特許 7253203 ＤＣ／ＤＣコンバータの制御プログラム

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2023-03-29

(45)【発行日】2023-04-06

(54)【発明の名称】ＤＣ／ＤＣコンバータの制御プログラム

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/155 20060101AFI20230330BHJP

【ＦＩ】

H02M3/155 H

【請求項の数】 5

(21)【出願番号】P 2020000837

(22)【出願日】2020-01-07

(65)【公開番号】P2021111993

(43)【公開日】2021-08-02

【審査請求日】2022-05-19

(73)【特許権者】

【識別番号】000004260

【氏名又は名称】株式会社デンソー

(73)【特許権者】

【識別番号】504145342

【氏名又は名称】国立大学法人九州大学

(74)【代理人】

【識別番号】110000567

【氏名又は名称】弁理士法人サトー

(72)【発明者】

【氏名】庄山 正仁

(72)【発明者】

【氏名】三嶋 淳史

(72)【発明者】

【氏名】木村 友則

(72)【発明者】

【氏名】山田 隆弘

【審査官】麻生 哲朗

(56)【参考文献】

【文献】特開２０１７－０８５４２４（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１０－２００５１７（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１２－０９５５２１（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０２Ｍ ３／１５５

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

時比率変更単位周期Ｎ×スイッチング周期Ｔｓの度に時比率を変更しながらインダクタ（６）に流す通電電流をスイッチング制御して出力電圧（Ｖｏ）を目標電圧に制御するＤＣ／ＤＣコンバータ（１）の制御プログラムであって、
制御装置（９）に、
過去のスイッチング周期における入力電圧（Ｖｉ）、前記出力電圧（Ｖｏ）、及び前記インダクタに流れるインダクタ電流（Ｉ_Ｌ）のサンプリング結果を取得する第１手順と、
前記インダクタ電流のピーク演算値が電流目標設定周期Ｍにて電流指令値に達するように前記時比率変更単位周期Ｎ×スイッチング周期Ｔｓの間の前記時比率を演算する第２手順と、
を実行させるものであり、
前記第２手順では、前記時比率変更単位周期Ｎの二分の一より後のＭ≧Ｎ／２＋１の条件を満たす整数値に前記電流目標設定周期Ｍを設定するＤＣ／ＤＣコンバータの制御プログラム。

【請求項2】

前記第１手順が取得するサンプリング結果は、過去のそれぞれの前記スイッチング周期毎に一回ずつサンプリングした結果である請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御プログラム。

【請求項3】

前記第１手順では前記過去の直近二回の前記スイッチング周期におけるサンプリング結果を取得し、前記第２手順では前記直近二回の前記スイッチング周期におけるサンプリング結果に基づいて前記スイッチング周期の時比率を演算する請求項２記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御プログラム。

【請求項4】

前記時比率変更単位周期Ｎ＝１とし、前記電流目標設定周期Ｍ＝２とする請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御プログラム。

【請求項5】

Ｂｕｃｋコンバータにより構成される請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御プログラム。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータの制御プログラムに関する。

【背景技術】

【0002】

近年、ＤＣ／ＤＣコンバータは、いわゆるピーク電流制御形式によりスイッチング制御を行う手法が注目されている（例えば、特許文献１参照）。特許文献１記載の技術によれば、Ｉ－Ｖ変換手段によりスイッチング素子に流れる出力電流をＩ－Ｖ変換することで、インダクタの電流を電圧に変換して検出し、インダクタのピーク電流が電流指令値に達するようにフィードバック制御している。ピーク電流モード制御形式は、いわゆる電圧モード、平均電流モードによる制御手法に比較すると、過渡応答特性に優れていることが知られている。

【0003】

他方では、広い入出力条件に対応可能なデジタル制御方式が普及してきている。ＤＣ／ＤＣコンバータの制御方式をフルデジタル化できれば、ハードウェアを大幅に簡素化でき、小型化、低コスト化できる。しかし、デジタル制御方式では、電圧、電流を離散的にサンプリングすることになるため、従来のデジタル制御方式をそのまま高周波化したとしても、一制御周期あたりのサンプリング数が少なくなる。前述のピーク電流制御形式では、電流をリアルタイムに検出し続ける必要があるため、デジタル制御方式を適用して高いサンプリング周波数にて電流を検出し続けることが困難になる。

【0004】

特許文献１記載の技術では、ピーク電流制御形式の電流指令値を、デジタル補償器を用いて生成しているものの、Ｄ／Ａコンバータが指令値をアナログ信号に変換してから電流検出値と比較することでサンプリング不足を回避している。しかし、アナログ回路が余計に必要となるため、回路基板の大型化やコストアップを招く。

【0005】

また、ピーク電流制御形式を採用すると、サブハーモニック発振する虞がある。通常は、スロープ補償することで当該発振を防止するが、スロープ補償値を大きくしすぎると高速応答できなくなるため、最適なスロープ補償値を設定する必要があり工数がかかる。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0006】

【文献】特開２０１５－３３２００号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0007】

本発明は、上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、スロープ補償することなくサブハーモニック発振を防止できるようにしたＤＣ／ＤＣコンバータの制御プログラムを提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0008】

請求項１記載の発明は、スイッチング周期の整数倍の時比率変更単位周期Ｎの度に時比率を変更しながらインダクタ（６）に流す通電電流をスイッチング制御して出力電圧（Ｖｏ）を目標電圧に制御するＤＣ／ＤＣコンバータ（１）の制御プログラムを対象としている。

【0009】

請求項１記載の発明によれば、制御装置（９）に、過去のスイッチング周期における入力電圧（Ｖｉ）、出力電圧（Ｖｏ）、及びインダクタに流れるインダクタ電流（Ｉ_Ｌ）のサンプリング結果を取得する第１手順と、インダクタ電流のピーク演算値が電流目標設定周期Ｍにて電流指令値に達するように時比率変更周期の間の時比率を演算する第２手順と、を実行させている。このとき第２手順では、時比率変更単位周期Ｎの二分の一より後のＭ≧Ｎ／２＋１の条件を満たす整数値に電流目標設定周期Ｍを設定している。これにより、スロープ補償することなくサブハーモニック発振を防止できる。

【図面の簡単な説明】

【0010】

【図1】一実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの電気的構成図

【図2】一実施形態に係るデジタル演算処理の内容を説明するフローチャート

【図3】一実施形態に係る処理の流れを示すタイミングチャートのその１

【図4】一実施形態に係るインダクタに流れる理想的な定常電流と実電流との誤差の説明図

【図5】一実施形態に係る処理の流れを示すタイミングチャートのその２

【図6】一実施形態に係る処理の流れを示すタイミングチャートのその３

【発明を実施するための形態】

【0011】

以下、ＤＣ／ＤＣコンバータ１に適用した一実施形態を説明する。図１に例示したＤＣ／ＤＣコンバータ１は、直流電圧源２から入力される入力電圧Ｖｉを電圧変換し負荷３に直流の出力電圧Ｖｏを供給するＢｕｃｋコンバータにより構成される。

【0012】

・ＤＣ／ＤＣコンバータ１の構成
ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、スイッチング素子４、ダイオード５、インダクタ６、及びコンデンサ７、８を用いて構成される。本形態では、スイッチング素子４をＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴにより構成した形態を示すが、このスイッチング素子４の種類は限られるものではない。

【0013】

直流電圧源２はコンデンサ８を介してスイッチング素子４のドレインに印加される。スイッチング素子４のソースとグランドとの間には、ダイオード５のカソード・アノード間が接続されている。スイッチング素子４のソースとダイオード５のカソードの共通接続点は、インダクタ６の一端に接続されており、インダクタ６の他端とグランドとの間にはコンデンサ７が接続されている。コンデンサ７の後段には負荷３が接続されている。

【0014】

制御装置９は、インダクタ６の通電電流をピーク電流モード制御方式により制御し、出力電圧Ｖｏを所定の目標電圧に制御する。制御装置９は、スイッチング周期Ｔｓを同一とし、時比率Ｄ、いわゆるデューティ比を制御するＰＷＭ（Pulse Wide Modulation）制御を実行する。制御装置９は、例えばＤＳＰなどの所定のデジタル演算処理を実行可能なデジタル演算回路１０を備える。また制御装置９は、ドライバ１１、及びＡ／Ｄ変換器１３～１５をも備える。

【0015】

インダクタ６の通電経路には電流センサ１２が設けられており、電流センサ１２はインダクタ６に通電される電流、すなわちインダクタ電流Ｉ_Ｌを検出する。Ａ／Ｄ変換器１３は、インダクタ電流Ｉ_ＬをＡ／Ｄ変換しデジタル演算回路１０に出力する。

【0016】

またＡ／Ｄ変換器１４は、出力電圧ＶｏをＡ／Ｄ変換しデジタル演算回路１０に出力する。Ａ／Ｄ変換器１５は入力電圧ＶｉをＡ／Ｄ変換しデジタル演算回路１０に出力する。

【0017】

デジタル演算回路１０は、Ａ／Ｄ変換器１３～１５の出力データを入力し、このデータを用いてピーク電流モード制御方式によりデジタル演算処理し当該演算処理された時比率Ｄを示すデジタル指令値をドライバ１１に出力する。このときデジタル演算回路１０は、インダクタ６のインダクタンス値Ｌ、インダクタ電流Ｉ_Ｌ、及び出力電圧Ｖｏに基づいて時比率Ｄを演算し、この時比率Ｄを示すデジタル指令値をドライバ１１に出力する。

【0018】

ドライバ１１は、デジタル演算回路１０からデジタル指令値を入力し、所定のスイッチング周期Ｔｓで且つ入力した時比率Ｄのパルスをスイッチング素子４のゲートに印加する。ドライバ１１は、与えられた時比率Ｄに応じてオン期間中にスイッチング素子４のゲートにオン駆動信号を出力し、オフ期間中にスイッチング素子４のゲートにオフ駆動信号を出力する。

【0019】

・デジタル演算処理の基本的流れ
以下、デジタル演算回路１０が実行するデジタル演算処理の内容を説明する。図２に処理手順の流れを簡略化して例示している。デジタル演算回路１０は、ステップＳ１、Ｓ２において、過去のスイッチング周期Ｔｓにおける出力電圧Ｖｏ、インダクタ電流Ｉ_Ｌを取得し（第１手順相当）、インダクタ電流Ｉ_Ｌの傾斜ｍ_ＯＦＦ、ｍ_ＯＮを演算し、ステップＳ３において傾斜ｍ_ＯＦＦ、ｍ_ＯＮに基づいて時比率Ｄを演算する（第２手順相当）。そして制御装置９は、デジタル演算回路１０が演算した時比率Ｄを用いてスイッチング素子４をスイッチング制御する。

【0020】

傾斜ｍ_ＯＦＦは、スイッチング素子４がスイッチングオフしている間の傾きを示す。傾斜ｍ_ＯＮは、スイッチング素子４がスイッチングオンしている間の傾きを示す。Ａ／Ｄ変換器１３がインダクタ電流Ｉ_Ｌをサンプリングする回数は、スイッチング周期Ｔｓの１サイクルあたり一回である。Ａ／Ｄ変換器１５が出力電圧Ｖｏをサンプリングする回数もスイッチング周期Ｔｓの１サイクルあたり一回である。

【0021】

・ステップＳ１における傾斜ｍ_ＯＦＦの演算方法
オフ期間中の傾斜ｍ_ＯＦＦは、インダクタ６の両端電圧をｖ_Ｌとしたとき、一般式を用いて（１）式のように求めることができる。

【数1】

【0022】

ここで、Ａ／Ｄ変換器１４がスイッチング周期Ｔｓ毎にサンプリングする出力電圧Ｖｏ［］を図３に示すように定義する。また演算にかかわるスイッチング数周期の間、インダクタ電流Ｉ_Ｌの傾斜ｍ_ＯＦＦ、ｍ_ＯＮを一定と仮定する。出力電圧Ｖｏ［ｎ－１］から図３に示したオフ期間中の傾斜ｍ_ＯＦＦ［ｎ］（＝ｍ_ＯＦＦ［ｎ－１］）を求めると（２）式のようになる。

【数2】

【0023】

デジタル演算回路１０は、図２のステップＳ１にて（２）式を用いてインダクタ電流Ｉ_Ｌの傾斜ｍ_ＯＦＦを演算する。ｎ－１周期のインダクタ電流Ｉ_Ｌ［ｎ－１］を、ｎ－２周期のインダクタ電流Ｉ_Ｌ［ｎ－２］との関係で漸化式を用いて示すと（３）式のように表すことができる。

【数3】

【0024】

図３に示したように、サンプリング時間Ｔ_{ｓａｍｐｌｅ}は、スイッチ駆動信号がオンするタイミングからＡ／Ｄ変換器１４が出力電圧Ｖｏをサンプリングするタイミングまでの時間を示している。またＤ［ｎ－２］は、ｎ－２周期目の時比率Ｄ、いわゆるデューティ比を示している。なお、（３）式が成立するためには、インダクタ電流Ｉ_Ｌをスイッチング素子４のオン期間中にサンプリングする必要があるため、サンプリング時間Ｔ_{ｓａｍｐｌｅ}は下記の（４－１）式、（４－２）式を満たすように設定している。

【数4】

【0025】

・ステップＳ２における傾斜ｍ_ＯＮの演算方法
また（３）式をオン期間中の傾斜ｍ_ＯＮ［ｎ］について解くと、（５）式のように表すことができる。

【数5】

【0026】

（２）式を（５）式に代入して解くことで、ｎ－２周期目、ｎ－１周期目のインダクタ電流Ｉ_Ｌ［ｎ－２］、Ｉ_Ｌ［ｎ－１］と、ｎ－２周期目の時比率Ｄ［ｎ－２］とを用いてｎ周期目のオン期間中の傾斜ｍ_ＯＮ［ｎ］を求めることができる。したがって、デジタル演算回路１０は、過去直近二回分のインダクタ電流Ｉ_Ｌ［ｎ－２］、Ｉ_Ｌ［ｎ－１］を用い、式（２）と式（５）の関係式からオン期間中の傾斜ｍ_ＯＮ［ｎ］を演算できる。

【0027】

・ステップＳ３の時比率Ｄ［］の基本的演算方法
この後、デジタル演算回路１０は、ピーク電流モード制御方式の所定の演算ロジックに基づいて、電流指令値Ｉ_Ｌｃｏｍ［ｎ］を演算し、ステップＳ３において当該電流指令値Ｉ_Ｌｃｏｍ［ｎ］に達するための時比率Ｄ［ｎ］を演算する。

【0028】

デジタル演算回路１０が時比率Ｄ［ｎ］を演算した後、制御装置９は演算された時比率Ｄ［ｎ］に基づいてスイッチング素子４を駆動する。その後、デジタル演算回路１０は、次回以降のスイッチング周期Ｔｓにおける処理をステップＳ１から順次繰り返す。これにより制御装置９は、スイッチング素子４のスイッチング制御を継続することで出力電圧Ｖｏを目標電圧に制御できる。

【0029】

本実施形態は、時比率Ｄ［］の演算方法に特徴を備えるため、以下では、この技術的意義を説明した後、具体例を示して時比率Ｄ［］の演算方法を詳細説明する。
・比較技術の説明
一般に、ピーク電流モード制御方式のデジタル制御技術は、過去の出力電圧Ｖｏ［］、過去の入力電圧Ｖｉ［］のサンプリングデータを用い、Ｐ制御方式、ＰＩ制御方式、ＰＩＤ制御方式等の所定の制御方式に基づいて、電流指令値Ｉ_Ｌｃｏｍ［］を演算する。この後、電流指令値Ｉ_Ｌｃｏｍ［］に達する時比率Ｄ［］を求めるときには、（６）式に示すように、正の傾斜を示すスロープ補償値ｍｓを用いている。そして、インダクタ電流Ｉ_Ｌのオン期間中の傾斜ｍ_ＯＮ［ｎ］を一時的に大きくし、インダクタ電流Ｉ_Ｌのピーク演算値が次回の電流指令値Ｉ_Ｌｃｏｍ［ｎ］に達するように制御している。

【数6】

【0030】

この（６）式において、右辺第２項はｎ－１周期目のオン期間中におけるインダクタ電流Ｉ_Ｌの増加分を示す。右辺第３項はｎ－１周期目のオフ期間中におけるインダクタ電流Ｉ_Ｌの減少分を示す。また右辺第４項はｎ周期目のオン期間中におけるインダクタ電流Ｉ_Ｌの増加分、を示す。（６）式の右辺第４項において、下記の（７）式を満たすスロープ補償値ｍｓを用いてスロープ補償することで、スイッチング制御を長期間周期的に繰り返したとしても単位時間毎に誤差を補償できるようになり、サブハーモニック発振を防止できる。

【数7】

【0031】

しかしながら、背景技術欄に説明したようにスロープ補償値ｍｓを大きくしすぎると、実際のオン期間中の傾斜ｍ_ＯＮ［ｎ］との間の乖離が大きくなる場合には高速応答できなくなるため、最適なスロープ補償値ｍｓを導出する工数がかかる。

【0032】

・本実施形態の技術的意義
そこで発明者らは、スイッチング制御が繰り返されたときでもスロープ補償値ｍｓを用いることなく誤差を収束させることが可能な条件を探索した。発明者らは、時比率変更単位周期Ｎ×スイッチング周期Ｔｓの度に時比率Ｄ［］を変更するピーク電流モード制御方式を考慮している。時比率変更単位周期Ｎは、１以上の整数値である。以下では、電流目標設定周期をＭとして説明する。

【0033】

図４には定常状態におけるインダクタ６に流れる目標電流を破線で示しており、インダクタ６に流れる実際のインダクタ電流Ｉ_Ｌの一例を実線で示している。理想的な定常電流は、所定の高電流値Ｉ_ＨＩと所定の低電流値Ｉ_ＬＯとの間で上下変動を繰り返すようになる。実際のインダクタ電流Ｉ_Ｌとインダクタ６の理想的な定常電流との誤差の初期値をΔＩ_Ｌ（０）とすると、その後のＮ周期目のスイッチング周期（＝Ｎ・Ｔｓ）を終了した後の誤差ΔＩ_Ｌ（Ｎ・Ｔｓ）は、下記の（８）式のように表すことができる。

【数8】

【0034】

（８）式に示すように、スイッチング周期Ｔｓの一回分に生じる電流誤差がＮ回積算されることで最終的な誤差ΔＩ_Ｌ（Ｎ・Ｔｓ）となる。このときの時比率Ｄの誤差ΔＤはＮ周期の間で一定と仮定している。インダクタ電流Ｉ_Ｌの誤差の基準値ΔＩ_Ｌ（０）は、Ｍ回目に目標電流値に達するまでの誤差電流積算値に相当し、（９）式のように表すことができる。

【数9】

【0035】

（９）式をΔＤ・Ｔｓについて解くと（１０）式のようになる。

【数10】

（１０）式を（８）式に代入すると（１１）式のようになる。

【数11】

【0036】

インダクタ６に理想的な定常電流が流れているとき、時比率Ｄはオン期間中の傾斜ｍ_ＯＮ、オフ期間中の傾斜ｍ_ＯＦＦとの間で一意に決定される。このため、時比率Ｄと傾斜ｍ_ＯＮ及びｍ_ＯＦＦとの定常状態の関係性に基づいて（１１）式を展開すると、下記の（１２）式のようになる。

【数12】

【0037】

Ｎ周期を経過したときの誤差電流ΔＩ_Ｌ（Ｎ・Ｔｓ）の絶対値が（１３）式に示すように１未満となるとき、その後も同様のピーク電流モード制御方式を継続することで、理想的な定常電流にいずれ収束することになり、ハーモニック発振を生じることもなくなる。

【数13】

【0038】

この（１３）式を時比率Ｄについて解くと（１４）式のようになる。

【数14】

【0039】

時比率Ｄは１以下であるため（１５）式のように表すことができる。

【数15】

【0040】

この（１５）式に示す電流目標設定周期Ｍ、時比率変更単位周期Ｎの関係性を満たせば、スロープ補償を不要にできる。すなわち、時比率変更単位周期Ｎ＝１とすれば、電流目標設定周期Ｍ＝２以上の整数値とすれば良く、時比率変更単位周期Ｎ＝２とすれば、電流目標設定周期Ｍ＝２以上とすれば良い。

【0041】

また時比率変更単位周期Ｎ＝３とすれば、電流目標設定周期Ｍ＝３以上とすれば良く、時比率変更単位周期Ｎ＝４とすれば、電流目標設定周期Ｍ＝３以上とすれば良い。時比率変更単位周期Ｎを大きくすれば、単位時間あたりの時比率Ｄの演算回数を少なくでき、演算量を少なくできる。演算量を少なくできれば、低スペックのデジタル演算回路１０を用いても、より高いスイッチング周波数に対応可能になる。例えば、時比率変更単位周期Ｎを１より大きくすることで、演算時間のボトルネックを回避できる。

【0042】

逆に、出力電圧Ｖｏが目標に到達する応答性能を重視すれば、時比率変更単位周期Ｎ、及び、電流目標設定周期Ｍを極力小さくすることが望ましく、時比率変更単位周期Ｎ＝１にすると良い。このとき（１５）式の条件を満たす電流目標設定周期Ｍ＝２とすることが望ましい。

【0043】

・ステップＳ３における時比率Ｄ［］の演算方法の具体例
上記のように時比率変更単位周期Ｎ＝１、電流目標設定周期Ｍ＝２とした場合の具体例を説明する。特に、図２のステップＳ３における時比率Ｄ［］の演算方法の具体例を説明する。デジタル演算回路１０は、過去の出力電圧Ｖｏ［］のサンプリングデータを用いてＰ制御方式、ＰＩ制御方式又はＰＩＤ制御方式等の所定の制御方式に基づいて、電流指令値Ｉ_Ｌｃｏｍ［］を演算する。デジタル演算回路１０は、過去の出力電圧Ｖｏ［］のサンプリングデータと共に過去の入力電圧Ｖｉ［］のサンプリングデータを用いて電流指令値Ｉ_Ｌｃｏｍ［］を演算するようにしても良い。

【0044】

例えば、デジタル演算回路１０は、図３のタイミングｔ０よりも前の例えば過去の直近の出力電圧Ｖｏ［ｎ－２］のサンプリングデータを用いて電流指令値Ｉ_Ｌｃｏｍ［ｎ－１］を演算する。例えば、出力電圧Ｖｏ［ｎ－２］が高ければ電流指令値Ｉ_Ｌｃｏｍ［ｎ－１］を低く設定し、出力電圧Ｖｏ［ｎ－２］が低ければ電流指令値Ｉ_Ｌｃｏｍ［ｎ－１］を高く設定すると良い。

【0045】

図３に例示したように、出力電圧Ｖｏは、インダクタ電流Ｉ_Ｌの変化に応じて位相遅れを生じながら緩やかに変化する。前述したように、時比率変更単位周期Ｎ＝１、電流目標設定周期Ｍ＝２とすることで、デジタル演算回路１０は、Ｍ＝２周期目にインダクタ電流Ｉ_Ｌのピーク演算値が電流指令値Ｉ_Ｌｃｏｍ［ｎ－１］に達するように時比率Ｄ［ｎ－１］を演算する。制御装置９は、デジタル演算回路１０により演算された時比率Ｄ［ｎ－１］に基づいてスイッチング素子４を駆動する。

【0046】

その後のタイミングｔ０～ｔ１のスイッチング周期Ｔｓでも同様に、デジタル演算回路１０は、過去直近の出力電圧Ｖｏ［ｎ－１］のサンプリングデータを用いて電流指令値Ｉ_Ｌｃｏｍ［ｎ］を演算する。

【0047】

図５に例示したように、タイミングｔ０～ｔ１のスイッチング周期Ｔｓでも同様に、デジタル演算回路１０は、Ｍ＝２周期目にインダクタ電流Ｉ_Ｌのピーク演算値が電流指令値Ｉ_Ｌｃｏｍ［ｎ］に達するように時比率Ｄ［ｎ］を演算する。制御装置９は、デジタル演算回路１０により演算された時比率Ｄ［ｎ－１］に基づいてタイミングｔ１～ｔ２にてスイッチング素子４を駆動する。

【0048】

その後のタイミングｔ２以降も同様に、制御装置９がピーク電流モード制御方式に係るスイッチング制御を繰り返す。すると図６に例示したように、インダクタ電流Ｉ_Ｌが電流指令値Ｉ_Ｌｃｏｍ［ｎ＋１］に達する。これにより制御装置９は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１のサブハーモニック発振を防ぎながら、インダクタ電流Ｉ_Ｌが電流指令値Ｉ_Ｌｃｏｍ［］に達するようにスイッチング制御できる。

【0049】

以上説明したように、本実施形態に係る制御装置９によれば、過去のスイッチング周期Ｔｓにおける入力電圧Ｖｉ、出力電圧Ｖｏ、インダクタ６に流れるインダクタ電流Ｉ_Ｌのサンプリング結果を取得し、インダクタ電流Ｉ_Ｌのピーク演算値が電流目標設定周期Ｍにて電流指令値Ｉ_Ｌｃｏｍに達するように時比率変更単位周期Ｎ×スイッチング周期Ｔｓの間の時比率Ｄ［］を演算している。このとき、電流目標設定周期Ｍが、時比率変更単位周期Ｎの二分の一より後のＭ≧Ｎ／２＋１の条件を満たす整数値に設定されているときには、スロープ補償することなくサブハーモニック発振を防ぐことができる。

【0050】

また、本実施形態によれば、Ａ／Ｄ変換器１３～１５のサンプリング周期は、スイッチング周期Ｔｓの１サイクルに１回としている。このためＡ／Ｄ変換器１３～１５のサンプリング周期を短縮する必要がなくなり、より高いスイッチング周波数にて動作させる場合でも対応できる。制御装置９のデジタル演算回路１０は、過去の二回分のインダクタ電流Ｉ_Ｌのサンプリング結果に基づいて、インダクタ電流Ｉ_Ｌがピーク演算値に到達する時比率Ｄ［］を演算することで、スイッチング周期Ｔｓの度にサンプリングしながらピーク電流モード制御方式によるスイッチング制御を実現できる。
本実施形態によればフルデジタル化して構成できる。

【0051】

（他の実施形態）
本発明は、前述実施形態の構成例に限定されるものではなく、様々な変形又は拡張が可能である。また例えば、前述の各実施形態の構成を組み合わせて適用することも可能である。

【0052】

ＤＣ／ＤＣコンバータ１として、Ｂｕｃｋコンバータを例示した形態を説明したが、これに限定されるものではない。例えば、フォワードコンバータを適用しても良いし、他種類のＤＣ／ＤＣコンバータを適用しても良いし、その種類は限られるものではない。またＤＣ／ＤＣコンバータ１は降圧型でも昇圧型でも適用できる。また、入力電圧Ｖｉのサンプリングデータを用いて、傾斜ｍ_ｏｆｆを（出力電圧Ｖｏ－入力電圧Ｖｉ）／インダクタンス値Ｌの関係式に基づいて算出し、傾斜ｍ_ｏｎの演算を行うようにしてもよい。

【0053】

スイッチング素子４はどのような種類のトランジスタを用いて構成しても良い。スイッチング素子４は、例えばバイポーラ形のＮＰＮトランジスタ、ＰＮＰトランジスタなどを用いて構成しても良い。

【0054】

本開示に記載の制御装置９のデジタル演算回路１０及びその手法は、コンピュータプログラムにより具体化された一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリーを構成することによって提供された専用コンピュータにより実現されてもよい。あるいは、本開示に記載の制御装置９のデジタル演算回路１０及びその手法は、一つ以上の専用ハードウェア論理回路によってプロセッサを構成することによって提供された専用コンピュータにより実現されてもよい。

【0055】

もしくは、本開示に記載の制御装置９のデジタル演算回路１０及びその手法は、一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリーと一つ以上のハードウェア論理回路によって構成されたプロセッサとの組み合わせにより構成された一つ以上の専用コンピュータにより実現されてもよい。また、コンピュータプログラムは、コンピュータにより実行されるインストラクションとして、コンピュータ読み取り可能な非遷移有形記録媒体に記憶されていてもよい。

【0056】

前述実施形態の一部を、課題を解決できる限りにおいて省略した態様も実施形態と見做すことが可能である。また、特許請求の範囲に記載した文言によって特定される発明の本質を逸脱しない限度において、考え得るあらゆる態様も実施形態と見做すことが可能である。

【0057】

本発明は、前述した実施形態に準拠して記述したが、本発明は当該実施形態や構造に限定されるものではないと理解される。本発明は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本発明の範畴や思想範囲に入るものである。

【符号の説明】

【0058】

図面中、１はＤＣ／ＤＣコンバータ、６はインダクタ、９は制御装置、Ｖｉは入力電圧、Ｖｏは出力電圧、Ｉ_Ｌはインダクタ電流、Ｍは電流目標設定周期、Ｎは時比率変更単位周期、を示す。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】