特許 7335508 スイッチング電源、ＤＣ－ＤＣコンバータ、及び過電圧抑制回路

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2023-08-22

(45)【発行日】2023-08-30

(54)【発明の名称】スイッチング電源、ＤＣ－ＤＣコンバータ、及び過電圧抑制回路

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/28 20060101AFI20230823BHJP

   H02M 7/48 20070101ALI20230823BHJP

【ＦＩ】

H02M3/28 R

H02M7/48 M

【請求項の数】 6

(21)【出願番号】P 2020009341

(22)【出願日】2020-01-23

(65)【公開番号】P2021118585

(43)【公開日】2021-08-10

【審査請求日】2022-11-28

(73)【特許権者】

【識別番号】000003942

【氏名又は名称】日新電機株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110000338

【氏名又は名称】弁理士法人 ＨＡＲＡＫＥＮＺＯ ＷＯＲＬＤ ＰＡＴＥＮＴ ＆ ＴＲＡＤＥＭＡＲＫ

(72)【発明者】

【氏名】前地 洋明

【審査官】麻生 哲朗

(56)【参考文献】

【文献】特開２０１５－１７１１７４（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１５－０４２０８０（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１５－１１６００１（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０２Ｍ ３／２８

Ｈ０２Ｍ ７／４８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

直流電源と、
複数のスイッチング素子を有し、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、
リアクトルと、
前記インバータ回路の交流出力に、前記リアクトルを介して一次側が接続されたトランスと、を備え、
抵抗と、
前記直流電源に前記抵抗を介して接続されたコンデンサと、
前記トランスの一次側端子ごとに、
アノードが前記一次側端子に、カソードが前記コンデンサの高電位側端子に接続された第１ダイオードと、
アノードが前記コンデンサの低電位側端子に、カソードが前記一次側端子に、接続された第２ダイオードと、を有する、過電圧抑制回路を更に備えることを特徴とする、スイッチング電源。

【請求項2】

前記リアクトルは、前記トランスの一次側端子ごとに備えられていることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。

【請求項3】

前記交流電力は、単相交流電力であることを特徴とする、請求項１または２に記載のスイッチング電源。

【請求項4】

前記交流電力は、三相交流電力であることを特徴とする、請求項１または２に記載のスイッチング電源。

【請求項5】

請求項１から４のいずれか１項に記載のスイッチング電源と、
複数のスイッチング素子を有し、前記トランスの二次側の交流電力を、直流電力に変換するアクティブブリッジ回路と、を備える、ＤＣ－ＤＣコンバータ。

【請求項6】

直流電源と、
複数のスイッチング素子を有し、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、
リアクトルと、
前記インバータ回路の交流出力に、前記リアクトルを介して一次側が接続されたトランスと、を備えるスイッチング電源に適用される過電圧抑制回路であって、
抵抗と、
前記直流電源に前記抵抗を介して接続されるコンデンサと、
前記トランスの一次側端子ごとに、
アノードが前記一次側端子に、カソードが前記コンデンサの高電位側端子に接続される第１ダイオードと、
アノードが前記コンデンサの低電位側端子に、カソードが前記一次側端子に、接続される第２ダイオードと、を備える、過電圧抑制回路。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明はスイッチング電源、それを用いたＤＣ－ＤＣコンバータ、及び過電圧抑制回路に関する。

【背景技術】

【0002】

直流電源と、直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、インバータ回路の交流出力に、一次側が接続されたトランスとを備えるスイッチング電源が知られている。特許文献１には、このようなスイッチング電源と、トランスの二次側に接続されたダイオードブリッジ回路とで構成されたＤＣ－ＤＣコンバータが開示されている。更に特許文献１では、トランスの端子に発生するサージ電圧を防止するために、特定の構成の過電圧抑制回路（スナバ回路：Snubber circuit）を備えることも開示されている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0003】

【文献】特許第５６８７３７３号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0004】

特許文献１の従来技術では、過電圧抑制回路を通じて、サージ電圧のピークを抑制する過渡的な電流が、インバータ回路のスイッチング素子（半導体素子）や直流電源に流れる。すると直流電源やインバータ回路をトランスの直近に設けることができない場合に、配線インダクタンスの影響を受けるため、そのような過渡的な電流による過電圧抑制効果が低下する怖れがある。あるいは、過渡的な電流がインバータ回路のスイッチング素子を流れるため、スイッチング素子による損失が生じる。

【0005】

本発明の一態様は、上記課題に鑑みてなされたものであり、過電圧のピークを抑制するための過渡的な電流が、過電圧抑制回路内を流れる構成としたスイッチング電源を実現することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0006】

上記の課題を解決するために、本発明の一態様に係るスイッチング電源は、直流電源と、複数のスイッチング素子を有し、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、リアクトルと、前記インバータ回路の交流出力に、前記リアクトルを介して一次側が接続されたトランスと、を備え、抵抗と、前記直流電源に前記抵抗を介して接続されたコンデンサと、前記トランスの一次側端子ごとに、アノードが前記一次側端子に、カソードが前記コンデンサの高電位側端子に接続された第１ダイオードと、アノードが前記コンデンサの低電位側端子に、カソードが前記一次側端子に、接続された第２ダイオードと、を有する、過電圧抑制回路を更に備える。

【0007】

上記の課題を解決するために、本発明の一態様に係る過電圧抑制回路は、直流電源と、複数のスイッチング素子を有し、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、リアクトルと、前記インバータ回路の交流出力に、前記リアクトルを介して一次側が接続されたトランスと、を備えるスイッチング電源に適用される過電圧抑制回路であって、抵抗と、前記直流電源に前記抵抗を介して接続されるコンデンサと、前記トランスの一次側端子ごとに、アノードが前記一次側端子に、カソードが前記コンデンサの高電位側端子に接続される第１ダイオードと、アノードが前記コンデンサの低電位側端子に、カソードが前記一次側端子に、接続される第２ダイオードと、を備える。

【発明の効果】

【0008】

本発明の一態様のスイッチング電源によれば、過電圧のピークを抑制するための過渡的な電流が、過電圧抑制回路内を流れる構成としたスイッチング電源が実現できる。本発明の一態様の過電圧抑制回路によれば、過電圧のピークを抑制するための過渡的な電流が、過電圧抑制回路内を流れる構成としたスイッチング電源が実現できる。

【図面の簡単な説明】

【0009】

【図1】本発明の実施形態１に係るスイッチング電源、及び、それを用いた双方向ＤＣ－ＤＣコンバータを示す回路図である。

【図2】本発明の実施形態１に係るスイッチング電源の動作を説明するための図である。点線は、トランスの一次側端子間の過電圧（Ｖｕｖが正の場合）のピークを抑制する過渡的な電流が流れる還流経路を示す。

【図3】本発明の実施形態１に係るスイッチング電源の動作を説明するための図である。点線は、トランスの一次側端子間の過電圧（Ｖｕｖが負の場合）のピークを抑制する過渡的な電流が流れる還流経路を示す。

【図4】本発明の実施形態１に係るスイッチング電源の動作を説明するための図である。点線は、トランスの一次側端子間の過電圧によりコンデンサＣｃに充電された電荷の放電電流の還流経路を示す。

【図5】過電圧抑制回路を備えない比較例１における、無負荷条件での、トランスの一次側端子間電圧Ｖｕｖの波形を示す図である。

【図6】本発明の実施形態１に係るスイッチング電源を用いたＤＣ－ＤＣコンバータにおける、無負荷条件での、トランスの一次側端子間電圧Ｖｕｖの波形を示す図である。

【図7】過電圧抑制回路を備えない比較例における、負荷有り条件での、トランスの一次側端子間電圧Ｖｕｖの波形を示す図である。

【図8】本発明の実施形態１に係るスイッチング電源を用いたＤＣ－ＤＣコンバータにおける、負荷有り条件での、トランスの一次側端子間電圧Ｖｕｖの波形を示す図である。

【図9】本発明の実施形態２に係るスイッチング電源、及び、それを用いたＤＣ－ＡＣ変換器を示す回路図である。

【図10】本発明の実施形態３に係るスイッチング電源、及び、それを用いた片方向ＤＣ－ＤＣコンバータを示す回路図である。

【図11】本発明の実施形態４に係るスイッチング電源、及び、それを用いた双方向ＤＣ－ＤＣコンバータを示す回路図である。

【図12】本発明の実施形態４に係るスイッチング電源の動作を説明するための回路図である。点線は、トランス一次側のｕ端子－ｖ端子間の過電圧（Ｖｕｖが正の場合）のピークを抑制する過渡的な電流が流れる還流経路を示す。

【図13】本発明の実施形態４に係るスイッチング電源の動作を説明するための回路図である。点線は、トランス一次側のｕ端子－ｖ端子間の過電圧（Ｖｕｖが負の場合）のピークを抑制する過渡的な電流が流れる還流経路を示す。

【図14】過電圧抑制回路を備えない比較例２における、トランスの一次側端子間電圧（各相間）の波形を示す図である。

【図15】本発明の実施形態１に係るスイッチング電源を用いたＤＣ－ＤＣコンバータにおける、トランスの一次側端子間電圧（各相間）の波形を示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0010】

〔実施形態１〕
以下に、図１～８を用いて本発明の一実施形態が、詳細に説明される。図１は、実施形態１に係るスイッチング電源１０及び、スイッチング電源１０を用いたＤＣ－ＤＣコンバータ１を示す回路図である。

【0011】

＜スイッチング電源の構成＞
スイッチング電源１０は、直流電源Ｖｓ、インバータ回路１０１、リアクトル、トランスＴＲと、過電圧抑制回路１０２とを備える。直流電源Ｖｓは、正極端子ｖ１と負極端子ｖ２との間に、直流の電源電圧Ｖｉを出力する。図１のように、実施形態１の具体的な回路例において、負極端子ｖ２は接地されている。直流電源Ｖｓは、正極端子ｖ１、負極端子ｖ２を通じてインバータ回路１０１に直流電力を供給する。

【0012】

実施形態１において、インバータ回路１０１及びトランスＴＲは単相用である。インバータ回路１０１の交流出力には、リアクトルを介してトランスＴＲの一次側が接続される。図１のように、実施形態１の具体的な回路例において、リアクトルは、トランスＴＲの一次側端子（ｕ端子、ｖ端子）のそれぞれについて設けられている。トランスＴＲのｕ端子にはリアクトルＬｕが接続され、ｖ端子にリアクトルＬｖが接続されている。

【0013】

しかし、必ずしもリアクトルが一次側端子のそれぞれについて設けられなくともよく、少なくとも一方の一次側端子（ｕ端子またはｖ端子）に設けられていればよい。図１の回路図におけるトランスＴＲの一次側端子間の容量は、トランスＴＲの端子間の浮遊容量Ｃｕｖである。過電圧抑制回路１０２の構成については詳細に後述する。

【0014】

インバータ回路１０１は、４つのスイッチング素子が設けられたフルブリッジのインバータ回路である。各スイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor field-effect transistor）やその他のＦＥＴで構成できる。あるいは各スイッチング素子は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor：絶縁ゲートバイポーラ型トランジスタ）、その他のトランジスタで構成されてもよい。各スイッチング素子は、図示されないゲート制御回路により制御されて、スイッチング動作が実行される。

【0015】

インバータ回路１０１において、入力間（直流電源Ｖｓの正極端子ｖ１と負極端子ｖ２との間）には、適宜コンデンサＣｓが設けられる。インバータ回路１０１では、入力間に、スイッチング素子Ｓ１ｕと、スイッチング素子Ｓ２ｕとが直列に配置される。スイッチング素子Ｓ１ｕは正極端子ｖ１に接続され、スイッチング素子Ｓ２ｕは負極端子ｖ２に接続される。また入力間に、スイッチング素子Ｓ１ｖと、スイッチング素子Ｓ２ｖとが直列に配置される。スイッチング素子Ｓ１ｖは正極端子ｖ１に接続され、スイッチング素子Ｓ２ｖは負極端子ｖ２に接続される。

【0016】

スイッチング素子Ｓ１ｕとスイッチング素子Ｓ２ｕの接続点が、インバータ回路１０１の一方の出力端（ｕ出力）であり、リアクトルＬｕを介してトランスＴＲのｕ端子に接続される。スイッチング素子Ｓ１ｖとスイッチング素子Ｓ２ｖの接続点が、インバータ回路１０１のもう一方の出力端（ｖ出力）であり、リアクトルＬｖを介してトランスＴＲのｖ端子に接続される。

【0017】

スイッチング電源１０の基本的な動作は、過電圧抑制回路１０２を備えない公知のスイッチング電源（後述する比較例１におけるスイッチング電源）と同様であり、簡単に記述する。インバータ回路１０１のｕ出力は、直流電源Ｖｓの正極端子ｖ１と負極端子ｖ２とに、所定の周期で交互に接続される。ｖ出力は、それと相補的に、正極端子ｖ１と負極端子ｖ２とに、交互に接続される。その結果、トランスＴＲの一次側端子間電圧Ｖｕｖは、所定の周期で、交互におよそ＋Ｖｉまたは－Ｖｉの値をとる。

【0018】

＜二次側の回路構成とＤＣ－ＤＣコンバータ＞
ＤＣ－ＤＣコンバータ１における、トランスＴＲの二次側の回路について説明する。トランスＴＲの二次側は、アクティブブリッジ回路２１１に接続される。更に、アクティブブリッジ回路２１１の出力が、図１の例では蓄電池ＢＴに接続されている。蓄電池ＢＴに並列に、更に負荷が設けられていてもよい。また蓄電池に替えて太陽電池等でもよい。

【0019】

アクティブブリッジ回路２１１は、インバータ回路１０１の入力側と出力側とが反転した構成の回路である。アクティブブリッジ回路２１１には４つのスイッチング素子（Ｑ１ｐ、Ｑ２ｐ、Ｑ１ｑ、Ｑ２ｑ）と、コンデンサＣｂとが設けられている。以上により、ＤＣ－ＤＣコンバータ１は、双方向に電力を輸送できる双方向のＤＣ－ＤＣコンバータを構成する。ＤＣ－ＤＣコンバータ１の基本的な動作は、過電圧抑制回路１０２を備えない公知の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ（後述する比較例１）と同様である。

【0020】

一次側のインバータ回路１０１のスイッチング動作に対する、アクティブブリッジ回路２１１のスイッチング動作の位相を制御することにより、電力の輸送が制御される。なお、ＤＣ－ＤＣコンバータ１は、双方向のＤＣ－ＤＣコンバータであるが、一般に行われているように、本願において、直流電源Ｖｓに近い側を入力、蓄電池ＢＴに近い側を出力と、便宜的に呼称する。

【0021】

＜過電圧抑制回路の構成＞
次に、スイッチング電源１０が備える過電圧抑制回路１０２について詳細に説明する。過電圧抑制回路１０２には、２つの第１ダイオード、２つの第２ダイオードと、コンデンサＣｃと、コンデンサＣｃに接続される抵抗とが設けられている。

【0022】

コンデンサＣｃは、直流電源Ｖｓに抵抗を介して接続される。図１のように、実施形態１の具体的な回路例において、抵抗は、コンデンサＣｃの両端子（高電位側端子ｃ１、低電位側端子ｃ２）のそれぞれについて設けられている。コンデンサＣｃの高電位側端子ｃ１は抵抗Ｒ１を介して直流電源Ｖｓの正極端子ｖ１に接続され、低電位側端子ｃ２は抵抗Ｒ２を介して負極端子ｖ２に接続されている。

【0023】

第１ダイオードは、アノードがトランスＴＲの一次側端子に接続され、カソードがコンデンサＣｃの高電位側端子ｃ１に接続されるダイオードである。そのうち、第１ダイオードＤ１ｕは、ｕ端子と高電位側端子ｃ１との間に配され、第１ダイオードＤ１ｖはｖ端子と高電位側端子ｃ１との間に配される。

【0024】

第２ダイオードは、アノードがコンデンサＣｃの低電位側端子ｃ２に接続され、カソードがトランスＴＲの一次側端子に接続されるダイオードである。そのうち、第２ダイオードＤ２ｕは、ｕ端子と低電位側端子ｃ２との間に配され、第２ダイオードＤ２ｖはｖ端子と低電位側端子ｃ２との間に配される。

【0025】

＜スイッチング電源の特徴的動作＞
以下では、スイッチング電源１０及びそれを適用したＤＣ－ＤＣコンバータ１の特徴的な動作について説明する。その前に、以下の説明において用いる比較例１のスイッチング電源及びＤＣ－ＤＣコンバータについて述べる。比較例１のＤＣ－ＤＣコンバータは、実施形態１のＤＣ－ＤＣコンバータ１から、過電圧抑制回路１０２を削除したものである。

【0026】

つまり、比較例１のＤＣ－ＤＣコンバータは双方向ＤＣ－ＤＣコンバータの公知の基本構成に相当する。比較例１のスイッチング電源は、比較例１のＤＣ－ＤＣコンバータ中のスイッチング電源であって、実施形態１に係るスイッチング電源１０から、過電圧抑制回路１０２を削除したものである。

【0027】

ＤＣ－ＤＣコンバータ１、あるいは比較例１のＤＣ－ＤＣコンバータにおいて、スイッチング動作により一次側端子間電圧Ｖｕｖが反転する。すると、浮遊容量Ｃｕｖのチャージの反転に伴って、リアクトル（リアクトルＬｕやリアクトルＬｖ）の存在により、共振して過渡的に一次側端子間電圧Ｖｕｖに電源電圧Ｖｉを超える過電圧が印加される。このような過渡的な過電圧は、振動しながら徐々に解消される。過電圧抑制回路１０２を備えない比較例１のＤＣ－ＤＣコンバータでは、過渡的な過電圧の大きさの最大値は、電源電圧Ｖｉの約２倍に達し得る。

【0028】

図５は、二次側を無負荷とした際の、比較例１のＤＣ－ＤＣコンバータにおける一次側端子間電圧Ｖｕｖの波形を示す図である。試験条件は、電源電圧Ｖｉ＝１０００Ｖ、二次側出力電圧ＤＣ４００Ｖ、スイッチング周波数２０ｋＨｚである。スイッチング動作により一次側端子間電圧Ｖｕｖがおよそ－Ｖｉから、およそ＋Ｖｉへと反転させられようとするときに、過渡的な過電圧が＋２Ｖｉ付近まで達していることが示されている。また、スイッチング動作により一次側端子間電圧Ｖｕｖがおよそ＋Ｖｉから、およそ－Ｖｉへと反転させられるときに、過渡的な過電圧は－２Ｖｉ付近まで達していることが示されている。

【0029】

次に、過電圧抑制回路１０２を備えたスイッチング電源１０及びそれを適用したＤＣ－ＤＣコンバータ１の動作について、図２乃至図４を用いて説明する。過電圧抑制回路１０２のコンデンサＣｃは、抵抗Ｒ１及びＲ２を介して直流電源Ｖｓに接続されている。そのため定常時（過渡的な現象が収束した状態）において、コンデンサＣｃは両端子間の電圧が電源電圧Ｖｉとなるようにチャージされている。そうしてコンデンサＣｃは、両端子間の電圧を、急激な変動に対して電源電圧Ｖｉにクランプするように機能する。

【0030】

上述の過渡的な現象が無ければ、直流電源Ｖｓの負極端子ｖ２を電位の基準として、トランスＴＲのｕ端子及びｖ端子の電位は、およそ＋Ｖｉかおよそ０である。コンデンサＣｃの高電位側端子ｃ１の電位は＋Ｖｉであり、第１ダイオード（第１ダイオードＤ１ｕ、第１ダイオードＤ１ｖ）は、カソード側が高電位側端子ｃ１に接続されているから、オン（導通）し得ない。また、コンデンサＣｃの低電位側端子ｃ２の電位は０であり、第２ダイオード（第２ダイオードＤ２ｕ、第２ダイオードＤ２ｖ）は、アノード側が低電位側端子ｃ２に接続されているから、オン（導通）し得ない。

【0031】

しかし、スイッチング動作により一次側端子間電圧Ｖｕｖが負から正に反転されるときに、一次側端子間電圧Ｖｕｖに過渡的に大きさが電源電圧Ｖｉを超えるような正の電圧が印加されると、第１ダイオードＤ１ｕ及び第２ダイオードＤ２ｖがオンとなる。そうして、図２に点線で示される経路で、一次側端子間電圧Ｖｕｖの過電圧を抑制するように過渡的な電流が還流する。浮遊容量Ｃｕｖから、ｕ端子側の第１ダイオードＤ１ｕ、コンデンサＣｃ（高電位側端子ｃ１から低電位側端子ｃ２へ）、ｖ端子側の第２ダイオードＤ２ｖを通じ、浮遊容量Ｃｕｖに戻る経路である。

【0032】

また、スイッチング動作により一次側端子間電圧Ｖｕｖが正から負に反転されるときに、一次側端子間電圧Ｖｕｖに過渡的に大きさが電源電圧Ｖｉを超えるような負の電圧が印加されると、第１ダイオードＤ１ｖ及び第２ダイオードＤ２ｕがオンとなる。そうして、図３に点線で示される経路で、一次側端子間電圧Ｖｕｖの過電圧を抑制するように過渡的な電流が還流する。浮遊容量Ｃｕｖから、ｖ端子側の第１ダイオードＤ１ｖ、コンデンサＣｃ（高電位側端子ｃ１から低電位側端子ｃ２へ）、ｕ端子側の第２ダイオードＤ２ｕを通じ、浮遊容量Ｃｕｖに戻る経路である。

【0033】

これらの還流経路は、スイッチング素子（Ｑ１ｐ、Ｑ２ｐ、Ｑ１ｑ、Ｑ２ｑ）や、直流電源Ｖｓを経由することが無く、トランスＴＲと過電圧抑制回路１０２との中で完結している。よって、過電圧抑制回路１０２をトランスＴＲから物理的に遠くない位置に設ければ、還流経路が配線のインダクタンス成分の影響を受けることが無い。従って、特許文献１の従来技術のように、還流経路がスイッチング素子や電源を経ることにより、配線のインダクタンス成分の影響を受けて過電圧のピークを抑制する効果が減じられる怖れが少ない。また、還流経路がスイッチング素子を経ることによる、損失の発生の怖れもない。

【0034】

以上のようにして一次側端子間電圧Ｖｕｖの反転の際に過渡的に電荷が流入してコンデンサＣｃの両一次側端子間電圧が電源電圧Ｖｉより大きくなると、次に、コンデンサＣｃに充電された電荷の放電電流が、図４に点線で示される経路で還流する。コンデンサＣｃから、高電位側端子ｃ１側の抵抗Ｒ１、直流電源Ｖｓ（正極端子ｖ１から負極端子ｖ２へ）、低電位側端子ｃ２側の抵抗Ｒ２を通じ、コンデンサＣｃに戻る経路である。

【0035】

＜トランスの一次側端子間電圧Ｖｕｖの波形＞
図６は、無負荷とした際の、ＤＣ－ＤＣコンバータ１における一次側端子間電圧Ｖｕｖの波形を示す図である。試験条件は図５の場合と同じである。図５の比較例１の場合と比較すると、スイッチングの際の過渡的な過電圧のピークが、過電圧抑制回路１０２の付加によって、大幅に抑制されていることは明らかである。

【0036】

また二次側のスイッチング動作の位相を制御することによって、一次側から二次側へと電力を供給する、負荷有り条件の場合についても比較する。図７は比較例１のＤＣ－ＤＣコンバータにおける一次側端子間電圧Ｖｕｖの波形であり、図８は実施形態１のＤＣ－ＤＣコンバータ１における一次側端子間電圧Ｖｕｖの波形である。

【0037】

これらにおける試験条件は、電源電圧Ｖｉ＝１０００Ｖ、二次側出力電圧ＤＣ４００Ｖ、スイッチング周波数２０ｋＨｚ、一次側から二次側への電力供給２０ｋＷである。このように電力の移送が行われる場合においても、無負荷の場合と同様に、スイッチングの際の過渡的な過電圧のピークの大きさが抑制されていることが明らかである。

【0038】

以上、過電圧抑制回路１０２による過電圧の抑制効果については、トランスＴＲの一次側端子間電圧Ｖｕｖに関して説明がなされた。しかし、トランスＴＲの一次側端子（ｕ端子及びｖ端子）の対地電位に関しても、同様に過電圧が抑制される。

【0039】

実施形態１によれば、スイッチングに伴う、トランスＴＲの一次側端子間電圧Ｖｕｖの過渡的な過電圧のピークの大きさを抑制でき、更に、その効果は、直流電源Ｖｓやインバータ回路１０１の、トランスＴＲからの距離に影響されない。あるいは、実施形態１によれば、トランスＴＲの一次側端子間電圧Ｖｕｖの過渡的な過電圧のピークを抑制でき、その際に還流経路がスイッチング素子を経ることによる、損失の発生の怖れもない。

【0040】

また実施形態１によれば、一次側端子間電圧Ｖｕｖが負から正に（ｕ端子側が高電位に）反転されるときと、正から負に（ｖ端子側が高電位に）反転されるときのいずれについても、過渡的な大きな電圧の発生が抑制される。過電圧抑制回路１０２の構成では、１つのコンデンサＣｃによってその機能が実現されるため、従来技術と比較してコンデンサの数が少なくてよい。

【0041】

図２乃至図４を用いて説明されたように、過電圧抑制回路１０２が過電圧を抑制する機構は、一次側（スイッチング電源１０）において完結する。そのため、上記の効果は二次側の回路によらない。従ってＤＣ－ＤＣコンバータ１のような双方向ＤＣ－ＤＣコンバータに限らず、スイッチング電源１０を用いる電源回路であれば、本発明の適用が可能である。

【0042】

〔実施形態２〕
本発明の他の実施形態について、以下に説明する。なお、説明の便宜上、上記実施形態にて説明した部材と同じ機能を有する部材については、同じ符号を付記し、その説明を繰り返さない。

【0043】

図９は、スイッチング電源１０を用いたＤＣ－ＡＣ変換器２を示す図である。実施形態２に係るスイッチング電源１０は、実施形態１と同様の構成である。ＤＣ－ＡＣ変換器２では、トランスＴＲの二次側において、実施形態１のアクティブブリッジ回路２１１が省略され、二次側端子（ｐ端子及びｑ端子）が負荷ＲＬに接続されている。

【0044】

なお図９に示されるように、トランスＴＲの二次側端子間には適宜にコンデンサが接続されてよい。あるいは適宜にリアクトルが負荷ＲＬに直列に接続されてもよい。スイッチング電源１０の構成が実施形態１と同様であるため、実施形態２においても実施形態１と同様の効果が奏される。

【0045】

〔実施形態３〕
図１０は、スイッチング電源１０を用いたＤＣ－ＤＣコンバータ３を示す図である。実施形態２に係るスイッチング電源１０は、実施形態１と同様の構成である。ＤＣ－ＤＣコンバータ３では、トランスＴＲの二次側において、実施形態１のアクティブブリッジ回路２１１に替えて、ダイオードブリッジ回路２３１を備えている。

【0046】

そのためＤＣ－ＤＣコンバータ３は、実施形態１とは異なり、１次側から２次側への一方向の電力の供給が可能な、片方向ＤＣ－ＤＣコンバータである。スイッチング電源１０の構成が実施形態１と同様であるため、実施形態２においても実施形態１と同様の効果が奏される。

【0047】

〔実施形態４〕
図１１は、実施形態４に係るスイッチング電源１４及び、スイッチング電源１４を用いたＤＣ－ＤＣコンバータ４を示す図である。実施形態１では回路中の交流電力が単相であるのに対し、実施形態４では、三相である例が示される。

【0048】

＜スイッチング電源の構成＞
スイッチング電源１４は、直流電源Ｖｓ、インバータ回路１４１、リアクトル、トランスＴＲ３と、過電圧抑制回路１４２とを備える。直流電源Ｖｓは、正極端子ｖ１と負極端子ｖ２との間に、直流の電源電圧Ｖｉを出力する。直流電源Ｖｓは、正極端子ｖ１、負極端子ｖ２を通じてインバータ回路１４１に直流電力を供給する。

【0049】

実施形態４において、インバータ回路１４１及びトランスＴＲ３は三相用である。インバータ回路１４１の交流出力には、リアクトルを介してトランスＴＲ３の一次側が接続される。図１１のように、実施形態４の具体的な回路例において、リアクトルは、トランスＴＲ３の一次側端子（ｕ端子、ｖ端子、ｗ端子）のそれぞれについて設けられている。

【0050】

トランスＴＲ３のｕ端子、ｖ端子、ｗ端子には、それぞれリアクトルＬｕ、リアクトルＬｖ、リアクトルＬｗが接続されている。図１１におけるトランスＴＲ３の一次側端子間の各容量は、トランスＴＲの各端子間の浮遊容量（浮遊容量Ｃｕｖ、浮遊容量Ｃｖｗ、浮遊容量Ｃｗｕ）である。過電圧抑制回路１４２の構成については詳細に後述する。

【0051】

インバータ回路１４１は、６つのスイッチング素子が設けられたフルブリッジのインバータ回路である。各スイッチング素子は、図示されないゲート制御回路により制御されて、それぞれのスイッチング動作が実行される。三相用であるインバータ回路１４１には、インバータ回路１０１の回路構成に加えて、更にｗ相用の一対の、スイッチング素子Ｓ１ｗとスイッチング素子Ｓ２ｗが設けられている。スイッチング素子Ｓ１ｗとスイッチング素子Ｓ２ｗの接続点が、インバータ回路１４１のｗ相用の出力端（ｗ出力）であり、リアクトルＬｗを介してトランスＴＲ３のｗ端子に接続される。

【0052】

スイッチング電源１４の基本的な動作は、過電圧抑制回路１４２を備えないスイッチング電源（後述する比較例２におけるスイッチング電源）の場合と同様である。インバータ回路１４１の各相用の出力端のそれぞれは、直流電源Ｖｓの正極端子ｖ１と負極端子ｖ２とに、所定の周期で交互に接続される。その際、各相におけるスイッチングのタイミングは、位相が１２０°づつ、異なるように制御される。その結果、トランスＴＲの一次側端子間電圧（一次側端子間電圧Ｖｕｖ、一次側端子間電圧Ｖｖｗ、一次側端子間電圧Ｖｗｕ）は、およそ＋Ｖｉまたは－Ｖｉまたは０の値をとる。

【0053】

＜二次側の回路構成とＤＣ－ＤＣコンバータ＞
ＤＣ－ＤＣコンバータ４における、トランスＴＲ３の二次側の回路について説明する。トランスＴＲ３の二次側は、アクティブブリッジ回路２４１に接続され、アクティブブリッジ回路２４１の出力側が、蓄電池ＢＴに接続される。蓄電池ＢＴに並列に、更に負荷が設けられていてもよい。また蓄電池に替えて太陽電池等でもよい。

【0054】

アクティブブリッジ回路２４１は、インバータ回路１４１の入力側と出力側とが反転した構成の回路である。アクティブブリッジ回路２４１には６つのスイッチング素子（Ｑ１ｐ、Ｑ２ｐ、Ｑ１ｑ、Ｑ２ｑ、Ｑ１ｒ、Ｑ２ｒ）と、コンデンサＣｂとが設けられている。実施形態４のＤＣ－ＤＣコンバータ４は、トランスＴＲ３の二次側にアクティブブリッジ回路２４１を備えているため、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータである。

【0055】

＜過電圧抑制回路の構成＞
三相交流電力に対応するため、過電圧抑制回路１４２には、過電圧抑制回路１０２の回路構成に加えて、更にｗ相用の第１ダイオードＤ１ｗと、第２ダイオードＤ２ｗが設けられている。第１ダイオードＤ１ｗは、ｗ端子とコンデンサＣｃの高電位側端子ｃ１との間に配され、第１ダイオードＤ１ｖはｗ端子と低電位側端子ｃ２との間に配される。

【0056】

＜スイッチング電源の特徴的動作＞
以下では、スイッチング電源１４及びそれを適用したＤＣ－ＤＣコンバータ４の特徴的な動作について説明する。その前に、以下の説明において用いる比較例２のスイッチング電源及びＤＣ－ＤＣコンバータについて述べる。

【0057】

比較例２のＤＣ－ＤＣコンバータは、実施形態４のＤＣ－ＤＣコンバータ４から、過電圧抑制回路１４２を削除したものである。よって、比較例４のスイッチング電源は、比較例４のＤＣ－ＤＣコンバータ中のスイッチング電源であって、実施形態４に係るスイッチング電源１４から、過電圧抑制回路１４２を削除したものである。

【0058】

実施形態１の記載における単相の場合と同様に、比較例２の各一次側端子間電圧において、一次側端子間電圧の大きさがおよそ電源電圧Ｖｉに変化される際に、過渡的に電源電圧Ｖｉを超える大きさの過電圧が印加される。図１４は、二次側を無負荷とした際の、比較例２のＤＣ－ＤＣコンバータにおける各一次側端子間電圧の波形を示す図である。試験条件は、電源電圧Ｖｉ＝１０００Ｖ、二次側出力電圧ＤＣ４００Ｖ、スイッチング周波数２０ｋＨｚである。比較例１の場合（図５）と同様に過渡的な過電圧のピークの大きさは、電源電圧Ｖｉの約２倍に達し得ることが示されている。

【0059】

次に、過電圧抑制回路１４２を備えたスイッチング電源１４及びそれを適用したＤＣ－ＤＣコンバータ４の場合について、図１２及び図１３を用いて説明する。図１２は、ｕ端子－ｖ端子間に過渡的に大きさが電源電圧Ｖｉを超えるような正の電圧が印加された場合の過電圧を抑制する過渡的な電流の還流経路を示す。単相の場合（図２）と同様に、ｕ端子－ｖ端子間の浮遊容量Ｃｕｖから、ｕ端子側の第１ダイオードＤ１ｕ、コンデンサＣｃ（高電位側端子ｃ１から低電位側端子ｃ２へ）、ｖ端子側の第２ダイオードＤ２ｖを通じ、浮遊容量Ｃｕｖに戻る経路である。

【0060】

また、図１３は、一次側端子間電圧Ｖｕｖに過渡的に大きさが電源電圧Ｖｉを超えるような負の電圧が印加された場合のサージ電流の還流経路を示す。単相の場合（図３）と同様に、浮遊容量Ｃｕｖから、ｖ端子側の第１ダイオードＤ１ｖ、コンデンサＣｃ（高電位側端子ｃ１から低電位側端子ｃ２へ）、ｕ端子側の第２ダイオードＤ２ｕを通じ、浮遊容量Ｃｕｖに戻る経路である。

【0061】

図１２及び図１３では、ｕ端子－ｖ端子間における過電圧の場合について示されたが、他の相間においても、対象とする相が入れ替わって同様にして、過電圧を抑制する過渡的な電流が還流する。また、当該過渡的な電流によりコンデンサＣｃに充電された電荷の放電電流が、実施形態１（図４）で説明されたのと同様の経路を経て還流する。つまり、コンデンサＣｃから、高電位側端子ｃ１側の抵抗Ｒ１、直流電源Ｖｓ（正極端子ｖ１から負極端子ｖ２へ）、低電位側端子ｃ２側の抵抗Ｒ２を通じ、コンデンサＣｃに戻る経路である。

【0062】

図１５は、二次側を無負荷とした際の、ＤＣ－ＤＣコンバータ１における各一次側端子間電圧の波形の実例を示す図である。試験条件は図１４の場合と同じである。図１４の比較例２の場合と比較すると、スイッチングの際の過渡的な過電圧のピークが、過電圧抑制回路１４２の付加によって、大幅に抑制されていることが明らかである。

【0063】

実施形態４においても実施形態１と同様の効果が奏される。また実施形態４によれば、一次側端子間電圧がスイッチングにより変化させられる際の、過渡的な大きな電圧の発生が、三相の各相間のいずれにおいても抑制される。しかも過電圧抑制回路１４２では、１つのコンデンサＣｃを用いた構成によってその機能が実現される。

【0064】

〔まとめ〕
本発明の態様１に係るスイッチング電源は、直流電源と、複数のスイッチング素子を有し、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、リアクトルと、前記インバータ回路の交流出力に、前記リアクトルを介して一次側が接続されたトランスと、を備え、抵抗と、前記直流電源に前記抵抗を介して接続されたコンデンサ（Ｃｃ）と、前記トランスの一次側端子ごとに、アノードが前記一次側端子に、カソードが前記コンデンサの高電位側端子に接続された第１ダイオードと、アノードが前記コンデンサの低電位側端子に、カソードが前記一次側端子に、接続された第２ダイオードと、を有する、過電圧抑制回路を更に備える。

【0065】

本発明の態様２に係るスイッチング電源は、上記態様１において、前記リアクトルは、前記トランスの一次側端子ごとに備えられている構成としてもよい。本発明の態様３に係るスイッチング電源は、上記態様１または２において、前記交流電力は、単相交流電力である構成としてもよい。

【0066】

本発明の態様４に係るスイッチング電源は、上記態様１または２において、前記交流電力は、三相交流電力である構成としてもよい。本発明の態様５に係るＤＣ－ＤＣコンバータは、上記態様１から４のいずれかのスイッチング電源と、複数のスイッチング素子を有し、前記トランスの二次側の交流電力を、直流電力に変換するアクティブブリッジ回路とを備える。

【0067】

本発明の態様６に係る過電圧抑制回路は、直流電源と、複数のスイッチング素子を有し、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、リアクトルと、前記インバータ回路の交流出力に、前記リアクトルを介して一次側が接続されたトランスと、を備えるスイッチング電源に適用される過電圧抑制回路であって、抵抗と、前記直流電源に前記抵抗を介して接続されるコンデンサ（Ｃｃ）と、前記トランスの一次側端子ごとに、アノードが前記一次側端子に、カソードが前記コンデンサの高電位側端子に接続される第１ダイオードと、アノードが前記コンデンサの低電位側端子に、カソードが前記一次側端子に、接続される第２ダイオードと、を備える。

【0068】

本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。

【符号の説明】

【0069】

１、３、４ ＤＣ－ＤＣコンバータ
２ ＤＣ－ＡＣ変換器
Ｖｓ 直流電源
ｖ１ 正極端子
ｖ２ 負極端子
１０、１４ スイッチング電源
１０１、１４１ インバータ回路
Ｓ１ｕ、Ｓ１ｖ、Ｓ１ｗ、Ｓ２ｕ、Ｓ２ｖ、Ｓ２ｗ スイッチング素子
Ｃｓ コンデンサ
Ｌｕ、Ｌｖ、Ｌｗ リアクトル
ＴＲ、ＴＲ３ トランス
ｕ、ｖ、ｗ 一次側端子
Ｃｕｖ、Ｃｖｗ、Ｃｗｕ 浮遊容量
ｐ、ｑ、ｒ 二次側端子
１０２、１４２ 過電圧抑制回路
Ｒ１、Ｒ２ 抵抗
Ｃｃ コンデンサ
ｃ１ 高電位側端子
ｃ２ 低電位側端子
Ｄ１ｕ、Ｄ１ｖ、Ｄ１ｗ 第１ダイオード
Ｄ２ｕ、Ｄ２ｖ、Ｄ２ｗ 第２ダイオード
２１１、２４１ アクティブブリッジ回路
２３１ ダイオードブリッジ回路
ＢＴ 蓄電池
ＲＬ 負荷

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】