特許 7303583 高ダイナミックレンジ較正を備えるＲＦ／ミリ波ピーク検出器

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2023-06-27

(45)【発行日】2023-07-05

(54)【発明の名称】高ダイナミックレンジ較正を備えるＲＦ／ミリ波ピーク検出器

(51)【国際特許分類】

   G01R 19/00 20060101AFI20230628BHJP

   G01R 35/00 20060101ALI20230628BHJP

【ＦＩ】

G01R19/00 M

G01R35/00 E

【請求項の数】 20

(21)【出願番号】P 2022041834

(22)【出願日】2022-03-16

(62)【分割の表示】P 2018521287の分割

【原出願日】2016-10-24

(65)【公開番号】P2022091830

(43)【公開日】2022-06-21

【審査請求日】2022-04-14

(31)【優先権主張番号】14/921,475

(32)【優先日】2015-10-23

(33)【優先権主張国・地域又は機関】US

(73)【特許権者】

【識別番号】507107291

【氏名又は名称】テキサス インスツルメンツ インコーポレイテッド

(74)【代理人】

【識別番号】230129078

【弁護士】

【氏名又は名称】佐藤 仁

(72)【発明者】

【氏名】ヴィト ジャンニーニ

(72)【発明者】

【氏名】ブライアン ポール ギンスバーグ

【審査官】田口 孝明

(56)【参考文献】

【文献】特開２００３－２６７０８４（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２００５－３４５１９９（ＪＰ，Ａ）

【文献】米国特許第０６７６２６２７（ＵＳ，Ｂ１）

【文献】国際公開第２０１５／０５６０５５（ＷＯ，Ａ１）

【文献】米国特許出願公開第２０１１／００５７７１２（ＵＳ，Ａ１）

【文献】米国特許出願公開第２００７／０００４３５９（ＵＳ，Ａ１）

【文献】米国特許出願公開第２０１３／００２１０４８（ＵＳ，Ａ１）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

ＩＰＣ Ｇ０１Ｒ １９／００－１９／３２、

１１／００－１１／６６、

２１／００－２２／１０、

３５／００－３５／０６

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

方法であって、
ピーク電圧検出器の入力に複数の直流（ＤＣ）レベルを印加して各電流レベルに対する出力電圧を測定することによって、その入力における信号の電力レベルに対応する電圧を出力するように構成される前記ピーク電圧検出器に対する第１の係数を決定することと、
前記ピーク電圧検出器の入力に１つ又はそれ以上の較正電力レベルにおける交流（ＡＣ）信号を印加して各較正電力レベルに対するピーク電圧を測定することによって、前記ピーク電圧検出器に対する第２の係数を決定することと、
前記第１の係数と前記第２の係数とを用いて第１の測定電圧を調整することによって前記ピーク電圧検出器において受信される入力無線周波数（ＲＦ）信号の近似電力を計算することであって、前記ピーク電圧検出器が前記入力ＲＦ信号に応答して前記第１の測定電圧を生成する、前記計算することと、
を含む、方法。

【請求項2】

請求項１に記載の方法であって、
第２の測定電圧を生成するために、休止入力信号に応答して前記ピーク電圧検出器によって生成される第２のピーク電圧を測定することと、
二重サンプリングされた測定電圧を生成するために、前記第１の測定電圧から前記第２の測定電圧を減算することと、
を更に含み、
前記二重サンプリングされた測定電圧が、前記入力ＲＦ信号の近似電力を計算するために前記第１の測定電圧として用いられる、方法。

【請求項3】

請求項２に記載の方法であって、
前記第２のピーク電圧を測定することが、前記第１の測定電圧が閾値を下回るときにのみ実施される、方法。

【請求項4】

請求項１に記載の方法であって、
前記ピーク電圧検出器を表す温度を測定して前記測定された温度を前記第１の係数とともに格納することを更に含み、
前記複数の直流（ＤＣ）レベルを印加することが、現在の温度が前記格納された温度から或る範囲値よりも大きく異なることに応答して実施され、
前記近似電力を計算することが、前記現在の温度が前記格納された温度から前記範囲値の範囲内で異なることに応答して、前記第１の係数と前記第２の係数とを用いて前記第１の測定電圧を調整する、方法。

【請求項5】

請求項４に記載の方法であって、
前記範囲値が１０℃である、方法。

【請求項6】

請求項１に記載の方法であって、
前記第２の係数を決定することが、前記１つ又はそれ以上の較正電力レベルの各々に対して、
既知の周波数と前記較正電力レベルとを有するテスト無線周波数（ＲＦ）信号を前記ピーク電圧検出器の入力に提供することと、
結果のピーク電圧を測定することと、
前記結果のピーク電圧を前記テストＲＦ信号に関連付ける較正係数を計算することと、
前記較正係数を前記ピーク電圧検出器と同じ集積回路上の不揮発性ストレージ位置に格納することと、
を含む、方法。

【請求項7】

方法であって、
ピーク電圧検出器上で電流・電圧スイープを実施することによって、その入力における信号の電力レベルに対応する電圧を出力するように構成される前記ピーク電圧検出器に対して第１の係数を決定することと、
１つ又は複数の第２の係数のセットを決定するために、前記ピーク電圧検出器上で交流（ＡＣ）較正テストを実施することであって、
既知の周波数と既知の電力レベルとを有する無線周波数（ＲＦ）テスト信号を前記ピーク電圧検出器の入力に提供することと、
前記ピーク電圧検出器から結果のピーク電圧を測定することと、
前記測定された結果のピーク電圧を前記ＲＦテスト信号の電力レベルに関連付けるＡＣ較正係数を計算することと、
前記ＡＣ較正係数を前記ピーク電圧検出器と同じ集積回路上の不揮発性ストレージ位置に格納することと、
によってなされる、前記ＡＣ較正テストを実施することと、
前記第１の係数と前記１つ又は複数の第２の係数とを用いて第１の測定電圧を調整することによって、前記ピーク電圧検出器において受信される入力ＲＦ信号の近似電力を計算することであって、前記ピーク電圧検出器が前記入力ＲＦ信号に応答して前記第１の測定電圧を生成する、前記近似電力を計算することと、
を含む、方法。

【請求項8】

請求項７に記載の方法であって、
前記ＡＣ較正テストの既知の周波数が高周波動作周波数より小さく、
前記方法が、
前記高周波動作周波数においてテストＲＦ信号を用いて前記ピーク電圧検出器上で少なくとも１つの高周波数較正テストを実施することと、
前記ピーク電圧検出器から結果のピーク電圧を測定することと、
前記結果のピーク電圧を前記テストＲＦ信号に関連付ける高周波数較正係数を計算することと、
前記１つ又は複数の第２の係数を前記高周波数較正係数に関連付ける変換要素（ρ）値を計算することと、
前記ρ値を別の不揮発性メモリ位置に格納することと、
を更に含む、方法。

【請求項9】

請求項８に記載の方法であって、
前記入力ＲＦ信号が高周波動作周波数（ＲＦ）においてであり、
前記近似電力を計算することが、前記第１の係数と前記１つ又は複数の第２の係数と前記ρ値とを用いて前記第１の測定電圧を調整することによって前記入力ＲＦ信号の近似電力を計算することを含む、方法。

【請求項10】

請求項９に記載の方法であって、
前記近似電力を計算することが、
第２の測定電圧を生成するために、休止入力信号に応答して前記ピーク電圧検出器によって生成される第２のピーク電圧を測定することと、
二重サンプリングされた測定電圧を生成するために、前記第１の測定電圧から前記第２の測定電圧を減算することと、
を更に含み、
前記二重サンプリングされた測定電圧が、前記入力ＲＦ信号の近似電力を計算するために前記第１の測定電圧として用いられる、方法。

【請求項11】

請求項１０に記載の方法であって、
前記第２のピーク電圧を測定することが、前記第１の測定電圧が閾値を下回るときのみ実施される、方法。

【請求項12】

請求項９に記載の方法であって、
前記ピーク電圧検出器を表す温度を測定して前記測定された温度を前記第１の係数とともに格納することを更に含み、
前記電流・電圧スイープが、現在の温度が前記格納された温度から或る範囲値よりも大きく異なるときにのみ実施され、
前記近似電力を計算することが、前記現在の温度が前記格納された温度の前記範囲値内に留まる限り、前記格納された第１の係数と前記１つ又は複数の第２の係数と前記ρ値とを用いる、方法。

【請求項13】

請求項１２に記載の方法であって、
前記範囲値が１０℃である、方法。

【請求項14】

システムであって、
集積回路（ＩＣ）の基板上に形成されるミリ波ピーク電圧検出器であって、ミリ波無線周波数（ＲＦ）信号を受け取るように結合される入力と、その入力において受信される前記ＲＦ信号の電力レベルに対応する測定ピーク電圧信号を提供するための出力とを有する、前記ミリ波ピーク電圧検出器と、
前記ミリ波ピーク電圧検出器の出力上の前記測定ピーク電圧信号を読み込むように結合される組み込み自己テスト（ＢＩＳＴ）ネットワークであって、処理モジュールと、不揮発性メモリ部分を有するメモリモジュールとを含み、
前記処理モジュールが、
前記ミリ波ピーク電圧検出器上で電流・電圧スイープを実施することによって前記ミリ波ピーク電圧検出器に対して第１の係数を決定し、
第１の測定電圧を生成するために、ミリ波無線周波数（ＲＦ）信号に応答して前記ミリ波ピーク電圧検出器によって生成されるピーク電圧を測定し、
較正された電力レベルにおける１つ又は複数の交流（ＡＣ）テスト信号を前記ミリ波ピーク電圧検出器に印加することによってすることによって前記ミリ波ピーク電圧検出器に対して第２の係数を決定し
前記第１の係数と前記第２の係数とを用いて前記第１の測定電圧を調整することによって前記ＲＦ信号の近似電力を計算する、
ように動作可能である、前記ＢＩＳＴネットワークと、
を含む、システム。

【請求項15】

請求項１４に記載のシステムであって、
前記処理モジュールが、
第２の測定電圧を生成するために、休止入力信号に応答して前記ミリ波ピーク電圧検出器によって生成される第２のピーク電圧を測定し、
二重サンプリングされた測定電圧を生成するために、前記第１の測定電圧から前記第２の測定電圧を減算する、
ように更に動作可能であり、
前記二重サンプリングされた測定電圧が、前記ＲＦ信号の近似電力を計算するために、前記第１の測定電圧として用いられる、システム。

【請求項16】

請求項１５に記載のシステムであって、
前記第２のピーク電圧を測定することが、前記第１の測定電圧が閾値を下回るときにのみ実施される、システム。

【請求項17】

請求項１４に記載のシステムであって、
前記処理モジュールが、前記ミリ波ピーク電圧検出器を表す温度を測定し、前記測定された温度を前記第１の係数とともに前記メモリモジュールに格納するように更に動作可能であり、
前記電流・電圧スイープが、現在の温度が前記格納された温度から或る範囲値よりも大きく異なることに応答して実施され、
前記近似電力を計算することが、前記現在の温度が前記格納された温度から前記範囲値の範囲内で異なることに応答して、前記第１の係数と前記第２の係数とを用いて前記第１の測定電圧を調整する、システム。

【請求項18】

請求項１７に記載のシステムであって、
前記範囲値が１０℃である、システム。

【請求項19】

請求項１４に記載のシステムであって、
前記処理モジュールが、更に、
既知の周波数と既知の電力レベルとを有するテスト無線周波数（ＲＦ）信号を前記ミリ波ピーク電圧検出器の入力に提供し、
結果のピーク電圧を測定し、
前記結果のピーク電圧を前記テストＲＦ信号に関連付ける較正係数を計算し、
前記較正係数を前記集積回路上の不揮発性ストレージメモリにおける位置に格納する、
ことによって、前記第２の係数を決定するように動作可能である、システム。

【請求項20】

請求項１４に記載のシステムであって、
前記ミリ波ピーク電圧検出器の入力に結合される出力を有するミリ波モジュールを更に含む、システム。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本願は、全般的に、ワイヤレストランシーバシステムに関し、特に、厳しい機能要件に準拠しなければならないシステムにおけるトランシーバ性能パラメータの測定に関する。

【背景技術】

【0002】

先進運転支援システム（ＡＤＡＳ）と称される安全システムの新たなクラスが、人間の操作エラーを低減するために、自動車に導入されている。これらのシステムは、ミリ波自動車用レーダーに主に基づくスマートセンサによって可能にされる。そのような支援システムの急増は、リアビューフェーシングカメラ、横滑り防止装置（ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ ｓｔａｂｉｌｉｔｙ ｃｏｎｔｒｏｌ）、及びビジョンベースの歩行者検出システム等の機能性を提供し得、一部は、マイクロコントローラ及びセンサ技術における改善により可能にされている。高度化された埋め込みレーダーに基づくソリューションは、ＡＤＡＳ設計者に対し補足的な安全機能を可能にしている。

【0003】

自動車用レーダーシステムにおいて、車両の周りの障害物、及び検出されたオブジェクトの車両に対する速度を検出するために、１つ又は複数のレーダーが用いられ得る。例えば、衝突を回避するために或いは付帯的損害を低減するため、必要とされる適切なアクションを、レーダーシステムにおける処理ユニットがレーダーセンサによって生成された信号に基づいて決定し得る。現在の自動車用レーダーシステムは、車両の周囲のオブジェクト及び障害物、検出された任意のオブジェクト及び障害物の車両に対する位置、及び検出された任意のオブジェクト及び障害物の車両に対する速度を検出することができる。例えば、処理ユニットを介して、レーダーシステムは、車両ドライバに潜在的な危険性を警告し得、危険な状況にある車両を制御することによって衝突を回避し得、車両の部分的な制御を引き受け得、或いは車両の駐車の際にドライバを支援し得る。

【0004】

自動車用レーダーシステムは、道路車両機能安全性（Ｒｏａｄ Ｖｅｈｉｃｌｅｓ－Ｆｕｎｃｔｉｏｎａｌ Ｓａｆｅｔｙ）と題された国際規格（ＩＳＯ）２６２６２の機能安全性の仕様を満たすために必要とされる。ＩＳＯ ２６２６２は、機能安全性を、電気／電子システムの機能不良挙動によって引き起こされる不適切なリスクがないことと定義している。自動車用レーダーにおける機能安全性は、レーダーの構成要素の欠陥に起因する人間に対する被害の予防である。自動車用レーダーの場合、レーダーは、約１００ミリ秒（ｍｓ）のフォールトトレラント時間インターバル内で適切に機能することが既知であるべきである。そのため、車両が動作している間、信号対ノイズ比（ＳＮＲ）の劣化を引き起こし得る、レーダーの如何なる部分における欠陥も検出されるべきであり、約１００ｍｓ内に適切な応答が成されるべきである。

【発明の概要】

【0005】

説明される例において、集積回路（ＩＣ）が、ダイオードベースのミリ波ピーク電圧検出器（ＰＶＤ）を含む。テストフェーズの間、交流（ＡＣ）係数のセットを決定及びストアするために、１つ又は複数のＰＶＤに対してマルチポイント低周波数較正テストが実施される。ＩＣの動作の間、プロセス及び温度直流（ＤＣ）係数を決定するために、ＰＶＤの選択された１つに対して電流－電圧スイープが実施される。第１の測定電圧を生成するために、高周波無線周波数（ＲＦ）信号に応答して、ＰＶＤによって生成されるピーク電圧が測定される。ＤＣ係数及びＡＣ係数を用いて第１の測定電圧を調整することによって、ＲＦ信号の近似電力が計算される。

【図面の簡単な説明】

【0006】

【図1】自動車用運転支援応用例に対して用いられ得るレーダーシステムのブロック図である。

【0007】

【図2】図１のトランシーバにおいて用いられるピーク電圧検出器のより詳細なブロック図である。

【図3】図１のトランシーバにおいて用いられるピーク電圧検出器の概略図である。

【0008】

【図4】図２の電圧検出器に対する例示の応答曲線を図示するプロット図である。

【0009】

【図5】図２のピーク検出器に対する較正された応答曲線を図示するプロット図である。

【図6】図２のピーク検出器に対する較正された応答曲線を図示するプロット図である。

【0010】

【図7】図２のピーク検出器の較正を図示するフローチャートである。

【図8】図２のピーク検出器の較正を図示するフローチャートである。

【図9】図２のピーク検出器の較正を図示するフローチャートである。

【0011】

【図10】複数のレーダートランスミッタ及びレシーバを含むレーダーシステム集積回路のブロック図である。

【0012】

【図11】複数のレーダーシステムを備える自動車の図である。

【発明を実施するための形態】

【0013】

一貫性のため、種々の図面における類似の要素は類似の参照番号で示される。下記の実施形態の詳細な説明において、より徹底した理解を提供するために多くの特定の詳細が記載されている。しかしながら、例示の実施形態はこれらの特定の詳細無しに実施されてもよい。別の例において、説明を不必要に複雑化することを避けるために、周知の特徴の詳細な説明はなされていない。

【0014】

自動車用レーダーは、ＩＳＯ ２６２６２等の安全規格に準拠するために、そのライフサイクルにわたって、機能不良に起因するリスクを自己診断及びアセスメントする必要がある。現場において性能低下をチェックする組み込み自己テスト（ＢＩＳＴ）ネットワークが本明細書において開示される。本開示の実施形態は多数の利点を提供し、それらの利点には、故障モード検出に対する手段、デジタル支援性能適合、及び無線周波数（ＲＦ）テストの大幅コスト低減が含まれ、この大幅なコスト低減は、大量生産されているミリ波製品の最大３０％に相当し得る。

【0015】

図１は、自動車用運転支援応用例に対して用いられ得る例示のレーダーシステム１００のブロック図である。この例は、複数のＲＦトランスミッタ（ＴＸ）１１０、複数のＲＦレシーバ（ＲＸ）１２０、ＲＦ信号シンセサイザ回路１３０、ＲＦループバック１３２等を有し得る。例えば、各ＲＦトランスミッタ１１０は、アンプ１１１、１１２のチェーン、及びパワーアンプ（ＰＡ）１１３を含み得る。各レシーバ１２０は、低ノイズアンプ（ＬＮＡ）１２１、及びアンプ１２２、１２３のチェーンを含み得る。レーダーシステムの一般的な動作は、周知であるので本明細書で詳細に説明する必要はない。この例において、レーダーシステムは７９～８１ＧＨｚの範囲において動作するが、他の実施形態において、これより高い又は低い動作周波数が用いられ得る。

【0016】

典型的に、ＡＤＡＳにおける最大故障率は、システム１００において図示される高スイングミリ波ブロック内である。従って、各トランスミッタ１１０内のＲＦアンプのほとんどの又は全ての出力、ＬＯ（ローカルオシレータ）信号分配、各レシーバ１２０のフロントエンド、及び各ＴＸ－ＲＸ１３２ループバックパスにおける電圧スイングを綿密に監視するために、１４１、１４２、１４３等のピーク検出器（ＰＤ）のセットが提供される。これらの低複雑度（ｌｏｗ－ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ）ピーク検出器は、システム１００内の数十個のミリ波ノードにおいて割り当てられ、一方、ＲＦ性能及びエリアへの影響は無視できるものである。パッケージの問題を示し得る相対的な出力／入力インピーダンス変動を測定するために、反射係数及び出力電力における変動を感知するインピーダンス検出器（ＺＤＴＸ、ＺＤＲＸ）が各アンテナポートに配置され得る。

【0017】

ＢＩＳＴネットワークは、ＰＤ（１４１～１４３等）のセットを監視するために結合され得、低ノイズ計装アンプ１４５で構成される１つ又は複数の低周波数フロントエンドを含み得、低ノイズ計装アンプ１４５は、逐次比較レジスタ（ＳＡＲ）アナログデジタルコンバータ（ＡＤＣ）１４６の入力におけるダイナミックレンジを最大化する。ＢＩＳＴサブシステム有限状態機械（ＦＳＭ）１４７がＢＩＳＴネットワークを制御する。機能安全性がデジタルセーフアイランドとしてロックステッププロセッサ（表示されない）の周りに築かれ得、デジタルセーフアイランドは、ＡＳＩＬ－Ｂシステムに対する主要要件である、全てのアナログ機能に対するシングルポイントフォールトメトリック（ＳＰＦＭ）が９０％より上であることをターゲットとしている。

【0018】

ピーク検出器
７９ＧＨｚにおいて電圧を感知することは、特に、複数のＲＦブロックにわたる広いテストカバレッジを達成するためには難しいタスクであり得る。数フェムトファラッドの容量性負荷が、インピーダンスミスマッチを引き起こし得、そのために許容不能な損失を引き起こし得る。また、そのような機能安全性特徴は、典型的に、ＲＦ設計及びレイアウトが進んだ段階にあるときにのみ割り当てられ得るので、厳しい面積要件がＰＤ設計上の自由度を制限し得る。ＰＤの確度と精度は、一連のオンチップＲＦテストを可能にし得、従ってコスト低減を提供する。

【0019】

図２及び図３は、図１のトランシーバにおいて用いられ得る例示のピーク電圧検出器２４１の更に詳細なブロック図及び概略図である。図１を再度参照すると、ＰＤ２４１はＰＤ１４１～１４３等の各々を表し得る。上述したように、ＰＤは、疑似差動様式で各ミリ波アンプの出力に置かれ得る。例示のアンプ２１１は、種々のアンプ１１１～１１３、１２１～１２３等を表す。

【0020】

ＰＤ２４１は、ダイオード接続されたＮＭＯＳデバイス３５３に印加されたＲＦ ＲＭＳ（二乗平均平方根）電圧をピークＤＣ（直流）電圧に変換する、弱反転にバイアスされた二乗則デバイスである。二乗則検出器の基本動作は周知である。ダイオード出力のＤＣ成分は、ＲＦ入力電圧の二乗に、及びダイオードのタイプ、プロセス、及び温度に依存する応答性に比例する。測定された出力ＤＣ出力電圧は、信号パスのインピーダンスに基づいて、入力ＲＦ電力に比例する。

【0021】

例示のＰＤ２４１において、容量分圧器３５１、３５２が、入力３５４上のアンプ２１１から受信されるインカミング信号を検出器２４１の線形領域内に減衰する。出力３５７上に提供されるピーク信号が低ノイズアンプ１４５によって増幅され、ＡＤＣ１４６の入力に提供される前に、抵抗器３５５及びキャパシタ３５６によって形成されたローパスフィルタがスプリアス高調波を除去し得る。類似のトポロジーが、デバイス３５８に接続されたダイオードを用いて、疑似差動入力３５９に対して提供される。ダイオード接続されたＮＭＯＳデバイス３６１、３６２の差動セットが、出力３６０上に基準電圧Ｖｏ－ｒｅｆを提供する。これ以降に更に詳細に説明されるように、出力３５７及び基準出力３６０を横切って測定する電圧はΔＶ_ＤＣと称され得る。

【0022】

図４は、図２の例示の電圧検出器に対する例示の応答曲線を図示するプロット図である。下記式（１）により、ＰＤ２４１のＤＣ応答性に対して７９ＧＨｚが得られ得る。

ここで、β₀は、ＩＶ（電流－電圧）ダイオード二乗則関係の二次導関数に比例し、プロセス及び温度変動に依存するＤＣ応答性と称され得る。β_ａｃは、線形領域４０２において応答性周波数依存性をキャプチャし、β_ｎｌは、一層高次の高調波がイン／アウト特性を圧縮する傾向がある上側二乗則領域４０３をモデル化している。ＰＤダイナミックレンジの底部分４０１は最終的に、ノイズ、ミスマッチ、及びスプリアス高調波によって制限される。

【0023】

較正
そのような不可避な変動のトラッキング及び補償を可能にする較正／トリミング戦略をここで説明する。多くの非理想特性をキャプチャし所望の確度を達成するために、３ステッププロセスが信頼され得る。第１番目に、ＤＣ ＩＶ（電流－電圧）較正ステップが、電流ＤＡＣ（デジタルアナログコンバータ）を用いてＰＤバイアス電流をスイープすることを含む。図２及び図３を再び参照すると、ＤＡＣ２４７はこの目的のために用いられ得る。充分な数のポイントを用いて、各ダイオード３５３、３５８の入力電流対出力電圧特性をキャプチャすることによって、任意の所与のプロセスコーナー及び温度で、ＩＶ指数ダイオード特性Ｉ＝ｆ（Ｖ）が適切に再構築され得る。式（２）に示されるように、ＤＣ応答性におけるそうした変動をキャプチャするために、測定されたポイントの回帰（ｒｅｇｒｅｓｓｉｏｎ）が用いられ得る。

ここでｑは、電子電荷であり、ｎは非理想特性係数であり、ｋはボルツマン定数であり、Ｔはケルビンでの絶対温度である。

【0024】

第２のステップにおいて、デバイスの製造時、マルチポイント「トリミング」がデバイスの最終テストの間に実施され得る。或いは、この「トリミング」ステップは、デバイスがシステムに取り付けられた後等、それ以降の時点で実施されてもよい。このトリミングステップは、改善された絶対確度を提供する。その結果は、デバイスの動作の間に用いるためにスタティックメモリにストアされ得る。例えば、結果は、デバイス１００上に配置されるヒューズのセットを飛ばすことによって、あるいは、結果をデバイス１００上に配置されるリードオンリーメモリ（ＲＯＭ）又は他の種類の不揮発性メモリにストアすることによってストアされ得る。

【0025】

この較正ステップをシンプルにするために、トリミングは、１～１０ＧＨｚの範囲の周波数等の一層低い周波数信号を用いて実施され得る。基本的な前提は、ダイオード接続されたＮＭＯＳデバイスが広帯域であること、及び１ＧＨｚ対８０ＧＨｚ応答性が、プロセス、温度、及びミスマッチに対して無視可能な依存性のみ有する定数倍率（ｃｏｎｓｔａｎｔ ｍｕｌｔｉｐｌｙｉｎｇ ｆａｃｔｏｒ）ρ異なることである。この較正ステップは、複数の入力電力ポイント（それらの対応する電圧はｖ_{ＲＦ，ｔｒｉｍ}である）を用い、式（３）によって表されるトリミング係数ベクトルを計算する。典型的に、満足する結果を得るためには、４又はそれ以上の入力ポイントが実施されるべきである。

ここでβ０は、

から計算され、
Δｖ_{０，ｔｒｉｍ}はｖ_{ＲＦ，ｔｒｉｍ}を印加したときのＰＤ出力における測定されたＤＣ電圧である。β_ａｃ及びβ_ｎｌは、それぞれ、ＰＤ線形領域４０２及び非線形領域４０３におけるβ_ｔｒｉｍの補間によって計算され得る。

【0026】

第３のステップにおいて、ＲＦ相関二重サンプリング（ＣＤＳ）が実施され得る。このステップは、図４を再度参照すると、範囲４０１におけるＰＤ感度レベルに近い電圧を感知するとき、改善された精度を提供し得る。このステップは、短時間のインターバル内にその入力においてＲＦ信号が存在する場合と存在しない場合のＰＤ出力をサンプリングし、その２つの測定値を減算することによって実施され得る。２つのサンプル間の時間における分離に応じて、ＣＤＳはフル又はソフトとなり得る。短時間インターバルで取得された２つのサンプルを減算するとき、ピーク検出器のオフセット及びノイズに対するＣＤＳの影響は、オートゼロプロセスの影響に類似している。伝達関数は周波数の原点にゼロを課し、これが如何なるオフセットもキャンセルし、１／ｆノイズを強力に低下させる。時間インターバルが増大すると、２つのサンプルは相関が少なくなり、ノイズフィルタリングの影響が少なくなる。しかし、それでもオフセットエラーは補償される（ソフトＣＤＳ）。ＣＤＳルーティンの間、最適なＰＤ－ＬＮＡゲインが推定され得る。フルＣＤＳを用いるとき、このルーティンは、ＰＤ－ＬＮＡ１４５に対してゲイン制御アルゴリズムを用い得、このアルゴリズムはＧＰＡＤＣ１４６に対する入力をクリッピングすることなく、出力におけるＳＮＲの最大化を可能にする。

【0027】

例えば、図３の実施形態において、ＲＦ入力信号を切り離すためにスイッチ３６５、３６６が用いられ得る。このようにして、相関された緩変化ノイズ寄与はキャンセルされ得る。実際には、ＣＤＳは、ＳＮＲ（信号対ノイズ比）を改善するハイパス伝達関数を生成する。

【0028】

測定結果
図５及び図６は、図２のピーク検出器に対する例示の較正された応答曲線を図示するプロット図である。テストデバイスは、ＣＭＯＳの４５ｎｍ技術を用いて制作され、それらに上述の較正技法が適用された。図５において、プロットライン５１１は、テストデバイスから取得された生読み取り値を表し、プロットライン５１２は、生読み取り値に上述の較正を適用した結果を図示する。線形領域５０２は、較正プロセスによって拡張され、一層広いダイナミックレンジ（ＤＲ）をカバーしている。図６は、異なる温度に対して及びテストＩＣ上の異なる場所に配置された幾つかのデバイスに対して、上述の３ステップを用いて達成された、較正されたピーク検出器絶対応答性エラーを図示する。２７ｄＢダイナミックレンジ６０２にわたって１ｄＢのより悪いケースのエラーが図示されている。

【0029】

較正プロセス
図７～図９は、上述の較正ステップを更に詳細に図示するフローチャートである。図７はＤＣ ＩＶスイーププロセスを図示する。この例では、β_０係数とも称されるβ_ＤＣ係数は、図２を再度参照すると、ＤＡＣ２４７によって提供される６４の電流ステップを用いて決定される。他の実施形態は、これより多くの又はこれより少ない電流ステップを用い得る。ＩＣの温度がオンチップ温度センサを用いて測定される（７０２）。測定された温度は、ＩＣ上に位置するメモリ回路にストアされ得る。この例では、温度は、最寄りの１０℃に丸められる。この実施形態では、単一の温度が測定される。他の実施形態において、ＩＣの周りに幾つかのセンサが散在され得、各ＰＤが近くの温度センサに関連付けられ得る。

【0030】

図１を再度参照すると、本実施形態は幾つかのＰＤ－ＬＮＡ１４５を有する。どのＰＤが動作されるのかに依存して、対応するＰＤ－ＬＮＡ１４５が選択され（７０４）、較正される（７０５）。インデックス「ｘ」は選択されたＰＤ－ＬＮＡを識別する。ターゲットＰＤは、その後選択され（７０６）、図３を再度参照すると、ＥＮＰ及びＥＮＭスイッチをオンにすることによって読み出しが可能にされる。インデックス「ｙ」は選択されたＰＤを識別する。

【0031】

選択されたＰＤに関連する温度が、最後のＩＶスイープから、１０℃以上変化していない（７０７）場合、最後のＩＶスイープからの結果（７１６）が用いられ得る。そうでない場合、選択されたＰＤを、ＲＦ入力がオフにされ電流ＤＡＣ２４７がオンにされる「ＩＶスイープモード」にすること（７０８）によってＩＶスイーププロセスが継続する。

【0032】

各電流ステップ７１３では、複数の出力電圧測定が行われ、その結果が平均され（７１０）、その後、６４ ＩＶ結果の表を形成するためにストアされる（７１２）。

【0033】

データが収集された後、データを関数に適合させるために回帰が実施される（７１４）。本実施形態において、「ｎ（ｘ，ｙ，Ｔ）」及び「ｉ_０（ｘ，ｙ，Ｔ）」を見つけるために式（４）に基づいて非線形指数回帰が実施される。ここで、ｉ_Ｄはスイープ電流であり、Ｖ_ＰＤは各ステップでの測定された出力電圧である。

【0034】

β_ＤＣ係数は、その後、式（５）を用いて決定され得る（７１６）。

【0035】

図８は、上述のＡＣトリミングのプロセスを更に詳細に図示する。上述のように、ＡＣトリミングプロセスは、典型的にＩＣの製造の間の最終テストにおいて、一度だけ実施される必要がある。その後、トリミングプロセスの結果は、ＩＣの動作の間の使用のために、ＩＣ上に配置される不揮発性ストレージにストアされ得る。較正を実施するために、幾つかの電力レベルでテスト電力を正確に判定し得るＲＦ電力源及び電力メーターが用いられ得る。例えば、テストＲＦ信号をＢＩＳＴネットワークに提供するためにＩＣパッケージ上に専用又は共用のピンが提供され得る。

【0036】

本実施形態では４つの電力レベルが用いられるが、他の実施形態において、これより多い又はこれより少ない電力レベルが較正プロセスに対して用いられ得る。本実施形態において、高電力ＰＤは、－１１ｄＢｍ、－５ｄＢｍ、１ｄＢｍ、及び７ｄＢｍの入力電力設定を用いて較正される。低電力ＰＤは、－２２ｄＢｍ、－１３ｄＢｍ、－７ｄＢｍ、及び－１ｄＢｍの入力電力設定を用いて較正される。上述のように、較正ＲＦ信号は１～１０ＧＨｚの範囲にあり得る。或いは、７６～８１ＧＨｚの範囲においてフル動作周波数で較正が実施され得る。例えば、１～１０ＧＨｚで行われた較正結果を、７９ＧＨｚで１サンプルを実施することによって７９～８１ＧＨｚでの動作に変換するために、定数「ρ」が決定され得る。

【0037】

ターゲットＰＤ及びＰＤ－ＬＮＡが選択される（８０２）。各入力電力レベルに対し、ノイズの影響を最小化するために相関二重サンプリングが実施される（８０４）。その結果は、「ΔＶ_ｄｃ」と称される。上述のように、本実施形態ではＲＦ電力の４つのレベルが各ＰＤに対して用いられる。

【0038】

４つのΔＶ_ｄｃ結果の各々に対し、定数ρを用い、式（３）を用いて、βトリミング係数が計算される（８０８）。４つのβトリミング係数は、その後、ＩＣ上の不揮発性ストレージにストアされる。

【0039】

式（１）に戻り、β_ａｃ係数及びβ_ｎｌ係数は、図４を再び参照すると、それぞれ線形領域４０２及び非線形領域４０３における多項式補間により取得される。

【0040】

図９は、選択されたＰＤ及びＰＤ－ＬＮＡ９０２からの生測定されたΔＶ_ＤＣ値に基づいてＲＦ電力値を決定するための最終的なプロセスを図示する。各測定値９０４に対して、ＩＣの電流温度、又は選択されたＰＤの近くのＩＣの領域が、オンチップ温度センサから決定される（９０５）。また、選択されたＬＮＡ１４５のゲインが提供される（９０６）。図４を再び参照すると、測定されたΔＶ_ＤＣ値が、測定されたピーク電圧がノイジー領域４０１にあることを示す閾値９０８を下回るとき、相関二重サンプリング（ＣＤＳ）９０９が実施され得る。或いは、全ての測定値に対してＣＤＳ９０９が実施されてもよい。

【0041】

温度が最後のＩＶスイープの１０度以内にある（９１０）限り、ＩＣ上の不揮発性メモリから、ストアされたβ_ＤＣ定数がリトリーブされ得る（９１２）。１０度より大きい差が存在する場合、新規のＩＶスイープが実施され得、その結果が不揮発性メモリ９０４にストアされ得る。

【0042】

４つのβ_ＡＣ係数のセットが不揮発性メモリ９０４からリトリーブされ（９１４）、生ΔＶ_ＤＣ値とともに用いるためのβ_ＡＣ係数を決定するために、生ΔＶ_ＤＣ値に基づいて補間が実施される。

【0043】

「δ_{１Ｇ－７９Ｇ}［Ｔ］」係数とも称されるρ係数も不揮発性メモリからリトリーブされ得る。ρ係数は、７９ＧＨｚで動作するＰＤと１～１０ＧＨｚでの実際の低コストトリミング手順との間のデルタ係数をキャプチャする。このパラメータの温度依存性は、スタンドアロンＰＤシミュレーション／測定を介してキャプチャされ得、トリミング温度に対して正規化され得る（９１６）。表１は、デバイス１００に対する温度にわる係数をまとめたものである。
表１ ＡＣパラメータの温度依存性

【0044】

係数の全てが収集された後、式（１）に示されるように、β_７９Ｇが計算され得る（９１８）。β_７９Ｇに対する更に詳細な式は、式（６）によって提供される。

ここで、β_{ａｃｎｌ，１Ｇ}（：）は、ＡＣ １ＧＨｚトリミングのベクトル結果である。

【0045】

β_７９Ｇ（ｘ，ｙ，Ｔ）係数が決定された後、実際のＲＭＳ電圧値が、式（１）を用いて計算され得（９２０）、式（７）として書き換えられ得る。この計算された結果は、その後、最終的なＶ_ＲＭＳ結果として上位レベルの制御システムに提供され得る（９１０）。

【0046】

レビューにおいて、上記に詳述したように、各々がＰＶＤ（ピーク電圧検出器）のセットを備えるミリ波トランシーバを有するＩＣを含むウェハが製造された後、ウェハはスライスされ、パッケージされ、その後、最終テストが行われる。各ＩＣの最終テストの間、４ポイント（又はそれ以上）のテストが実施され得、当該テストでは、４又はそれ以上の電力レベルで、マイクロ波＜１０ＧＨｚ ＲＦソースを用いて１（又はそれ以上）のＰＶＤの４又はそれ以上の測定値が取得される。ＰＶＤ出力の結果のセットはＩＣ上の不揮発性メモリ内に記録される。

【0047】

ＩＣがシステムに取り付けられた後、図７に関連してより詳細に説明したように、電源をオンにされる度に、プログラム可能ＤＡＣを用いて電流のスイープを行い、ＲＦ入力がオフにされる間にＰＤ出力電圧を測定することによって、ＤＣ電流／電圧（ＩＶ）較正が実施され得る。チップ温度は、オンチップ温度センサを用いて測定され得る。式（４）の「ｎ」及び「ｉ_０」に対する値を導き出すために、測定されたＰＤ出力値を用いて回帰が実施される。この例では、非線形回帰が実施される。非線形回帰は、既知の非線形関数を補間する統計的方法であり、この例では式（４）であり、式中、Ｉ_ｄはスイープ電流であり、Ｖ_ｐｄは、出力で測定された対応するＤＣ電圧であり、Ｖ_ｔ＝ｋＴ／ｑであり、ｎ及びｉ_０は、数的補間プロセスを介して適合される変数である。係数「ｎ」が決定された後、式（５）を用いてβ_０が計算され、式中、ｑ及びｋは定数であり、Ｔは測定された温度であり、ｎは補間の結果である。

【0048】

チップの動作の間、４ポイント較正からのストアされた値と、値「ｎ」、ｉ_０、及びＶ_ｔに基づいて式（５）から導き出されたβ_０の電流値とを用いて、β_ｔｒｉｍに対する値が計算される。

【0049】

ＩＣの温度は温度センサを用いて監視される。動作の間、温度が１０℃より大きく変化するときは必ず、「ｎ」、ｉ_０、及びＶ_ｔの新たな値を決定するために、新たなＤＣ ＩＶスイープ較正が実施され得る。

【0050】

マイクロ波か又はミリ波周波数でＲＦ電圧測定が行われる度に、システム内の制御プロセッサによってＰＶＤ出力値（Δｖ_ｄｃ）が読み出され、その後、対応するＶ_ｒｍｓ値が式（６）及び式（７）を用いて決定され得る。

【0051】

ＰＶＤ応答曲線の下側領域に対応する読み取り値が取得されると、ＲＦ入力をオフにして第２の測定値が取得され得る。この測定値は、ノイズを最小化するためにＲＭＳ読み取り値から減算される。ノイズは、短時間のｔ_２＜τインターバル内に第２の読み取り値が取得される場合にのみキャンセルされる。τが長くなると、ノイズ相関、及びノイズキャンセリング効果が低下する。しかしながら、ｔ_２＞＞τで第２の測定値が取得される場合、それでもオフセットエラーはキャンセルされ得る。

【0052】

図１０は、複数のレーダートランスミッタ及びレシーバを含み得るレーダーシステムＳＯＣ １０００のブロック図であり、図１を再び参照すると、デバイス１００に類似している。レーダーＳＯＣ １０００は、ＦＭＣＷ（周波数変調連続波）ＲＦ信号を送信するための複数の送信チャネル１０１０、及び反射され送信された信号を受信するための受信チャネル１０２０を含み得る。また、受信チャネルの数は、送信チャネルの数より多くし得る。例えば、レーダーＳＯＣ １０００の或る実施形態は、３つの送信チャネル及び４つの受信チャネルを有し得る。

【0053】

送信チャネルは、適切なトランスミッタ及びアンテナを含む。受信チャネルは、適切なレシーバ及びアンテナを含む。また、受信チャネル１０２０の各々は、同一であり得、受信された信号を増幅するための１つ又は複数の段を備える低ノイズアンプ（ＬＮＡ）１０２１、ＩＦ信号を生成するために送信生成回路要素によって生成された信号を受信された信号と混合するミキサー１０２２、ＩＦ信号をフィルタリングするためのベースバンドバンドパスフィルタ１０２３、フィルタリングされたＩＦ信号を増幅するための可変ゲインアンプ（ＶＧＡ）１０２４、及びアナログＩＦ信号をデジタルＩＦ信号に変換するためのアナログデジタルコンバータ（ＡＤＣ）１０２５を含み得る。ミキサーはダウンコンバータとして機能し、いずれも無線周波数（ＲＦ）信号である、低ノイズアンプと送信生成回路要素から受信される入力の、周波数間の差に等しい周波数を備える出力信号を生成する。受信チャネルのバンドパスフィルタ、ＶＧＡ、及びＡＤＣは、ベースバンドチェーン又はベースバンドフィルタチェーンと総称され得る。また、バンドパスフィルタ及びＶＧＡは、ＩＦアンプ（ＩＦＡ）と総称され得る。

【0054】

受信チャネル１０２０は、デジタルＩＦ信号をデジタル制御モジュール１０５０に提供するために、デジタルフロントエンド（ＤＦＥ）デシメーション構成要素１０５１に結合される。ＤＦＥ１０５１は、データ転送レートを低減するために、デジタルＩＦ信号に対してデシメーションフィルタリングを実施するための機能性を含む。制御モジュール１０５０におけるプロセッサ１０５２及び／又は信号プロセッサ１０５３が、例えば、ＤＣオフセット除去や、ＲＸ間ゲイン不均衡の非理想特性、及びＲＸ間位相不均衡非理想特性等の受信チャネルにおける非理想特性のデジタル補償等、デジタルＩＦ信号に対する他の動作も実施し得る。制御モジュール１０５０は、例えばレーダーＳＯＣ １０００が通常モードにあるとき、デシメーションされたデジタルＩＦ信号を別のＩＣ内に置かれ得る処理ユニットに転送するために、高速シリアルインタフェース（Ｉ／Ｆ）１０５４に結合され得る。制御モジュールはまた、レーダーＳＯＣ １０００がテストモードにあるときデジタルテスト信号をＢＩＳＴモジュール１０４０に転送するために、組み込み自己テスト（ＢＩＳＴ）モジュール１０４０に結合され得る。

【0055】

シリアルペリフェラルインタフェース（ＳＰＩ）１０５５が、別のＩＣに置かれた処理ユニットとの通信のためのインタフェースを提供し得る。例えば、処理ユニットは、チャープのタイミング及び周波数、出力電力レベル、監視機能のトリガリング等の制御情報を制御モジュールＤＦＥに送信するためにＳＰＩ １０５５を用い得る。レーダーＳＯＣ １０００は、データを処理ユニットに送信する等のためにＳＰＩ １０５５を用い得る。

【0056】

制御モジュール１０５０は、通常モードにおける及びテストモードにおけるレーダーＳＯＣ １０００の動作を制御するための機能性を含む。例えば、制御モジュール１０５０は、ＤＦＥ １０５１の出力サンプルをストアするためのバッファ、バッファコンテントのスペクトル情報を計算するためのＦＦＴ（高速フーリエ変換）エンジン、及び通常モードにおける及びテストモードにおけるレーダーＳＯＣ １０００の動作を制御するためのファームウェアを実行するＭＣＵを含み得る。

【0057】

２０ＧＨｚ周波数変調シンセサイザ（ＦＭ－Ｓｙｎｔｈ）モジュール１０３０がＲＦ信号を生成し、ＲＦ信号は、その後４倍にされ、トランスミッタチャネルに提供される。プログラム可能タイミングエンジン１０３１は、レーダーフレームにおけるチャープのシーケンスに対するチャープパラメータ値を制御モジュール１０５０から受け取るための、及びパラメータ値に基づいてフレームにおけるチャープの送信及び受信を制御するチャープ制御信号を生成するための機能性を含む。例えば、チャープパラメータは、レーダーシステムアーキテクチャによって定義され、どのトランスミッタをイネーブルするのかを示すトランスミッタイネーブルパラメータ、チャープ周波数開始値、チャープ周波数スロープ、チャープ持続時間、更なるレーダープロセスのために、いつ送信チャネルが送信するべきか、いつＤＦＥ出力デジタルが収集されるべきかのインジケータ等を含み得る。これらのパラメータの１つ又は複数がプログラム可能であり得る。

【0058】

無線周波数シンセサイザ（ＳＹＮＴＨ）１０３２は、タイミングエンジン１０３１からのチャープ制御信号に基づいて送信のためのＦＭＣＷ（周波数変調連続波）信号を生成するための機能性を含む。幾つかの実施形態において、ＳＹＮＴＨ １０３２は、電圧制御オシレータ（ＸＯ）を備える位相ロックループ（ＡＰＬＬ）を含み得る。

【0059】

クロックマルチプライヤ１０３３は、送信信号（ＬＯ信号）の周波数を、ミキサー１０２２のＬＯ周波数まで増大させる。クリーンアップＰＬＬ（位相同期回路）は、外部の低周波数基準クロック（図示せず）の信号の周波数を、ＳＹＮＴＨ １０３２の周波数まで増大させるように、及びクロック信号から基準クロック位相ノイズをフィルタ除去するように動作する。

【0060】

クロックマルチプライヤ１０３３、シンセサイザ１０３２、タイミング生成器１０３１、及びクリーンアップＰＬＬは、送信生成回路要素の例である。送信生成回路要素は、送信チャネルに対する入力として、及びクロックマルチプライヤを介する受信チャネルにおけるミキサーに対する入力として、無線周波数（ＲＦ）信号を生成する。送信生成回路要素の出力は、ＬＯ（ローカルオシレータ）信号又はＦＭＣＷ信号と称され得る。

【0061】

ＢＩＳＴ回路要素１０４０は、１つ又は複数の温度センサ１０４１、ダイナミック及び不揮発性メモリ１０４２、処理エンジン１０４３、ＡＤＣ １０４６、及び、上記に詳述したようなピーク検出器のセット等の種々のＲＦ／アナログ構成要素を含む。処理エンジン１０４３は、メモリ１０４２にストアされた命令を実行すること、測定された電圧情報をＰＤ １０４４のセットからＡＤＣ １０４６を介して受け取ること、及びメモリ１０４２にストアされた係数データにアクセスすることによって、図７～図９に関して上述された処理を実施するように構成され得る。

【0062】

図１１は、本明細書に詳述されるように、複数のレーダーシステムを備える自動車１１００の図である。ロングレンジレーダー（ＬＲＲ）は、オートクルーズコントロール１１６０等の用途に用いられ得る。ミディアムレンジレーダー（ＭＲＲ）は、典型的に、ナロービームを用い、高相対速度を検出するべきものである。ＭＲＲは、ブレーキング１１６１、交差検出１１６２、歩行者検出１１６３、及びリバースクロストラフィックアラート（ｒｅｖｅｒｓｅ ｃｒｏｓｓ ｔｒａｆｆｉｃ ａｌｅｒｔｓ）１１６４等の用途に用いられ得る。ショートレンジレーダー（ＳＲＲ）は、典型的に、良好な距離分解能を提供するために大きい角度分離を備えるワイドビームを用いる。ＳＲＲは、パーキングレーン変更及び死角監視１１６５、１１６７、及びプリクラッシュアラート及びパーキング１１６６、１１６８等の用途に用いられ得る。

【0063】

上述の用途に対してオブジェクト検出を提供するために、レーダーＳＯＣ １０００等のレーダーＳＯＣのセットが自動車１１００の周りに配備され得る。従って、レーダーＳＯＣの各々は、自動車用応用例において要求される安全性のレベルを提供するために、上記に詳述されるようにＢＩＳＴロジックによって監視され得る。

【0064】

上記に更に詳細に説明されるように、本開示の実施形態は、ピーク検出器のシンプルさ、小面積、及び低電流消費を提供する。シンプルなＰＤトポロジーが用いられ得、それは、ＲＦ性能に影響を与えることなく、チップ全体で何１００回か繰り返され得る。

【0065】

例えば、本明細書に開示される較正技法は、プロセスコーナー、供給電圧及び基準電流変動、温度、グローバル及びローカルミスマッチにわたって堅牢性を提供し得る。ダイオード曲線の一方の側では非線形性補償を介して、及び他方の側ではノイズフロア、オフセット、及びミスマッチ低減を介して、ダイナミックレンジ拡張が提供され得る。

【0066】

他の実施形態
本記述を参照することで、様々な他の実施形態が可能である。例えば、本明細書では７６～８１ＧＨｚの帯域で動作するレーダーシステムが説明されているが、他の実施形態が、この範囲より高い又は低いＲＦ帯域で動作し得る。

【0067】

本明細書では、ＩＶスイープの結果を数値化するために非線形回帰が用いられた。他の実施形態において、結果を数値化するために、線形回帰又は更にシンプルな表が用いられ得る。

【0068】

本明細書に説明される実施形態において、温度が１０℃より大きく変化するとき、新規のＩＶスイープが実施される。別の実施形態において、用途に求められる精度に応じて、一層高い又は一層低い閾値が用いられ得る。

【0069】

本開示に説明される技法は、ハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア、又はそれらの任意の組み合わせにおいて実装され得る。ソフトウェアにおいて実装される場合、そのソフトウェアは、マイクロプロセッサ、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、又はデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）等の１つ又は複数のプロセッサ上で実行され得る。こういった技法を実行するソフトウェアは、コンパクトディスク（ＣＤ）、ディスケット、テープ、ファイル、メモリ、又はその他のコンピュータ可読ストレージデバイス等のコンピュータ可読媒体に初期的にストアされ得、プロセッサにロード及び実行され得る。幾つかの例において、ソフトウェアはまた、コンピュータ可読媒体及びコンピュータ可読媒体のためのパッケージング材料を含む、コンピュータプログラム製品において販売され得る。幾つかの例において、ソフトウェア命令は、別のデジタルシステム等のコンピュータ可読媒体からの送信パスを介して、取り外し可能なコンピュータ可読媒体（例えば、フロッピーディスク、光学ディスク、フラッシュメモリ、ＵＳＢキー等）を介して分配され得る。

【0070】

デジタルシステムにおける構成要素は、異なる名称で呼ばれ得、及び／又は説明された機能性から逸脱することなく、本明細書において示されない様式で組み合わされ得る。また、用語「結合する」及びその派生語は、間接的、直接的、光学的、及び／又はワイヤレス電気的接続を意味することを意図している。例えば、第１のデバイスが第２のデバイスに結合する場合、その接続は、直接的な電気的接続を介して、他のデバイス及び接続を介する間接的な電気的接続を介して、光学的な電気的接続を介して、及び／又は、ワイヤレス電気的接続を介してなされ得る。

【0071】

本明細書において、方法ステップが順次に提示され説明され得るが、図示され説明されるステップの１つ又は複数が、省かれ得、繰り返され得、同時に実施され得、及び／又は、図面及び／又は本明細書の説明に示される順序とは異なる順序で実施され得る。従って、説明される実施形態は、図面に示され及び／又は本明細書において説明されたステップの特定の順に限定されない。

【0072】

特許請求の範囲内で、説明された実施形態における変更が可能であり、他の実施形態が可能である。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】