特許 7249789 フラックスゲートセンサおよびフラックスゲートセンサの位相調整方法

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2023-03-23

(45)【発行日】2023-03-31

(54)【発明の名称】フラックスゲートセンサおよびフラックスゲートセンサの位相調整方法

(51)【国際特許分類】

   G01R 33/04 20060101AFI20230324BHJP

【ＦＩ】

G01R33/04

【請求項の数】 3

(21)【出願番号】P 2019009045

(22)【出願日】2019-01-23

(65)【公開番号】P2020118524

(43)【公開日】2020-08-06

【審査請求日】2021-11-24

(73)【特許権者】

【識別番号】597010628

【氏名又は名称】協立電機株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100107102

【弁理士】

【氏名又は名称】吉延 彰広

(74)【代理人】

【識別番号】100164242

【弁理士】

【氏名又は名称】倉澤 直人

(72)【発明者】

【氏名】齋藤 彰利

【審査官】青木 洋平

(56)【参考文献】

【文献】特開２００２－２７７５２２（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１８－０９６６９０（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１４－０２９３２３（ＪＰ，Ａ）

【文献】特表２０００－５０８０７７（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１５－００１５０３（ＪＰ，Ａ）

【文献】実開昭５５－０７７１９１（ＪＰ，Ｕ）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｇ０１Ｒ ３３／００－３３／２２

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

検出コイルが巻かれた強磁性体のコアと、
所定の周波数の周期信号を出力する発振回路と、
前記周期信号を用いて前記コアを励磁する励磁部と、
前記周期信号を用いて前記検出コイルの出力から前記所定の周波数の成分に応じた信号を出力する検知部と、
前記励磁部および前記検知部のうちの少なくともいずれか一方に対して供給される前記周期信号の位相を調整する位相調整部と、
を備え、
前記検知部は、前記検出コイルの出力の交流成分と前記周期信号とを掛け合わせる乗算部を有するものであり、
前記位相調整部は、位相を変化させつつ前記乗算部の出力のレベルを取得し、該取得したレベルを参照して位相の変化量を決定するものである、
ことを特徴とするフラックスゲートセンサ。

【請求項2】

請求項１に記載の構成を有する直交型のフラックスゲートセンサであって、
前記励磁部は、前記所定の周波数の交流電流に対して該交流電流の振幅以上の大きさの直流バイアス電流を重畳した励磁電流により、前記コアを励磁するものである、
ことを特徴とするフラックスゲートセンサ。

【請求項3】

請求項１または２に記載のフラックスゲートセンサを外部磁界がない状態に配置し、前記位相調整部を用いて前記励磁部および前記検知部のうちの少なくともいずれか一方に対して供給される前記周期信号の位相を調整する、
ことを特徴とするフラックスゲートセンサの位相調整方法。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、フラックスゲートセンサに関する。

【背景技術】

【0002】

磁気センサの一つとしてフラックスゲートセンサが知られている。このフラックスゲートセンサでは、励磁電流を用いて強磁性体のコアを励磁し、コアに巻かれた検出コイルに生じる誘起電圧からコアに印加された磁界の強度を求める（例えば、特許文献１）。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0003】

【文献】特開２０１３－２５３９２０号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0004】

引用文献１に記載のフラックスゲートセンサでは、励磁電流の２倍の周波数の成分を用いて外部磁界の強度を導出している。

【0005】

しかし、コアの励磁によって検出コイルの信号にノイズの影響が生じる場合がある。

【0006】

本発明は、上記した問題に鑑みてなされたものであり、ノイズの影響を抑えることができるフラックスゲートセンサを提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0007】

上記課題を解決するためのフラックスゲートセンサの態様は、
検出コイルが巻かれた強磁性体のコアと、
所定の周波数の周期信号を出力する発振回路と、
前記周期信号を用いて前記コアを励磁する励磁部と、
前記周期信号を用いて前記検出コイルの出力から前記所定の周波数の成分に応じた信号を出力する検知部と、
前記励磁部および前記検知部のうちの少なくともいずれか一方に対して供給される前記周期信号の位相を調整する位相調整部と、
を備え、
前記検知部は、前記検出コイルの出力の交流成分と前記周期信号とを掛け合わせる乗算部を有するものであり、
前記位相調整部は、位相を変化させつつ前記乗算部の出力のレベルを取得し、該取得したレベルを参照して位相の変化量を決定するものである、
ことを特徴とする。

【0008】

このフラックスゲートセンサによれば、ノイズの影響を抑えることができる。

【0011】

また、上記の構成を有する直交型のフラックスゲートセンサであって、
前記励磁部は、前記所定の周波数の交流電流に対して該交流電流の振幅以上の大きさの直流バイアス電流を重畳した励磁電流により、前記コアを励磁するものであってもよい。

【0012】

このフラックスゲートセンサによれば、ノイズの影響をより抑えることができる。

【0013】

また、上記フラックスゲートセンサの位相調整方法は、
上記フラックスゲートセンサを外部磁界がない状態に配置し、前記位相調整部を用いて前記励磁部および前記検知部のうちの少なくともいずれか一方に対して供給される前記周期信号の位相を調整することを特徴とする。

【0014】

この位相調整方法では、位相の変位量によるノイズの変化を把握しやすいため、適切な位相の変位量を設定することができる。

【発明の効果】

【0015】

本発明によれば、ノイズの影響を抑えることができるフラックスゲートセンサを提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【0016】

【図1】本実施形態のフラックスゲートセンサ１の構成を示す概略図である。

【図2】マイクロコンピュータ１２４における処理の流れを示すフローチャートである。

【図3】フラックスゲートセンサ１のコア１０５の状態の変化の一例を示すモデル図である。

【図4】励磁電流と、これに伴うコア１０５の軸方向の磁場および検出コイル１１１の出力電圧の変化の一例を示す図である。

【図5】図１に示すフラックスゲートセンサ１の変形例を示す概略図である。

【図6】交流電流をバイアスした励磁電流と、これに伴うコア１０５の軸方向の磁場および検出コイル１１１の出力電圧の変化を示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0017】

以下、図面を用いて本実施形態のフラックスゲートセンサの一例について説明する。

【0018】

［回路構成について］
図１は、本実施形態のフラックスゲートセンサ１の構成を示すブロック図である。以下このブロック図で示される回路について、３つに分けて説明する。

【0019】

[[コアを励磁する回路]]
このフラックスゲートセンサ１では、発振器１０１からの周波数２ｆＨｚの信号が分周器１０３に入力され、この分周器１０３で１／２に分周されて周波数ｆＨｚ（例えば、数ｋＨｚ～数ＭＨｚ）の信号が出力される。分周器１０３からの出力は増幅器１０４によって電流が増幅され、強磁性体（例えば、スーパーマロイ、アモルファス、等）の細長いコア１０５に励磁電流として供給される。コア１０５に供給される励磁電流は、矩形波、正弦波、三角波など特に限定されるものではない。この励磁電流によって、コア１０５内部の軸方向の磁束が周期的に変化する。

【0020】

[[検出コイルの誘起電圧を出力する回路]]
コア１０５には、検出コイル１１１が巻かれており、コア１０５の軸方向の磁束の変化によって検出コイル１１１に誘起電圧が生じる。具体的にはコア１０５の軸方向に外部磁場が存在する場合に、励磁電流によってコア１０５が励磁されると、コア１０５の軸方向の磁束が変化し、この変化に応じて励磁電流の周波数の２倍の周波数成分（周波数２ｆＨｚ）の誘起電圧が検出コイル１１１から出力される。従って、検出コイル１１１から出力される信号のうち励磁電流の周波数の２倍の周波数成分に基づいて、外部磁場の強さを測定できる（図３、図４を用いて後述）。

【0021】

フラックスゲートセンサ１では、検出コイル１１１からの出力のうちの直流成分がコンデンサ１１２によって除去される。そして、残りの交流成分が増幅器１１３によって増幅され、乗算器１１４に入力される。この乗算器１１４では、増幅器１１３の出力と、発振器１０１から位相シフタ１２５を介した信号と掛け合わせられる。これにより、コア１０５に印加された外部磁界によって生じる成分（励磁電流の２倍の周波数（２ｆＨｚ）と同じ周波数の成分）の大きさに比例した直流成分が得られる。なお、この成分以外に励磁電流の周波数（ｆＨｚ）の偶数倍の成分が得られるが、積分器１１６においてこれらの成分は除去される。さらにこの積分器１１６からノイズ除去フィルタ１１７を介して外部磁界の強さに応じた出力が得られる。なお、積分器１１６の出力は抵抗１１８にも入力され、この抵抗１１８から検出コイル１１１にフィードバック電流Ｉｆｂが供給される。すなわち、検出コイル１１１の出力に起因する電流が検出コイル１１１に帰還するフィードバックループが構成されている。このフィードバックループでは、コア１０５の軸方向の外部磁場と、フィードバック電流によって検出コイル１１１に生じる磁場が打ち消し合う状態が維持され、このとき積分器１１６から外部磁界の強さに応じた出力が得られる。また、このフィードバックループによってコア１０５の飽和が抑制され、フラックスゲートセンサ１のダイナミックレンジを拡大することができる。

【0022】

[[励磁電流の位相を調整する回路]]
上記説明した乗算器１１４からの出力は、積分器１１６の他に増幅器１２１にも入力される。そして、増幅器１２１で増幅された後、レベル検出器１２２に入力される。このレベル検出器１２２では、入力信号のピークピーク値が出力される。なお、ピークピーク値に限らず、例えばＲＭＳであってもよく、入力信号のレベルに応じた出力が得られるものであればよい。レベル検出器１２２からの出力はＡＤ変換器１２３でデジタル信号に変換され、マイクロコンピュータ１２４に入力される。

【0023】

マイクロコンピュータ１２４では、位相の変位量を位相シフタ１２５に出力する。位相シフタ１２５では、この位相の変位量を受けて発振器１０１から乗算器１１４に入力される信号の位相を調整する。

【0024】

マイクロコンピュータ１２４では、位相調整信号が入力されるとこの位相の変位量を調整する処理が実行される。以下、マイクロコンピュータ１２４における処理の流れについて図２を用いて説明する。図２は、マイクロコンピュータ１２４における処理の流れを示すフローチャートである。

【0025】

まず、最初のステップＳ１では、変数Ｓの値を０に初期化する。なお、この変数Ｓは、位相シフタに対する位相シフト量および配列Ｐのインデックスとして用いられる。

【0026】

ステップＳ２では、位相シフタ１２５に対する位相の変位量として、変数Ｓを出力する。なお、位相シフタ１２５では、変数Ｓに相当する角度分だけ位相を遅延させる。例えば、変数Ｓが０の場合には遅延量が０°（遅延なし）であり、変数Ｓが９０の場合には遅延量が９０°（１／４周期）である。

【0027】

ステップＳ３では、位相を調整した後、乗算器１１４からの出力が安定するまで、所定時間待機する。

【0028】

ステップＳ４では、レベル検出器１２２からの出力をＡＤ変換器１２３を介して取得する。

【0029】

ステップＳ５では、ステップＳ４で取得した値を配列Ｐ[[Ｓ]]に格納する。

【0030】

ステップＳ６では、変数Ｓに１加算する。

【0031】

ステップＳ７では、変数Ｓが９０であるか否かが判定される。この条件を満たす場合にはステップＳ８に進み、満たさない場合にはステップＳ２に戻る。

【0032】

ステップＳ８では、変数Ｓを０から９０まで加算しつつ配列Ｐ[[Ｓ]]に格納された値を検索し、最小値が格納されたインデックス変数Ｓを取得する。

【0033】

ステップＳ９では、位相シフタ１２５に対する位相の変位量として、ステップＳ８で取得した変数Ｓを出力し、この処理を終了する。

【0034】

上記説明した処理により、０°から９０°（１／４周期の期間に相当）までの位相の変位量に対して１°刻みでノイズレベルが測定された後、ノイズレベルが最も低くなる位相の変位量が位相シフタ１２５に出力される。なお、一度位相シフタ１２５に対して位相の変位量が出力されると、再度マイクロコンピュータ１２４に対して位相調整信号を送るまで、この変位量は維持される。

【0035】

なお、上記の例では、ノイズを最小化する位相の変位量を０°から９０°の範囲内で決定しているが、この構成はノイズを最小化する位相の変位量が上記の範囲内にあることが経験上明らかであることから、処理の効率化のために上記の範囲を設定している。従って、フラックスゲートセンサの構成によっては上記の範囲をより適切な範囲に設定してもよい。また、例えばノイズレベルを測定する範囲を０°から１８０°（１／２周期の期間に相当）としてもよいし、０°から３６０°（１周期の期間に相当）としてもよい。

【0036】

［コアの励磁状態による変化］
図３は、フラックスゲートセンサ１のコア１０５の状態の変化の一例を示すモデル図である。また図４は、励磁電流と、これに伴うコア１０５の軸方向の磁場および検出コイル１１１の出力電圧の変化の一例を示す図である。なお、以下の説明では、コア１０５の軸方向に沿って（図３では下から上に向かう方向）外部磁界が印加されているものとする。

【0037】

コア１０５への励磁電流Ｉｄが０の場合、コア１０５は外部磁界によってのみ磁化された状態となる。ここでは、この状態でコア１０５内部の軸方向の磁束が最大（外部磁界の磁束がコア１０５に最も引き寄せられた状態）になるものとして説明する。図３（Ａ）は、コア１０５への励磁電流Ｉｄが０の場合に、外部磁界の磁束がコア１０５に引き寄せられてコア１０５の内部を通っていることが示されている。

【0038】

ここから、励磁電流Ｉｄが増加すると、これに伴ってコア１０５は外部磁界と励磁電流Ｉｄによる磁界によって磁化される。この状態では、励磁電流Ｉｄが増加するほどコア１０５の磁化の方向は励磁方向である周方向に引っ張られ、コア１０５内部の軸方向の磁束が減少する（コア１０５に引き寄せられる磁束が減少する）。図３に示す矢印（１）は、励磁電流Ｉｄがプラス方向に対して増加することでコア１０５内部の軸方向の磁束が減少する期間を示している。さらに励磁電流Ｉｄが増加してコア１０５の磁化の方向が最も周方向に引っ張られた状態になると、コア１０５内部の軸方向の磁束が最小になる（外部磁界の磁束がコア１０５に最も引き寄せられない状態）。図３（Ｂ）には、図３（Ａ）と比較してコア１０５の軸方向の磁束が少なくなっていることが示されている。

【0039】

続いて励磁電流Ｉｄが減少に転じると、これに伴ってコア１０５の磁化の方向を周方向に引っ張る力が弱まり、コア１０５内部の軸方向の磁束が増加する（コア１０５に引き寄せられる磁束が増加する）。図３に示す矢印（２）は、励磁電流Ｉｄがプラス方向に対して減少することでコア１０５内部の軸方向の磁束が増加する期間を示している。そして励磁電流Ｉｄが０になると、再びコア１０５が外部磁界によってのみ磁化された状態になり（図３（Ａ））、コア１０５内部の軸方向の磁束が最大になる（外部磁界の磁束がコア１０５に最も引き寄せられた状態）。

【0040】

さらに、励磁電流Ｉｄが減少してマイナスになると、これに伴ってコア１０５は外部磁界と励磁電流Ｉｄによる磁界によって磁化される。この状態では、励磁電流Ｉｄの絶対値が増加するほどコア１０５の磁化の方向は励磁方向である周方向（励磁電流Ｉｄがプラスの場合とは逆方向）に引っ張られていき、コア１０５内部の軸方向の磁束が減少する（コア１０５に引き寄せられる磁束が減少する）。図３に示す矢印（３）は、励磁電流Ｉｄがマイナス方向に増加することでコア１０５内部の軸方向の磁束が減少する期間を示している。さらに励磁電流Ｉｄが減少（マイナス側に増加）してコア１０５の磁化の方向が最も周方向に引っ張られた状態になると、コア１０５内部の軸方向の磁束が最小になる（外部磁界の磁束がコア１０５に最も引き寄せられない状態）。図３（Ｃ）には、図３（Ａ）と比較してコア１０５の軸方向の磁束が少なくなっていることが示されている。

【0041】

続いて励磁電流Ｉｄが増加に転じると、これに伴ってコア１０５の磁化の方向を周方向に引っ張る力が弱まり、コア１０５内部の軸方向の磁束が増加する（コア１０５に引き寄せられる磁束が増加する）。図３に示す矢印（４）は、励磁電流Ｉｄがマイナス方向に減少することでコア１０５内部の軸方向の磁束が増加する期間を示している。そして、励磁電流Ｉｄが０になると、再びコア１０５が外部磁界によってのみ磁化された状態になり（図３（Ａ））、上記説明した変化が繰り返される。

【0042】

図４には、上記図３で説明した励磁電流Ｉｄの一周期の変化に対して、コア１０５の軸方向の磁束の変化が二周期分になっている（周波数が倍になっている）ことが示されている。また、図４にはコア１０５の軸方向の磁束の変化による検出コイル１１１の出力が示されているが、この出力の周波数は、コア１０５の軸方向の磁束の周波数と同じである。すなわち、コア１０５の軸方向に沿って外部磁界が印加されている場合、検出コイル１１１から励磁電流Ｉｄの周波数の２倍の周波数の誘起電圧が出力されることになる。

【0043】

［位相の調整方法］
フラックスゲートセンサ１では、増幅器１１３の出力に含まれるノイズが乗算器１１４において発振器１０１からの信号と掛け合わされるため、乗算器１１４の出力にはノイズに起因する成分が含まれることになる。この乗算器１１４の出力には検出コイル１１１からの誘起電圧に応じた成分も含まれるが、この成分は外部磁界が小さければより小さくなり、誘起電圧中のノイズ起因する成分の割合が大きくなる。よって、フラックスゲートセンサ１を外部磁界がない状態に配置することで、乗算器１１４から出力のうちノイズに起因する成分の割合を高めることができる。この状態では、発振器１０１からの信号の位相を変化させつつ乗算器１１４からの出力（ノイズに起因する成分の割合が高い）を観測することで、ノイズの影響を最小化するのに適切な位相の変位量を導出することができる。

【0044】

本実施形態のフラックスゲートセンサ１は、外部磁界がない状態に配置した上で、マイクロコンピュータ１２４に対して位相調整信号を送ることで図２に示す処理が実行される。これにより、位相シフタ１２５に対する位相の変位量を自動で調整し、ノイズの影響を最小化することができる。特に、ノイズの程度は、コア１０５と検出コイル１１１の個体特性（コア１０５と検出コイル１１１の結合の状態）によって異なるが、本実施形態のフラックスゲートセンサ１では個体ごとに異なる位相を調整する作業が不要になる。

【0045】

［励磁電流が異なる変形例］
本実施形態のフラックスゲートセンサ１では、コア１０５に印加された外部磁界によって励磁電流の２倍の周波数の成分が検出コイル１１１に生じるが、励磁電流の極性をプラスあるいはマイナスのいずれか一方に偏らせることで、励磁電流と同じ周波数の成分が検出コイル１１１に生じる構成にすることができる。以下、この変形例について図５を用いて説明する。同図は、図１に示すフラックスゲートセンサ１の変形例を示す概略図である。

【0046】

図５に示すフラックスゲートセンサ２は、図１に示すフラックスゲートセンサ１の励磁側の回路から分周器１０３を除いてバイアス回路２０１を加えたものであり、これ以外の構成については特に言及のない限り図１に示すフラックスゲートセンサ１と同様である。すなわち、図１に示すフラックスゲートセンサ１では、交流電流によってコア１０５が励磁される（励磁電流＝交流電流）のに対し、図５に示すフラックスゲートセンサ２では、交流電流に、この交流電流の振幅よりも大きいバイアス電流を重畳した電流（極性がプラスあるいはマイナスのいずれか一方に偏っている）によってコア１０５が励磁される（励磁電流＝交流電流＋バイアス電流）点が異なる。

【0047】

図６は、交流電流をバイアスした励磁電流と、これに伴うコア１０５の軸方向の磁場および検出コイル１１１の出力電圧の変化を示す図である。

【0048】

図５に示すフラックスゲートセンサ２では、交流電流にバイアス電流を重畳した励磁電流がコア１０５に供給される。具体的には図６に示すように、励磁電流の極性が反転せず（図６ではプラスのまま）、コア１０５の励磁についても一方向のみに磁化される。図６では、励磁電流がマイナスにならず、励磁電流Ｉｄがプラス方向に対して増加することでコア１０５内部の軸方向の磁束が減少する期間（矢印（１）で示す期間）と、励磁電流Ｉｄがプラス方向に対して減少することでコア１０５内部の軸方向の磁束が増加する期間（矢印（２）で示す期間）が繰り返されることが示されている。なお、図６に示すように励磁電流の最小値が０にならない構成を採用しているが、励磁電流の最小値が０になる構成であってもよい。

【0049】

図１に示すフラックスゲートセンサ１では、図４の例のように励磁電流の一周期の間にコア１０５の軸方向の磁束が二回最小になる（図４では、期間（１）（２）の間と、期間（３）（４）の間の二回）。しかし、図５に示すフラックスゲートセンサ２では、励磁電流の一周期の間にコア１０５の軸方向の磁束が一回だけ最小になる（図６に示す期間（１）（２）の間のみ）。これに伴い、励磁電流と検出コイル１１１の出力の周波数が同じになる。

【0050】

図６には、図５に示すフラックスゲートセンサ２で用いる励磁電流Ｉｄの一周期の変化が示されており、またこの励磁電流に対して、コア１０５の軸方向の磁束の変化が一周期分になっていることが示されている。また、図６には検出コイル１１１の出力も示されているが、この出力の周波数は、コア１０５の軸方向の磁束の周波数と同じである。このように図５に示すフラックスゲートセンサ２では、コア１０５の軸方向に沿って外部磁界が印加されている場合、検出コイル１１１から励磁電流Ｉｄの周波数と同じ周波数の誘起電圧が出力されることになる。

【0051】

この図５に示すフラックスゲートセンサ２においても図１に示すフラックスゲートセンサ１と同様の流れでコア１０５に印加された外部磁界によって生じる成分（発振器１０１からの信号と同じ周波数成分）の大きさに比例した直流成分が導出される。例えば、乗算器１１４では、発振器１０１からの信号と検出コイル１１１（増幅器１１３）からの信号とを乗算することで、コア１０５に印加された外部磁界によって生じる成分の大きさに比例した直流成分が導出される。

【0052】

［実施形態の比較１］
図１に示すフラックスゲートセンサ１では、励磁電流の一周期に対し、コア１０５における磁束の変化が二周期分生じる（図４参照）。図３を例に説明すると、励磁電流がプラスの状態では、図３の矢印（１）（２）に示す変化が生じ（以下、この期間を前半部分とする）、励磁電流がマイナスの状態では、図３の矢印（３）（４）に示す変化が生じる（以下、この期間を後半部分とする）。ここで、前半部分と後半部分を比較すると、コア１０５において周方向に励磁された磁界の向きが逆になっていること以外は同様の挙動になる。しかし実際にはコア１０５における異方性等の影響により磁界の向きが完全に逆にならない場合がある。この場合、検出コイル１１１の誘起電圧の前半部分と後半部分の変化が一致せずにずれが生じ、フラックスゲートセンサ１の出力が不安定になる。

【0053】

一方、図５に示すフラックスゲートセンサ２では、励磁電流の極性が一方（図６ではプラス）に偏っており、この励磁電流の一周期に対し、コア１０５における磁束の変化が一周期分生じる（図６参照）。図４と対比して説明すると、図４の矢印（１）（２）の期間に相当する変化が生じる。なお、励磁電流の極性がマイナスに偏っている場合には、図４の矢印（３）（４）の期間に相当する変化が生じる。この構成では、図１に示すフラックスゲートセンサ１のような、検出コイル１１１の誘起電圧の前半部分と後半部分の変化が一致しない、という問題が生じない。よって、図５に示すフラックスゲートセンサ２の構成を採用することで、図１に示すフラックスゲートセンサ１よりも安定性を高めることができる。

【0054】

また、図５に示すフラックスゲートセンサ２では、図１に示すフラックスゲートセンサ１よりも検出コイル１１１から出力される信号の周波数が低くなるため、回路を構成する部品に広帯域部品を用いる必要がなくなり、コストを抑えつつ、かつ容易に検波側の回路を実現することができる。

【0055】

［実施形態の比較２］
上記［励磁電流の位相の調整方法］では、ノイズの影響を最小化する方法について説明したが、この方法を実行するにあたっても図５に示すフラックスゲートセンサ２を採用することが好ましい。以下、この理由について説明する。

【0056】

図１に示すフラックスゲートセンサ１では、励磁電流の一周期に対し、コア１０５における磁束の変化が二周期分生じる（図４参照）。図３を例に説明すると、励磁電流がプラスの状態では、図３の矢印（１）（２）に示す変化が生じ（以下、この期間を前半部分とする）、励磁電流がマイナスの状態では、図３の矢印（３）（４）に示す変化が生じる（以下、この期間を後半部分とする）。ここで、前半部分と後半部分を比較すると、コア１０５において周方向に励磁された磁界の向きが逆になっていること以外は同様の挙動になる。しかし実際にはコア１０５における異方性等の影響により磁界の向きが完全に逆にならない場合がある。コア１０５の励磁の際には検出コイル１１１からノイズが発生するが、上記の異方性等の影響によって、前半部分と後半部分のノイズの特性に差異が生じる。すなわち、検出コイル１１１からのノイズが、特性の異なる複数のノイズを含んでしまう可能性がある。

【0057】

上記［励磁電流の位相の調整方法］では位相シフタ１２５に対する位相の変位量を調整してノイズの影響を最小化することについて説明したが、このノイズが特性の異なる複数のノイズを含み、且つこれらの複数のノイズの影響を最小化する位相の変位量がそれぞれ異なる場合には、ノイズの影響を抑えることが困難になる。

【0058】

一方、図５に示すフラックスゲートセンサ２では、励磁電流の極性が一方（図６ではプラス）に偏っており、この励磁電流の一周期に対し、コア１０５における磁束の変化が一周期分生じる（図６参照）。図４と対比して説明すると、図４の矢印（１）（２）の期間に相当する変化が生じる。なお、励磁電流の極性がマイナスに偏っている場合には、図４の矢印（３）（４）の期間に相当する変化が生じる。この構成では、図１に示すフラックスゲートセンサ１のような、検出コイル１１１からのノイズに特性の異なる複数のノイズが含まれる、といった可能性を抑えることができる。よって、図５に示すフラックスゲートセンサ２の構成を採用することで、図１に示すフラックスゲートセンサ１よりもノイズの影響を抑えやすくすることができる。

【0059】

［その他の構成について］
上記の説明では直交型のフラックスゲートセンサを用いているが、平行型のフラックスゲートセンサであっても[[励磁電流の位相を調整する回路]]で説明した構成を採用することができる。すなわち、位相シフタ１２５に対する位相の変位量を自動で調整し、ノイズの影響を最小化する構成を採用するにあたり、フラックスゲートセンサの方式が限定されるものではない。

【0060】

また、上記の説明では位相シフタ１２５の位置が発振器１０１と乗算器１１４の間に設けられた例について説明したが、例えば、図１では発振器１０１と分周器１０３の間であってもよく、コア１０５を励磁する回路と検出コイル１１１の誘起電圧を出力する回路との位相のずれを調整することができる位置であれば上記の例に限定されるものではない。

【0061】

また、上記の説明では位相シフタ１２５へ入力される位相の変位量を調整する信号をマイクロコンピュータ１２４によって制御する構成について説明したが、このマイクロコンピュータ１２４を設けずに、手動で位相の変位量を調節できるように構成してもよい。

【0062】

［その他］
以下、上記説明した発明の構成について記載する。なお、発明の構成と対応する上記実施形態の構成については括弧書きで記載する。

【0063】

以上の説明では、
検出コイル（例えば、検出コイル１１１）が巻かれた強磁性体のコア（例えば、コア１０５）と、
所定の周波数の周期信号を出力する発振回路（例えば、発振器１０１）と、
前記周期信号を用いて前記コアを励磁する励磁回路（例えば、図１では分周器１０３からコア１０５までの回路、図５ではバイアス回路２０１からコア１０５までの回路）と、
前記周期信号を用いて前記検出コイルの出力から前記所定の周波数の成分に応じた信号を出力する検知回路（例えば、検出コイル１１１からノイズ除去フィルタ１１７までの回路）と、
前記励磁回路および前記検知回路のうちの少なくともいずれか一方に対して供給される前記周期信号の位相を調整する位相調整回路（例えば、マイクロコンピュータ１２４および位相シフタ１２５）と、
を備えたことを特徴とするフラックスゲートセンサ、が記載されている。

【0064】

また、上記記載のフラックスゲートセンサであって、
前記検知回路は、
前記検出コイルの出力の交流成分と前記周期信号とを掛け合わせる乗算回路（例えば、乗算器１１４）を有するものであり、
前記位相調整回路は、
前記乗算回路の出力のレベルに基づいて位相を調整するものである（例えば、図２の処理）、
ことを特徴とするフラックスゲートセンサ、が記載されている。

【0065】

また、上記記載の直交型フラックスゲートセンサであって、
前記励磁回路は、
前記所定の周波数の交流電流に対して該交流電流の振幅以上の大きさのバイアス電流を重畳した励磁電流により、前記コアを励磁するものである（例えば、図５のフラックスゲートセンサ２）、
ことを特徴とするフラックスゲートセンサ、が記載されている。

【0066】

また、上記記載のフラックスゲートセンサを外部磁界がない状態に配置し、前記位相調整回路を用いて位相を調整する（例えば、［位相の調整方法］の記載参照）、
ことを特徴とするフラックスゲートセンサの位相調整方法、が記載されている。

【符号の説明】

【0067】

１、２ フラックスゲートセンサ
１０１ 発振器
１０５ コア
１１１ 検出コイル
１１４ 乗算器
１２４ マイクロコンピュータ
１２５ 位相シフタ

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】