(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】特許公報(B1)
(11)【特許番号】
(24)【登録日】2023-05-22
(45)【発行日】2023-05-30
(54)【発明の名称】電圧型インバータの制御装置
(51)【国際特許分類】
H02M 7/48 20070101AFI20230523BHJP
【ＦＩ】
H02M7/48 F
【請求項の数】
6
(21)【出願番号】P 2022026369
(22)【出願日】2022-02-24
【審査請求日】2023-02-28
【早期審査対象出願】
(73)【特許権者】
【識別番号】000006105
【氏名又は名称】株式会社明電舎
(74)【代理人】
【識別番号】100086232
【弁理士】
【氏名又は名称】小林 博通
(74)【代理人】
【識別番号】100092613
【弁理士】
【氏名又は名称】富岡 潔
(74)【代理人】
【識別番号】100104938
【弁理士】
【氏名又は名称】鵜澤 英久
(74)【代理人】
【識別番号】100210240
【弁理士】
【氏名又は名称】太田 友幸
(72)【発明者】
【氏名】山本 康弘
(72)【発明者】
【氏名】滝口 昌司
【審査官】麻生 哲朗
(56)【参考文献】
【文献】特開２０２１－１４１６２９（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開２０２１－０６９１８７（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開２０１３－２５５３１７（ＪＰ，Ａ）
(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)
Ｈ０２Ｍ ７／４８
(57)【特許請求の範囲】
【請求項1】
三相フルブリッジ接続されたスイッチング素子を有し、直流電圧を三相交流電圧に変換する電圧型インバータの制御装置であって、電圧指令と位相指令を入力し、（２６）式と（２７）式（または（２８）式）によって６次補正成分の振幅値を求め、（２９）式によって補正後電圧指令を求め、前記補正後電圧指令を出力する６次高調波補正部を備え、
前記補正後電圧指令に基づいて、前記スイッチング素子のゲート信号を生成することを特徴とする電圧型インバータの制御装置。
【数1】
【数26】
【数27】
【数28】
【数29】
Ｖｄｃ：直流電圧
Ｖｘ６，Ｖｙ６：６次補正成分の振幅値
Ｖｃｍｄ：電圧指令
ΔＶ０：過変調成分
ｍｉｎ：（）内の要素から最小値を選択する関数
Ｖｘ，Ｖｙ：補正後電圧指令
θｖ：位相指令
【請求項2】
三相フルブリッジ接続されたスイッチング素子を有し、直流電圧を三相交流電圧に変換する電圧型インバータの制御装置であって、（３０）式によってＤＢ飽和電圧を定め、
電圧指令と位相指令を入力し、（３１）式、（３２）式（または（３３）式）によって６次補正成分の振幅値を求め、（２９）式によって補正後電圧指令を求め、前記補正後電圧指令を出力する６次高調波補正部を備え、
前記補正後電圧指令に基づいて、前記スイッチング素子のゲート信号を生成することを特徴とする電圧型インバータの制御装置。
【数1】
【数30】
【数31】
【数32】
【数33】
【数29】
Ｖｄｃ：直流電圧
Ｋｖ６：補正係数
ＶＤＢ：ＤＢ飽和電圧
ΔＶｄｂ：ＤＢ電圧余裕幅
Ｖｘ６，Ｖｙ６：６次補正成分の振幅値
Ｖｃｍｄ：電圧指令
ΔＶ０：過変調成分
ｍｉｎ：（）内の要素から最小値を選択する関数
Ｖｘ，Ｖｙ：補正後電圧指令
θｖ：位相指令
【請求項3】
零相変調・セクタ切替部を備え、前記零相変調・セクタ切替部は、二相変調ＰＷＭ指令、および、三相変調ＰＷＭ指令、および、一相変調ＰＷＭ指令を生成し、位相指令に位相進み量を加算した予測位相による二相変調のセクタ切替時以外は前記二相変調ＰＷＭ指令を主成分とし、前記予測位相による二相変調のセクタ切替時、かつ、三相変調で最小パルス幅を確保できる場合は、少なくとも三角波キャリア信号の半周期分だけ前記三相変調ＰＷＭ指令を前記主成分とし、前記予測位相による二相変調のセクタ切替時、かつ、三相変調で最小パルス幅を確保できない場合は、少なくとも三角波キャリア信号の半周期分だけ前記一相変調ＰＷＭ指令を前記主成分とし、前記主成分に前記一相変調ＰＷＭ指令を適用したことにより生ずる電圧の誤差成分に基づいて、セクタ切替区間の直後の区間に適用する補正量を生成し、前記主成分と前記補正量に基づいて零相変調後のＰＷＭ指令を生成し、
前記零相変調後のＰＷＭ指令と三角波キャリア信号との比較に基づいて、前記スイッチング素子のゲート信号を生成することを特徴とする請求項２記載の電圧型インバータの制御装置。
【請求項4】
零相変調・セクタ切替部を備え、前記６次高調波補正部は、（２９）式のθｖに、位相指令に位相進み量を加算した予測位相を入力して補正後予測電圧指令を求め、
前記零相変調・セクタ切替部は、前記補正後予測電圧指令に基づいて生成した零相変調前の予測ＰＷＭ指令を入力し、前記零相変調前の予測ＰＷＭ指令に基づいて、二相変調ＰＷＭ指令、および、三相変調ＰＷＭ指令、および、一相変調ＰＷＭ指令を生成し、前記予測位相に位相進み量を加算した２サイクル先の予測位相による二相変調のセクタ切替時以外は前記二相変調ＰＷＭ指令を主成分とし、前記２サイクル先の予測位相による二相変調のセクタ切替時、かつ、三相変調で最小パルス幅を確保できる場合は、少なくとも三角波キャリア信号の半周期分だけ前記三相変調ＰＷＭ指令を前記主成分とし、前記２サイクル先の予測位相による二相変調のセクタ切替時、かつ、三相変調で最小パルス幅を確保できない場合は、少なくとも三角波キャリア信号の半周期分だけ前記一相変調ＰＷＭ指令を前記主成分とし、前記主成分に前記一相変調ＰＷＭ指令を適用したことにより生ずる電圧の誤差成分に基づいて、セクタ切替期間の直前のサンプル期間に適用する予測補正量、および、セクタ切替期間の直後のサンプル期間に適用する遅延補正量を生成し、前記主成分と前記予測補正量および前記遅延補正量に基づいて零相変調後のＰＷＭ指令を生成し、
前記零相変調後のＰＷＭ指令と三角波キャリア信号との比較に基づいて、前記スイッチング素子のゲート信号を生成することを特徴とする請求項２記載の電圧型インバータの制御装置。
【請求項5】
零相変調・セクタ切替部を備え、前記６次高調波補正部は、（２９）式のθｖに位相指令を入力して前記補正後電圧指令を求め、（２９）式のθｖに、位相指令に位相進み量を加算した予測位相を入力して補正後予測電圧指令を求め、
前記零相変調・セクタ切替部は、前記補正後電圧指令に基づいて生成した零相変調前のＰＷＭ指令と前記補正後予測電圧指令に基づいて生成した零相変調前の予測ＰＷＭ指令をそれぞれ入力し、前記零相変調前のＰＷＭ指令に基づいて二相変調ＰＷＭ指令、および、第１三相変調ＰＷＭ指令、および、第１一相変調ＰＷＭ指令を生成し、前記零相変調前の予測ＰＷＭ指令に基づいて第２三相変調ＰＷＭ指令、および、第２一相変調ＰＷＭ指令を生成し、前記予測位相に位相進み量を加算した２サイクル先の予測位相による二相変調のセクタ切替時以外は前記二相変調ＰＷＭ指令を主成分とし、前記２サイクル先の予測位相による二相変調のセクタ切替時、かつ、三相変調で最小パルス幅を確保できる場合は、少なくとも三角波キャリア信号の半周期分だけ前記第１三相変調ＰＷＭ指令を前記主成分とし、前記２サイクル先の予測位相による二相変調のセクタ切替時、かつ、三相変調で最小パルス幅を確保できない場合は、少なくとも三角波キャリア信号の半周期分だけ前記第１一相変調ＰＷＭ指令を前記主成分とし、前記主成分に前記第１一相変調ＰＷＭ指令を適用したことにより生ずる電圧の誤差成分に基づいて、前記第２三相変調ＰＷＭ指令と前記第２一相変調ＰＷＭ指令から算出されたセクタ切替期間の直前のサンプル期間に適用する予測補正量、および、前記第１三相変調ＰＷＭ指令と前記第１一相変調ＰＷＭ指令から算出されたセクタ切替期間の直後のサンプル期間に適用する遅延補正量を生成し、前記主成分と前記予測補正量および前記遅延補正量に基づいて零相変調後のＰＷＭ指令を生成し、
前記零相変調後のＰＷＭ指令と三角波キャリア信号との比較に基づいて、前記スイッチング素子のゲート信号を生成することを特徴とする請求項２記載の電圧型インバータの制御装置。
【請求項6】
前記電圧指令が飽和電圧を超過した場合に、その超過した電圧成分に基づいて判定位相幅を設定し、前記６次高調波補正部は、（２４）式と（２５）式と（２９）式によって、前記補正後電圧指令を設定し、
前記判定位相幅と位相指令と前記予測位相に基づいて、一相変調の挿入期間を設定して、その挿入期間は強制的に一相変調を選択することを特徴とする請求項３～５のうち何れかに記載の電圧型インバータの制御装置。
【数24】
【数25】
【数29】
ＶＭＡＸ：ＯＶＭ領域上限電圧
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、電動機（モータ）を駆動するインバータ装置などを対象としており、可変電圧・可変周波数の交流電圧を発生するためのＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式に関する内容である。
【背景技術】
【0002】
ＰＷＭ方式では、直流電源のＰ・Ｎ電位をパルス状に出力しており、このパルス幅を変化させることにより交流電圧を出力している。しかし、電圧指令が大きくなってパルス幅が零になると変調限界に達する。出力電圧をさらに拡大させる方法として、台形波のような正弦波以外の高調波成分を許容させる方法もあり、これは「過変調（方式）」と呼ばれている。
【0003】
本願発明でも台形に近い波形になるが、高調波成分をできるだけ低減した過変調方式である。さらに、半導体スイッチング素子の最小オン時間やデッドタイムなどの制約により生じる「最小パルス幅」の制限も考慮した過変調法を説明する。
【0004】
本願発明は、図３４に示す主回路構成の電圧型インバータを対象としており、これに適用するパルス幅変調（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式に関するものである。図中の逆導通型のスイッチング素子ＳＷｕ～ＳＷｚを６つのゲート信号Ｇｕ～Ｇｚにより制御すれば、図３５（ａ）に示す８種類の電圧ベクトルを出力することができる。
【0005】
図３４の直流電源ＤＣの直流電圧をＶｄｃとすると、図３５（ａ）に示した長さＶｄｃ×√（２／３）の６個の空間ベクトルＶｕ，Ｖｖ，Ｖｗ，－Ｖｕ，－Ｖｖ，－Ｖｗおよび２個の零ベクトルＶ０，Ｖ８が出力電圧になる。
【0006】
この６個の空間ベクトルの先頭を結んだ六角形内を「電圧飽和領域」と呼び、この六角形の外側の電圧領域を「電圧過変調領域」と呼ぶことにする。特に六角形の辺を指定したい場合には電圧「領域境界」とし、この内接円の半径「飽和電圧ＶＢ」は（１）式になる。電圧軌跡を円状にできれば三相出力の線間電圧は正弦波になり、電圧軌跡が六角形状になると三相の相電圧は台形波状になる。
【0007】
【数1】
【0008】
電圧指令から６本のゲート信号を生成する方法としては、図３６のような構成が一般的である。ここでは、電圧指令を回転ベクトルの振幅成分（電圧指令）Ｖｃｍｄと周波数成分（周波数指令）ωｃｍｄとして与える。積分部２は、周波数指令ωｃｍｄを時間積分して位相指令θｖとする。
【0009】
この位相指令θｖを利用して回転座標変換部１にて振幅成分である電圧指令Ｖｃｍｄを二相交流の電圧ベクトルＶａ，Ｖｂに変換し、さらに二相三相変換部３で三相交流電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換している。また、除算器４において三相交流電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，ＶｗをＶｄｃ／２で除算して直流電圧との比率（零相変調前のＰＷＭ指令）Ｋｕ，Ｋｖ，Ｋｗに正規化し、零相変調補正部５で零相変調を行い最終的な（零相変調後の）ＰＷＭ指令Ｋｚｕ，Ｋｚｖ，Ｋｚｗとしている。
【0010】
キャリア信号出力部７は三角波キャリア信号Ｃｒｙを出力する。比較器８により、零相変調後のＰＷＭ指令Ｋｚｕ，Ｋｚｖ、Ｋｚｗと三角波キャリア信号Ｃｒｙとを大小比較してＰＷＭパルス信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを生成し、さらに短絡防止期間生成部９により６個のスイッチング素子ＳＷｕ，ＳＷｘ，ＳＷｖ，ＳＷｙ，ＳＷｗ，ＳＷｚのゲート信号Ｇｕ，Ｇｘ，Ｇｖ，Ｇｙ，Ｇｗ，Ｇｚとして出力する。
【0011】
図３６の構成を数式で表すと、次のようになる。
【0012】
電圧指令Ｖｃｍｄを回転ベクトルの振幅成分とすれば、（２）式のように直交二軸回転座標（ＸＹ座標）の電圧ベクトルＶＸＹ（要素：Ｖｘ，Ｖｙ）が定義できる。本明細書では、数式にて「ベクトル・配列」を示す場合、先頭文字を「太字・斜体」とする（「ベクトル・配列」は「ＸＹ・ａｂ・ｕｖｗ・ａｂｃ」の文字列を含む記号だけである）。
【0013】
【数2】
【0014】
周波数指令ωｃｍｄを積分部２で時間積分して位相指令θｖに変換し、この位相指令θｖを用いて回転座標変換部１で回転座標変換することにより、（３）式のような直交二軸固定座標（αβ座標）の電圧ベクトルｖ（要素：Ｖａ，Ｖｂ）を得る。
【0015】
【数3】
【0016】
さらに、二相三相変換部３により、（４）式のような三相交流電圧指令Ｖｕｖｗ（要素：Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）に変換できる。
【0017】
【数4】
【0018】
通常は三角波キャリア信号Ｃｒｙの振幅を±Ｖｄｃ／２に設定するので、（５）式のように除算器４において三相交流電圧指令Ｖｕｖｗを「キャリア片振幅Ｖｄｃ／２」で除算して直流電圧との比率（零相変調前のＰＷＭ指令）Ｋｕｖｗ（Ｋｕ，Ｋｖ，Ｋｗ）に正規化する。
【0019】
【数5】
【0020】
さらに、零相変調補正部５で後述する零相変調を適用して、出力電圧を約１５％拡大できる三相交流の零相変調後のＰＷＭ指令Ｋｚｕｖｗ（Ｋｚｕ，Ｋｚｖ，Ｋｚｗ）を生成する。ここで、ＫｚｕｖｗとＫｕｖｗを区別するために、Ｋｕｖｗを「零相変調前のＰＷＭ指令」、Ｋｚｕｖｗを「零相変調後のＰＷＭ指令」として使い分ける。
【0021】
ＰＷＭ指令を「キャリア片振幅Ｖｄｃ／２」で正規化すると、最大振幅が「±１」となり飽和を表現しやすくなる。一方、二相交流の電圧ベクトル（二軸固定座標電圧）Ｖａｂの方は飽和電圧ＶＢを基準として正規化した方が理解しやすい。異なる基準が混在するとまぎらわしいので、「三相交流成分はＰＷＭ指令の正規化表現に統一」し、「二軸交流電圧ベクトル（軌跡）の方は飽和電圧ＶＢを基準とする正規化表現に統一」する。
【0022】
以降の説明では、三角波キャリア波形の両振幅レベルに相当する直流電位ＶＰ，ＶＮを多用するので、ＶＰ側を「「Ｐ電位」、「Ｐレベル」、ＫＰ＝＋１ｐ．ｕ．」、ＶＮ側を「「Ｎ電位」、「Ｎレベル」、ＫＮ＝－１ｐ．ｕ．」と定義しておく。
【0023】
電圧指令Ｖｃｍｄが飽和電圧ＶＢを超える場合を「電圧指令の過変調」と呼び、ΔＶ０＝（Ｖｃｍｄ－ＶＢ）を「電圧指令の過変調成分」、ΔＫ０＝（Ｖｃｍｄ－ＶＢ）／ＶＢを「電圧指令の過変調率［ｐ．ｕ．または％］」と定義する。
【0024】
電圧指令Ｖｃｍｄが過変調（Ｖｃｍｄ＞ＶＢ）になると、図３７の電圧ベクトルＶａｂの円軌跡が、六角形の電圧飽和領域内に納まらず、外側の電圧過変調領域も通過するようになる。この場合でも、本願発明を適用すれば、（ｂ）図に示した程度であれば、補正電圧ベクトルＶａｂＬの軌跡を電圧飽和領域内に制限した軌道に修正できる。この対策方法が本願発明の「過変調制御」に相当する。
【0025】
電圧指令がＶｃｍｄ＝ＶＢのときには、零相変調前のＰＷＭ指令Ｋｕｖｗ（（５）式）の最大振幅は約±１．１５ｐ．ｕ．になりキャリア振幅を超過するので、一般的には零相変調を適用して三相ＰＷＭ指令の最大振幅を約１５％だけ低減する。
【0026】
零相変調には多くの方式があるが、ここでは代表的な２種類の方法を示し、これらを「三相変調（方式）」と「二相変調（方式）」と呼ぶことにする。各方式では、下記のように図３６の零相変調部５ａで零相変調成分Ｋｚ（三相変調ではＫｚ３、二相変調ではＫｚ２）を計算する。
（ａ）三相変調方式（min－max方式）
（ａ）三相変調方式（min－max方式）
【0027】
【数6】
【0028】
ここで、ｍａｘ（）は三相要素の最大値を選択する関数，ｍｉｎ（）は三相要素の最小値を選択する関数である。
（ｂ）二相変調方式（６０°区間交互変調）
（ｂ）二相変調方式（６０°区間交互変調）
【0029】
【数7】
【0030】
（６）式または（７）式により得られたＫｚ３またはＫｚ２を零相変調成分（Ｋｚｘ）とし、（８）式のように加算器６で三相に同一成分を加算（零相補正）すれば零相変調後のＰＷＭ指令Ｋｚｕｖｗ（Ｋｚｕ，Ｋｚｖ，Ｋｚｗ）が得られる。
【0031】
【数8】
【0032】
この零相変調を適用すると三相の相電圧波形は歪むが、線間電圧は正弦波を維持できる。また、負荷機の零相インピーダンスが十分に大きければ零相電流も零になるので、負荷機への影響も生じない。
【0033】
後述する実施形態では、最大値ｍａｘ（Ｋｕｖｗ）と最小値ｍｉｎ（Ｋｕｖｗ）に対応する相を指示するために、前者の最大値である相を「最大相」，後者の最小値である相を「最小相」、そして残りの相を「中間相」と表現する。
【0034】
二相変調では（７）式のように電圧指令の位相指令θｖによって２種類の変調方式を切り替えているので、上側の式を「Ｐ側変調」、下側の式を「Ｎ側変調」とし、（７）式の各位相領域を「セクタ」、また２つの式（変調方向）を切り替えることを「セクタ切替」と表現する。
【0035】
二相変調は、最大相の振幅を直流電源のＰ電位に一致させるＰ側セクタと最小相の振幅を直流電源のＮ側電位に一致させるＮ側セクタとを、６０°区間で交互に切り替える零相変調方式である。
【0036】
三相変調は、二相三相変換後の三相成分に対して、最大相と最小相の各振幅の絶対値を等しくさせるように零相変調する方式である。
【0037】
本明細書で取り扱う変数は多数あるので、よく使う用語をピックアップしておく。
（１）αβ座標：電圧成分（正規化基準＝ＶＢ）
電圧ベクトル（軌跡）＝Ｖａｂ
補正電圧ベクトル＝ＶａｂＬ
飽和電圧＝ＶＢ（零相変調適用時）
ＤＢ電圧余裕幅＝ΔＶｄｂ
ＤＢ飽和電圧＝ＶＤＢ
（２）ＸＹ座標：電圧成分（正規化基準＝ＶＢ）
電圧指令＝Ｖｃｍｄ
電圧ベクトルＶＸＹ（Ｖｘ，Ｖｙ）
（３）三相交流：ＰＷＭ指令成分（正規化基準＝Ｖｄｃ／２）
零相変調後のＰＷＭ指令＝Ｋｚｕｖｗ
零相変調前のＰＷＭ指令＝Ｋｕｖｗ
キャリア振幅＝Ｃｒｙ（±１ｐ．ｕ．）
ＤＢ余裕幅＝ΔＫｄｂ
（１）αβ座標：電圧成分（正規化基準＝ＶＢ）
電圧ベクトル（軌跡）＝Ｖａｂ
補正電圧ベクトル＝ＶａｂＬ
飽和電圧＝ＶＢ（零相変調適用時）
ＤＢ電圧余裕幅＝ΔＶｄｂ
ＤＢ飽和電圧＝ＶＤＢ
（２）ＸＹ座標：電圧成分（正規化基準＝ＶＢ）
電圧指令＝Ｖｃｍｄ
電圧ベクトルＶＸＹ（Ｖｘ，Ｖｙ）
（３）三相交流：ＰＷＭ指令成分（正規化基準＝Ｖｄｃ／２）
零相変調後のＰＷＭ指令＝Ｋｚｕｖｗ
零相変調前のＰＷＭ指令＝Ｋｕｖｗ
キャリア振幅＝Ｃｒｙ（±１ｐ．ｕ．）
ＤＢ余裕幅＝ΔＫｄｂ
【先行技術文献】
【特許文献】
【0038】
【文献】特開平４－７９７９１号公報
【文献】特開２０１４－３９４２５号公報
【文献】特開２０１４－２２６０３５号公報
【文献】特開２０１５－１５６７３２号公報
【非特許文献】
【0039】
【文献】Ｓｍｉｔｈ Ｌｅｒｄｕｄｏｍｓａｋ・道木慎二・大熊繁，「電圧飽和領域におけるＩＰＭＳＭの高トルク応答のための新しい電圧リミッタ」，電気学会論文誌Ｄ，Ｖｏｌ．１２８，Ｎｏ．１２，ｐｐ．１３４６－１３５６（２００８）
【文献】高橋健治・大石潔・上町俊幸，「ｄ軸電圧を優先した埋込型永久磁石同期モータの一駆動法」，電気学会論文誌Ｄ，Ｖｏｌ．１３１、Ｎｏ．９，ｐｐ．１１０３－１１１１（２０１１）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0040】
（１．電圧飽和時の低次高調波の問題）
電圧指令Ｖｃｍｄが飽和電圧ＶＢより大きくなると、零相変調を適用してもＰＷＭ指令の三相波形はキャリア振幅（±１ｐ．ｕ．）を超える。この超過した区間では、ＰＷＭのスイッチングが休止して出力電圧はＰ電位とＮ電位に固定され、あたかもＰＷＭ指令が±１ｐ．ｕ．に飽和したように動作する。
電圧指令Ｖｃｍｄが飽和電圧ＶＢより大きくなると、零相変調を適用してもＰＷＭ指令の三相波形はキャリア振幅（±１ｐ．ｕ．）を超える。この超過した区間では、ＰＷＭのスイッチングが休止して出力電圧はＰ電位とＮ電位に固定され、あたかもＰＷＭ指令が±１ｐ．ｕ．に飽和したように動作する。
【0041】
また、出力ＰＷＭ波形にはこの飽和によって歪が生じ、高調波成分が発生する。以降では、「飽和による歪波形」により生じる、基本波以外の周波数成分を「高調波」と表現する。
【0042】
この高調波成分は銅損や鉄損を増加させるので少ない方が良い。とくに渦電流損などは電圧の二乗で急増するので、電力変換器や負荷機などの冷却能力を考慮して、通常は過変調率の上限を「１．０６ｐ．ｕ．程度」にとどめることが多い。本願発明の過変調もこの程度の範囲を対象とする。
【0043】
次に、過変調制御の従来技術について説明する。
【0044】
前述の三相変調方式の零相変調を適用し、電圧指令Ｖｃｍｄを「（ａ）０．９ｐ．ｕ． ，（ｂ）１．０５ｐ．ｕ． ，（ｃ）１．２ｐ．ｕ．」の３種類に設定した場合の波形例を図３７に示す。上段はαβ座標の電圧ベクトルＶａｂの軌跡であり、下段は零相変調後のＰＷＭ指令Ｋｚｕ，Ｋｚｙ，Ｋｚｗの波形である。波形を拡大したいので表示位相を０～１２０ｄｅｇに限定し、参考として零相変調前のＰＷＭ指令のｕ相成分Ｋｕも追記してある。
【0045】
下段には三角波キャリア信号Ｃｒｙの例も点線で記載してあり、三角波キャリア信号の上頂点と下頂点のタイミングを「〇，△，□」のマーカーで表示し、上図と下図の対応を示すため４番目のサンプル時刻に相当する電圧成分を「（ｎ＝４）」として示してある。
【0046】
各図には下記のような特徴が確認できる。
【0047】
図３７（ａ）：「Ｖｃｍｄ＝０．９ｐ．ｕ．」では上段の電圧ベクトルＶａｂの軌跡は円となり、キャリア頂点タイミングのマーカーも等間隔に並んでいる。
【0048】
図３７（ｂ）：「Ｖｃｍｄ＝１．０５ｐ．ｕ．」は飽和電圧（電圧飽和限界）ＶＢを超えるので、電圧ベクトルＶａｂの軌跡は（小さい〇印）で示したように六角形の外側まで拡大している。また、下段の零相変調後のＰＷＭ指令Ｋｚｕ、Ｋｚｖ、Ｋｚｗもキャリア振幅±１ｐ．ｕ．を超過している。超過部分はＰ電位やＮ電位の飽和と等価なので、波形ＫｚｕＬ，ＫｚｖＬ，ＫｚｗＬのように最大部が平坦になる。
【0049】
この波形ＫｚｕＬ，ＫｚｗＬ，ＫｚｗＬをαβ座標の電圧成分に逆変換すると、上段の補正電圧ベクトルＶａｂＬ（□印）のように軌跡が六角形の辺上に制限（移動）されたことになる。この三相ＰＷＭ波形のうち、「二相成分が同時にキャリア振幅（±１）に制限され残りの１相のみがスイッチングしている状態」を「一相変調」と定義する。言い換えると、一相変調は、三相変調に対してさらに「最大相の振幅を直流電源のＰ側電位」に、「最小相の振幅を直流電源のＮ側電位」に強制的に置き換えた零相変調方式である。
【0050】
図３７（ｃ）：「Ｖｃｍｄ＝１．２ｐ．ｕ．」は実際には使用しない過大な電圧指令であるが、飽和の影響を誇張するために描いている。上段の電圧ベクトルＶａｂの軌跡を全円周にわたり六角形を超過させた例であり、下段のＰＷＭ指令はほぼ台形波となり、逆変換したαβ座標の補正電圧ベクトルＶａｂＬの軌跡は六角形の辺上のみを移動するようになる。電圧ベクトルＶａｂから補正電圧ベクトルＶａｂＬへの制限動作は特許文献１に記載されており、三相変調の場合には六角形の辺に対して垂直方向に移動することが示されている。
【0051】
【0052】
図３８（ａ）：「Ｖｃｍｄ＝０．９ｐ．ｕ．」の場合は、αβ座標の電圧ベクトルＶａｂの軌跡は図３７（ａ）と等しい。しかし、下段の三相ＰＷＭ指令は、６０ｄｅｇ区間ごとにＰ側変調とＮ側変調が交互に切り替わっている。
【0053】
図３８（ｂ）：「Ｖｃｍｄ＝１．０５ｐ．ｕ．」では、二相変調のセクタ切り替え部に、一相変調つまり二相成分が同時にキャリア振幅（±１）に制限された区間が現れており、さらにＰ・Ｎレベルの固定状態は二相変調と連続していることが特徴である。電圧ベクトルＶａｂから補正電圧ベクトルＶａｂＬへの移動方向も異なっており、サンプル点間も六角形の辺中央では少し疎に、逆に角部付近では密になっている。
【0054】
図３８（ｃ）：「Ｖｃｍｄ＝１．２ｐ．ｕ．」では、両方ともほぼ全域が一相変調となっており、補正電圧ベクトルＶａｂＬのサンプル点間も六角形の辺中央が大幅に拡大し、角部付近に集中している。
【0055】
図３７と図３８とを比較すると、上段図の「電圧ベクトルＶａｂ（〇印）から補正電圧ベクトルＶａｂＬ（□印形）への移動特性」に差異がある。三相変調（図３７）ではすべてが平行に移動しているのに対して、二相変調（図３８）ではセクタ中間の３０ｄｅｇ位相を境として方向が６０ｄｅｇ異なっている。上段の六角形辺上のサンプル点（補正電圧ベクトル）ＶａｂＬ（ｎ）については、図３７の方はほぼ等間隔であるが、図３８では六角形の辺中央では間隔が広く逆に角部付近に集中している。
【0056】
これは電圧ベクトルの「振幅成分の制限」だけでなく、「位相進み遅れ成分の補正」が生じたことを意味している。言い換えれば、電圧飽和時には電圧軌跡は六角形上に限定されるが、辺上の位置（位相）には補正する自由度が残っている。この位相補正を意識した過変調方式には特許文献２などがある。
【0057】
これ以外にも非特許文献１のように飽和処理を工夫したり、特許文献３のように台形波形を適用した過変調方式などがあるが、どれも高調波成分の最小化までは検討されていない。
【0058】
そこで、高調波成分の少ない過変調方式を第一の課題とする。本願では、相電圧の高調波成分を５次と７次（回転座標系では±６次）だけに抑制できる過変調方式を説明する。
【0059】
方形波や台形波を使った過変調方式では、高調波には多数の周波数成分が含まれるが、ＰＷＭリプルを除去するフィルタの共振帯域と一致すると大きな外乱を生じさせる。そのため、高調波の実効値（各成分の二乗和）だけでなく、含まれる周波数の帯域ついても考慮する必要がある。
【0060】
（２．ＰＷＭの最小パルス幅制限についての課題）
電圧ベクトル軌跡が電圧飽和領域内に収まっていても、ＰＷＭ指令がキャリア振幅に近づくと、幅の狭いＰＷＭパルスが発生する問題がある。図３４の上下アームのゲート信号対には短絡防止期間（デッドタイム）を挿入するが、これよりも幅の狭いパルス（「狭小パルス」）の状態では、出力電流の極性によっては出力ＰＷＭ波形のパルスが欠けることがあり「電流零クロス付近における電圧誤差の急変」が生じる。
電圧ベクトル軌跡が電圧飽和領域内に収まっていても、ＰＷＭ指令がキャリア振幅に近づくと、幅の狭いＰＷＭパルスが発生する問題がある。図３４の上下アームのゲート信号対には短絡防止期間（デッドタイム）を挿入するが、これよりも幅の狭いパルス（「狭小パルス」）の状態では、出力電流の極性によっては出力ＰＷＭ波形のパルスが欠けることがあり「電流零クロス付近における電圧誤差の急変」が生じる。
【0061】
この誤差成分を正確に補償することは困難であるため、デッドタイムよりも広い「最小パルス幅」を確保する対策が行われている。この「最小パルス幅」を確保する方法が第二の課題である。
【0062】
ＰＷＭパルスを最小パルス幅以上に制限するためには、図１０（ａ）の右図のように、ＰＷＭ指令の上下限に「ＤＢ余裕幅ΔＫｄｂ」の禁止帯域を設定することが多い。上下限を±ＫＤＢ＝±（１ｐ．ｕ．－ΔＫｄｂ）に制限すれば、位相幅Δθｄｂより細いパルス幅は発生しなくなる。以降ではこの位相幅Δθｄｂの代りにＰＷＭ振幅に換算したＤＢ余裕幅ΔＫｄｂを使用する。
【0063】
二相変調を適用する場合、Ｐ・Ｎレベル（±１ｐ．ｕ．）に固定するスイッチング休止区間ではパルス自体が発生しないので狭小パルスが発生しない。つまり、最小パルス幅の禁止帯域であるＤＢ余裕幅ΔＫｄｂをスキップし、Ｐ・Ｎレベルにしてもよい。
【0064】
これらを図３５（ｂ）のαβ座標で表すと、六角形の周辺部（ハッチング部）の面が禁止帯域である。許容される領域は、「三相変調・二相変調領域」であるハッチング部の内側と、「一相変調」である六角形の辺上の一部、および三相ともスイッチングを休止した「無変調」である六角形の頂点部分になる。
【0065】
以降では、「三相変調・二相変調領域」を「ＤＢ電圧飽和領域」、この内接円の半径を「ＤＢ飽和電圧ＶＤＢ」、そして禁止帯域の幅をＤＢ電圧余裕幅ΔＶｄｂ＝ＶＢ－ＶＤＢとする。
【0066】
以上のような最小パルス幅を確保するために禁止帯域に対して排他処理することを第二の課題とし、「最小パルス幅対策」と表現する。
【0067】
ここで、同じＤＢ余裕幅ΔＫｄｂを設定していても、三相変調と二相変調とではαβ座標側のＤＢ電圧余裕幅ΔＶｄｂの幅が異なることに注意が必要である。三相変調では最大相と最小相の両方に余裕幅を確保する必要があるが、二相変調では一方はスイッチングが休止しているので余裕幅は片側のみ考慮するだけでよい。そのため、二相変調ではＤＢ電圧余裕幅ΔＶｄｂを三相変調の半分にでき、最小パルス幅対策を適用する場合には二相変調の方が出力可能電圧を大きくできる。
【0068】
（３．二相変調方式のセクタ切替時に生じる極小パルスの課題）
二相変調では電圧位相に応じて、６０ｄｅｇのセクタごとに「Ｐ側変調とＮ側変調を変更するセクタ切替」が必要であり、禁止帯域を遵守していても、まだこのときに狭小パルスが発生する問題が残っている。
二相変調では電圧位相に応じて、６０ｄｅｇのセクタごとに「Ｐ側変調とＮ側変調を変更するセクタ切替」が必要であり、禁止帯域を遵守していても、まだこのときに狭小パルスが発生する問題が残っている。
【0069】
「最小パルス幅対策を考慮しない二相変調のセクタ切替方法」については特許文献４にて記載されており、図１３（ａ）のように二相変調のセクタ切替時（ｎ区間）に三相変調を挿入することが説明されている。しかし、電圧飽和付近でセクタを切り替えると、図中のΔＴ１やΔＴ２で示すような細いパルスが生じる。
【0070】
この「二相変調のセクタ切替時における最小パルス幅の確保」が第三の課題である。本願発明は、この対策として三相変調の代りに一相変調を挿入することを説明する。
【0071】
（４．ＤＢ飽和領域の制限を維持した条件での出力電圧拡大についての課題）
最小パルス幅対策を考慮した二相変調にて第二の課題と第三の課題を解決できても、まだ出力可能電圧はＤＢ飽和電圧ＶＤＢのままである。そこで、さらに出力電圧を拡張することを第四の課題とする。本願発明では、ＤＢ電圧飽和領域内の制限を維持しながら、過変調の原理を適用して出力電圧範囲を拡大することを説明し、以降ではこの対策方法を「ＤＢ領域の過変調」と表現する。
最小パルス幅対策を考慮した二相変調にて第二の課題と第三の課題を解決できても、まだ出力可能電圧はＤＢ飽和電圧ＶＤＢのままである。そこで、さらに出力電圧を拡張することを第四の課題とする。本願発明では、ＤＢ電圧飽和領域内の制限を維持しながら、過変調の原理を適用して出力電圧範囲を拡大することを説明し、以降ではこの対策方法を「ＤＢ領域の過変調」と表現する。
【0072】
（５．電圧飽和領域での最小パルス幅対策の課題）
第四の課題を解決する方法であるＤＢ領域の過変調を適用しても、ＶＣ≒（１．０６×ＶＤＢ）程度が限界である。そこで、これ以上の出力電圧を得る過変調方法を提供することを第五の課題とする。
第四の課題を解決する方法であるＤＢ領域の過変調を適用しても、ＶＣ≒（１．０６×ＶＤＢ）程度が限界である。そこで、これ以上の出力電圧を得る過変調方法を提供することを第五の課題とする。
【0073】
第三の課題を解決する方法では、二相変調のセクタ切替時対策にキャリア半周期間だけ一相変調を挿入したが、この「一相変調」の区間をさらに拡大するものであり、これを以降では「ＯＶＭ領域の過変調」と表現する。これは、図３５（ｂ）の「一相変調」の辺上に位置する区間を拡大するものである。
【0074】
（６．異なる過変調領域のバンプレス切替の課題）
電圧指令が拡大できても、指令の大きさに応じて「ＤＢ領域」と「ＯＶＭ領域」の過変調方式を切り替える必要がある。この異なる過変調方式を切り替える際に、異常なＰＷＭパルスが発生する可能性がある。
電圧指令が拡大できても、指令の大きさに応じて「ＤＢ領域」と「ＯＶＭ領域」の過変調方式を切り替える必要がある。この異なる過変調方式を切り替える際に、異常なＰＷＭパルスが発生する可能性がある。
【0075】
そこで、異常パルスや負荷電流の波形歪などが生じない過変調方式の切り替え方法を提供することが第六の課題である。
【0076】
（７．非同期ＰＷＭの課題）
以上のような６つの課題以外にも、三角波キャリア信号と電圧指令には、周波数の同期・非同期という問題が有る。キャリア周波数を電圧周波数の整数倍に同期させたＰＷＭ変調方式は「同期ＰＷＭ」、同期していないＰＷＭ変調方式は「非同期ＰＷＭ」と呼ばれている。「同期ＰＷＭ」であれば一周期のパルス数が固定され同じＰＷＭパターンが繰り返されるので、パルス発生位相を予め計算しておいたテーブルとして設定することもできる。この条件での過変調方式は既に多くの方式が報告されている。
以上のような６つの課題以外にも、三角波キャリア信号と電圧指令には、周波数の同期・非同期という問題が有る。キャリア周波数を電圧周波数の整数倍に同期させたＰＷＭ変調方式は「同期ＰＷＭ」、同期していないＰＷＭ変調方式は「非同期ＰＷＭ」と呼ばれている。「同期ＰＷＭ」であれば一周期のパルス数が固定され同じＰＷＭパターンが繰り返されるので、パルス発生位相を予め計算しておいたテーブルとして設定することもできる。この条件での過変調方式は既に多くの方式が報告されている。
【0077】
しかし、電圧指令の周波数が低くなると、反比例してパルス数が増加して膨大なテーブル数が必要になってくる。また、キャリア周波数が電圧周波数に応じて変化するが、電流制御を適用する場合などではキャリア周波数を固定したい。そこで、非同期ＰＷＭでも実現できる過変調方式が必要になる。この「非同期ＰＷＭへの対応」は上記の６個の課題全てに共通する課題である。
【0078】
上記７つの課題の要点を以下に示す。
（１）高調波の少ない過変調方式。
（２）「ＤＢ制限領域」の最小パルス幅対策（ＰＷＭ指令の禁止帯域処理）。
（３）二相変調のセクタ切替時に生じる極小パルスの抑制。
（４）ＤＢ領域の過変調方式。
（５）ＯＶＭ領域の過変調方式。
（６）過渡外乱の少ない「ＤＢ領域の過変調方式」と「ＯＶＭ領域の過変調方式」との切り替え方法。
（７）非同期ＰＷＭにも適用できること。
（１）高調波の少ない過変調方式。
（２）「ＤＢ制限領域」の最小パルス幅対策（ＰＷＭ指令の禁止帯域処理）。
（３）二相変調のセクタ切替時に生じる極小パルスの抑制。
（４）ＤＢ領域の過変調方式。
（５）ＯＶＭ領域の過変調方式。
（６）過渡外乱の少ない「ＤＢ領域の過変調方式」と「ＯＶＭ領域の過変調方式」との切り替え方法。
（７）非同期ＰＷＭにも適用できること。
【0079】
以上示したようなことから、電圧型インバータにおいて、電圧限界以上に出力電圧を拡大し、かつ、高調波の振幅と周波数帯域との両方を抑制することが課題となる。
【課題を解決するための手段】
【0080】
本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、三相フルブリッジ接続されたスイッチング素子を有し、直流電圧を三相交流電圧に変換する電圧型インバータの制御装置であって、電圧指令と位相指令を入力し、（２６）式と（２７）式（または（２８）式）によって６次補正成分の振幅値を求め、（２９）式によって補正後電圧指令を求め、前記補正後電圧指令を出力する６次高調波補正部を備え、前記補正後電圧指令に基づいて、前記スイッチング素子のゲート信号を生成することを特徴とする。
【0081】
【数1】
【0082】
【数26】
【0083】
【数27】
【0084】
【数28】
【0085】
【数29】
【0086】
ＶＢ：飽和電圧
Ｖｄｃ：直流電圧
Ｖｘ６，Ｖｙ６：６次補正成分の振幅値
Ｖｃｍｄ：電圧指令
ΔＶ０：過変調成分
ｍｉｎ：（）内の要素から最小値を選択する関数
Ｖｘ，Ｖｙ：補正後電圧指令
θｖ：位相指令。
Ｖｄｃ：直流電圧
Ｖｘ６，Ｖｙ６：６次補正成分の振幅値
Ｖｃｍｄ：電圧指令
ΔＶ０：過変調成分
ｍｉｎ：（）内の要素から最小値を選択する関数
Ｖｘ，Ｖｙ：補正後電圧指令
θｖ：位相指令。
【0087】
また、他の態様として、三相フルブリッジ接続されたスイッチング素子を有し、直流電圧を三相交流電圧に変換する電圧型インバータの制御装置であって、（３０）式によってＤＢ飽和電圧を定め、電圧指令と位相指令を入力し、（３１）式、（３２）式（または（３３）式）によって６次補正成分の振幅値を求め、（２９）式によって補正後電圧指令を求め、前記補正後電圧指令を出力する６次高調波補正部を備え、前記補正後電圧指令に基づいて、前記スイッチング素子のゲート信号を生成することを特徴とする。
【0088】
【数1】
【0089】
【数30】
【0090】
【数31】
【0091】
【数32】
【0092】
【数33】
【0093】
【数29】
【0094】
ＶＢ：飽和電圧
Ｖｄｃ：直流電圧
Ｋｖ６：補正係数
ＶＤＢ：ＤＢ飽和電圧
ΔＶｄｂ：ＤＢ電圧余裕幅
Ｖｘ６，Ｖｙ６：６次補正成分の振幅値
Ｖｃｍｄ：電圧指令
ΔＶ０：過変調成分
ｍｉｎ：（）内の要素から最小値を選択する関数
Ｖｘ，Ｖｙ：補正後電圧指令
θｖ：位相指令。
Ｖｄｃ：直流電圧
Ｋｖ６：補正係数
ＶＤＢ：ＤＢ飽和電圧
ΔＶｄｂ：ＤＢ電圧余裕幅
Ｖｘ６，Ｖｙ６：６次補正成分の振幅値
Ｖｃｍｄ：電圧指令
ΔＶ０：過変調成分
ｍｉｎ：（）内の要素から最小値を選択する関数
Ｖｘ，Ｖｙ：補正後電圧指令
θｖ：位相指令。
【0095】
また、その一態様として、零相変調・セクタ切替部を備え、前記零相変調・セクタ切替部は、二相変調ＰＷＭ指令、および、三相変調ＰＷＭ指令、および、一相変調ＰＷＭ指令を生成し、位相指令に位相進み量を加算した予測位相による二相変調のセクタ切替時以外は前記二相変調ＰＷＭ指令を主成分とし、前記予測位相による二相変調のセクタ切替時、かつ、三相変調で最小パルス幅を確保できる場合は、少なくとも三角波キャリア信号の半周期分だけ前記三相変調ＰＷＭ指令を前記主成分とし、前記予測位相による二相変調のセクタ切替時、かつ、三相変調で最小パルス幅を確保できない場合は、少なくとも三角波キャリア信号の半周期分だけ前記一相変調ＰＷＭ指令を前記主成分とし、前記主成分に前記一相変調ＰＷＭ指令を適用したことにより生ずる電圧の誤差成分に基づいて、セクタ切替区間の直後の区間に適用する補正量を生成し、前記主成分と前記補正量に基づいて零相変調後のＰＷＭ指令を生成し、前記零相変調後のＰＷＭ指令と三角波キャリア信号との比較に基づいて、前記スイッチング素子のゲート信号を生成することを特徴とする。
【0096】
また、他の態様として、零相変調・セクタ切替部を備え、前記６次高調波補正部は、（２９）式のθｖに、位相指令に位相進み量を加算した予測位相を入力して補正後予測電圧指令を求め、前記零相変調・セクタ切替部は、前記補正後予測電圧指令に基づいて生成した零相変調前の予測ＰＷＭ指令を入力し、前記零相変調前の予測ＰＷＭ指令に基づいて、二相変調ＰＷＭ指令、および、三相変調ＰＷＭ指令、および、一相変調ＰＷＭ指令を生成し、前記予測位相に位相進み量を加算した２サイクル先の予測位相による二相変調のセクタ切替時以外は前記二相変調ＰＷＭ指令を主成分とし、前記２サイクル先の予測位相による二相変調のセクタ切替時、かつ、三相変調で最小パルス幅を確保できる場合は、少なくとも三角波キャリア信号の半周期分だけ前記三相変調ＰＷＭ指令を前記主成分とし、前記２サイクル先の予測位相による二相変調のセクタ切替時、かつ、三相変調で最小パルス幅を確保できない場合は、少なくとも三角波キャリア信号の半周期分だけ前記一相変調ＰＷＭ指令を前記主成分とし、前記主成分に前記一相変調ＰＷＭ指令を適用したことにより生ずる電圧の誤差成分に基づいて、セクタ切替期間の直前のサンプル期間に適用する予測補正量、および、セクタ切替期間の直後のサンプル期間に適用する遅延補正量を生成し、前記主成分と前記予測補正量および前記遅延補正量に基づいて零相変調後のＰＷＭ指令を生成し、前記零相変調後のＰＷＭ指令と三角波キャリア信号との比較に基づいて、前記スイッチング素子のゲート信号を生成することを特徴とする。
【0097】
また、他の態様として、零相変調・セクタ切替部を備え、前記６次高調波補正部は、（２９）式のθｖに位相指令を入力して前記補正後電圧指令を求め、（２９）式のθｖに、位相指令に位相進み量を加算した予測位相を入力して補正後予測電圧指令を求め、前記零相変調・セクタ切替部は、前記補正後電圧指令に基づいて生成した零相変調前のＰＷＭ指令と前記補正後予測電圧指令に基づいて生成した零相変調前の予測ＰＷＭ指令をそれぞれ入力し、前記零相変調前のＰＷＭ指令に基づいて二相変調ＰＷＭ指令、および、第１三相変調ＰＷＭ指令、および、第１一相変調ＰＷＭ指令を生成し、前記零相変調前の予測ＰＷＭ指令に基づいて第２三相変調ＰＷＭ指令、および、第２一相変調ＰＷＭ指令を生成し、前記予測位相に位相進み量を加算した２サイクル先の予測位相による二相変調のセクタ切替時以外は前記二相変調ＰＷＭ指令を主成分とし、前記２サイクル先の予測位相による二相変調のセクタ切替時、かつ、三相変調で最小パルス幅を確保できる場合は、少なくとも三角波キャリア信号の半周期分だけ前記第１三相変調ＰＷＭ指令を前記主成分とし、前記２サイクル先の予測位相による二相変調のセクタ切替時、かつ、三相変調で最小パルス幅を確保できない場合は、少なくとも三角波キャリア信号の半周期分だけ前記第１一相変調ＰＷＭ指令を前記主成分とし、前記主成分に前記第１一相変調ＰＷＭ指令を適用したことにより生ずる電圧の誤差成分に基づいて、前記第２三相変調ＰＷＭ指令と前記第２一相変調ＰＷＭ指令から算出されたセクタ切替期間の直前のサンプル期間に適用する予測補正量、および、前記第１三相変調ＰＷＭ指令と前記第１一相変調ＰＷＭ指令から算出されたセクタ切替期間の直後のサンプル期間に適用する遅延補正量を生成し、前記主成分と前記予測補正量および前記遅延補正量に基づいて零相変調後のＰＷＭ指令を生成し、前記零相変調後のＰＷＭ指令と三角波キャリア信号との比較に基づいて、前記スイッチング素子のゲート信号を生成することを特徴とする。
【0098】
また、他の態様として、前記電圧指令が飽和電圧を超過した場合に、その超過した電圧成分に基づいて判定位相幅を設定し、前記６次高調波補正部は、（２４）式と（２５）式と（２９）式によって、前記補正後電圧指令を設定し、前記判定位相幅と位相指令と前記予測位相に基づいて、一相変調の挿入期間を設定して、その挿入期間は強制的に一相変調を選択することを特徴とする。
【0099】
【数24】
【0100】
【数25】
【0101】
【数29】
【0102】
ＶＣ：ＤＢ領域上限電圧
ＶＭＡＸ：ＯＶＭ領域上限電圧。
ＶＭＡＸ：ＯＶＭ領域上限電圧。
【発明の効果】
【0103】
本発明によれば、電圧型インバータにおいて、電圧限界以上に出力電圧を拡大し、かつ、高調波の振幅と周波数帯域との両方を抑制することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【0104】
【図1】実施形態１における電圧型インバータの制御装置を示す図。
【図2】電圧飽和領域での過変調に適用する６次補正成分を示す図。
【図3】６次補正成分の大きさに対する電圧ベクトルの軌跡およびＰＷＭ指令の比較図。
【図4】電圧飽和領域での過変調に適用する６次補正成分を示す図。
【図5】６次高調波重畳方式のベクトル移動を示す図（Ｖｃｍｄ＝１．０６、Ｋｘ６＝０．０６、Ｋｙ６＝０．２９）。
【図6】６次高調波重畳方式のベクトル移動を示す図（Ｖｃｍｄ＝１．０３、Ｋｘ６＝０．０３、Ｋｙ６＝０）。
【図7】６次高調波成分と三相ＤＣ利用率の最大値との関係を示す図。
【図8】実施形態１における過変調方式の動作例を示す図。
【図9】実施形態２における電圧型インバータの制御装置を示す図。
【図10】実施形態２における過変調方式の動作例を示す図。
【図11】実施形態３における電圧型インバータの制御装置を示す図。
【図12】実施形態３における零相変調・セクタ切替部を示す図。
【図13】実施形態３におけるセクタ切り替えの遷移制御の前後補償対象の原理を示す説明図。
【図14】セクタ切り替えの遷移制御の前後補償対象の原理を示す説明図（問題のある条件例）。
【図15】実施形態３の零相変調・セクタ切替部の他例を示すブロック図。
【図16】実施形態３における過変調方式の動作例を示す図。
【図17】実施形態４におけるセクタ切替の遷移制御と前後補償対象の原理を示す説明図。
【図18】実施形態４，５における過変調方式の動作例を示す図。
【図19】実施形態４における電圧型インバータの制御装置を示す図。
【図20】実施形態４における零相変調・セクタ切替部を示す図。
【図21】ＤＢ禁止帯処理の特性を示す図。
【図22】実施形態４の零相変調・セクタ切替部の他例を示す図。
【図23】実施形態５における電圧型インバータの制御装置を示す図。
【図24】実施形態５における零相変調・セクタ切替部を示す図。
【図25】実施形態５における零相変調・セクタ切替の動作タイミングを示す図。
【図26】ＤＢ幅と過変調限界との関係を示す図。
【図27】実施形態６における電圧型インバータの制御装置を示す図。
【図28】実施形態６における零相変調・セクタ切替部の拡張機能を示す図。
【図29】実施形態６における２種類の過変調領域の切替方式（６次補正成分の特性）を示す図。
【図30】実施形態６における２種類の過変調領域の切替タイミング例を示す図。
【図31】実施形態６における零相変調・セクタ切替部の拡張機能の動作例を示す図。
【図32】実施形態６における６次高調波重畳方式によるＤＢ領域と飽和領域の組み合わせ動作例を示す図。
【図33】実施形態６における６次高調波重畳方式によるＤＢ領域と飽和領域の組み合わせ動作例を示す図。
【図34】電圧型インバータの主回路構成図。
【図35】電圧型インバータの電圧ベクトルを示す図。
【図36】従来の電圧型インバータの制御装置を示す図。
【図37】三相変調の電圧ベクトルとＰＷＭ指令を示す図。
【図38】二相変調の電圧ベクトルとＰＷＭ指令を示す図。
【発明を実施するための形態】
【0105】
【0106】
［実施形態１］
実施形態１～６は、図３４に示す三相フルブリッジ接続されたスイッチング素子を有し、直流電圧を三相交流電圧に変換する電圧型インバータを制御対象としている。図３４に示すように、直流電源ＤＣの正極Ｐと負極Ｎの間にはスイッチング素子ＳＷｕ，ＳＷｘが直列接続される。また、直流電源ＤＣの正極Ｐと負極Ｎの間にはスイッチング素子ＳＷｖ，ＳＷｙが直列接続される。また、直流電源ＤＣの正極Ｐと負極Ｎの間にはスイッチング素子ＳＷｗ，ＳＷｚが直列接続される。スイッチング素子ＳＷｕ，ＳＷｘの接続点、スイッチング素子ＳＷｖ，ＳＷｙの接続点、スイッチング素子ＳＷｗ，ＳＷｚの接続点はＵ相、Ｖ相、Ｗ相として負荷装置に接続される。ここで、直流電圧をＶｄｃとする。制御装置では、スイッチング素子ＳＷｕ，ＳＷｙ，ＳＷｗ，ＳＷｘ，ＳＷｙ，ＳＷｚのゲート信号Ｇｕ，Ｇｖ，Ｇｗ，Ｇｘ，Ｇｙ，Ｇｚを生成して電圧型インバータを制御する。
実施形態１～６は、図３４に示す三相フルブリッジ接続されたスイッチング素子を有し、直流電圧を三相交流電圧に変換する電圧型インバータを制御対象としている。図３４に示すように、直流電源ＤＣの正極Ｐと負極Ｎの間にはスイッチング素子ＳＷｕ，ＳＷｘが直列接続される。また、直流電源ＤＣの正極Ｐと負極Ｎの間にはスイッチング素子ＳＷｖ，ＳＷｙが直列接続される。また、直流電源ＤＣの正極Ｐと負極Ｎの間にはスイッチング素子ＳＷｗ，ＳＷｚが直列接続される。スイッチング素子ＳＷｕ，ＳＷｘの接続点、スイッチング素子ＳＷｖ，ＳＷｙの接続点、スイッチング素子ＳＷｗ，ＳＷｚの接続点はＵ相、Ｖ相、Ｗ相として負荷装置に接続される。ここで、直流電圧をＶｄｃとする。制御装置では、スイッチング素子ＳＷｕ，ＳＷｙ，ＳＷｗ，ＳＷｘ，ＳＷｙ，ＳＷｚのゲート信号Ｇｕ，Ｇｖ，Ｇｗ，Ｇｘ，Ｇｙ，Ｇｚを生成して電圧型インバータを制御する。
【0107】
（６次高調波を重畳した過変調方式）
実施形態１における電圧型インバータの制御装置の構成図を図１に示す。これは、従来例（図３６）を拡張したものであり、電圧指令部に「６次高調波補正部１００」を挿入している。「零相変調ブロック２００」は図３６の零相変調部５ａと加算器６を備えた零相変調補正部５と同様のものである。
実施形態１における電圧型インバータの制御装置の構成図を図１に示す。これは、従来例（図３６）を拡張したものであり、電圧指令部に「６次高調波補正部１００」を挿入している。「零相変調ブロック２００」は図３６の零相変調部５ａと加算器６を備えた零相変調補正部５と同様のものである。
【0108】
６次高調波補正部１００は、飽和関数部１０と、減算器１１と、加算器１６と、「６次補正（１）部１７」と、を有する。６次高調波補正部１００は電圧指令Ｖｃｍｄが１．０ｐ．ｕ．（飽和電圧ＶＢ相当）を超過するＯＶＭ領域にて動作するものである。飽和関数部１０は電圧指令Ｖｃｍｄを±１ｐ．ｕ．に制限した制限値Ｖ０を求める。減算器１１は電圧指令Ｖｃｍｄから制限値Ｖ０を減算して電圧指令の過変調成分ΔＶ０＝（Ｖｃｍｄ－Ｖ０）を出力する。
【0109】
図１では電圧指令Ｖｃｍｄは正値だけでなく負値が設定されることを考慮しており、飽和関数部１０の制限値は正負対称に設定して、ΔＶ０も正負の値をとる。しかし説明を簡素化したいので、以降では６次高調波補正部１００の動作に関連する数式やその特性を示す図（例えば図２）については正領域のみを示してある。電圧指令が負の場合は飽和レベルなどの設定値を負値に変更すればよく、図２の特性例の場合には原点に対して点対称な特性になる。この対称性を利用して、正の領域のみに限定することにした。
【0110】
「６次補正（１）部１７」では、入力端子である過変調率ΔＫ０には過変調成分ΔＶ０を入力し、入力端子の位相θｖには電圧指令の位相指令θｖを入力し、出力端子からは６次補正成分としてＫｘ６ｃとＫｙ６ｓの２種類の成分を出力する。
【0111】
６次補正成分Ｋｘ６ｃは電圧指令Ｖｃｍｄと同相のＸ軸成分、６次補正成分Ｋｙ６ｓは直交したＹ軸成分である。本実施形態１では（９）式のように、「６次補正（１）部１７」の出力である６次補正成分Ｋｘ６ｃ，Ｋｙ６ｓをそのまま補正電圧成分Ｖｘ６ｃ，Ｖｙ６ｓとして利用するものである。（１０）式のように補正電圧成分Ｖｘ６ｃは加算器１６で電圧指令Ｖｃｍｄと加算して補正後電圧指令Ｖｘとする。もう一方の補正電圧成分Ｖｙ６ｓは（１０）式のように、そのまま補正後電圧指令Ｖｙとする。これら補正後電圧指令Ｖｘ、Ｖｙを回転座標変換部１の入力信号とする。ここで、電圧指令のＹ軸成分は零であるので、加算器は省略して直接に補正電圧成分Ｖｙ６ｓを回転座標変換のＹ軸入力としている。以上が、「６次高調波補正部１００」の入力と出力付近の主要な構成部である。
【0112】
【数9】
【0113】
【数10】
【0114】
「６次補正（１）部１７」の内部構成は図１の下段の別枠に示してある。この中の「６次係数部１２」では（１１）式と（１２）式にて６次補正成分の振幅値Ｋｘ６，Ｋｙ６を計算する。ここで、電圧はＶＢにて正規化した値を示しており、（１２）式のｍｉｎは最小値を選択する関数である。最小関数ｍｉｎの代りに、条件分けの形に変形すると（１３）式と表現することもできる。
【0115】
【数11】
【0116】
【数12】
【0117】
【数13】
【0118】
６次補正成分の振幅値Ｋｘ６，Ｋｙ６から６次高調波の正弦波成分を得るために、乗算器１３で位相指令θｖの６倍の位相６×θｖを計算しておく。（１４）式に示すように、乗算器１４で位相６×θｖの余弦波関数ｃｏｓ（６×θｖ）に６次補正成分の振幅値Ｋｘ６を乗算して６次補正成分Ｋｘ６ｃを生成する。同様に、乗算器１５で位相６×θｖの正弦波関数ｓｉｎ（６×θｖ）に６次補正成分の振幅値Ｋｙ６を乗算して６次補正成分Ｋｙ６ｓを生成する。これらが「６次補正（１）部１７」の出力成分である。
【0119】
【数14】
【0120】
（１１）式と（１２）式で示される６次係数部１２の特性をグラフ化したものが図２である。図２の上段は、電圧指令Ｖｃｍｄを横軸とし、飽和関数部１０の出力である制限値Ｖ０を縦軸に描いてある。過変調成分ΔＶ０（＝ΔＫ０）は図中の矢印で示したように、「Ｖｃｍｄ＝ＶＢのとき零値でありそれ以上にて（Ｖｃｍｄ－ＶＢ）と比例した成分」である。
【0121】
下段の横軸も電圧指令Ｖｃｍｄであるが、原点をオフセットさせたΔＫ０（＝ΔＶ０）も併記してある。６次補正成分の振幅値Ｋｘ６は過変調率ΔＫ０と比例した直線（実線）であり、もう一方の６次補正成分の振幅値Ｋｙ６は（１３）式で示したような折れ点を有する２区間の関数（点線）になる。「Ｖｃｍｄ＜ＶＢ（ΔＶ０＜０）」のように電圧飽和していない領域では、６次高調波補正は不要なので６次補正成分の振幅値Ｋｘ６，Ｋｙ６も零にする。
【0122】
本実施形態１に適用する６次補正成分の振幅値Ｋｙ６は（１２）式の値以外にも設定でき、（１５）式の条件を満足する範囲でもよい。この範囲の中から、最も高調波成分が少ない条件を選択したものが（１２）式や（１３）式に相当する。
【0123】
【数15】
【0124】
本実施形態１の作用を示すため、図３７や図３８と同じように、６次高調波を補正した電圧指令をαβ座標上のベクトル軌跡および三相のＰＷＭ指令として示したものが図３である。図３の特徴を示したものが表１であり、表１は６次高調波成分に対する飽和制限超過の有無の調査結果を示し、○は超過無し、×は超過発生を示す。図３では、電圧指令を表１の行要素のように３種類の電圧指令Ｖｃｍｄ＝１．０ｐ．ｕ． ，１．０３ｐ．ｕ ，１．０６ｐ．ｕ．（Ｋｘ６＝０ｐ．ｕ． ，０．０３ｐ．ｕ． ，０．０６ｐ．ｕ．）に設定し、これに組み合わせる要素として表１の列要素のようにＫｙ６＝（＋０．０９，０，－０．２９）の３レベルに設定した。ここで６次補正成分の振幅値Ｋｙ６については、表１にて太枠で示した（１２）式で指定される値だけでなくそれ以外についても調べたいので、３種類の値を強制的に設定して差異（〇と×の分布）を比較できるようにした。
【0125】
【表1】
【0126】
図４の下側の図には、表１の設定条件を３種類のマーカーで示してある。Ｋｘ６を区別できるように「〇印：Ｖｃｍｄ＝１．０ｐ．ｕ．、△印：Ｖｃｍｄ＝１．０３ｐ．ｕ．、□印：Ｖｃｍｄ＝１．０６ｐ．ｕ．」のようにマーカー種類を分け、さらに組み合わせるＫｙ６を正・零・負の３レベル（＋０．０９，０，－０．２９）にマーカーを描いた。
【0127】
表１の各条件の特性を描画したものが図３であり、各図の上段はαβ座標上の電圧軌跡（０～９０ｄｅｇ付近）であり、軌跡が重ならないように６次補正成分の振幅値Ｋｙ６の値によって原点をずらしてある。また下段は三相のＰＷＭ指令（０～１２０ｄｅｇ区間）であり、６次補正成分の振幅値Ｋｙ６の値により線種を変えてある。
【0128】
図３（ａ）はＶｃｍｄ＝１．０ｐ．ｕ．（Ｋｘ６＝０）の条件であり、上段に示すようにＫｙ６＝（＋０．０９，０，－０．２９）の３レベルの電圧軌跡全てが六角形の電圧飽和領域を超過することはない。同様に下段の三相ＰＷＭ指令も１．０ｐ．ｕ．つまりキャリア振幅を超過しない。
【0129】
図３（ｂ）のようにＶｃｍｄ＝１．０３ｐ．ｕ．（Ｋｘ６＝０．０３）つまり３％の過変調状態になると、Ｋｙ６＝＋０．０９の条件のみ電圧飽和領域やキャリア振幅を超過するが、残りのＫｙ６＝（０，－０．２９）では超過していない。
【0130】
図３（ｃ）のようにＶｃｍｄ＝１．０６ｐ．ｕ．（Ｋｘ６＝０．０６）つまり６％の過変調の上限付近では、Ｋｙ６＝（＋０．０９，０）の２つの条件で電圧飽和領域やキャリア振幅を超過してしまい、超過しないのはＫｙ６＝－０．２９の条件だけになる。
【0131】
図３（ｃ）のＫｙ６＝－０．２９の特性に着目すると、上段の電圧ベクトルの軌跡はほとんどの期間で飽和限界である六角形の辺上を移動している。下段のＰＷＭ指令も台形状になっており、ほとんどの期間で最大相・最小相が±１に固定されている。これにより、「適切な６次高調波補正成分を重畳するとＰＷＭ指令の飽和が防止できる」ことが確認できる。
【0132】
なぜこのような特性になるのかを調べるために、「Ｖｃｍｄ＝１．０６ｐ．ｕ．（Ｖｘ６＝０．０６ｐ．ｕ．），Ｋｙ６＝－０．２９ｐ．ｕ．」の条件において、αβ座標における各電圧成分の挙動を時間経過として示したものが図５である。ここでは、位相指令θｖを０から６０ｄｅｇまで１０ｄｅｇおきに設定し、各位相における補正後電圧指令Ｖｘ，Ｖｙおよび補正電圧成分Ｖｘ６ｃ，Ｖｙ６ｓを描いてある。
【0133】
電圧指令Ｖｃｍｄの成分は波線で示した円上を移動し、これに重畳する補正電圧成分Ｖｘ６ｃとＶｙ６ｓをベクトル（白抜きの矢印）で、合成した補正後電圧指令Ｖｘ，Ｖｙの軌跡を実線で示してある。位相指令θｖが０から６０ｄｅｇまで変化すると補正電圧成分Ｖｘ６ｃ，Ｖｙ６ｓは楕円軌跡上をちょうど１回転するため、この補正効果により補正後電圧指令Ｖｘ，Ｖｙの成分は電圧飽和領域内に留まっている。
【0134】
図５（ａ）と図５（ｇ）では補正電圧成分Ｖｘ６ｃが電圧振幅である補正後電圧指令Ｖｘを増加させ、中間の図５（ｄ）では逆に減少させており、これが振幅を制限する作用として働いている。さらに６次補正成分Ｋｙ６ｓは直交成分の補正後電圧指令Ｖｙを正負に変化させており、図５（ｂ）と図５（ｃ）では位相が遅れ方向に、図５（ｅ）と図５（ｆ）では位相が進み方向に補正した効果が得られる。このように基本波に対して６次成分を加算すると、振幅と位相補正効果により、ちょうど飽和限界の辺上を移動させる凸凹補正が実現できることが判明した。
【0135】
同様に「Ｖｃｍｄ＝１．０３ｐ．ｕ．（Ｖｘ６＝０．０３ｐ．ｕ．），Ｖｙ６＝０」の条件にて描いたものが図６である。ここではＶｙ６＝Ｖｙ６ｓ＝０に固定されており、補正電圧成分Ｖｘ６ｃのみが変化するので、楕円軌跡が単振動に変化している。そのため位相補正効果は生じていないが、もともとの過変調成分ΔＶ０が小さいので、補正電圧成分Ｖｘ６ｃによる振幅補正だけでも電圧飽和領域内に抑制できている。
【0136】
表１の条件で、飽和限界超過の有無を「〇：超過無し、×：超過有り」で示すと、６次補正成分の振幅値Ｋｘ６，Ｋｙ６の組み合わせにより、表の左下側に電圧飽和が生じない領域があることが分かった。
【0137】
「電圧飽和しない６次補正成分の振幅値Ｋｘ６（Ｖｘ６）とＫｙ６（Ｖｙ６）の条件」について詳細に調べるために、６次補正成分の振幅値Ｋｘ６とＫｙ６をさらに細かい刻みで設定し、図３の下段のような「二相変調におけるＰＷＭ指令の最大値」を計算して求めた。その結果を、横軸を６次補正成分の振幅値Ｋｘ６（＝ΔＫ０）、縦軸を６次補正成分の振幅値Ｋｙ６とする空間に等高線として表示したものが図７（ａ）である。横軸にてＫｘ６＞０の範囲が過変調指令（Ｖｃｍｄ＞１）の条件であるが、最大振幅≦１．０の等高線内であればＰＷＭ指令には飽和が生じない。この最大振幅＝１．０の等高線を０≦Ｋｘ６≦０．０６の範囲だけ抜き出して直線近似すると図７（ｂ）の破線で示したような直線が得られ、これは元の等高線とほぼ一致している。この近似直線を６次補正成分の振幅値Ｋｘ６とＫｙ６の特性として描いたものが図４であり、６次補正成分の振幅値Ｋｘ６に応じて６次補正成分の振幅値Ｋｙ６が斜線部の領域に位置していればＰＷＭ指令の飽和が生じない。
【0138】
図４または図７（ａ）において、最大振幅が１．０の等高線内（≦１．０）であればどの条件でも電圧飽和は発生しないが、できるだけ高調波成分を少なくするほうが好ましい。そこでＫｙ６≧０の範囲では強制的にＫｙ６＝０にして、図２のような折れ点特性に修正した。これを数式したものが（１２）式または（１３）式である。
【0139】
（１２）式の係数は上記のように図７（ｂ）のデータから直線近似により求めているので、離散点の粗密や最小二乗法を適用した範囲などにより微小な誤差は含んでいるはずだが、図５や図６の電圧ベクトル軌跡を見る限り実用的な精度は得られていることが分かる。
【0140】
本実施形態１の効果を図８に示す。これは、電圧指令Ｖｃｍｄを次の３種類に設定して、αβ座標上の電圧ベクトルの軌跡と三相のＰＷＭ指令の波形として描いたものである。
（ａ）Ｖｃｍｄ＝１．００ｐ．ｕ．（実施形態１の過変調が不要なＶｃｍｄ＝ＶＢの条件）
（ｂ）Ｖｃｍｄ＝１．０３ｐ．ｕ．（実施形態１の過変調を適用した場合、３％過変調）
（ｃ）Ｖｃｍｄ＝１．０６ｐ．ｕ．（実施形態１の過変調を適用した場合、６％過変調、図７の直線近似限界付近）。
（ａ）Ｖｃｍｄ＝１．００ｐ．ｕ．（実施形態１の過変調が不要なＶｃｍｄ＝ＶＢの条件）
（ｂ）Ｖｃｍｄ＝１．０３ｐ．ｕ．（実施形態１の過変調を適用した場合、３％過変調）
（ｃ）Ｖｃｍｄ＝１．０６ｐ．ｕ．（実施形態１の過変調を適用した場合、６％過変調、図７の直線近似限界付近）。
【0141】
各波形の左側には電圧ベクトルの軌跡（０～９０ｄｅｇ区間）を、右側にはＰＷＭ指令の波形（０～１８０ｄｅｇ区間）と三角波キャリア信号を描いた。また、左右の関係が分かりやすいように、両図とも三角波キャリア信号の上下の頂点と同期したタイミングをマーカーで示してある。
【0142】
図８（ａ）では過変調の効果を比較するための基準としてＶｃｍｄ＝ＶＢの条件とした。補正電圧ベクトルＶａｂＬの軌跡は電圧飽和限界に内接する円であり、零相変調後のＰＷＭ指令Ｋｚｕ，Ｋｚｖ，Ｋｚｗの方は二相変調のセクタ切替時の不連続量がちょうど零になるので三相とも滑らかな波形になっている。参考として、６次補正成分を重畳直後（零相変調前）のＰＷＭ指令についてＵ相（Ｋｕ）とＷ相（Ｋｗ）を波線で描いている。ここではまだ６次補正成分自体が零であるので、これらは正弦波となっている。
【0143】
図８（ｂ）の左側は３％過変調時の補正電圧ベクトルＶａｂＬの軌跡であり、電圧指令Ｖｃｍｄの円軌跡を波線で示した。６次高調波を重畳した補正電圧ベクトルＶａｂＬの軌跡は、六角形の角部で凸状に膨らみ六角形の辺中央付近では凹んで、六角形の辺上を直線的に移動するようになる。右側の零相変調後のＰＷＭ指令の方は台形状の平坦部分が広がっており、±１レベルに固定される一相変調区間が広がり、また中間相の傾きが急になっている。平坦部が広い台形状になっているので基本波電圧が拡大できており、＋７次／－５次（ＸＹ座標：±６次）以外の高調波成分が無いので角部が丸まっている。
【0144】
図８（ｃ）の６％過変調時では、補正電圧ベクトルＶａｂＬの軌跡はほぼ六角形の辺上だけを移動するようになる。また、円状のマーカーの間隔も辺中央で疎に角部で密になっており、図３８で示したような位相補正効果も作用していることが分かる。右側のＰＷＭ指令も±１レベルの平坦部がほぼ１２０ｄｅｇまで拡大しており、ほとんどの区間で一相変調になっていることから、ほぼ台形変調になっている。
【0145】
（効果）
三相電圧型インバータに適用するＰＷＭ方式には、直流電源電圧による出力電圧限界が存在する。三相を基準とする直交二軸固定座標（αβ座標）系において、電圧ベクトルの出力可能な領域は六角形となる。その内接円以上の電圧を出力するために、台形変調などの過変調方式が適用されている。これは、基本波成分以外の高調波成分も許容することにより出力電圧を拡大するものである。しかし、高調波成分は銅損や鉄損の要因になるし、外部のフィルタなどで共振する危険性もある。そのため、高調波成分は振幅も周波数帯域も制限したい。
三相電圧型インバータに適用するＰＷＭ方式には、直流電源電圧による出力電圧限界が存在する。三相を基準とする直交二軸固定座標（αβ座標）系において、電圧ベクトルの出力可能な領域は六角形となる。その内接円以上の電圧を出力するために、台形変調などの過変調方式が適用されている。これは、基本波成分以外の高調波成分も許容することにより出力電圧を拡大するものである。しかし、高調波成分は銅損や鉄損の要因になるし、外部のフィルタなどで共振する危険性もある。そのため、高調波成分は振幅も周波数帯域も制限したい。
【0146】
本実施形態１では、出力限界以上の電圧指令であっても、電圧ベクトルに同期した直交二軸回転座標（ＸＹ座標）において、その同相軸と直交軸に回転位相の６次高調波の成分を重畳させる過変調方法を適用している。これにより、六角形の電圧領域を超過していた軌跡を六角形の領域内に収めるように作用し、ＰＷＭ指令を飽和限界に維持したままで出力電圧を拡大できるようになる。
【0147】
本方式の特徴は次の４項目である。
（ａ）実施形態１の過変調方式により、出力電圧を約１．０６倍まで拡大できる。
（ｂ）含まれる高調波の周波数が２種類だけであり、それらの振幅成分も最小に設定できる。ひいては、高調波に起因する銅損や鉄損などが削減できる。
（ｃ）含まれる高調波の周波数が回転座標の±６次（固定座標では＋７／－５次）に限定でき、これより高い周波数成分を含まない。これにより、外部フィルタなどでの異常共振を避けることができ、システムの制御品質が向上できフィルタ設計なども容易になる。
（ｄ）本方式は非同期ＰＷＭにも適用できる。同期ＰＷＭで必要だったテーブルの初期設定が不要であり、簡単な６次成分の演算だけで実装することができる。
（ａ）実施形態１の過変調方式により、出力電圧を約１．０６倍まで拡大できる。
（ｂ）含まれる高調波の周波数が２種類だけであり、それらの振幅成分も最小に設定できる。ひいては、高調波に起因する銅損や鉄損などが削減できる。
（ｃ）含まれる高調波の周波数が回転座標の±６次（固定座標では＋７／－５次）に限定でき、これより高い周波数成分を含まない。これにより、外部フィルタなどでの異常共振を避けることができ、システムの制御品質が向上できフィルタ設計なども容易になる。
（ｄ）本方式は非同期ＰＷＭにも適用できる。同期ＰＷＭで必要だったテーブルの初期設定が不要であり、簡単な６次成分の演算だけで実装することができる。
【0148】
以上のように、本過変調方式を適用すると、高調波の振幅と周波数帯域の両方を抑制できる効果と、非同期ＰＷＭにも適用できるシステム対応性の高さ、および周辺機器の設計も容易にできる副次的な効果も得られる。
【0149】
なお、本実施形態１では図１の零相変調ブロック２００で二相変調、三相変調のどちらを適用してもよい。
【0150】
［実施形態２］
（ＤＢ領域内に制限する場合の６次高調波重畳による過変調方式）
本実施形態２では、第二の課題である最小パルス幅対策のために、電圧指令の上限を電圧飽和領域よりもＤＢ電圧余裕幅ΔＶｄｂだけ低減させたＤＢ電圧飽和領域に制限する場合の説明である。実施形態１と同様に６次高調波成分を重畳することにより最小パルス幅を確保しながら出力可能な電圧範囲を拡大する。
（ＤＢ領域内に制限する場合の６次高調波重畳による過変調方式）
本実施形態２では、第二の課題である最小パルス幅対策のために、電圧指令の上限を電圧飽和領域よりもＤＢ電圧余裕幅ΔＶｄｂだけ低減させたＤＢ電圧飽和領域に制限する場合の説明である。実施形態１と同様に６次高調波成分を重畳することにより最小パルス幅を確保しながら出力可能な電圧範囲を拡大する。
【0151】
実施形態１のＯＶＭ領域の過変調とは飽和させるレベルが異なるので、区別するために本実施形態２の方はＤＢ領域の過変調とする。
【0152】
【0153】
（１）過変調の超過量を計算するために設定したリミッタ２０の制限値を「ＶＢ」から「ＶＤＢ＝ＶＢ－ΔＶｄｂ」に変更した。減算器２１は電圧指令Ｖｃｍｄからリミッタ２０の出力を減算し過変調成分ΔＶ０を算出する。これにより、過変調成分ΔＶ０がＤＢ飽和電圧ＶＤＢから生じるようになる。
【0154】
（２）実施形態１（図１）の「６次補正（１）部１７」および（１１）式と（１２）式を流用したいので、（１６）式のように除算器２５で補正係数Ｋｖ６を算出する。そして、除算器２２で（１７）式のように電圧指令ＶｃｍｄからＤＢ飽和電圧ＶＤＢを減算した過変調成分ΔＶ０（ΔＶ０＝Ｖｃｍｄ－ＶＤＢ）を補正係数Ｋｖ６で除算して電圧指令の過変調率ΔＫ０に変換する。
【0155】
【数16】
【0156】
【数17】
【0157】
（１６）式の補正係数Ｋｖ６の範囲は、０＜Ｋｖ６＜１となる。６次補正成分の振幅値Ｋｘ６，Ｋｙ６は実施形態１と同じように（１１）式と（１２）式により求め６次高調波の余弦波、正弦波を乗算して６次補正成分Ｋｘ６ｃ，Ｋｙ６ｓとする。乗算器２３，２４で（１８）のように６次補正成分Ｋｘ６ｃ，Ｋｙ６ｓに補正係数Ｋｖ６を乗算して補正電圧成分Ｖｘ６ｃ，Ｖｙ６ｓに変換する。補正電圧成分Ｖｘ６ｃ，Ｖｙ６ｓは実施形態１と同様に（１０）式にて電圧指令に加算補正する。
【0158】
【数18】
【0159】
【数10】
【0160】
上記の「６次補正（１）部１７」の前後に除算や乗算を追加した構成は、実施形態１の（１１）式と（１２）式を流用した形態としているが、もちろん（１１）式と（１２）式の内部係数に乗除算の係数を集約した形態でもよいし、乗算をｃｏｓ（６×θｖ）やｓｉｎ（６×θｖ）の乗算より前に移動してもよい。
【0161】
本実施形態２を適用すれば、電圧指令ＶｃｍｄがＤＢ飽和電圧ＶＤＢより大きくても、αβ座標における電圧ベクトルの軌跡をＤＢ電圧飽和領域に制限できるので、最小パルス幅を維持しながらＤＢ飽和電圧ＶＤＢ以上まで出力電圧を拡大することができる。
【0162】
本実施形態２に流用した過変調の原理は実施形態１と同様であり、リミッタ２０の制限値を飽和電圧ＶＢからＤＢ飽和電圧ＶＤＢに変更し、さらに６次高調波計算の入出力部に補正係数Ｋｖ６を追加しただけである。過変調の動作は実施形態１で説明しているので省略する。
【0163】
本実施形態２の効果を図１０に示す。図８との変更点は、ＤＢ余裕幅として（ΔＫｄｂ＝０．１ｐ．ｕ． ，ΔＶｄｂ＝０．０５ｐ．ｕ．）を設定したことであり、その分だけ電圧指令Ｖｃｍｄも０．０５ｐ．ｕ．だけ減少させている。
【0164】
（ａ）Ｖｃｍｄ＝０．９５ｐ．ｕ．（実施形態２の過変調が不要な電圧限界Ｖｃｍｄ＝ＶＤＢ）
（ｂ）Ｖｃｍｄ＝０．９８ｐ．ｕ．（実施形態２の約３％過変調を適用した場合）
（ｃ）Ｖｃｍｄ＝１．０１ｐ．ｕ．（実施形態２の約６％過変調を適用した場合、図７の直線近似の限界付近）。
（ｂ）Ｖｃｍｄ＝０．９８ｐ．ｕ．（実施形態２の約３％過変調を適用した場合）
（ｃ）Ｖｃｍｄ＝１．０１ｐ．ｕ．（実施形態２の約６％過変調を適用した場合、図７の直線近似の限界付近）。
【0165】
図１０（ａ）は過変調の効果を比較するための基準波形であり、左図の電圧ベクトルの軌跡は飽和電圧ＶＢよりもΔＶｄｂ＝０．０５ｐ．ｕ．だけ小さい円になる。右図の三相ＰＷＭ指令の波形にはセクタ切替時に０．１ｐ．ｕ．の零相成分変化（ステップ状の不連続）が生じているが、最大相または最小相が±１レベルに固定させるかまたはＫＤＢ以下のレベルに制限されており、最小パルス幅が確保できている。
【0166】
図１０（ｂ）はＶｃｍｄ＝１．０３×０．９５ｐ．ｕ．≒０．９８つまり過変調率ΔＫ０が約３％になる過変調の条件である。左側の補正電圧ベクトルＶａｂＬの軌跡はＤＢ電圧飽和領域内に存在しており、六角形の角部分で凸補正が、辺の中間付近で凹補正が働き、円軌跡の超過部分を六角形の辺上に修正できている。
【0167】
右の三相ＰＷＭ指令の方は、最大相または最小相が±１レベルに固定させる区間は同じだが、中間相の波形は１段下がった±（１－ΔＫｄｂ）レベル付近の幅が広くなり、正弦波から台形状に変化している。この台形の肩部の膨らみが出力電圧の基本波成分を増加させる。この条件では、電圧軌跡に追加したキャリア頂点時刻のマーカーの間隔はまだほぼ一定間隔である。
【0168】
図１０（ｃ）の過変調率ΔＫ０が約６％になる過変調の条件では、電圧ベクトル軌跡はほぼＤＢ電圧飽和領域の六角形の辺上を移動するようになり、またキャリア頂点時刻のマーカーについても、角部で間隔が密に、辺中央部で疎になっており位相補正効果が確認できる。
【0169】
また、右のＰＷＭ指令の方も、１段下がった±（１－ΔＫｄｂ）の付近ではほぼ一定に維持されており、ほとんどの領域にて最大相と最小相は±１または±（１－ΔＫｄｂ）付近という２段レベルの台形波状になっている。これも補正成分は＋７次／－５次（ＸＹ座標：±６次）だけであるので、高調波成分の実効値が少なく周波数帯域幅も狭い過変調方式になっている。
【0170】
（効果）
本実施形態２では、第二の課題である最小パルス幅対策を適用して電圧上限を抑制した場合の過変調方式である。ＰＷＭ波形の最小パルス幅（ＰＷＭ指令換算のＤＢ余裕幅ΔＫｄｂ）を確保するため、電圧指令を飽和電圧よりもＤＢ電圧余裕幅ΔＶｄｂだけ低減したＤＢ飽和電圧ＶＤＢに制限する対策が適用されている。この上限に対して、実施形態１と同様に、電圧指令ＶｃｍｄがＤＢ飽和電圧ＶＤＢを超過した成分に応じて、電圧指令に６次高調波成分を重畳することにより、出力可能な電圧を拡大できる。
本実施形態２では、第二の課題である最小パルス幅対策を適用して電圧上限を抑制した場合の過変調方式である。ＰＷＭ波形の最小パルス幅（ＰＷＭ指令換算のＤＢ余裕幅ΔＫｄｂ）を確保するため、電圧指令を飽和電圧よりもＤＢ電圧余裕幅ΔＶｄｂだけ低減したＤＢ飽和電圧ＶＤＢに制限する対策が適用されている。この上限に対して、実施形態１と同様に、電圧指令ＶｃｍｄがＤＢ飽和電圧ＶＤＢを超過した成分に応じて、電圧指令に６次高調波成分を重畳することにより、出力可能な電圧を拡大できる。
【0171】
適用する過変調の原理は実施形態１と同じものであり、同様に下記の効果が得られる。
（ａ）出力電圧をＤＢ飽和電圧ＶＤＢの約１．０６倍まで拡大できる。
（ｂ）含まれる高調波の周波数が２種類だけであり、それらの振幅成分も最小に設定できる。ひいては、高調波に起因する銅損や鉄損などが削減できる。
（ｃ）周波数成分が±６次（固定座標では＋７／－５次）に限定でき、これ以上の高い周波数成分を含まないので、電磁騒音やＰＷＭ除去フィルタなどの共振も抑制できる。
（ｄ）本方式は非同期ＰＷＭにも適用できる。同期ＰＷＭで必要だったテーブルの初期設定が不要であり、簡単な６次成分の演算だけで実装することができる。
（ａ）出力電圧をＤＢ飽和電圧ＶＤＢの約１．０６倍まで拡大できる。
（ｂ）含まれる高調波の周波数が２種類だけであり、それらの振幅成分も最小に設定できる。ひいては、高調波に起因する銅損や鉄損などが削減できる。
（ｃ）周波数成分が±６次（固定座標では＋７／－５次）に限定でき、これ以上の高い周波数成分を含まないので、電磁騒音やＰＷＭ除去フィルタなどの共振も抑制できる。
（ｄ）本方式は非同期ＰＷＭにも適用できる。同期ＰＷＭで必要だったテーブルの初期設定が不要であり、簡単な６次成分の演算だけで実装することができる。
【0172】
また、これ以外の効果として以下の効果を有している。
【0173】
（ｅ）最小パルス幅の制限が維持できており、細いＰＷＭパルスが発生しないのでパルス欠けなどの異常を抑制できる。
【0174】
なお、本実施形態２では、図９の零相変調部２１０で二相変調が適用される。
【0175】
［実施形態３］
（二相変調方式の電圧飽和近傍でセクタ切替時に生じる狭小パルスの防止方式（１））
本実施形態３は、実施形態２に対して「二相変調のセクタ切替問題（第三の課題）」を対策するものであり、この実施形態３を図１１および図１２に示す。これは実施形態２と同様なＤＢ領域の過変調に対して、セクタ切替時の最小パルス幅対策を追加したものである。セクタ切替時にてＰＷＭ指令のオフセット量が変化する際に最小パルス幅より細い狭小パルスが発生することがある。この場合に、強制的に一相変調の区間を挿入することにより、最小パルス幅を確保することが本実施形態３の要点である。
（二相変調方式の電圧飽和近傍でセクタ切替時に生じる狭小パルスの防止方式（１））
本実施形態３は、実施形態２に対して「二相変調のセクタ切替問題（第三の課題）」を対策するものであり、この実施形態３を図１１および図１２に示す。これは実施形態２と同様なＤＢ領域の過変調に対して、セクタ切替時の最小パルス幅対策を追加したものである。セクタ切替時にてＰＷＭ指令のオフセット量が変化する際に最小パルス幅より細い狭小パルスが発生することがある。この場合に、強制的に一相変調の区間を挿入することにより、最小パルス幅を確保することが本実施形態３の要点である。
【0176】
実施形態１と実施形態２では連続系として記載したが、セクタ切替を検討するためには、ＰＷＭ指令を三角波キャリア信号に同期して更新するサンプル値系として取り扱う必要がある。そこで、以降の過変調補正やＰＷＭ指令の演算を「三角波キャリア信号の上下頂点時刻をサンプル時刻とするサンプル値系（離散系）の処理」として取り扱う。このＰＷＭ指令の更新を三角波キャリア信号に同期させることはＰＷＭ方式をディジタル制御で実現する場合には一般的な方法であり、ここではキャリア半周期間Ｔｓをサンプル周期に採用する例として示す。
【0177】
実施形態２をサンプル値系に変更するため、図１１のキャリア発生部３３ａのように、三角波キャリア信号上下の頂点時刻でサンプル信号Ｉｎｔｒ（ＣＰＵの割込信号）を出力する機能を追加した。このサンプル信号Ｉｎｔｒに同期して、入力指令をサンプラＳｉｖとＳｉｗによりサンプルホールドして過変調補正やＰＷＭ指令の変換処理を行い、演算処理の時間遅れを考慮して、後段のＰＷＭ生成部（比較器８）の入力信号にも同様にサンプラＳｏｕ，Ｓｏｖ，Ｓｏｗを挿入している。
【0178】
参考として図中に点線で示した「キャリア同期制御ブロック３２」は、「同期ＰＷＭ方式」を実現するための追加機能例である。電圧指令の位相とキャリア割込信号を同期させるＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）機能をここに実装すれば、電圧位相の逓倍周期と三角波キャリア信号の周期を同期させることができる。本実施形態３は非同期ＰＷＭを想定しているが、このような機能を追加すれば同期ＰＷＭにも変更可能であることを示しておく。
【0179】
図１１では、「電圧の位相指令θｖ」を「周波数指令ωｃｍｄの時間積分」により計算している。乗算器３０で、周波数指令ωｃｍｄにサンプル間隔の時間（キャリア半周期間）Ｔｓを乗算して位相進み量Δθｖに変換する。積算器３１は、位相進み量Δθｖをサンプル値系の「積算，ｚ／（ｚ－１）」により位相指令θｖに変換している。６次高調波補正部１２０は実施形態２の６次高調波補正部１１０と同様である。後述するセクタ切替タイミングの判定には、変化検出時の時間遅れを考慮して、加算器３４で位相指令θｖに位相進み量Δθｖを加算した予測位相＾θｖを利用する。
【0180】
それ以外の実施形態１および実施形態２との差異は、「零相変調・セクタ切替部２２０」内に集約されている。この「零相変調・セクタ切替部２２０」の内部構成を図１２に示す。
【0181】
この構成の説明には要素や機能を示す用語が必要なので、その定義を兼ねて動作原理である図１３を先に説明する。図１３（ａ）は、特許文献４に示されている方式であり、二相変調のセクタ切替時にキャリア半周期間Ｔｓだけ三相変調を挿入している。ここで問題となるのは、図中のΔＴ１やΔＴ２のように三相変調の両端のパルス幅が半減して、最小パルス幅を満足できなくなることである。実施形態２を適用しても、この問題までは対策することができない。
【0182】
そこで本実施形態３では、ΔＴ１やΔＴ２が最小パルス幅を満足できない場合には、図１３（ｂ）のように三相変調の代りに一相変調を挿入することを説明する。さらに、三角波キャリア信号の頂点と変化方向の組み合わせにも遷移制限を適用する。
【0183】
Ｎ側変調からＰ側変調に切り替える場合では、区間（ｎ）の開始時刻のように三角波キャリア信号の下頂点から一相変調を開始する。この遷移制限により、（ｎ－１→ｎ）の下頂点では最小相がＮレベル（－１）に固定され続けるのでΔＴ２のパルスは発生しない。（ｎ→ｎ＋１）の上頂点でも最大相がＰレベル（＋１）に固定され続けるので同様にΔＴ１のパルスを休止させることができる。これにより、最小パルス幅を確保したセクタ切替が実現できる。この遷移条件（二相変調と一相変調の切替タイミングの制限条件）をまとめたものが表２である。
【0184】
【表2】
【0185】
ここでセクタ切替時に狭小パルスを発生させないために、ＰＮ選択信号ｓｅｌ＿ＰＮの生成時に、三角波キャリア信号頂点の種類による遷移条件（表２）を付加する。この遷移条件は、「Ｐ側セクタの開始または終了」は三角波キャリア信号の上頂点に限定し、「Ｎ側セクタの開始または終了」は三角波キャリア信号の下頂点に限定する。
【0186】
しかし、図１３（ｂ）の区間（ｎ）を一相変調に変更すると、三相変調（△印と点線の波形）と一相変調（〇印と実線の波形）との誤差として、Ｐ側の誤差成分ΔＫａ（ΔＴ１相当）とＮ側の誤差成分ΔＫｃ（ΔＴ２相当）の電圧誤差が生じてしまう。この誤差成分を次の区間（ｎ＋１）で補償したいので、図示したような遅延補正を適用する。
【0187】
Ｎ側の誤差成分ΔＫｃは次の区間（ｎ＋１）にて補正することは可能だが、Ｐ側の誤差成分ΔＫａは既にＰレベルに固定されてパルス休止状態であるため、誤差成分ΔＫａを次の区間で補正することはできない。そこで、零相変調の原理を適用して誤差成分ΔＫａは他の２相に対して負値を補正することで対処する。図１３（ｂ）の例では、中間相に（－ΔＫａ）が、最小相に（ΔＫｃ－ΔＫａ）が遅延補正されている。これは、ΔＴ１とΔＴ２成分を次の区間に移動させること等価である。
【0188】
この遅延補正方法では「相電圧成分としての補正」はできないが、それでも「線間電圧成分としては誤差補正」ができており、負荷電流に生じる誤差も少なくできる。
【0189】
【0190】
図１４（ａ）の三相変調の場合なら、セクタ切替時のパルス幅が広くなっているので問題ない。しかし、図１４（ｂ）の一相変調を適用した場合には、挿入期間をキャリア周期の１．５倍（３×Ｔｓ）まで拡大させないとパルス休止が実現できない。また、誤差成分の遅延補正についても、図のように最大３サンプルの遅延が生じる。このように誤差量が多く補正成分にも大きな遅延時間が含まれると、正確な補正効果が得られなくなる。この問題を回避するために、表２に示した遷移条件を設定した。
【0191】
図１３の「実施形態３の動作原理」を実現する構成例が、図１１内の「零相変調・セクタ切替部２２０」の部分であり、図１２にその詳細を記載している。図１２内では下記のような簡略表記を使用している。
・縦長の四角形ブロックで三相成分と配列・ベクトル信号を変換する。
・配列信号は太線で引出角を４５°で明示し、先頭文字を大文字、要素信号は小文字とする。
・配列同士の各要素単位での加減算を、配列信号の加減算で表現する。
・本実施形態３に必須でない要素は、点線や破線で表示する。
・遅延補償量が計算しやすいように、図１２の内部では三相成分を大小順に並び替え（ソート）して取り扱っている。
・縦長の四角形ブロックで三相成分と配列・ベクトル信号を変換する。
・配列信号は太線で引出角を４５°で明示し、先頭文字を大文字、要素信号は小文字とする。
・配列同士の各要素単位での加減算を、配列信号の加減算で表現する。
・本実施形態３に必須でない要素は、点線や破線で表示する。
・遅延補償量が計算しやすいように、図１２の内部では三相成分を大小順に並び替え（ソート）して取り扱っている。
【0192】
図１２の入力信号である零相変調前のＰＷＭ指令Ｋｕｖｗ（ｋｕ，ｋｖ，ｋｗ）は、ＸＹ座標にて過変調補正を適用した電圧成分に対して回転座標と二相三相変換を適用し、さらにキャリア片振幅で正規化した成分である。この三相成分を大小並替部２３０にて大小順に並び替えして、最大値ｋａ・中間値ｋｂ・最小値ｋｃとして出力する。また、元の三相成分に戻すために必要な「ソート前後の相互変換情報」も配列Ｉｎｄｘとして出力する。
【0193】
「二相変調部２３１」では最大値ｋａ・中間値ｋｂ・最小値ｋｃに基づいて二相変調を適用した場合の二相変調ＰＷＭ指令Ｋ２ａｂｃを出力する。二相変調ではセクタごとに零相変調の方向が異なるので、ＰＮ選択信号ｓｅｌ＿ＰＮによりＰ側変調とＮ側変調を切り替えている。同様に「一相変調部２４０」と「三相変調部２４１」でも、それぞれＰＷＭ指令相当の一相変調ＰＷＭ指令Ｋ１ａｂｃと三相変調ＰＷＭ指令Ｋ３ａｂｃを出力する。
【0194】
「セクタ判定部２３５」では、１サンプル分だけ予測補正した予測位相＾θｖから６０ｄｅｇごとの二相変調のセクタ判定信号＾ｓｅｃｔを出力する。キャリア頂点信号ｔｏｐｂｔｍの方は、論理反転することにより１サンプル先の予測キャリア頂点信号＾ｔｏｐｂｔｍとした。
【0195】
「ＰＮ変調遷移制御部２３６」では、セクタ判定信号＾ｓｅｃｔの変化より「セクタ切替」を検出し、それに予測キャリア頂点信号＾ｔｏｐｂｔｍと表２の切り替え条件を適用して、通常動作の二相変調に使用するＰＮ選択信号ｓｅｌ＿ＰＮを出力する。また、ＰＮ選択信号ｓｅｌ＿ＰＮの切替エッジからキャリア半周期（サンプル期間）のセクタ切替期間の間、二相変調から三相変調または一相変調に切り替えるセクタ切替信号ｓｅｌ＿ＡＬＴを出力する。
【0196】
１サンプル分だけ予測補正していないセクタ判定信号ｓｅｃｔと表２の遷移条件を使用してＰＮ選択信号ｓｅｌ＿ＰＮやセクタ切替信号ｓｅｌ＿ＡＬＴを生成してもよいが、表２の遷移条件が成立しない場合には１サンプル分の遅延が生じる。またセクタ切替のために１相変調を挿入する期間の遅延も考慮するとセクタ切替対策によって「最大２サンプル」の遅延が生じる。
【0197】
これを短くしたいので、予測したセクタ判定信号＾ｓｅｃｔを使用してＰＮ選択信号ｓｅｌ＿ＰＮやセクタ切替信号ｓｅｌ＿ＡＬＴを生成することにより、切り替えタイミングを１サンプル進めることにした。これにより、遷移制限とセクタ切り替え期間の合計遅延は、「最小で０サンプル」、「最大で１サンプル」に改善できる。
【0198】
「ＤＢ判定部２４２」ではセクタ切替時に三相変調と一相変調のどちらを出力するかを選択する選択信号ｓｅｌ＿Ｘ１ｍを出力する。選択信号の判定方法については、まず「三相変調部２４１」の三相変調ＰＷＭ指令Ｋ３ａｂｃより「（＋１）－ｍａｘ（Ｋ３ａｂｃ）」または「ｍｉｎ（Ｋ３ａｂｃ）－（－１）」を計算し、これが「最小パルス幅判定値である（２×ΔＫｄｂ）」よりも小さければ、三相変調では最小パルス幅を確保できないと判定し、「三相変調から一相変調への切替指令」として選択信号ｓｅｌ＿Ｘ１ｍを出力する。ここで、図１３（ａ）のように、三相変調との切り替え時にはΔＴ１とΔＴ２は通常の半分の幅になるので、ＰＷＭ指令幅の判定値の方を２倍（２×ΔＫｄｂ）に設定してある。
【0199】
以上の３種類の零相変調方式と選択信号を組み合わせて、モード切替時に三相変調または一相変調を挿入する。通常の二相変調状態ではスイッチＳ１が「＝０（Ｋ２ａｂｃ）」側に選択されているが、遷移時にはセクタ切替信号ｓｅｌ＿ＡＬＴにより「＝１（ＫＴａｂｃ）」側に切り替え、主成分Ｋｚａｂｃ０として出力する。また、三相変調と一相変調の選択は、選択信号ｓｅｌ＿Ｘ１ｍによりスイッチＳ３を「＝１（Ｋ１ａｂｃ）」側に切り替えて一相変調の方を選択させることによりこの作用を実現している。逆ソート関数部２３２は配列Ｉｎｄｅｘにより大小順の主成分Ｋｚａｂｃ０を三相順（ｕｖｗ）のＰＷＭ指令の主成分Ｋｚｕｖｗ０に変換する。
【0200】
基本的には、ＰＷＭ指令の主成分Ｋｚｕｖｗ０は、零相変調前のＰＷＭ指令ＫｕｖｗにＰＮ選択信号ｓｅｌ＿ＰＮにて「Ｐ側セクタ」と「Ｎ側セクタ」を切り替えた二相変調により計算する。しかし、セクタ切替期間（ｓｅｌ＿ＡＬＴ）だけは三相変調を挿入するが、三相変調を適用してもＰＷＭ波形に最初パルス幅よりも細いパルスが生じる場合には、代わりに一相変調を挿入する。
【0201】
以上が狭小パルスを防止するセクタ切替方式であり、これを適用してＰＷＭ指令成分の主成分Ｋｚｕｖｗ０を得る。
【0202】
上記でまだ説明していない部分では、三相変調を一相変調位相に切り替えたときに生じる電圧誤差の補正を行っている。三相変調の最大振幅ｋ３ａと最小振幅ｋ３ｃを（Ｖｄｃ／２）で正規化したものとすると、最大相側には（１－ｋ３ａ）また最小相側には（－１－ｋ３ｃ）の誤差が生じるので、この誤差をセクタ切替期間の次のサンプル期間で補正する。
【0203】
三相変調と一相変調の誤差を補正する成分（図１３の誤差成分ΔＫａ、ΔＫｃ）は減算器２４４により演算しているが、モード切替時以外は不要なので、「ｓｅｌ＿ＡＬＴ＝０」のときはスイッチＳ２により零にリセットしている。減算器２４４は、（ｋ３ａ－ｋ１ａ，ｋ３ｂ－ｋ１ｂ，ｋ３ｃ－ｋ１ｃ）＝（Δｋａ，Δｋｂ，Δｋｃ）を算出する。
【0204】
誤差補正の加算先は遷移方向（Ｎ→Ｐ、Ｐ→Ｎ）により異なるので、Ｐ→Ｎ側補正量設定部２５０にて補正量ΔＫｃｏｍｐＰを、Ｎ→Ｐ側補正量設定部２５１では補正量ΔＫｃｏｍｐＮを誤差補正成分として計算しておく。
【0205】
図１２に示すように、ΔＫｃｏｍｐＰ＝〔Δｋａ－Δｋｃ，－Δｋｃ，０〕、ΔＫｃｏｍｐＮ＝〔０，－Δｋａ，Δｋｃ－Δｋａ〕となる。
【0206】
ΔＫｃｏｍｐＰ＝〔Δｋａ－Δｋｃ，－Δｋｃ，０〕＝〔（ｋ３ａ－ｋ１ａ）－（ｋ３ｃ－ｋ１ｃ），－（ｋ３ｃ－ｋ１ｃ），０〕であるが、一相変調は最大値ｋ１ａ＝１、最小値ｋ１ｃ＝－１であるため、図１２ではΔＫｃｏｍｐＰは〔（ｋ３ａ－１）－（１＋ｋ３ｃ），－（１＋ｋ３ｃ），０〕の構成で表した。
【0207】
同様に、ΔＫｃｏｍｐＮ＝〔０，－Δｋａ，Δｋｃ－Δｋａ〕＝〔０，－（ｋ３ａ－ｋ１ａ），（ｋ３ｃ－ｋ１ｃ）－（ｋ３ａ－ｋ１ａ）〕であるが、一相変調は最大値ｋ１ａ＝１、最小値ｋ１ｃ＝－１であるため、〔０，（１－ｋ３ａ），（ｋ３ｃ＋１）＋（１－ｋ３ａ）〕の構成で表せる。
【0208】
スイッチＳ４にて補正量ΔＫｃｏｍｐＰ，ΔＫｃｏｍｐＮからＰＮ選択信号ｓｅｌ＿ＰＮに応じて遅延補正に利用する方を選択する。図１３の場合はＮ→Ｐ側補正量設定部２５１の方が作用している例である。最後に、逆ソート関数部２５４と配列Ｉｎｄｘにより誤差補償成分を大小順から三相順（ｕ，ｖ，ｗ）の遅延補正量ΔＫｐｏｓｔに変換する。それが次のサンプル期間で作用するように、遅延部２５５により遅延させてタイミングを合わせた遅延補正量ΔＫｐｏｓｔ＿ｚを出力する。
【0209】
加算器２５６でＰＷＭ指令の主成分Ｋｚｕｖｗ０に遅延補正量Δｋｐｏｓｔ＿ｚを加算して補正してＫｚｕｖｗ１を出力する。このＫｚｕｖｗ１は、「計算のまるめ誤差」を配慮してＤＢ禁止帯部２３４を介して零相変調後のＰＷＭ指令Ｋｚｕｖｗとして出力される。なおＶＤＢ設定などに余裕を持たせてあれば、ＤＢ禁止帯部２３４は省略して、Ｋｚｕｖｗ１をそのまま零相変調後のＰＷＭ指令Ｋｚｕｖｗをしてもよい。
【0210】
以上が図１１内の「零相変調・セクタ切替部２２０」の構成内容である。ここでは、原理と対応させて理解しやすくなるように少し冗長な構成としているが、実際にソフトウエアなどで実装する場合には不要な演算を省略でき、論理演算子やスイッチ類も論理合成などにより簡素化できる。
【0211】
図１２では、三相変調と一相変調の誤差補正成分の計算に減算器２４４を使用しているが、三相変調では「Ｐ電位と最大相の差分」と「最小相とＮ電位との差分」は等しくさせることを利用すれば、（１９）式のように平均の誤差成分ΔＫｗを計算してもよい。これを利用した誤差補正の構成例を図１５に示す。
【0212】
【数19】
【0213】
ここで、図１５ではｍａｘ（Ｋｕｖｗ）とｍｉｎ（Ｋｕｖｗ）には三相変調成分を利用しているが、（１９）式では最大相と最小相の差分しか利用していないので、無変調や二相変調の成分を利用してもよい。
【0214】
三相変調と一相変調の誤差成分の計算部２４３より誤差成分ΔＫｗを求める。スイッチＳ２Ａは、セクタ切替信号ｓｅｌ＿ＡＬＴに基づいて、三相変調ならクリアし、一相変調なら誤差成分ΔＫｗを出力する。スイッチＳ２Ａがクリア状態ではない場合には、Ｐ→Ｎ側補正量設定部２５０Ａで（２０）式より補正量ΔＫｃｏｍｐＰを、Ｎ→Ｐ側補正量設定部２５１Ａで（２１）式より補正量ΔＫｃｏｍｐＮを計算する。スイッチＳ４によりＰＮ選択信号ｓｅｌ＿ＰＮに応じた誤差補正量を選択し、最後に逆ソート関数部２５４により三相成分に変換して遅延補正量ΔＫｐｏｓｔを生成する。このスイッチＳ４の入力までが図１５の変更点である。
【0215】
【数20】
【0216】
【数21】
【0217】
【0218】
本実施形態３の基本原理や作用については既に前項にて説明しているので省略し、ここではその効果のみを示す。
【0219】
【0220】
図１６（ａ）のＶｃｍｄ＝０．９５ｐ．ｕ．では、「（１）」で示した部分が図１３（ｂ）の「区間ｎ」に相当する一相変調を適用した部分であり、三相変調では（２×ΔＫｄｂ）＝０．２ｐ．ｕ．の余裕幅が確保できないので一相変調に切り替わっている。「中間相と最大相の（２）」の部分が（１）で生じた誤差成分を遅延補正する区間（ｎ＋１）であり、スイッチング可能な２相に補正されている。各相の波形には凹補正が生じているが、線間電圧成分を考えると（１）と（２）の期間の平均値については誤差が抑制されている。
【0221】
この補償動作は、左側のαβ座標の電圧軌跡で表現した方が分かりやすい。二相変調であるので、ＤＢ電圧余裕幅ΔＶｄｂ＝０．０５ｐ．ｕ．となり内側の六角形が最小パルス幅を確保できるＤＢ電圧飽和領域になる。（１）の点は一相変調であるので凸状に修正されて電圧飽和領域の辺上に移動する。次回の遅延補正区間（２）では二相変調でかつ凹状に補正されているのでＤＢ電圧飽和領域の内側方向に移動している。（１）と（２）のどちらも禁止帯域外であるので、最小パルス幅が確保できている。
【0222】
図１６（ａ）の（１）および（２）の凸凹量はＤＢ電圧飽和領域の六角形から同じ距離であり、これらの平均をとれば誤差を打ち消すことができ、元の六角形の辺に修正できることが確認できる。
【0223】
図１６（ｂ）のＶｃｍｄ＝０．９８ｐ．ｕ．は、最小パルス幅を確保しながら過変調制御を適用して出力電圧を拡張した条件である。過変調率はΔＫ０＝（０．９８－０．９５）／０．９５≒０．０３ｐ．ｕ．であり、右図のように中間相のＤＢ余裕幅付近の波形が拡大して台形に近づいている。それでも、キャリア振幅に固定されていない相ではＤＢ余裕幅ΔＫｄｂ＝０．１ｐ．ｕ．を確保できているので、最小パルス幅対策として作用している。
【0224】
実施形態２の過変調制御では、図１０（ｂ）のようにＤＢ電圧飽和領域の六角形の辺中央付近では辺上を移動していた。これに対して本実施形態３を適用すると、セクタ切替時に一相変調を挿入したことにより図１６（ｂ）の（１）の点に移動し、次の二相変調では誤差補正により（２）の点に移動する。やはり、二点とも図３５（ｂ）の禁止帯域を避けることができており、また元の六角形上の軌跡に対して「（１）の凸量」と「（２）の凹量」は等しいので誤差補正効果も確認できる。
【0225】
図１６（ｃ）のＶｃｍｄ＝１．０３ｐ．ｕ．では、過変調率をΔＫ０＝（１．０３－０．９５）／０．９５≒０．０６ｐ．ｕ．として過変調限界付近に設定したものである。右図のように中間相はＤＢ余裕幅付近の肩部の波形が盛り上がってほぼ台形状になっているが、やはりＤＢ余裕幅であるΔＫｄｂ＝０．１ｐ．ｕ．を確保できおり、禁止帯域を避けることができている。左側の電圧ベクトルの軌跡も同様に、（１）と（２）の振幅方向の移動量が等しいので、２つの平均値成分は誤差補正として正常に動作している。
【0226】
以上より、最小パルス幅対策のためにＤＢ余裕幅の禁止帯域を設定する場合でも、実施形態２の過変調方式に対してさらに本実施形態３で追加したセクタ切替方式を追加することにより、セクタ切替時を含む全動作領域で、最小パルス幅を確保できるようになった。
【0227】
このセクタ切替方式は過変調領域に限定されるものではなく、飽和電圧よりも低い電圧指令での動作にも適用でき、極小パルスが発生する場合には「一相変調を挿入した最小パルス幅対策」として作用する。
【0228】
（効果）
本実施形態３では、実施形態２を機能拡張したものであり、実施形態２に示した（ａ）～（ｅ）の項目と同じ効果を有している。また、これ以外の効果として以下の（ｆ）、（ｇ）の効果を有している。
本実施形態３では、実施形態２を機能拡張したものであり、実施形態２に示した（ａ）～（ｅ）の項目と同じ効果を有している。また、これ以外の効果として以下の（ｆ）、（ｇ）の効果を有している。
【0229】
（ｆ）二相変調のセクタ切替時に狭小パルスが生じる可能性があったが、三相変調または一相変調を挿入し、さらに三角波キャリア信号に同期した遷移条件を追加したことにより、全動作領域で最小パルス幅の制限が実現できる。
【0230】
（ｇ）強制的に一相変調を挿入したときに生じる電圧誤差についても、次の区間で補正する機能を追加したので、電圧精度も維持できる。
【0231】
［実施形態４］
（二相変調方式の電圧飽和近傍でセクタ切替時に生じる狭小パルスの防止方式（２））
実施形態３の特性例として示した図１６では、電圧軌跡に（１）と（２）の凸凹の歪が生じている。この２点を平均すると誤差は抑制できるが、発生時間のズレ成分により負荷電流のＰＷＭリプルは過渡的ではあるが増加する。そこで、電圧軌跡の凸凹の振幅をできるだけ小さくすることにより、過渡的な電流リプルを低減することが本実施形態４の目的である。
（二相変調方式の電圧飽和近傍でセクタ切替時に生じる狭小パルスの防止方式（２））
実施形態３の特性例として示した図１６では、電圧軌跡に（１）と（２）の凸凹の歪が生じている。この２点を平均すると誤差は抑制できるが、発生時間のズレ成分により負荷電流のＰＷＭリプルは過渡的ではあるが増加する。そこで、電圧軌跡の凸凹の振幅をできるだけ小さくすることにより、過渡的な電流リプルを低減することが本実施形態４の目的である。
【0232】
単純に考えると、図１７（ｂ）のように、一相変調を挿入したことによる誤差のうち誤差成分ΔＫａを区間（ｎ－１）つまり過去に遡って補正することができれば、電圧軌跡も図１８（ａ）のように、（２）と（３）とに１／２に分割して補正したことになる。こうすると、凹側の幅や補償の時間遅れが減少するので、過渡的な電流リプルの増加量も抑制できるようになる。
【0233】
しかし、過去のＰＷＭ指令を修正することは不可能であるので、入力である電圧指令を１サンプルだけ予測推定することにより、「等価的な過去の補正効果」を実現させることにする。
【0234】
予測した電圧指令より三相のＰＷＭ指令を演算するが、出力前に１サンプル遅延して時間を整合しておき、この遅延後のＰＷＭ指令に遅延を含まない現在の予測補正成分を加算すると、（３）に相当する「過去に対する予測補正」のような効果が得られる。
【0235】
実際には、予測した電圧指令から補正後ＰＷＭ指令の出力までの遅延時間（ムダ時間）が増えているし、予測を適用するためには電圧指令が急変しないという近似条件も必要である。しかし、この条件が許容できれば、本実施形態４を適用することにより「セクタ切替時の過渡的な電流リプル増加量」を抑制できる。
【0236】
【0237】
【0238】
図１９では、１サンプルだけ予測した電圧指令を得たいので、まず６次補正（２）部１７の位相指令θｖの入力信号を予測位相＾θｖに変更する。具体的には、乗算器３０で周波数指令ωｃｍｄにサンプル時間（キャリア半周期間）Ｔｓを乗算しておき積算器３１にて位相進み量Δθｖを積算することは同じだが、その位相指令θｖにさらに加算器３４において、位相進み量Δθｖを加算して予測位相＾θｖを近似している。これを、「６次補正（２）部１７」の位相入力や、回転座標変換部１の位相入力に置き替える。６次高調波補正部１２０は位相指令θｖの代わりに予測位相＾θｖを入力している以外は実施形態３（図１１）の６次高調波補正部１２０と同様である。
【0239】
これにより、以降の補正後予測電圧指令＾Ｖｘ，＾Ｖｙ、＾Ｖａ，＾Ｖｂや＾Ｖｕ，＾Ｖｖ，＾Ｖｗおよび零相変調前の予測ＰＷＭ指令＾Ｋｕ，＾Ｋｖ，＾Ｋｗも１サンプル先の予測量となる。本来は電圧指令Ｖｃｍｄも予測値を使用するべきだが、ここでは変化が少ないものとみなして現在値≒予測値（Ｖｃｍｄ≒＾Ｖｃｍｄ）の近似を適用した。
【0240】
「零相変調／セクタ切替（２）部２７１」では、セクタ切替タイミングの遅延を抑制するためにさらに１サンプル進んだ位相情報が必要なので、加算器３５により予測位相＾θｖにもう一度位相進み量Δθｖを加算して、２サンプル先の予測位相＾＾θｖを計算している。これが、全体構成における変更点であり、残りの変更は「零相変調／セクタ切替（２）部２７１」内に適用している。
【0241】
図２０に示した「零相変調／セクタ切替（２）部２７１」は、基本的には図１２の「零相変調／セクタ切替部２２０」とほぼ同様な構成であるが、１サンプル先の信号も取り扱うので予測成分には先頭に「＾」記号を、２サンプル先の予測成分には「＾＾」を付加している。例えば、入力信号「＾ｋｕ，＾ｋｖ，＾ｋｗ」は１サンプル先の予測量であり、「＾＾θｖ」は２サンプル先の予測値である。
【0242】
それ以外の変更点としては、まず、＾＾ｔｏｐｂｔｍ信号は２回予測（反転の反転）であるのでｔｏｐｂｔｍをそのまま使用する。
【0243】
次に、三相変調と一相変調との誤差補正成分を予測補正と遅延補正とに分離したいので、図２０の補正量設定部２５７ａでは最大相の誤差成分＾Δｋａのみを取り出し、補正量設定部２５８ａでは最小相の誤差成分＾Δｋｃのみを取り出す。これをスイッチＳ５ａとＳ４ａにより、セクタ切替時のＰＮ遷移方向であるＰＮ選択信号＾ｓｅｌ＿ＰＮに応じて、予測補正量＾ΔＫｃｏｍｐ１と遅延補正量＾ΔＫｃｏｍｐ２を交互に入れ変えて選択する。
【0244】
セクタ切替後を示すＰＮ選択信号＾ｓｅｌ＿ＰＮがＰ側変調の場合には＾Δｋａ→＾ΔＫｃｏｍｐ１、＾Δｋｃ→＾ΔＫｃｏｍｐ２とし、Ｎ側変調のときには補償成分を入れ替え、＾Δｋａ→＾ΔＫｃｏｍｐ２、＾Δｋｃ→＾ΔＫｃｏｍｐ１とする。
【0245】
予測補正量＾ΔＫｃｏｍｐ１と遅延補正量＾ΔＫｃｏｍｐ２は、それぞれ三相成分（ｕ，ｖ，ｗ）に逆変換するために逆ソート関数部２５２ａと２５４ａの逆ソート関数を使用して、三相の予測補正量＾ΔＫｐｒｅと遅延補正量＾ΔＫｐｏｓｔに変換する。この時点では、遅延補正量＾ΔＫｐｏｓｔは、実際に作用する時刻よりも２サンプル進んだ成分である。
【0246】
最後に、誤差補正の時間整合方法と加算方法を説明する。遅延補正量＾ΔＫｐｏｓｔは遅延部２５５により遅延補正量ΔＫｐｏｓｔとする。加算器２５６ａは、これを予測ＰＷＭ指令の主成分である逆ソート関数部２３２ａの出力（ＰＷＭ指令）＾Ｋｚｕｖｗ０に対して加算する。そして、後段の遅延部２３３によって、次回のサンプル時刻にて遅延補正後のＰＷＭ指令として出力させる。遅延補正量＾ΔＫｐｏｓｔは２個の遅延を通るので、２サンプル遅延した遅延補正量ΔＫｐｏｓ＿ｚとして作用する。
【0247】
加算器２５３は、この遅延部２３３の出力に、予測補正量＾ΔＫｐｒｅをそのまま加算することにより、あたかも過去のＰＷＭ指令を補正したように作用させる。これが図２０の構成内容である。
【0248】
すなわち、＾Ｋｚｕｖｗ０を１サンプル遅延させたものを主成分Ｋｚｕｖｗ０とし、＾ΔＫｐｏｓｔを２サンプル遅延させたものを遅延補正量ΔＫｐｏｓｔ＿ｚとし、＾ΔＫｐｒｅを予測補正量とする。そして、主成分Ｋｚｕｖｗ０に対して予測補正量＾ΔＫｐｒｅと遅延補正量ΔＫｐｏｓｔ＿ｚを加算すれば、セクタ切替前後の誤差補正を適用したＰＷＭ指令Ｋｚｕｖｗが得られる。
【0249】
予測補正量＾ΔＫｐｒｅはスイッチング休止相を考慮して設定するものであり、三相成分のＰＷＭ指令Ｋｕｖｗの（最大相，中相相，最小相）の順で示すと、二相変調のセクタ変化に応じて、「Ｐ側からＮ側に変化するとき」は一相変調ＰＷＭ指令＾Ｋ１ａｂｃのうち最大相を１、最小相を－１とすると（０，０，（＾ｋ３ｃ＋１））、逆に「Ｎ側からＰ側に変化するとき」は（（＾ｋ３ａ－１），０，０）とする。
【0250】
遅延補正量ΔＫｐｏｓｔ＿ｚについては、２サンプル進んだ成分＾ΔＫｐｏｓｔとして設定するものであり、これも三相成分のＰＷＭ指令Ｋｕｖｗの（最大相，中相相，最小相）の順で示すと、二相変調のセクタ変化に応じて、「Ｐ側からＮ側に変化するとき」は（（＾ｋ３ａ－１），０，０）、逆に「Ｎ側からＰ側に変化するとき」は（０，０，（＾ｋ３ｃ＋１））とする。
【0251】
図２０の出力部には「ＤＢ禁止帯部２３４」を波線のブロックで挿入しているが、これは冗長的な保護機能である。これが無くても最小パルス幅を確保できるはずであるが、有効桁数（ｂｉｔ長）の少ないディジタル演算での丸め誤差などを考慮して、禁止帯域を確実に回避させるために挿入する場所を示している。この「ＤＢ禁止帯部２３４」の特性例は図２１であり、禁止帯域内の信号を強制的に帯域外にスキップ（排他処理）させている。
【0252】
図２０では、三相変調と一相変調の誤差成分の計算に減算器２４４ａを使用しているが、（１９）式で示した平均の誤差成分ΔＫｗを計算してもよく、これを利用した誤差補正の構成例を図２２に示す。三相変調と一相変調の誤差成分の計算部２４３より誤差成分ΔＫｗを求め、三相変調ならスイッチＳ２ｂによりクリアする。スイッチＳ２ｂがクリア状態ではない場合には、補正量設定値２５７ｂで（２２）式より補正量＾ΔＫｃｏｍｐＰを計算し、補正量設定部２５８ｂで（２３）式より補正量＾ΔＫｃｏｍｐＮを計算する点が変更点である。
【0253】
【数22】
【0254】
【数23】
【0255】
その他の構成は図２０と図２２とは等しく、また同じ動作をするのでこれらには計算を簡素化した以外に差異はない。図１２のＤＢ判定２４２の入力は三相変調後の成分を利用しているが、零相変調を適用する必要性はないことを示すために、図２０と図２１では変調前の成分を使用する形態としてある。
【0256】
この動作原理については前項（図１７）にて説明しているので省略し、ここでは作用の例として図１８を示す。この電圧指令の設定は実施形態２（図１０）や実施形態３（図１６）と共通であり、ＤＢ余裕幅ΔＫｄｂ＝０．１ｐ．ｕ．とＤＢ電圧余裕幅ΔＶｄｂ＝０．０５ｐ．ｕ．も同じ設定である。
【0257】
図１８（ａ）の右図に示した三相ＰＷＭ指令の波形では、「区間（１）」がＰ側変調からＮ側変調に遷移するためのセクタ切替区間であり、ここに一相変調が挿入されている。三相変調から一相変調に変更したことによって生じる誤差成分のうち、最小相の誤差成分ΔＫｃは「区間（３）」にて、最大相の誤差成分ΔＫａについては「区間（２）」にて補正している。
【0258】
図１８（ａ）の左側に示した電圧軌跡では、誤差補正成分を（２）と（３）に分離したので、個々の凹み量は「実施形態３（図１６）の区間（２）の凹み量」に比べて１／２に減少している。また、（１）の凸部が発生する前に、逆方向の（３）の凹部を追加したことにより、これらを加算した「誤差の最大振幅」も小さくできている。これにより誤差補償の時間遅れが減少するので、負荷電流に生じる過渡的なリプル成分も小さくすることができる。
【0259】
（効果）
本実施形態４では、実施形態３を機能拡張したものなので、実施形態２および実施形態３の（ａ）～（ｇ）の効果を全て含んでいる。
本実施形態４では、実施形態３を機能拡張したものなので、実施形態２および実施形態３の（ａ）～（ｇ）の効果を全て含んでいる。
【0260】
これ以外の効果としては、以下の（ｈ１）の効果を有している。
【0261】
（ｈ１）（ｇ）の電圧補正機能を拡張して、一相変調の挿入による生じる誤差成分を２種類に分離し、セクタ切替期間の直前と直後に補正区間を分配した。これにより、誤差や補正による出力電圧の変動幅や時間遅れを小さくできる。特に、セクタ切替の直前の区間に誤差とは逆方向に１／２の補正成分を挿入できるので、セクタ切替時の誤差電圧と積算した電圧ベクトルの変動量も抑制する効果が得られる。ひいては、負荷電流の歪も抑制できる。
【0262】
［実施形態５］
（二相変調方式の電圧飽和近傍でセクタ切替時に生じる狭小パルスの防止方式（３））
実施形態４では「予測と遅延」を組み合わせることにより「過去のＰＷＭ指令への補正」を疑似的に実現した。しかし、１サンプル先の予測電圧指令からＰＷＭ指令や補正量などを演算しているため、予測に適用した近似による誤差成分と遅延によるムダ時間の影響が問題となってくる。
（二相変調方式の電圧飽和近傍でセクタ切替時に生じる狭小パルスの防止方式（３））
実施形態４では「予測と遅延」を組み合わせることにより「過去のＰＷＭ指令への補正」を疑似的に実現した。しかし、１サンプル先の予測電圧指令からＰＷＭ指令や補正量などを演算しているため、予測に適用した近似による誤差成分と遅延によるムダ時間の影響が問題となってくる。
【0263】
セクタ切替による誤差成分である予測補正量＾ΔＫｐｒｅと遅延補正量ΔＫｐｏｓｔ＿ｚのうち、予測が必須なのは予測補正量＾ΔＫｐｒｅだけでよい。そこで、予測した電圧指令を使用するのは「予測補正量＾ΔＫｐｒｅ」だけに限定し、残りの「誤差補正を適用する前のＰＷＭ指令の主成分Ｋｚｕｖｗ０」と「遅延補正量ΔＫｐｏｓｔ＿ｚ」などは、現在の電圧指令から演算するように変更する。
【0264】
こうすると、予測による誤差やムダ時間の影響は予測補正量＾ΔＫｐｒｅだけとなり、近似誤差の影響も軽減できる。そこで本実施形態５では、主構成は実施形態３を採用し、これに実施形態４の予測補正量＾ΔＫｐｒｅの演算部だけを追加する構成を説明する。
【0265】
本実施形態５の全体構成を図２３に、また、この中の「零相変調・セクタ切替（３）部２７２」の詳細構成を図２４に示す。これらは、実施形態３の構成と実施形態４の構成から、必要な部分のみ抽出して組み合わせたものである。
【0266】
図２３の全体構成では、遅延補正量ΔＫｐｏｓｔ＿ｚ、主成分Ｋｚｕｖｗ０の演算に必要な位相指令θｖ、および、予測補正量＾ΔＫｐｒｅの演算に必要な予測位相＾θｖとそれが波及する６次高調波補正や回転座標変換を異なる演算部に分離して、２種類の補正後電圧指令Ｖｘ，Ｖｙと補正後予測電圧指令＾Ｖｘ，＾Ｖｙを計算し、それらより零相変調前のＰＷＭ指令Ｋｕ，Ｋｖ，Ｋｗと零相変調後の予測ＰＷＭ指令＾Ｋｕ，＾Ｋｖ，＾Ｋｗを生成して、両方とも「零相変調・セクタ切替（３）部２７２」に入力している。
【0267】
６次高調波補正部１２０ａと実施形態３の６次高調波補正部１２０の相違点は、６次補正（２）部１７が６次補正（２）部１７ａに変更されており、加算器１６ｂが追加されている点である。
【0268】
変更部分の演算量を抑制したいので、「６次補正（２）部１７ａ」は図２３の下段に示す構成にした。基本である「図９の６次高調波補正部１１０，図１の６次補正（１）部１７」に対して、予測位相＾θｖによる６次高調波の生成部を追加したものである。
【0269】
変更点は、補正係数Ｋｖ６の乗算器２３，２４を前方向に移動して、近似すると共通になる６次補正成分の振幅値Ｖｘ６，Ｖｙ６を先に計算する。これに乗算器１４，１５で位相指令θｖによる６次の余弦波・正弦波を乗算し、乗算器１４ｂ、１５ｂで予測位相＾θｖによる６次の余弦波・正弦波を乗算し、２種類の補正電圧成分Ｖｘ６ｃ，Ｖｙ６ｓと＾Ｖｘ６ｃ，＾Ｖｙ６ｓを出力する。
【0270】
そして、実施形態３と同じように、加算器１６において、電圧指令（基本波成分）Ｖｃｍｄと補正電圧成分Ｖｘ６ｃを加算して補正後電圧指令Ｖｘとする。補正電圧成分Ｖｙ６ｓについてはそのまま補正後電圧指令Ｖｙとする。
【0271】
そして、位相指令θｖに基づく回転座標変換部１ａと二相三相変換部３ａにおける処理および除算器４ａによる正規化などにより零相変調前のＰＷＭ指令Ｋｕ，Ｋｖ，Ｋｗを得ている。
【0272】
また、実施形態４と同じように予測成分については、加算器１６ｂにおいて、電圧指令（基本波成分）Ｖｃｍｄと補正電圧成分＾Ｖｘ６ｃを加算して補正後予測電圧指令＾Ｖｘとする。補正電圧成分＾Ｖｙ６ｓについてはそのまま補正後予測電圧指令＾Ｖｙとする。
【0273】
そして、位相指令＾θｖに基づく回転座標変換部１ｂと二相三相変換部３ｂにおける処理および除算器４ｂによる正規化などにより零相変調前の予測ＰＷＭ指令＾Ｋｕ，＾Ｋｖ，＾Ｋｗを得る。
【0274】
これらの零相変調前のＰＷＭ指令Ｋｕ，Ｋｖ，Ｋｗと予測ＰＷＭ指令＾Ｋｕ，＾Ｋｖ，＾Ｋｗを「零相変調・セクタ切替（３）部２７２」に入力する。また、「零相変調・セクタ切替（３）部２７２」の位相入力には加算器３５の出力の２サンプル先を予測した予測位相＾＾θｖを使用するように変更した。
【0275】
次に、「零相変調・セクタ切替（３）部２７２」の内部構成を図２４に示す。図２４の構成は大別すると３つに区分できる。上段部では実施形態３の構成を流用しており、現在の零相変調前のＰＷＭ指令ｋｕ，ｋｖ，ｋｗにより主要なセクタ切替制御を構成している。
【0276】
３種類の零相変調部（二相変調部、一相変調部、三相変調部）２３１，２４０，２４１と、セクタ切替制御用のスイッチＳ１，Ｓ３およびＵＶＷ相への相順変更により「誤差補正を適用する前のＰＷＭ指令の主成分Ｋｚｕｖｗ０」を演算している。
【0277】
二相変調部２３１は、零相変調前のＰＷＭ指令Ｋｕｖｗに基づいて二相変調ＰＷＭ指令Ｋ２ａｂｃを出力する。一相変調部２４０は零相変調前のＰＷＭ指令Ｋｕｖｗに基づいて第１一相変調ＰＷＭ指令Ｋ１ａｂｃを出力する。三相変調部２４１は零相変調前のＰＷＭ指令Ｋｕｖｗに基づいて第１三相変調ＰＷＭ指令Ｋ３ａｂｃを出力する。
【0278】
現在のＰＷＭ指令から演算する誤差補正は遅延補正だけでよいので、三相変調と一相変調の誤差補正成分の計算用の減算器２４４、不要時の誤差クリア用のスイッチＳ２、および、補正量設定部２５７，２５８、スイッチＳ４にて遅延補正量ΔＫｃｏｍｐ２を計算し、逆ソート関数部２５４にてＵＶＷ相順の遅延補正量ΔＫｐｏｓｔを得る。
【0279】
図２４の中段部では実施形態４（図２０）の構成を流用している。補正後予測電圧指令＾Ｖｘ，＾Ｖｙより求めた零相変調前の予測ＰＷＭ指令＾ｋｕ，＾ｋｖ，＾ｋｗから、一相変調部２４０ａは第２一相変調ＰＷＭ指令＾Ｋ１ａｂｃを出力し、三相変調部２４１ａは第２三相変調ＰＷＭ指令＾Ｋ３ａｂｃを出力する。
【0280】
そして、三相変調と一相変調の誤差補正成分計算用の減算器２４４ａと、不要時の誤差クリア用のスイッチＳ２ａ、予測の補正量設定部２５７ａ，２５８ａとスイッチＳ５ａにて予測補正量＾ΔＫｃｏｍｐ１を計算し、逆ソート関数部２５４ａにてＵＶＷ相順の予測補正量＾ΔＫｐｒｅを得る。
【0281】
図２４の下段部は切替タイミングの生成部であり、ここも実施形態４の構成を流用している。２サンプル先の予測位相＾＾θｖを使用してＰＮ選択信号＾ｓｅｌ＿ＰＮとセクタ切替信号＾ｓｅｌ＿ＡＬＴを生成して、予測補正量＾ΔＫｐｒｅを演算する。
【0282】
また、上段に示したＰＷＭ指令の主成分Ｋｚａｂｃ０や遅延補正量ΔＫｃｏｍｐ２，ΔＫｐｏｓｔの演算には、遅延部２６１でセクタ切替信号＾ｓｅｌ＿ＡＬＴを遅延させたセクタ切替信号ｓｅｌ＿ＡＬＴと、遅延部２６２でＰＮ選択信号＾ｓｅｌ＿ＰＮを遅延させたＰＮ選択信号ｓｅｌ＿ＰＮを使用する。零相変調の選択信号ｓｅｌ＿Ｘ１ｍも他の信号と整合をとりたいので、中段の「ＤＢ判定部２４２」で生成した予測の零相変調の選択信号＾ｓｅｌ＿Ｘ１ｍを遅延部２６０で遅延させた選択信号ｓｅｌ＿Ｘ１ｍを使用する。
【0283】
上段部と中段部の時刻の異なる電圧指令から演算したＰＷＭ指令や誤差補正成分は、次のように時間の整合を取って合成する。まず、遅延補正量ΔＫｐｏｓｔを遅延部２５５で遅延して遅延補正量ΔＫｐｏｓｔ＿ｚに変換する。そして、加算器２５６で三相ＰＷＭ指令の主成分Ｋｚｕｖｗ０に対して、遅延補正量ΔＫｐｏｓｔ＿ｚを加算することにより１サンプル遅れて作用させる。
【0284】
一方、予測補正量＾ΔＫｐｒｅは遅延なしに直接に加算器２５３で加算する。このように補正時刻を整合させることにより、あたかもセクタ切替の直前と直後の区間に誤差成分を補正した効果が得られる。
（セクタ切替制御信号と誤差の予測補正成分）
予測セクタ切替期間（＾ｓｅｌ＿ＡＬＴ）では、予測三相成分＾Ｋｕｖｗに対して三相変調と一相変調の２種類の零相変調を適用した予測ＰＷＭ指令を得ておく。そして、三相変調を適用してもＰＷＭ波形に最小パルス幅よりも細いパルスが生じる場合には、ＤＢ判定部２４２より一相変調を挿入する選択信号を設定し（＾ｓｅｌ＿Ｘ１＝１）、同時に誤差の予測補正量＾ΔＫｐｒｅを計算する。
（セクタ切替制御信号と誤差の予測補正成分）
予測セクタ切替期間（＾ｓｅｌ＿ＡＬＴ）では、予測三相成分＾Ｋｕｖｗに対して三相変調と一相変調の２種類の零相変調を適用した予測ＰＷＭ指令を得ておく。そして、三相変調を適用してもＰＷＭ波形に最小パルス幅よりも細いパルスが生じる場合には、ＤＢ判定部２４２より一相変調を挿入する選択信号を設定し（＾ｓｅｌ＿Ｘ１＝１）、同時に誤差の予測補正量＾ΔＫｐｒｅを計算する。
【0285】
「予測三相成分＾Ｋｕｖｗに対して三相変調を適用した予測ＰＷＭ指令」の最大振幅（＾Ｋａ）と最小振幅（＾Ｋｃ）は（Ｖｄｃ／２）で正規化したものなので、一相変調を適用したときには最大相側には（１－＾ｋ３ａ）、最小相側には（－１－＾ｋ３ｃ）の誤差が生じる。誤差の予測補正量＾ΔＫｐｒｅは（最大相，中相相，最小相）の順で示すと、二相変調のスイッチング休止相に応じて、「Ｐ側からＮ側に変化するとき」は（０，０，（＾ｋ３ｃ＋１））、逆に「Ｎ側からＰ側に変化するとき」は（（＾ｋ３ａ－１），０，０）に設定する。
【0286】
（ＰＷＭ指令の主成分と誤差の遅延補正成分）
基本的には、ＰＷＭ指令の主成分Ｋｚｕｖｗ０は、零相変調前の三相成分Ｋｕｖｗから、ＰＮ選択信号ｓｅｌ＿ＰＮに応じた「Ｐ側セクタ」または「Ｎ側セクタ」の二相変調により計算する。しかし、セクタ切替期間（ｓｅｌ＿ＡＬＴ＝１）では、一相変調を挿入する選択信号が（ｓｅｌ＿Ｘ１＝０）のときは三相変調を挿入し、また（ｓｅｌ＿Ｘ１＝１）のときは一相変調を挿入する。
基本的には、ＰＷＭ指令の主成分Ｋｚｕｖｗ０は、零相変調前の三相成分Ｋｕｖｗから、ＰＮ選択信号ｓｅｌ＿ＰＮに応じた「Ｐ側セクタ」または「Ｎ側セクタ」の二相変調により計算する。しかし、セクタ切替期間（ｓｅｌ＿ＡＬＴ＝１）では、一相変調を挿入する選択信号が（ｓｅｌ＿Ｘ１＝０）のときは三相変調を挿入し、また（ｓｅｌ＿Ｘ１＝１）のときは一相変調を挿入する。
【0287】
（ｓｅｌ＿Ｘ１＝１）にて一相変調を挿入した場合には、三相変調の最大振幅（ｋ３ａ）と最小振幅（ｋ３ｃ）を（Ｖｄｃ／２）で正規化したものとすると、最大相側には（１－ｋ３ａ）が、最小相側には（－１－ｋ３ｃ）の誤差が生じる。そこで、「前述の予測補正」では補正できていない残りの誤差成分をセクタ切替期間の次のサンプル期間で加算補正する。
【0288】
次のサンプル期間で作用する遅延補正量ΔＫｐｏｓｔを（最大相，中相相，最小相）の順で示すと、二相変調のスイッチング休止相に応じて、「Ｐ側からＮ側に変化するとき」は（（ｋ３ａ－１），０，０）、逆に「Ｎ側からＰ側に変化するとき」は（０，０，（ｋ３ｃ＋１））に設定する。
【0289】
（遅延による時間の整合と誤差補正）
ＰＷＭ指令の主成分Ｋｚｕｖｗ０と、セクタ切替に一相変調を挿入した際の予測補正量＾ΔＫｐｒｅおよび遅延補正量ΔＫｐｏｓｔは、次のように作用する時間を整合しながら加算する。これらの誤差補正成分は三相成分の大小順で示したが、最終的にはＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応させて加算補正する。
ＰＷＭ指令の主成分Ｋｚｕｖｗ０と、セクタ切替に一相変調を挿入した際の予測補正量＾ΔＫｐｒｅおよび遅延補正量ΔＫｐｏｓｔは、次のように作用する時間を整合しながら加算する。これらの誤差補正成分は三相成分の大小順で示したが、最終的にはＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応させて加算補正する。
【0290】
まず、遅延補正量ΔＫｐｏｓｔを１サンプル遅延させたものをΔＫｐｏｓｔ＿ｚとする。そして、主成分Ｋｚｕｖｗ０に対して、予測補正量＾ΔＫｐｒｅと遅延補正量ΔＫｐｏｓｔ＿ｚを加算すれば、疑似的にセクタ切替前後の誤差補正を適用したＰＷＭ指令Ｋｚｕｖｗ１が得られる。以上が、二相変調セクタ切替対策と誤差補正成分の演算方法である。
【0291】
本実施形態５（図２４）の詳細な動作タイミング例が図２５である。原理的には図１７に示した３種類の区間（ｎ－１，ｎ，ｎ＋１）で作用するが、各信号には生成時刻や作用時刻に時間のずれがあるので、その関係を示してある。
【0292】
本実施形態５とは直接には関係しないが、図２５の（ｎ－２）に、「ｓｅｌ＿ＡＬＴとｓｅｌ＿ＰＮの遷移制限」の例も追記している。２サンプル先の予測位相＾＾θｖより「２サンプル先のセクタ信号＾＾ｓｅｃｔ」を予測するが、この時点では「２サンプル先のキャリア頂点情報＾＾ｔｏｐｂｔｍ（＝ｔｏｐｂｔｍ）」との組み合わせが遷移条件を満足していないため、「＾ｓｅｌ＿ＡＬＴと＾ｓｅｌ＿ＰＮ」信号の遷移は遅延して条件が成立した次の（ｎ－１）で更新されている。以降の説明は、この遅延後の信号により動作する。
【0293】
（ａ）区間（ｎ－１）
この区間（ｎ－１）はセクタ切替の直前であり、ＰＷＭ指令の主成分Ｋｚｕｖｗ０（ｎ－１）はまだ切替前の二相変調の状態Ｋ２（ｎ－１）である。そして、これに対して予測補正量＾ΔＫｐｒｅが作用する。
この区間（ｎ－１）はセクタ切替の直前であり、ＰＷＭ指令の主成分Ｋｚｕｖｗ０（ｎ－１）はまだ切替前の二相変調の状態Ｋ２（ｎ－１）である。そして、これに対して予測補正量＾ΔＫｐｒｅが作用する。
【0294】
予測補正量＾ΔＫｐｒｅの計算は、予測信号であるセクタ切替信号＾ｓｅｌ＿ＡＬＴとＰＮ選択信号＾ｓｅｌ＿ＰＮおよび選択信号＾ｓｅｌ＿Ｘ１ｍにより制御されている。選択信号＾ｓｅｌ＿Ｘ１ｍが一相変調を選択しているときには、セクタ切替信号＾ｓｅｌ＿ＡＬＴとスイッチＳ２ａおよびＰＮ選択信号＾ｓｅｌ＿ＰＮとスイッチＳ５ａにより誤差成分の予測補正量＾ΔＫｃｏｍｐ１を計算し、さらにＵＶＷ相順に変換した予測補正量＾ΔＫｐｒｅ（ｎ）に変換する。
【0295】
この時点では、スイッチＳ１やＳ２およびＳ３はセクタ切替前の二相変調を選択しており、遅延補正量ΔＫｐｏｓｔ（ｎ－１）も零に固定されたままである。そして、二相変調であるＰＷＭ指令の主成分Ｋ２（ｎ－１）に加算器２５３で予測補正量＾ΔＫｐｒｅ（ｎ）が加算されるので、「時刻（ｎ）の予測補正成分」を「時刻（ｎ－１）のＰＷＭ指令」に対して作用させる効果が得られる。
【0296】
（ｂ）区間（ｎ）
この区間では、区間（ｎ－１）で生成されたセクタ切替動作の信号が遅延部２６０，２６１，２６２より出力され、選択信号ｓｅｌ＿Ｘ１ｍ，セクタ切替信号ｓｅｌ＿ＡＬＴ，ＰＮ選択信号ｓｅｌ＿ＰＮが有効になるので、ＰＷＭ指令の主成分Ｋｚｕｖｗ０（ｎ）であるＫ１（ｎ）は三相変調または一相変調のどちらかが選択されＫ３（ｎ）として出力する。
この区間では、区間（ｎ－１）で生成されたセクタ切替動作の信号が遅延部２６０，２６１，２６２より出力され、選択信号ｓｅｌ＿Ｘ１ｍ，セクタ切替信号ｓｅｌ＿ＡＬＴ，ＰＮ選択信号ｓｅｌ＿ＰＮが有効になるので、ＰＷＭ指令の主成分Ｋｚｕｖｗ０（ｎ）であるＫ１（ｎ）は三相変調または一相変調のどちらかが選択されＫ３（ｎ）として出力する。
【0297】
もし、一相変調が選択された場合には、「減算器２４４，スイッチＳ２，補正量設定部２５７，２５８およびスイッチＳ４」により遅延補正量ΔＫｃｏｍｐ２を計算する。それを逆ソート関数部２５４でＵＶＷ相順に変換して遅延補正量ΔＫｐｏｓｔ（ｎ）を生成し、三相変調が選択された場合には、遅延補正量ΔＫｐｏｓｔ（ｎ）をクリアする。この時点ではまだ遅延補正は加算補正されていない。
【0298】
（ｃ）区間（ｎ＋１）
この区間では、セクタ切替信号ｓｅｌ＿ＡＬＴやＰＮ選択信号ｓｅｌ＿ＰＮが「切替後の状態」になり、ＰＷＭ指令の主成分Ｋｚｕｖｗ０（ｎ＋１）であるＫ２（ｎ＋１）には「セクタ切替後の二相変調成分」が出力される。また、前回に計算した遅延補正量ΔＫｐｏｓｔ（ｎ）が遅延部２５５で遅延して遅延補正量ΔＫｐｏｓｔ＿ｚ（ｎ）として出力され、この時点で加算器２５６により遅延補正される。
この区間では、セクタ切替信号ｓｅｌ＿ＡＬＴやＰＮ選択信号ｓｅｌ＿ＰＮが「切替後の状態」になり、ＰＷＭ指令の主成分Ｋｚｕｖｗ０（ｎ＋１）であるＫ２（ｎ＋１）には「セクタ切替後の二相変調成分」が出力される。また、前回に計算した遅延補正量ΔＫｐｏｓｔ（ｎ）が遅延部２５５で遅延して遅延補正量ΔＫｐｏｓｔ＿ｚ（ｎ）として出力され、この時点で加算器２５６により遅延補正される。
【0299】
以上のように、選択信号と予測補正およびＰＷＭ指令の主成分と遅延補正が異なるタイミングで演算され、各補正成分にも遅延を挿入することにより、適切な時刻に作用させている。
【0300】
この構成により実施形態４とほぼ等価なセクタ切替制御が実現でき、さらに予測補正成分にしか予測電圧指令を適用していないので、ムダ時間の増加も抑制できる。本実施形態５の波形例については、電圧指令の変化が緩やかな条件では実施形態４とほぼ同じであるので省略する。
【0301】
実施形態５では、実施形態２および実施形態３から実施形態４に拡張する方法を変更したものであり、実施形態２および実施形態３の（ａ）～（ｇ）の効果を全て含んでいる。
【0302】
これ以外に以下の（ｈ２）の効果を有する。
【0303】
（ｈ２）（ｇ）の電圧補正機能を拡張して、一相変調の挿入により生じる誤差成分を２種類に分離し、セクタ切替期間の直前と直後に補正区間を分配した。これにより、誤差や補正による出力電圧の変動幅を小さくできる。特に、セクタ切替の直前の区間に誤差とは逆方向に１／２の補正成分を挿入できるので、セクタ切替時の誤差電圧と積算した電圧ベクトルの変動量も抑制する効果が得られる。ひいては、負荷電流の歪も抑制できる。
【0304】
さらに、一相変調による誤差成分をセクタ切替期間の直前と直後に補正区間を分配することは同じだが、セクタ切替の直前区間への補正を疑似的に実現するために、予測電圧指令を使った演算を予測補正成分のみに限定したことにより、電圧指令からＰＷＭ指令までのムダ時間を実施形態３と同じほぼ１サンプルに戻すことができる。これにより、外部のフィードバック制御を組む場合には応答特性を改善できる。
【0305】
［実施形態６］
（上限電圧を拡大するための過変調制御方式とモード切替）
実施形態３～実施形態５で示した「ＤＢ領域の過変調」では、キャリア頂点付近の禁止帯域（ＤＢ余裕幅ΔＫｄｂ）を設定しても、電圧指令の上限をＶＤＢよりも拡大できるものである。６次高調波成分の重畳とセクタ切替対策により、ＰＷＭ指令の飽和と禁止帯域の通過を避け、狭小パルスも防止している。しかし、出力電圧の拡大範囲（ＤＢ領域）はＶＣ（≒１．０６×ＶＤＢ）が限界である。
（上限電圧を拡大するための過変調制御方式とモード切替）
実施形態３～実施形態５で示した「ＤＢ領域の過変調」では、キャリア頂点付近の禁止帯域（ＤＢ余裕幅ΔＫｄｂ）を設定しても、電圧指令の上限をＶＤＢよりも拡大できるものである。６次高調波成分の重畳とセクタ切替対策により、ＰＷＭ指令の飽和と禁止帯域の通過を避け、狭小パルスも防止している。しかし、出力電圧の拡大範囲（ＤＢ領域）はＶＣ（≒１．０６×ＶＤＢ）が限界である。
【0306】
そのため、ＤＢ領域の上限電圧であるＶＣ以上の電圧指令に対しては、実施形態１の「ＯＶＭ領域の過変調」に移行する必要があるが、ＤＢ領域からＯＶＭ領域に過変調方式を切り替える際に、次のような３つの課題が生じる。
【0307】
一つ目は、ＯＶＭ領域ではＰＷＭ指令がＤＢ余裕幅ΔＫｄｂを通過するようになるため、最小パルス幅を確保するための「禁止帯処理」が必要となる。
【0308】
二つ目は、過変調方式を切り替える際に、６次高調波成分が不連続になる問題である。図２を二種類の領域に拡張すると、図２６（ａ）のように、ＤＢ領域上限電圧ＶＣでＯＶＭ領域の過変調に切り替わる部分で、６次補正成分の振幅値Ｖｘ６，Ｖｙ６は不連続になる。
【0309】
三つ目は、図２６（ｂ）のようにＤＢ電圧余裕幅ΔＶｄｂが６％を超過している場合には「ＶＣ＜ＶＢ」となり、ＤＢ領域にもＯＶＭ領域にも属さない空白区間ＶＣ～ＶＢが生じることである。
【0310】
なお図２６に示すＶＭＡＸは、ＯＶＭ領域における電圧指令Ｖｃｍｄの最大値（ＯＶＭ領域上限電圧）である。
本実施形態６では、最初の課題である「ＯＶＭ領域の禁止帯処理」と、残りの２つの課題である「ＤＢ領域とＯＶＭ領域の切り替え方法」を対策するものである。ここで示す実施形態６は、「実施形態３に対して拡張した構成例」である図２７および図２８を使用する。
本実施形態６では、最初の課題である「ＯＶＭ領域の禁止帯処理」と、残りの２つの課題である「ＤＢ領域とＯＶＭ領域の切り替え方法」を対策するものである。ここで示す実施形態６は、「実施形態３に対して拡張した構成例」である図２７および図２８を使用する。
【0311】
元となるＤＢ領域の過変調方式としては実施形態３や実施形態４および実施形態５のどれでもよいが、最も簡単な「実施形態３」を代表の構成例とし、これに対して下記の４項目を追加した。
【0312】
（１）領域切り替えとＤＢ領域上限電圧ＶＣと６次高調波成分
図２６の「６次補正成分の振幅値Ｖｘ６，Ｖｙ６の不連続」を対策するために、図２９のような特性に変更する。６次補正成分の振幅値Ｖｘ６の方は図２６（ａ）と同じ不連続のままである。一方、６次補正成分の振幅値Ｖｙ６については、ＤＢ領域では図２６（ａ）と同じにしておき、ＯＶＭ領域では「ＤＢ領域上限電圧ＶＣにおける値Ｖｙ６＿Ｌｉｍ」に固定する。
図２６の「６次補正成分の振幅値Ｖｘ６，Ｖｙ６の不連続」を対策するために、図２９のような特性に変更する。６次補正成分の振幅値Ｖｘ６の方は図２６（ａ）と同じ不連続のままである。一方、６次補正成分の振幅値Ｖｙ６については、ＤＢ領域では図２６（ａ）と同じにしておき、ＯＶＭ領域では「ＤＢ領域上限電圧ＶＣにおける値Ｖｙ６＿Ｌｉｍ」に固定する。
【0313】
また、図２６（ｂ）の空白区間（ＶＣ～ＶＢ）はＯＶＭ領域とみなし、図２９（ｂ）のように６次補正成分の振幅値Ｖｘ６は直線を延長した負値として取り扱う。また、６次補正成分の振幅値Ｖｙ６の方は図２６（ａ）と同じようにＶｙ６＿Ｌｉｍの値に固定したままとする。これを数式表現すると（２４）式と（２５）式として表わせる。（２５）式では、（２５ａ）にて指令よりＶｙ６を演算しておき、これを（２６ｂ）のＶｙ６＿Ｌｉｍにて上限を制限している。ここで、ｍａｘ（）は要素から値の大きい方を選択する関数である。
【0314】
【数24】
【0315】
【数25】
【0316】
さらに、もし切替時にヒステリシス幅ΔＶＣのヒステリシス特性を持たせたい場合には、図２９のように２つのＤＢ領域上限電圧ＶＣを設定する。６次補正成分の振幅値Ｖｘ６はＤＢ領域からＯＶＭ領域に移行する場合、高い方のＤＢ領域上限電圧ＶＣを用いる。ＯＶＭ領域からＤＢ領域に移行する場合は、低い方のＤＢ領域上限電圧ＶＣを用いる。ここで、低い方のＤＢ領域上限電圧ＶＣは、高い方のＤＢ領域上限電圧ＶＣからヒステリシス幅ΔＶＣを減算した値となる。
また、６次補正成分の振幅値Ｖｙ６はヒステリシス幅にかかわらず、Ｖｙ６＿Ｌｉｍを折れ点とする特性を維持する。
また、６次補正成分の振幅値Ｖｙ６はヒステリシス幅にかかわらず、Ｖｙ６＿Ｌｉｍを折れ点とする特性を維持する。
【0317】
図２９のように「ＯＶＭ領域ではＶｙ６＿Ｌｉｍの固定化」や「Ｖｘ６（＝ΔＶ０）の負値を許容」などを採用した理由は、図７に示した「電圧飽和が生じない高さ１．０の等高線よりも左下の許容範囲」を維持できているからである。この範囲内であれば、高調波成分は増加するものの電圧軌跡を電圧飽和領域内に制限できる。
【0318】
もう一つの理由は、６次補正成分の振幅値Ｖｘ６とＶｙ６の両方を連続的にはできないことであり、６次補正成分の振幅値Ｖｙ６の特性のみ連続性をもたせておき、Ｖｘ６の方は次に示すような切替タイミング（位相）の制約を付加して対応する。
【0319】
（２）６次高調波成分の切替タイミング（電圧位相）の制約
上記の図２９では、図中の（（２）～（３））と（（５）～（６））の切替部分に「Ｖｘ６の不連続」が生じているので、切替タイミング（切替位相）に対して制約を追加する。
上記の図２９では、図中の（（２）～（３））と（（５）～（６））の切替部分に「Ｖｘ６の不連続」が生じているので、切替タイミング（切替位相）に対して制約を追加する。
【0320】
図２９（ｂ）にて、（５）から（６）に切り替わるときの波形例を図３０に示す。最上段は６次補正成分の振幅値Ｖｘ６にｃｏｓ（６×θｖ）を乗算した補正電圧成分Ｖｘ６ｃ、２段目は６次補正成分の振幅値Ｖｙ６にｓｉｎ（６×θｖ）を乗算した補正電圧成分Ｖｙ６ｓであり、３段目は、補正電圧成分Ｖｘ６ｃとＶｙ６ｓを時間積分したものである。
【0321】
図３０のように、ｃｏｓ（６×θｖ）が最大値となるタイミングでＤＢ領域からＯＶＭ領域に切り替えると、補正電圧成分Ｖｙ６ｓ（ｔ）の方は正弦波の零レベルで反転しているので連続波形になる。もう一方の補正電圧成分Ｖｘ６ｃ（ｔ）は正弦波の最大振幅のときに変化（反転）しているので不連続波形になる。しかし、３段目に示すように磁束成分（∫Ｖｘ６ｃ（ｔ）・ｄｔ）については、正弦波の零レベルで切り替わっており不連続は生じていない。詳細な原理説明は省略するが、このように磁束が零になるタイミングで切り替えると、「切替時に磁束の円軌跡にオフセット異常が発生すること」を防止でき、ひいては過渡的な電流リプルの急変も抑制できる。
【0322】
（３）ＯＶＭ領域の過変調における簡易最小パルス幅対策
次に、ＯＶＭ領域（実施形態１）の最小パルス幅対策（禁止帯処理）の対策方法を説明する。
次に、ＯＶＭ領域（実施形態１）の最小パルス幅対策（禁止帯処理）の対策方法を説明する。
【0323】
実施形態３～実施形態５のセクタ切替対策では、一相変調を挿入したキャリア半周期間だけ、電圧軌跡が電圧飽和領域の六角形の辺上に移動していた。しかし、実施形態１の動作例（図８（ｂ）や図８（ｃ））を参照すると、電圧軌跡はほとんど電圧飽和領域の境界である六角形の辺上を移動している。この比較より、実施形態１では一相変調の適用期間をもっと拡大しなければならない。
【0324】
しかし、表２で示した二相変調と一相変調との遷移条件も考慮しなくてはならず、一相変調の期間は「（Ｎ＋０．５）キャリア周期（Ｎは０以上の整数）」という制限も存在する。また、一相変調以外では電圧軌跡が禁止帯域を通過するので、これを強制的に帯域外に移動させる禁止帯処理も必要になる。
【0325】
さらに、一相変調による誤差成分については、挿入期間が長くなるほど誤差は積算され、誤差補正までの遅延時間も大きくなるため正確な補正ができなくなる。そのため、「ＯＶＭ領域の過変調の正確な電圧補正」はかなり困難であるので、本実施形態６では、電圧精度を追求せず少しの誤差は許容させて、最小パルス幅対策や一相変調の適用期間を下記のような簡単な方法で実装する。
（ａ）セクタ切替期間は、外部から判定位相幅Δφを設定して検出する（ΔφはΔＶ０に対するテーブルなどで設定）。
（ｂ）判定位相幅Δφによる位相幅検出に対して、表２で示した遷移条件を適用して最終的な一相変調の挿入期間とする。
（ｃ）ＯＶＭ領域では、過変調時に挿入するのは一相変調のみとする（飽和電圧近傍では三相変調にはならない）。
（ａ）セクタ切替期間は、外部から判定位相幅Δφを設定して検出する（ΔφはΔＶ０に対するテーブルなどで設定）。
（ｂ）判定位相幅Δφによる位相幅検出に対して、表２で示した遷移条件を適用して最終的な一相変調の挿入期間とする。
（ｃ）ＯＶＭ領域では、過変調時に挿入するのは一相変調のみとする（飽和電圧近傍では三相変調にはならない）。
【0326】
上記のように簡素化した構成でも、出力電圧が拡大できれば負荷機の容量や速度範囲が拡大できるという利点が得られること、また出力電流を検出したフィードバック制御などにより、電圧指令の基本波力率を制御して負荷電流を調整するシステムに拡張可能なことを考えると、本実施形態６の実用性は高いものと考える。
【0327】
（４）ＤＢ領域の過変調とＯＶＭ領域の過変調の組み合わせ構成
ＤＢ領域の実施形態３の構成例（図１１）に対して、上記の３項目を適用した構成例が図２７である。ここでは演算量を削減するために、ＤＢ領域とＯＶＭ領域とで共通部分はまとめてある。基本的にはＤＢ領域の過変調の構成を採用しておき、各選択スイッチの操作信号に修正を加え、ＯＶＭ領域の過変調としても機能させる構成とした。また、「零相変調・セクタ切替（２）部３０２」の詳細内容が図２８であるが、ここでは図１２に対して追加および機能拡張した部分のみを示してある。
ＤＢ領域の実施形態３の構成例（図１１）に対して、上記の３項目を適用した構成例が図２７である。ここでは演算量を削減するために、ＤＢ領域とＯＶＭ領域とで共通部分はまとめてある。基本的にはＤＢ領域の過変調の構成を採用しておき、各選択スイッチの操作信号に修正を加え、ＯＶＭ領域の過変調としても機能させる構成とした。また、「零相変調・セクタ切替（２）部３０２」の詳細内容が図２８であるが、ここでは図１２に対して追加および機能拡張した部分のみを示してある。
【0328】
【0329】
（ａ）過変調方式の切替制御部３００
ここでは、電圧指令Ｖｃｍｄに応じて、ＤＢ領域とＯＶＭ領域との過変調方式切替信号ｓｅｌ＿ＯＶＭを生成する。Ｖｃｍｄ＞ＶＣでｓｅｌ＿ｏｖｍ＝１，それ以外は０とする。この機能は図２９に示したように、ＤＢ領域上限電圧ＶＣやヒステリシス幅ΔＶＣの設定により動作する。この領域を切り替えるタイミングは、両方とも一相変調である「ＤＢ領域のセクタ切替時」に設定すればよい。
ここでは、電圧指令Ｖｃｍｄに応じて、ＤＢ領域とＯＶＭ領域との過変調方式切替信号ｓｅｌ＿ＯＶＭを生成する。Ｖｃｍｄ＞ＶＣでｓｅｌ＿ｏｖｍ＝１，それ以外は０とする。この機能は図２９に示したように、ＤＢ領域上限電圧ＶＣやヒステリシス幅ΔＶＣの設定により動作する。この領域を切り替えるタイミングは、両方とも一相変調である「ＤＢ領域のセクタ切替時」に設定すればよい。
【0330】
（ｂ）飽和位相幅部３０１
飽和関数部１０、減算器１１は実施形態１（図１）と同様であり、減算器１１の出力を超過電圧成分ΔＶ０＿ｏｖｍ（＝Ｖｘ６＿０ｖｍ）とする。
飽和関数部１０、減算器１１は実施形態１（図１）と同様であり、減算器１１の出力を超過電圧成分ΔＶ０＿ｏｖｍ（＝Ｖｘ６＿０ｖｍ）とする。
【0331】
「飽和位相幅部３０１」では、ＯＶＭ領域の超過電圧成分ΔＶ０＿ｏｖｍ（＝Ｖｘ６＿ｏｖｍ）を入力として、テーブル読み出しなどにより「一相変調の判定位相幅Δφ」を出力する。判定位相幅Δφは一相変調の挿入幅である。簡単な判定位相幅Δφの設定手段としては、予め連続系の三相ＰＷＭ指令を計算しておき、これに「ＤＢ禁止帯（図２１）」を適用したときに出力電圧全体の誤差が少なくなる位相を収束演算により求めて、それをテーブル化しておく。
（ｃ）飽和関数部１０、減算器１１，スイッチＳｍ１
６次高調波補正部１３０は、実施形態３（図１２）の６次高調波補正部１２０に対応する部分である。スイッチＳｍ１は、Ｓｅｌ＿ＯＶＭが０の時はＶｘ６＿ｄｂ（＝Ｋｘ６ｃ×ＶＤＢ／ＶＢ）を出力し、Ｓｅｌ＿ＯＶＭが１の時はＶｘ６＿ｏｖｍを出力する。スイッチＳｍ１の出力は加算器１６に出力される。
（ｃ）飽和関数部１０、減算器１１，スイッチＳｍ１
６次高調波補正部１３０は、実施形態３（図１２）の６次高調波補正部１２０に対応する部分である。スイッチＳｍ１は、Ｓｅｌ＿ＯＶＭが０の時はＶｘ６＿ｄｂ（＝Ｋｘ６ｃ×ＶＤＢ／ＶＢ）を出力し、Ｓｅｌ＿ＯＶＭが１の時はＶｘ６＿ｏｖｍを出力する。スイッチＳｍ１の出力は加算器１６に出力される。
【0332】
（ｄ）零相変調・セクタ切替（２）部３０２
「零相変調・セクタ切替（２）部３０２」の詳細構成例は図２８であり、図１１の「零相変調・セクタ切替部２２０」の詳細構成例である図１２を基本として、これにＯＶＭ領域の過変調機能を追加したものである。図２８では、図１２との共通部分は省略し、本実施形態６に変更するために追加・挿入した部分のみを抽出して描いてある。
「零相変調・セクタ切替（２）部３０２」の詳細構成例は図２８であり、図１１の「零相変調・セクタ切替部２２０」の詳細構成例である図１２を基本として、これにＯＶＭ領域の過変調機能を追加したものである。図２８では、図１２との共通部分は省略し、本実施形態６に変更するために追加・挿入した部分のみを抽出して描いてある。
【0333】
ＯＶＭ領域の過変調では、図１２における「スイッチＳ１，Ｓ２（図２０、図２４のＳ２ａも含む），Ｓ３」の選択信号の機能を書き換える。スイッチＳ１とＳ３を強制的に一相変調を選択させ、またＳ２（Ｓ２ａ）も強制的に誤差補正機能を休止させる。このスイッチの強制設定に使用する信号を、図２８に記載した追加機能により生成している。
【0334】
「一相変調の挿入期間」を修正する信号を得るために、まず位相指令θｖを６倍部３１３で６倍してから三角波変換部３１４で三角波変換する。大小比較部３１５で６倍のサイクルで変化する三角波と判定位相幅Δφとを大小比較して、一相変調期間の信号ｑ＿ＯＶＭを生成する。
【0335】
また、図２８に示すように、後段の状態遷移制限で遅延が生じる対策を行った信号を一相変調期間の信号ｑ＿ＯＶＭとしてもよい。具体的には、予測位相＾θｖを６倍部３１０で６倍してから三角波変換部３１１で三角波変換する。大小比較部３１２で６倍のサイクルで変化する三角波と判定位相幅Δφとを大小比較する。
【0336】
大小比較部３１２，３１５の出力を論理和部３１６で論理和を取り、論理和部３１６の出力を一相変調期間の信号ｑ＿ＯＶＭとする。これにより、大小比較部３１５の出力に対して進み補正と期間の拡大補正も適用してある。
【0337】
この一相変調期間の信号ｑ＿ＯＶＭは、一相変調遷移制御部３２０において、キャリア頂点信号ｔｏｐｂｔｍと表２の遷移制限に従ってキャリア頂点タイミングに同期して変化する信号ｓｅｌＷ１に整形される。さらにＯＶＭ領域でない場合には無効にしたいので、論理積部３２１で信号ｓｅｌＷ１と過変調方式切替信号ｓｅｌ＿ＯＶＭと論理積（ＡＮＤ）をとった信号ｓｅｌＷ１ｍに変更している。
【0338】
スイッチＳ３を制御していた元の選択信号ｓｅｌ＿Ｘ１ｍは、論理和部３２２で信号ｓｅｌ＿Ｗ１ｍとの論理和（ＯＲ）として新たな選択信号ｓｅｌ＿ＷＸ１に変更することにより、強制設定機能を追加する。スイッチＳ１を制御していた元のセクタ切替信号ｓｅｌ＿ＡＬＴも、論理和部３２３で信号ｓｅｌ＿Ｗ１ｍとの論理和（ＯＲ）として新たなセクタ切替信号ｓｅｌ＿ＡＬＴ－１に変更することにより、強制設定機能を追加する。また、電圧指令が一相変調と三相変調の境界レベルになることを懸念してＯＶＭ領域では三相変調が選択できないようにしたければ、論理積部３２４でスイッチＳ２（Ｓ２ａ）を制御していた元のセクタ切替信号ｓｅｌ＿ＡＬＴと、過変調方式切替信号ｓｅｌ＿ＯＶＭの反転成分との論理積（ＡＮＤ）として新たなセクタ切替信号ｓｅｌ＿ＡＬＴ－２に変更すればよい。
【0339】
以上が、実施形態３に対してＯＶＭ領域での過変調機能を組み込んだ本実施形態６の構成例である。
【0340】
実施形態３に対して、本実施形態６として機能拡張した部分の動作を説明するタイミングチャートが図３１である。ここでは、上側にＤＢ領域の過変調に関する信号、下側にＯＶＭ領域の過変調に関する信号を示してある。
【0341】
（ａ）ＤＢ領域の過変調の信号
１段目：電圧指令の位相情報（位相指令）θｖ
２，３段目：図２８のセクタ判定信号ｓｅｃｔとセクタ判定信号ｓｅｃｔを１サンプル予測した信号＾ｓｅｃｔ信号（この変化時が遷移期間）
４段目：三角波キャリア信号例（上頂点タイミング＝Ｔｏｐ，下頂点タイミング＝Ｂｔｍ）
５段目：ＤＢ領域の過変調時における二相変調の遷移期間（セクタ切替信号ｓｅｌ＿ＡＬＴ） （図１２のＰＮ変調遷移制御部２３６の出力）
６段目：ＤＢ領域の過変調時における二相変調の遷移方向（ＰＮ選択信号ｓｅｌ＿ＰＮ） （図１２のＰＮ変調遷移制御部２３６の出力）
（ｂ）ＯＶＭ領域の過変調の信号
７段目：位相指令θｖと予測位相＾θｖの６倍サイクルの三角波信号（図２８の三角波変換部３１１と３１４の出力であり一相変調の挿入期間生成用）
これが判定位相幅Δφ以上である期間は、強制的に一相変調に切り替える
８段目：７段目の２種類の６倍サイクルの三角波信号が判定位相幅Δφ以上である期間を検出し論理和した一相変調期間の信号ｑ＿ＯＶＭ
９段目：一相変調期間の信号ｑ＿ＯＶＭにキャリア頂点種類による遷移制御（表２）を適用した信号Ｓｅｌ＿Ｗ１ｍ
ＤＢ領域では、上側の信号に示すように、セクタ切替信号ｓｅｌ＿ＡＬＴにより予測位相＾θｖの６０ｄｅｇごとにセクタ切替期間を生成し、二相変調のＰＮ選択信号ｓｅｌ＿ＰＮにより零相変調の選択や誤差補正量の制御が行われている。
１段目：電圧指令の位相情報（位相指令）θｖ
２，３段目：図２８のセクタ判定信号ｓｅｃｔとセクタ判定信号ｓｅｃｔを１サンプル予測した信号＾ｓｅｃｔ信号（この変化時が遷移期間）
４段目：三角波キャリア信号例（上頂点タイミング＝Ｔｏｐ，下頂点タイミング＝Ｂｔｍ）
５段目：ＤＢ領域の過変調時における二相変調の遷移期間（セクタ切替信号ｓｅｌ＿ＡＬＴ） （図１２のＰＮ変調遷移制御部２３６の出力）
６段目：ＤＢ領域の過変調時における二相変調の遷移方向（ＰＮ選択信号ｓｅｌ＿ＰＮ） （図１２のＰＮ変調遷移制御部２３６の出力）
（ｂ）ＯＶＭ領域の過変調の信号
７段目：位相指令θｖと予測位相＾θｖの６倍サイクルの三角波信号（図２８の三角波変換部３１１と３１４の出力であり一相変調の挿入期間生成用）
これが判定位相幅Δφ以上である期間は、強制的に一相変調に切り替える
８段目：７段目の２種類の６倍サイクルの三角波信号が判定位相幅Δφ以上である期間を検出し論理和した一相変調期間の信号ｑ＿ＯＶＭ
９段目：一相変調期間の信号ｑ＿ＯＶＭにキャリア頂点種類による遷移制御（表２）を適用した信号Ｓｅｌ＿Ｗ１ｍ
ＤＢ領域では、上側の信号に示すように、セクタ切替信号ｓｅｌ＿ＡＬＴにより予測位相＾θｖの６０ｄｅｇごとにセクタ切替期間を生成し、二相変調のＰＮ選択信号ｓｅｌ＿ＰＮにより零相変調の選択や誤差補正量の制御が行われている。
【0342】
ＯＶＭ領域では、下側の信号に示すように、二種類の時間のずれた予想位相＾θｖ，位相指令θｖをＴｒｉ（６×θｖ）により６倍サイクルの三角波に変換し、これと判定位相幅Δφと比較したのち、二個の信号の論理和により期間を拡張した一相変調期間の信号ｑ＿ＯＶＭを生成する。そして、一相変調期間の信号ｑ＿ＯＶＭに表２のキャリア頂点による遷移条件を適用すると、一相変調の挿入期間である信号ｓｅｌ＿Ｗ１になる。
【0343】
ＤＢ領域の一相変調の挿入期間であるセクタ切替信号ｓｅｌ＿ＡＬＴに対して、ＯＶＭ領域の一相変調の挿入期間である信号ｓｅｌ＿Ｗ１は拡大しており、これらにより図２８の各スイッチに入力される信号を強制的に変更すれば、スイッチＳ１，Ｓ２（Ｓ２ａ），Ｓ３の選択機能をＯＶＭ領域の過変調に拡張できる。
【0344】
本実施形態６では、電圧指令Ｖｃｍｄが飽和電圧ＶＢを超過した場合に、その超過した電圧成分ΔＶ０＿ｏｖｍに基づいて判定位相幅Δφを設定する。６次高調波補正部１３０は、前記（２４）式、（２５）式、（２９）式によって、補正後電圧指令Ｖｘ、Ｖｙを設定する。そして、判定位相幅Δφと位相指令θｖと予測位相＾θｖに基づいて、一相変調の挿入期間を設定して、その挿入期間は強制的に一相変調を選択する。
【0345】
【0346】
図３２は図２９（ａ）にて６次補正成分の振幅値Ｖｘ６が不連続時になる両端（（２）と（３））の特性を比較したものであり、図３２（ａ）が（２）側のＤＢ領域の過変調特性であり、図３２（ｂ）が（３）側のＯＶＭ領域の過変調特性である。これらは一相変調の挿入期間に差異があり、図３２（ａ）ではキャリアの半周期（０．５周期）であるが、図３２（ｂ）ではキャリアの２．５周期まで拡大している。これは、左側のαβ座標の電圧軌跡では、電圧過変調領域の六角形の辺上に位置するサンプル点数が１個から５個に増えたことに相当している。図３２（ａ）、（ｂ）とも、三相ＰＷＭ指令の波形はＤＢ余裕幅（禁止帯域）ΔＫｄｂを通過していないし、電圧軌跡も図３５（ｂ）に示した電圧のＤＢ電圧余裕幅（禁止帯域）ΔＶｄｂを避けているので、最小パルス幅は確保できている。
【0347】
図２９（ｂ）に示した「ＶＣ＜ＶＢ（Ｖ６ｘ＜０）」になる条件での効果を示すため、図３３ではＤＢ余裕幅（禁止帯域の設定幅）ΔＫｄｂを２倍（ΔＫｄｂ＝０．２）に拡大した。そのためＤＢ電圧余裕幅ΔＶｄｂの幅も２倍（ΔＶｄｂ＝０．１）に拡大している。
【0348】
図２９（ｂ）にて６次補正成分の振幅値Ｖｘ６が不連続時になる両端（（５）と（６））の特性を比較しており、図３３（ａ）が（５）側のＤＢ領域の過変調特性であり、図３３（ｂ）が（６）側のＯＶＭ領域の過変調特性である。さらに、実施形態３の波形例（図１６（ｃ））に対しても、禁止帯域の幅を拡大した影響を調べるために、図３３（ｃ）に電圧指令をＶｃｍｄ＝１．０１ｐ．ｕ．に設定した特性も示している。
【0349】
図３３（ａ）では一相変調の挿入期間が半キャリア周期であることは変わりないが、ＤＢ余裕幅ΔＫｄｂが広いため誤差の遅延補正による凹み量も大きくなっている。しかし、禁止帯域やＰＷＭ指令の飽和は避けることができている。
【0350】
図３３（ｂ）の方も一相変調の切替期間が三角波キャリア信号の２．５周期まで長くなっていること、禁止帯域の幅が広くなっていることには変わりないが、やはり、禁止帯域やＰＷＭ指令の飽和は避けることができている。
【0351】
図３２（ｂ）との違いは、二相変調を適用した零相変調後のＰＷＭ指令（Ｕ相）Ｋｚｕの波形は、ＰＮ固定レベルから中間相に変化する不連続幅が設定したＤＢ余裕幅ΔＫｄｂよりも大きくなっていることである。これは、６次補正成分の振幅値Ｖ６ｘが負値（Ｖ６ｘ＜０）になっていることが要因であり、６次高調波を重畳した直後の零相変調後のＰＷＭ指令（Ｕ相）Ｋｕの波形が影響していると考えられる。それでも、禁止帯域は回避できているので、狭小パルスは回避できている。
【0352】
図３３（ｃ）では電圧指令がＶｃｍｄ＝１．０１ｐ．ｕ．つまり「Ｖ６ｘ＝０．０１＞０」に戻るので、二相変調を適用した零相変調後のＰＷＭ指令（Ｕ相）Ｋｚｕ波形の不連続幅は図３３（ａ）と同程度のＤＢ余裕幅ΔＫｄｂに戻っている。
【0353】
ここには記載していないが、電圧指令をさらに約１．０６×ＶＢまで拡大すると、一相変調の挿入期間がほぼ１２０ｄｅｇ期間に拡大しほぼ台形変調のようになる。
【0354】
図３２と図３３の結果より、本実施形態６を適用すれば、２種類の過変調方式とも、最小パルス幅は確保しながら電圧指令に相当するＰＷＭ波形を出力できており、さらに（ＶＣ＜ＶＢ）の空白期間でも、波形歪は大きくなるが同様に最小パルス幅を確保したＰＷＭ波形を生成できる。
【0355】
（効果）
電圧余裕を含んだＤＢ飽和電圧ＶＤＢに対して過変調を適用する領域では、実施形態３、実施形態４および実施形態５の過変調方式を流用するので、（ａ）から（ｈ）の効果が得られる。
電圧余裕を含んだＤＢ飽和電圧ＶＤＢに対して過変調を適用する領域では、実施形態３、実施形態４および実施形態５の過変調方式を流用するので、（ａ）から（ｈ）の効果が得られる。
【0356】
さらに、実施形態１の過変調方式を組み合わせたことにより、出力電圧を飽和電圧ＶＢの約１．０６倍まで拡大することができる。
【0357】
２種類の過変調方式を切り替える場合にも、６次高調波成分の連続性を考慮した特性に変更し、さらにセクタ切替タイミングにも位相による制約を追加したことにより、切替時の負荷電流の歪を抑制でき、電圧の時間積分である磁束成分にオフセットが生じることも抑制できる。
【0358】
さらに、切替時にヒステリシス特性も組み込める構成となっているので、チャタリング対策も適用できる。
【0359】
以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。
【0360】
なお、図１のＫｘ６をＶｘ６、ΔＫ０をΔＶ０とすると、（１１）式は（２６）式と表すこともできる。
【0361】
【数26】
【0362】
また、図１のＫｙ６をＶｙ６、ΔＫ０をΔＶ０とすると、（１２）式は（２７）式と表すこともできる。
【0363】
【数27】
【0364】
同様に、（１５）式は（２８）式と表すこともできる。
【0365】
【数28】
【0366】
また、位相指令θｖの時の補正後電圧指令Ｖｘ（θｖ）、Ｖｙ（θｖ）は、（９）式、（１０）式、（１４）式から（２９）式と表すこともできる。
【0367】
【数29】
【0368】
また、実施形態２の図９では、ΔＶ０はＶｃｍｄ－ＶＤＢとなるため、Ｖｘ６は以下の（３１）式となる。
【0369】
【数31】
【0370】
また、実施形態２のＶｙ６は（１８）式から以下の（３２）式となる。
【0371】
【数32】
【0372】
また、実施形態２のＶｙ６は以下の（３３）式で算出してもよい。
【0373】
【数33】
【符号の説明】
【0374】
１…回転座標変換部
２…積分部
３…二相三相変換部
４…除算器
７…キャリア信号出力部
８…比較器
９…短絡防止期間生成部
１０…飽和関数部
１１…減算器
１２…６次係数部
１３…乗算器
１４…乗算器
１５…乗算器
１６…加算器
１７…６次補正（１）部
１００…６次高調波補正部
２００…零相変調ブロック
２…積分部
３…二相三相変換部
４…除算器
７…キャリア信号出力部
８…比較器
９…短絡防止期間生成部
１０…飽和関数部
１１…減算器
１２…６次係数部
１３…乗算器
１４…乗算器
１５…乗算器
１６…加算器
１７…６次補正（１）部
１００…６次高調波補正部
２００…零相変調ブロック
【要約】
【課題】電圧型インバータにおいて、電圧限界以上に出力電圧を拡大し、かつ、高調波の振幅と周波数帯域幅の両方を抑制する。
【解決手段】６次高調波補正部１００は、電圧指令Ｖｃｍｄと位相指令θｖを入力し、電圧指令Ｖｃｍｄが飽和電圧ＶＢを超過するときに、６次補正成分の振幅値Ｖｘ６，Ｖｙ６を求める。この６次補正成分の振幅値Ｖｘ６，Ｖｙ６に基づいて補正後電圧指令Ｖｘ、Ｖｙを求める。この補正後電圧指令Ｖｘ、Ｖｙに基づいて、スイッチング素子のゲート信号Ｇｕ～Ｇｗを生成する。
【選択図】図１
【解決手段】６次高調波補正部１００は、電圧指令Ｖｃｍｄと位相指令θｖを入力し、電圧指令Ｖｃｍｄが飽和電圧ＶＢを超過するときに、６次補正成分の振幅値Ｖｘ６，Ｖｙ６を求める。この６次補正成分の振幅値Ｖｘ６，Ｖｙ６に基づいて補正後電圧指令Ｖｘ、Ｖｙを求める。この補正後電圧指令Ｖｘ、Ｖｙに基づいて、スイッチング素子のゲート信号Ｇｕ～Ｇｗを生成する。
【選択図】図１
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】
【図16】
【図17】
【図18】
【図19】
【図20】
【図21】
【図22】
【図23】
【図24】
【図25】
【図26】
【図27】
【図28】
【図29】
【図30】
【図31】
【図32】
【図33】
【図34】
【図35】
【図36】
【図37】
【図38】