▶ チュービス テクノロジー インコーポレイテッドの特許一覧
(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】特許公報(B2)
(11)【特許番号】
(24)【登録日】2023-04-24
(45)【発行日】2023-05-02
(54)【発明の名称】ＲＦ増幅器の定利得および自己較正技法
(51)【国際特許分類】
H03F 1/30 20060101AFI20230425BHJP
H03F 3/20 20060101ALI20230425BHJP
【ＦＩ】
H03F1/30
H03F3/20
【請求項の数】
9
(21)【出願番号】P 2021569260
(86)(22)【出願日】2020-02-07
(65)【公表番号】
(43)【公表日】2022-03-31
(86)【国際出願番号】 US2020017362
(87)【国際公開番号】W WO2020163821
(87)【国際公開日】2020-08-13
【審査請求日】2021-10-05
(31)【優先権主張番号】62/802,344
(32)【優先日】2019-02-07
(33)【優先権主張国・地域又は機関】US
(73)【特許権者】
【識別番号】521353388
【氏名又は名称】チュービス テクノロジー インコーポレイテッド
【氏名又は名称原語表記】Ｔｕｂｉｓ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｉｎｃ．
【住所又は居所原語表記】８６１１ Ｂａｌｂｏａ Ａｖｅｎｕｅ，Ｓａｎ Ｄｉｅｇｏ，ＣＡ ９２１２３，Ｕ．Ｓ．Ａ．
(74)【代理人】
【識別番号】110002147
【氏名又は名称】弁理士法人酒井国際特許事務所
(72)【発明者】
【氏名】ウー，ケニー
(72)【発明者】
【氏名】リン，ユーミン
(72)【発明者】
【氏名】ワン，ジェームズ
【審査官】石田 昌敏
(56)【参考文献】
【文献】特開２００７－０７４１２１（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開２０１３－０９３７３３（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開２０１２－２１６８９６（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開２００５－１２３８６０（ＪＰ，Ａ）
(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)
Ｈ０３Ｆ １／００－ ３／７２
(57)【特許請求の範囲】
【請求項1】
無線周波数集積回路（Radio Frequency Integrated Circuit：ＲＦＩＣ）の定増幅器利得を維持する方法であって、電流ミラーと、第１のトランジスタ（Ｍ１）と、第２のトランジスタ（Ｍ２）とを含むバイアスジェネレータによってバイアス電流またはバイアス電圧を生成し、前記Ｍ２のサイズは前記Ｍ１のＫ倍であり、前記Ｋは正整数であり、前記Ｍ１のゲートと前記Ｍ２のゲートとは高精度および温度安定オフチップ外部抵抗により接続され、
較正回路および前記ＲＦＩＣ内のＮ個のトランジスタを使用して前記バイアスジェネレータを較正し、前記Ｎは（Ｋ＋１）より大きい正整数であり、前記較正は、前記較正回路を使用して前記Ｎ個のトランジスタのＩ－Ｖ特性曲線を取得し、当該Ｎ個のトランジスタから（Ｋ＋１）個の全く同じトランジスタを選択し、そのうちの１個をＭ１とし、残りのＫ個をＭ２とすることで前記Ｍ１と前記Ｍ２のサイズ比を高精度にＫとすることを含み、
前記較正されたバイアスジェネレータを使用して、前記ＲＦＩＣの前記定増幅器利得を維持すること、を含む、方法。
【請求項2】
前記ＲＦＩＣの相互コンダクタンスＧｍは、トランジスタＭ１とトランジスタＭ２との前記サイズ比Ｋによって決定される、請求項１に記載の方法。
【請求項3】
前記較正回路は、対応するトランジスタのゲート電圧に対するドレイン電流を測定することによって前記Ｎ個のトランジスタごとに、前記Ｉ－Ｖ特性曲線を取得する、請求項１に記載の方法。
【請求項4】
前記較正回路は、前記対応するＩ－Ｖ特性曲線における所望のＧｍに近いトランジスタに対する同じ動作ポイントを取得する、請求項３に記載の方法。
【請求項5】
前記較正回路は、前記Ｉ－Ｖ特性曲線に基づいて、前記Ｎ個のトランジスタから、最良の整合比Ｋを有する前記（Ｋ＋１）個のトランジスタを選択する、請求項３に記載の方法。
【請求項6】
前記Ｎ個のトランジスタは、較正エンジンによって制御される複数のスイッチによって前記較正回路または前記バイアスジェネレータに接続され、前記複数のスイッチは第１のスイッチと第２のスイッチを含み、前記第１のスイッチは前記Ｎ個の各トランジスタと前記較正回路を接続し、前記第２のスイッチは前記Ｎ個の各トランジスタと前記バイアスジェネレータとを接続する、請求項３に記載の方法。
【請求項7】
前記バイアスジェネレータは、前記電流ミラーをさらに調整し、前記比Ｋの整合誤差を補償する、請求項１に記載の方法。
【請求項8】
前記Ｉ－Ｖ特性曲線の前記Ｇｍの補間誤差は、２個の直列抵抗を使用して電圧バイアスにより補償され、
前記２個の直列抵抗は前記Ｍ１及びＭ２に接続される、請求項１に記載の方法。
【請求項9】
無線周波数集積回路（ＲＦＩＣ）であって、
バイアスジェネレータと、較正回路と、Ｎ個のトランジスタとを備え、
前記バイアスジェネレータは、電流ミラーと、第１のトランジスタ（Ｍ１）と、第２のトランジスタ（Ｍ２）と、高精度および温度安定オフチップ外部抵抗とを含み、前記Ｍ２のサイズは前記Ｍ１のＫ倍であり、前記Ｋは正整数であり、前記Ｍ１のゲートと前記Ｍ２のゲートとは前記高精度および温度安定オフチップ外部抵抗により接続され、
前記バイアスジェネレータは、バイアス電流またはバイアス電圧を生成し、
前記較正回路および前記Ｎ個のトランジスタを使用して前記バイアスジェネレータを較正し、前記Ｎは（Ｋ＋１）より大きい正整数であり、前記較正は、前記較正回路を使用して前記Ｎ個のトランジスタのＩ－Ｖ特性曲線を取得し、当該Ｎ個のトランジスタから（Ｋ＋１）個の全く同じトランジスタを選択し、そのうちの１個をＭ１とし、残りのＫ個をＭ２とすることで前記Ｍ１と前記Ｍ２のサイズ比を高精度にＫとし、
前記較正されたバイアスジェネレータを使用して、前記ＲＦＩＣの定増幅器利得を維持する、無線周波数集積回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
関連出願の相互参照
本出願は、２０１９年２月７日に出願の米国仮出願第６２／８０２，３４４号、表題「ＲＦ増幅器の利得の安定化および自己較正技法」に対する米国特許法第１１９条に基づく優先権を主張し、その主題は、参照により本明細書に援用される。
本出願は、２０１９年２月７日に出願の米国仮出願第６２／８０２，３４４号、表題「ＲＦ増幅器の利得の安定化および自己較正技法」に対する米国特許法第１１９条に基づく優先権を主張し、その主題は、参照により本明細書に援用される。
【0002】
開示する実施形態は、概して、ワイヤレスネットワーク通信に関し、より詳細には、フェーズドアレイアンテナにおける高精度の増幅器利得を有する無線周波数（Radio Frequency：ＲＦ）増幅器に関する。
【背景技術】
【0003】
アンテナ理論において、フェーズドアンテナアレイは、通常、電波のビームを発生させるアンテナのアレイを意味し、アンテナを移動させることなく異なる方向に該ビームを向けるように電気的に操作され得るものである。ビームフォーミングは、特定の方向に無線信号を伝送するようにアンテナのアレイを操作することができる技法である。各信号の位相および振幅は、狭ビームまたはローブにエネルギーを集約させるように、建設的かつ破壊的に加えられる。サイドローブとは、メインローブではない、アンテナのファーフィールド放射パターンである。高密度エリアにおいて動作する複数のアレイアンテナの場合、各アレイアンテナは、特定のユーザ（方向）に向けたそれ自体固有のビームを有する。あるアンテナのアンテナサイドローブによる放射は、隣接するアンテナからユーザが受信する信号への干渉の原因となる。複数のビームアレイアンテナの場合、各アンテナビームは、特定の方向に向いている。あるアンテナビームのアンテナサイドローブによる放射は、隣接するアンテナビームからユーザが受信する信号への干渉の原因となる。
【0004】
典型的なフェーズドアレイアンテナ構成では、複数の無線周波数集積回路（Radio Frequency Integrated Circuit：ＲＦＩＣ）、例えばビームフォーミングＲＦＩＣが使用される。アンテナ素子の各信号経路は、可変利得増幅器および移相器を含んでいる。各アンテナ素子からの信号は、アンテナサイドローブを制御するために、異なる量で増幅および位相シフトされる（振幅および位相テーパリング）。例えば、チェビシェフまたはテイラーテーパリングが、アンテナサイドローブを弱めるために通常用いられる。したがって、精密な振幅テーパリングを実現するためにＲＦＩＣにおける増幅器利得の較正（一貫した利得の提供）が重要である。低サイドローブを実現するために、振幅テーパリングに対する必要な典型的な精度は０．３７５ｄＢ以下であり、移相器については６または７ビットの精度が必要とされる。動的移相器設計（直交変調器のような）では、位相精度は、同位相増幅器および直交位相増幅器における高精度振幅利得制御によって実現されることに留意されたい。
【0005】
モバイルキャリアによってますます生じる帯域幅不足により、次世代５Ｇ広帯域セルラー通信ネットワークに対して、２４Ｇおよび３００ＧＨｚ周辺の未利用のミリメートル波（ミリ波）周波数帯が探索されている。ミリ波ネットワークにおける狭ビームを用いる指向性通信をサポートするために、５Ｇ基地局は、典型的には、フェーズドアレイアンテナによる複数のビームをサポートしている。あるビームのサイドローブが、別のビームのメインビームに干渉する。複数のビームのそれぞれで全帯域幅を使用することを可能にする２５６ＱＡＭなどの高次変調信号に対する信号対混信比要件を達成するために、ピークサイドローブレベルを、－４０ｄＢ以下から－４５ｄＢ以下に制御することが望ましい。振幅および位相テーパリング（照度の均一化）なしでは、ピークアンテナサイドローブは、メインローブから下－１３ｄＢに制限される。
【0006】
ＲＦＩＣ内のＲＦ増幅器は、１）ＰＶＴ変動（ウェハプロセス、電源電圧および温度の変動）（補償されない場合、数ｄＢの変動となる）、および２）トランジスタまたは受動素子サイズ変動によるランダム変動（この要件は、通常、ＲＦＩＣ内部で使用されるトランジスタ、コンデンサ、抵抗を最小サイズに制限することによって満たされる）、の影響を受ける。アンテナアレイ全体にわたる振幅テーパリングに対する高精度要件（０．３７５ｄＢのような）を満たすために、アンテナアレイ全体にわたってＲＦＩＣおよび増幅器を較正することが必要である。製造の複雑性および製造後のアンテナ較正コストを低減するために、ＲＦＩＣを、様々な製造の設計によって自己較正するか、異なる温度の全範囲の追跡を可能にするか、または自動試験装置によって製造プロセス中に較正することが望ましい。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0007】
高精度のＲＦ増幅器利得を必要とするＲＦ増幅器のための較正方法が求められている。
【課題を解決するための手段】
【0008】
例えばＣＭＯＳ、ＣａＡｓ、ＳｉＧｅまたは他のシリコンプロセスで実装されるＲＦＩＣを伴う無線周波数（ＲＦ）増幅器設計は、ウェハプロセスの変動、温度変化、および電源電圧変化に起因する利得変動、ならびにランダムな変動の影響を受ける。オンチップウェハ較正または自己較正のどちらかを通じて、定増幅器利得を実現する４つの方法を提案する。提案する方法は、増幅器バイアス電流の自動調整を通じてプロセスの間の増幅器利得、温度、電源電圧変動を一定に維持する。提案する方法１によって、利得精度を向上させた定相互コンダクタンスＧｍは、ウェハ較正によって維持される。提案する方法２によって、定相互コンダクタンスＧｍは、異なるトランジスタによる時間領域平均化によって維持される。提案する方法３によって、定Ｇｍ＊ＲまたはＲＦ利得は、ＲＦ増幅器の整合ネットワークのインピーダンスを考慮に入れることで維持される。提案する方法４によって、トランジスタは、公差を低減するために方法１を使用してまずは較正（選択）され、次いで、方法３が適用される。
【0009】
他の実施形態および利点については、後述の発明を実施するための形態にて説明する。本要約は、発明を定義することを目的としていない。本発明は、特許請求の範囲によって定義される。
【図面の簡単な説明】
【0010】
【発明を実施するための形態】
【0011】
本発明のいくつかの実施形態を詳細に参照し、その例が、添付の図面に示されている。
【0012】
図１は、一実施形態によるバイアスジェネレータを使用する複数のフェーズドアレイアンテナの簡略ブロック図である。ビームフォーミングセルラーモバイル通信ネットワーク１００は、基地局ＢＳ１０１ならびにＵＥ１０２およびＵＥ１０３などの複数のユーザ端末を含む。セルラーモバイル通信ネットワークは、狭ビームを用いる指向性通信を使用し、マルチギガビットデータレートをサポートすることがある。このようなセルラーネットワークの一例としては、ミリ波周波数帯を利用するミリメートル波（ミリ波）ネットワークがある。このようなミリ波ネットワークでは、指向性通信は、ビームフォーミングによって実現されるが、ここで、複数のアンテナ素子を有するフェーズドアンテナアレイは、複数のビームパターンを形成するために、ビームフォーミング重み（位相偏移値）の複数のセットが適用される。このことは、ミリ波ネットワークにおける高経路損失を克服し、かつＵＥ１０２およびＵＥ１０３にモビリティサポートを提供するために必要とされる。
【0013】
図１の例では、ＢＳ１０１は、結合器分配器ネットワーク１２０に接続された複数のフェーズドアレイアンテナ１１０を含む。高密度エリアにおいて動作する複数のアレイアンテナでは、各アレイアンテナは、特定のＵＥ（方向）に向けたそれ自体固有のビームを有する。あるアンテナのアンテナサイドローブによる放射は、隣接するアンテナからＵＥが受信する信号への干渉の原因となる。複数のビームアレイアンテナの場合、各アンテナビームは、所定の時刻に特定のＵＥ方向に向いている。あるアンテナビームのアンテナサイドローブによる放射は、異なるＵＥに向けた隣接するアンテナビームからＵＥが受信する信号への干渉の原因となる。
【0014】
典型的なフェーズドアレイアンテナ構成では、複数の無線周波数集積回路（ＲＦＩＣ）、例えばビームフォーミングＲＦＩＣが使用される。アンテナ素子の各信号経路は、可変利得増幅器および移相器を含んでいる。各アンテナ素子からの信号は、アンテナサイドローブを制御するために、異なる量で増幅および位相シフトされる（振幅および位相テーパリング）。例えば、チェビシェフまたはテイラーテーパリングが、アンテナサイドローブを弱めるために通常用いられる。したがって、精密な振幅テーパリングを実現するためにＲＦＩＣにおける増幅器利得の較正（一貫した利得の提供）が重要である。低サイドローブを実現するために、振幅テーパリングに対する必要な典型的な精度は０．３７５ｄＢ以下であり、移相器については６または７ビットの精度が必要とされる。
【0015】
ＲＦＩＣ内のＲＦ増幅器は、１）ＰＶＴ変動（ウェハプロセス、電源電圧および温度の変動）（補償されない場合、数ｄＢの変動となる）、および２）トランジスタまたは受動素子サイズ変動によるランダム変動（この要件は、通常、ＲＦＩＣ内部で使用されるトランジスタ、コンデンサ、抵抗を最小サイズに制限することによって満たされる）、の影響を受ける。アンテナアレイ全体にわたる振幅テーパリングに対する高精度要件（０．３７５ｄＢのような）を満たすために、アンテナアレイ全体にわたってＲＦＩＣおよび増幅器を較正することが必要である。製造の複雑性および製造後のアンテナ較正コストを低減するために、ＲＦＩＣを、様々な製造の設計によって自己較正するか、異なる温度の全範囲の追跡を可能にするか、または自動試験装置によって製造プロセス中に較正することが望ましい。
【0016】
一実施形態によれば、自己較正を用いる定相互コンダクタンス（Ｇｍ）バイアスジェネレータが、フェーズドアレイアンテナ内の全ＲＦＩＣにわたるＲＦ増幅器の相互コンダクタンス利得を維持するために使用される。図１の例では、定Ｇｍバイアスジェネレータ１、２、３などの複数のセットが、フェーズドアレイアンテナ１１０内のＲＦＩＣにバイアス電流を提供するために使用される。定Ｇｍバイアス回路は、計測装置増幅器、電力検出器動力増幅器、および電力増幅器の信号バックオフ制御などを含む多くのＲＦ増幅器用途で広範に使用される。定Ｇｍは、バンドギャップ基準によって提供される電圧を使用することによって固定電流に変換される。Ｇｍおよび基準電圧が、ＰＶＴに左右されない場合、これらのパラメータを使用して生成された固定電流もＰＶＴに左右されないため、大型ＲＦＩＣの主要バイアス電流として使用され得る。バイアスジェネレータのトランジスタサイズは、Ｇｍの良好な追跡を維持するために、ＲＦ増幅器で使用されるトランジスタサイズを複製する必要があることに留意されたい。その結果、様々なトランジスタサイズの定Ｇｍバイアスジェネレータの複数のセットが、フェーズドアレイアンテナ１１０内の全ＲＦＩＣにわたって異なるトランジスタサイズを有するＲＦ増幅器のために必要とされる。
【0017】
定Ｇｍバイアスジェネレータごとに、高精度および温度安定オフチップ外部抵抗が、基準として使用され、トランジスタサイズ比Ｋが、高精度Ｇｍを得るために使用される。サイズ比Ｋは、Ｇｍの正確な値を得るために厳密なものであることに留意されたい。第１の方法では、複数のトランジスタがＲＦＩＣ内に含まれ、Ｇｍと密接に整合した（Ｋ＋１）個のトランジスタが選択され、最良の整合比Ｋを提供するために（Ｋ＋１）個のトランジスタから１つが選択される。第２の方法では、高精度クロックを使用して（Ｋ＋１）個のトランジスタのうち１つがラウンドロビンによって選択され、平均化回路を使用して（Ｋ＋１）回のサイクルにわたる電流または電圧バイアスが平均化される。第３の方法では、整合ネットワークのインピーダンスを考慮に入れることにより、より正確に、Ｇｍ＊Ｒｅｑｕｉｖａｌｅｎｔを制御するか、またはＲＦ増幅器の定利得を提供する。
【0018】
図２は、ＲＦＩＣ内のＲＦ増幅器のために使用される定Ｇｍバイアスをサポートするバイアスジェネレータ２０１の簡略回路図である。バイアスジェネレータ２０１は、トランジスタＭ１とＭ２とのペアを含み、Ｍ１のゲートとＭ２のゲートとは、外部抵抗ＲＥＸＴによって接続されている。トランジスタＭ１はＷ／Ｌのサイズを有し、またトランジスタＭ２はＫ＊（Ｗ／Ｌ）のサイズを有する。２５０で表すように、定Ｇｍバイアスは、ＲＥＸＴとトランジスタサイズ比Ｋのみによって、すなわちｇｍ＝２／ＲＥＸＴ＊（１－１／√Ｋ）によって決定されるが、ここで、ＲＥＸＴは、零温度係数を有する高精度抵抗である。したがって、Ｇｍおよび基準電圧が、ＰＶＴに左右されず、それによりこれらのパラメータを使用して生成された固定電流もＰＶＴに左右されないため、大型ＲＦＩＣの主要バイアス電流として使用され得る。図２では、Ｉｒｅｆ１とＩｒｅｆ２とは、異なるＲＦ増幅器のために使用される異なるバイアス電流ミラーである。
【0019】
トランジスタＭ１とトランジスタＭ２とのサイズ比Ｋは、Ｇｍの正確な値を得るために厳密なものであることに留意されたい。さらに、トランジスタＭ１は、Ｇｍの良好な追跡を維持するために、ＲＦ増幅器で使用されるトランジスタを複製する必要がある。このように、同じタイプのトランジスタおよびサイズを使用することが重要である。その結果、トランジスタＭ２は、同じサイズ（Ｗ／Ｌ）を有するＫ個の全く同じトランジスタＭ１を複製して形成される。さらに、トランジスタの電流密度は、ＲＦ増幅器の電流密度と同じである必要がある。したがって、トランジスタサイズを大きくすることで、サイズ比Ｋの精度を向上させることができるが、低電力消費および小型のＲＦＩＣを実現するためには、大きなサイズのＭ１およびＭ２トランジスタを有することは望ましくない。
【0020】
上述の考慮事項に基づいて、自己較正を用いる定Ｇｍバイアスジェネレータにより、フェーズドアレイアンテナ内の全ＲＦＩＣにわたるＲＦ増幅器の相互コンダクタンス利得の維持を実現する４つの異なる方法を提案する。第１の方法（２１０）では、複数のトランジスタがＲＦＩＣ内に含まれ、最良の整合比Ｋを有する（Ｋ＋１）個のトランジスタが選択される。第２の方法（２２０）では、高精度クロックを使用して（Ｋ＋１）個のトランジスタのうち１つがラウンドロビンによって選択され、平均化回路を使用して（Ｋ＋１）回のサイクルにわたる電流または電圧バイアスが平均化される。第３の方法（２３０）では、整合ネットワークのインピーダンスを考慮に入れることにより、より正確に、Ｇｍ＊Ｒｅｑｕｉｖａｌｅｎｔを制御するか、またはＲＦＩＣ全体にわたるＲＦ増幅器の定利得を提供する。第４の方法（２４０）では、定Ｇｍ較正手順（例えば、方法１または方法２）と、定利得閉ループ回路（例えば、方法３）との組み合わせが、ＲＦ増幅器向けに設計され得る。
【0021】
図３は、較正回路３０１を使用してバイアスジェネレータに精密なトランジスタサイズ比Ｋを提供する第１の方法を示す図である。図３の実施形態では、較正回路３０１を使用してＲＦＩＣ内のＮ個のトランジスタから、（Ｋ＋１）個の全く同じトランジスタが選択される（この際、Ｎ＞（Ｋ＋１）である）。各ＲＦＩＣは、サイズ（Ｗ／Ｌ）を有するＮ個の全く同じトランジスタを含み、各トランジスタは、較正回路３０１を使用してテストされる。テストおよび選択のステップを以下に示す。ステップ１）ゲート電圧Ｖｍに対する、Ｎ個のトランジスタのそれぞれを通じたサイクル、および正確な高精度抵抗Ｒｍ全体にわたる電圧降下によるドレイン電流を測定。２）トランジスタごとに、Ｖｍを変化させて、対応するドレイン電流を測定することによってそのＩ－Ｖ特性曲線の複数のポイントを取得。ステップ３）Ｎ個のトランジスタのＩ－Ｖ特性曲線から、Ｉ－Ｖ特性曲線における所望のＧｍに近い全てのトランジスタに対する同じ動作ポイントを取得。ステップ４）Ｉ－Ｖ特性曲線における密接に整合するＧｍを持つ（Ｋ＋１）個のトランジスタを選択。ステップ５）図２の定Ｇｍバイアスジェネレータ２０１でＭ１およびＭ２として使用される、最良の整合比Ｋを有する１個およびＫ個のトランジスタを選択。一例では、Ｎ個のトランジスタからの（Ｋ＋１）個のトランジスタの選択は、ＡＢＳ
の値を最小化することを伴う。この際、Ｖｊは、Ｋ個のトランジスタおよび１：Ｋのトランジスタサイズ比の最良整合を選択するために、ｊ番目に選択されたトランジスタから検出されたドレイン電圧である。スイッチＳ１およびＳ２は、例えば、バイアスジェネレータの較正エンジンの制御下で、Ｎ個のトランジスタのそれぞれを、測定および較正のために較正回路に接続させるか、または選択後にバイアスジェネレータに接続させるかを切り替えるために使用されることに留意されたい。
【数1】
の値を最小化することを伴う。この際、Ｖｊは、Ｋ個のトランジスタおよび１：Ｋのトランジスタサイズ比の最良整合を選択するために、ｊ番目に選択されたトランジスタから検出されたドレイン電圧である。スイッチＳ１およびＳ２は、例えば、バイアスジェネレータの較正エンジンの制御下で、Ｎ個のトランジスタのそれぞれを、測定および較正のために較正回路に接続させるか、または選択後にバイアスジェネレータに接続させるかを切り替えるために使用されることに留意されたい。
【0022】
図４は、バイアスジェネレータ４０１のトランジスタサイズの較正誤差による最大誤差に対する第１の方法の改良を示す。第１の方法では、１）Ｎ個のトランジスタから（Ｋ＋１）個のトランジスタを選択した後の、トランジスタサイズ比Ｋ（すなわちΔ）、２）トランジスタの閾値電圧Ｖｔｈにおける誤差、ε、の最大誤差が存在する。例えば、Ｍ２の較正されたトランジスタサイズは、（Ｋ＋Δ）＊（Ｗ／Ｌ）である場合がある。その場合、電流ミラーのトランジスタサイズを調整して、サイズ比ＫのΔによって生じる誤差を修正することによってさらなる改良を得ることができる。Δとεの両方は、Ｉ－Ｖ測定から得ることができる。図４では、定Ｇｍバイアスジェネレータ４０１内の複数の小型トランジスタおよびスイッチを含む回路４１０を使用して、電流ミラーサイズを調整して不整合Δを補償することができる。
【0023】
図５は、実施形態による無線周波数集積回路（ＲＦＩＣ）の定相互コンダクタンス（Ｇｍ）バイアスを維持する第１の方法のフロー図である。ステップ５０１で、バイアスジェネレータは、バイアス電流または電圧を生成する。バイアスジェネレータは、第１のトランジスタ（Ｍ１）および第２のトランジスタ（Ｍ２）を含む。Ｍ２は、サイズ比Ｋに基づいて同じＭ１を複製することによって形成される。この際、Ｋは正整数である。ステップ５０２で、バイアスジェネレータは、較正回路およびＲＦＩＣ内のＮ個のトランジスタを使用して較正される。Ｎは、（Ｋ＋１）より大きい正整数であり、較正は、Ｍ１として使用される１個のトランジスタを選択することと、Ｍ２として使用されるＫ個のトランジスタを選択することと、を含む。ステップ５０３で、較正されたバイアスジェネレータは、ＲＦＩＣの定Ｇｍバイアスを維持する。
【0024】
図６は、バイアスジェネレータ６０１に定Ｇｍを提供するために、動作中の時間領域平均化を使用する第２の方法を示す。バイアスジェネレータ６０１は、バイアスジェネレータの左側または右側に配置された（Ｋ＋１）個のトランジスタを含む。第２の方法によって、例えば、クロックサイクル（例えば、１ミリ秒）ごとに、（Ｋ＋１）個のトランジスタのうち１つ（Ｍｉ）が、バイアスジェネレータ６０１の左側で作動するように選択され、残りのＫ個のトランジスタが、バイアスジェネレータ６０１の右側で作動するように選択されるといったように、高精度クロックを使用してラウンドロビン方式による選択が行われる。例えば、クロックサイクル１では、Ｍ１が左側であり、クロックサイクル２では、Ｍ２が左側であり、同様に、クロックサイクルＫ＋１では、ＭＫ＋１が左側である。次いで、平均化回路６１０を使用して（Ｋ＋１）回のクロックサイクル全体のゲート電圧（Ｖｒｅｆｉ）が平均化される。Ｖｒｅｆａｖｅｒａｇｅは、定Ｇｍバイアスを平均化した結果の基準電圧である。スイッチＳ１からＳ４は、例えば、バイアスジェネレータの較正エンジンの制御下で、（Ｋ＋１）個のトランジスタのそれぞれをバイアスジェネレータの左側または右側で作動するように配置するために使用されることに留意されたい。第２の方法は、時間領域平均化によるスイッチングノイズを発生させる可能性がある。
【0025】
図７は、Ｉ－Ｖ特性曲線の非線形性によるＧｍの補間誤差を低減することによる定Ｇｍバイアスジェネレータの改良を示す。増幅器トランジスタのＩ－Ｖ特性曲線７１０によって描かれているように、所望のＧｍ値の動作ポイントは、ポイントＰ１とポイントＰ２との間にある。上述の方法１および方法２では、全てのトランジスタに対して同じ動作ポイント（同じＶｍおよびＩｏ）が仮定されており、最良の整合比を有する（Ｋ＋１）個のトランジスタが選択されるか、または時間領域平均化が行われる。トランジスタＭ１のサイズ（Ｗ／Ｌ）は、増幅器トランジスタのサイズに等しく、またトランジスタＭ２のサイズは、Ｋ＊（Ｗ／Ｌ）である。それゆえ定Ｇｍ回路は、結果として補間誤差となる異なるＭ１およびＭ２トランジスタサイズに基づいて、Ｇｍの近似値を得る。一実施形態によれば、抵抗Ｒｅｘｔにある特定のタップを入れて、２つのトランジスタＭ１とＭ２との間でオフセットゲート電圧を生成して、異なるバイアス電圧ポイントによるＩ－Ｖ特性曲線の非線形性を補償するために、Ｖｂｉａｓ電圧が用いられる。図７の例では、Ｖｂｉａｓは、抵抗Ｒｅｘｔを２つの直列に接続された抵抗に変換するために使用され、２つの直列に接続された抵抗の比は、増幅器トランジスタのＩ－Ｖ特性曲線の非線形性を補償するために最適な値を有する。
【0026】
図８は、一実施形態による無線周波数集積回路（ＲＦＩＣ）の定相互コンダクタンス（Ｇｍ）バイアスを維持する第２の方法のフロー図である。ステップ８０１で、バイアスジェネレータは、バイアス電流または電圧を生成する。バイアスジェネレータは、第１のトランジスタ（Ｍ１）および第２のトランジスタ（Ｍ２）を含み、Ｍ２は、サイズ比Ｋに基づいて同じＭ１を複製することによって形成される。この際、Ｋは正整数である。ステップ８０２で、高精度クロックを使用してクロックサイクルごとに、（Ｋ＋１）個のトランジスタから、Ｍ１として使用される１個のトランジスタ、およびＭ２として使用される残りのＫ個のトランジスタが選択される。ステップ８０３で、定Ｇｍバイアスを維持するために、平均化回路を使用して（Ｋ＋１）回のクロックサイクルにわたるバイアスジェネレータのバイアス電流または電圧が平均化される。
【0027】
図９は、一実施形態によるＲＦ増幅器に定Ｇｍ＊Ｒｅｑｕｉｖａｌｅｎｔまたは定利得を提供する第３の方法を示す。ＲＦ増幅器は、整合ネットワークに接続されている。ＲＦ増幅器利得は、Ｇｍと、整合ネットワークのインピーダンスおよびＲＦ増幅器内の２つのトランジスタの出力インピーダンスの並列接続との積によって決定されることに留意されたい。図９では、ＲＦ増幅器９１０の一部である整合ネットワーク９０１が描かれており、またＶｒｅｆは、定利得バイアスジェネレータによって供給される。増幅器周波数応答の中心周波数で、整合ネットワークのリアクタンス素子は、互いに相殺し、それにより等価負荷抵抗Ｒｚが整合ネットワークに残る。その結果、等価抵抗Ｒｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ＝整合ネットワークの等価負荷抵抗（Ｒｚ）／／トランジスタ出力Ｒｏｕｔ／／その他のＲ（例えば、入力から次の段への）、となる。簡潔さのために、我々はその他のＲはゼロと仮定したが、実際の実装形態では、ＲｏｕｔおよびＲｚと類似の方式で考慮される必要がある。したがって、増幅器周波数応答の中心周波数での増幅器利得は、Ｇｍ＊Ｒｅｑｕｉｖａｌｅｎｔである。一実施形態では、ＲＦ増幅器のＧｍの制御と比べると、ＲＦ増幅器のＧｍ＊Ｒｅｑｕｉｖａｌｅｎｔの制御はより正確である。
【0028】
図１０は、第３の方法による定利得バイアスジェネレータ１００１の簡略ブロック図を示す。一例では、定利得バイアスジェネレータ１００１は、ＲＦ増幅器９１０に定利得を提供し、ドレイン電圧を維持しながら、増幅器利得が事前設定値に等しくなるまで、バイアス電流および対応するゲート電圧を調整しようとするものである。バイアスジェネレータ１００１は、ＲＦ増幅器９１０のドレイン負荷、例えば、図９のＬ－Ｃ整合ネットワーク９０１の実数部抵抗（Ｒｚ）と全く同じドレイン負荷を利用する必要がある。ＲＦ増幅器利得は、増幅器トランジスタの出力インピーダンスＺｏｕｔと、出力整合ネットワークのインピーダンスとで構成されるドレイン負荷によって決定される。理想的には、ドレイン負荷の虚数部（出力整合ネットワークインピーダンスと、トランジスタ出力インピーダンスとで構成される）は、ＲＦ増幅器調整周波数で０に等しい必要があり、整合ネットワークの実数部（すなわち、Ｒｚ）およびトランジスタ出力インピーダンスの実数部（すなわち、Ｒｏｕｔ）のみが、ＲＦトランジスタに認識される。
【0029】
閉ループフィードバックを用いる、以下の２つの誤差増幅器が使用される。１）上部のものは、所望の差動モードのドレイン電圧差（差動利得）を生成するためのものである。２）下部のものは、適切な同相モードのドレイン電圧を発生させるためのものである。下部の同相モードのフィードバックループは、同相モードゲートバイアス電圧（すなわち、Ｖｉ＋、Ｖｉ－の同相モード）を調整して、出力ノードＶｏ＋、Ｖｏ－の同相モード電圧を、ＶＤＤに等しくさせる。上部の差動モードのフィードバックループは、バイアス電流を差動出力電圧（Ｖｏ＋、Ｖｏ－）が２＊Ｉｒｅｆ＊Ｒｏｕｔに等しくなるまで調整する。安定性のために、上部の差動ループの時定数は、下部のループの時定数より１０倍遅くする必要がある。
【0030】
差動入力（Ｖｉ＋、Ｖｉ－）は、２＊Ｉｒｅｆ＊Ｒｉｎの電圧に等しい。上部の差異誤差増幅器は、（Ｖｏ＋、Ｖｏ－）を２＊Ｉｒｅｆ＊Ｒｏｕｔと比較して、ＰＭＯＳ電流を調整することによってそれらを等しくしようとする。平衡時は、差動トランジスタペアＭ１およびＭ２は、（Ｖｏ＋ － Ｖｏ－）／（Ｖｉ＋ － Ｖｉ－）＝（２＊Ｉｒｅｆ＊Ｒｏｕｔ）／（２＊Ｉｒｅｆ＊Ｒｉｎ）＝Ｒｏｕｔ／Ｒｉｎに等しい差動利得を有する。Ｍ１およびＭ２からの同じバイアス電流が、同じトランジスタサイズ、つまりＭ１およびＭ２と同じＺｏを有するＲＦ差動増幅器に供給され、出力整合ネットワークの実数部に等しいＲｚと全く同じドレイン負荷と同じＲＦ利得が提供される。Ｍ１およびＭ２からのバイアス電流は、ＲＦ利得を一定に維持することに留意されたい。
【0031】
増幅器利得は、Ｒｏｕｔ対Ｒｉｎの比のみによって定義される。抵抗比は、ウェハプロセス、電源電圧および温度に対して鋭敏ではない。閉ループ動作中の増幅器追跡誤差を低減するために、より大きな差動電圧（Ｖｉ＋、Ｖｉ－）を使用することが望ましいが、（Ｖｏ＋、Ｖｏ－）の大きな信号歪みが動作に影響を与え始めるような大きすぎる差動電圧は避けるべきである。Ｉｒｅｆ、ＲｉｎおよびＲｏｕｔの絶対値および温度係数は、定利得バイアスの精度に影響を与えず、Ｒｏｕｔ対Ｒｉｎの比のみが、増幅器利得に影響する。このバイアスは、非常に精密な利得追跡性能を提供するが、いずれの高精度要素も必要とせず、Ｒｏｕｔ対Ｒｉｎの整合のみが必要である。
【0032】
Ｒｚ（増幅器出力整合ネットワークの実数部に等しい）は、典型的には、プロセス、電源電圧および温度の中でほとんど変動しない。加えて、Ｒｚは、Ｒｏｕｔより大幅に大きくすることができ、したがって、Ｒｅｑｕｉｖａｌｅｎｔにそれほど関与しない。そのため、外部の高精度抵抗が定利得バイアスジェネレータに使用される場合、プロセス変動、電源電圧、および温度変化に対して、対応するＲＦ増幅器利得はほとんど変化しないことが予想できる。Ｒｚは高精度外部抵抗あるいはオンチップポリ抵抗に実装可能であり、またポリシート抵抗変動および整合ネットワーク変動を補償するために、ウェハ較正中に微調整され得る。特定のロットに対する最適なＲｚ微調整設定は、金属シート抵抗（金属厚を意味する）、ポリシート抵抗、測定されるキャパシタンス偏差、および測定されるインダクタンス偏差などの、ウェハテストデータを使用して、計算またはシミュレートすることができる。
【0033】
第４の方法によって、定Ｇｍ較正手順と、定利得の閉ループ回路とが組み合わされ、例えば、より多くのスイッチを加えることによって定Ｇｍ較正回路と定利得回路とが併合され得る。第４の実装形態は、Ｎ個のトランジスタの母集団から良好で着実な整合特性を有する（Ｋ＋１）個のトランジスタを選択する方法１などのトランジスタ選択方法をまず使用することと、次にＲＦ増幅器の定利得を維持する方法３を使用することとの組み合わせである。選択方法は、精度を上げるために、バイアスジェネレータで使用されるＲｚおよびＲｏｕｔなどの他の素子にも適用することができる。
【0034】
本発明について、説明の目的である特定の実施形態と共に記載したが、本発明はこれらの説明に制限されない。したがって、特許請求の範囲に記載されている本発明の範囲から逸脱することなく、記載した実施形態の様々な特徴の種々の変形、適合および組み合わせが実施され得る。
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】