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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】特許公報(B1)
(11)【特許番号】
(24)【登録日】2023-03-29
(45)【発行日】2023-04-06
(54)【発明の名称】アンテナおよび回路基板
(51)【国際特許分類】
H01P 5/08 20060101AFI20230330BHJP
H01P 5/16 20060101ALI20230330BHJP
H01Q 13/08 20060101ALI20230330BHJP
【ＦＩ】
H01P5/08 Z
H01P5/16 C
H01Q13/08
【請求項の数】
10
(21)【出願番号】P 2021212021
(22)【出願日】2021-12-27
【審査請求日】2022-07-13
【早期審査対象出願】
(73)【特許権者】
【識別番号】000006758
【氏名又は名称】株式会社ヨコオ
(74)【代理人】
【識別番号】100099324
【弁理士】
【氏名又は名称】鈴木 正剛
(72)【発明者】
【氏名】水野 浩年
(72)【発明者】
【氏名】小和板 和博
【審査官】佐藤 当秀
(56)【参考文献】
【文献】国際公開第２０２１／１４０７３８（ＷＯ，Ａ１）
【文献】特開２０１０－０２１６３０（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開２０１０－０２１６３１（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開２００２－０３３６３５（ＪＰ，Ａ）
【文献】米国特許出願公開第２０１４／０３４７１４３（ＵＳ，Ａ１）
【文献】特開平０５－３１５８３４（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開平１０－１５０３２０（ＪＰ，Ａ）
【文献】米国特許出願公開第２００４／００５１５９９（ＵＳ，Ａ１）
(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)
Ｈ０１Ｐ ５／０８
Ｈ０１Ｐ ５／１６
Ｈ０１Ｑ １３／０８
Ｈ０１Ｑ ２１／２４
Ｈ０３Ｈ ７／１８
Ｈ０３Ｈ ７／４２
(57)【特許請求の範囲】
【請求項1】
アンテナエレメントから互いに異なる位相差で入力された複数の入力信号を同相になるように変換して１つの合成信号として出力する回路基板であって、前記複数の入力信号の各々をそれぞれ隣り合う入力信号とシフト方向を逆にして位相シフトするとともに位相シフトした前記複数の入力信号を合成する位相回路部を有し、
前記位相回路部は、それぞれ所定量の位相シフトを行う複数のシングル型移相器が直列に接続されたカスケード型移相器を含んで構成される、回路基板。
【請求項2】
前記複数の入力信号は、第１入力信号と、前記第１入力信号に対して９０度位相が異なる第２入力信号と、第２入力信号に対して９０度位相が異なる第３入力信号と、前記第３入力信号に対して９０度位相が異なる第４入力信号であり、前記位相回路部は、前記第１入力信号をＡ度位相シフトさせ、前記第２入力信号をＢ度位相シフトさせるとともに、前記第３入力信号をＣ度位相シフトさせ、前記第４入力信号をＤ度位相シフトさせて、当該Ａ度位相シフトした第１入力信号と当該Ｂ度位相シフトした第２入力信号を合成した第1合成信号と、当該Ｃ度位相シフトした第３入力信号と当該Ｄ度位相シフトした第４入力信号を合成した第２合成信号を出力する第１位相回路部と（ただし、Ａ＋Ｂ＋Ｃ＋Ｄ＝０）、
前記第１位相回路部から出力された前記第１合成信号をＥ度位相シフトさせる第１のカスケード型移相器と、前記第１位相回路部から出力された前記第２合成信号をＦ度位相シフトさせる第２の前記カスケード型移相器と、を有する第２位相回路部と（ただし、Ｅ＋Ｆ＝－１０以上＋１０以下）、を備える、請求項１に記載の回路基板。
【請求項3】
前記複数の入力信号は、第１入力信号と、前記第１入力信号に対して９０度位相が異なる第２入力信号と、第２入力信号に対して９０度位相が異なる第３入力信号と、前記第３入力信号に対して９０度位相が異なる第４入力信号であり、前記位相回路部は、前記第１入力信号をＡ度位相シフトさせ、前記第２入力信号をＢ度位相シフトさせるとともに、前記第３入力信号をＣ度位相シフトさせ、前記第４入力信号をＤ度位相シフトさせて、当該Ａ度位相シフトした第１入力信号と当該Ｂ度位相シフトした第２入力信号を合成した第1合成信号と、当該Ｃ度位相シフトした第３入力信号と当該Ｄ度位相シフトした第４入力信号を合成した第２合成信号を出力する第１位相回路部と（ただし、Ａ＋Ｂ＋Ｃ＋Ｄ≠０）、
前記第１位相回路部から出力された前記第１合成信号をＥ度位相シフトさせる第１のカスケード型移相器と、前記第１位相回路部から出力された前記第２合成信号をＦ度位相シフトさせる第２の前記カスケード型移相器と、を有する第２位相回路部と（ただし、Ｅ＋Ｆ＝－１０以上＋１０以下）、を備える、請求項１に記載の回路基板。
【請求項4】
前記第１位相回路部は、それぞれ位相シフトした前記第１入力信号と前記第２入力信号、および／又は、それぞれ位相シフトした前記第３入力信号と前記第４入力信号をダイレクトに合成する、請求項２又は３に記載の回路基板。
【請求項5】
前記第２位相回路部は、それぞれ位相シフトした前記２つの合成信号をダイレクトに合成する、請求項２又は３に記載の回路基板。
【請求項6】
請求項１～５のいずれか一項に記載の回路基板と、パッチ電極を有するアンテナエレメントと、を備える、アンテナ。
【請求項7】
請求項１に記載の回路基板と、パッチ電極を有するアンテナエレメントを有し、
前記パッチ電極は、給電位相が９０度異なっている２つ以上の給電端子が形成されている、アンテナ。
【請求項8】
前記アンテナベースの同一面上に、前記アンテナエレメントおよび前記回路基板の組が複数組配置されている、請求項６又は７に記載のアンテナ。
【請求項9】
アンテナエレメントから互いに異なる位相差で入力された４つの入力信号を同相になるように変換して１つの合成信号として出力する回路基板であって、前記４つの入力信号の各々をそれぞれ隣り合う入力信号とシフト方向を逆にして位相シフトするとともに、位相シフトした前記４つの入力信号を２つずつ合成して２つの第１混合信号を出力する第１位相回路部と、
前記２つの第１合成信号の各々をそれぞれシフト方向を逆にして位相シフトするとともに、位相シフトした前記２つの第１合成信号を合成して前記１つの信号を出力する第２位相回路部と、を含み、
前記第１位相回路部と前記第２位相回路部の少なくとも一方が、それぞれ所定量の位相シフトを行う複数のシングル型移相器が直列に接続されたカスケード型移相器を含んで構成される、回路基板。
【請求項10】
請求項９に記載の回路基板と、パッチ電極を有するアンテナエレメントと、を備える、アンテナ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、車両、ロボットのほか、小型軽量化が望まれるドローンのような移動体に搭載可能なアンテナに関する。より詳しくは、例えば、アンテナエレメントから互いに異なる位相差をもって入力される複数の信号の位相差をゼロに近づけて統合する際の位相を合わせる技術に関する。
【背景技術】
【0002】
衛星放送用のアンテナとして４点給電式アンテナが使用されている。４点給電式アンテナは右旋又は左旋の円偏波アンテナの一種であり、受信時は、隣り合う信号とそれぞれ９０度の位相差をもつ４つの受信信号の位相シフトと合成とを行うことで同相になるように変換して１つの合成信号を受信回路へ入力する。送信時は、合成が分配に代わる以外は受信時と逆の流れになる。すなわち、１つの信号を複数の経路に分配し、各経路で位相シフトを行って隣り合う信号と９０度の位相差をもつ４つの送信信号を生成し、これらの送信信号を４点給電式アンテナの各給電点に給電する。
【0003】
このような位相シフトを行う回路のうち、給電用の回路として、特許文献１に開示された４点給電円偏波アンテナ用給電回路が知られている。この給電回路は、第１給電回路、第２給電回路および１８０度合成分配部を有する。第１給電回路は、送信用信号を同相且つ同振幅で２つの経路に分配する。そして、分配された２つの経路と円偏波アンテナの４つの給電点のうち２つの給電点へ給電するための、位相差が９０度となる信号をそれぞれ出力する。第２給電回路も同様にして、送信用信号を円偏波アンテナの４つの給電点のうち残りの２つの給電点へ給電するための、位相差が９０度となる信号をそれぞれ出力する。１８０度合成分配部は、位相差が１８０度となる信号をそれぞれ２つの経路に出力する。
【0004】
特許文献２には、偏波信号受信用のアンテナシステムが開示されている。このアンテナシステムは、それぞれ４つの給電ピンが設けられた二重マイクロストリップパッチ積層構造を有する点で特許文献１のものと異なるが、位相シフトを行う回路の構成は、概ね同一となる。この位相シフトを行う回路は、例えば放射素子１１の４つの給電点で受信された信号Ｓ１１、Ｓ１２、Ｓ１３、Ｓ１４を、それぞれ９０度位相ステップ及び－９０度位相ステップに従って合成し、右旋円偏波信号Ｓ２１と左旋円偏波信号Ｓ２２を出力する合波ブリッジ２１を有する。この合波ブリッジ２１の出力が、低雑音増幅器３１－３４に入力される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0005】
【文献】特開２０２１－１１１８１３号公報
【文献】中国特許出願公開第１１０９９４１９９号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0006】
特許文献１，２における給電回路および位相シフトを行う回路（以下、「給電回路等」）は、２つの信号の一方を－９０度位相シフトし、２つの信号の他方を＋９０度位相シフトして１８０度の位相差で分配し、もしくは０度の位相差で合成する。信号の位相シフトを行う場合、シフトする位相量が大きくなるにつれて，当該信号の通過電力の損失も大きくなる。例えば，対象となる２つの信号のうち一方の位相シフト量を０度とし、他方の信号の位相シフト量を１８０度として，これらの信号を合成したとする。この場合、位相シフト量０の信号については通過電力の損失が生じないことから振幅の減衰が少ないのに対し，位相シフト量１８０度の信号については、通過電力が損失する影響で、振幅の減衰が著しいものとなる。そのため、２つの信号間の振幅差が極端に大きくなり、所望のアンテナ利得が得られる周波数の帯域幅が狭くなってしまう。
【0007】
例えば、ＧＮＳＳ（Global Navigation Satellite System）用の周波数帯として、Ｌ１バンド（１５６０ＭＨｚ～１６０５ＭＨｚ）、Ｌ２バンド（１１９７ＭＨｚ～１２６０ＭＨｚ）、Ｌ５バンド（１１５０ＭＨｚ～１２１０ＭＨｚ）が使用されている。１つのアンテナエレメントと１つの給電回路等とでＬ１バンドあるいはＬ５バンドだけを受信するのであれば、特許文献１，２に開示された回路で充分対応が可能である。しかし、１つのアンテナエレメントと１つの給電回路等でＬ１バンドとＬ２バンド、あるいはＬ１バンドとＬ５バンドの２つのバンドを受信しようとすると、高域側のＬ１バンドか低域側のＬ５バンドあるいはＬ２バンドの一方の利得を犠牲にしなければならなくなる。
このような問題は、円偏波用のアンテナエレメントで受信した複数の信号を合成する場合のみならず、送信信号を円偏波用のアンテナエレメントに給電する際の信号を分配する場合においても同様に生じる。
このような問題は、円偏波用のアンテナエレメントで受信した複数の信号を合成する場合のみならず、送信信号を円偏波用のアンテナエレメントに給電する際の信号を分配する場合においても同様に生じる。
【0008】
本発明の目的の一例は、アンテナエレメントから入力された信号を位相シフトする際の通過電力の損失を広い周波数帯域にわたって抑制することができる位相シフト技術を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【0009】
本発明の一つの態様は、アンテナエレメントと、前記アンテナから所定の位相差をもって入力された複数の入力信号を同相となるように変換して１つの信号として出力する回路基板とを備え、前記回路基板は、前記複数の入力信号の各々を隣り合う入力信号とシフト方向を逆にして位相シフトするとともに位相シフトした前記複数の入力信号を合成する位相回路部を有し、前記位相回路部は、それぞれ所定量の位相シフトを行う複数のシングル型移相器が直列に接続されたカスケード型移相器を含んで構成されるアンテナである。
【0010】
本発明の他の態様は、アンテナエレメントから互いに異なる位相差で入力された４つの入力信号を同相になるように変換して１つの信号として出力する回路基板であって、前記４つの入力信号の各々をそれぞれ隣り合う入力信号とシフト方向を逆にして位相シフトするとともに、位相シフトした前記４つの入力信号を２つずつ合成して２つの第１合成信号を出力する第１位相回路部と、前記２つの第１合成信号の各々をそれぞれシフト方向を逆にして位相シフトするとともに、位相シフトした前記２つの第１合成信号を合成して前記１つの信号を出力する第２位相回路部と、を含み、前記第１位相回路部と前記第２位相回路部の少なくとも一方が、それぞれ所定量の位相シフトを行う複数のシングル型移相器が直列に接続されたカスケード型移相器を含んで構成される回路基板である。
【0011】
複数のシングル型移相器を直列に接続することにより入力された信号に対する位相シフトが分担して徐々に行われる。そのため、１つのシングル型移相器で同量の位相シフトする場合に比べて信号の通過電力の損失を広い周波数帯域にわたって抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【0012】
【図1】第１実施形態におけるアンテナの部品構造例を示す図。
【図2】パッチ電極の構造例を示す図。
【図3】給電回路が回路基板の裏面に設けられた状態を示す斜視図。
【図4】給電回路の回路構成の例示図。
【図6】２段接続のカスケードＰＳの例示図。
【図7】３段接続のカスケードＰＳの例示図。
【図8】－９０度の位相シフトを行う場合の、π型１段ＰＳ、π型２段ＰＳ、π型３段ＰＳの回路構成の例示図。
【図9】－９０度の位相シフトを行う場合の、Ｔ型１段ＰＳ、Ｔ型２段ＰＳ、Ｔ型３段ＰＳの回路回路の例示図。
【図10】＋９０度の位相シフトを行う場合の、π型１段ＰＳ、π型２段ＰＳ、π型３段ＰＳの回路回路の例示図。
【図11】＋９０度の位相シフトを行う場合の、Ｔ型１段ＰＳ、Ｔ型２段ＰＳ、Ｔ型３段ＰＳの回路回路の例示図。
【図12】－９０度π型２段のカスケードＰＳと＋９０度π型２段のカスケードＰＳの例における設計値と基板ストリップラインのリアクタンスとの関係例を示す図。
【図13】基板ストリップラインに調整用リアクタンスを接続した構成例を示す図。
【図14】－９０度π型１段ＰＳの位相シフト量別通過電力の損失の特性図。
【図15】－９０度Ｔ型１段ＰＳの位相シフト量別通過電力の損失の特性図。
【図16】＋９０度π型１段ＰＳの位相シフト量別通過電力の損失の特性図。
【図17】＋９０度Ｔ型１段ＰＳの位相シフト量別通過電力の損失の特性図。
【図18】－９０度π型２段ＰＳの位相シフト量別通過電力の損失の特性図。
【図19】－９０度Ｔ型２段ＰＳの位相シフト量別通過電力の損失の特性図。
【図20】＋９０度π型２段ＰＳの位相シフト量別通過電力の損失の特性図。
【図21】＋９０度Ｔ型２段ＰＳの位相シフト量別通過電力の損失の特性図。
【図22】－９０度π型ＰＳの段数別通過電力の損失の特性比較図。
【図23】－９０度Ｔ型ＰＳの段数別通過電力の損失の特性比較図。
【図24】＋９０度π型ＰＳの段数別通過電力の損失の特性比較図。
【図25】＋９０度Ｔ型ＰＳの段数別通過電力の損失の特性比較図。
【図26】－９０度π型１～３段ＰＳの帯域幅比較図。
【図27】－９０度Ｔ型１～３段ＰＳの帯域幅比較図。
【図28】＋９０度π型１～３段ＰＳの帯域幅比較図。
【図29】＋９０度Ｔ型１～３段ＰＳの帯域幅比較図。
【図30】第２ＣＯＭを省略した給電回路の例示図。
【図31】第１ＣＯＭを省略した給電回路の例示図。
【図32】第１ＣＯＭと第２ＣＯＭとを省略した給電回路の例示図。
【図33】初段のシングルＰＳをカスケードＰＳに置き換えた給電回路の例示図。
【図34】すべてのＣＯＭを備えた給電回路の通過電力の損失の特性図。
【図35】第２ＣＯＭを省略した給電回路の通過電力の損失の特性図。
【図36】第１ＣＯＭを省略した給電回路の通過電力の損失の特性図。
【図37】すべてのＣＯＭを省略した給電回路の通過電力の損失の特性図。
【図38】立体形状のアンテナエレメントの例示図。
【図39】第２実施形態におけるアンテナの構造例を示す側部断面図。
【図40】第３実施形態におけるアンテナの構造例を示す側部断面図。
【図41】第４実施形態におけるアンテナの構造例を示す側部断面図。
【発明を実施するための形態】
【0013】
＜第１実施形態＞
以下、本発明の実施の形態例を説明する。第１実施形態では、本発明を、ＧＮＳＳのＬ１バンドとＬ５バンド、あるいは、Ｌ１バンドとＬ２バンドを同時に受信可能な衛星測位システムのアンテナ（以下、単にアンテナと称する）に適用した場合の例について説明する。便宜上、Ｘ軸、Ｙ軸及びＺ軸の直交三次元軸を図面上に記載する。Ｘ軸はアンテナの長さ方向、Ｙ軸はアンテナの幅方向、Ｚ軸はアンテナの天頂（鉛直上方）方向を表す。
以下、本発明の実施の形態例を説明する。第１実施形態では、本発明を、ＧＮＳＳのＬ１バンドとＬ５バンド、あるいは、Ｌ１バンドとＬ２バンドを同時に受信可能な衛星測位システムのアンテナ（以下、単にアンテナと称する）に適用した場合の例について説明する。便宜上、Ｘ軸、Ｙ軸及びＺ軸の直交三次元軸を図面上に記載する。Ｘ軸はアンテナの長さ方向、Ｙ軸はアンテナの幅方向、Ｚ軸はアンテナの天頂（鉛直上方）方向を表す。
【0014】
第１実施形態におけるアンテナの部品構造例を図１に示す。図１は、アンテナ１の分解組立図である。図１を参照すると、アンテナ１は、アンテナケース１０内に、パッキン１１で気密及び水密に封止されたＧＮＳＳ基板アッセンブリ１２を収容して構成される。
【0015】
アンテナケース１０は、トップカバー１０ａとベースカバー１０ｂとで構成される電波透過性の筐体である。トップカバー１０ａは、若干の丸みを持つ側部と、略正方形状の開口部とを有し、上底部が略正方形となる有底筒状の硬質樹脂箱、例えばプラスチック箱であり、開口部の４つの角部が均等に切り欠かれている。また、各角部の内端部には、それぞれネジ１０１に対応するネジ穴が螺刻されている。ベースカバー１０ｂは、外形が略正方形の環状体であって、４つの角部には、トップカバー１０ａとの位置決めに用いると共にネジ１０１を貫通させる孔が形成された突起部１１１が形成されている。
【0016】
突起部１１１は、ベースカバー１０ｂにトップカバー１０ａを被せたときに、トップカバー１０ａの４つの角部を封止する形状・サイズに成形されている。ベースカバー１０ｂの角部間の４つの辺部の内側にはＧＮＳＳ基板アッセンブリ１２を支持するためのリブ１１２が形成され、１つの辺部には、窪みを有するケーブルガイド１１３が形成されている。ケーブルガイド１１３の窪みは、後述する給電ケーブル１２４の外径以下の径で成形されている。つまり、給電ケーブル１２４を押し込んで保持するように成形されている。
【0017】
ＧＮＳＳ基板アッセンブリ１２は、表裏面を有する薄い絶縁板から成る回路基板１２１と、回路基板１２１の表面のほぼ中央部に設置される誘電体１２２と、誘電体１２２の表面に取り付けられたアンテナエレメントの一例となるパッチ電極１２３と、給電ケーブル１２４と、ゴム、シリコンなどの軟質絶縁体で構成されるパッキン１１とを含んで構成される。
【0018】
回路基板１２１の裏面には，給電回路２０が設けられている。給電ケーブル１２４の一端は給電回路２０の出力端子と導通接続されており、他端はベースカバー１０ｂのケーブルガイド１１３に支持されてアンテナケース１０の外部に露出する。また、給電ケーブル１２４の一端は、パッキン１１によって気密性と水密性が保持されている。なお、ＧＮＳＳ基板アッセンブリ１２は、この形状に限ることはない。取付テープ１３は、ネジ１０１をベースカバー１０ｂの突起部１１１の孔に貫通させるための４つの角部が内側に弧状に切り欠かれており、ベースカバー１０ｂの裏面に貼り付けられている。なお、図示していないが、回路基板１２１の裏面側には、給電回路２０の全部または一部を覆うようにシールドカバーが設けられている。
【0019】
パッチ電極１２３は、地導体（例えば車両ルーフ）と略平行となる所定形状，例えば正方形状の金属板であってよい。パッチ電極１２３は、誘電体１２２の表面の外周から僅かに内側寄りに固着することができる。パッチ電極１２３の構造例を図２に示す。図２の例では、パッチ電極１２３には、その中心点から等距離、等間隔、かつ点対称となる位置に、後述する回路基板１２１の４つの基板端子部と１対１に対応する４つの給電端子部ｐ１１，ｐ１２，ｐ１３，ｐ１４が形成されている。パッチ電極１２３の中心点と各給電端子部ｐ１１，ｐ１２，ｐ１３，ｐ１４の位置との距離は、例えば、使用する周波数帯でパッチ電極１２３のインピーダンスの整合（例えば、５０オーム）がとれる距離に設定される。
【0020】
パッチ電極１２３には、その外周の内側で、各給電端子部ｐ１１，ｐ１２，ｐ１３，ｐ１４に対しては外側に、正方形の各辺に沿って４つのスロットＳＬ１、ＳＬ２、ＳＬ３、ＳＬ４が形成されている。「スロット」は金属板が切り欠かれた部分をいう。各スロットＳＬ１、ＳＬ２、ＳＬ３、ＳＬ４は、パッチ電極１２３の中心点を通る対称軸に対して線対称で、かつ、中心点に対して点対称に位置する。
【0021】
また、４つのスロットＳＬ１、ＳＬ２、ＳＬ３、ＳＬ４のうち、各辺と平行となる直線部分の略中間位置にはミアンダ（蛇行）部ＳＬ１ｍ、ＳＬ２ｍ、ＳＬ３ｍ、ＳＬ４ｍが形成されている。給電端子部ｐ１１，ｐ１２，ｐ１３，ｐ１４は、直近のミアンダ部ＳＬ１ｍ、ＳＬ２ｍ、ＳＬ３ｍ、ＳＬ４ｍのほぼ中央部に形成されている。ミアンダ部ＳＬ１ｍ、ＳＬ２ｍ、ＳＬ３ｍ、ＳＬ４ｍは、それが無い場合よりも電気長を長くし、送受信周波数を低くするために形成される。そのため、ミアンダ部ＳＬ１ｍ、ＳＬ２ｍ、ＳＬ３ｍ、ＳＬ４ｍのサイズを製造後又は製造前に適宜調整することで送受信可能周波数の微調整が可能になり、設計の自由度が増し、要求される送受信帯域に柔軟に対応可能となる。
【0022】
第１実施形態では、４つの給電端子部ｐ１１，ｐ１２，ｐ１３，ｐ１４が、パッチ電極１２３の中心点から等距離で１つずつ存在する。そして、各給電端子部ｐ１１，ｐ１２，ｐ１３，ｐ１４における給電位相（給電時の位相、以下同じ）が隣り合う他の給電端子部ｐ１１，ｐ１２，ｐ１３，ｐ１４の給電位相と９０度ずつ異なっている。そのため、パッチ電極１２３は、一辺の長さ及び誘電体１２２の誘電率に起因する共振条件を満たす周波数の電波を送受信するアンテナ動作と、スロットＳＬ１、ＳＬ２、ＳＬ３、ＳＬ４、ミアンダ部ＳＬ１ｍ、ＳＬ２ｍ、ＳＬ３ｍ、ＳＬ４ｍの電気長をも考慮した共振条件を満たす周波数の電波を送受信するスロット動作とを行う。
【0023】
共振条件を満たす周波数は、アンテナ動作においては、パッチ電極１２３の一辺の長さ及び誘電体１２２の誘電率から定まる電気長が略１／２波長（及びその整数倍）となる周波数である。スロット動作においては、ミアンダ部ＳＬ１ｍ、ＳＬ２ｍ、ＳＬ３ｍ、ＳＬ４ｍ及びスロットＳＬ１、ＳＬ２、ＳＬ３、ＳＬ４の全長及び誘電体１２２の誘電率から定まる電気長が略１／２波長（及びその整数倍）となる周波数である。ミアンダ部ＳＬ１ｍ、ＳＬ２ｍ、ＳＬ３ｍ、ＳＬ４ｍ及びスロットＳＬ１、ＳＬ２、ＳＬ３、ＳＬ４の全長は、例えば、スロットの一端から他端までの縁の長さ及びミアンダ部の一端から他端までの縁の長さである。
【0024】
線対称及び点対称の位置で、等振幅で順次隣り合う給電端子部との間に９０度の位相をシフトしながら４点給電を行うため、パッチ電極１２３で受信される電波は円偏波となる。位相のシフト量が、パッチ電極１２３の上面から見て右回りに大きくなる場合は右旋円偏波となり、左回りに大きくなる場合は左旋円偏波となる。つまり、第１実施形態によれば、ＧＮＳＳの２周波数帯（例えばＬ１バンドとＬ５バンド、あるいは、Ｌ１バンドとＬ２バンド）の円偏波の受信を１つのアンテナ１で実現することが容易になる。
【0025】
なお、第１実施形態では、パッチ電極１２３の正方形の各辺に沿って、ミアンダ部を形成したスロットを設けたことについて説明したが、スロットは、パッチ電極１２３の中心点を通る対称軸に対して線対称で、かつ、中心点に対して点対称に位置していれば、いずれの形状（例えば、ミアンダ部を設けない形状）でも、いずれの箇所（例えば、パッチ電極の正方形の各角部に沿った箇所）でもよい。
【0026】
次に、回路基板１２１について説明する。回路基板１２１は、低通過損失の位相シフトを行う給電回路２０を有する。図３は、給電回路２０が回路基板１２１の裏面に設けられた状態を示す斜視図である。図３ではその詳細を省略しているが、給電回路２０は、回路基板１２１の裏面にプリント形成された分布定数線路（導体パターン群）と受動素子を含む集中定数回路で構成することができる。あるいは、すべて分布定数線路で給電回路２０を構成することもできる。
【0027】
給電回路２０の回路構成例を図４に示す。また、給電回路２０を図４のように構成したときの信号状態を図５に示す。給電回路２０は、４つの基板端子部ｐ２１，ｐ２２，ｐ２３，ｐ２４と、第１位相回路部２００Ａと、第２位相回路部２００Ｂと、１つの出力端子ｓ３１と、を有する。基板端子部ｐ２１，ｐ２２，ｐ２３，ｐ２４は、それぞれパッチ電極１２３に形成された４つの給電端子部ｐ１１，ｐ１２，ｐ１３，ｐ１４と１対１に導電ピン等で導通接続される。出力端子ｓ３１は、回路基板１２１内にある増幅部（ＡＭＰ）に接続された後上述の給電ケーブル１２４を介して外部装置と導通接続される。
【0028】
基板端子部ｐ２１には、給電端子部ｐ１１から基準位相となる第１入力信号ｓ１が入力される。基準位相は、他の第１入力信号ｓ２～ｓ４に対する位相差の起点となる位相角であり、０度あってもよいが，０度以外であってもよい。基板端子部ｐ２２には、給電端子部ｐ１２から第１入力信号ｓ１に対して９０度位相がずれた第２入力信号ｓ２が入力される。基板端子部ｐ２３には給電端子部ｐ１３から第２入力信号ｓ２に対して９０度位相がずれた第３入力信号ｓ３が入力される。基板端子部ｐ２４には給電端子部ｐ１４から第３入力信号ｓ３に対して９０度位相がずれた第３入力信号ｓ３が入力される。
【0029】
パッチ電極１２３の円偏波信号の受信タイミングにより生じる上記基準位相が０度である場合、第２入力信号ｓ２の位相差は－９０度、第３入力信号ｓ３の位相差は－１８０度、第４入力信号の位相差は－２７０度となる。また、図示の例は右旋円偏波信号の例であり、左旋円偏波信号の場合、第２入力信号ｓ２の位相差「ｓ１－９０度」は「ｓ１＋９０度」となる。第３入力信号ｓ３、第４入力信号ｓ４についても同様である。このように、隣り合う給電点の各入力信号ｓ１～ｓ４は、隣り合う給電点の入力信号に対して９０度の位相差を持つものとなる。
【0030】
第１位相回路部２００Ａは、基板端子部ｐ２１～ｐ２４と各々１対１に対応するＭＣ（マッチング回路の略、以下同じ）２１１，２１２，２１３，２１４を有する。ＭＣ２１１～２１４は、パッチ電極１２３と給電回路２０との間のインピーダンス整合を行う回路であり、４つの回路がすべて同じ形状・面積の導体パターン及び配置関係で、集中定数回路、分布定数回路あるいはこれらの組み合わせにより実装することができる。
【0031】
ＭＣ２１１には、第１入力信号ｓ１に対してＡ度の位相シフトを行う第１シングルＰＳ（シングルＰＳはシングル型の移相器ないし位相シフト回路、以下同じ）２２１が接続されている。ＭＣ２１２には第２入力信号ｓ２に対してＢ度の位相シフトを行う第２シングルＰＳ２２２が接続されている。ＭＣ２１３には第３入力信号ｓ３に対してＣ度の位相シフトを行う第３シングルＰＳ２２３が接続されている。ＭＣ２１４には第４入力信号ｓ４に対してＤ度の位相シフトを行う第４シングルＰＳ２２４が接続されている。
なお、ＭＣ２１１～２１４は，適宜省略することができる。ＭＣ２１１～２１４を省略することで給電回路２０の構成が簡略化され、回路基板１２１の小型化、ひいてはアンテナ１の小型軽量化を図ることができる。
なお、ＭＣ２１１～２１４は，適宜省略することができる。ＭＣ２１１～２１４を省略することで給電回路２０の構成が簡略化され、回路基板１２１の小型化、ひいてはアンテナ１の小型軽量化を図ることができる。
【0032】
位相差が０度となるように位相シフトされた２つの信号ｓｆ１１、ｓｆ１２は、第１ＣＯＭ（ＣＯＭは合成部、以下同じ）２３１で合成され、１つの第１合成信号ｍ１１として第１カスケードＰＳ（カスケードＰＳはカスケード型の移相器ないし位相シフト回路、以下同じ）２４１に入力される。位相差が０度となるように位相シフトされた他の２つの信号ｓｆ１３、ｓｆ１４は、もう１つの第１ＣＯＭ２３２で合成され、１つの第１合成信号ｍ１２として第２カスケードＰＳ２４２に入力される。
【0033】
第１カスケードＰＳ２４１は、所定量の位相シフトを行う複数のシングルＰＳを直列に接続し、第１合成信号ｍ１１に対して合計でＥ度の位相シフトを行って、信号ｓｆ２１を出力する。第２カスケードＰＳ２４２も同様に、所定量の位相シフトを行う複数のシングルＰＳを直列に接続し、もう１つの第１合成信号ｍ１２に対して合計でＦ度の位相シフトを行って、信号ｓｆ２２を出力する。このようにして位相シフトされた２つの信号ｓｆ２１，ｓｆ２２は、第２ＣＯＭ２５１で合成され、１つの第２合成信号ｍ２１として出力端子ｓ３１から後段のＡＭＰ等に向けて出力される。
【0034】
なお、位相シフト量であるＡ度とＢ度、Ｃ度とＤ度、Ｅ度とＦ度は、それぞれ一方と他方のシフト方向（極性表記）が逆となる。各シングルＰＳ２２１～２２４と各カスケードＰＳ２４１，２４２が、それぞれ理想素子を伝送時の位相変化を無視できる伝送線路で接続して構成されると仮定すると、ある態様での設計値（理想値）は、ＡとＣが＋４５、ＢとＤが－４５、Ｅが＋９０、Ｆが－９０となる。この場合、Ｅ度とＦ度との位相差は１８０度となる。しかし、実際の各シングルＰＳ２２１～２２４、各カスケードＰＳ２４１，２４２には、後述する通り、位相シフト量が必ずしも設計値どおりにならない事情がある。そのため、例えば以下に示される様々なパターンを適宜採用することができるが、いずれもほぼ当該数字に近似する位相シフト量となる。
【0035】
・第１パターン：Ａ＝Ｃ＝＋４５、Ｂ＝Ｄ＝－４５、
Ｅ＝＋９０、Ｆ＝－９０。
・第２パターン：Ａ＝＋６０、Ｂ＝－３０、Ｃ＝＋６０、Ｄ＝－３０、
Ｅ＝＋９０、Ｆ＝－９０。
・第３パターン：Ａ＝＋６０、Ｂ＝－３０、Ｃ＝＋５０、Ｄ＝－４０、
Ｅ＝＋９０、Ｆ＝－８０。
これらのパターンは一例であり、これらに限ることはない。
なお、本発明は、基板端子部ｐ２１～ｐ２４にそれぞれ位相差をもって入力された入力信号ｓ１～ｓ４が第１カスケードＰＳ２４１と第２カスケード２４２の出力で位相差０度になっていれば実施が可能なので、Ａ～Ｆは、上記３つのパターンに限られない。また、各入力信号ｓ１～ｓ４が左旋円偏波信号の場合、上記Ａ～Ｆの極性は、上記と逆になる。
Ｅ＝＋９０、Ｆ＝－９０。
・第２パターン：Ａ＝＋６０、Ｂ＝－３０、Ｃ＝＋６０、Ｄ＝－３０、
Ｅ＝＋９０、Ｆ＝－９０。
・第３パターン：Ａ＝＋６０、Ｂ＝－３０、Ｃ＝＋５０、Ｄ＝－４０、
Ｅ＝＋９０、Ｆ＝－８０。
これらのパターンは一例であり、これらに限ることはない。
なお、本発明は、基板端子部ｐ２１～ｐ２４にそれぞれ位相差をもって入力された入力信号ｓ１～ｓ４が第１カスケードＰＳ２４１と第２カスケード２４２の出力で位相差０度になっていれば実施が可能なので、Ａ～Ｆは、上記３つのパターンに限られない。また、各入力信号ｓ１～ｓ４が左旋円偏波信号の場合、上記Ａ～Ｆの極性は、上記と逆になる。
【0036】
次に、第１カスケードＰＳ２４１および第２カスケードＰＳ２４２の具体的な構成例について説明する。各カスケードＰＳ２４１，２４２は、それぞれ所定量の位相シフトを行う複数のシングルＰＳを直列に接続して構成される。
【0037】
【0038】
図６の例では、第１カスケードＰＳ２４１が、位相シフト量Ｎ度の初段シングルＰＳ６１１と位相シフト量Ｍ度の次段シングルＰＳ６１２とを直列に接続して構成される。また、第２カスケードＰＳ２４２が、位相シフト量Ｐ度の初段シングルＰＳ６２１と位相シフト量Ｑ度の次段シングルＰＳ６２２とを直列に接続して構成される。Ｎ，Ｍ，Ｐ，Ｑの関係は下記の通りである。ただし、各入力信号ｓ１～ｓ４が左旋円偏波信号の場合、Ｎ，Ｍ，Ｐ，Ｑの極性は上記と逆になる。
・＋Ｎ＋Ｍ＝Ｅ
・＋Ｐ＋Ｑ＝Ｆ
・＋Ｎ＋Ｍ＝Ｅ
・＋Ｐ＋Ｑ＝Ｆ
【0039】
図７の例では、第１カスケードＰＳ２４１を、位相シフト量Ｘ度の初段シングルＰＳ７１１と、位相シフト量Ｙ度の次段シングルＰＳ７１２と、位相シフト量Ｚ度の三段シングルＰＳ７１３とを直列に接続して構成される。また、第２カスケードＰＳ２４２を、位相シフト量Ｕ度の初段シングルＰＳ７２１と位相シフト量Ｖ度の次段シングルＰＳ７２２と、位相シフト量Ｗ度の三段シングルＰＳ７２３とを直列に接続して構成される。Ｘ，Ｙ，Ｚ，Ｕ，Ｖ，Ｗの関係は下記の通りである。ただし、各入力信号ｓ１～ｓ４が左旋円偏波信号の場合、Ｘ，Ｙ，Ｚ，Ｕ，Ｖ，Ｗの極性は上記と逆になる。
・＋Ｘ＋Ｙ＋Ｚ＝Ｅ
・＋Ｕ＋Ｖ＋Ｗ＝Ｆ
・＋Ｘ＋Ｙ＋Ｚ＝Ｅ
・＋Ｕ＋Ｖ＋Ｗ＝Ｆ
【0040】
各カスケードＰＳ２４１，２４２は、それぞれカットオフ周波数（遮断周波数）がＧＮＳＳ周波数帯のバンドエッジ近傍となる周波数に設定されたπ型回路あるいはＴ型回路で構成することができる。π型回路、Ｔ型回路は、インダクタとコンデンサとをπ型あるいはＴ型で組み合わせた公知の回路構成である。複数のシングルＰＳ６１１，６１２，６２１，６２２，７１１～７１３，７２１～７２３をすべてπ型回路あるいはＴ型回路で構成してもよいが、両者を組み合わせてもよい。
【0041】
以下、説明の便宜上、上記の位相シフト量Ｅ度を＋９０度、位相シフト量Ｆ度を－９０度とし、第１カスケードＰＳ２４１および第２カスケードＰＳ２４２のように２段又は３段のシングルＰＳで分担して信号の位相をシフトした場合の通過電力の損失の特性について説明する。便宜上、π型回路で構成されたシングルＰＳを「π型１段」、Ｔ型回路で構成されたシングルＰＳを「Ｔ型１段」と称することがある。また、直列接続された２つのπ型回路で構成されたカスケードＰＳを「π型２段」、直列接続された３つのπ型回路で構成されたカスケードＰＳを「π型３段」、直列接続された２つのＴ型回路で構成されたカスケードＰＳを「Ｔ型２段」、直列接続された３つのＴ型回路で構成されたカスケードＰＳを「Ｔ型３段」と称することがある。
【0042】
まず、回路構成例について説明する。図８は、－９０度の位相シフトを行う場合の、π型１段ＰＳ、π型２段ＰＳ、π型３段ＰＳの回路構成例である。π型１段ＰＳは、それぞれ他端が接地されている２つのコンデンサＣ１０１、Ｃ１０２の一端間にインダクタＬ１０１が接続される。π型２段ＰＳは、それぞれ他端が接地されている２つのコンデンサＣ２０１、Ｃ２０２の一端間にインダクタＬ２０１が接続され、さらに、それぞれ他端が接地されている２つのコンデンサＣ２０２、Ｃ２０３の一端間にインダクタＬ２０２が接続される。真ん中のコンデンサＣ２０２は、直列接続された際に並列となる２つのコンデンサを１つにして素子数を減らしたものである。π型３段ＰＳは、それぞれ他端が接地されている２つのコンデンサＣ３０１、Ｃ３０２の一端間にインダクタＬ３０１が接続され、それぞれ他端が接地されている２つのコンデンサＣ３０２、Ｃ３０３の一端間にインダクタＬ３０２が接続され、さらに、それぞれ他端が接地されている２つのコンデンサＣ３０３、Ｃ３０４の一端間にインダクタＬ３０３が接続される。コンデンサＣ３０２，Ｃ３０３は、それぞれ直列接続された際に並列となる２つのコンデンサを１つにして素子数を減らしたものである。
【0043】
図９は、－９０度の位相シフトを行う場合の、Ｔ型１段ＰＳ、Ｔ型２段ＰＳ、Ｔ型３段ＰＳの回路構成例である。Ｔ型１段ＰＳは、直列接続された２つのインダクタＬ１１１，Ｌ１１２の間に、他端が接地されているコンデンサＣ１１１が接続される。Ｔ型２段ＰＳは、２つのインダクタＬ２１１，Ｌ２１２の間に他端が接地されているコンデンサＣ２１１が接続され、２つのインダクタＬ２１２，Ｌ２１３の間に、他端が接地されているコンデンサＣ２１２が接続される。真ん中のインダクタＬ２１２は、直列接続された際に直列接続となる２つのインダクタを１つにして素子数を減らしたものである。Ｔ型３段ＰＳは、２つのインダクタＬ３１１，Ｌ３１２の間に他端が接地されているコンデンサＣ３１１が接続され、もう１組の２つのインダクタＬ３１２，Ｌ３１３の間に、他端が接地されているコンデンサＣ３１２が接続され、さらにもう１組の２つのインダクタＬ３１３，Ｌ３１４の間に、他端が接地されているコンデンサＣ３１３が接続される。インダクタＬ３１２，Ｌ３１３は、それぞれ直列接続された際に直列となる２つのインダクタを１つにして素子数を減らしたものである。
【0044】
図１０は、＋９０度の位相シフトを行う場合の、π型１段ＰＳ、π型２段ＰＳ、π型３段ＰＳの回路構成例である。π型１段ＰＳは、それぞれ他端が接地されている２つのインダクタＬ１２１、Ｌ１２２の一端間にコンデンサＣ１２１が接続される。π型２段ＰＳは、それぞれ他端が接地されている２つのインダクタＬ２２１、Ｌ２２２の一端間にコンデンサＣ２２１が接続され、さらに、それぞれ他端が接地されている２つのインダクタＬ２２２、Ｌ２２３の一端間にコンデンサＣ２２２が接続される。真ん中のインダクタＬ２２２は、直列接続された際に並列となる２つのインダクタを１つにして素子数を減らしたものである。π型３段ＰＳは、それぞれ他端が接地されている２つのインダクタＬ３２１、Ｌ３２２の一端間にコンデンサＣ３２１が接続され、それぞれ他端が接地されている２つのインダクタＬ３２２、Ｌ３２３の一端間にコンデンサＣ３２２が接続され、さらに、それぞれ他端が接地されている２つのインダクタＬ３２３、Ｌ３２４の一端間にコンデンサＣ３２３が接続される。インダクタＬ３２２，Ｌ３２３は、それぞれ直列接続された際に並列となる２つのインダクタを１つにして素子数を減らしたものである。
【0045】
図１１は、＋９０度の位相シフトを行う場合の、Ｔ型１段ＰＳ、Ｔ型２段ＰＳ、Ｔ型３段ＰＳの回路構成例である。Ｔ型１段ＰＳは、直列接続された２つのコンデンサＣ１３１，Ｃ１３２の間に、他端が接地されているインダクタＬ１３１が接続される。Ｔ型２段ＰＳは、２つのコンデンサＣ２３１，Ｃ２３２の間に他端が接地されているインダクタＬ２３１が接続され、２つのコンデンサＣ２３２，Ｃ２３３の間に、他端が接地されているインダクタＬ２３２が接続される。真ん中のコンデンサＣ２３２は、直列接続された際に直列となる２つのコンデンサを１つにして素子数を減らしたものである。Ｔ型３段ＰＳは、２つのコンデンサＣ３３１，Ｃ３３２の間に他端が接地されているインダクタＬ３３１が接続され、もう１組の２つのコンデンサＣ３３２，Ｃ３３３の間に、他端が接地されているインダクタＬ３３２が接続され、さらにもう１組の２つのコンデンサＣ３３３，Ｃ３３４の間に、他端が接地されているインダクタＬ３３３が接続される。コンデンサＣ３３２，Ｃ３３３は、それぞれ直列接続された際に直列となる２つのコンデンサを１つにして素子数を減らしたものである。
【0046】
ここで、図８～１１に示した回路構成を具現化する際に考慮しなければならない事情について触れる。インダクタやコンデンサには同じメーカによる同じ規格品であっても電気的特性にバラツキがあり、理想素子の電気的特性と一致しない場合がある。また、誘電体製の基板に実装する場合、基板の誘電率や伝送線路の長さ等によっては基板ストリップラインのリアクタンスが大きくなり、それが原因で位相シフト量が設計値から大きくずれてしまうことがある。
【0047】
例えば、図１２は、上述した－９０度π型２段のカスケードＰＳと＋９０度π型２段のカスケードＰＳの例における設計値と基板ストリップラインのリアクタンスとの関係例を示す。実線で囲まれたコンデンサＣ２０１、Ｃ２０２、Ｃ２０３、Ｃ２２１，Ｃ２２２、インダクタＬ２０１、Ｌ２０２、Ｌ２２１、Ｌ２２２、Ｌ２２３が設計値であり、破線で示されているＬ１～Ｌ１０が基板ストリップラインのリアクタンスである。この基板ストリップラインのリアクタンスＬ１～Ｌ１０は、Ｌ１，Ｌ２，Ｌ５バンドの周波数帯では、設計値に対して約３０度程度の位相のずれを生じさせることがある。そのため、位相シフト量の設計値が例えば＋９０度であっても実際は約＋６０度程度しか位相がシフトしないことがある。
【0048】
第１実施形態では、図６又は図７に例示される通り、例えばＥ度又はＦ度の位相シフトを直列接続された複数のシングルＰＳの分担で行う。そのため、いずれかのシングルＰＳの電気的特性にバラツキがあっても他のシングルＰＳの電気的特性を逆にすることでそれを補うことができる。また、例えば図６に示すカスケードＰＳ２４１の初段シングルＰＳ６１１と次段シングルＰＳ６１２とを接続する伝送線路の分布定数とカスケードＰＳ２４２の初段シングルＰＳ６２１と次段シングルＰＳ６２２とを接続する伝送線路の分布定数とが互いに相殺しあう長さや面積にすることで、基板ストリップラインのリアクタンスＬ１～Ｌ１０の影響を解消ないし緩和することができる。
【0049】
例えば、設計値で９０度の第１カスケードＰＳ２４１の位相シフト量が基板ストリップラインのリアクタンスＬ１～Ｌ１０の影響で６０度に変化したとする。この場合、誘電体が同じで伝送線路の長さも同じであれば、第２カスケードＰＳ２４２の位相シフト量も基板ストリップラインのリアクタンスＬ１～Ｌ１０の影響で－９０度から－１２０度になる。その結果、２つの第１位相シフト信号ｓｆ２１，ｓｆ２２の位相差は設計値と変わらないものとなる。つまり、基板ストリップラインのリアクタンスＬ１～Ｌ１０を相殺することができる。図７の例でも同じことがいえる。そのため、第１カスケードＰＳ２４１および第２カスケードＰＳ２４２のように、インダクタおよびコンデンサの数を多くし、いずれかの素子にバラツキがあっても他の素子でそれをカバーすることで、素子のバラツキを解消ないし緩和することができる。また、伝送線路の合計長を等しくすることで、基板ストリップラインのリアクタンスＬ１～Ｌ１０を相殺させ易くなる。
【0050】
なお、実際の製造に際しては、基板ストリップラインを一旦形成した後にその長さや面積を変える作業は容易でないことから、調整リアクタンスを基板ストリップラインに挿入することで、簡易に基板ストリップラインのリアクタンスＬ１～Ｌ１０を相殺することができる。図１３は、調整リアクタンスの例として、調整用コンデンサＣ５０１、Ｃ５０２を、１２に示した基板ストリップラインに挿入した例である。なお、調整用コンデンサＣ５０１、Ｃ５０２の挿入位置は、図１３の例に限らず、他の位置であってもよい。また、調整リアクタンスは、調整用インダクタあるいは、調整コンデンサと調整リアクタンスとの組み合わせてあってもよい。また、予め任意の位置に素子接続用の一対の導電性パッドを設けておき、導電性パッドに調整用リアクタンスの一対の端子を事後に接続するようにしてもよい。
【0051】
次に、図１４～図２６を参照して、第１カスケードＰＳ２４１および第２カスケードＰＳ２４２の通過電力の損失（電力ロス）について説明する。図１４～図２５はシミュレーションからの計算値であり、縦軸は通過電力の損失［ｄＢ］、横軸は周波数［ＭＨｚ］である。共振周波数（通過電力の損失がゼロになるときの周波数）は、いずれも約１４００ＭＨｚ（Ｌ２，Ｌ５バンドの下限周波数とＬ１バンドの上限周波数のほぼ中間の周波数）に設定されている。
【0052】
図１４は、－９０度π型１段ＰＳの位相シフト量別通過電力の損失の特性図である。また、図１５は、－９０度Ｔ型１段ＰＳの位相シフト量別通過電力の損失の特性図である。１段ＰＳは、上記のシングルＰＳである。これらの例では、位相シフト量を－１０度から－９０度まで１０度ずつ変化させた場合の通過電力の損失の大きさが示されている。図１４および図１５から明らかな通り、絶対値が３０度以下、特に２０度未満の位相シフト量では、通過電力の損失が殆どないのに対し、位相シフト量の絶対値が３０度を超えて大きくなり、あるいは周波数が高くになるにつれて通過電力の損失が急激に大きくなり、共振周波数が合わせづらくなる。
【0053】
図１６は、＋９０度π型１段ＰＳの位相シフト量別通過電力の損失の特性図である。また、図１７は、＋９０度Ｔ型１段ＰＳの位相シフト量別通過電力の損失の特性図である。これらの例では、位相シフト量を＋１０度から＋９０度まで１０度ずつ変化させた場合の通過損失の大きさが示されている。図１６および図１７から明らかな通り、絶対値が３０度以下、特に２０度未満の位相シフト量では、殆ど通過電力の損失がないのに対し、位相シフト量が３０度を超えて大きくなり、あるいは周波数が高くなるにつれて通過電力の損失が急激に大きくなり、共振周波数が合わせづらくなる。
【0054】
図１８は、－９０度π型２段ＰＳの位相シフト量別通過電力の損失の特性図である。また、図１９は、－９０度Ｔ型２段ＰＳの位相シフト量別通過電力の損失の特性図である。比較の便宜上、図１８には、図１４に示した－９０度π型１段ＰＳの通過電力の損失、図１９には図１５に示した－９０度Ｔ型１段ＰＳの通過電力の損失が、それぞれ－９０度（１段）として併記されている。なお、２段ＰＳ及び後述する３段ＰＳは、上記のカスケードＰＳである。（－１０－８０）度は、図６に示したした「Ｎ」が－１０で「Ｍ」が－８０であることを示す。他の位相シフト量の組み合わせについても同様である。図１８および図１９から明らかな通り、－９０度２段ＰＳにすることで、それがπ型回路であってもＴ型回路であっても、高域側のＬ１バンドの上限周波数から低域側のＬ５バンドあるいはＬ２バンドの下限周波数までの広い周波数範囲で、－９０度１段ＰＳよりも格段に小さい通過電力の損失を維持できることがわかる。
【0055】
図２０は、＋９０度π型２段ＰＳの位相シフト量別通過電力の損失の特性図である。また、図２１は、＋９０度Ｔ型２段ＰＳの位相シフト量別通過電力の損失の特性図である。比較の便宜上、図２０には、図１６に示した＋９０度π型１段ＰＳの通過電力の損失、図２１には図１７に示した＋９０度Ｔ型１段ＰＳの通過電力の損失が、それぞれ９０度（１段）として併記されている。（１０＋８０）度は、図６に示した「Ｎ」が１０で「Ｍ」が８０であることを示す。他の位相シフト量の組み合わせについても同様である。図２０および図２１から明らかな通り、＋９０度２段ＰＳにすることで、それがπ型回路であってもＴ型回路であっても、高域側のＬ１バンドの上限周波数から低域側のＬ５バンドあるいはＬ２バンドの下限周波数までの広い周波数範囲で、＋９０度１段ＰＳよりも格段に小さい通過電力の損失を維持できることがわかる。
【0056】
図２２は、－９０度π型ＰＳの段数別通過電力の損失の特性比較図である。また、図２３は、－９０度Ｔ型ＰＳの段数別通過電力の損失の特性比較図である。１段は－９０度１段ＰＳ、２段は－９０度２段ＰＳ、３段は－９０度３段ＰＳを表す。２段および３段は、便宜上、図６に示した位相量Ｎ，Ｍは共に４５、図７に示した位相量Ｘ，Ｙ，Ｚはいずれも３０である場合の例である。図２２および図２３から明らかな通り、それがπ型回路であってもＴ型回路であっても、合成位相シフト量が同じであれば、段数が多いほど高域側のＬ１バンドの上限周波数から低域側のＬ５バンドあるいはＬ２バンドの下限周波数までの広い周波数範囲で小さい通過電力の損失を維持できることがわかる。
【0057】
図２４は、＋９０度π型ＰＳの段数別通過電力の損失の特性比較図である。また、図２５は、＋９０度Ｔ型ＰＳの段数別通過電力の損失の特性比較図である。１段は＋９０度１段ＰＳ、２段は＋９０度２段ＰＳ、３段は＋９０度３段ＰＳを表す。２段および３段は、便宜上、図６に示した位相量Ｎ，Ｍは共に４５、図７に示した位相量Ｘ，Ｙ，Ｚはいずれも３０である場合の例である。図２４および図２５から明らかな通り、それがπ型回路であってもＴ型回路であっても、合成位相シフト量が同じであれば、段数が多いほど高域側のＬ１バンドの上限周波数から低域側のＬ５バンドあるいはＬ２バンドの下限周波数までの広い周波数範囲で小さい通過電力の損失を維持できることがわかる。
【0058】
次に、図２６～図２９を参照して、回路構成別および段数別の帯域幅について説明する。図２６～図２９において、縦軸は－０．０１ｄＢ以内の帯域幅［ＭＨｚ］、横軸は位相シフト量が±９０度のときの段数である。
図２６は、－９０度π型１～３段ＰＳの帯域幅比較図である。「９０度１段」は－９０度π型１段の場合の例であり、通過電力の損失の平均は－０．３６７８［ｄＢ］で帯域幅は２０１［ＭＨｚ］である。「９０度２段」は（－４５－４５）度π型２段の場合の例であり、通過電力の損失の平均は－０．００６３［ｄＢ］で－帯域幅は９３２［ＭＨｚ］である。「９０度３段」は（－３０－３０－３０）度π型３段の場合の例であり、通過電力の損失の平均は－０．００１０［ｄＢ］で帯域幅は１００１［ＭＨｚ］である。
図２６は、－９０度π型１～３段ＰＳの帯域幅比較図である。「９０度１段」は－９０度π型１段の場合の例であり、通過電力の損失の平均は－０．３６７８［ｄＢ］で帯域幅は２０１［ＭＨｚ］である。「９０度２段」は（－４５－４５）度π型２段の場合の例であり、通過電力の損失の平均は－０．００６３［ｄＢ］で－帯域幅は９３２［ＭＨｚ］である。「９０度３段」は（－３０－３０－３０）度π型３段の場合の例であり、通過電力の損失の平均は－０．００１０［ｄＢ］で帯域幅は１００１［ＭＨｚ］である。
【0059】
図２７は、－９０度Ｔ型１～３段ＰＳの帯域幅比較図である。「９０度１段」は－９０度Ｔ型１段の場合の例であり、通過電力の損失の平均は－０．４６２２［ｄＢ］で帯域幅は１７６［ＭＨｚ］である。「９０度２段」は（－４５－４５）度Ｔ型２段の場合の例であり、通過電力の損失の平均は－０．００６３［ｄＢ］で帯域幅は９３５［ＭＨｚ］である。「９０度３段」は、（－３０－３０－３０）度Ｔ型３段の場合の例であり、通過損失の平均は－０．０００９［ｄＢ］で帯域幅は１００１［ＭＨｚ］である。
【0060】
図２８は、＋９０度π型１～３段ＰＳの帯域幅比較図である。「９０度１段」は＋９０度π型１段の場合の例であり、通過電力の損失の平均は－０．１８７３［ｄＢ］で帯域幅は２０１［ＭＨｚ］である。「９０度２段」は（４５＋４５）度π型２段の場合の例で通過電力の損失の平均は－０．００４７［ｄＢ］で帯域幅は９９０［ＭＨｚ］である。「９０度３段」は（３０＋３０＋３０）度π型３段の場合の例であり、通過電力の損失の平均は－０．０００８［ｄＢ］で帯域幅は１００１［ＭＨｚ］である。
【0061】
図２９は、＋９０度Ｔ型１～３段ＰＳの帯域幅比較図である。「９０度１段」は＋９０度Ｔ型１段の場合の例であり、通過電力の損失の平均は－０．２２８６［ｄＢ］で帯域幅は１８０［ＭＨｚ］である。「９０度２段」は、（４５＋４５）度Ｔ型２段の場合の例であり、通過電力の損失の平均は－０．００４８［ｄＢ］で帯域幅は１００１［ＭＨｚ］である。「９０度３段」は（３０＋３０＋３０）度Ｔ型３段の場合の例であり、通過電力の損失の平均は－０．０００８［ｄＢ］で－０．０１ｄＢ以内帯域は、１００１［ＭＨｚ］である。
【0062】
図２６～図２９から明らかな通り、それがπ型回路であってもＴ型回路であっても、合成位相シフト量が同じであれば、直列接続する段数が多いほど、－０．０１ｄＢ以下の低通過電力の損失を維持する帯域幅が格段に拡がることがわかる。そのため、１つのパッチ電極１２３とカスケードＰＳ１４１、１４２を用いた１つの給電回路２０だけで、ＧＮＳＳの高域側であるＬ１バンドと低域側であるＬ５バンドあるいはＬ２バンドでの使用をカバーすることができる。
【0063】
＜変形例１＞
第１実施形態では、本発明を実施する上でＭＣ２１１～２１４を省略できることを説明したが、その他にも様々な構成の変形が可能である。図３０は第２ＣＯＭ２５１を省略した構成の例示図である。図３１は２つの第２つの第１ＣＯＭ２３１，２３２を省略した構成の例示図である。図３２は、第２つの第１ＣＯＭ２３１，２３２と第２ＣＯＭ２５１とを省略した構成の例示図である。また、図３３は、４つのシングルＰＳ２２１，２２２，２２３，２２４をそれぞれカスケードＰＳ３２１，３２２，３２３，３２４に置き換えた構成の例示図である。図３３のように、シングルＰＳをカスケードＰＳに置き換えたことの効用については、上述の通りである。
第１実施形態では、本発明を実施する上でＭＣ２１１～２１４を省略できることを説明したが、その他にも様々な構成の変形が可能である。図３０は第２ＣＯＭ２５１を省略した構成の例示図である。図３１は２つの第２つの第１ＣＯＭ２３１，２３２を省略した構成の例示図である。図３２は、第２つの第１ＣＯＭ２３１，２３２と第２ＣＯＭ２５１とを省略した構成の例示図である。また、図３３は、４つのシングルＰＳ２２１，２２２，２２３，２２４をそれぞれカスケードＰＳ３２１，３２２，３２３，３２４に置き換えた構成の例示図である。図３３のように、シングルＰＳをカスケードＰＳに置き換えたことの効用については、上述の通りである。
【0064】
一方、図３０～図３２のようにＣＯＭを省略することにより位相シフトされた２つの信号がダイレクトに後段のカスケードＰＳに入力される。そのため、省略の態様が通過電力の損失の程度にどのような影響を及ぼすについて、以下に説明する。
【0065】
図３４は、第１ＣＯＭ２３１，２３２、第２ＣＯＭ２５１をすべて設けた場合の通過電力の損失の特性図である。図３５は、図３０の構成例による通過電力の損失の特性図である。図３６は、図３１の構成例による通過電力の損失の特性図である。 図３７は、図３２の構成例による通過電力の損失の特性図である。それぞれ縦軸は通過電力の損失量（ｄＢ）、横軸は周波数である。また、図中、Ｓ１２は、パッチ電極１２３に形成された４つの給電端子部ｐ１１，ｐ１２，ｐ１３，ｐ１４のうち、給電端子部ｐ１１と給電回路２０の出力端子ｐ３１との間の通過電力の損失量である。Ｓ１３は、給電端子部ｐ１２と出力端子ｐ３１との間の通過電力の損失量である。Ｓ１４は給電端子部ｐ１３と出力端子ｐ３１との間の通過電力の損失量である。Ｓ１５は、給電端子部ｐ１４と出力端子ｐ３１との間の通過電力の損失量である。
【0066】
図３５～図３７の構成例では、図３４の構成例に比べて周波数に応じた損失量（ｄＢ）の変動が大きいものの、Ｌ１，Ｌ５，Ｌ２バンドだけに着目すると、第１ＣＯＭ２３１，２３２、第２ＣＯＭ２５１をすべて省略した図３７の構成例であっても、これらをすべて設けた図３４の構成例に比較してバンド内総損失量の差分が僅か（１ｄＢ前後）であり、アンテナトータルで考えると、これらを省略したことによる給電回路２０の簡略化、小型化、アンテナ１の小型軽量化に対する貢献度の方が大きいことがある。
【0067】
なお、図３３の構成例において、前述の第２パターンにおいて、例えば、Ａが６０となるシングルＰＳ２２１と、Ｃが－６０となるシングルＰＳ２２４だけ、つまり位相シフト量の絶対値が相対的に大きいシングルＰＳだけをカスケードＰＳに置き換えてもよい。ただし、この例の場合、Ｂが－３０となるシングルＰＳ２２２と、Ｄが＋３０となるシングルＰＳ２２４については、基板ストリップラインのリアクタンスが、対となるシングルＰＳ２２１、２２４と同じになるように、伝送線路長を長くすることが望ましい。また、第２位相回路部２００ＢをシングルＰＳとし、第１位相回路部２００Ａの各シングルＰＳ２２１～２２４だけをカスケードＰＳに置き換えることもできる。
【0068】
また、第３パターンにおいて、例えば、Ａが６０となるシングルＰＳ２２１と、Ｃが－５０となるシングルＰＳ２２４だけ、つまり位相シフト量の絶対値が相対的に大きいシングルＰＳだけをカスケードＰＳに置き換えてもよい。ただし、この例の場合、Ｂが－３０となるシングルＰＳ２２２と、Ｄが＋４０となるシングルＰＳ２２４については、基板ストリップラインのリアクタンスが、対となるシングルＰＳ２２１、２２４と同じになるように、伝送線路長を長くすることが望ましい。また、第３パターンも第２パターンと同様に、第２位相回路部２００ＢをシングルＰＳとし、第１位相回路部２００Ａの各シングルＰＳ２２１～２２４だけをカスケードＰＳに置き換えることもできる。
【0069】
＜変形例２＞
第１実施形態では、アンテナエレメントが４つの給電端子部ｐ１１，ｐ１２，ｐ１３，ｐ１４を有する４給電式のパッチ電極１２３である場合の例を説明したが、立体状のアンテナエレメント、あるいは、２つの給電端子部を有する２給電式のパッチ電極のアンテナエレメントについても同様に適用が可能である。
第１実施形態では、アンテナエレメントが４つの給電端子部ｐ１１，ｐ１２，ｐ１３，ｐ１４を有する４給電式のパッチ電極１２３である場合の例を説明したが、立体状のアンテナエレメント、あるいは、２つの給電端子部を有する２給電式のパッチ電極のアンテナエレメントについても同様に適用が可能である。
【0070】
例えば、２つの給電端子部は、パッチ電極の中心点から等距離、等間隔で１つずつ存在する。そして、一方の給電端子部における給電位相（給電時の位相、以下同じ）が隣り合う他方の給電端子部の給電位相と９０度異なっている。２つの給電端子部のうちの一方の給電端子部から基準位相となる入力信号が入力される。基準位相は、他方の入力信号に対する位相差の起点となる位相角であり、０度あってもよいが，０度以外であってもよい。他方の給電端子部には、一方の給電端子部から入力信号に対して９０度位相がずれた入力信号が入力される。そして、それらの入力信号の各々が、例えば、一方の入力信号が図４の第１シングルＰＳでＡ度の位相シフトが行われ、他方の入力信号が第２シングルＰＳでＢ度の位相シフトが行われ、位相差が０度となるように位相シフトされた２つの信号を、第１ＣＯＭ２３１で合成して１つの合成信号としてＡＭＰに出力されるという形態が実現可能となる。
【0071】
２つの給電端子を有する２給電式のパッチ電極における給電回路の回路構成は、例えば、図４に示す給電回路２０の第１シングルＰＳ２２１、第２シングルＰＳ２２２、第１ＣＯＭ２３１で構成される。その他の構成は省略される。第１ＣＯＭ２３１は出力端子ｐ３１を介してＡＭＰに接続される。そして、第１シングルＰＳ２２１でＡ度の位相シフトが行われた入力信号と第２シングルＰＳ２２２でＢ度の位相シフトが行われた入力信号が第１ＣＯＭ２３１で合成され、１つ合成信号としてＡＭＰに出力される。ここで、第１シングルＰＳ２２１と第２シングルＰＳ２２２は、図６や図７で示すカスケードＰＳ２４１やカスケードＰＳ２４２に変更してもよい。２つの給電端子部を有する２給電式のパッチ電極のアンテナエレメントについても、例えば以下に示される様々なパターンを適宜採用することができる。
・第１パターン：Ａ＝０、Ｂ＝－９０。
・第２パターン：Ａ＝＋４５、Ｂ＝－４５。
・第３パターン：Ａ＝＋６０、Ｂ＝－３０。
・第１パターン：Ａ＝０、Ｂ＝－９０。
・第２パターン：Ａ＝＋４５、Ｂ＝－４５。
・第３パターン：Ａ＝＋６０、Ｂ＝－３０。
【0072】
また、例えば、図３８は立体形状のアンテナエレメントの例示図である。このアンテナエレメントは、４つの給電端子部ｐ１１，ｐ１２，ｐ１３，ｐ１４が形成された面状電極１６０と、各給電端子部ｐ１１，ｐ１２，ｐ１３，ｐ１４からそれぞれ螺旋状にＺ方向に延びる４本の線状導電素子１６１，１６２，１６３，１６４を備える。各線状導電素子１６１，１６２，１６３，１６４は、隣り合う線状導電素子と接触することなく、互いに９０度の位相差で信号を受信する。
【0073】
＜変形例３＞
第１実施形態では、ＧＮＳＳのＬ１，Ｌ２，Ｌ５バンドの受信時に用いる給電回路２０について説明したが、送信時に用いる給電回路等としての実施も可能である。この場合、信号の流れは、第１実施形態で説明した流れと逆の方向となる。すわち、出力端子ｓ３１に入力される信号が入力信号となり、第２ＣＯＭ２５１、第１ＣＯＭ２３１、２３２が分配回路となる。また、各入力信号ｓ１～ｓ４がそれぞれ隣り合う信号と９０度の位相差をもつ信号となる。
第１実施形態では、ＧＮＳＳのＬ１，Ｌ２，Ｌ５バンドの受信時に用いる給電回路２０について説明したが、送信時に用いる給電回路等としての実施も可能である。この場合、信号の流れは、第１実施形態で説明した流れと逆の方向となる。すわち、出力端子ｓ３１に入力される信号が入力信号となり、第２ＣＯＭ２５１、第１ＣＯＭ２３１、２３２が分配回路となる。また、各入力信号ｓ１～ｓ４がそれぞれ隣り合う信号と９０度の位相差をもつ信号となる。
【0074】
＜第２実施形態＞
図３９を参照して、本発明の第２実施形態について説明する。第１実施形態と同機能の部品については、便宜上、同じ符号を付してある。第２実施形態では、ＧＮＳＳ用基板アセンブリ１２のほか、ＸＭ用基板アセンブリ１３と、ＴＥＬ用基板１４とを１つのアンテナケース内に混載したアンテナ２の例について説明する。
図３９を参照して、本発明の第２実施形態について説明する。第１実施形態と同機能の部品については、便宜上、同じ符号を付してある。第２実施形態では、ＧＮＳＳ用基板アセンブリ１２のほか、ＸＭ用基板アセンブリ１３と、ＴＥＬ用基板１４とを１つのアンテナケース内に混載したアンテナ２の例について説明する。
【0075】
アンテナケースは、電波透過性部材から成るシャークフィン形状のアンテナカバー１０ｃと、ＧＮＳＳ用基板アセンブリ１２、ＸＭ用基板アセンブリ１３、および、ＴＥＬ用基板１４を収容するための窪みが形成された樹脂製のアンテナベース１０ｄとで構成される。ＧＮＳＳ用基板アセンブリ１２は、回路基板１２１，誘電体１２２、パッチ電極１２３、給電回路２０を有する点については第１実施形態のアンテナ１と同じであるが、第２実施形態では、回路基板１２１の面積がアンテナベース１０ｄのサイズが大きい。また、回路基板１２１の周囲にある送信アンテナや他のアンテナからの放射性ノイズからシールドするために、給電回路２０は実施形態１のシールドより強固なシールドが得られるシールドカバー１２６を装着している。
【0076】
ＸＭ用基板アセンブリ１３は、ＸＭパッチアンテナ１３０と回路基板１３１とシールドカバー１３２を含んで構成される。各々の構成、構造については、ＧＮＳＳ用基板アセンブリ１２と同じである。ただし、ＸＭ用基板アセンブリ１３の使用周波数帯は２．３ＧＨｚ帯である。ＸＭ用基板アセンブリ１３は、ＧＮＳＳ用基板アセンブリ１２との干渉が抑制される距離で配置されている。
【0077】
ＴＥＬ用基板アセンブリ１４は、遠距離通信（Telecommunication）用のアセンブリであり、ＴＥＬ用エレメント１４０と回路基板１４１とシールドプレート１４２とを含んで構成される。ＴＥＬ用エレメント１４０で送受信可能な周波数帯は、例えば６００ＭＨｚ～６ＧＨｚの電話周波数帯である。回路基板１４１は、受信時にはアンテナを広帯域にするためのマッチング回路である。シールドプレート１４２は動作時に接地電位となる金属板であり、ノイズ発生源と回路基板１４１との間に、アンテナベース１０ｄの窪みに沿って設けられている。
【0078】
ＴＥＬ用エレメント１４０は、先端部の高さがＧＮＳＳ用基板アセンブリ１２およびＸＭ用基板アセンブリ１３よりも高く、かつ先端部付近の面積が基端部付近よりも相対的に大きく形成されている。先端部付近の形状は長方形であるが、この形状は他の形状であってもよい。ＴＥＬ用基板アセンブリ１４は、ＧＮＳＳ用基板アセンブリ１２およびＸＭ用基板アセンブリ１３とのアイソレーションを確保できる距離だけ離して配置されている。
【0079】
このように構成されるアンテナ２は、ＧＮＳＳバンドだけでなく、ＸＭバンドやＴＥＬ帯までも１つのケースに配置するアンテナ２だけで移動通信も可能になるので、車載通信機器の高機能化に対しても柔軟に対応することができる。
【0080】
＜第３実施形態＞
次に、図４０を参照して、本発明の第３実施形態について説明する。第２実施形態と同機能の部品については、便宜上、同じ符号を付してある。第３実施形態では、ＧＮＳＳ用基板アセンブリ１２のほか、２つのＴＥＬ用基板アセンブリ１５Ａ，１５ＢをＺ方向の厚みが２０ｍｍ以下となるフラット型のアンテナケースに収容したアンテナ３の例について説明する。このアンテナ３は、電波透過性部材から成るアンテナカバー１０ａと中空箱状で＋Ｚ方向の表面が平面となる樹脂製のアンテナベース１０ｄとを有する。アンテナカバー１０ａは、アンテナベース１０ｄの上表面と平行に対向する主面部と、主面部の周縁からそれぞれ－Ｚ方向に屈曲してアンテナ取付面に向かって延び、アンテナベース１０ｄの側面部外周に接合される側面部とを有する。
次に、図４０を参照して、本発明の第３実施形態について説明する。第２実施形態と同機能の部品については、便宜上、同じ符号を付してある。第３実施形態では、ＧＮＳＳ用基板アセンブリ１２のほか、２つのＴＥＬ用基板アセンブリ１５Ａ，１５ＢをＺ方向の厚みが２０ｍｍ以下となるフラット型のアンテナケースに収容したアンテナ３の例について説明する。このアンテナ３は、電波透過性部材から成るアンテナカバー１０ａと中空箱状で＋Ｚ方向の表面が平面となる樹脂製のアンテナベース１０ｄとを有する。アンテナカバー１０ａは、アンテナベース１０ｄの上表面と平行に対向する主面部と、主面部の周縁からそれぞれ－Ｚ方向に屈曲してアンテナ取付面に向かって延び、アンテナベース１０ｄの側面部外周に接合される側面部とを有する。
【0081】
アンテナベース１０ｄの上表面には、開口部が形成されている。ＧＮＳＳ用基板アセンブリ１２のうち回路基板１２１は、アンテナベース１０ｄの上表面の裏面側に取り付けられており、回路基板１２１の略中央部に固定された誘電体１２２およびパッチ電極１２３がアンテナベース１０ｄの開口部から露出している。給電回路２０が回路基板１２１の裏面側に取り付けられている点は第１実施形態と同じであるが、第３実施形態では、第２実施形態のように、給電回路２０をシールドカバー１２６が覆っている。
【0082】
２つのＴＥＬ用基板アセンブリ１５Ａ，１５Ｂは、それぞれ同じ周波数帯での同時期または送受を切り替えた通信を可能にする移動通信用エレメントを備えたアセンブリである。移動通信用エレメントは、使用周波数によって様々な形状およびサイズを採用し得る。一つの態様では、ＴＥＬ用基板アセンブリ１５Ａの移動通信用エレメントは、アンテナカバー１０ａの４つの角部のうち１つ角部を含む主面裏側の一部と隣り合う２つの側面部内壁の一部とに貼り付く立体金属板である。４つの角部のうち２の角部付近に跨がって延びる形状であってもよい。ＴＥＬ用基板アセンブリ１５Ｂの移動通信用エレメントも同様であるが、アンテナカバー１０ａ内で、ＴＥＬ用基板アセンブリ１５Ａの移動通信用エレメントと最も離れた部位に設けることが望ましい。これにより、実用上充分なアイソレーション（１０ｄＢ～１５ｄＢ）を確保することができる。
【0083】
このように構成されるアンテナ３は、高さが約２０ｍｍの低いアンテナケースに、ＧＮＳＳ用基板アセンブリ１２と２つのＴＥＬ用基板アセンブリ１５Ａ，１５Ｂとが併設されているので、小型低背でありながら、車両側通信機器が多機能化されても柔軟に対応することができる。
【0084】
なお、第３実施形態では、２つのＴＥＬ用基板アセンブリ１５Ａ，１５Ｂが示されているが、アンテナカバー１０ａの４つの角部付近にそれぞれ１つずつ、合計で４つのＴＥＬ用基板アセンブリを設けるようにしてもよい。このように２つ以上のＴＥＬ用基板アセンブリを設けることにより、１つのアンテナ３でＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）通信を行うことができる。
【0085】
＜第４実施形態＞
図４１を参照して、本発明の第４実施形態について説明する。第４実施形態では、第３実施形態のアンテナ３の厚みをさらに薄くしたアンテナ４の例を説明する。第３実施形態と同機能の部品については、便宜上、同じ符号を付してある。
アンテナ４は、ＧＮＳＳ用基板アセンブリ１２のうち給電回路２０およびシールドカバー１２６を誘電体１２２の表面上に配置したものである。具体的には回路基板１２１の表面に、誘電体１２２と給電回路２０とを配置し、シールドカバー１２６で給電回路２０を覆って構成される。アンテナ４の他の構成および作用等については、第３実施形態のアンテナ３と同じである。
図４１を参照して、本発明の第４実施形態について説明する。第４実施形態では、第３実施形態のアンテナ３の厚みをさらに薄くしたアンテナ４の例を説明する。第３実施形態と同機能の部品については、便宜上、同じ符号を付してある。
アンテナ４は、ＧＮＳＳ用基板アセンブリ１２のうち給電回路２０およびシールドカバー１２６を誘電体１２２の表面上に配置したものである。具体的には回路基板１２１の表面に、誘電体１２２と給電回路２０とを配置し、シールドカバー１２６で給電回路２０を覆って構成される。アンテナ４の他の構成および作用等については、第３実施形態のアンテナ３と同じである。
【0086】
このアンテナ４は、その表面にパッチ電極１２３が設けられた誘電体１２２と給電回路２０とが回路基板１２１の同一面上に配されているので、Ｚ方向のアンテナベース１０ｄの厚みを薄くすることができる。そのため、アンテナ４全体の高さを第３実施形態のアンテナ３よりもさらに低くすることができる。
【0087】
第１～第４実施形態のアンテナは、それ自体でロボット、ドローンのような移動体に搭載可能であるが、近年、様々な周波数帯のアンテナ部を１つのケースに混載した車載用のアンテナ装置においても使用可能である。
【符号の説明】
【0088】
１・・・アンテナ、１０・・・アンテナケース、１２・・・ＧＮＳＳ基板アッセンブリ、１２１，１４１・・・回路基板、１２２・・・誘電体、１２３・・・パッチ電極、１２６・・・シールドカバー、２０・・・給電回路、ｐ１１，ｐ１２，ｐ１３，ｐ１４・・・給電端子部、ｐ２１，ｐ２２，ｐ２３，ｐ２４・・・基板端子部、２００Ａ・・・第１位相回路部、２００Ｂ・・・第２位相回路部、２４１，２４２ ３２１，３２２，３２３，３２４・・・カスケードＰＳ、２２１～２２４，６１１，６１２，６２１，６２２，７１１～７１３，７２１～７２３・・・シングルＰＳ、１６０・・・面状電極，１６１，１６２，１６３，１６４・・・線状導電素子，１３・・・ＸＭ用基板アセンブリ，１４・・・ＴＥＬ用基板、ＴＥＬ用エレメント１４０，１４２・・・シールドプレート１４２，１５Ａ，１５Ｂ・・・ＴＥＬ用基板アセンブリ。
【要約】 （修正有）
【課題】アンテナエレメントから入力された信号を位相シフトする際の通過損失の増加を広い周波数帯域にわたって抑制するアンテナ及び回路基板を提供する。
【解決手段】アンテナは、アンテナエレメントから９０度ずつ異なる位相差で入力された４つの入力信号を同相になるように変換して１つの合成信号として出力端子ｐ３１から出力する給電回路２０を備える。給電回路２０は、４つの入力信号を位相シフトして２つずつ合成し、２つの第１合成信号を出力する第１位相回路部２００Ａと、２つの第１合成信号の各々をそれぞれシフト方向を逆にして９０度ずつ位相シフトして合成する第２位相回路部２００Ｂと、を備える。第２位相回路部２００Ｂは、２つの４５度移相器または３つの３０度移相器が直列に接続されたカスケード型移相器２４１、２４２を含む。
【選択図】図４
【解決手段】アンテナは、アンテナエレメントから９０度ずつ異なる位相差で入力された４つの入力信号を同相になるように変換して１つの合成信号として出力端子ｐ３１から出力する給電回路２０を備える。給電回路２０は、４つの入力信号を位相シフトして２つずつ合成し、２つの第１合成信号を出力する第１位相回路部２００Ａと、２つの第１合成信号の各々をそれぞれシフト方向を逆にして９０度ずつ位相シフトして合成する第２位相回路部２００Ｂと、を備える。第２位相回路部２００Ｂは、２つの４５度移相器または３つの３０度移相器が直列に接続されたカスケード型移相器２４１、２４２を含む。
【選択図】図４
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】
【図16】
【図17】
【図18】
【図19】
【図20】
【図21】
【図22】
【図23】
【図24】
【図25】
【図26】
【図27】
【図28】
【図29】
【図30】
【図31】
【図32】
【図33】
【図34】
【図35】
【図36】
【図37】
【図38】
【図39】
【図40】
【図41】
