特許 7196414 電動機の制御方法および制御装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2022-12-19

(45)【発行日】2022-12-27

(54)【発明の名称】電動機の制御方法および制御装置

(51)【国際特許分類】

   H02P 27/08 20060101AFI20221220BHJP

   H02M 7/48 20070101ALI20221220BHJP

   H02P 21/22 20160101ALI20221220BHJP

【ＦＩ】

H02P27/08

H02M7/48 F

H02P21/22

【請求項の数】 7

(21)【出願番号】P 2018075640

(22)【出願日】2018-04-10

(65)【公開番号】P2019187097

(43)【公開日】2019-10-24

【審査請求日】2021-02-10

【前置審査】

(73)【特許権者】

【識別番号】000003997

【氏名又は名称】日産自動車株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110002468

【氏名又は名称】特許業務法人後藤特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】正治 満博

【審査官】三島木 英宏

(56)【参考文献】

【文献】特開２０１７－０５０９７７（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０２Ｐ ２７／０８

Ｈ０２Ｍ ７／４８

Ｈ０２Ｐ ２１／２２

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

ＰＷＭ周波数を制御対象の電動機の駆動周波数に比例させる同期ＰＷＭ制御を実行する電動機の制御方法において、
前記電動機の所定の回転周期あたりの同期ＰＷＭパルス数を決定する同期パルス数決定ステップと、
決定された前記同期ＰＷＭパルス数に基づく前記同期ＰＷＭ制御により前記電動機を制御する制御ステップと、を含み、
前記同期パルス数決定ステップでは、前記電動機の回転速度に相関のある状態量と前記電動機に印加される電圧の回転座標上における位相に相関のある状態量の変化速度とに基づいて、又は、前記電動機に印加される電圧の固定座標上における電圧ベクトルの位相に相関のある状態量の変化速度に基づいて、前記同期ＰＷＭパルス数を決定し、
前記電動機の回転速度に相関のある状態量とは、当該電動機が備える回転子の回転数、機械角速度、及び、電気角速度のいずれかであり、
前記電動機に印加される電圧の回転座標上における位相に相関のある状態量とは、当該回転座標上における電圧ベクトルの位相であり、
前記電動機に印加される電圧の固定座標上における電圧ベクトルの位相に相関のある状態量とは、前記電気角速度と、前記回転座標上における電圧ベクトルの位相が変化する角速度とを合成した角速度である、
電動機の制御方法。

【請求項2】

請求項１に記載の電動機の制御方法において、
前記同期パルス数決定ステップでは、前記電動機に印加される電圧の回転座標上における位相に相関のある状態量の変化方向が、前記電動機の回転方向の逆方向である場合には、当該状態量の変化速度に応じて前記同期ＰＷＭパルス数を増加させる、
電動機の制御方法。

【請求項3】

請求項１又は請求項２に記載の電動機の制御方法において、
前記同期パルス数決定ステップでは、前記電動機に印加される電圧の回転座標上における位相に相関のある状態量の変化方向が、前記電動機の回転方向と同じ方向である場合には、当該状態量の変化速度に応じて前記同期ＰＷＭパルス数を減少させる、
電動機の制御方法。

【請求項4】

ＰＷＭ周波数を制御対象の電動機の駆動周波数に比例させる同期ＰＷＭ制御と、前記ＰＷＭ周波数を固定して前記電動機を制御する非同期ＰＷＭ制御のいずれか一方のＰＷＭ制御方式を選択して実行する電動機の制御方法において、
前記同期ＰＷＭ制御と前記非同期ＰＷＭ制御とを切替え、いずれか一方を実行するＰＷＭ制御方式切替ステップと、
前記ＰＷＭ制御方式切替ステップにおいて切替えられた前記ＰＷＭ制御方式により前記電動機を制御する制御ステップと、を含み、
前記ＰＷＭ制御方式切替ステップでは、前記電動機の回転速度に相関のある状態量と前記電動機に印加される電圧の回転座標上における位相に相関のある状態量の変化速度とに基づいて、又は、前記電動機に印加される電圧の固定座標上における電圧ベクトルの位相に相関のある状態量の変化速度に基づいて前記ＰＷＭ制御方式を切替え、
前記電動機の回転速度に相関のある状態量とは、当該電動機が備える回転子の回転数、機械角速度、及び、電気角速度のいずれかであり、
前記電動機に印加される電圧の回転座標上における位相に相関のある状態量とは、当該回転座標上における電圧ベクトルの位相であり、
前記電動機に印加される電圧の固定座標上における電圧ベクトルの位相に相関のある状態量とは、前記電気角速度と、前記回転座標上における電圧ベクトルの位相が変化する角速度とを合成した角速度である、
電動機の制御方法。

【請求項5】

請求項４に記載の電動機の制御方法において、
前記ＰＷＭ制御方式切替ステップでは、前記電動機に印加される電圧の固定座標上における電圧ベクトルの位相に相関のある状態量の変化速度が０近傍の所定の範囲内にある場合には、前記ＰＷＭ制御方式を前記非同期ＰＷＭ制御に切替える、
電動機の制御方法。

【請求項6】

ＰＷＭ周波数を制御対象の電動機の駆動周波数に比例させる同期ＰＷＭ制御を実行するコントローラを備える電動機の制御装置において、
前記コントローラは、
前記電動機の回転速度に相関のある状態量と前記電動機に印加される電圧の回転座標上における位相に相関のある状態量の変化速度とに基づいて、又は、前記電動機に印加される電圧の固定座標上における電圧ベクトルの位相に相関のある状態量の変化速度に基づいて、前記電動機の一駆動周期あたりの同期ＰＷＭパルス数を決定し、
決定された前記同期ＰＷＭパルス数に基づく前記同期ＰＷＭ制御により前記電動機を制御し、
前記電動機の回転速度に相関のある状態量とは、当該電動機が備える回転子の回転数、機械角速度、及び、電気角速度のいずれかであり、
前記電動機に印加される電圧の回転座標上における位相に相関のある状態量とは、当該回転座標上における電圧ベクトルの位相であり、
前記電動機に印加される電圧の固定座標上における電圧ベクトルの位相に相関のある状態量とは、前記電気角速度と、前記回転座標上における電圧ベクトルの位相が変化する角速度とを合成した角速度である、
電動機の制御装置。

【請求項7】

ＰＷＭ周波数を制御対象の電動機の駆動周波数に比例させる同期ＰＷＭ制御と、前記ＰＷＭ周波数を固定して前記電動機を制御する非同期ＰＷＭ制御のいずれか一方のＰＷＭ制御方式を選択して実行するコントローラを備える電動機の制御装置において、
前記コントローラは、
前記電動機の回転速度に相関のある状態量と前記電動機に印加される電圧の回転座標上における位相に相関のある状態量の変化速度とに基づいて、又は、前記電動機に印加される電圧の固定座標上における電圧ベクトルの位相に相関のある状態量の変化速度に基づいて前記同期ＰＷＭ制御と前記非同期ＰＷＭ制御とを切替え、
切替えられたいずれか一方の前記ＰＷＭ制御方式によって前記電動機を制御し、
前記電動機の回転速度に相関のある状態量とは、当該電動機が備える回転子の回転数、機械角速度、及び、電気角速度のいずれかであり、
前記電動機に印加される電圧の回転座標上における位相に相関のある状態量とは、当該回転座標上における電圧ベクトルの位相であり、
前記電動機に印加される電圧の固定座標上における電圧ベクトルの位相に相関のある状態量とは、前記電気角速度と、前記回転座標上における電圧ベクトルの位相が変化する角速度とを合成した角速度である、
電動機の制御装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、電動機の制御方法および制御装置に関する。

【背景技術】

【0002】

特許文献１には、同期ＰＷＭ制御によって電動機を駆動する駆動装置において、電動機の電気角と電動機に印加したい電圧（電圧指令）の位相角とに応じてキャリア信号の周波数を可変にするとともに、電動機の電気角に相当する電動機の回転数に応じて電気角一周期あたりの同期パルス数を切替えることにより、電動機の制御性を向上させる技術が開示されている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0003】

【文献】特許第５３１９２０５号

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0004】

ここで、電動機へのトルク要求が変化した場合に、これに伴って電動機に印加される電圧の位相も変化する。このとき、トルク要求の変化率によっては電圧位相の変化率と電気角度の変化率が釣り合う場面が発生する。この場合、電動機の回転数に応じて決定された同期パルス数に対して、電圧指令の位相角に応じてキャリア周波数を小さくしたい状況と、電動機の電気角に応じてキャリア周波数を大きくしたい状況とが重なり、キャリア周波数が適切に変更されない場面が発生し得る。その場合には、電動機を流れる電流が乱れて、過電流を生じさせ得るという問題がある。

【0005】

本発明は、電動機へのトルク要求が変化するのに応じて電動機に印加される電圧の位相が変化した場合でも、電動機を流れる電流の乱れが発生することを抑制する技術を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0006】

本発明による電動機の制御方法は、ＰＷＭ周波数を制御対象の電動機の駆動周波数に比例させる同期ＰＷＭ制御を実行する電動機の制御方法であって、電動機の一駆動周期あたりの同期ＰＷＭパルス数を決定する同期パルス数決定ステップと、決定されたＰＷＭパルス数に基づく同期ＰＷＭ制御により電動機を制御する制御ステップとを含む。同期パルス数決定ステップでは、電動機の回転速度に相関のある状態量と電動機に印加される電圧の回転座標上における位相に相関のある状態量の変化速度とに基づいて、又は、電動機に印加される電圧の固定座標上における電圧ベクトルの位相に相関のある状態量の変化速度に基づいて同期ＰＷＭパルス数を決定する。なお、電動機の回転速度に相関のある状態量とは、当該電動機が備える回転子の回転数、機械角速度、及び、電気角速度のいずれかであり、電動機に印加される電圧の回転座標上における位相に相関のある状態量とは、当該回転座標上における電圧ベクトルの位相であり、電動機に印加される電圧の固定座標上における電圧ベクトルの位相に相関のある状態量とは、電気角速度と、回転座標上における電圧ベクトルの位相が変化する角速度とを合成した角速度である。

【発明の効果】

【0007】

本発明によれば、電動機に印加される電圧の位相の変化を考慮して同期ＰＷＭパルス数が決定されるので、電動機へのトルク要求が変化するのに応じて電動機に印加される電圧の位相が変化した場合でも、電動機を流れる電流の乱れが発生することを抑制することができる。

【図面の簡単な説明】

【0008】

【図1】図１は、一実施形態に係る電動機の制御方法が適用される電気自動車の主要構成を示す図である。

【図2】図２は、電流ベクトル制御部の詳細を示す図である。

【図3】図３は、電圧位相制御部の詳細を示す図である。

【図4】図４は、電圧位相とトルクとの関係を示す図である。

【図5】図５は、制御切替判定部の詳細を示す図である。

【図6】図６は、制御モード切り替えの詳細を説明するための図である。

【図7】図７は、出力切替器の詳細を示す図である。

【図8】図８は、変調切換判定部の詳細を示す図である。

【図9】図９は、同期パルス数の推移を示す図である。

【図10】図１０は、非同期ＰＷＭ制御器の詳細を示す図である。

【図11】図１１は、同期ＰＷＭ制御器の詳細を示す図である。

【図12】図１２は、同期ＰＷＭ制御器における閾値テーブルの一例を示す図である。

【図13】図１３は、各ＰＷＭ制御器における動作とＰＷＭパルス生成に関する信号を示す図である。

【図14】図１４は、一実施形態に係る電動機の制御方法の一制御周期を示すフローチャートである。

【図15】図１５は、電圧位相の変動と同期ＰＷＭキャリア信号の推移を説明する図である。

【図16】図１６は、電圧位相変動時の同期ＰＷＭパルスの一例を示す図である。

【図17】図１７は、電圧位相変動時の同期ＰＷＭパルスの一例を示す図である。

【図18】図１８は、従来技術によるトルク応答と電流応答とを示すタイムチャートである。

【図19】図１９は、一実施形態の電動機の制御方法によるトルク応答と電流応答とを示すタイムチャートである。

【発明を実施するための形態】

【0009】

［一実施形態］
図１は、本発明の一実施形態に係る電動機の制御方法が適用される電気自動車の主要構成を示すブロック図である。以下では、図１を参照して各ブロックの構成について説明する。なお、本発明に係る電動機の制御方法は、車両の駆動源の一部または全部として機能する電動機（モータ９）を備える電動車両に適用可能である。電動車両には、電気自動車だけでなく、ハイブリッド自動車や燃料電池自動車も含まれる。

【0010】

電流ベクトル制御部１は、モータ９へ印加する電流を制御することによって、モータ９の駆動を制御する電流制御（電流ベクトル制御）を実行する。具体的には、電流ベクトル制御部１は、目標トルクＴ^*と、モータ９の回転数Ｎと、バッテリ１９の電圧検出値Ｖ_dcと、ｄｑ軸電流検出値ｉ_d、ｉ_qとに基づいて、モータ９に所望のトルクを発生（出力）させるためのｄ軸電流指令値ｉ^* _d、およびｄｑ軸電圧指令値ｖ^* _{di_fin}、ｖ^* _{qi_fin}を算出して、ｄｑ軸電圧指令値ｖ^* _di、ｖ^* _qiを出力切替器３に出力するとともに、ｄ軸電流指令値ｉ^* _dを電圧相制御部２に出力する。目標トルクＴ^*は、アクセルの踏み込み量（アクセル開度）などに応じて定まるトルク指令値である。電流ベクトル制御部１の詳細については、図２を参照して後述する。

【0011】

電圧位相制御部２は、モータ９へ印加する電圧の位相を制御することによって、モータ９の駆動を制御する電圧位相制御を実行する。具体的には、電圧位相制御部２は、目標トルクＴ^*と、モータ９の回転数Ｎと、バッテリ１９の電圧検出値Ｖ_dcと、ｄｑ軸電流検出値ｉ_d、ｉ_qとに基づいて、モータ９に所望のトルクを発生させるためのｄｑ軸電圧指令値ｖ^* _{di_fin}、ｖ^* _{qi_fin}を算出して、出力切替器３に出力する。電圧位相制御部２の詳細については、図３を参照して説明する。

【0012】

制御切替判定部１３は、モータ９を制御する方法（制御モード）として、電流ベクトル制御と電圧位相制御のいずれを実行するかを判定する。具体的には、制御切替判定部１３は、ｄ軸電流指令値ｉ^* _d、ｄｑ軸電流検出値ｉ_d、ｉ_q、ｄｑ軸最終電圧指令値ｖ^* _{d_fin}、ｖ^* _{q_fin}、及び、バッテリ１９の電圧検出値Ｖ_dcに基づいて、電流ベクトル制御を実行するか、電圧位相制御を実行するかを選択し、選択した制御モードに対応する制御モード信号を出力切替器３に出力する。

【0013】

出力切替器３は、制御切替判定部１３で選択された制御モードに応じた最終の電圧指令値（ｄｑ軸最終電圧指令値ｖ^* _{d_fin}、ｖ^* _{q_fin}）を出力する。具体的には、出力切替器３は、出力される制御モード信号に基づいて、電流ベクトル制御部１の出力（ｄｑ軸電圧指令値ｖ^* _{di_fin}、ｖ^* _{qi_fin}）と、電圧位相制御部２の出力（ｄｑ軸電圧指令値ｖ^* _{dv_fin}、ｖ^* _{qv_fin}）のいずれかを選択してｄｑ軸最終電圧指令値ｖ^* _{d_fin}、ｖ^* _{q_fin}として座標変換器４と、ベクトル変換器１４と、制御切替判定部１３とに出力する。出力切替器３の詳細については、図４を参照して後述する。

【0014】

座標変換器４は、ｄｑ軸からＵＶＷ相への座標変換を行う変換器である。座標変換器４は、次の（１）式を用いて、モータ９の電気角度検出値θに基づいて、出力切替器３から出力されるｄ軸電圧指令値ｖ^* _{d_fin}、及び、ｑ軸電圧指令値ｖ^* _{q_fin}を座標変換し、変換結果を三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*、ｖ_w ^*として非同期ＰＷＭ制御器５に出力する。なお、ＰＷＭ（パルス幅変調）はPuls Width Modulationの略語である。

【0015】

【数1】

【0016】

非同期ＰＷＭ制御器５には、座標変換器４から三相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wが入力されるとともに、電圧センサ７からの電圧検出値Ｖ_dcが入力される。なお、電圧センサ７は、バッテリ１９からインバータ６へ供給される駆動電圧を検出するセンサである。そして、非同期ＰＷＭ制御器５は、三相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wと電圧検出値Ｖ_dcとの比率に基づいて算出した比較値と、周波数が一定のキャリア三角波との大小判定（コンペアマッチ）に基づく、いわゆる三角波比較方式の非同期ＰＷＭ制御を実現するための強電素子駆動信号Ｄ^* _uua、Ｄ^* _ula、Ｄ^* _vua、Ｄ^* _vla、Ｄ^* _wua、Ｄ^* _wlaを生成し、ＰＷＭ出力切替器１７に出力する。

【0017】

一方、ベクトル変換器１４は、ｄｑ軸電圧指令値を電圧ベクトルのノルムと位相とに変換する変換器である。ベクトル変換器１４は、次の（２）式を用いて、出力切替器３から出力されるｄ軸電圧指令値ｖ^* _{d_fin}、及び、ｑ軸電圧指令値ｖ^* _{q_fin}を電圧ベクトルのノルムＶ^* _{a_fin}と、位相α^* _finに変換して、同期ＰＷＭ制御器１６に出力する。また、ベクトル変換器１４は、電圧位相α^* _finを変調切換判定部１５にも出力する。

【数2】

【0018】

変調切換判定部１５は、電圧位相α^* _finとモータ９の電気角度θとに基づいて、ＰＷＭ制御における変調モード（同期、非同期）の切替判定を実行するとともに、同期ＰＷＭ制御時における同期ＰＷＭパルス数（以下単に「同期パルス数」ともいう）を決定する。そして、変調切換判定部１５は、判定した変調モードをＰＷＭ出力切替器１７に出力するとともに、決定した同期パルス数を、要求同期パルス数ｎｕｍとして同期ＰＷＭ制御器１６に出力する。変調モードの切替判定、及び、要求同期パルス数ｎｕｍの算出方法の詳細については後述する。

【0019】

同期ＰＷＭ制御器１６は、インバータ６のスイッチング周波数がモータ９の電気角周波数（駆動周波数）に同期する強電素子駆動信号を算出する。具体的には、同期ＰＷＭ制御器１６は、電圧ノルムＶ^* _{a_fin}と、電圧位相α^* _finと、電気角度θと、電圧検出値Ｖ_dcと、要求同期パルス数ｎｕｍとに基づいて、インバータ６のスイッチング周波数がモータ９の電気角周波数に同期する強電素子駆動信号Ｄ^* _uus、Ｄ^* _uls、Ｄ^* _vus、Ｄ^* _vls、Ｄ^* _wus、Ｄ^* _wlsを生成し、ＰＷＭ出力切替器１７に出力する。

【0020】

ＰＷＭ出力切替器１７は、変調切換判定部１５の判定した変調モードに応じた強電素子駆動信号を出力する。具体的には、ＰＷＭ出力切替器１７は、変調切換判定部１５が出力する変調モードに従って、非同期ＰＷＭ制御器５が出力する強電素子駆動信号と同期ＰＷＭ制御器１６が出力する強電素子駆動信号のいずれかを選択して、強電素子駆動信号Ｄ^* _uu、Ｄ^* _ul、Ｄ^* _vu、Ｄ^* _vl、Ｄ^* _wu、Ｄ^* _wlとしてインバータ６に出力する。

【0021】

本実施形態のインバータ６は、３相６アームで構成され、相ごとに２つずつ計６つのパワー素子を備えている。インバータ６は、ＰＷＭ出力切替器１７から出力される強電素子駆動信号に基づいてパワー素子のそれぞれを駆動させることで、三相ＰＷＭ電圧ｖ_u、ｖ_v、ｖ_wを生成する。生成した三相ＰＷＭ電圧ｖ_u、ｖ_v、ｖ_wは、モータ９に印加される。

【0022】

モータ９は三相で駆動しているため、インバータ６とモータ９とは三相と対応する３つの配線で接続されている。モータ９には、ｕ相配線を介してＰＷＭ電圧ｖ_uが入力され、ｖ相配線を介してＰＷＭ電圧ｖ_vが入力され、ｗ相配線を介してＰＷＭ電圧ｖ_wが入力される。ｕ相配線には電流センサ８ｕが設けられ、ｖ相配線には電流センサ８ｖが設けられている。電流センサ８ｕにより検出されたｕ相電流値ｉ_u、及び、電流センサ８ｖにより検出されたｖ相電流値ｉ_vは、座標変換器１２に出力される。なお、三相電流であるｉ_u、ｉ_v、及び、ｉ_wの和はゼロになるため、ｗ相電流値ｉ_wは、－ｉｕ－ｉ_vにより求めることができる。

【0023】

座標変換器１２は、以下（３）式を用いて、ＵＶＷ相からｄｑ軸への座標変換を行う。

【0024】

【数3】

【0025】

（３）式に示したように、座標変換器１２は、ｕ相電流値ｉ_u、及び、Ｖ相電流値ｉ_vに対して、回転センサ１０から出力される電気角検出値θに基づく座標変換を行う。そして、座標変換器１２は、変換結果であるｄ軸電流値ｉ_d、及び、ｑ軸電流値ｉ_qを、電流ベクトル制御部１、及び、電圧位相制御部２に出力する。

【0026】

回転センサ１０は、モータ９に隣接して設けられており、モータ９の回転子の電気角θを検出する。回転センサ１０は、検出した電気角θを、電気角検出値θとして座標変換器４、１２と、回転数演算器１１とに出力する。

【0027】

回転数演算器１１は、電気角検出値θの時間当たりの変化量からモータ９の回転数Ｎを算出し、電流ベクトル制御部１と電圧位相制御部２に出力する。

【0028】

次に、上述した電流ベクトル制御部１、電圧位相制御部２、制御切替判定部１３、出力切替器３、変調切換判定部１５、非同期ＰＷＭ制御器５、及び同期ＰＷＭ制御器１６に係る各ブロックの詳細について説明する。なお、本実施形態におけるこれらの各ブロックは、少なくとも一つ以上のコントローラが備える機能部として構成される。当該コントローラは、例えば、中央演算装置（ＣＰＵ）、読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、および、入出力インタフェース（Ｉ／Ｏインタフェース）から構成される。

【0029】

［電流ベクトル制御部］
図２は、本実施形態の電流ベクトル制御部１を実現するブロック構成の一例を示す図である。電流ベクトル制御部１は、電流指令値演算器２１、非干渉電圧演算器２２、ＰＩ補償器２３、フィルタ２４、減算器２５、および加算器２６を有する。なお、図２では、ｄ軸電圧指令値ｖ^* _{di_fin}の算出に関する信号のみを示し、これと同様に各ブロックに入出力されるｑ軸電圧指令値ｖ^* _{qi_fin}の算出に関する信号は割愛している。

【0030】

電流指令値演算器２１は、目標トルクＴ^*と、ｄ軸電流指令値ｉ^* _d、及び、ｑ軸電流指令値ｉ^* _qと、を対応させたテーブルを記憶している。このテーブルは、あらかじめ実験または解析により求めた所望のトルク（目標トルク）を最も効率よく発生させる電流値が格納されている。また、このテーブルには、モータ９の温度特性が考慮されてもよい。電流指令値演算器２１は、このテーブルを参照して、入力される目標トルクＴ^*と、モータ９の回転数Ｎと、バッテリ１９の電圧検出値Ｖ_dcとに応じたｄ軸電流指令値ｉ^* _dを求め、求めた指令値を減算器２５に出力する。また、電流指令値演算器２１は、求めた指令値を、電圧位相制御部２へも出力する。

【0031】

減算器２５は、ｄ軸電流指令値ｉ^* _dと、ｄ軸電流検出値ｉ_dとの偏差を演算して、ＰＩ補償器２３に出力する。

【0032】

ＰＩ補償器２３は、いわゆるＰＩ制御を実行する演算器である。より詳細には、ＰＩ補償器２３は、ｄ軸電流指令値ｉ^* _dに実電流（ｄ軸電流検出値ｉ_d）を追従させるべく、ｄ軸電流指令値ｉ^* _dと、ｄ軸電流検出値ｉ_dとの偏差に基づくフィードバック制御を行うために、以下式（４）を用いて、電流フィードバック電圧指令値ｖ_di'を算出する。電流フィードバック電圧指令値ｖ_di'は、加算器２６に出力される。

【0033】

【数4】

【0034】

ただし、式（４）中のＫ_dpはｄ軸の比例ゲインを示し、Ｋ_diは、ｄ軸の積分ゲインを示す。

【0035】

非干渉電圧演算器２２は、あらかじめ記憶しているテーブルを参照して、入力される目標トルクＴ^*と、モータ９の回転数Ｎと、バッテリ１９の電圧検出値Ｖ_dcとに応じて、ｄ軸非干渉化電圧指令値ｖ^* _{d_dcpl}を求め、求めた指令値をフィルタ２４に出力する。ここで用いられるテーブルは、予め実験または解析により求めた所望のトルクを最も効率よく発生させる電流値に対応する干渉電圧値が格納されている。

【0036】

フィルタ２４は、いわゆるローパスフィルタである。フィルタ２４は、干渉電圧が、ｄｑ軸に流れる電流に依存していることを考慮したローパスフィルタであり、目標とするｄ軸電流の応答性を満足する時定数に設定されている。フィルタ処理が施されたｄ軸非干渉化電圧指令値ｖ_{d_dcpl_flt}は、加算器２６に出力される。

【0037】

そして、以下式（５）で表すとおり、加算器２６において、ｄｑ軸非干渉化電圧指令値ｖ_{d_dcpl_flt}と、ＰＩ補償器２３の出力値ｖ_di'とが加算されることにより、ｄｑ軸において電流が流れる際に発生する干渉電圧が抑制されたｄ軸電圧指令値ｖ^* _{di_fin}が算出される。また、図中では割愛されているが、ｑ軸電圧指令値ｖ^* _{qi_fin}も上述したｄ軸電圧指令値ｖ^* _{di_fin}と同様に算出される。算出されたｄｑ軸電圧指令値ｖ^* _{di_fin}、ｖ^* _{qi_fin}は、出力切替器３に出力される。

【0038】

【数5】

【0039】

次に、図３を参照して、電圧位相制御部２の詳細について説明する。

【0040】

［電圧位相制御部］
図３は、本実施形態の電圧位相制御部２を実現するブロック構成の一例を示す図である。電圧位相制御部２は、変調器３１、電圧位相テーブル３２、フィルタ３３、トルク演算器３４、ＰＩ補償器３５、電圧位相指令値制限器３６、ベクトル変換器３７、加算器３８、および、減算器３９を有する。なお、図３では、ｄ軸電圧指令値ｖ^* _{dv_fin}の算出に関する信号のみを示し、これと同様に各ブロックに入出力されるｑ軸電圧指令値ｖ^* _{qv_fin}の算出に関する信号は割愛している。

【0041】

変調器３１は、バッテリ１９の電圧検出値Ｖ_dcと、予め記憶された値である基準変調率Ｍ^*とに基づいて、以下式（６）を用いて電圧ノルム指令値Ｖ^* _aを算出する。算出した電圧ノルム指令値Ｖ^* _aは、電圧位相テーブル３２と、ベクトル変換器３７とに出力される。なお、ここでの変調率は、相間電圧（例えばＵ－Ｖ相間の電圧ｖ_u－ｖ_v）の基本波成分の振幅の電圧検出値Ｖ_dcに対する比率と定義される。変調率１以下では、ＰＷＭ制御によって疑似正弦波電圧が生成可能な通常変調領域となり、１を超える場合は、ＰＷＭ制御によって疑似正弦波を生成しようとしても上下限が制限される過変調領域となる。なお、例えば変調率が約１．１になると、ＰＷＭ制御によって疑似正弦波を生成しようとしても、出力される電圧はいわゆる矩形波電圧となる。

【0042】

【数6】

【0043】

電圧位相テーブル３２は、あらかじめ実験または解析により求めたテーブルを用いて、入力される目標トルクＴ^*、モータ９の回転数Ｎ、および、電圧ノルム指令値Ｖ^* _aに応じた電圧位相指令値α_ff（フィードフォワード電圧位相指令値）を求める。電圧位相指令値α_ffは、加算器３８に出力される。なお、ここで用いられるテーブルには、予め実験により計測した、ノミナル状態における各指標の動作点ごとの電圧位相指令値が格納されている。

【0044】

トルク演算器３４は、予め実験等により計測した、モータ９へと流れるｄ軸及びｑ軸の電流値と、モータ９に発生するトルクとの関係を示すテーブルを記憶している。トルク演算器３４は、このテーブルを参照して、ｄｑ軸電流検出値ｉ_d、ｉ_qから、モータ９に発生しているトルクの推定値としてのトルク推定値Ｔ_estを算出し、算出した値を減算器３９に出力する。

【0045】

フィルタ３３は、ローパスフィルタであり、入力される目標トルクＴ^*の高周波ノイズを除去して（ノイズカット処理）、トルク参照値Ｔ_refとして減算器３９に出力する。

【0046】

減算器３９は、トルク参照値Ｔ_refと、トルク推定値Ｔ_estとの偏差を演算して、当該偏差をＰＩ補償器３５に出力する。

【0047】

ＰＩ補償器３５は、いわゆるＰＩ制御を実行する演算器である。ＰＩ補償器３５は、トルク参照値Ｔ_refとトルク推定値Ｔ_estとの偏差に基づくフィードバック制御を行うために、下記式（７）を用いて、電圧位相指令値α_fb（フィードバック電圧位相指令値）を算出する。算出された電圧位相指令値α_fbは、加算器３８に出力される。

【0048】

【数7】

【0049】

ただし、式（７）中のＫα_pは比例ゲインを示し、Ｋα_iは積分ゲインを示す。

【0050】

加算器３８は、フィードフォワード電圧位相指令値α_ffとフィードバック電圧位相指令値α_fbとを加算して得た値（電圧位相指令値）を電圧位相指令値制限器３６に出力する。

【0051】

電圧位相指令値制限器３６は、加算器３８の出力値を所定の範囲αｍｉｎからαｍａｘの範囲に制限し、制限された値を電圧位相指令値α^*としてベクトル変換器３７に出力する。ここでの所定の範囲αｍｉｎからαｍａｘ（以下、「上下限値α」とも称する）について、図４を参照して説明する。

【0052】

図４は、モータ９の電圧位相とトルクとの関係の一例を示す図である。制御対象であるモータ９が例えば図４に示す特性を示す場合は、電圧位相とトルクとの相関が維持される範囲として、図中の曲線のピークトゥピークである±１１５°が上下限値αに設定される。

【0053】

また、電圧位相指令値制限器３６は、加算器３８から出力される値（電圧位相指令値）が上下限値αを超えている間（上下限値αに張り付いている間）は、電圧位相指令値α^*が上下限値αによって制限されていることを通知する信号をＰＩ補償器３５に送信する。ＰＩ補償器３５は、該信号により電圧位相指令値α^*が制限されていることを通知されている間は、いわゆるアンチワインドアップのために積分値の更新を停止する。

【0054】

ベクトル変換器３７は、変調器３１から出力された電圧ノルム指令値Ｖ^*ａと電圧位相指令値制限器３６によるリミット処理後の電圧位相指令値α^*とを入力して、以下式（８）を用いてｄｑ軸電圧指令値ｖ^* _{dv_fin}、ｖ^* _{qv_fin}を算出する。算出されたｄｑ軸電圧指令値ｖ^* _{dv_fin}、ｖ^* _{qv_fin}は、座標変換器４と、ベクトル変換器１４と、制御切替判定部１３とに出力される。

【0055】

【数8】

【0056】

次に、図５を参照して、制御切替判定部１３の詳細について説明する。

【0057】

［制御切替判定部］
制御切替判定部１３は、変調器４１と、フィルタ４２、４３、４５、４６、４７と、ノルム演算器４４と、制御モード判定器４８とを有する。

【0058】

変調器４１は、図３を参照して説明した変調器３１と同様に、バッテリ１９の電圧検出値Ｖ_dcと、予め記憶された値である基準変調率Ｍ^*とに基づいて、上記式（６）を用いて電圧ノルム指令値Ｖ^* _aを算出する。算出した電圧ノルム指令値Ｖ^* _aは、制御モード判定器４８に出力される。電圧ノルム指令値Ｖ^* _aは、制御モード判定器４８において、電圧位相制御への制御モード切替可否の指標として用いられる。

【0059】

フィルタ４２、４３は、同等の特性に設定されたローパスフィルタであり、それぞれに入力されるｄ軸最終電圧指令値ｖ^* _{d_fin}とｑ軸最終電圧指令値ｖ^* _{q_fin}とに対してノイズカット処理を施すことにより得た、ｄ軸最終電圧指令値ｖ^* _{d_fin_flt}およびｑ軸最終電圧指令値ｖ^* _{q_fin_flt}をノルム演算器４４に出力する。

【0060】

ノルム演算器４４は、入力されるｄ軸最終電圧指令値ｖ^* _{d_fin_flt}およびｑ軸最終電圧指令値ｖ^* _{q_fin_flt}に基づいて、以下式（９）を用いて平均化電圧ノルムＶ^* _{a_fin_fit}を算出する。算出された平均化電圧ノルムＶ^* _{a_fin_flt}は、制御モード判定器４８に出力される。平均化電圧ノルムＶ^* _{a_fin_flt}は、制御モード判定器４８において、電圧位相制御への制御モード切替可否の指標として用いられる。

【0061】

【数9】

【0062】

フィルタ４５は、ローパスフィルタであって、入力されるｄ軸電流検出値ｉ_dに対してノイズカット処理を施すことにより平均化ｄ軸電流検出値ｉ_{d_flt}を得て、制御モード判定器４８に出力する。平均化ｄ軸電流検出値ｉ_{d_flt}は制御モード判定器４８において、電流ベクトル制御への制御モード切替可否の指標として使用される。

【0063】

フィルタ４６は、図３で示すフィルタ３３と同様の特性を有するローパスフィルタであり、入力されるｄ軸電流指令値ｉ^* _dに対してノイズカット処理を施し、ｄ軸電流参照値ｉ^* _{d_ref}を出力する。ｄ軸電流参照値ｉ^* _{d_ref}は、フィルタ４７に出力される。

【0064】

フィルタ４７は、フィルタ４５と同等の特性のローパスフィルタである。フィルタ４７は、ｄ軸電流検出値ｉ_{d_flt}側と遅れを揃えることを目的としてｄ軸電流参照値ｉ^* _{d_ref}にフィルタ処理を施すことによりｄ軸電流閾値ｉ^* _{d_th}を得て、制御モード判定器４８に出力される。ｄ軸電流閾値ｉ^* _{d_th}は制御モード判定器４８において、電流ベクトル制御への制御モード切替可否の指標として使用される。

【0065】

制御モード判定器４８は、電流ベクトル制御から電圧位相制御への切り替え、および、電圧位相制御から電流ベクトル制御への切り替え、の可否（要否）を判定する。具体的には、図６を参照して説明する。

【0066】

図６は、制御モード判定器４８において実行される制御モード切り替え判定を説明するための図である。制御モード判定器４８は、図６で示すように、電流ベクトル制御が選択されている際に、平均化電圧ノルムＶ^* _{a_fin_flt}が電圧ノルム指令値Ｖ^* _a以上であることを検知した場合に、電流ベクトル制御から電圧位相制御へ切り替えると判定する。また、制御モード判定器４８は、電圧位相制御が選択されている際に、平均化ｄ軸電流検出値ｉ_{d_flt}がｄ軸電流閾値ｉ^* _{d_th}以上であることを検知した場合に、電圧位相制御から電流ベクトル制御へ切り替えると判定する。このようにして決定された制御モードは、制御モード信号として出力切替器３に出力される。

【0067】

次に、図７を参照して、出力切替器３の詳細について説明する。

【0068】

［出力切替器］
図７で示すように、出力切替器３は、制御モード信号に応じて、電流ベクトル制御と電圧位相制御とを切替える。制御モード信号が電流ベクトル制御を指示する場合は、出力切替器３は、電流ベクトル制御部１から出力されるｄｑ軸電圧指令値ｖ^* _{di_fin}、ｖ^* _{qi_fin}を、ｄｑ軸最終電圧指令値ｖ^* _{d_fin}、ｖ^* _{q_fin}として出力する。制御モード信号が電圧位相制御を指示する場合は、出力切替器３は、電圧位相制御部２から出力されるｄｑ軸電圧指令値ｖ^* _{dv_fin}、ｖ^* _{qv_fin}を、ｄｑ軸最終電圧指令値ｖ^* _{d_fin}、ｖ^* _{q_fin}として出力する。出力切替器３が出力するｄｑ軸最終電圧指令値ｖ^* _{d_fin}、ｖ^* _{q_fin}は、座標変換器４、ベクトル変換器１４、及び制御切替判定部１３に入力される。

【0069】

次に、図８を参照して、変調切換判定部１５の詳細について説明する。

【0070】

［変調切換判定部］
変調切換判定部１５は、電圧位相角速度演算器７１と、電気角速度演算器７２と、絶対値処理器７３と、同期パルス数判定器７４と、変調切換判定器７５と、加算器７６とを有する。

【0071】

電圧位相角速度演算器７１は、下記（１０）式を用いて、ベクトル変換器１４から出力される電圧位相指令値α^* _finの時間当たりの変化量である電圧位相角速度ωαを算出して、加算器７６に出力する。電圧位相角速度ω_αは、後段の制御において、モータ９に印加される電圧の回転座標上（ｄｑ軸座標系）における位相に相関のある状態量の変化速度として用いられる。

【0072】

【数10】

【0073】

電気角速度演算器７２は、上記（１０）式を用いて、モータ９の電気角度検出値θの時間当たりの変化量である電気角速度ω_reを算出して、加算器７６に出力する。電気角速度ω_reは、後段の制御において、モータ９の回転速度に相関のある状態量として用いられる。ただし、電気角速度ω_reに代えて、モータ９が備える回転子の回転数、又は、モータ９の機械角速度をモータ９の回転速度に相関のある状態量として用いることもできる。

【0074】

加算器７６は、電圧位相角速度ω_αと電気角速度ω_reとを加算して得た値ω_{re_α}を絶対値処理器７３に出力する。

【0075】

絶対値処理器７３は、入力される値ω_{re_α}の絶対値を総和角速度｜ω_{re_α}｜として算出する。この総和角度｜ω_{re_α}｜は、モータ９において、固定座標上（静止座標系）における電圧ベクトルの位相に相関のある状態量の変化速度として算出される。より具体的には、総和角速度｜ω_{re_α}｜は、電気角速度ω_reと、回転座標上において電圧ベクトルの位相が変化する角速度（電圧位相角速度ωα）とを合成した角速度として算出される。算出された総和角速度｜ω_{re_α}｜は、同期パルス数判定器７４と変調切換判定器７５とに出力される。

【0076】

同期パルス数判定器７４では、総和角速度｜ω_{re_α}｜に基づき、図９で示すような同期パルス数パターンに従って、同期ＰＷＭ制御中におけるＰＷＭ周波数を設定するための同期パルス数を決定する。決定した同期パルス数は、要求同期パルス数ｎｕｍとして、同期ＰＷＭ制御器１６に出力される。

【0077】

図９は、本実施形態における同期パルス数の推移例を示す図である。横軸は、モータ９の極数が４である場合に、モータ９に印加される電圧の回転座標上における位相（ω_α）に相関のある状態量としての回転数｜ω_{re_α}｜／２π・６０／４［ｒｐｍ］を示し、縦軸は、電気角周期［１８０°］（回転周期）あたりの同期パルス数を示している。

【0078】

図示するように、本実施形態の同期パルス数は、モータ９の回転数が大きくなるほど小さくなるように設定される。換言すると、本実施形態の同期パルス数判定器７４は、モータ９に印加される電圧の回転座標上における位相に相関のある状態量の変化方向が、モータ９の回転方向と同じ方向である場合には、当該状態量の変化量に応じて同期パルス数を減少させる。これにより、トルク要求の変化により生じる過渡的なＰＷＭ周波数の上昇による強電素子の温度上昇を抑制することができる。他方、同期パルス数判定器７４は、モータ９に印加される電圧の回転座標上における位相に相関のある状態量の変化方向が、モータ９の回転方向と逆方向である場合には、当該状態量の変化量に応じて同期パルス数を増加させる。これにより、トルク要求の変化により生じる過渡的なＰＷＭ周波数の低下による電流の乱れを抑制することができる。

【0079】

なお、図中のｄＮは、同期パルス数の切り替え時（図示する▽（ａ、ｂ…）と△（ａ’、ｂ’…）間の推移時）に発生し得るチャタリングを防止するために設定されたヒステリシスである。

【0080】

変調切換判定器７５は、下記の表１に基づいて、総和角速度｜ω_{re_α}｜と、閾値ω_th1およびω_th2との比較によって、非同期ＰＷＭ制御と同期ＰＷＭ制御の変調モードのいずれかを選択する。選択されたモードは、変調モード信号としてＰＷＭ出力切替器１７に出力される。

【0081】

【表1】

【0082】

閾値ω_th1およびω_th2は、総和角速度｜ω_{re_α}｜が変化することによって生じるＰＷＭパルスの粗密や停止による電流の乱れやインバータ６が有する強電素子のスイッチング損失の増加を抑制する観点から予め実験等により定めた値が適宜設定される。ただし、０＜ω_th1＜ω_th2とする。

【0083】

これにより、例えば、モータ９に印加される電圧の固定座標上における電圧ベクトルの位相に相関のある状態量の変化速度としての総和角速度｜ω_{re_α}｜が０近傍の所定の範囲内にある場合には、非同期ＰＷＭ制御が選択される。その結果、同期ＰＷＭ制御中の同期ＰＷＭパルス数が上記観点から許容できる範囲の上限に達した場合等、同期ＰＷＭパルスが停止してしまう条件時であっても、変調切換判定器７５は、総和角速度｜ω_{re_α}｜に基づいて同期ＰＷＭ制御から非同期ＰＷＭ制御に切替えると判定することができる。これにより、ＰＷＭ周波数が低下することによる電流の乱れを抑制することができる。

【0084】

次に、図１０を参照して、非同期ＰＷＭ制御器５の詳細について説明する。

【0085】

［非同期ＰＷＭ制御部］
非同期ＰＷＭ制御器５は、電圧利用率向上処理器６１と、Ｕ相比較値換算器６２と、Ｖ相比較値換算器６３と、Ｗ相比較値換算器６４と、Ｕ相比較器６５と、Ｖ相比較器６６と、Ｗ相比較器６７と、を有する。

【0086】

電圧利用率向上処理器６１は、入力される三相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wに対して、相間電圧の正弦波生成を最大化するために、三次高調波重畳処理等の公知の処理方法を用いた電圧利用率向上処理を施し、三相電圧指令値ｖ^* _u'、ｖ^* _v'、ｖ^* _w'を算出する。算出された三相電圧指令値ｖ^* _u'、ｖ^* _v'、ｖ^* _w'は、対応する相のＵ、Ｖ、Ｗ相比較値換算器６２、６３、６４にそれぞれ出力される。

【0087】

Ｕ相比較値換算器６２は、バッテリ１９の電圧検出値Ｖ_dcとＵ相電圧指令値ｖ^* _u'とから、下記式（１１）を用いてＵ相比較値（デューティ比）ｔｈ_uを算出し、Ｕ相比較器６５に出力する。

【0088】

【数11】

【0089】

Ｖ相比較値換算器６３は、バッテリ１９の電圧検出値Ｖ_dcとＶ相電圧指令値ｖ^* _v'とから、下記式（１２）を用いてＵ相比較値（デューティ比）ｔｈ_vを算出し、Ｖ相比較器６６に出力する。

【0090】

【数12】

【0091】

Ｗ相比較値換算器６４は、バッテリ１９の電圧検出値Ｖ_dcとＷ相電圧指令値ｖ^* _w'とから、下記式（１３）を用いてＵ相比較値（デューティ比）ｔｈ_wを算出し、Ｗ相比較器６７に出力する。

【0092】

【数13】

【0093】

各相の比較演算器（Ｕ、Ｖ、Ｗ相比較器６５、６６、６７）では、一定周波数のキャリア三角波と、各相の比較値（Ｕ、Ｖ、Ｗ相比較値ｔｈ_u、ｔｈ_v、ｔｈ_w）とのコンペアマッチに基づき、非同期ＰＷＭ制御時のＰＷＭパルスとしての強電素子駆動信号Ｄ^* _uua、Ｄ^* _ula、Ｄ^* _vua、Ｄ^* _vla、Ｄ^* _wua、Ｄ^* _wlaを生成して、ＰＷＭ出力切替器１７に出力する。なお、本実施形態におけるキャリア三角波の周波数は、例えば５ｋＨｚとする。

【0094】

次に、図１１を参照して、同期ＰＷＭ制御器１６について説明する。

【0095】

［同期ＰＷＭ制御部］
同期ＰＷＭ制御器１６は、変調器換算器５１と、閾値テーブル５２と、Ｕ相比較器５３と、Ｖ相比較器５４と、Ｗ相比較器５５と、加算器５６と、シフト器５７、５８とを有する。本実施形態の同期ＰＷＭ制御器１６では、モータ９の電気角度θをキャリア信号の基準として、当該キャリア信号と閾値として設定されるＰＷＭスイッチングさせたい位相とのコンペアマッチに基づいてパルス生成を行う、いわゆる位相参照方式の同期ＰＷＭ制御が実行される。

【0096】

同期ＰＷＭ制御器１６は、加算器５６によって、電圧位相α^* _finと電気角度θとを加算した値（θ＋α^* _fin）をＵ相のキャリア信号（Ｕ相同期ＰＷＭキャリア信号）として、Ｕ相比較器５３に出力するとともに、シフト器５７、５８にも出力する。

【0097】

シフト器５７は、加算器５６の出力に対して位相を－２／３πシフトしたものをＶ相のキャリア信号（Ｖ相同期ＰＷＭキャリア信号）として算出し、Ｖ相比較器５４に出力する。

【0098】

シフト器５８は、加算器５６の出力に対して位相を２／３πシフトしたものをＷ相のキャリア信号（Ｗ相同期ＰＷＭキャリア信号）として算出し、Ｗ相比較器５５に出力する。

【0099】

変調器換算器５１は、以下式（１４）を用いて、電圧位相Ｖα^* _finとバッテリ１９の電圧検出値Ｖ_dcとから変調率Ｍ_finを算出し、閾値テーブル５２に出力する。

【0100】

【数14】

【0101】

閾値テーブル５２は、変調率Ｍ_finと要求同期パルス数ｎｕｍとから、予め格納された閾値テーブルを参照して、変調率Ｍ_finに対応する閾値ｔｈ₁～ｔｈ_xを求める。ここでの_xは、要求同期パルス数ｎｕｍに４を乗算した値から２を引いた値が設定される（４×ｎｕｍ－２）。一例として、要求同期パルス数ｎｕｍが３の場合における閾値テーブルを図１２に示す。

【0102】

図１２は、同期ＰＷＭ制御における閾値テーブルの一例を示す図である。横軸は変調率Ｍ_finを示し、縦軸は同期ＰＷＭ閾値［°］を示している。

【0103】

図示するように、変調率Ｍ_finが０の場合における同期ＰＷＭ閾値は、ＰＷＭパルスのデューティ比が５０［％］となるように等間隔に設定されている。そして、変調率Ｍ_finが大きくなるほど、電気角度が０～１８０［°］の範囲ではＯＮ区間がより長く、電気角度が１８０～３６０［°］ではＯＦＦ区間がより長く推移するように設定されている。

【0104】

以上説明した非同期ＰＷＭ制御器５と同期ＰＷＭ制御器１６とによって生成あるいは使用される信号（ＰＷＭ信号）の動作と、それに基づく制御演算との関係について、図１３を参照して説明する。

【0105】

図１３は、各ＰＷＭ信号の動作と制御演算との関係を表した図である。横軸は時間を表している。縦軸は、中央に制御演算の割込みタイミングを示し、その上方に非同期ＰＷＭ制御において用いられる各信号、下方に同期ＰＷＭ制御において用いられる各信号を示す。

【0106】

制御演算開始の割込みは、選択されている変調モードによらず、非同期ＰＷＭ制御器５で使用されるキャリア信号（三角波）の山谷毎に発生し（ｔ１～ｔ１２）、これに対応する制御演算は、割込み発生時にサンプリングされた電気角度検出値θや電流検出値ｉ_u、ｉ_vを用いて実行される。制御演算結果は、次の割込み発生時に非同期ＰＷＭ制御器５と同期ＰＷＭ制御器１６のそれぞれに反映される。

【0107】

図示するように、例えばｔ２のタイミングで割込みが発生した場合には、ｔ２のタイミングでサンプリングされた上記検出値を用いた制御演算が実行される。そして、次のサンプリングタイミングであるｔ３において、ｔ２で実行された制御演算の結果に基づき、非同期ＰＷＭ制御器５であれば比較値ｔｈ_uが、同期ＰＷＭ制御器１６であれば比較値ｔｈ₁～ｔｈ₁₀がそれぞれ更新される。なお、非同期ＰＷＭ制御器５におけるＶ、Ｗ相比較値ｔｈ_v、ｔｈ_wは、図示するＵ相比較値ｔｈ_uと位相が±２／３πずれた値であるため図１３においては割愛する。非同期ＰＷＭ制御器５と非同期ＰＷＭ制御器１６とがこのように構成されることにより、変調モードによらず、制御周期や制御演算結果の出力の遅れ時間を一定にすることができる。

【0108】

以下では、これまで説明した一実施形態の電動機（モータ９）の制御方法を適用した一制御周期の流れを、図１４を参照して説明する。

【0109】

図１４は、一実施形態の電動機の制御方法を示すフローチャートである。図１４で示す開始から終了までにかかる一制御周期は、車両システムが起動している間、一定の間隔で常時実行するように上記コントローラにプログラムされている。

【0110】

ステップＳ１では、コントローラ（座標変換器１２）は、電流検出値（ｕ相電流値ｉ_u、及び、Ｖ相電流値ｉ_v）に対して座標変換処理を施し、ｄ軸電流値ｉ_d、及び、ｑ軸電流値ｉ_qを算出する。

【0111】

ステップＳ２では、コントローラ（回転数演算器１１）は、モータ９の電気角度θから、回転数Ｎを算出する。

【0112】

ステップＳ３では、コントローラは、目標トルクＴ^*と、バッテリ１９の電圧検出値Ｖ_dcとを取得する。

【0113】

ステップＳ４では、コントローラ（制御切替判定部１３）は、ステップＳ１～Ｓ３において取得した情報に基づいて、電流ベクトル制御と電圧位相制御の何れの制御モードによりモータ９を制御するかを決定する（図６参照）。

【0114】

ステップＳ５では、コントローラ（出力切替器３）は、制御切替判定部１３により決定された制御モードに応じて、電流ベクトル制御と電圧位相制御とを切替える。出力切替器３に入力される制御モード信号が電流ベクトル制御を指示する場合は、続いてステップＳ６の処理が実行される。制御モード信号が電圧位相制御モードを指示する場合は、続いてステップＳ７の処理が実行される。

【0115】

ステップＳ６では、コントローラ（出力切替器３）は、電流ベクトル制御部１から出力されるｄｑ軸電圧指令値ｖ^* _{di_fin}、ｖ^* _{qi_fin}を、ｄｑ軸最終電圧指令値ｖ^* _{d_fin}、ｖ^* _{q_fin}として出力する。これにより、モータ９は電流ベクトル制御により制御される。

【0116】

ステップＳ７では、コントローラ（出力切替器３）は、電圧位相制御部２から出力されるｄｑ軸電圧指令値ｖ^* _{dv_fin}、ｖ^* _{qv_fin}を、ｄｑ軸最終電圧指令値ｖ^* _{d_fin}、ｖ^* _{q_fin}として出力する。これにより、モータ９は、電圧位相制御により制御される。

【0117】

ステップＳ８では、コントローラ（変調切換判定部１５）は、電圧位相角速度ωαと電気角速度ω_reとに基づいて、ＰＷＭ制御における変調モード（同期、非同期）を決定する。すなわち、ステップＳ８は、ＰＷＭ制御方式切替ステップである。

【0118】

ステップＳ９では、コントローラ（ＰＷＭ出力切替器１７）は、変調切換判定部１５により決定された変調モードに応じて、非同期ＰＷＭ制御モードと、同期ＰＷＭ制御モードとを切替える。ＰＷＭ出力切替器１７に入力される変調モード信号が非同期ＰＷＭ制御を指示する場合は、続いてステップＳ１０～Ｓ１３の処理が実行される。変調モード信号が同期ＰＷＭ制御を指示する場合は、続いてステップＳ１４～Ｓ１８の処理が実行される。

【0119】

［非同期ＰＷＭ制御］
ステップＳ１０では、コントローラ（座標変換器４）は、ｄ軸電圧指令値ｖ^* _{d_fin}、及び、ｑ軸電圧指令値ｖ^* _{q_fin}に対して座標変換処理を施し、三相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wを算出する。

【0120】

ステップＳ１１では、コントローラ（非同期ＰＷＭ制御器５）は、三相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wに対して、相間電圧の正弦波生成を最大化する電圧利用率向上処理を施し、三相電圧指令値ｖ^* _u'、ｖ^* _v'、ｖ^* _w'を算出する。

【0121】

ステップＳ１２では、コントローラ（非同期ＰＷＭ制御器５）は、ＰＷＭパルスを生成するための比較値（Ｕ、Ｖ、Ｗ相比較値ｔｈ_u、ｔｈ_v、ｔｈ_w）を算出して、キャリア三角波の比較値として設定する。

【0122】

ステップＳ１３では、コントローラ（非同期ＰＷＭ制御器５）は、三角波と各相の比較値（Ｕ、Ｖ、Ｗ相比較値ｔｈ_u、ｔｈ_v、ｔｈ_w）とのコンペアマッチにより、ＰＷＭパルスとしての強電素子駆動信号Ｄ^* _uua、Ｄ^* _ula、Ｄ^* _vua、Ｄ^* _vla、Ｄ^* _wua、Ｄ^* _wlaを生成し、ＰＷＭ出力切替器１７を介してインバータ６に出力する。これにより、モータ９は、非同期ＰＷＭ制御により制御される。

【0123】

［同期ＰＷＭ制御］
ステップＳ１４では、コントローラ（ベクトル変換器１４）は、ｄ軸電圧指令値ｖ^* _{d_fin}とｑ軸電圧指令値ｖ^* _{q_fin}とに基づいて電圧ベクトルのノルムＶ^* _{a_fin}と、位相α^* _finとを算出する。

【0124】

ステップＳ１５では、コントローラ（変調切換判定部１５）は、電圧位相角速度ωαと電気角速度ω_reとに基づいて、同期ＰＷＭ制御時における同期パルス数を決定する。すなわち、ステップＳ１５は、同期パルス数決定ステップである。

【0125】

ステップＳ１６では、コントローラ（同期ＰＷＭ制御器１６）は、電圧位相α^* _finを考慮した同期ＰＷＭキャリア信号（θ＋α^* _fin）を算出する。

【0126】

ステップＳ１７では、コントローラ（同期ＰＷＭ制御器１６）は、電圧位相α^* _finと電圧検出値Ｖ_dcとから変調率Ｍ_finを算出する。

【0127】

ステップＳ１８では、コントローラ（同期ＰＷＭ制御器１６）は、変調率Ｍ_finと要求同期パルス数ｎｕｍとから、予め格納された閾値テーブルを参照して、変調率Ｍ_finに対応する閾値ｔｈ₁～ｔｈ_x（同期ＰＷＭ閾値）を求め、同期ＰＷＭキャリア信号との比較値として設定する。そして、同期ＰＷＭ制御器１６は、ＰＷＭパルスとしての強電素子駆動信号Ｄ^* _uus、Ｄ^* _uls、Ｄ^* _vus、Ｄ^* _vls、Ｄ^* _wus、Ｄ^* _wlsを生成し、ＰＷＭ出力切替器１７を介してインバータ６に出力する。これにより、モータ９は、同期ＰＷＭ制御により制御される。

【0128】

以上が本実施形態の電動機の制御方法による制御フローの概要である。以下では、図１５～１９を参照して、本願発明の課題と、本実施形態の電動機の制御方法による作用効果について説明する。

【0129】

［課題］
まず、図１５、１６を参照して、従来技術における課題の概略を説明する。図１５では、横軸は時間が示されており、縦軸は、上から順に、トルク要求（目標トルクＴ^*）、電気角度検出値θ、電圧位相α^* _fin、及び、同期ＰＷＭキャリア信号（θ＋α^* _fin）が示されている。同期ＰＷＭのキャリア信号は電気角度θと電圧位相α^* _finとを合成して作られる。従って、特にｔ２からｔ３の間の挙動から分かるように、モータ９の回転速度が一定（傾きが一定）であっても、キャリア信号の傾きは電圧位相α^* _finの変化に応じて変化（傾きが低下）してしまう。このような場合では、図１６に示すような問題が発生する。

【0130】

図１６は、図１５で示したように電圧位相α^* _finが変化した場合の同期ＰＷＭパルスの一例を示す図である。横軸は時間軸を示し、縦軸は、比較値ｔｈ₁～ｔｈ₁₀、及び、同期ＰＷＭ制御時の強電素子駆動信号Ｄ^* _uusを示している。

【0131】

電圧位相α^* _finの変化に応じてキャリア信号が変化（傾きが低下）した場合に生成されるＰＷＭパルスには、電圧位相α^* _finが変化しない定常状態に比べて、スイッチングしない通電間隔が長引いてしまう場面が生じ得る（図中のｔ２－ｔ３間参照）。このような場面が発生すると、モータ９に印加される時間当たりの平均電圧が偏り、モータ９を流れる電流が乱れてしまう。このような課題に対する本実施形態の電動機の制御方法による作用効果を図１７～１９を参照して説明する。

【0132】

［作用効果］
図１７は、本実施形態による作用効果を説明するための図である。図１７は、図１６と同様に、横軸は時間軸を示し、縦軸は、比較値ｔｈ₁～ｔｈ₃₄、及び、同期ＰＷＭ制御時の強電素子駆動信号Ｄ^* _uusを示している。

【0133】

本実施形態では、同期パルス数が電気角速度ω_reだけでなく電圧位相の角速度ωαも考慮して設定される（図９参照）。より具体的には、モータ９に印加される電圧の回転座標上における位相に相関のある状態量（電圧位相α^* _fin）の変化方向が、モータ９の回転方向（電気角度θ）と逆方向である場合には、当該状態量の変化量に応じて同期パルス数を増加させる。従って、図１５を用いて上述した場面（ｔ２－ｔ３間）でも、キャリア信号の傾き低下に応じて同期パルス数を適切に増加させることができる。

【0134】

また、変調モードも、電気角速度ω_reだけでなく電圧位相の角速度ωαも考慮して選択される（図９参照）。従って、キャリア信号の傾きがさらに低下してキャリア信号の変化が横ばいとなり（不図示）、スイッチングが生じないような場面でも、同期ＰＷＭ制御から非同期ＰＷＭ制御への切り替え判定が成立して、通電間隔が過度に長くなることを防ぐことができる。

【0135】

また、図１５を参照して上述した場面とは逆に、電圧位相α^* _finの傾きが正側に変化するような場合には、キャリア信号の傾きは大きくなる。このような場合には、図１６のｔ２－ｔ３間で示す状況とは逆に、より大きい傾きを示すキャリア信号に応じてスイッチング回数が増加してしまう。そうすると、インバータ６のスイッチング損失が増加するので、インバータ６が有する強電素子の発熱が耐熱上限を超える虞が生じる。このような場面でも、本実施形態の電動機の制御方法によれば電圧位相α^* _finに基づいて算出される電圧位相の角速度ω_αに応じて同期パルス数を減少させるように作用するので、スイッチング損失の増加によって強電素子が発熱することを抑制することができる。

【0136】

図１８、１９は、同期パルス数判定及び変調モード切り替え判定時に、電圧位相角速度を考慮しない従来例と、電圧位相角速度ωαを考慮する本実施形態とのそれぞれの制御結果を比較するタイムチャートである。図１８は従来例による制御結果を示し、図１９は本実施形態による制御結果を示している。両図とも、横軸は時間を示し、縦軸は、上段はトルクの変化を示し、下段はｄｑ軸電流の変化を示している。

【0137】

図１８で示す従来例では、トルク要求、およびｄｑ軸電流要求のステップ的な増加に対して、トルク応答、およびｄｑ軸電流応答が大きく振動している。

【0138】

これに対して、図１９で示すとおり、本実施形態の制御結果によれば、従来例に比べて振動を大幅に減少させることができており、トルク要求、およびｄｑ軸電流要求のステップ的な増加に対する滑らかなトルク応答を得ることができる。

【0139】

以上、一実施形態の電動機の制御方法は、ＰＷＭ周波数を制御対象の電動機（モータ９）の駆動周波数に比例させる同期ＰＷＭ制御を実行するモータ９の制御方法であって、モータ９の一駆動周期あたりの同期ＰＷＭパルス数を決定する同期パルス数決定ステップと、決定されたＰＷＭパルス数に基づく同期ＰＷＭ制御によりモータ９を制御する制御ステップと、を含む。同期パルス数決定ステップでは、モータ９の回転速度に相関のある状態量とモータ９に印加される電圧の回転座標上における位相に相関のある状態量の変化速度とに基づいて、又は、電動機に印加される電圧の固定座標上における電圧ベクトルの位相に相関のある状態量の変化速度に基づいて同期ＰＷＭパルス数を決定する。これにより、モータ９に印加される電圧の位相の変化を考慮して同期ＰＷＭパルス数が決定されるので、モータ９へのトルク要求が変化するのに応じて電動機に印加される電圧の位相が変化した場合でも、トルク要求の変化により生じる過渡的なＰＷＭパルスの粗密による電流の乱れや、インバータ６のスイッチング損失が増加することにより生じる強電素子の温度上昇を抑制することができる。

【0140】

また、一実施形態の電動機の制御方法は、ＰＷＭ周波数を制御対象のモータ９の駆動周波数に比例させる同期ＰＷＭ制御と、ＰＷＭ周波数を固定してモータ９を制御する非同期ＰＷＭ制御のいずれか一方のＰＷＭ制御方式（ＰＷＭ制御モード）を実行するモータ９の制御方法であって、同期ＰＷＭ制御と非同期ＰＷＭ制御とを切替えるＰＷＭ制御方式切替ステップと、ＰＷＭ制御方式切替ステップにおいて切替えられたＰＷＭ制御方式によりモータ９を制御する制御ステップとを含む。ＰＷＭ制御方式切替ステップでは、モータ９の回転速度に相関のある状態量とモータ９に印加される電圧の回転座標上における位相に相関のある状態量の変化速度とに基づいて、又は、電動機に印加される電圧の固定座標上における電圧ベクトルの位相に相関のある状態量の変化速度に基づいてＰＷＭ制御方式を切替える。これにより、トルク要求の変化により生じる過渡的なＰＷＭパルスの周波数（ＰＷＭ周波数）が低下することによる電流の乱れを抑制することができる。

【0141】

また、一実施形態の電動機の制御方法によれば、ＰＷＭ制御方式切替ステップでは、モータ９に印加される電圧の固定座標上における電圧ベクトルの位相に相関のある状態量の変化速度が０近傍の所定の範囲内にある場合には、ＰＷＭ制御モードを非同期ＰＷＭ制御モードに切替える。これにより、同期ＰＷＭパルスが停止してしまう条件時であっても、同期ＰＷＭ制御から非同期ＰＷＭ制御に切替えることによりＰＷＭ周波数が低下することを防止することができるので、ＰＷＭ周波数が低下することによる電流の乱れを回避することができる。

【0142】

また、一実施形態の電動機の制御方法によれば、同期パルス数決定ステップでは、モータ９に印加される電圧の回転座標上における位相に相関のある状態量の変化方向が、モータ９の回転方向の逆方向である場合には、当該状態量の変化量に応じて同期パルス数を増加させる。これにより、トルク要求の変化により生じる過渡的なＰＷＭ周波数の低下による電流の乱れを抑制することができる。

【0143】

また、一実施形態の電動機の制御方法によれば、同期パルス数決定ステップでは、モータ９に印加される電圧の回転座標上における位相に相関のある状態量の変化方向が、モータ９の回転方向と同じ方向である場合には、当該状態量の変化量に応じて同期パルス数を減少させる。これにより、トルク要求の変化により生じる過渡的なＰＷＭ周波数の上昇による強電素子の温度上昇を抑制することができる。

【0144】

また、一実施形態の電動機の制御方法によれば、モータ９の回転速度に相関のある状態量とは、モータ９が備える回転子の回転数Ｎ、機械角速度、及び、電気角速度（ω_re）のいずれかであり、モータ９に印加される電圧の回転座標上における位相に相関のある状態量とは、当該回転座標上における電圧ベクトルの位相（ω_α）であり、モータ９に印加される電圧の固定座標上における電圧ベクトルの位相に相関のある状態量とは、電気角速度ω_reと、回転座標上における電圧ベクトルの位相が変化する角速度ω_αとを合成した角速度ω_{re_α}である。これにより、本発明にかかる電動機の制御方法を、一般的に用いられるｄｑ軸回転座標上の制御構成における状態変数を用いて簡易に実現することができる。

【0145】

以上、本発明の一実施形態について説明したが、上記実施形態は本発明の適用例の一部を示したに過ぎず、本発明の技術的範囲を上記実施形態の具体的構成に限定する趣旨ではない。例えば、図８で示すブロック構成は一例である。変調切換判定部１５は、同期パルス数判定器７４と変調切換判定器７５との双方を備える必要は必ずしもなく、いずれか一方のみを備える構成であっても良い。

【符号の説明】

【0146】

９…電動機（モータ）
ステップＳ８…ＰＷＭ制御方式切替ステップ
ステップＳ１５…同期パルス数決定ステップ

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】

【図18】

【図19】