特許 7227247 誤差増幅器

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2023-02-13

(45)【発行日】2023-02-21

(54)【発明の名称】誤差増幅器

(51)【国際特許分類】

   H03F 3/217 20060101AFI20230214BHJP

   H03K 7/08 20060101ALI20230214BHJP

【ＦＩ】

H03F3/217

H03K7/08 C

【請求項の数】 4

(21)【出願番号】P 2020529826

(86)(22)【出願日】2018-08-07

(65)【公表番号】

(43)【公表日】2020-10-15

(86)【国際出願番号】 GB2018052254

(87)【国際公開番号】W WO2019030518

(87)【国際公開日】2019-02-14

【審査請求日】2021-08-03

(31)【優先権主張番号】1712647.5

(32)【優先日】2017-08-07

(33)【優先権主張国・地域又は機関】GB

(73)【特許権者】

【識別番号】520046616

【氏名又は名称】リード・アコースティック・デザインズ・リミテッド

(74)【代理人】

【識別番号】100118902

【弁理士】

【氏名又は名称】山本 修

(74)【代理人】

【識別番号】100106208

【弁理士】

【氏名又は名称】宮前 徹

(74)【代理人】

【識別番号】100120112

【氏名又は名称】中西 基晴

(74)【代理人】

【識別番号】100196508

【弁理士】

【氏名又は名称】松尾 淳一

(72)【発明者】

【氏名】リード，ローレンス

【審査官】▲高▼橋 徳浩

(56)【参考文献】

【文献】特開２００３－１１０３７５（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１６－０４６５４４（ＪＰ，Ａ）

【文献】米国特許出願公開第２００７／０２４７２１９（ＵＳ，Ａ１）

【文献】特開２０１２－０１５６５０（ＪＰ，Ａ）

【文献】特表２０１５－５１５８４１（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０３Ｆ１／００－Ｈ０３Ｆ３／７２

Ｈ０３Ｋ７／００－Ｈ０３Ｋ１１／００

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

被変調信号を出力するように構成されているゲートドライバ（１８）と、
前記ゲートドライバ（１８）から前記被変調信号を受信するように配置されているスイッチングデバイス（２０，２２）と、
誤差増幅器（４０，７０）と
を含むパルス幅変調増幅器において、
前記誤差増幅器（４０，７０）は、
非反転入力が接地されている演算増幅器（５０）と、
前記演算増幅器（５０）の信号出力と前記演算増幅器（５０）の反転入力との間に接続されたフィードバックループであって、前記演算増幅器（５０）の信号出力に接続されたフィードバックコンデンサ（５４）、前記フィードバックコンデンサ（５４）に接続されたフィードバック抵抗（５６）、および前記フィードバック抵抗（５６）と前記演算増幅器（５０）の反転入力とに接続された積分抵抗（５８）を含み、前記フィードバックコンデンサ（５４）、前記フィードバック抵抗（５６）及び前記積分抵抗（５８）は直列に接続されているフィードバックループと、
前記演算増幅器（５０）の信号出力と前記演算増幅器（５０）の反転入力との間に接続されたフィードフォワードコンデンサ（５２）と、
前記フィードバックコンデンサ（５４）と前記フィードバック抵抗（５６）の間の接合部に接続されて前記スイッチングデバイス（２０，２２）の出力からフィードバック信号を受信するように配置されている第１のローパスフィルタ（６２，６４）と、
を含み、
前記フィードバック抵抗（５６）と前記積分抵抗（５８）の間の接合部は入力信号を受信するように構成されている、
パルス幅変調増幅器。

【請求項2】

前記誤差増幅器（４０，７０）は、前記フィードバック抵抗（５６）と前記積分抵抗（５８）の間の前記接合部に接続されて前記入力信号を受信するように配置されている第２のローパスフィルタ（７２，７４，７６）を含む、請求項１に記載のパルス幅変調増幅器。

【請求項3】

前記第２のローパスフィルタ（７２，７４，７６）は、第２の直列抵抗（７６）で切り離される第１のシャントコンデンサ（７２）および第２のシャントコンデンサ（７４）で形成されるπ型入力フィルタである、請求項２に記載のパルス幅変調増幅器。

【請求項4】

前記スイッチングデバイス（２０，２２）はプッシュプルの配置で構成される２つのスイッチングデバイスを含む、請求項１～３のいずれか一項に記載のパルス幅変調増幅器。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、誤差増幅器に関する。特に、本発明は、パルス幅変調回路のための誤差増幅器および誤差増幅器を含むパルス幅変調回路に関する。

【背景技術】

【0002】

図１は、オーディオパルス幅変調（ＰＷＭ）増幅器２の例を示す。オーディオＰＷＭ増幅器は、オーディオ信号で最も高いオーディオ周波数の２倍よりも高く、約２０～４０倍高い範囲にあるスイッチング周波数を有するスイッチング増幅器である。増幅器２は、増幅器のスイッチングされた出力をオーディオ入力信号と比較して出力が入力信号の線形に拡大・縮小されたバージョンであることを確実にして、有限で変化する負荷構成に起因する入力電圧に対するバス出力電圧の変化、およびバス電圧の変化を補償するように配置される、誤差増幅器を含む。図において、フィードフォワードコンデンサ６を有する積分器として構成される演算増幅器すなわちオペアンプ４を含む誤差増幅器が配置されている。演算増幅器４は、フィードバック抵抗１０を介して増幅器のスイッチング段から、入力抵抗８および出力信号を経てその反転入力でオーディオ信号を受信する。演算増幅器４のオーディオ信号出力は、オーディオ信号出力を、信号発生器１４によって発生される三角形または鋸歯状の変調波形と結合するコンパレータ１２に接続される。

【0003】

増幅器は、電力段１６を含む。電力段１６は、幅および分離が変化する固定振幅の方形パルスを含んでいる信号を出力するゲートドライバまたはスイッチングコントローラ１８を含む。ゲートドライバ１８が、信号、および保護遅延または不動時間によって分離された、レベルシフトされて反転されたバージョンの信号を生成することは、言うまでもない。ゲートドライバ１８は、コンパレータ１２から被変調信号を受信する。受信被変調信号の低周波部分は増幅されるオーディオ信号であり、高周波部分は低周波オーディオ信号と結合されるときに、デジタル信号（すなわち、２つの異なった、所定のバス電圧の間で切り替わる信号）を発生させるのに役立つ三角形または鋸歯形の波形である。

【0004】

電力段１６は、２つのスイッチングデバイス２０，２２を含む。ゲートドライバ１８の出力は、プッシュプルまたはトーテムポール配置の２つのスイッチングデバイスに接続される。図１に示される回路において、スイッチは、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）２０，２２である。図において、上のＦＥＴ２２はドライバ１８による信号出力によって駆動されて、下のＦＥＴ２０はそのレベルシフトされて反転されたバージョンによって駆動される。２つのスイッチ２０，２２は、完全にオンであるかまたは完全にオフであるように配置され、それによってスイッチングデバイスの出力が＋Ｖｃｃまたは－Ｖｃｃ（すなわちバス電圧）となる。この種の配置は、プッシュプル出力デバイスが完全オンであるか完全にオフである場合、それらは電力の消散が最小で高い増幅器効率につながる、という特性を利用する。電力段１６の出力（すなわち増幅器のスイッチング段からの出力）は、上で記載されていているように、誤差増幅器にフィードバックされる。

【0005】

電力段１６の出力は、受動フィルタ２４を用いてローパスフィルタリングされて、スイッチング周波数をフィルタ除去して、増幅器２のスピーカ負荷３０がオーディオ信号を見るだけにすることを可能にする。受動フィルタ２４用の標準および一般的に用いられるフィルタは、２ポールインダクタ－コンデンサ（ＬＣ）フィルタである。受動フィルタ２４用の一般的に用いられるコンポーネント値は、２０μＨの直列インダクタ２６およびアースに分岐された４７０ｎＦのコンデンサ２８である。

【0006】

図１に関連して記載されている例はオーディオの例であるが、誤差増幅器が回転性またはトルク発生モータおよび発光ダイオードなど他の用途に関連して使用できることは言うまでもない。

【0007】

ＰＷＭ電力、出力段の信号経路は、論理ゲートのタイミングおよび温度依存性の回路容量による過剰位相シフトを生じさせる場合がある。これは容量値が温度依存性であり、位相シフトも温度依存性であり得るという理由であって、そのことで誤差増幅器不安定性、信号劣化、および回路損傷の可能性が生じる場合がある。使われるグローバルな負のフィードバックについて、誤差増幅器は、実際には、スイッチング周波数およびその高調波において過剰位相シフトに対して強くなければならない。

【0008】

これらの考慮点は、複数のフィードバック、サレンキーまたは状態変数、トポロジフィルタ周辺に基づく個々のブロックに、通常は分割される。しかしながら、ブロックの数の増加は回路複雑さを増加させ、それ自体が結果として過剰位相シフトおよび性能の低下になる場合がある。回路ブロックを減らすと、抑制できない振る舞い（例えば、電源レールの出力ラッチアップ現象、発振、意図されたフィルタリング機能を提供しないことによるスイッチング周波数の除去の不足、演算増幅器部によって指定されるより高い符号歪）を回避するために著しい利得帯域幅積（ＣＢＰ）が誤差増幅器回路の中で必要であるので、演算増幅器の選択および使われる高周波が考慮されなければならない。

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0009】

したがって、上記の考慮点に注意を払った簡略誤差増幅器を提供する必要がある。

【課題を解決するための手段】

【0010】

本開示は、添付の図面と連動して以下で述べられる実施形態の説明を参照して理解することができる。

【図面の簡単な説明】

【0011】

【図1】上記で説明されており、オーディオパルス幅変調（ＰＷＭ）増幅器の例を示す図である。

【図2】本発明の第１の態様による誤差増幅器を示す図である。

【図3】本発明の第２の態様による誤差増幅器を示す図である。

【図4】本発明の第３の態様によるオーディオパルス幅変調（ＰＷＭ）増幅器を示す図である。

【図5】本発明の第４の態様によるＤＣまたはＡＣモータ制御回路を示す図である。

【図6】本発明の第５の態様によるＤＣまたはＡＣモータ制御回路を示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0012】

本発明の第１の実施形態によれば、パルス幅変調回路のための誤差増幅器であって、積分器として構成されている演算増幅器、ならびに、演算増幅器の信号出力と演算増幅器の反転入力との間に接続されたフィードバックループであって、信号出力に接続されたフィードバックコンデンサ、フィードバックコンデンサに接続されたフィードバック抵抗、およびフィードバック抵抗と演算増幅器の反転入力とに接続された積分抵抗を含むフィードバックループを含み、フィードバック抵抗と積分抵抗の間の接合部は入力信号を受信するように構成されており、フィードバックコンデンサとフィードバック抵抗の間の接合部はパルス幅変調回路からフィードバック信号を受信するように構成されている、誤差増幅器が提供される。したがって、誤差増幅器は、複数回路ブロックを用いずに上記の設計要件を考慮した単一段の回路を備えている。

【0013】

フィードバックコンデンサは、スイッチング周波数で過剰位相シフトを補償するように配置され得る。
積分抵抗は、積分機能を誤差増幅器のフィードバック加算機能から切り離すように配置され得る。

【0014】

誤差増幅器は、フィードバックコンデンサとフィードバック抵抗の間の接合部に接続されてパルス幅変調回路からフィードバック信号を受信するように配置されている第１のローパスフィルタを含むことができ、第１のローパスフィルタはフィードバック信号の変調成分を減衰させるように構成されている。

【0015】

誤差増幅器はフィードバック抵抗と積分抵抗の間の接合部に接続されて、入力信号を受信するように配置された第２のローパスフィルタを含むことができ、第２のローパスフィルタは入力信号からエイリアシング周波数成分を減衰させるように構成される。

【0016】

誤差増幅器は、誤差増幅器の信号入力に配置されるシャントコンデンサを含むことができ、それによって第２のローパスフィルタによるπ型入力フィルタを形成し、π型入力フィルタはフィードバック信号からのスイッチングエネルギーが信号駆動コンポーネントに導通されるのを妨げるように構成される。積分器は、信号出力と演算増幅器の反転入力との間に接続されたフィードフォワードコンデンサを含むことができる。

【0017】

本発明の第２の実施形態によれば、パルス幅変調回路が提供され、これは、被変調信号を出力するように構成されるドライバ回路、ドライバ回路から被変調信号を受信するように配置されたスイッチングデバイスおよび前述の任意選択機能の１つまたは複数を有する第１の実施形態による誤差増幅器を含む。スイッチングデバイスの出力信号はフィードバック信号であり、そして、演算増幅器の信号出力はドライバ回路に接続される。

【0018】

パルス幅変調回路は、プッシュプルの配置で構成される２つのスイッチングデバイスを含むことができる。
パルス幅変調回路は、スピーカまたはモータに接続することができる。

【0019】

通常ＰＷＭ増幅器のために用いられるように設計されている誤差増幅器は、和および、積分器またはフィードフォワードパスフィルタを含み、フィードバックパスフィルタを任意選択的に含むことができる。誤差増幅回路段を設計するときに考察されなければならないいくつかの要件があり、それは後述する。

【0020】

ＰＷＭ増幅器用としての誤差増幅器は、演算増幅器の、集積されるかまたは別々の回路に典型的には基づいており、これは、適切に高い「利得×帯域幅」積を含んで、関連する最大周波数（例えば４００ｋＨｚまたは、オーディオ信号の最も高いオーディオ周波数、スイッチング周波数およびその高調波よりも２０～４０倍の高さ）まで線形に作動しなければならない。誤差増幅器がＰＷＭ回路の信号性能の範囲を定めるので、誤差増幅器はオーディオ信号周波数範囲の中で高性能を有しなければならない。さらに、誤差増幅器の電源レールは、ＰＷＭ回路電圧スイッチングレベルと一致しなければならないか、または、低電圧レール演算増幅器がその入力においてその電源レールを上回る電圧（これが演算増幅器の滅失に至って、回路の信頼性を低下させることになるので）にならないことを確実にするために信号調整を含まなければならない。

【0021】

前処理回路ブロックは、バス電圧レベルＰＷＭ回路サンプリング周波数を、被変調信号のフィードバックされた拡大・縮小したバージョンからフィルタ除去するかまたは減衰させるように構成される。レールスイッチングレベルに対する出力電圧レールは、信号レベル電圧の電力供給および誤差増幅器電力供給段の電源を上回る可能性がある。ＰＷＭ回路に供給される入力オーディオ信号を確実にする入力オーディオ信号のためのプレフィルタリング回路ブロックは、例えば、ＰＷＭ回路のサンプリング（すなわちスイッチング）周波数の半分を超えるエイリアシング周波数成分を含まない。これは、ＰＷＭ回路のサンプリング（すなわちスイッチング）周波数の半分を超える周波数は入力信号に事実上再導入されて、符号歪を引き起こし、帯域内のフィードバックのため、取り除くのが可能でないためである。

【0022】

回路のＰＷＭ高電圧スイッチングゲートドライバ１８および出力パワースイッチングデバイス２０，２２は誤差増幅器の出力とフィードバックの間に挿入されて、高電力が出力負荷（例えばスピーカ３０）に供給されることが可能となる。

【0023】

加算動作は、使われる負のフィードバックを有効にするために誤差増幅器の中で必要であり、それは負のフィードバックが非線形性を低減して、また出力インピーダンスを、典型的フィードバック制御回路でのケースのように低下させるからである。低いＰＷＭ増幅器出力歪みのために、グローバルな負のフィードバックが印加され得、誤差増幅器がＰＷＭ電力出力段からの出力のいかなる非線形性に対しても修正することを可能にすることができる。

【0024】

以下で示される誤差増幅器は、前述の要件の全てを考慮するように構成される。後述する誤差増幅回路はＰＷＭスイッチング増幅器に適したフィルタの新規な専門クラスとして考案されたものであり、それは上記の設計の考慮点を単一段の回路に組み込む。この構成は、単一の演算増幅器段を用いて改良された回路性能を提供する。さらに、抵抗値が最適化されると、本構成は誤差増幅器端末に印加される過電圧条件に対して固有信頼度を提供する。

【0025】

図２は、本発明の第１の態様による誤差増幅器４０を示す。増幅器４０は、端子または接合部４２で入力オーディオ信号を供給されて、端子または接合部４８で出力オーディオ信号を生成する。端子または接合部４４は、アースに接続されている。端子または接合部４６は、ＰＷＭ増幅器の電力段の出力に接続される。

【0026】

誤差増幅器４０は、所望の帯域幅および信号歪特性、例えばＡＤ８６５１のために選択される演算増幅器５０を含み、それはＰＷＭ増幅器のスイッチング段（図示せず）と同じバス電圧供給線（すなわち＋Ｖｃｃおよび－Ｖｃｃ）に接続される。オペアンプ５０は、オペアンプ５０の信号出力とオペアンプ５０の反転入力との間に接続されたフィードフォワードコンデンサ５２、および積分抵抗５８とともに積分器として構成される。増幅器はまた、演算増幅器５０の信号出力と演算増幅器５０の反転入力との間に接続されたフィードバックループを含む。フィードバックループは、オペアンプ５０の信号出力に接続されたフィードバックコンデンサ５４、フィードバックコンデンサ５４に接続された第１のフィードバック抵抗５６および積分抵抗５８を含む。積分抵抗５８は、典型的には１００オーム以上であり、オペアンプの配置の積分機能をオペアンプの配置のフィードバック加算機能から切り離して、積分器周波数のポール乗算を提供する。

【0027】

オーディオ信号は、入力抵抗６０を介して誤差増幅器４０に供給される。入力抵抗６０は、積分抵抗５８および第１のフィードバック抵抗５６に接続される。すなわち、入力抵抗６０が、積分抵抗５８および第１のフィードバック抵抗５６の接合部またはその間の端子に接続されるということである。信号は、第２のフィードバック抵抗６６を介してＰＭＷ増幅器のスイッチング段からフィードバックされる。

【0028】

ローパスフィルタは、誤差増幅器のフィードバック入力４６に配置される。ローパスフィルタは、第３のフィードバック抵抗６２およびアースに分岐されたローパスコンデンサ６４を含む。ローパスコンデンサ６４は、通常エイリアシングを最小にするループ低減を可能にするＦ_{Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ}／１０の領域で、回路の－３ｄＢの周波数に同調する。

【0029】

ローパスコンデンサ６４は、以下の式に従って選択することができる。
Ｃ_{Ｌｏｗ－ｐａｓｓ ｃａｐａｃｉｔｏｒ ６４}＝１／（２π＊Ｒ_{Ｔｈｉｒｄ ｆｅｅｄｂａｃｋ ｒｅｓｉｓｔｏｒ ６２}＊Ｆ）
ここで、Ｆは、回路の－３ｄＢ周波数である。

【0030】

ローパスコンデンサ６４は二重の機能を有しており、ループ利得低減を提供することに加えて、このコンデンサはまた、ＰＷＭ電源によってスイッチング信号出力の位相シフト修正を可能にしている開ループゼロ、増幅器の出力段を提供する。フィードバック信号に存在するスイッチング周波数を前処理して２０ｄＢの除去を行うスイッチング周波数フィルタとして作用しているローパスコンデンサ６４と、誤差増幅器入力端子に提示されるフィードバック信号への位相補正貢献との間で、機能を優先付けするために、設計アセスメントが実行されなければならない。

【0031】

コンデンサ６４の値を－３ｄＢの周波数＝ｆｓ／１０のために算出される値から増やすことは、フィードバックされた信号の位相進みを増加させる。
誤差増幅器４０の利得は、以下の式を用いて決定される。

【0032】

ＡＶ＝－（（Ｒ_{Ｆｉｒｓｔ ｆｅｅｄｂａｃｋ ｒｅｓｉｓｔｏｒ ５６}＋Ｒ_{Ｓｅｃｏｎｄ ｆｅｅｄｂａｃｋ ｒｅｓｉｓｔｏｒ ６６}＋Ｒ_{Ｔｈｉｒｄ ｆｅｅｄｂａｃｋ ｒｅｓｉｓｔｏｒ ６２}）／Ｒ_{Ｉｎｐｕｔ ｒｅｓｉｓｔｅｒ ６０}）
フィードフォワードまたは積分器キャパシタ５２は、以下の式に従って選択される。

【0033】

Ｃ_{Ｆｅｅｄ ｆｏｒｗａｒｄ ｃａｐａｃｉｔｏｒ ５２}＝１／（（（ＡＶ＊Ｒ_{Ｉｎｔｅｇｒａｔｏｒ ｒｅｓｉｓｔｏｒ ５８}）＋Ｒ_{Ｆｉｒｓｔ ｆｅｅｄｂａｃｋ ｒｅｓｉｓｔｏｒ ５６}＋Ｒ_{Ｓｅｃｏｎｄ ｆｅｅｄｂａｃｋ ｒｅｓｉｓｔｏｒ ６６}＋Ｒ_{Ｔｈｉｒｄ ｆｅｅｄｂａｃｋ ｒｅｓｉｓｔｏｒ ６２}）＊２π＊Ｆ_{Ｉｎｔｅｇｒａｔｏｒ}）
ここで、Ｆ_{Ｉｎｔｅｇｒａｔｏｒ}＝Ｆ_{Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ}／ａ_ｘである。２０ｋＨｚの最大周波数および４００ｋＨｚのスイッチング周波数（Ｆ_{Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ}）を有するオーディオ用途のために、ａ_ｘ＝3πは、最適フィルタ形状およびロールオフを提供する。

【0034】

フィードバックコンデンサ５４は、スイッチング周波数およびその倍数でローカル補償をいかなる過剰位相シフトにも提供するために追加される。これは、安定性を改善することができ、ＰＷＭ電力、増幅器の出力段から生じ得る位相シフトの効果を低減することができる。フィードバックコンデンサ５４は、誤差増幅器の閉ループ周波数応答のポールおよびゼロを効果的に追加する。

【0035】

以下の式は、所望のポールポジションの周波数を一致させているフィードバックコンデンサ５４の容量値を決定するために用いることができる。
Ｃ_{Ｆｅｅｄｂａｃｋ ｃａｐａｃｉｔｏｒ ５４}＝1／（２π＊（Ｒ_{Ｓｅｃｏｎｄ ｆｅｅｄｂａｃｋ ｒｅｓｉｓｔｏｒ ６６}＋Ｒ_{Ｔｈｉｒｄ ｆｅｅｄｂａｃｋ ｒｅｓｉｓｔｏｒ ６２}）＊Ｆ_Ｐｏｌｅ）
ここで、Ｆ_Ｐｏｌｅ＝Ｆ_{Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ}／ｂ_ｘである。

【0036】

以下の式は、フィードバックコンデンサ５４の容量値により提供されるゼロ周波数を決定するために用いることができる。
Ｆ_Ｚｅｒｏ＝１／（２π＊Ｒ_{Ｆｉｒｓｔ ｆｅｅｄｂａｃｋ ｒｅｓｉｓｔｏｒ ５６}＊Ｃ_{Ｆｅｅｄｂａｃｋ ｃａｐａｃｉｔｏｒ ５４}）
スイッチング周波数における誤差増幅器の利得は、好ましくは約６ｄＢに限られていなければならない。２０ｋＨｚの最大周波数および４００ｋＨｚのスイッチング周波数（Ｆ_{Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ}）を有するオーディオアプリケーションのために、ｂ_ｘ＝２πは、最適フィルタ形状およびロールオフを提供する。フィードバックコンデンサ５４は、信号周波数の範囲の直線性に影響を及ぼすことなくスイッチング周波数での誤差増幅器回路の「利得×帯域幅」積の要件を低減する。

【0037】

上記で論じた式は、ｉ）スイッチング周波数での２０ｄＢを超える利得低減および、ｉｉ）２０ｋＨｚでの最小の位相シフトを有する２０ｋＨｚまでの平面通過帯域応答（すなわち信号周波数範囲の上限のオーディオ）を提供する。誤差増幅器の成分値の最適化は、用途に応じて所望の誤差増幅器利得および位相特性を提供することができる。

【0038】

一例において、１０．４の利得（ＡＶ）が選択されて、以下の成分値が選択された。
Ｒ_{Ｉｎｐｕｔ ｒｅｓｉｓｔｏｒ ６０}＝１，０００Ｒ
Ｒ_{Ｉｎｔｅｇｒａｔｏｒ ｒｅｓｉｓｔｏｒ ５８}＝１００Ｒ
Ｒ_{Ｆｉｒｓｔ ｆｅｅｄｂａｃｋ ｒｅｓｉｓｔｏｒ ５６}＝１，０００Ｒ
Ｒ_{Ｓｅｃｏｎｄ ｆｅｅｄｂａｃｋ ｒｅｓｉｓｔｏｒ ６６}＝４，７００Ｒ
Ｒ_{Ｔｈｉｒｄ ｆｅｅｄｂａｃｋ ｒｅｓｉｓｔｏｒ ６２}＝４，７００Ｒ
Ｆ_{Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ}＝４００，０００Ｈｚ
上で提供されている式および４２，４４１Ｈｚ（すなわちＦ_{Ｉｎｔｅｇｒａｔｏｒ}＝４００，０００／３π）の積分周波数に基づいて、以下のコンデンサ値は、決定され得る。

【0039】

Ｃ_{Ｌｏｗ－ｐａｓｓ ｃａｐａｃｉｔｏｒ ６４}＝1／（２π／４，７００Ｒ＊４００，０００Ｈｚ）＝８４７ｐＦ
Ｃ_{Ｆｅｅｄ ｆｏｒｗａｒｄ ｃａｐａｃｉｔｏｒ ５２}＝1／（（（１０．４＊１００Ｒ）＋１，０００Ｒ＋４，７００Ｒ＋４，７００Ｒ）＊２π＊４２，４４１Ｈｚ）＝３２７ｐＦ
Ｃ_{Ｆｅｅｄｂａｃｋ ｃａｐａｃｉｔｏｒ ５４}＝1/（（４，７００Ｒ＋４，７００Ｒ＊４００，０００Ｈｚ）＝２６６ｐＦ
理論値に近いコンデンサが用いられることは言うまでもない。

【0040】

図３は、本発明の第２の態様による誤差増幅器７０を示す。図２に関連して説明されているコンポーネントおよび機能は、図３のものと同一の参照番号を使用してラベル付けされている。図３に示される誤差増幅器７０は、その入力でπ入力フィルタを含む。図において、π入力フィルタは、端子４２にオーディオ入力信号が供給されて、入力抵抗６０に接続されている。π入力フィルタは、第２の直列抵抗７６で切り離される第１のシャントコンデンサ７２および第２のシャントコンデンサ７４を含む。π入力フィルタの追加によって、誤差増幅器の入力に現れるエイリアシング周波数成分から、ＰＷＭ増幅器を保護することができる。図３の第２の、直列抵抗７６および入力抵抗６０の組合せが図２の単一入力抵抗６０と等価であることに注意されたい。インダクタは、除去を改善するために、端子４２と直列に、または、直列抵抗７６と直列に含まれることもできる。さらに、ローパスフィルタがその不在のときに形成されるように、第１のシャントコンデンサ７２は任意選択的に含まれる。

【0041】

図４は、本発明の第３の態様によるオーディオパルス幅変調（ＰＷＭ）増幅器８０を示す。増幅器８０は、図２に関連して説明されている誤差増幅器４０または図３に関連して説明されている誤差増幅器７０でもよい誤差増幅器８２を含む。図４の他の番号を付けられたコンポーネントは、図１に示される同様の番号を付された機能と、同じである。増幅器８０において、入力オーディオ信号は端子または接合部４２で受信されて、端子または接合部４８はコンパレータ１２を介してゲートドライバ１８に接続される。スイッチ２０，２２の出力は、誤差増幅器８２の端子または接合部４６に接続される。

【0042】

図５は、本発明の第４の態様によるＤＣまたはＡＣモータ制御回路１００を示す。回路１００は、図２に関連して説明されている誤差増幅器４０または図３に関連して説明されている誤差増幅器７０の形でもよい誤差増幅器１０２を含む。誤差増幅器４０および誤差増幅器７０のそれぞれは、オーディオアンプに関連して説明されていたが、これらの増幅器の形はＤＣまたはＡＣモータ制御回路の一部として用いられることができ、どのようにそれらの誤差増幅器の概要に基づいて適切な成分値を選択するべきかは、当業者にとって明らかである。誤差増幅器１０２の出力は電力段１０４にコンパレータ１２を介して供給され、それは様々な幅および分離を有する固定振幅の方形パルスを含んでいる信号を出力するゲートドライバまたはスイッチングコントローラ１０６を含む。ゲートドライバ１０６が、信号、および保護遅延または不動時間によって分離された、レベルシフトされて反転されたバージョンの信号を生成することは、言うまでもない。電力段１０４は、２つのスイッチングデバイス１０８，１１０（例えば電界効果トランジスタ（ＦＥＴ））を含む。２つのスイッチ１０８，１１０は、スイッチングデバイスの出力が＋Ｖｃｃまたは－Ｖｃｃ（すなわちバス電圧）のいずれかであるように、完全にオンであるかまたは完全にオフであるように配置される。この種の配置は、プッシュプル出力デバイスが完全オンであるか完全にオフである場合、それらは電力の消散が最小で高い増幅器効率につながる、という特性を利用する。電力段１０４の出力は、オーディオアンプに関して上で説明されているように、誤差増幅器１０２にフィードバックされる。

【0043】

電力段１０４の出力は、受動フィルタ１１２を用いてローパスフィルタリングされスイッチング周波数をフィルタ除去し、それからモータ１１８に供給される。受動フィルタ１１２は、直列インダクタ１１４を含んでいる２ポールインダクタ－コンデンサ（ＬＣ）フィルタおよびアースに分岐されたコンデンサ１１６である。直列インダクタ１１４およびシャントコンデンサ１１６用の成分値は式、Ｆ_－３ｄＢ＝1／２π＊√（Ｌ_{Ｓｅｒｉｅｓ}＊Ｃ_{Ｓｈｕｎｔ}）を用いて決定することができ、ここでＬ_{Ｓｅｒｉｅｓ}が直列インダクタ１１４のインダクタンスであり、Ｃ_{Ｓｈｕｎｔ}はシャントコンデンサ１１６の容量であり、Ｆ_－３ｄＢは通常スイッチング周波数の２から１０の間の除算である。

【0044】

図６は、本発明の第５の態様による代わりのＤＣまたはＡＣモータ制御回路１２０を示す。回路１２０は、図５に関連して説明されている誤差増幅器１０２の形である誤差増幅器１２２を含む。誤差増幅器１２２の出力は、様々な幅および分離を有する固定振幅の方形パルスを含んでいる信号を出力するゲートドライバまたはスイッチングコントローラ１２４に供給される。この例では、単一のスイッチ１２６（例えば電界効果トランジスタ（ＦＥＴ））が、電圧供給源（すなわち＋Ｖｃｃまたは－Ｖｃｃ）の間に配置されるモータ１２８と直列に用いられて、コントローラ１２４の出力信号はスイッチ１２６の制御入力（すなわちゲート）に供給される。

【0045】

前述の考察が具体的な実施形態に関することは言うまでもない。しかしながら、他の実施形態では、種々の態様および実施例は、組み合わせることができる。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】