(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】特許公報(B2)
(11)【特許番号】
(24)【登録日】2023-01-27
(45)【発行日】2023-02-06
(54)【発明の名称】３相モータ駆動装置
(51)【国際特許分類】
H02M 7/493 20070101AFI20230130BHJP
H02M 7/48 20070101ALI20230130BHJP
H02P 27/08 20060101ALI20230130BHJP
【ＦＩ】
H02M7/493
H02M7/48 E
H02P27/08
【請求項の数】
7
(21)【出願番号】P 2022021672
(22)【出願日】2022-02-15
(62)【分割の表示】P 2020525258の分割
【原出願日】2019-03-06
(65)【公開番号】P2022068273
(43)【公開日】2022-05-09
【審査請求日】2022-02-15
(31)【優先権主張番号】PCT/JP2018/023139
(32)【優先日】2018-06-18
(33)【優先権主張国・地域又は機関】JP
(31)【優先権主張番号】P 2018218128
(32)【優先日】2018-11-21
(33)【優先権主張国・地域又は機関】JP
(73)【特許権者】
【識別番号】392029742
【氏名又は名称】田中 正一
(72)【発明者】
【氏名】田中 正一
【審査官】柳下 勝幸
(56)【参考文献】
【文献】国際公開第２０１２／０９８５８５（ＷＯ，Ａ１）
【文献】特開２００７－０２８８６６（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開２０１６－０３９６７９（ＪＰ，Ａ）
(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)
Ｈ０２Ｍ ７／４９３
Ｈ０２Ｍ ７／４８
Ｈ０２Ｐ ２７／０８
(57)【特許請求の範囲】
【請求項1】
３相モータの３つの独立相コイルに別々に接続される３つのHブリッジからなるデュアルインバータを制御するコントローラを備える３相モータ駆動装置において、前記Hブリッジはそれぞれ、前記独立相コイルへ電源電流を供給するための電流供給期間をもち、
前記各Hブリッジの前記電流供給期間は、互いにできるだけオーバーラップしないように配置されることを特徴とする３相モータ駆動装置。
【請求項2】
複数の前記Hブリッジの前記電流供給期間は、互いにオーバーラップされる遷移期間をもつ請求項１記載の３相モータ駆動装置。
【請求項3】
先行する前記電流供給期間は、後続する前記電流供給期間よりも長い請求項１記載の３相モータ駆動装置。
【請求項4】
最長の前記電流供給期間は、残りの２つの前記電流供給期間により挟まれる請求項１記載の３相モータ駆動装置。
【請求項5】
３つのHブリッジの電流供給期間のうち相対的に短い２つの前記電流供給期間は、優先的に互いにオーバーラップされる請求項１記載の３相モータ駆動装置。
【請求項6】
３相モータの３つの独立相コイルに別々に接続される３つのHブリッジからなるデュアルインバータを制御するコントローラを備える３相モータ駆動装置において、前記３つのHブリッジの１つは、所定期間毎に順番に休止され、
他の２つの前記Hブリッジは、前記３相モータ内に回転磁界を形成する請求項１記載の３相モータ駆動装置。
【請求項7】
前記３つのHブリッジの１つは、前記３相モータの電気角６０度毎に順番に休止される請求項６記載の３相モータ駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、３相モータ駆動装置に関し、特に電力損失を低減可能な３相モータ駆動装置に関する。
【背景技術】
【0002】
電気自動車用トラクションモータを駆動する３相インバータは、液体冷却装置により冷却される。しかし、この液体冷却装置は、車両重量を増加し、バッテリエネルギーを消費する。この車両重量の増加はバッテリエネルギーの消費を加速する。このため、電気自動車技術において、インバータ損失の低減が要求されている。インバータのパワートランジスタは高いサージ電圧を発生する。このため、パワートランジスタは、所定長さの遷移期間を必要とする。しかし、パワートランジスタのスイッチング損失は、この遷移期間の長さにほぼ比例する。
【0003】
特許文献1は、相補的にPWM駆動される２つの３相インバータからなるデュアルインバータを記載する。このデュアルインバータはダブルPWMモード及びPULSEモードをもつ。２つの３相インバータは、ダブルPWMモードにおいて互いに反対波形の３相正弦波電圧を出力する。２つの３相インバータは、PULSEモードにおいて互いに反対波形の矩形波電圧を出力する。このデュアルインバータは、U相Hブリッジ、V相Hブリッジ、及びW相Hブリッジからなる。各Hブリッジの２つのレグはそれぞれ、PWMモードにおいてそれぞれPWMレグとなり、PULSEモードにおいてそれぞれ固定電位レグとなる。PWMレグはPWM制御されるレグを意味する。けれども、このデュアルインバータは、従来の３相インバータと比べて２倍のパワー半導体素子数を必要とする。このため、従来の３相モータは３相インバータで駆動されるのが一般的であった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0004】
【文献】特開２００６-１４９１４５号公報
【発明の概要】
【0005】
本発明の目的は、電力損失を低減可能な３相モータ駆動装置を提供することである。
【0006】
好適には、２つの３相インバータからなるデュアルインバータは３つのHブリッジを形成する。各Hブリッジはそれぞれ、PWMレグ及び固定電位レグからなる。PWMレグは、パルス幅変調（PWM）制御される。固定電位レグは３相交流電圧の所定位相期間において直流出力電圧を維持する。このデュアルインバータのPWM制御はシングルPWMと呼ばれる。これにより、デュアルインバータのいわゆるスイッチング損失及びリカバリ損失は、従来の３相インバータとそれと比べて約半分となる。
【0007】
好適には、コントローラは、PWMレグ及び固定電位レグを３相交流電圧の半周期毎に交代させる。これにより、デュアルインバータの６つのレグの間の温度差を低減することができる。
【0008】
好適には、固定電位レグの上アームスイッチは常にオンされる。直流電源からデュアルインバータに供給される電源電流は、Hブリッジの下アームスイッチによりPWM制御される。この方式は、上アーム導通式シングルPWMと呼ばれる。これにより、直流電源とデュアルインバータとを接続する電源線が発生するリンギングサージ電圧は低減される。結局、トランジスタの耐圧を増加無しにその遷移期間を短縮することができる。その結果、インバータ損失の主要成分であるスイッチング損失は低減される。
【0009】
好適には、Hブリッジの２つの上アームスイッチは、+バスバーを挟む。この+バスバーは、+電源線を通じて直流電源の正極に接続される。+バスバーのラインインダクタンスは、Hブリッジの２つの上アームスイッチの間を流れるフリーホィーリング電流が遮断される時、リンギングサージ電圧を発生する。２つの上アームスイッチ間の距離短縮により、このリンギングサージ電圧は低減される。その結果、デュアルインバータのスイッチング遷移期間を短縮することができ、スイッチング損失が低減される。
【0010】
好適には、PWMレグと固定電位レグの切り替えのために実行されるHブリッジの上アームスイッチのオフ動作は、PWMサイクル期間内のフリーホィーリング期間において実行される。このフリーホィーリング期間において、直流電源とデュアルインバータとを接続する電源線はリンギングサージ電圧を発生しない。しかし、Hブリッジの２つのレグを接続する+バスバーを流れるフリーホィーリング電流は、+バスバー上にリンギングサージ電圧を発生する。しかし、電源線と比べて非常に短い+バスバーはリンギングサージ電圧を低減する。
【0011】
好適には、３つのHブリッジは空間ベクトル変調パルス幅変調（SVPWM）により制御される。本発明の１つの重要な様相において、各Hブリッジの電流供給期間は互いにできるだけ重ならないように配置される。これにより、直流電源の抵抗損失は低減される。
【0012】
好適には、３つのHブリッジの各電流供給期間のうち、相対的に短い２つの電流供給期間は優先的にオーバーラップされる。電流供給期間の長さは電流振幅にほぼ比例する。したがって、電流供給期間のオーバーラップによる直流電源の抵抗損失増加を抑制することができる。
【0013】
好適には、複数のHブリッジの電流供給期間は連続して配置され、互いに隣接する２つの電流供給期間は互いに重なる遷移期間をもつ。好適には、最長の電流供給期間は、残りの２つの電流供給期間により挟まれる。好適には、相対的に短い電流供給期間は、相対的に長い電流供給期間の直後に配置される。これにより、リンギングサージ電圧、電磁波ノイズ、及び直流電源の高周波損失を低減することができる。
【0014】
本発明のもう１つの重要な様相において、デュアルインバータは１つのHブリッジが休止されるダブルHブリッジモードを実行する。他の２つのHブリッジはPWM制御される。休止されるHブリッジは電気角６０度毎に変更される。部分負荷運転条件において実行されるダブルHブリッジモードは、インバータ損失を低減する。この様相は、他のデュアルインバータにより採用されることができる。
【0015】
好適には、デュアルインバータは、複数のケーブルにより直流電源に接続される。複数のケーブルの合計電流は本質的にゼロである。各ケーブルは複数の非磁性導体管により別々に覆われる。各非磁性導体管の一端部は直接又はキャパシタを通じて短絡される。各非磁性導体管の他端部は直接又はキャパシタを通じて短絡される。これにより、二次短絡回路をもつコアレストランスが形成される。この二次短絡回路は、電源電流が急変する時、電源線のラインインダクタンスに蓄積された磁気エネルギーを吸収する。その結果、インバータは、リンギングサージ電圧や電磁波ノイズを増加することなく短い遷移期間をもつことができる。結局、３相インバータのスイッチング損失は低減される。
【0016】
好適には、ゲートドライバは、遷移速度遅延回路を通じてデュアルインバータのトランジスタにゲート電圧を印加する。この遷移速度遅延回路は、ゲート電圧の立ち上がり速度をゲート電圧の立ち下がり速度よりも増加する。これにより、デュアルインバータのスイッチング損失を低減することができる。
【0017】
好適には、３相インバータに接続される複数のケーブルは、既述された二次短絡回路をもつコアレストランスに電気的に接続される。これにより、３相インバータのスイッチング損失を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【0018】
【発明を実施するための形態】
【0019】
図１は、電気自動車の３相トラクションモータを駆動するデュアルインバータを示す配線図である。このデュアルインバータは、それぞれ２レベル電圧型３相インバータからなるインバータ１及びインバータ２からなる。インバータ１及び２は、コントローラ１０により制御される。このモータのステータコイルは、それぞれ独立相コイルであるU相コイル３U、V相コイル３V、及びW相コイル３Wからなるダブルエンデッド３相コイル３からなる。
【0020】
インバータ１は、U相レグ１U、V相レグ１V、およびW相レグ１Wからなる。レグ１Uは、直列接続された上アームスイッチ１１及び下アームスイッチ１２からなる。レグ１Vは、直列接続された上アームスイッチ１３及び下アームスイッチ１４からなる。レグ１Wは、直列接続された上アームスイッチ１５及び下アームスイッチ１６からなる。
【0021】
インバータ２は、U相レグ２U、V相レグ２V、およびW相レグ２Wからなる。レグ２Uは、直列接続された上アームスイッチ２１及び下アームスイッチ２２からなる。レグ２Vは、直列接続された上アームスイッチ２３及び下アームスイッチ２４からなる。レグ２Wは、直列接続された上アームスイッチ２５及び下アームスイッチ２６からなる。
【0022】
このデュアルインバータは、+バスバー８１０及び-バスバー８２０を通じて図略の直流電源に接続されている。６個の上アームスイッチは、相コイル３U、３V、及び３Wの各一端を+バスバー８１０に接続する。６個の下アームスイッチは、相コイル３U、３V、及び３Wの各他端を-バスバー８２０に接続する。各アームスイッチは、逆並列ダイオード及びトランジスタからなる。
【0023】
レグ１UはU相電圧VU1を相コイル３Uに印加し、レグ２UはU相電圧VU２を相コイル３Uに印加する。U相電圧VU（＝VU1-VU２）が相コイル３Uに印加される。レグ１VはV相電圧VV1を相コイル３Vに印加し、レグ２VはU相電圧VV２を相コイル３Vに印加する。V相電圧VV（＝VV1-VV２）が相コイル３Vに印加される。レグ１WはW相電圧VW1を相コイル３Wに印加し、レグ２WはW相電圧VW２を相コイル３Wに印加する。W相電圧VW（＝VW1-VW２）が相コイル３Wに印加される。３つの相電圧（VU、VV、及びVW）の間の位相差は電気角１２０度である。
【0024】
レグ１U及び２Uは、U相電圧VUを相コイル３Uに印加するU相のHブリッジを形成する。レグ１V及び２Vは、V相電圧VVを相コイル３Vに印加するV相のHブリッジを形成する。レグ１W及び２Wは、W相電圧VWを相コイル３Wに印加するW相のHブリッジを形成する。互いに電気角１２０度の位相差をもつ３つのHブリッジの制御動作をは本質的に同じである。このため、U相Hブリッジの制御動作が以下に説明される。この制御動作は、上アーム導通式シングルPWMと呼ばれる。
【0025】
図２は、U相電圧VU及びU相電流IUの各基本波成分を示す波形図である。U相電流IUはU相電圧VUよりも所定の位相角だけ遅れる。相電圧VUの１周期（＝電気角３６０度）は正半波期間PAと負半波期間PBとに分割される。期間PAは位相期間P1及びP２に分割される。期間PBは位相期間P３及びP４に分割される。位相期間P1及びP３は相コイル３Uから直流電源へ負の電源電流IPとしての回生電流IRを戻す期間である。位相期間P２及びP４は直流電源から相コイル３Uへ正の電源電流IPを供給する期間である。
【0026】
デュアルインバータは、上アーム導通式シングルPWMにより制御される。この上アーム導通式片側PWMにおいて、レグ１U及び２Uは交互にパルス幅変調（PWM）される。各Hブリッジはそれぞれ、固定電位レグ及びPWMレグからなる。固定電位レグの上アームスイッチは定常的にオンされる。期間PAにおいて、レグ１Uは固定電位レグとなり、レグ２UはPWMレグとなる。期間PBにおいて、レグ１UはPWMレグとなり、レグ２Uは固定電位レグとなる。固定電位レグ及びPWMレグは電気角１８０度毎に交代される。PWMサイクル期間TC内に電流供給期間を自由に配置可能な空間ベクトルパルス幅変調（SVPWM）法がPWMレグの制御に好適である。
【0027】
このSVPWMにおいて、コントローラ１０は、各PWMサイクル期間TC毎に電流供給期間TXを形成する。PWMデユーティ比は比率（TX/TC）に等しい。電流供給期間TXを除く他のPWMサイクル期間TCはフリーホィーリング期間TFとなる。直流電源は、電流供給期間TXにおいて３相コイル３へ電源電流IPを供給する。フリーホィーリング電流は、フリーホィーリング期間TFにおいてインバータ１及び２と３相コイル３との間を循環する。
【0028】
図３は、期間PAにおける１つのPWMサイクル期間TCを示すタイミングチャートである。固定電位レグであるレグ１Uはハイレベル（１）を出力する。PWMレグであるレグ２Uは電流供給期間TXにおいてローレベル（０）を出力し、フリーホィーリング期間TFにおいてハイレベル（１）を出力する。
【0029】
図４は、期間PBにおける１つのPWMサイクル期間TCを示すタイミングチャートである。固定電位レグであるレグ２Uはハイレベル（１）を出力する。PWMレグであるレグ１Uは電流供給期間TXにおいてローレベル（０）を出力し、フリーホィーリング期間TFにおいてハイレベル（１）を出力する。
【0030】
図５-図１２は位相期間P1-P４におけるレグ１U及び２Uの状態を示す。相コイル３Uは逆起電力Vaをもつ。図５は位相期間P１の電流供給期間TXを示す。負の電源電流である回生電流IRが直流電源４へ戻る。図６は位相期間P１のフリーホィーリング期間TFを示す。フリーホィーリング電流Ifは磁気エネルギーを相コイル３Uに蓄積する。図７は位相期間P２の電流供給期間TXを示す。電源電流IPが相コイル３Uに供給される。図８は位相期間P２のフリーホィーリング期間TFを示す。フリーホィーリング電流Ifが相コイル３Uの磁気エネルギーを消費する。
【0031】
図９は位相期間P３の電流供給期間TXを示す。回生電流IRが直流電源４へ流れる。図１０は位相期間P３のフリーホィーリング期間TFを示す。フリーホィーリング電流Ifが相コイル３Uを流れる。図１１は位相期間P４の電流供給期間TXを示す。電源電流IPが相コイル３Uへ流れる。図１２は位相期間P４のフリーホィーリング期間TFを示す。フリーホィーリング電流Ifが相コイル３Uを流れる。
【0032】
図１３は、３つのHブリッジがそれぞれPWM制御される基本的なトリプルHブリッジモードを示すタイミングチャートである。図１４は出力電圧VU１及びVU２の各基本波成分を示す波形図である。このトリプルHブリッジモードにおいて、ロータ磁界と同期する合成回転電圧ベクトルが、３相コイル３に印加される３つの相電圧ベクトルにより形成される。
【0033】
図１５は、ダブルHブリッジモードを説明するためのベクトル図である。このダブルHブリッジモードにおいて、３つのHブリッジの１つは、電気角６０度毎に順番に休止され、残りの２つのHブリッジがPWM制御される。図１５において、電気角０度は合成回転電圧ベクトルの方向がU相電圧VUの方向に一致する位相角度を示し、電気角６０度は合成回転電圧ベクトルの方向が-W相電圧-VWの方向に一致する位相角度を示す。電気角１２０度は合成電圧ベクトルの方向がV相電圧VVの方向に一致する位相角度を示し、電気角１８０度は合成回転電圧ベクトルの方向が-U相電圧-VUの方向に一致する位相角度を示す。電気角２４０度は合成回転電圧ベクトルの方向がW相電圧VWの方向に一致する位相角度を示し、電気角３００度は合成回転電圧ベクトルの方向が-V相電圧-VVの方向に一致する位相角度を示す。
【0034】
レグ１U及び２UからなるU相HブリッジはU相電圧VU及び-VUを交互に出力する。レグ１V及び２VからなるV相HブリッジはV相電圧VV及び-VVを交互に出力する。レグ１W及び２WからなるW相HブリッジはW相電圧VW及び-VWを交互に出力する。図１５において、６つの相電圧ベクトル（VU、-VW、VV、-VU、VW、-VV)は最大振幅値をもつ。
【0035】
図１５において、合成回転電圧ベクトルが回転可能な領域は１２個の位相領域（Z１-Z１２）に分割される。６つの位相領域（Z１-Z６）において、合成回転電圧ベクトルは互いに隣接する２つの相電圧ベクトルのベクトル和により形成される。この隣接する２つの相電圧ベクトルの各振幅値はそれぞれPWM法により調節される。
【0036】
たとえば、位相領域Z１内の合成回転電圧ベクトルは、それぞれPWM制御される相電圧ベクトルVU及び-VWのベクトル和により形成される。相電圧ベクトルVUはU相Hブリッジの電流供給期間TXに相当する。相電圧ベクトルーVWはW相Hブリッジの電流供給期間TXに相当する。同様に、位相領域（Z２-Z６）の合成回転電圧ベクトルは２つのHブリッジの電流供給期間TXにより形成されることができる。結局、ダブルHブリッジモードにおいて、合成回転電圧ベクトルが位相領域（Z1-Z６）内に形成される時、１つのHブリッジが休止され。その結果、デュアルインバータの電力損失が低減される。他方、合成回転電圧ベクトルが位相領域（Z７-Z１２）内に達する時、トリプルHブリッジモードが実行される。
【0037】
図１６は、このダブルHブリッジモードを示すタイミングチャートである。U相レグ１U及び２Uは、電気角６０度-１２０度及び電気角２４０度-３００度の期間において休止される。V相レグ１V及び２Vは、電気角０度-６０度及び電気角１８０度-２４０度の期間において休止される。W相レグ１W及び２Wは、電気角１２０度-１８０度及び電気角３００度-０度の期間において休止される。これにより、デュアルインバータの電力は低減される。各レグの休止のための上アームスイッチのオフは、フリーホィーリング電流が流れるフリーホィーリング期間に実施されることが好適である。これにより、リンギングサージ電圧が低減される。
【0038】
図１５に示される破線円は、合成回転電圧ベクトルの振幅が１つの相電圧ベクトルの最大振幅値に等しい状態を示す。ダブルHブリッジモードは、この破線円の内側にて実行される。トリプルHブリッジモードはこの破線円の外側にてが実行される。
【0039】
次に、電流分散方式が図１７を参照して説明される。図１７は、トリプルHブリッジモードにおける１つのPWMサイクル期間TCを示すタイミングチャートである。この電流分散方式は、モータの部分負荷条件において空間ベクトルパルス幅変調（SVPWM）法により実行される。３つのHブリッジの電流供給期間TXは共通のPWMサイクル期間TC内に配置される。３つの電流供給期間TXの重なりはできるだけ回避される。同様に、ダブルHブリッジモードの２つのHブリッジの電流供給期間TXもできるだけ互いに重ならないようにPWMサイクル期間TC内に配置される。
【0040】
この電流分散方式の効果が図１８を参照して説明される。図１８は、PWM制御されるデュアルインバータ５を用いるEVトラクションモータ装置を示すブロック図である。電源抵抗値（r）をもつ直流電源４は+電源線８１及び-電源線８２を通じてデュアルインバータ５にパルス形状の電源電流IPを供給する。デュアルインバータ５は、相コイル３UにU相電源電流IUPを供給し、相コイル３VにV相電源電流IVPを供給し、相コイル３WにW相電源電流IWPを供給する。したがって、電源電流IPは３つの相電源電流（IUP、IVP、及びIWP）の和に等しい。図１８は、３相コイル３及びデュアルインバータ５を循環するフリーホィーリング電流を図示しない。
【0041】
３つの相電源電流（IUP、IVP、及びIWP）が互いに重なる時、直流電源４の抵抗損失は、値（r)(IUP+IVP+IWP）(IUP+IVP+IWP）となる。３つの相電源電流（IUP、IVP、及びIWP）が互いに重ならない時、直流電源４の抵抗損失は、値（r)（(IUP）（IUP)+（IVP）（IVP)+（IWP）(IWP）となる。
【0042】
たとえば、V相電源電流IVP及びW相電源電流IWPはそれぞれ相対振幅値（１）をもち、U相電源電流IUPが相対振幅値（２）をもつことが仮定される。相電源電流IUP、IVP、及びIWPが互いに重なる時、直流電源４の抵抗損失は値(１６r)となる。相電源電流UP、IVP、及びIWPが互いに重ならない時、直流電源４の抵抗損失は値(６r)となる。したがって、電流分散方式は、部分負荷条件において直流電源４の抵抗損失を大幅に低減する。
【0043】
たとえば、U相電源電流IUPの相対振幅値がゼロである時、V相電源電流IVP及びW相電源電流IWPはそれぞれ相対振幅値（１）をもつ。電源電流IUP、IVP、及びIWPが互いに重なる時、直流電源４の抵抗損失は値(４r)となる。電源電流UP、IVP、及びIWPが互いに重ならない時、直流電源４の抵抗損失は値(２r)となる。
【0044】
しかし、モータ電流が増加する時、複数相の電流供給期間TXは互いに重なる。トリプルHブリッジモードによれば、相対的に短い２つの電流供給期間TXが優先的にオーバーラップされる。これは、相対的に長い電流供給期間TXは、相電流の振幅が高いことを意味するからである。これにより、直流電源の抵抗損失を低減することができる。
【0045】
好適には、一相の相電流が減少する立ち下がり過渡期間は、もう１つの相電流が増加する立ち上がり過渡期間と重なる。これにより、電源電流のリップルを低減することができる。その結果、直流電源４の平滑キャパシタの損失が低減される。さらに、+電源線８１のリンギングサージ電圧が低減される。
【0046】
さらに、２つ乃至３つの相の電流供給期間は、連続的に配置される。これにより、電源電流IPの高周波電流リップル及び平滑キャパシタの損失が低減される。さらに、１つの相の最も長い電流供給期間TXは、他の２つの相の電流供給期間TXに挟まれる。これにより、+電源線８１に生じるリンギングサージ電圧が低減される。たとえば、トリプルHブリッジモードを示す図１９において、最長のW相の電流供給期間TXWは、V相の電流供給期間TXVの終了時点から開始される。同様に、U相の電流供給期間TXUはW相電流供給期間TXWの終了時点から開始される。たとえば、ダブルHブリッジモードを示す図２０において、より短いU相の電流供給期間TXUはW相電流供給期間TXWの終了時点から開始される。図１９及び図２０は相電源電流IUP、IVP、及びIWPを示す。図１９及び図２０によれば、隣接する２つの相電源電流は過渡期間Ttにおいて重なる。これにより、+電源線８１を流れる電源電流の変化が抑制され、リンギングサージ電圧が抑制される。
【0047】
SVPWM法で駆動されるデュアルインバータの３つのHブリッジは、できるだけ重ならない電流供給期間をもつ。これにより、直流電源の抵抗損失を大幅に低減することができる。
【0048】
ダブルHブリッジモードを採用するデュアルインバータは、１つのHブリッジのPWMスイッチングを常に休止する。これにより、インバータ損失はさらに低減される。
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】
【図16】
【図17】
【図18】
【図19】
【図20】
