知財求人 - 知財ポータルサイト「IP Force」
(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】特許公報(B2)
(11)【特許番号】
(24)【登録日】2023-06-27
(45)【発行日】2023-07-05
(54)【発明の名称】直流電源
(51)【国際特許分類】
H02M 3/28 20060101AFI20230628BHJP
【ＦＩ】
H02M3/28 V
H02M3/28 P
【請求項の数】
6
(21)【出願番号】P 2020070109
(22)【出願日】2020-04-08
(65)【公開番号】P2021168528
(43)【公開日】2021-10-21
【審査請求日】2022-10-18
(73)【特許権者】
【識別番号】000004606
【氏名又は名称】ニチコン株式会社
(74)【代理人】
【識別番号】100199864
【弁理士】
【氏名又は名称】丹羽 良成
(72)【発明者】
【氏名】土田 正昭
【審査官】柳下 勝幸
(56)【参考文献】
【文献】特開２００４－０２３９７２（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開平０１－３１８５４９（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開平０８－２６６０４４（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開２０１８－００７２８９（ＪＰ，Ａ）
(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)
Ｈ０２Ｍ ３／２８
(57)【特許請求の範囲】
【請求項1】
複数の出力を備えた直流電源であって、トランスと、
前記トランスの１次側に接続されたスイッチング素子と、
前記トランスの２次側に接続された直流化回路と
を備え、
前記トランスの２次側は少なくとも第１の巻線と第２の巻線とを有する複数の巻線で構成され、
前記直流化回路は、前記第１の巻線に誘起された誘起電圧を直流化する第１の直流化手段と、前記第２の巻線に誘起された誘起電圧を直流化する第２の直流化手段とを有し、
前記第１の直流化手段の出力電圧と、前記第１の直流化手段の出力電圧と前記第２の直流化手段の出力電圧との和電圧からなる出力電圧とを複数の出力として選択的に出力可能となっている出力電圧選択部と、
前記出力電圧選択部から出力される出力電圧が保持されるよう電圧を制御する出力電圧制御回路と
をさらに備えることを特徴とする直流電源。
【請求項2】
請求項１に記載の直流電源であって、前記出力電圧選択部は、コネクタまたはスイッチであることを特徴とする直流電源。
【請求項3】
請求項１または２に記載の直流電源であって、前記出力電圧制御回路はシャントレギュレータと前記シャントレギュレータの設定電圧を決定する複数の出力電圧検出抵抗とを有し、
前記出力電圧選択部は、出力電圧が選択されるとき、前記出力電圧検出抵抗の接続状態が同時に切替えられるように構成され、
前記出力電圧制御回路は、選択された出力電圧に応じた前記設定電圧によって出力電圧を制御することを特徴とする直流電源。
【請求項4】
請求項１ないし３のいずれかに記載の直流電源であって、前記出力電圧選択部によって選択される出力電圧にかかわらず、前記スイッチング素子のＤＵＴＹの制御範囲が等しくなるように前記トランス２次側の複数の巻線の巻数比が設定されていることを特徴とする直流電源。
【請求項5】
請求項１ないし４のいずれかに記載の直流電源であって、前記トランスの２次側は前記第１の巻線および前記第２の巻線に加えて第３の巻線を有する複数の巻線で構成され、
前記直流化回路は、前記第３の巻線に誘起された誘起電圧を直流化する第３の直流化手段をさらに有し、
前記出力電圧選択部は、前記第１の直流化手段の出力電圧と、前記第１の直流化手段の出力電圧と前記第２の直流化手段の出力電圧との和電圧からなる出力電圧と、前記第１の直流化手段の出力電圧と前記第２の直流化手段の出力電圧と前記第３の直流化手段の出力電圧との和電圧からなる出力電圧とを複数の出力として選択的に出力可能となっていることを特徴とする直流電源。
【請求項6】
請求項１ないし５のいずれかに記載の直流電源であって、前記トランスの１次側巻線の巻数と２次側の前記第１の巻線の巻数比は、前記スイッチング素子のコントロールＩＣが制御可能なＤＵＴＹの範囲内となるように設定されていることを特徴とする直流電源。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、直流電源に関し、詳しくはワールドワイドの交流電圧に対応した直流電源であり複数の出力を備え該出力が選択できる出力電圧選択機能付き直流電源に関する。
【背景技術】
【0002】
複数の出力を備えた直流電源は、日本国内に限らず海外でも使用されているが、国内と海外の両方で使用できる単一の電源は、国内用および海外用の交流電圧に対応する必要がある。このワールドワイド入力仕様に対応でき、かつ複数の直流出力を備えそれらを選択できる直流電源は、通常スイッチング素子のオンオフ時間の制限により単一の電源で実現することが難しく、複数の電源を使用せざるを得ない状況となっている。
そのため、複数の出力を備える直流電源で、ワールドワイド入力仕様に対応できかつ単一の電源であれば、国内のみならず国内とは商用電源の電圧が異なる海外においても使用可能となり、使いやすい直流電源となる。
また、この種の直流電源に対しては、瞬時的な停電にも出力を保持できるよう保持時間の延長要求も高まっている。
そのため、複数の出力を備える直流電源で、ワールドワイド入力仕様に対応できかつ単一の電源であれば、国内のみならず国内とは商用電源の電圧が異なる海外においても使用可能となり、使いやすい直流電源となる。
また、この種の直流電源に対しては、瞬時的な停電にも出力を保持できるよう保持時間の延長要求も高まっている。
【0003】
特許文献１には、電源供給回路および画像形成装置の発明が開示されているが、この特許文献には、図１３（特許文献１では図２）に示すように、出力電圧を外部からの信号により切り替える電源である。この発明の切替電圧は２４Ｖと６Ｖであり、電圧２４Ｖは通常の負荷で使用されるが、電圧６Ｖは待機電圧として用いられもので通常の負荷で使用される電圧ではない。
また、出力電圧２４Ｖと出力電圧６Ｖは、電源に使用されているトランスの２次側１巻線で制御するため、ＤＵＴＹ、すなわちトランス１次側のスイッチング素子の周期Ｔに対するオン時間ＴＯＮの比（ＴＯＮ／Ｔ）の広い制御範囲で使用する必要があった（ＤＵＴＹの制御範囲については後述する）。
また、出力電圧２４Ｖと出力電圧６Ｖは、電源に使用されているトランスの２次側１巻線で制御するため、ＤＵＴＹ、すなわちトランス１次側のスイッチング素子の周期Ｔに対するオン時間ＴＯＮの比（ＴＯＮ／Ｔ）の広い制御範囲で使用する必要があった（ＤＵＴＹの制御範囲については後述する）。
【0004】
また、入力電圧範囲が広い、例えばＰＦＣ（Power Factor Correction）回路が付いていないコンデンサインプット整流方式の入力電圧がＡＣ８５Ｖ～２６４Ｖ、またはトランスのＤＣ入力電圧が３倍以上変動する電源で、かつ異なる出力電圧（例えば、出力電圧１２Ｖと出力電圧３６Ｖ）のいずれかを選択して出力するような場合、単一の電源では構成が困難なことから、異なる出力電圧を持った単一のＤＣ／ＤＣ直流電源が２系統必要となっていた。この場合、実装面積が大きく、コスト面でも高くなるという問題がある。
【0005】
図１４は、その単一のＤＣ／ＤＣ直流電源が２系統必要となる構成を示す回路図である。図１４に示すように、この電源は、コントロールＩＣ（ＣＯＮＴ１１、ＣＯＮＴ２１）、スイッチング素子（Ｑ１１、Ｑ２１）、トランス（Ｔ１１、Ｔ２１）、過電圧検出回路（ＰＣ１１、ＰＣ２１を含む周辺回路）、出力電圧制御回路（ＳＲ１１、ＳＲ２１を含む周辺回路）等を持った単一のＤＣ／ＤＣ直流電源が２系統で構成されており、スイッチＳＷで何れか１系統の出力を選択する。ただ、この方式では実装面積が大きくコストが高くなり、さらにどちらか１系統のみのＤＣ／ＤＣ直流電源を出力へ供給し、その間はもう一方の系統は休止しているため稼働状況の観点から無駄が生じ効率的ではないという課題があった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0006】
【文献】特開２０１１―９７７９２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0007】
本発明は、上記の課題を解決するために、単一の電源であって、ワールドワイドの交流電圧に対応し、かつ複数の出力電圧を備え該出力電圧が選択できる直流電源を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【0008】
本発明は、直流電源に使用されるトランスの２次側は複数の巻線を備え、複数の巻線により重畳された出力電圧が選択可能なワールドワイド入力仕様の直流電源である。
すなわち、複数の出力を備えた直流電源であって、トランスと、トランスの１次側に接続されたスイッチング素子と、トランスの２次側に接続された直流化回路とを備え、トランスの２次側は少なくとも第１の巻線と第２の巻線とを有する複数の巻線で構成され、直流化回路は、第１の巻線に誘起された誘起電圧を直流化する第１の直流化手段と、第２の巻線に誘起された誘起電圧を直流化する第２の直流化手段とを有し、第１の直流化手段の出力電圧と、第１の直流化手段の出力電圧と第２の直流化手段の出力電圧との和電圧からなる出力電圧とを複数の出力として選択的に出力可能となっている出力電圧選択部と、出力電圧選択部から出力される出力電圧が保持されるよう電圧を制御する出力電圧制御回路とをさらに備えることを特徴とする直流電源である。
すなわち、複数の出力を備えた直流電源であって、トランスと、トランスの１次側に接続されたスイッチング素子と、トランスの２次側に接続された直流化回路とを備え、トランスの２次側は少なくとも第１の巻線と第２の巻線とを有する複数の巻線で構成され、直流化回路は、第１の巻線に誘起された誘起電圧を直流化する第１の直流化手段と、第２の巻線に誘起された誘起電圧を直流化する第２の直流化手段とを有し、第１の直流化手段の出力電圧と、第１の直流化手段の出力電圧と第２の直流化手段の出力電圧との和電圧からなる出力電圧とを複数の出力として選択的に出力可能となっている出力電圧選択部と、出力電圧選択部から出力される出力電圧が保持されるよう電圧を制御する出力電圧制御回路とをさらに備えることを特徴とする直流電源である。
【0009】
このように構成することで、１の巻線による電圧と複数の巻線による重畳された電圧を発生させ、これらの複数の電圧を選択して出力することにより、ワールドワイドの交流電圧に対応した複数の出力を備えた直流電源をコンパクトかつ低コストで構成することができる。
【0010】
この直流電源の出力電圧選択部は、コネクタまたはスイッチであることを特徴とする。
この構成により、直流電源の出力電圧は、コネクタやスイッチにより、容易な操作で選択することができる。
この構成により、直流電源の出力電圧は、コネクタやスイッチにより、容易な操作で選択することができる。
【0011】
また、出力電圧制御回路はシャントレギュレータとシャントレギュレータの設定電圧を決定する複数の出力電圧検出抵抗とを有し、出力電圧選択部は、出力電圧が選択されるとき、出力電圧検出抵抗の接続状態が同時に切替えられるように構成され、出力電圧制御回路は、選択された出力電圧に応じた設定電圧によって出力電圧を制御することを特徴とする。
このように構成することで、選択された出力電圧に適した電圧制御ができる。
このように構成することで、選択された出力電圧に適した電圧制御ができる。
【0012】
さらに、出力電圧選択部によって選択される出力電圧にかかわらず、スイッチング素子のＤＵＴＹの制御範囲が等しくなるようにトランス２次側の複数の巻線の巻数比が設定されていることを特徴とする。
このように構成することで、単一の直流電源でも複数の直流電源と同等の性能を実現することができる。
このように構成することで、単一の直流電源でも複数の直流電源と同等の性能を実現することができる。
【0013】
また、トランスの２次側は第１の巻線および第２の巻線に加えて第３の巻線を有する複数の巻線で構成され、直流化回路は、第３の巻線に誘起された誘起電圧を直流化する第３の直流化手段をさらに有し、出力電圧選択部は、第１の直流化手段の出力電圧と、第１の直流化手段の出力電圧と第２の直流化手段の出力電圧との和電圧からなる出力電圧と、第１の直流化手段の出力電圧と第２の直流化手段の出力電圧と第３の直流化手段の出力電圧との和電圧からなる出力電圧とを複数の出力として選択的に出力可能となっていることを特徴とする。
このように構成することで、１の巻線の出力電圧と１および２の巻線または３つの巻線の誘起電圧が重畳された出力電圧の互いに異なる３つの出力電圧を、切り替えて出力することができる。
このように構成することで、１の巻線の出力電圧と１および２の巻線または３つの巻線の誘起電圧が重畳された出力電圧の互いに異なる３つの出力電圧を、切り替えて出力することができる。
【0014】
また、トランスの１次側巻線の巻数と２次側の第１の巻線の巻数比は、スイッチング素子のコントロールＩＣが制御可能なＤＵＴＹの範囲内となるように設定されていることを特徴とする。
このように構成することで、複数の出力電圧のいずれが選択されてもＤＵＴＹの所定の制御範囲で使用することができる。
このように構成することで、複数の出力電圧のいずれが選択されてもＤＵＴＹの所定の制御範囲で使用することができる。
【発明の効果】
【0015】
本発明の構成により、ワールドワイドの交流電圧に対応する多出力を備えた直流電源の出力電圧を選択し、いずれの出力電圧であってもＤＵＴＹを同じ制御範囲となるように構成することができ、小型化、低コスト化が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【0016】
【図1】本発明の実施形態に係わる出力電圧選択機能付き直流電源の主要部の回路図である。
【図2】フライバック方式のトランスの巻数比、入力電圧、出力電圧の関係を説明する図である
【図3】ＡＣ入力電圧とそのＤＣ電圧を示す図である。
【図4】ＡＣ電源がオフしたときの入力電圧と出力電圧の変化を示す図である。
【図5】出力電圧１２Ｖを選択しトランス１次側電圧ＤＣ１５０ＶのときのＤＵＴＹと電圧値を示す図である。
【図6】出力電圧１２Ｖを選択しトランス１次側電圧ＤＣ５０ＶのときのＤＵＴＹと電圧値を示す図である。
【図7】出力電圧３６Ｖを選択しトランス１次側電圧ＤＣ１５０ＶのときのＤＵＴＹと電圧値を示す図である。
【図8】出力電圧３６Ｖを選択しトランス１次側電圧ＤＣ５０ＶのときのＤＵＴＹと電圧値を示す図である。
【図9】１次側と２次側の巻数比を変更したときの１次側入力電圧に対するＤＵＴＹの制御範囲を示す図である。
【図10】ＤＣ入力電圧とＤＵＴＹの関係を示す図である。
【図11】コネクタをスイッチに変更した直流電源の変形例である。
【図12】トランスにコントロールＩＣ電源用の補助巻線を追加した図である。
【図13】特許文献１に示す回路図である。
【図14】選択スイッチを設けた２系統の電源により構成された回路図である。
【発明を実施するための形態】
【0017】
本発明の実施形態に係わる出力電圧選択機能付き直流電源について図面を参照して説明する。
図１は、本発明の実施形態に係わる出力電圧選択機能付き直流電源１の主要部の回路図である。
トランスＴ１の１次側は、１次巻線Ｎｐと直列に接続されたスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ１を制御するコントロールＩＣ（ＣＯＮＴ１）で構成される。トランスＴ１の１次側入力電圧ＶＩＮは、ＡＣ電源のダイオードブリッジとコンデンサで構成される整流平滑回路の出力電圧である。図１ではその整流平滑回路は省略している。
図１は、本発明の実施形態に係わる出力電圧選択機能付き直流電源１の主要部の回路図である。
トランスＴ１の１次側は、１次巻線Ｎｐと直列に接続されたスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ１を制御するコントロールＩＣ（ＣＯＮＴ１）で構成される。トランスＴ１の１次側入力電圧ＶＩＮは、ＡＣ電源のダイオードブリッジとコンデンサで構成される整流平滑回路の出力電圧である。図１ではその整流平滑回路は省略している。
【0018】
トランスの２次側は、２つの巻線Ｎｓ１とＮｓ２、整流平滑回路（本願の「直流化回路」に相当）２、過電圧検出回路３、出力選択用コネクタ接続部（本願の「出力電圧選択部」に相当）４、出力電圧制御回路５により構成される。
これらにより単一の直流電源で多出力の機能を備え、その出力が選択可能な直流電源が構成できる。
これらにより単一の直流電源で多出力の機能を備え、その出力が選択可能な直流電源が構成できる。
【0019】
トランスの２次側は、第１の巻線Ｎｓ１と第２の巻線Ｎｓ２で構成され、その巻線の出力は、ダイオードＤ１、Ｄ２およびコンデンサＣ１、Ｃ２で構成される整流平滑回路２に接続され、各々の出力される電圧はＶ１およびＶ２である。これらの電圧は、各巻線により発生する電圧を整流平滑回路２により整流および平滑された電圧（直流化電圧）であり、出力電圧として選択されるとそのまま出力電圧となる。ダイオードＤ１およびコンデンサＣ１で構成される第１の整流平滑回路（本願の「第１の直流化手段」に相当）が第１の巻線Ｎｓ１に誘起された誘起電圧を直流化し、ダイオードＤ２およびコンデンサＣ２で構成される第２の整流平滑回路（本願の「第２の直流化手段」に相当）が第２の巻線Ｎｓ２に誘起された誘起電圧を直流化する。
【0020】
第１の巻線Ｎｓ１と第２の巻線Ｎｓ２は、第１の巻線Ｎｓ１のプラス側と第２の巻線Ｎｓ２のマイナス側が接続されて、第１の整流平滑回路の出力電圧Ｖ１と、第１の整流平滑回路の出力電圧Ｖ１と第２の整流平滑回路の出力電圧Ｖ２との和電圧（Ｖ１＋Ｖ２）（以下、重畳された電圧という）の２つの出力電圧が発生するように構成される。
【0021】
過電圧検出回路３は、ツェナーダイオードＺＮ１とＺＮ２、ダイオードＤ３とＤ４およびフォトカップラＰＣ１で構成される。
ダイオードＤ１のカソード側（出力電圧Ｖ１のプラス側）とダイオードＤ２のカソード側（出力電圧（Ｖ１＋Ｖ２）のプラス側）に、それぞれツェナーダイオードＺＮ１とＺＮ２が接続され、それらにダイオードＤ３とＤ４が直列に接続され、２つのダイオードのカソード同士が接続されて抵抗Ｒ３を介してフォトカップラＰＣ１の発光ダイオード側の一端に接続される。フォトカップラＰＣ１の発光ダイオード側の他端はマイナス側（ＧＮＤ側）に接続される。
ダイオードＤ１のカソード側（出力電圧Ｖ１のプラス側）とダイオードＤ２のカソード側（出力電圧（Ｖ１＋Ｖ２）のプラス側）に、それぞれツェナーダイオードＺＮ１とＺＮ２が接続され、それらにダイオードＤ３とＤ４が直列に接続され、２つのダイオードのカソード同士が接続されて抵抗Ｒ３を介してフォトカップラＰＣ１の発光ダイオード側の一端に接続される。フォトカップラＰＣ１の発光ダイオード側の他端はマイナス側（ＧＮＤ側）に接続される。
【0022】
ツェナーダイオードＺＮ１とダイオードＤ３は出力電圧Ｖ１の過電圧、ツェナーダイオードＺＮ２とダイオードＤ４は出力電圧（Ｖ１＋Ｖ２）の過電圧を検出するように検出電圧が設定されている。電流制限抵抗Ｒ３とフォトカップラＰＣ１により、いずれかの出力電圧が過電圧となったときに、１次側コントロールＩＣ（ＣＯＮＴ1）へ過電圧信号ＯＶＰが送出される。コントロールＩＣ（ＣＯＮＴ１）は、その機能によりスイッチング素子Ｑ１のオンオフ停止等の処理が実行される。
なお、このように出力選択用コネクタ接続部４前段に過電圧検出回路３を配置することにより、コネクタ接続漏れ等による保護も検出することができる。
なお、このように出力選択用コネクタ接続部４前段に過電圧検出回路３を配置することにより、コネクタ接続漏れ等による保護も検出することができる。
【0023】
出力選択用コネクタ接続部４は、２つのコネクタ端子台と１つのコネクタＣＮ１で構成される。図１に示すコネクタ端子台Ａ側（以下、単に「Ａ側」という）にコネクタＣＮ１が接続されることにより出力電圧Ｖ１が選択され、コネクタ端子台Ｂ側（以下、単に「Ｂ側」という）に接続されると出力電圧（Ｖ１＋Ｖ２）が選択される。
図１に示すコネクタＣＮ１のｉ－ｉｉ端子およびｉｉｉ－ｉｖ端子で出力電圧の選択が実施される。
なお、コネクタＣＮ１はｉ－ｉｉ端子間、ｉｉｉ－ｉｖ端子間を各々ショートしたものであり、Ａ側またはＢ側のいずれかに接続されることにより、出力電圧が選択される。
図１に示すコネクタＣＮ１のｉ－ｉｉ端子およびｉｉｉ－ｉｖ端子で出力電圧の選択が実施される。
なお、コネクタＣＮ１はｉ－ｉｉ端子間、ｉｉｉ－ｉｖ端子間を各々ショートしたものであり、Ａ側またはＢ側のいずれかに接続されることにより、出力電圧が選択される。
【0024】
このコネクタＣＮ１は、出力電圧Ｖ１または出力電圧（Ｖ１＋Ｖ２）を制御するシャントレギュレータＳＲ１の電圧入力端子に、出力電圧が切り替わるときにあわせて並列に接続される抵抗Ｒ４およびＲ６の接続のオンオフが選択できるようにも構成されている。
このように構成された直流電源は、出力電圧Ｖ１と出力電圧（Ｖ１＋Ｖ２）がコネクタＣＮ１の接続により選択され、いずれか一方の電圧が出力されると、その出力電圧に適した電圧制御が実行される。
このように構成された直流電源は、出力電圧Ｖ１と出力電圧（Ｖ１＋Ｖ２）がコネクタＣＮ１の接続により選択され、いずれか一方の電圧が出力されると、その出力電圧に適した電圧制御が実行される。
【0025】
出力電圧制御回路５は、抵抗Ｒ４～Ｒ８、シャントレギュレータＳＲ１およびフォトカップラＰＣ２により構成される。
コネクタＣＮ１のｉｉｉ－ｉｖ端子が、Ａ側に接続されることにより出力電圧制御回路５の出力電圧センス抵抗（出力電圧検出抵抗）Ｒ４とＲ６が並列に接続（Ｒ４／／Ｒ６）される。
コネクタＣＮ１のｉｉｉ－ｉｖ端子が、Ａ側に接続されることにより出力電圧制御回路５の出力電圧センス抵抗（出力電圧検出抵抗）Ｒ４とＲ６が並列に接続（Ｒ４／／Ｒ６）される。
【0026】
コネクタＣＮ１のｉｉｉ－ｉｖ端子が、Ｂ側に接続されることにより出力電圧センス抵抗はＲ４のみとなり、出力電圧（Ｖ１＋Ｖ２）に適した電圧制御が実行され、図１４に示す２系統の直流電源と同等の特性を得ることができる。
シャントレギュレータＳＲ１は、直列に接続された抵抗Ｒ７とフォトカップラＰＣ２に接続され、フォトカップラＰＣ２の出力がフィードバック信号ＦＢとして１次側のコントロールＩＣ（ＣＯＮＴ１）に伝えられる。
すなわち、フィードバック信号ＦＢにより１次側のコントロールＩＣ（ＣＯＮＴ１）は、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ時間の制御を実行する。
シャントレギュレータＳＲ１は、直列に接続された抵抗Ｒ７とフォトカップラＰＣ２に接続され、フォトカップラＰＣ２の出力がフィードバック信号ＦＢとして１次側のコントロールＩＣ（ＣＯＮＴ１）に伝えられる。
すなわち、フィードバック信号ＦＢにより１次側のコントロールＩＣ（ＣＯＮＴ１）は、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ時間の制御を実行する。
【0027】
ここで、シャントレギュレータＳＲ１の入力端子に設定される電圧について説明する。図１に示すコネクタＣＮ１がＡ側に接続されると、コネクタＣＮ１のｉｉｉ－ｉｖ端子は、出力電圧センス抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ６が並列に接続（Ｒ４／／Ｒ６）され出力電圧Ｖ１に適した電圧制御を行い、Ｂ側に接続されると、出力電圧センス抵抗はＲ４のみとなり出力電圧（Ｖ１＋Ｖ２）に適した電圧制御を行う。このように、出力選択用コネクタ接続部４は、出力電圧が選択されると、出力電圧センス抵抗Ｒ４およびＲ６の接続状態が同時に切替えられる。
【0028】
シャントレギュレータＳＲ１の電圧入力端子ＶＲＥＦ（ＳＲ１）は、この電圧と比較されるシャントレギュレータＳＲ１内の基準電圧は一定に保たれているため、出力電圧センス抵抗が変更されても電圧入力端子ＶＲＥＦ（ＳＲ１）は変化しないで、出力電圧ＶＯＵＴが変化する。この出力電圧ＶＯＵＴは、次のように設定される。
【0029】
コネクタＣＮ１がＡ側に接続されると、
ＶＯＵＴ（Ｖ１）＝（１＋（ＲＡ／Ｒ５））×ＶＲＥＦ（ＳＲ１） ・・（１）
であり、Ｂ側に接続されると、
ＶＯＵＴ（Ｖ１＋Ｖ２）＝（１＋（Ｒ４／Ｒ５））×ＶＲＥＦ（ＳＲ１）・・（２）
となる。
ここで、ＲＡ＝Ｒ４／／Ｒ６であり、ＶＲＥＦはシャントレギュレータＳＲ１のレファレンス端子電圧、すなわち図１に示す抵抗Ｒ５のプラス側電圧である。
ＶＯＵＴ（Ｖ１）＝（１＋（ＲＡ／Ｒ５））×ＶＲＥＦ（ＳＲ１） ・・（１）
であり、Ｂ側に接続されると、
ＶＯＵＴ（Ｖ１＋Ｖ２）＝（１＋（Ｒ４／Ｒ５））×ＶＲＥＦ（ＳＲ１）・・（２）
となる。
ここで、ＲＡ＝Ｒ４／／Ｒ６であり、ＶＲＥＦはシャントレギュレータＳＲ１のレファレンス端子電圧、すなわち図１に示す抵抗Ｒ５のプラス側電圧である。
【0030】
従って、コネクタＣＮ１の接続（Ａ側またはＢ側へ接続）により、いずれかの出力電圧が選択され、その出力電圧が選択されると同時に、出力電圧センス抵抗値が変わり、いずれの出力電圧でもＤＵＴＹ（トランス１次側のスイッチング素子Ｑ１の周期Ｔに対するオン時間ＴＯＮの比（ＴＯＮ／Ｔ））をほぼ同じにすることで２系統の直流電源と同等の特性を得ることができ、小型化、低コスト化が可能となる。
なお、抵抗Ｒ４～Ｒ６はシャントレギュレータＳＲ１の設定電圧を決定する抵抗として機能し、抵抗Ｒ４～Ｒ６の定数は、本実施形態の出力電圧１２Ｖと３６Ｖに対応しているが、固定したものではなく出力電圧に合わせた抵抗値に設定される。
なお、抵抗Ｒ４～Ｒ６はシャントレギュレータＳＲ１の設定電圧を決定する抵抗として機能し、抵抗Ｒ４～Ｒ６の定数は、本実施形態の出力電圧１２Ｖと３６Ｖに対応しているが、固定したものではなく出力電圧に合わせた抵抗値に設定される。
【0031】
次に、図１に示す直流電源１のトランスＴ１に入力される電圧と出力電圧のＤＵＴＹ範囲を算出する前に、トランスＴ１の入力電圧、トランスＴ１の１次側と２次側の巻数比および出力電圧の関係について説明する。
【0032】
図２は、フライバック方式のトランスの巻数比（Ｎｓ／Ｎｐ＝Ｎ）、入力電圧ＶＩＮ、出力電圧ＶＯＵＴの関係を説明する図である。
一般的に、フライバック方式のフライバック電圧ＶＯＲは、次のような基本式で表される。
ＶＯＲ＝ＶＯ×Ｎｐ／Ｎｓ＝ＴＯＮ／ＴＯＦＦ×ＶＩＮ ・・・（３）
ここで、ＶＯ＝ＶＯＵＴ＋ＶＦであり、出力電圧ＶＯＵＴにダイオード電圧降下分ＶＦを加算したものである。また、ＴＯＮおよびＴＯＦＦはスイッチング素子Ｑ１のオン時間およびオフ時間である。
一般的に、フライバック方式のフライバック電圧ＶＯＲは、次のような基本式で表される。
ＶＯＲ＝ＶＯ×Ｎｐ／Ｎｓ＝ＴＯＮ／ＴＯＦＦ×ＶＩＮ ・・・（３）
ここで、ＶＯ＝ＶＯＵＴ＋ＶＦであり、出力電圧ＶＯＵＴにダイオード電圧降下分ＶＦを加算したものである。また、ＴＯＮおよびＴＯＦＦはスイッチング素子Ｑ１のオン時間およびオフ時間である。
【0033】
スイッチング素子のＤＵＴＹは、
ＤＵＴＹ＝ＴＯＮ／（ＴＯＮ＋ＴＯＦＦ） ・・・（４）
であるから、式（３）を変形して、ＴＯＦＦ＝ＴＯＮ×Ｎ×ＶＩＮ／ＶＯを代入すると、
ＤＵＴＹ＝ＶＯ／（Ｎ×ＶＩＮ＋ＶＯ） ・・・（５）
となる。
ＤＵＴＹ＝ＴＯＮ／（ＴＯＮ＋ＴＯＦＦ） ・・・（４）
であるから、式（３）を変形して、ＴＯＦＦ＝ＴＯＮ×Ｎ×ＶＩＮ／ＶＯを代入すると、
ＤＵＴＹ＝ＶＯ／（Ｎ×ＶＩＮ＋ＶＯ） ・・・（５）
となる。
【0034】
（実施例）
本実施例ではトランスＴ１の２次側は２巻線とし、トランスＴ１の巻数比は、１次側巻線数Ｎｐ：２次側の第１の巻線数Ｎｓ１：２次側の第２の巻線数Ｎｓ２＝８：１：２とし、１次側入力電圧ＶＩＮとすると、スイッチング素子Ｑ１のオン時間ＴＯＮは、式（４）および（５）から、Ｔ＝ＴＯＮ＋ＴＯＦＦとして、
ＴＯＮ＝ＶＯ×Ｔ／（Ｎ×ＶＩＮ＋ＶＯ） ・・・（６）
で、概算値を求めることができる。
ここで、Ｔはスイッチング素子Ｑ１の周期（１／発振周波数ｋＨｚ）、ＶＯ＝ＶＯＵＴ＋ＶＦであり、Ｎ＝Ｎｓ／Ｎｐである。
本実施例ではトランスＴ１の２次側は２巻線とし、トランスＴ１の巻数比は、１次側巻線数Ｎｐ：２次側の第１の巻線数Ｎｓ１：２次側の第２の巻線数Ｎｓ２＝８：１：２とし、１次側入力電圧ＶＩＮとすると、スイッチング素子Ｑ１のオン時間ＴＯＮは、式（４）および（５）から、Ｔ＝ＴＯＮ＋ＴＯＦＦとして、
ＴＯＮ＝ＶＯ×Ｔ／（Ｎ×ＶＩＮ＋ＶＯ） ・・・（６）
で、概算値を求めることができる。
ここで、Ｔはスイッチング素子Ｑ１の周期（１／発振周波数ｋＨｚ）、ＶＯ＝ＶＯＵＴ＋ＶＦであり、Ｎ＝Ｎｓ／Ｎｐである。
【0035】
１次側と２次側の巻数比を８：１：２とするのは、通常使用する場合、交流入力電源の下限（１００Ｖ－１５％）のとき、ＤＵＴＹがほぼ５０％になるようにするためである。
なお、本実施例ではＴ＝１０μｓとした。また、ダイオードの電圧降下分ＶＦを考慮して、出力電圧ＶＯＵＴにＶＦを加えた電圧ＶＯで算出する。
なお、本実施例ではＴ＝１０μｓとした。また、ダイオードの電圧降下分ＶＦを考慮して、出力電圧ＶＯＵＴにＶＦを加えた電圧ＶＯで算出する。
【0036】
ここで、入力電圧ＶＩＮの範囲の内、ＤＣ１００Ｖ、ＤＣ１５０ＶおよびＤＣ３９０Ｖ、さらにＤＣ５０ＶについてＤＵＴＹを算出する。ワールドワイド仕様の入力電圧を、ＡＣ８５Ｖ（１００Ｖ－１５％）からＡＣ２７６Ｖ（２４０Ｖ＋１５％）とすると、整流平滑回路２の出力はＤＣ１２０Ｖから３９０Ｖとなる。通常の国内で使用する場合の上限の入力電圧をＤＣ１５０Ｖとした。
【0037】
また、下限のＤＣ１００Ｖは図３に示すように、ＡＣ入力電圧が下限値（８５Ｖ）になったとき、ピーク値はＤＣ１２０Ｖとなるが、変動しているためボトム電圧はその８０％とすると約ＤＣ１００Ｖとなる。よって通常の入力電圧の変動の下限は、ＤＣ１００Ｖとした。
一方、ＡＣ電源がオフしたときに、一定時間は出力電圧を保持する必要があることから、図４に示す保持時間ｔｃを確保するために、本実施例ではＤＣ５０Ｖまでは電源が動作するように、保持時間を確保するための電圧としてＤＣ５０Ｖを使用した。
図４は、ＡＣ電源がオフしたときの入力電圧ＶＩＮと出力電圧ＶＯＵＴの変化を示す図である。
一方、ＡＣ電源がオフしたときに、一定時間は出力電圧を保持する必要があることから、図４に示す保持時間ｔｃを確保するために、本実施例ではＤＣ５０Ｖまでは電源が動作するように、保持時間を確保するための電圧としてＤＣ５０Ｖを使用した。
図４は、ＡＣ電源がオフしたときの入力電圧ＶＩＮと出力電圧ＶＯＵＴの変化を示す図である。
【0038】
よって、ＤＵＴＹの制御範囲を算出する電圧はＤＣ５０Ｖ、ＤＣ１００Ｖ、ＤＣ１５０ＶおよびＤＣ３９０Ｖとし、出力は１２Ｖまたは３６Ｖの２つの出力電圧のＤＵＴＹをそれぞれ算出する。
【0039】
以下、ダイオード電圧降下分ＶＦは１．０Ｖとして出力電圧ＶＯＵＴではなく電圧ＶＯを使用する。
また、本実施例では、Ｎ＝Ｎｓ１／Ｎｐ＝１／８＝０．１２５である。
最初に、ＶＯＵＴ＝１２Ｖ、各入力電圧の場合のＤＵＴＹを算出する。
このときのＤＵＴＹは、ＶＯ＝ＶＯＵＴ＋１．０Ｖとして、式（４）および（５）から、
ＤＵＴＹ（５０Ｖ）＝ＴＯＮ／１０μｓ＝１３Ｖ／（０．１２５×５０Ｖ＋１３Ｖ）
ＤＵＴＹ（１００Ｖ）＝１３Ｖ／（０．１２５×１００Ｖ＋１３Ｖ）
ＤＵＴＹ（１５０Ｖ）＝１３Ｖ／（０．１２５×１５０Ｖ＋１３Ｖ）
ＤＵＴＹ（３９０Ｖ）＝１３Ｖ／（０．１２５×３９０Ｖ＋１３Ｖ）
となり、ＤＵＴＹは、上から順に６８％、５１％、４１％、２１％である。
また、本実施例では、Ｎ＝Ｎｓ１／Ｎｐ＝１／８＝０．１２５である。
最初に、ＶＯＵＴ＝１２Ｖ、各入力電圧の場合のＤＵＴＹを算出する。
このときのＤＵＴＹは、ＶＯ＝ＶＯＵＴ＋１．０Ｖとして、式（４）および（５）から、
ＤＵＴＹ（５０Ｖ）＝ＴＯＮ／１０μｓ＝１３Ｖ／（０．１２５×５０Ｖ＋１３Ｖ）
ＤＵＴＹ（１００Ｖ）＝１３Ｖ／（０．１２５×１００Ｖ＋１３Ｖ）
ＤＵＴＹ（１５０Ｖ）＝１３Ｖ／（０．１２５×１５０Ｖ＋１３Ｖ）
ＤＵＴＹ（３９０Ｖ）＝１３Ｖ／（０．１２５×３９０Ｖ＋１３Ｖ）
となり、ＤＵＴＹは、上から順に６８％、５１％、４１％、２１％である。
【0040】
図５は、出力電圧１２Ｖを選択しトランス１次側電圧ＤＣ１５０ＶのときのＤＵＴＹと電圧値を示す図である。
また、図６は、出力電圧１２Ｖを選択しトランス１次側電圧ＤＣ５０ＶのときのＤＵＴＹと電圧値を示す図である。
図５および図６は、いずれも横軸は時間であり、縦軸は電圧である。スイッチング素子Ｑ１の２周期分を示す。電圧Ｖ１は１２Ｖであり、出力電圧ＶＯＵＴとなっている。電圧Ｖ２は２４Ｖである。電圧ＶＤＳ（Ｑ１）はスイッチング素子Ｑ１のドレインーソース間の電圧であり、ＬＯＷ（ロー）の期間はスイッチング素子Ｑ１がオンしている時間である。スイッチング素子Ｑ１の周期は１０μｓであるからスイッチング素子Ｑ１のオン時間から容易にＤＵＴＹ（％）は算出される。
また、図６は、出力電圧１２Ｖを選択しトランス１次側電圧ＤＣ５０ＶのときのＤＵＴＹと電圧値を示す図である。
図５および図６は、いずれも横軸は時間であり、縦軸は電圧である。スイッチング素子Ｑ１の２周期分を示す。電圧Ｖ１は１２Ｖであり、出力電圧ＶＯＵＴとなっている。電圧Ｖ２は２４Ｖである。電圧ＶＤＳ（Ｑ１）はスイッチング素子Ｑ１のドレインーソース間の電圧であり、ＬＯＷ（ロー）の期間はスイッチング素子Ｑ１がオンしている時間である。スイッチング素子Ｑ１の周期は１０μｓであるからスイッチング素子Ｑ１のオン時間から容易にＤＵＴＹ（％）は算出される。
【0041】
よって、出力電圧１２Ｖのとき、入力電圧ＤＣ５０ＶからＤＣ３９０Ｖに対して、スイッチング素子Ｑ１のＤＵＴＹは、２１％～６８％の範囲となる。
【0042】
次に、ＶＯＵＴ＝３６Ｖの場合について、同様に算出する。この場合、またダイオード降下分ＶＦ＝１．０Ｖとし、２つの巻線の電圧が重畳されているため、Ｎ＝（Ｎｓ１＋Ｎｓ２）／Ｎｐ＝３／８＝０．３７５となる。それぞれの入力電圧のＤＵＴＹは、
ＤＵＴＹ（５０Ｖ）＝ＴＯＮ／１０μｓ＝３７Ｖ／（０．３７５×５０Ｖ＋３７Ｖ）
ＤＵＴＹ（１００Ｖ）＝３７Ｖ／（０．３７５×１００Ｖ＋３７Ｖ）
ＤＵＴＹ（１５０Ｖ）＝３７Ｖ／（０．３７５×１５０Ｖ＋３７Ｖ）
ＤＵＴＹ（３９０Ｖ）＝３７Ｖ／（０．３７５×３９０Ｖ＋３７Ｖ）
であり、上から順に、６６％、５０％、４０％、２０％である。
ＤＵＴＹ（５０Ｖ）＝ＴＯＮ／１０μｓ＝３７Ｖ／（０．３７５×５０Ｖ＋３７Ｖ）
ＤＵＴＹ（１００Ｖ）＝３７Ｖ／（０．３７５×１００Ｖ＋３７Ｖ）
ＤＵＴＹ（１５０Ｖ）＝３７Ｖ／（０．３７５×１５０Ｖ＋３７Ｖ）
ＤＵＴＹ（３９０Ｖ）＝３７Ｖ／（０．３７５×３９０Ｖ＋３７Ｖ）
であり、上から順に、６６％、５０％、４０％、２０％である。
【0043】
図７は、出力電圧３６Ｖを選択しトランス１次側電圧ＤＣ１５０ＶのときのＤＵＴＹと電圧値を示す図である。また、図８は、出力電圧３６Ｖを選択しトランス１次側電圧ＤＣ５０ＶのときのＤＵＴＹと電圧値を示す図である。
図７および図８も、上記の図５および図６と同じ構成で、出力電圧とスイッチング素子Ｑ１のオン時間を示す図であるが、図７および図８に示す出力電圧ＶＯＵＴは電圧Ｖ１とＶ２の重畳された電圧の３６Ｖである。
図７および図８も、上記の図５および図６と同じ構成で、出力電圧とスイッチング素子Ｑ１のオン時間を示す図であるが、図７および図８に示す出力電圧ＶＯＵＴは電圧Ｖ１とＶ２の重畳された電圧の３６Ｖである。
【0044】
よって、出力電圧３６Ｖのとき、入力電圧ＤＣ５０ＶからＤＣ３９０Ｖに対して、スイッチング素子Ｑ１のＤＵＴＹは、２０％～６６％の範囲となる。
【0045】
出力電圧１２Ｖと出力電圧３６ＶのＤＵＴＹはほぼ同じである。これは、２次側の巻線数が直流化電圧（整流および平滑された電圧）比となるように構成されており、出力電圧が３倍になっても出力電圧に対する巻線比（Ｎ）が３倍になることから、スイッチングＱ１のオンする時間、ＤＵＴＹは、式（５）から分子および分母も３倍となり、ＤＵＴＹは変わらない。よって、出力電圧が異なっても２次側の巻数比を巻線の直流化電圧比に選定することにより、ＤＵＴＹは同じ範囲となるように設定することが可能となる。
なお、出力電圧ＶＯＵＴにダイオード降下分ＶＦを考慮した電圧ＶＯとし算出しているため、本実施例の算出結果は完全には一致していない。
なお、出力電圧ＶＯＵＴにダイオード降下分ＶＦを考慮した電圧ＶＯとし算出しているため、本実施例の算出結果は完全には一致していない。
【0046】
（比較例１）
上記の実施例は２次側が２巻線で、その巻数比は８：１：２である。比較例１は、２次側を２巻線ではなく、１巻線として、１２Ｖと３６Ｖの２出力に対応するＤＵＴＹを算出する。１巻線の巻数は１２Ｖと３６Ｖの中心値である２４Ｖの出力となるように設定した。比較例１では、Ｎ＝Ｎｓ／Ｎｐ＝２／８＝０．２５となる。
上記の実施例は２次側が２巻線で、その巻数比は８：１：２である。比較例１は、２次側を２巻線ではなく、１巻線として、１２Ｖと３６Ｖの２出力に対応するＤＵＴＹを算出する。１巻線の巻数は１２Ｖと３６Ｖの中心値である２４Ｖの出力となるように設定した。比較例１では、Ｎ＝Ｎｓ／Ｎｐ＝２／８＝０．２５となる。
【0047】
式（５）から、同様にダイオード電圧降下分１．０Ｖとして、ＶＯＵＴ＝１２Ｖ、入力電圧ＤＣ５０Ｖでは、
ＤＵＴＹ（５０Ｖ）＝ＴＯＮ／１０μｓ＝１３Ｖ／（０．２５×５０Ｖ＋１３Ｖ）
から、ＤＵＴＹは５１％である。
また、入力電圧ＤＣ１００Ｖ、ＤＣ１５０Ｖ、３９０Ｖでは、ＤＵＴＹは、それぞれ３４％、２６％、１２％である。ＤＵＴＹの範囲は、１２％～５１％となる。
ＤＵＴＹ（５０Ｖ）＝ＴＯＮ／１０μｓ＝１３Ｖ／（０．２５×５０Ｖ＋１３Ｖ）
から、ＤＵＴＹは５１％である。
また、入力電圧ＤＣ１００Ｖ、ＤＣ１５０Ｖ、３９０Ｖでは、ＤＵＴＹは、それぞれ３４％、２６％、１２％である。ＤＵＴＹの範囲は、１２％～５１％となる。
【0048】
同様に、出力電圧＝３６Ｖとして、入力電圧５０Ｖに対するＤＵＴＹは、
ＤＵＴＹ（５０Ｖ）＝ＴＯＮ／１０μｓ＝３７Ｖ／（０．２５×５０Ｖ＋３７Ｖ）
から、７５％である。
また、入力電圧ＤＣ１００Ｖ、ＤＣ１５０Ｖ、ＤＣ３９０Ｖでは、それぞれＤＵＴＹは６０％、５０％、２８％である。
よって、入力電圧３６Ｖに対するＤＵＴＹは２８％～７５％の範囲となる。出力電圧１２Ｖと３６Ｖを選択して使用するＤＵＴＹの範囲は１２％～７５％となる。
ＤＵＴＹ（５０Ｖ）＝ＴＯＮ／１０μｓ＝３７Ｖ／（０．２５×５０Ｖ＋３７Ｖ）
から、７５％である。
また、入力電圧ＤＣ１００Ｖ、ＤＣ１５０Ｖ、ＤＣ３９０Ｖでは、それぞれＤＵＴＹは６０％、５０％、２８％である。
よって、入力電圧３６Ｖに対するＤＵＴＹは２８％～７５％の範囲となる。出力電圧１２Ｖと３６Ｖを選択して使用するＤＵＴＹの範囲は１２％～７５％となる。
【0049】
（比較例２）
次に、２次側を１巻線とし、出力電圧は１２Ｖと３６Ｖが選択されるが、２次側の巻数は３６Ｖの出力となるよう設定し、比較例２のＤＵＴＹを算出する。巻数比はＮ＝Ｎｓ／Ｎｐ＝３／８＝０．３７５となる。比較例２でもダイオード降下分ＶＦ＝１．０Ｖとする。
ＶＯＵＴ＝１２Ｖ、入力電圧ＤＣ５０Ｖのとき、
ＤＵＴＹ（５０Ｖ）＝ＴＯＮ／１０μｓ＝１３Ｖ／（０．３７５×５０Ｖ＋１３Ｖ）から、ＤＵＴＹは４１％である。
また、入力電圧ＤＣ１００Ｖ、ＤＣ１５０Ｖ、ＤＣ３９０Ｖでは、それぞれＤＵＴＹは２６％、１９％、８．２％であり、ＤＵＴＹの範囲は、８．２％～４１％となる。
次に、２次側を１巻線とし、出力電圧は１２Ｖと３６Ｖが選択されるが、２次側の巻数は３６Ｖの出力となるよう設定し、比較例２のＤＵＴＹを算出する。巻数比はＮ＝Ｎｓ／Ｎｐ＝３／８＝０．３７５となる。比較例２でもダイオード降下分ＶＦ＝１．０Ｖとする。
ＶＯＵＴ＝１２Ｖ、入力電圧ＤＣ５０Ｖのとき、
ＤＵＴＹ（５０Ｖ）＝ＴＯＮ／１０μｓ＝１３Ｖ／（０．３７５×５０Ｖ＋１３Ｖ）から、ＤＵＴＹは４１％である。
また、入力電圧ＤＣ１００Ｖ、ＤＣ１５０Ｖ、ＤＣ３９０Ｖでは、それぞれＤＵＴＹは２６％、１９％、８．２％であり、ＤＵＴＹの範囲は、８．２％～４１％となる。
【0050】
続いて、ＶＯＵＴ＝３６Ｖ、入力電圧ＤＣ５０Ｖのとき、
ＤＵＴＹ（５０Ｖ）＝ＴＯＮ／１０μｓ＝３７Ｖ／（０．３７５×５０Ｖ＋３７Ｖ）
から、ＤＵＴＹは６６％である。
また、入力電圧ＤＣ１００Ｖ、ＤＣ１５０Ｖ、ＤＣ３９０Ｖでは、それぞれＤＵＴＹは５０％、４０％、２０％である。
よって、出力電圧１２Ｖと３６Ｖを合わせたＤＵＴＹの範囲は８．２％～６６％となる。
ＤＵＴＹ（５０Ｖ）＝ＴＯＮ／１０μｓ＝３７Ｖ／（０．３７５×５０Ｖ＋３７Ｖ）
から、ＤＵＴＹは６６％である。
また、入力電圧ＤＣ１００Ｖ、ＤＣ１５０Ｖ、ＤＣ３９０Ｖでは、それぞれＤＵＴＹは５０％、４０％、２０％である。
よって、出力電圧１２Ｖと３６Ｖを合わせたＤＵＴＹの範囲は８．２％～６６％となる。
【0051】
以上の実施例、比較例１および比較例２の入力電圧に対するＤＵＴＹの結果を、表１に示す。
【表1】
【0052】
ここで、表１のＤＵＴＹの結果が適切か判断するに際し、ＤＵＴＹの有効な制御範囲について検討する。表２は、図１に示すコントロールＩＣ（ＣＯＮＴ１）のパルス幅変調のＤＵＴＹの最大値と最小値を示す。コントロールＩＣ（ＣＯＮＴ１）のデータシートである。
この表２によれば、ＤＵＴＹの最大は標準値（Typ．）では８３％であるが、最大の最小値（Min.）は７３％となっている。よって、ＤＵＴＹの制御範囲は７３％以下に抑える必要がある。
【表2】
【0053】
また、最小値はゼロ％であるが、ＤＵＴＹが１０％未満になると、コンデンサインプット整流方式ではノイズを抑えるためＰＦＣ回路が必要となり、スイッチング素子の立上りや立下りの遅れにより動作が不安定になることがある。よって、ＤＵＴＹの制御範囲の最小値は１０％とする。
【0054】
ＤＵＴＹは１０％～７３％の制御範囲で動作させること（所定の制御範囲）とすると、本発明の実施例はその範囲内にあるが、１巻線２４Ｖ出力回路の比較例１では、３６Ｖ出力のＤＣ５０Ｖでは７５％と所定の制御範囲を超えている。
また、１巻線３６Ｖ出力回路の比較例２では、１２Ｖ出力のＤＣ３９０Ｖでは８．２％で所定の制御範囲を下回る。
よって、比較例１および比較例２の１巻線で構成する直流電源では、ワールドワイドの仕様には対応できないことになる。例えば、ＤＣ５０Ｖの入力電圧で所定の制御範囲を超える場合は、入力電源がオフしたあと、所定の時間は出力電圧を保持する必要があるとき、１次側のコンデンサ容量を大きくする等の対応が必要となる。
また、１巻線３６Ｖ出力回路の比較例２では、１２Ｖ出力のＤＣ３９０Ｖでは８．２％で所定の制御範囲を下回る。
よって、比較例１および比較例２の１巻線で構成する直流電源では、ワールドワイドの仕様には対応できないことになる。例えば、ＤＣ５０Ｖの入力電圧で所定の制御範囲を超える場合は、入力電源がオフしたあと、所定の時間は出力電圧を保持する必要があるとき、１次側のコンデンサ容量を大きくする等の対応が必要となる。
【0055】
また、表１に示す２系統の例では、２台の直流電源を使用しているため、ＤＵＴＹの制御範囲は実施例と同じになるが、２系統の電源は実装面積が大きく、コスト面でも高くなる問題がある。
さらに、どちらかの系統のＤＣ／ＤＣ直流電源が休止しているため稼働状況の観点から無駄が生じ効率的でない。
さらに、どちらかの系統のＤＣ／ＤＣ直流電源が休止しているため稼働状況の観点から無駄が生じ効率的でない。
【0056】
表１に示す実施例は、２次側の２つの巻線の直流化電圧１２Ｖと２４Ｖが重畳された出力電圧３６Ｖとしている。
そこで、重畳された電圧ではなく２巻線の構成で、例えば２つの巻線でそれぞれ出力電圧１２Ｖと出力電圧３６Ｖとして、その２つの出力電圧を選択しても表１と同じＤＵＴＹの制御範囲とすることができる。
但し、この場合２巻線であっても、巻数比は８：１：３となり、２次側の巻数が多くなる。
そこで、重畳された電圧ではなく２巻線の構成で、例えば２つの巻線でそれぞれ出力電圧１２Ｖと出力電圧３６Ｖとして、その２つの出力電圧を選択しても表１と同じＤＵＴＹの制御範囲とすることができる。
但し、この場合２巻線であっても、巻数比は８：１：３となり、２次側の巻数が多くなる。
【0057】
次に、１次側と２次側の巻数比を変更した場合について検討する。
図９は、１次側と２次側の巻数比を変更したときの１次側入力電圧に対するＤＵＴＹの制御範囲を示す図である。
横軸は、０％～１００％のＤＵＴＹの範囲であり、縦軸は、（Ａ）から（Ｇ）までＤＵＴＹの制御範囲を示す水平方向の棒グラフが表示されている。なお、図の上部に示すＤＵＴＹの制御範囲は、所定の制御範囲（１０％～７３％）である。
また、図９に示すいずれの棒グラフも出力電圧ＶＯＵＴにダイオード電圧低下分ＶＦ１．０Ｖを加算している。
さらに、図９に示す（Ａ）～（Ｇ）までのＤＵＴＹの制御範囲の最大値はいずれも入力電圧ＤＣ５０ＶのＤＵＴＹであり、最小値は入力電圧ＤＣ３９０ＶのＤＵＴＹである。
図９は、１次側と２次側の巻数比を変更したときの１次側入力電圧に対するＤＵＴＹの制御範囲を示す図である。
横軸は、０％～１００％のＤＵＴＹの範囲であり、縦軸は、（Ａ）から（Ｇ）までＤＵＴＹの制御範囲を示す水平方向の棒グラフが表示されている。なお、図の上部に示すＤＵＴＹの制御範囲は、所定の制御範囲（１０％～７３％）である。
また、図９に示すいずれの棒グラフも出力電圧ＶＯＵＴにダイオード電圧低下分ＶＦ１．０Ｖを加算している。
さらに、図９に示す（Ａ）～（Ｇ）までのＤＵＴＹの制御範囲の最大値はいずれも入力電圧ＤＣ５０ＶのＤＵＴＹであり、最小値は入力電圧ＤＣ３９０ＶのＤＵＴＹである。
【0058】
図９（Ａ）は、巻数比８：３の２次側１巻線３６Ｖ出力から出力電圧１２Ｖと３６Ｖになるよう制御された出力電圧を選択して出力する直流電源のＤＵＴＹの棒グラフである。１次側の入力電圧ＤＣ５０ＶからＤＣ３９０ＶまでのＤＵＴＹの制御範囲は、８．２％～６６％であることを示す。
図９（Ａ）は、表１に示す比較例２の制御範囲をそのまま棒グラフにしたものである。表１の結果から判断されるように、この巻線比の１巻線の直流電源ではＤＵＴＹの所定の制御範囲を下回る直流電源である。
図９（Ａ）は、表１に示す比較例２の制御範囲をそのまま棒グラフにしたものである。表１の結果から判断されるように、この巻線比の１巻線の直流電源ではＤＵＴＹの所定の制御範囲を下回る直流電源である。
【0059】
続いて、図９（Ｃ）は、図９（Ａ）から巻数比のみ６：３に変更したときの、ＤＵＴＹの制御範囲を示した棒グラフである。このときのＤＵＴＹの制御範囲は、６．３％～６０％であることを示す。
さらに、図９（Ｅ）は、図９（Ａ）から巻数比のみ４：３に変更したときの、ＤＵＴＹの制御範囲を示した棒グラフである。このときのＤＵＴＹの制御範囲は、４．３％～５０％である。
さらに、図９（Ｅ）は、図９（Ａ）から巻数比のみ４：３に変更したときの、ＤＵＴＹの制御範囲を示した棒グラフである。このときのＤＵＴＹの制御範囲は、４．３％～５０％である。
【0060】
この比較例２の直流電源の１次側と２次側の巻数比を３／８から、３／６、３／４と大きくして（１に近づけて）いくと、同じ入力電圧でもＤＵＴＹの制御範囲は、図９の左方向にずれて、ＤＵＴＹが小さくなっている。これは式（５）からもわかるように、同じ入力電圧でも巻数比が大きくなると分母の値が大きくなり、ＤＵＴＹが小さくなる。
この比較例２は、巻数比を変化させると、ＤＵＴＹは小さくなっていくが、図９（Ａ）の巻数比でもＤＵＴＹの所定の制御範囲を下回っており、図９（Ｃ）および（Ｅ）でもさらに下限を下回る。
この比較例２は、巻数比を変化させると、ＤＵＴＹは小さくなっていくが、図９（Ａ）の巻数比でもＤＵＴＹの所定の制御範囲を下回っており、図９（Ｃ）および（Ｅ）でもさらに下限を下回る。
【0061】
図９（Ｂ）は、本発明の巻数比８：１：２の２次側２巻線の出力を出力電圧１２Ｖと３６Ｖをコネクタによって選択する直流電源のＤＵＴＹの棒グラフである。１次側の入力電圧はＤＣ５０ＶからＤＣ３９０Ｖである。このときのＤＵＴＹの制御範囲は、２０％～６８％である。これは表１の実施例（本発明）に示した範囲である。
以下、比較例２の巻線比を変更したのと同様に、本実施例の場合も巻数比を８：１：２から６：１：２、４：１：２、３：１：２と変更してＤＵＴＹの制御範囲を算出する。
以下、比較例２の巻線比を変更したのと同様に、本実施例の場合も巻数比を８：１：２から６：１：２、４：１：２、３：１：２と変更してＤＵＴＹの制御範囲を算出する。
【0062】
図９（Ｄ）は、巻数比６：１：２に変更してＤＵＴＹの制御範囲を算出した棒グラフである。その範囲は、１６％～６１％である。巻数比が大きくなる（１に近づく）につれて、ＤＵＴＹは小さくなっているが、この巻数比でもＤＵＴＹの制御範囲は所定の制御範囲内であり、直流電源として使用できる。
また、図９（Ｆ）は、巻数比４：１：２に変更してＤＵＴＹの制御範囲を算出した棒グラフである。この制御範囲は、１１％～５１％である。この巻数比でもＤＵＴＹの制御範囲は、所定の制御範囲内であり、直流電源として使用できる。
また、図９（Ｆ）は、巻数比４：１：２に変更してＤＵＴＹの制御範囲を算出した棒グラフである。この制御範囲は、１１％～５１％である。この巻数比でもＤＵＴＹの制御範囲は、所定の制御範囲内であり、直流電源として使用できる。
【0063】
さらに、図９（Ｇ）は、巻数比３：１：２に変更してＤＵＴＹの制御範囲を算出した棒グラフである。この制御範囲は、８．７％～４４％である。この巻数比になると、ＤＵＴＹの所定の制御範囲を下回ることになり、この巻数比の直流電源は不適である。
よって、１次側と２次側の巻数比は、実施例に示す条件の２次側１巻線の直流電源の場合、４：１：２が下限である。
よって、１次側と２次側の巻数比は、実施例に示す条件の２次側１巻線の直流電源の場合、４：１：２が下限である。
【0064】
一方、図９（Ｂ）の巻数比８：１：２から巻数比を小さくしていくと、ＤＵＴＹが大きくなり、上限の７３％に近づく。
この場合、上限の７３％となる巻数比は、１０：１：２となる。この時のＤＵＴＹは、出力電圧１２Ｖの入力電圧ＤＣ５０Ｖで、７２％となる。
よって、本発明の実施例の入力電圧ＤＣ５０ＶからＤＣ３９０Ｖであって、２次側２巻線で構成する直流電源の巻数比は、４：１：２～１０：１：２の範囲が適している。
この場合、上限の７３％となる巻数比は、１０：１：２となる。この時のＤＵＴＹは、出力電圧１２Ｖの入力電圧ＤＣ５０Ｖで、７２％となる。
よって、本発明の実施例の入力電圧ＤＣ５０ＶからＤＣ３９０Ｖであって、２次側２巻線で構成する直流電源の巻数比は、４：１：２～１０：１：２の範囲が適している。
【0065】
ここで、スイッチング素子のＤＵＴＹの制御範囲の７３％の上限まで余裕があるとき、トランス１次側の入力電圧は、上記ではＤＣ５０Ｖで計算しているが、さらに低い電圧となっても、ＤＵＴＹの所定の制御範囲の上限までは出力電圧を保持できることになる。
このことは、保持時間ｔｃが長くなるので、規定時間以上に保持時間を長くする必要がなければ、１次側のコンデンサの容量を減らしてコスト低減を図ることも可能である。
このことは、保持時間ｔｃが長くなるので、規定時間以上に保持時間を長くする必要がなければ、１次側のコンデンサの容量を減らしてコスト低減を図ることも可能である。
【0066】
図１０は、ＤＣ入力電圧とＤＵＴＹの関係を示す図である。図１０には２つの曲線が表示されている。実線の曲線は、本発明の巻数比４：１：２で出力電圧１２Ｖの時の入力電圧とＤＵＴＹを示す。すなわち、図９（Ｆ）に示す棒グラフの、入力電圧とＤＵＴＹ値の関係を示すグラフである。
点線の曲線は、表１に示す比較例１の１巻線２４Ｖ出力のＶＯＵＴ３６Ｖの例であるが、この場合、表１に示したようにＤＣ５０ＶではＤＵＴＹ７５％で、ＤＵＴＹの所定の制御範囲の上限を超えている。このとき、制御範囲上限の７３％とすると、入力電圧はＤＣ５５Ｖとなる。
点線の曲線は、表１に示す比較例１の１巻線２４Ｖ出力のＶＯＵＴ３６Ｖの例であるが、この場合、表１に示したようにＤＣ５０ＶではＤＵＴＹ７５％で、ＤＵＴＹの所定の制御範囲の上限を超えている。このとき、制御範囲上限の７３％とすると、入力電圧はＤＣ５５Ｖとなる。
【0067】
ここで、図９（Ｆ）に示す巻数比４：１：２の制御範囲の最大は５１％である。この最大の５１％の入力電圧は、ＤＣ５０Ｖであったが、ＤＵＴＹの所定の制御範囲の上限の７３％とすると、この入力電圧は、ＤＣ１９Ｖとなる。
この入力電圧ＤＣ１９Ｖまで出力電圧が保持されて保持時間ｔｃが長くなれば、所定の容量のコンデンサを小さくすることができる。所定の容量とは設計上の必要となる容量で４７０μＦである。
この入力電圧ＤＣ１９Ｖまで出力電圧が保持されて保持時間ｔｃが長くなれば、所定の容量のコンデンサを小さくすることができる。所定の容量とは設計上の必要となる容量で４７０μＦである。
【0068】
例えば、図４に示した入力電源オフしたときの図を基に説明する。
１次側のコンデンサの容量Ｃｐは、式（７）で計算できる。
Ｃｐ＝２×Ｐｉｎ×ｔｃ／（ＶＩＮ２－ＶＩＮｍｉｎ２） ・・・（７）
ここで、Ｐｉｎ＝Ｐｏ／ηで、Ｐｏは出力電力（Ｗ）でηは効率である。ｔｃは保持時間、ＶＩＮは電源がオフするときの入力電圧、ＶＩＮｍｉｎは入力電圧の最低動作電圧である。
１次側のコンデンサの容量Ｃｐは、式（７）で計算できる。
Ｃｐ＝２×Ｐｉｎ×ｔｃ／（ＶＩＮ２－ＶＩＮｍｉｎ２） ・・・（７）
ここで、Ｐｉｎ＝Ｐｏ／ηで、Ｐｏは出力電力（Ｗ）でηは効率である。ｔｃは保持時間、ＶＩＮは電源がオフするときの入力電圧、ＶＩＮｍｉｎは入力電圧の最低動作電圧である。
【0069】
具体的に、ｔｃ＝１０ｍｓを保持するためには、出力電力１００Ｗ、効率８０％とするとＰｉｎ１２５Ｗとなり、ＶＩＮ＝１００Ｖとして、ＶＩＮｍｉｎを１９Ｖと５５Ｖとして計算すると、それぞれ２５９μＦと３５８μＦとなる。
これはＶＩＮｍｉｎが１９Ｖまで低下しても保持時間ｔｃが継続できることになる。この電圧まで低下しても出力が保持できるので、コンデンサ容量を小さくすることも可能である。
これはＶＩＮｍｉｎが１９Ｖまで低下しても保持時間ｔｃが継続できることになる。この電圧まで低下しても出力が保持できるので、コンデンサ容量を小さくすることも可能である。
【0070】
以上、図１に示す出力電圧を選択する直流電源１で説明したが、図１に示す電源は２出力をコネクタＣＮ１により切り換えている。コネクタＣＮ１ではなく、図１１に示すスイッチを設けて選択することもできる。
図１１は、コネクタをスイッチに変更した出力電圧選択機能付き直流電源の変形例である。図１に示す回路図のコネクタＣＮ１をスイッチＳＷ１に変更したもので、他の回路は同じである。
スイッチＳＷ１は、例えば２回路２接点のスイッチを使用し、１回路には２つの出力電圧を各接点に接続してスイッチＳＷ１により選択する。もう１回路には、抵抗Ｒ４と並列に接続される抵抗Ｒ６の一端を接続し、スイッチＳＷ１により抵抗Ｒ６の接続をオンオフする。
このように、コネクタＣＮ１の替わりにスイッチＳＷ１を使用してもよい、
図１１は、コネクタをスイッチに変更した出力電圧選択機能付き直流電源の変形例である。図１に示す回路図のコネクタＣＮ１をスイッチＳＷ１に変更したもので、他の回路は同じである。
スイッチＳＷ１は、例えば２回路２接点のスイッチを使用し、１回路には２つの出力電圧を各接点に接続してスイッチＳＷ１により選択する。もう１回路には、抵抗Ｒ４と並列に接続される抵抗Ｒ６の一端を接続し、スイッチＳＷ１により抵抗Ｒ６の接続をオンオフする。
このように、コネクタＣＮ１の替わりにスイッチＳＷ１を使用してもよい、
【0071】
また、図１２は、図１に示すトランスＴ１にコントロールＩＣ電源用の補助巻線を追加した図である。図１２は、図１に示した出力電圧選択機能付き直流電源の主要部の回路図と同じである。トランスＴ１に補助巻線２１を追加したものであるため、回路の説明は省略する。
例えば、１次側の巻数とこの補助巻線の巻数比を８：２とすれは、補助巻線により２４Ｖの出力電圧を得ることができる。この場合、スイッチング素子Ｑ１のＤＵＴＹにはあまり関係せず、負荷が少ないことから出力電圧はほぼ一定となる。
例えば、１次側の巻数とこの補助巻線の巻数比を８：２とすれは、補助巻線により２４Ｖの出力電圧を得ることができる。この場合、スイッチング素子Ｑ１のＤＵＴＹにはあまり関係せず、負荷が少ないことから出力電圧はほぼ一定となる。
【0072】
さらに、本発明の実施例は、出力電圧１２Ｖと３６Ｖを選択する直流電源として説明した。この場合の１次側と２つの２次側の巻数比は、８：１：２としたが、これに限らず出力電圧の設定は任意であり、２次側の巻数比も出力電圧に応じて設定可能である。
例えば、２次側を３巻線の構成で、その巻数比を８：１：１：１とすると、重畳される出力電圧は、ＤＣ１２Ｖ、ＤＣ２４Ｖ、ＤＣ３６Ｖの３出力となり、それらを選択する直流電源とすることもできる。
例えば、２次側を３巻線の構成で、その巻数比を８：１：１：１とすると、重畳される出力電圧は、ＤＣ１２Ｖ、ＤＣ２４Ｖ、ＤＣ３６Ｖの３出力となり、それらを選択する直流電源とすることもできる。
【0073】
また、本発明の実施例は、フライバック方式の直流電源で説明したが、フライバック方式に限らず、フォワード方式や電流共振方式の直流電源でも使用することができる。
さらに、トランスＴ１の２次側の巻数（Ｎｓ１、Ｎｓ２、・・・Ｎｓｎ）、コネクタＣＮ１が接続される端子（Ａ側、Ｂ側、・・・Ｎ側）、出力電圧センス抵抗Ｒ４と並列に接続される抵抗（Ｒ６、・・・Ｒｎ）を増やすことにより異なる出力電圧の選択数を増やすこともできる。
さらに、トランスＴ１の２次側の巻数（Ｎｓ１、Ｎｓ２、・・・Ｎｓｎ）、コネクタＣＮ１が接続される端子（Ａ側、Ｂ側、・・・Ｎ側）、出力電圧センス抵抗Ｒ４と並列に接続される抵抗（Ｒ６、・・・Ｒｎ）を増やすことにより異なる出力電圧の選択数を増やすこともできる。
【0074】
例えば、トランスＴ１の２次側に、第１の巻線Ｎｓ１および第２の巻線Ｎｓ２に加えて第３の巻線Ｎｓ３を設けるとともに、第３の巻線Ｎｓ３に誘起された誘起電圧を直流化する第３の整流平滑回路（第３の直流化手段）をさらに設けて、出力選択用コネクタ接続部４は、第１の整流平滑回路の出力電圧と、第１の整流平滑回路の出力電圧と第２の整流平滑回路の出力電圧との和電圧からなる出力電圧と、第１の整流平滑回路の出力電圧と第２の整流平滑回路の出力電圧と第３の整流平滑回路の出力電圧との和電圧からなる出力電圧とを複数の出力として選択的に出力可能としてもよい。このとき、出力電圧センス抵抗の接続状態は３つの異なる出力電圧に対応して３つの状態に切替えられる。
【符号の説明】
【0075】
１、１０、２０、３０・・・直流電源、２・・・整流平滑回路（直流化回路）、３・・・過電圧検出回路、４・・・出力選択用コネクタ接続部（出力電圧選択部）、５・・・出力電圧制御回路、１４・・・出力選択用スイッチ部、２１・・・電源用補助巻線。
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】