送線路又はＲＦ金属導波路などのＲＦ周波数での直接分配は、（例えば、図８で見られるような）減衰及び電気的干渉に関する重大な問題に直面し、なぜなら損失及び電気的干渉の両方が、このような構造において、周波数と共に急速に増大する。

【0005】

光学システムの状況は興味深いコントラストを提供する。ここで、光ファイバのこのような距離では、損失と光干渉は無視できる。しかし、光ファイバの単純な受動ネットワークでは、上記の位相コヒーレンスを提供することはできない。その理由は、ファイバに加えられる機械的振動、温度変化、曲げ又は応力などの、光ファイバ（又はより一般的には任意の光導波路）に対する環境摂動であり、これらすべては動作周波数に対応するファイバ内の光の波長に小さな変化を引き起こすように作用する。波長のこれらの小さな変化は、ランダムな位相シフトにつながる。これらのランダムな位相シフトは、波長オーダーの光路長にわたって非常に小さいであるが、巨視的なシステムの典型的な光路長は、数百万の光波長の長さである。結果として、光ファイバの典型的な巨視的長さの出力位相は、光路の多くの波長にわたる小さな位相誤差の蓄積のために、その光ファイバの入力位相と実質的に固定された関係を持たない。例えば、光ファイバへの光信号の入力位相が０度に固定される場合、出力位相は０～３６０度の範囲全体でランダムにドリフトする。この問題を克服するために、コヒーレント光学システムでは、２つの出力を提供する光スプリッタを備えた光ファイバに単一のレーザーを供給する単純な場合でも、位相コヒーレンスを維持するためのアクティブ制御が必要である。

【0006】

このことが、従来の光ファイバ通信システムが強度変調と直接検出に依存している理由であり、これは、コヒーレントシステムが提供する方がはるかに簡単であるＲＦ周波数において、たまらなくプリミティブであって貧弱な実行オプションになる。光ファイバのランダム位相につながる上記のすべての効果は、原則として、あらゆる電磁導波路構造にも適用できることにも注意してください。しかし、ＲＦシステムの実際の経路長は（関連する波長の倍数として）ほぼ同じではなく、その結果、累積位相摂動は、ＲＦ周波数では事実上無視できる。

【課題を解決するための手段】

【0007】

最も意外なことに、本発明者らは、コヒーレント光学及びＲＦシステムでの直接分配のさまざまな既知の欠点は、受動コヒーレント分配のための誘電体導波路（のＤＷＧ）を使用することにより、ミリ波周波数で回避できる。ミリ波周波数での関連する分配経路の長さは十分に短いため、光ファイバのような累積位相誤差は重大な問題ではない。それとともに、誘電体導波路は電気的干渉に対して低損失かつ実質的免疫を提供し、それによってＲＦシステムに直接分配の主な欠点を回避することができる。

【0008】

このアプローチは、無線通信リンクの容量を大幅に増加させ、イメージング／レーダーシステムの解像度を向上させる方法を提供する。ミリ波で非常に低い損失と大きな帯域幅を備えたＤＷＧにより、比較的大きなベースラインで非常に効率的な信号分配が可能になる。

【0009】

アプリケーションには次のものが含まるがこれらに限定されず、アプリケーションは、レーダ、通信、高速リンクと相互接続、データセンタ、データリンク、コンピュータシステム、モバイルプラットフォーム、サーバ、イメージング、自動車用アプリケーション、センサー、ドローン、第５世代システム、メトロポリタンインターネットアクセス、ラストマイルテレコミュニケーション（電気通信）、バックホールアプリケーション、及び長距離アプリケーションを含む。

【発明の効果】

【0010】

以下の重要な利点が提供される。従来の（ＴＥＭ導波路（導波管）及び非ＴＥＭ金属導波路（導波管））給電／分配ネットワークの比較的大きな伝送損失と制限された帯域幅（マグニチュードロールオフによる）のために、大きな開口を有するミリ波アレイでの大規模なベースライン（数十又は数千の波長）の相互接続の実装には大きな課題がある。損失の問題を回避する一般的なシステムアーキテクチャは、大幅に低い周波数で大規模な給電ネットワーク／ベースラインを実現し、サブアレイで信号をローカルでアップ／ダウン変換（高域変換／低域変換）することである。この手法は、損失の問題を回避するが、帯域幅が限られているため、高解像度のイメージング及び大容量の通信リンクに必要な高精度のＣＬＫ／ＬＯ分配を提供しない。この技術により、損失が非常に小さく帯域幅が広いミリ波ＤＷＧに基づく方法が提供され、比較的大きなベースライン上で非常に効率的な信号分配が可能になる。これにより、無線通信リンクの容量が大幅に増加し、イメージング／レーダーシステムの解像度が向上する。

【図面の簡単な説明】

【0011】

【図1】本発明の実施形態に係るブロック図である。

【図2】第１の実施の形態を示す。

【図3】直接ミリ波信号分配のための２つの例示的なシステムアーキテクチャを示す。

【図4】直接ミリ波信号分配のための２つの例示的なシステムアーキテクチャを示す。

【図5A】例示的な誘電体導波路構造を示す。

【図5B】図５Ａの一例に対応する例示的なモードパターンを示す。

【図6A】誘電体導波路におけるマルチモードの起動の例を示す。

【図6B】誘電体導波路におけるマルチモードの起動の例を示す。

【図7A】誘電体導波路のマルチモード動作に関するさらなる例を示す。

【図7B】誘電体導波路のマルチモード動作に関するさらなる例を示す。

【図7C】誘電体導波路のマルチモード動作に関するさらなる例を示す。

【図8】誘電体導波路の損失と、マイクロストリップ線路の線路を比較したグラフである。

【発明を実施するための形態】

【0012】

図１は、本発明の実施形態に係るブロック図である。この例は、コヒーレント分散型ミリ波装置であり、当該ミリ波装置は、中央プロセッサ１０２と、受動分配ネットワーク１０４と、３０λ又はそれ以上の間隔を有する２つ以上の放射素子１１０及び１２０を含む。ここで、λは、２０ＧＨｚから５００ＧＨｚまでの範囲の動作周波数に対応する自由空間波長であり、動作周波数は、複数の信号の分配が受動分配ネットワークで行われる周波数であると解釈される。各放射素子には、フロントエンドに直接結合された１つ以上の放射部分素子が含まれる。放射素子１１０は、フロントエンド１１６に接続された放射部分素子１１２及び１１４を含む。放射素子１２０は、フロントエンド１２６に接続された放射部分素子１２２及び１２４を含む。放射素子内の放射部分素子間の間隔は、動作波長の任意の倍数又は分数にすることができる。放射素子には、任意の数の放射部分素子を任意の配置（装置）又はアーキテクチャで含めることができる。

【0013】

ここで、放射素子は、フロントエンドに直接結合された１つ以上の放射部分素子として定義される。送信時において、フロントエンドは放射部分素子を駆動し、受信時に、放射部分素子は、フロントエンドを駆動する。「直接結合」とは、中間周波数を用いたアップミキシング（高域変換混合）又はダウンミキシング（低域変換混合）による周波数変換がないことを意味する。しかし、直接結合されたフロントエンドには、周波数の乗算又は除算を含めることができ、高周波数逓倍回路によって提供することができるように、－－例えば、送信時に周波数を４で乗算し、受信時に周波数を４で除算する－－。

【0014】

受動分配ネットワーク１０４は、中央プロセッサを、誘電体導波路を備えた放射素子に接続する。受動分配ネットワークを用いた、中央プロセッサ１０２と放射素子（１１０、１２０など）間の信号分配は、動作周波数で直接分配される。受動分配ネットワークは、入力と出力の間に位相コヒーレンスを、受動的に提供する（すなわち、位相コヒーレンスを提供するために使用されるアクティブ制御ループなしの）導波路（導波管）の装置として定義される。上記のように、これは（例えば光学機器などの）一部の周波数範囲では不可能である。

【0015】

ここで、位相コヒーレンスは、２０度以下、より好ましくは５度以下、さらにより好ましくは１度以下の二乗平均平方根（ＲＭＳ）位相誤差として定義され、すべての平均は１分間の平均時間にわたって定義された時間平均である。誘電体導波路は、誘電体材料のみを含む（つまり、電気導体は含まれない）電磁導波路構造である。これにより、主分配接続にＤＣ電気経路がないことが有利に保証され、このことは接地ループ、電気的干渉などから発生する可能性のある問題を軽減できる。

【0016】

好ましい実施形態では、前記装置は、中央プロセッサを用いて、複数の放射素子を互いに対して位相シフトすることによりビーム形成能力を有する。受動分配ネットワーク１０４を介した信号のコヒーレント分配は、この機能を可能にするものである。

【0017】

上述したように、ミリ波信号の直接分配はこの研究の重要な側面である。直接分配の一例は、放射素子の放射周波数ｆ_ｒａｄが受動分配ネットワークの分配周波数ｆ_ｄｉｓｔと実質的に同じ場合である。直接分配のもう１つの例は、フロントエンドに周波数逓倍回路が含まれており、放射素子の放射周波数ｆ_ｒａｄが受動分配ネットワークの分配周波数ｆ_ｄｉｓｔに対して、ｆ_ｒａｄ＝ｍ＊ｆ_ｄｉｓｔによって関連付けられている場合であり、ここで、ｍは１より大きい整数である。直接信号分配のこれら２つの例は、周波数変換するフロントエンドにおけるミキサで中間周波数信号（ＩＦ）と混合することにより比較的低い周波数のベースバンド信号が、周波数がより高いＲＦ周波数に変換される従来のシステムアーキテクチャとは著しく対照的である。

【0018】

本発明の実施は、中央プロセッサの詳細に決定的に依存しない。それは、意図する用途に必要なように構成された多入力多出力システムであることが好ましい。それは、利得ステージ（利得段）、ベースバンドに変換するためのミキサ（混合器）、アナログデジタル変換器、チャネル分離ネットワーク、遅延線、可変利得ステージ（可変利得段）、及び複素加算回路などのコンポーネント（構成要素）を含めることができる。中央プロセッサでベースバンドに変換するミキシングは、フロントエンドでベースバンドにミキシング（混合）することとは非常に異なることに注意してください。なぜなら、１番目のケースではネットワーク１０４の信号分配はベースバンドにあり、２番目のケースではネットワーク１０４の信号分配はベースバンドにないからである。中央プロセッサは、アナログ回路、デジタル回路、又は混合モードのアナログ及びデジタル回路の任意の組み合わせで実装できる。

【0019】

図２は、第１の実施の形態を示す。この例では、放射素子２０２、２０４、２０６、２０８は、それぞれ誘電体導波路２１２、２１４、２１６、２１８を介して中央処理装置（中央プロセッサ）１０２に接続される。誘電体導波路２１２、２１４、２１６、２１８は、この例では、図１の受動分配ネットワーク１０４を形成する。放射素子２０２、２０４、２０６、２０８は、それぞれ２２２、２２４、２２６、２２８の図示の符号で参照される放射部分素子を含む。放射素子２０８の拡大図では、放射部分素子２３４、２３６の２つのアレイに接続されたフロントエンド２３２が示される。

【0020】

図３は、直接ミリ波信号分配用の例示的なシステムアーキテクチャを示す。ここで、放射素子３１０及び３２０は、誘電体導波路３３０及び３４０を介して中央プロセッサ１０２に接続され、複数のフロントエンドのより多くの詳細が示される。より具体的には、放射素子３１０は放射部分素子３１１を含み、放射素子３１０のフロントエンドは、ミリ波結合回路３１４に接続された１個の部分素子当たり、可変増幅器３１２及び可変位相シフタ３１３を含み、ミリ波結合回路３１４はフロントエンドを誘電体導波路３３０に結合するためのカプラ３１５に接続される。同様に、放射素子３２０は複数の放射部分素子３２１を含み、放射素子３２０のフロントエンドは、ミリ波結合回路３２４に接続される１個の部分素子当たり、可変増幅器３２２及び可変位相シフタを含み、ミリ波結合回路３２４はフロントエンドを誘電体導波路３４０に結合するためにカプラ３２５に接続される。この例では、複数のフロントエンドは、放射素子の複数の部分素子に対して、増幅の個々のレベル及び／又は位相シフトの個々のレベルを提供するように構成されたローカルプロセッサを含む。これは、ローカルプロセッサで放射素子の部分素子を相互に位相シフトすることにより、ビームフォーミングを提供するために使用できる。

【0021】

本発明の実施は、受動分配ネットワークのアーキテクチャに決定的に依存しない。図２と図３の例では、このアーキテクチャは並列であり、すべての放射素子が中央プロセッサに対して直接でのそれに対応する誘電体導波路接続を有する。図４は、直列接続されたアプローチの一例を示す図であり、ここで、放射素子４１０、４２０はそれぞれ部分素子４１２、４２２を有し、それぞれ４１４、４２４の図示の符号で示されるフロントエンドを有し、誘電体導波路４４０を介して中央プロセッサ１０２に接続される放射素子の１個（この場合、放射素子４２０）を用いて、誘電体導波路４３０を介して互いに直列に接続される。上記のように互いに離間している限り、任意の数又は配置の放射素子を使用でき、また、これらは、例えば直列、並列、ハイブリッド直並列、階層型ツリー構成など、任意の構成の誘電体導波路を介して中央プロセッサに接続できる。

【0022】

また、本発明の実施は、誘電体導波路の詳細に決定的に依存しない。図５Ａは、例示的なＤＷＧ形状、長方形５０２、円５０４、空芯５０８を有する中空の長方形５０６、及び空芯５１２を有する中空の円形５１０を示す。図５Ｂは、図５Ａの複数の例に対応する例示的な複数のモードパターンを示す。垂直モード５２０、５２４、５２８、５３２は、対応する水平モード５２２、５２６、５３０、５３４とともに示されている。ここで、矢印はモードの電界を模式的に示す。

【0023】

受動分配ネットワークの誘電体導波路は、シングルモード伝送又はマルチモード伝送を提供するように構成できる。図６Ａ～図６Ｂは、誘電体導波路におけるマルチモードの励起（起動）の例を示す。この例では、ソース６０２は、両方が誘電体導波路６０４に結合されるダイポールアンテナ６０６及びスロットダイポールアンテナ６０８を駆動する。水平モード６１２はダイポールアンテナ６０６により駆動され、垂直モード６１０はスロットダイポールアンテナ６０８により駆動される。これは、偏波多重伝送を提供すると見なすことができる。誘電体導波路の高次モードを使用して、図６Ａ～図６Ｂの偏波多重化とは別に、又はそれに加えて、使用するモードの数を増やすことができる。

【0024】

図７Ａ～図７Ｃは、誘電体導波路のマルチモード動作に関するさらなる例を示す。図７Ａは、誘電体導波路７０８に結合されたアンテナ７０４、７０６に接続されたユニット７０２を示す。もう一方の端部では、構造は類似しており、ユニット７１４を有し、ユニット７１４は、誘電体導波路７０８に結合されるアンテナ７１０及び７１２に接続される。そのような構造の１つの可能な用途は、誘電体導波路の異なるモードで送信と受信を行うことにより全二重動作を提供することである。例えば、ユニット７０２は、アンテナ７０４及び７１０に結合された導波モードでユニット７１４に送信することができる一方、ユニット７１４は、アンテナ７０６及び７１２に結合された導波モードでユニット７０２に送信することができる。より一般的には、受動分配ネットワークの誘電体導波路は、第１の誘電体導波モードで送信信号の分配を提供するように構成でき、第１の誘電体導波モードとは異なる第２の誘電導波モードで受信信号の分配を提供するように構成される。

【0025】

図７Ｂは、アンテナ７０４及び７１０を含む信号経路に９０度ミリ波位相シフタ７２２及び７２４が追加されることを除いて、図７Ａの例に類似している。これには、水平及び垂直の直線偏波モードとは対照的に、誘電体導波路の左右の円偏波モードで２つのモードを作成する効果がある。これを使用して、堅牢性と角度のずれを比較できる。

【0026】

図７Ｃは、
（１）ユニット７０２はいま送信機７０２ａ、７０２ｂであり、
（２）ユニット７１４はいま受信機７１４ａ、７１４ｂであり、
（３）ポストプロセッサ７３０は、２つの直交偏波モードで別々に送信された２つの信号を回復（再生）するために挿入される
ことを除いて、図７Ａの例に類似している。

【0027】

図８は、誘電体導波路の損失を、マイクロストリップ線路における損失と比較したグラフである。ここで、マイクロストリップの損失は、銅トレース（１オンス銅、２００μｍ幅）における導体損失であり、ＤＷＧ損失は、８０％の電磁界の閉じ込めを仮定したときのＨＤＰＥ（高密度ポリエチレン）材料中の誘電損失である。匹敵する性能はまた、それらの中心周波数及び帯域幅で適当に設計されたバンドパス誘電体導波路を用いて得ることができる。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5A】

【図5B】

【図6A】

【図6B】

【図7A】

【図7B】

【図7C】

【図8】