特許 7267162 直流電源回路

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2023-04-21

(45)【発行日】2023-05-01

(54)【発明の名称】直流電源回路

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/28 20060101AFI20230424BHJP

【ＦＩ】

H02M3/28 C

【請求項の数】 5

(21)【出願番号】P 2019176492

(22)【出願日】2019-09-27

(65)【公開番号】P2021057936

(43)【公開日】2021-04-08

【審査請求日】2022-04-11

(73)【特許権者】

【識別番号】000000262

【氏名又は名称】株式会社ダイヘン

(74)【代理人】

【識別番号】110002572

【氏名又は名称】弁理士法人平木国際特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】河野 真吾

【審査官】麻生 哲朗

(56)【参考文献】

【文献】特開２０１９－０８３６２７（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開平０３－１５６８８６（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１６－０７７０７３（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０２Ｍ ３／２８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

出力端子から直流電圧を出力する直流電源回路であって、
直流の入力電圧を第１交流電圧に変換するインバータ回路と、
前記第１交流電圧を第２交流電圧に変換する変圧器と、
前記第２交流電圧を整流して直流電圧に変換する整流回路と
前記整流回路の出力端子に接続される短絡電流抑制手段と、
前記短絡電流抑制手段に接続される電流センサと、
前記電流センサにおける検出出力が予め定めた閾値を超過したか否かを判定する判定回路と、
前記判定回路が前記電流センサにおける検出出力が予め定めた閾値を超過したと判定した場合に、前記出力端子からの出力を停止させるか、前記出力端子からの出力を低下させるように制御する制御回路と
前記電流センサと直列に接続されるスイッチング回路と
備え、
前記制御回路は、前記判定回路が前記電流センサにおける検出出力が予め定めた閾値を超過したと判定した場合に、前記スイッチング回路を非導通状態に切り替えることによって、前記出力端子からの出力を停止させるように制御する
ことを特徴とする直流電源回路。

【請求項2】

前記制御回路は、前記判定回路が前記電流センサにおける検出出力が予め定めた閾値を超過したと判定した場合に、前記インバータ回路の出力を停止させるか、前記インバータ回路の出力を低下させることによって、前記出力端子からの出力を停止させるか、前記出力端子からの出力を低下させるように制御する請求項１に記載の直流電源回路。

【請求項3】

前記短絡電流抑制手段は、インダクタ、抵抗素子又はインダクタと抵抗素子とを組み合わせたものである請求項１又は２に記載の直流電源回路。

【請求項4】

前記整流回路は、コッククロフトウォルトン回路又は倍電圧整流回路である、請求項１～請求項３のいずれか１項に記載の直流電源回路。

【請求項5】

出力端子から直流電圧を出力する直流電源回路であって、
直流の入力電圧を第１交流電圧に変換するインバータ回路と、
前記第１交流電圧を第２交流電圧に変換する変圧器と、
前記第２交流電圧を整流して直流電圧に変換する整流回路と
前記整流回路の出力端子に接続される短絡電流抑制手段と、
前記短絡電流抑制手段に接続される電流センサと、
前記電流センサにおける検出出力が予め定めた閾値を超過したか否かを判定する判定回路と、
前記判定回路が前記電流センサにおける検出出力が予め定めた閾値を超過したと判定した場合に、前記出力端子からの出力を停止させるか、前記出力端子からの出力を低下させるように制御する制御回路と
を備え、
前記短絡電流抑制手段は、インダクタ、抵抗素子又はインダクタと抵抗素子とを組み合わせたものであり、
前記インダクタは、エアギャップを有するコアを含むか、又は空芯構造を有する、直流電源回路。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、直流電源回路に関する。

【背景技術】

【0002】

例えば、プラズマ発生回路では、高電圧の直流電圧を発生させるため、高電圧の直流電源回路が用いられる。このような直流電源回路は、一例として、直流電圧をインバータや変圧器により所定の電圧値の交流に変換した後、更に整流回路により整流することで所望の電圧値の直流電圧に変換する構成を有している。

【0003】

このような直流電源回路に含まれる整流回路においては、整流回路を流れる電流を検出するための電流センサが含まれることがある。負荷短絡が起こった際に、短絡電流によって電流センサやダイオードが破損したり、更には、電流センサ破損の２次被害として１次側回路の破損が引き起こされたりする場合がある。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【文献】特開２０１１－１１５０３２号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

本発明は、負荷短絡が生じた場合においても、短絡電流によって電流センサやダイオードが破損することを防止することが出来る直流電源回路を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0006】

上記の課題を解決するため、本発明に係る直流電源回路は、出力端子から直流電圧を出力する直流電源回路であって、直流の入力電圧を第１交流電圧に変換するインバータ回路と、前記第１交流電圧を第２交流電圧に変換する変圧器と、前記第２交流電圧を整流して直流電圧に変換する整流回路と、前記整流回路の出力端子に接続される短絡電流抑制手段と、前記短絡電流抑制手段に接続される電流センサと、前記電流センサにおける検出出力が予め定めた閾値を超過したか否かを判定する判定回路と、前記判定回路が前記電流センサにおける検出出力が予め定めた閾値を超過したと判定した場合に、前記出力端子からの出力を停止させるか、前記出力端子からの出力を低下させるように制御する制御回路とを備えることを特徴とする。

【発明の効果】

【0007】

本発明によれば、短絡電流によって電流センサやダイオードが破損することを防止することが出来る直流電源回路を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【0008】

【図1】本発明の第１の実施の形態に係る直流電源回路の構成を説明する回路図である。

【図2】本発明の第２の実施の形態に係る直流電源回路の構成を説明する回路図である。

【図3】本発明の第３の実施の形態に係る直流電源回路の構成を説明する回路図である。

【図4】本発明の第４の実施の形態に係る直流電源回路の構成を説明する回路図である。

【図5】本発明の第５の実施の形態に係る直流電源回路の構成を説明する回路図である。

【図6】本発明の第６の実施の形態に係る直流電源回路の構成を説明する回路図である。

【発明を実施するための形態】

【0009】

以下、添付図面を参照して本実施形態について説明する。添付図面では、機能的に同じ要素は同じ番号で表示される場合もある。なお、添付図面は本開示の原理に則った実施形態と実装例を示しているが、これらは本開示の理解のためのものであり、決して本開示を限定的に解釈するために用いられるものではない。本明細書の記述は典型的な例示に過ぎず、本開示の特許請求の範囲又は適用例を如何なる意味においても限定するものではない。

【0010】

本実施形態では、当業者が本開示を実施するのに十分詳細にその説明がなされているが、他の実装・形態も可能で、本開示の技術的思想の範囲と精神を逸脱することなく構成・構造の変更や多様な要素の置き換えが可能であることを理解する必要がある。従って、以降の記述をこれに限定して解釈してはならない。

【0011】

［第１の実施の形態］
図１を参照して、本発明の第１の実施の形態に係る直流電源回路１を説明する。この直流電源回路１は、インバータ回路１０、変圧器２０、整流回路３０、電流センサ４０、及びローパスフィルタ回路５０を備えている。

【0012】

インバータ回路１０は、２つのアーム回路１１、１２を並列接続した構成を有し、直流の入力電圧を交流電圧に変換する機能を有する。アーム回路１１は、半導体スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を直列接続した構造を有し、アーム回路１２は、半導体スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４を直列接続した構造を有している。

【0013】

半導体スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４は、一例として、それぞれトランジスタとダイオードを逆並列接続してなる素子である。なお、ダイオードは、物理的に独立したダイオードでもよいし、半導体スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のボディダイオードでもよく、インバータ回路１０に応じて適宜設計される。半導体スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のゲートにはゲート信号ＶＱ１～ＶＱ４が印加され、これにより半導体スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４は導通状態と非導通状態との間で切り替えられる。ゲート信号ＶＱ２はゲート信号ＶＱ１の反転信号であり、これにより、半導体スイッチング素子Ｑ１及びＱ２はどちらか一方のみが交互に導通し、同時に導通状態とはならないように制御される。同様に、ゲート信号ＶＱ４はゲート信号ＶＱ３の反転信号であり、これにより、半導体スイッチング素子Ｑ３及びＱ４はどちらか一方のみが交互に導通し、同時に導通状態にはならないように制御される。

【0014】

変圧器２０は、インダクタＬ１、Ｌ２、１次コイルＬ３、２次コイルＬ４を備えている。インダクタＬ１は、インバータ回路１０の出力ノードＯ１と１次コイルＬ３との間に接続され、インダクタＬ２は一次コイルＬ３と並列に接続される。変圧器２０は、１次コイルＬ３と２次コイルＬ４の巻線比に従った変圧比で入力電圧を変圧して出力電圧を出力する。

【0015】

整流回路３０としては、一例としては、図１に示すコッククロフトウォルトン回路を採用することができる。コッククロフトウォルトン回路は、交流電圧を入力し、段数に応じた高圧の直流電圧を生成する回路である。

【0016】

この図１の例のコッククロフトウォルトン回路は、４段の電圧増幅回路を有しているので、変圧器２０からの入力電圧のピーク値の４倍の値を有する直流電圧を出力端子Ｏ３から出力することができる。そのため、出力端子Ｏ３を接地することで、出力端子Ｏ４を負極の出力端子として機能させて、出力端子Ｏ４から負の直流電圧を出力することができる。すなわち、出力端子Ｏ３と出力端子Ｏ４とを直流電源回路１の出力端子として、負荷に負の直流電圧を供給することができる。

【0017】

なお、コッククロフトウォルトン回路は、高電圧を生成するのに適した回路であり、電圧増幅回路の段数を調整することによって、負荷の特性に応じた高電圧を生成することができる。もちろん、図１のように、負の直流電圧を出力するだけでなく、コッククロフトウォルトン回路の構成を変更することによって、出力端子Ｏ３から正の直流電圧を出力することも可能である。この場合、出力端子Ｏ４を接地することになる。そのため、コッククロフトウォルトン回路は、例えば－数ｋＶ～＋数ｋＶ程度の範囲で任意の直流電圧を出力することができる。なお、－十数ｋＶ～＋十数ｋＶ程度の範囲の直流電圧を出力する場合もあるので、用途に応じて回路設計がされる。

【0018】

この整流回路３０としてのコッククロフトウォルトン回路は、４段の電圧増幅回路のうちの例えば１段目の出力端子Ｎ１と出力端子Ｏ４との間に、電流センサ４０を備えている。電流センサ４０は、整流回路３０に流れる電流を検出する。電流センサ４０の検出出力は、判定回路２００において閾値電流Ｉｔｈと比較され、その比較結果がインバータ回路１０の制御回路３００にフィードバックされる。これにより、直流電源回路１の出力電圧が調整される。

【0019】

判定回路２００において、電流センサ４０の検出出力（検出電流）が閾値電流Ｉｔｈよりも大きいと判定された場合、制御回路３００は、インバータ回路１０の出力を停止させるか、又は、インバータ回路１０の出力を低下させるように半導体スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチングを制御する。なお、図１では省略しているが、直流電源回路１の出力電圧（図１の場合は、出力端子Ｏ３と出力端子Ｏ４との間の電圧）を検出する電圧センサを設けて、この電圧センサによって検出した検出電圧が設定電圧になるように、制御回路３００は、半導体スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチングを制御してもよい。このように構成した場合、判定回路２００において、電流センサ４０の検出出力（検出電流）が閾値電流Ｉｔｈよりも大きいと判定された場合、制御回路３００は、インバータ回路１０の出力を停止させるか、又は、インバータ回路１０の出力を低下させるように半導体スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチングを制御する。一方、判定回路２００において、電流センサ４０の検出出力（検出電流）が閾値電流Ｉｔｈ以下と判定された場合、電圧センサによって検出した検出電圧が設定電圧になるように、制御回路３００は、半導体スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチングを制御する。

【0020】

また、この電流センサ４０には、ローパスフィルタ回路５０が接続されている。ローパスフィルタ回路５０は、一例としてインダクタＬ２１及びコンデンサＣ２１によって構成される。インダクタＬ２１を出力端子Ｎ１と出力端子Ｏ４との間に接続し、コンデンサＣ２１を出力端子Ｏ３と出力端子Ｏ４との間、すなわち負荷と並列に接続する。これにより、インダクタＬ２１とコンデンサＣ２１がローパスフィルタとして機能する。後述するように、インダクタＬ２１は、短絡電流の急激な増加を抑制する効果があるが、それ以外に、コンデンサＣ２１と共にフィルタとして機能し、リップルを抑制する効果を有する。なお、図１では、出力端子Ｎ１から見て、インダクタＬ２１→電流センサ４０→出力端子Ｏ４の順番に接続されているが、インダクタＬ２１と電流センサ４０の接続順番を逆にしてもよい。

【0021】

出力端子Ｏ３とＯ４の間に一定値以上の抵抗値を有する負荷が接続される場合、この電流センサ４０で検出される電流は通常、基準値未満となる。しかし、負荷短絡が生じる場合において、電流センサ４０に流れる短絡電流が基準値を超えることがあり得る。

【0022】

ここで、ローパスフィルタ回路５０が無く、電流センサ４０が出力端子Ｎ１に直接接続される場合を考える。すなわち、出力端子Ｎ１と出力端子Ｏ４との間には、電流センサ４０のみが接続されている場合を考える。この場合、電流センサ４０には基準値を超える短絡電流が流れることがあり得る。例えば、整流回路３０が図１に示すコッククロフトウォルトン回路である場合、コッククロフトウォルトン回路は、キャパシタとダイオードのみが含まれているため、コッククロフトウォルトン回路の内部の構成にて短絡電流を抑制することは困難である。すなわち、図１のコッククロフトウォルトン回路では、例えば、第１短絡電流経路として、コンデンサＣ１２、Ｃ１４、及び電流センサ４０を含む短絡電流経路が形成され、第２短絡電流経路として、電流センサ４０、ダイオードＤ１１～Ｄ１４、コンデンサＣ１１、及び２次コイルＬ４を含む短絡電流経路が形成される。また、第３短絡電流経路として、コンデンサＣ１１、コンデンサＣ１３を含む短絡電流経路が形成される。

【0023】

もう少し具体的に説明すると、負荷短絡後の初期段階では、コンデンサＣ１２～Ｃ１４のうち、コンデンサＣ１２及びＣ１４が先に放電を開始するので第１短絡電流経路に沿って短絡電流が流れる。そして、コンデンサＣ１２及びＣ１４の放電によって、ダイオードＤ１１～Ｄ１４が導通できる電圧までダイオード両端の電圧が低下すると、第２短絡電流経路にも短絡電流が流れる。そうなると、コンデンサＣ１１及びＣ１３も放電を開始するので、第３短絡電流経路にも短絡電流が流れる。そのため、第１短絡電流経路、第２短絡電流経路、第３短絡電流経路の順番で短絡電流が流れ得る。このように短絡電流が流れると電流センサ４０の破壊を引き起こし得る。特に、出力端子Ｏ３と出力端子Ｏ４間の電位差が大きいと、過大な短絡電流が流れるので、電流センサ４０が破損し易い。

【0024】

このような短絡電流を抑制するため、第１の実施の形態の直流電源回路１は、電流センサ４０と直列にローパスフィルタ回路５０を接続している。このローパスフィルタ回路５０によれば、負荷短絡が生じた場合においても、ローパスフィルタ回路５０に含まれるインダクタＬ２１の作用により、短絡電流の急激な増加を抑制することができ、短絡電流によって電流センサやダイオードが破損することを防止することが出来る。そのため、インダクタＬ２１は、短絡電流抑制手段として機能する。

【0025】

インダクタＬ２１の両端電圧をＶＬ、インダクタＬ２１の磁路長をＬとした場合、短絡電流の傾きｄｉ／ｄｔは、ｄｉ／ｄｔ＝ＶＬ／Ｌと表すことができる。すなわち、短絡電流は、磁路長Ｌの大きさに従う一定の傾きで上昇するため、短絡電流の急激な増加を抑制することができる。

【0026】

なお、短絡電流が所定値以上に増加した場合に、インダクタＬ２１が飽和し、これにより短絡電流の増加を抑制することができなくなることが生じ得る。これを防止するため、短絡電流Ｉｓが流れたときにインダクタＬ２１に発生する磁束密度Ｂが、飽和磁束密度Ｂｍ以下となるよう、インダクタＬ２１を設計することが好適である。

【0027】

例えば、インダクタＬ２１の巻線数をＮ、インダクタＬ２１の磁路長をＬとした場合において、短絡電流Ｉｓが流れたときに発生する磁束密度Ｂは以下の式で表すことができ、この磁束密度Ｂが飽和磁束密度Ｂｍを超えないことが求められる。
Ｂ＝μＨ＝μＮ・Ｉｓ／Ｌ（Ａ／ｍ）

【0028】

なお、インダクタＬ２１のコア材（フェライトコア、ダストコア、その他）に所定のエアギャップを与えるか、又は空芯構造とすることにより、より大きな短絡電流Ｉｓが生じた場合においても飽和が生じにくいインダクタとすることが可能である。

【0029】

なお、短絡電流Ｉｓのピーク値Ｉｓｍａｘは、所定値以上の短絡電流Ｉｓが電流センサ４０で検出されてから、この検出結果に従ってインバータ回路１０において出力電圧が制限され、これにより短絡電流Ｉｓが減少に転じるまでの時間によって変化する。このピーク値Ｉｓｍａｘを求め、短絡電流Ｉｓがピーク値Ｉｓｍａｘに達した場合であってもインダクタＬ２１が飽和しないよう、巻線数Ｎや磁路長Ｌ等を設定することが好ましい。また、ピーク値Ｉｓｍａｘが、電流センサ４０の定格電流や、ダイオードの破壊耐量等を超えないよう、制御回路を設計することが好ましい。

【0030】

［第２の実施の形態］
次に、図２を参照して、本発明の第２の実施の形態に係る直流電源回路１を説明する。この第２の実施の形態の直流電源回路１は、第１の実施の形態と同様に、インバータ回路１０、変圧器２０、整流回路３０、電流センサ４０、及びローパスフィルタ回路５０を備えている。インバータ回路１０、及び変圧器２０の構成は第１の実施の形態と同一である。
なお、図２では、ローパスフィルタ回路５０が、インダクタＬ２１’及びコンデンサＣ２１’によって構成されている。そのため、インダクタＬ２１’は、短絡電流抑制手段として機能する。

【0031】

ただし、整流回路３０は、第１の実施の形態とは異なり、倍電圧整流回路により構成されている。倍電圧整流回路は、図２に示す如く、ダイオードＤ３１、Ｄ３２の直列回路と、これに並列に接続されるコンデンサＣ３１及びＣ３２を備えている。変圧器２０の出力端子は、２つのダイオードＤ３１及びＤ３２の接続ノードＮ１１と、コンデンサＣ３１及びＣ３２の接続ノードＮ１２に接続されている。

【0032】

倍電圧整流回路は、この構成を有することにより、変圧器２０が出力する交流電圧のピーク値の２倍の直流電圧を出力することができる。その他の構成は第１の実施の形態と同一である。この第２の実施の形態の構成においても、短絡電流がローパスフィルタ５０により抑制され、これにより短絡電流によって電流センサやダイオードが破損することを防止することが出来る。

【0033】

［第３の実施の形態］
次に、図３を参照して、本発明の第３の実施の形態に係る直流電源回路１を説明する。この第３の実施の形態の直流電源回路１は、第１の実施の形態と同様に、インバータ回路１０、変圧器２０、整流回路３０、電流センサ４０を備えている。インバータ回路１０、変圧器２０、及び整流回路３０の構成は第１の実施の形態と同一である。ただし、この第３の実施の形態では、ローパスフィルタ回路５０に代えて、抵抗素子Ｒ２１が電流センサ４０と直列に接続されている。

【0034】

この抵抗素子Ｒ２１が接続されていることにより、第1の実施の形態におけるローパスフィルタ回路５０と同様に、負荷短絡が生じた場合においても、抵抗素子Ｒ２１での電圧降下により、短絡電流の急な増加を抑制することができ、よって短絡電流によって電流センサやダイオードが破損することを防止することが出来る。そのため、抵抗素子Ｒ２１は、短絡電流抑制手段として機能する。

【0035】

抵抗素子Ｒ２１の両端電圧をＶＬ、抵抗素子Ｒ２１の磁路長をＬとした場合、短絡電流の傾きｄｉ／ｄｔは、ｄｉ／ｄｔ＝ＶＬ／Ｌと表すことができる。すなわち、短絡電流は、磁路長Ｌの大きさに従う一定の傾きで上昇するため、短絡電流の急激な増加を抑制することができる。

【0036】

［第４の実施の形態］
次に、図４を参照して、本発明の第４の実施の形態に係る直流電源回路１を説明する。この第４の実施の形態の直流電源回路１は、第１の実施の形態と同様に、インバータ回路１０、変圧器２０、整流回路３０、電流センサ４０、及びローパスフィルタ回路５０を備えている。インバータ回路１０、変圧器２０、及び整流回路３０の構成は第１の実施の形態と同一である。ただし、この第４の実施の形態では、ローパスフィルタ回路５０が、インダクタＬ２１’’及びコンデンサＣ２１’に加え、抵抗素子Ｒ２１’’を備えている。電流センサ４０には、インダクタＬ２１’’だけでなく、抵抗素子Ｒ２１’’も直列に接続されている。そのため、インダクタＬ２１’’と抵抗素子Ｒ２１’’とを組み合わせたものは、短絡電流抑制手段として機能する。

【0037】

このローパスフィルタ回路５０によれば、負荷短絡が生じた場合においても、ローパスフィルタ５０に含まれるインダクタＬ２１’’及び抵抗素子Ｒ２１’’の作用により、短絡電流の急激な増加を抑制することができる。短絡電流が発生した場合、短絡電流は、インダクタＬ２１’’及び抵抗素子Ｒ２１’’のインピーダンスに従う一定の傾きで上昇するため、短絡電流の急激な増加を抑制することができる。

【0038】

［第５の実施の形態］
次に、図５を参照して、本発明の第５の実施の形態に係る直流電源回路１を説明する。この第５の実施の形態の直流電源回路１は、第１の実施の形態と同様に、インバータ回路１０、変圧器２０、整流回路３０、電流センサ４０、及びローパスフィルタ回路５０を備えている。インバータ回路１０、変圧器２０、及び整流回路３０の構成は第１の実施の形態と同一である。ただし、この第５の実施の形態では、ローパスフィルタ回路５０が、インダクタＬ２１ａ及びコンデンサＣ２１ａに加え、抵抗素子Ｒ２１ａを備えている。この抵抗素子Ｒ２１ａは、第４の実施の形態とは異なり、出力端子Ｏ３とＯ４の間に接続されている。

【0039】

このローパスフィルタ回路５０によれば、負荷短絡が生じた場合においても、ローパスフィルタ回路５０に含まれるインダクタＬ２１ａの作用により、短絡電流の急激な増加を抑制することができる。そのため、インダクタＬ２１ａは、短絡電流抑制手段として機能する。

【0040】

［第６の実施の形態］
次に、図６を参照して、本発明の第６の実施の形態に係る直流電源回路１を説明する。図６は、第１の実施の形態との相違点である電流センサ４０の電流経路に関し図示した部分回路図である。

【0041】

この第６の実施の形態の直流電源回路１は、図６では図示は省略しているが、第１の実施の形態と同様に、インバータ回路１０、変圧器２０、整流回路３０、電流センサ４０、及びフィルタ回路５０を備えている。インバータ回路１０、変圧器２０、整流回路３０、ローパスフィルタ回路５０の構成は第１の実施の形態と同一である。ただし、この第６の実施の形態では、電流センサ４０と直列にスイッチング回路Ｑ５が接続されている。また、スイッチング回路Ｑ５を導通状態と非導通状態との間で切り替える制御を行うための回路として、制御回路６０が設けられている。また、第１の実施の形態の制御回路３００（図１参照）と類似する図略の制御回路が設けられている。この図略の制御回路は、図略の電圧センサ（出力端子Ｏ３と出力端子Ｏ４との間の電圧を検出するセンサ）によって検出した検出電圧が設定電圧になるように、半導体スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチングを制御する。しかし、第１の実施の形態の制御回路３００とは異なり、判定回路２００における判定結果に基づいて半導体スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチングを制御する機能は備えていない。

【0042】

負荷短絡が生じた場合には、電流センサ４０を流れる短絡電流が増加するが、ローパスフィルタ回路５０の採用により、短絡電流の上昇は抑制される。ただし、短絡電流が増加し、ローパスフィルタ回路５０中のインダクタＬ２１の磁束密度Ｂが飽和磁束密度Ｂｍを超えると、インダクタＬ２１のインダクタンスが低下し、これにより短絡電流の増加が加速されることが起こり得る。

【0043】

このため、この第６の実施の形態では、電流センサ４０の出力信号を判定回路２００において閾値電流Ｉｔｈと比較し、閾値電流Ｉｔｈを超える出力信号が観測された場合に、スイッチング回路Ｑ５を遮断する。これにより、短絡電流は遮断され、電流センサ４０を保護することができる。

【0044】

本発明は上記した実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施形態は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。

【符号の説明】

【0045】

１…直流電源回路、 １０…インバータ回路、 １１、１２…アーム回路、 ２０…変圧器、 ３０…整流回路、 ４０…電流センサ、 ５０…ローパスフィルタ回路、 ６０…制御回路、 ２００…判定回路、 ３００…制御回路、 Ｃ１１～Ｃ１４、Ｃ２１、Ｃ２１’、Ｃ２１ａ、Ｃ３１、Ｃ３２…コンデンサ、 Ｑ１～Ｑ４ 半導体スイッチング素子、 Ｄ１１～Ｄ１４、Ｄ３１、Ｄ３２…ダイオード。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】