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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】特許公報(B2)
(11)【特許番号】
(24)【登録日】2023-09-26
(45)【発行日】2023-10-04
(54)【発明の名称】無線給電装置
(51)【国際特許分類】
H02J 50/12 20160101AFI20230927BHJP
H02J 7/00 20060101ALI20230927BHJP
H02J 50/80 20160101ALI20230927BHJP
【ＦＩ】
H02J50/12
H02J7/00 301D
H02J50/80
【請求項の数】
9
(21)【出願番号】P 2019149449
(22)【出願日】2019-08-16
(65)【公開番号】P2021035077
(43)【公開日】2021-03-01
【審査請求日】2022-05-26
(73)【特許権者】
【識別番号】000004606
【氏名又は名称】ニチコン株式会社
(73)【特許権者】
【識別番号】503420833
【氏名又は名称】学校法人常翔学園
(74)【代理人】
【識別番号】110000475
【氏名又は名称】弁理士法人みのり特許事務所
(72)【発明者】
【氏名】山口 雅史
(72)【発明者】
【氏名】津野 眞仁
(72)【発明者】
【氏名】大森 英樹
【審査官】清水 祐樹
(56)【参考文献】
【文献】特開２０１２－０６５４８４（ＪＰ，Ａ）
【文献】米国特許出願公開第２０１２／０１６９１３１（ＵＳ，Ａ１）
【文献】米国特許出願公開第２０１８／００５４０９０（ＵＳ，Ａ１）
【文献】KURODA, Kodai et al.，A wireless V2H apparatus with a new SiC-MOSFET and unipue bidirectional controlled single-ended conv，2017 IEEE 3rd International Future Energy Electronics Conference and ECCE Asia，IEEE，2017年，pp.298-303，
【文献】Omori, Hideki、Nakaoka, Mutsuo、Iga, Yuichi，“A new resonant IPT-wireless EV charging system with single-ended quasi-resonant inverter for home use”，2013 IEEE 14th Workshop on Control and Modeling for Power Electronics (COMPEL)，2013年，p.1-7，DOI: 10.1109/COMPEL.2013.6626448
(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)
Ｈ０２Ｊ ５０／００ － ５０／９０
Ｈ０２Ｊ ７／００ － ７／１２
Ｈ０２Ｊ ７／３４ － ７／３６
Ｂ６０Ｌ １／００ － ３／１２
Ｂ６０Ｌ ７／００ － １３／００
Ｂ６０Ｌ １５／００ － ５８／４０
(57)【特許請求の範囲】
【請求項1】
第１伝送コイルと、前記第１伝送コイルに直列接続された第１トランジスタおよび前記第１トランジスタに逆並列接続された第１ダイオードを含む第１スイッチング素子と、前記第１伝送コイルおよび前記第１スイッチング素子の少なくとも一方に並列接続された第１共振コンデンサと、を備える第１給電装置と、第２伝送コイルと、前記第２伝送コイルに直列接続された第２トランジスタおよび前記第２トランジスタに逆並列接続された第２ダイオードを含む第２スイッチング素子と、前記第２伝送コイルおよび前記第２スイッチング素子の少なくとも一方に並列接続された第２共振コンデンサと、を備える第２給電装置と、
前記第１スイッチング素子のターンオフを制御するとともに、前記第１スイッチング素子が零電圧スイッチング動作を行うように、前記第１給電装置における共振電圧に同期して前記第１スイッチング素子のターンオンを制御する第１スイッチング制御回路と、
前記第２スイッチング素子のターンオフを制御するとともに、前記第２スイッチング素子が零電圧スイッチング動作を行うように、前記第２給電装置における共振電圧に同期して前記第２スイッチング素子のターンオンを制御する第２スイッチング制御回路と、
前記第１給電装置から前記第２給電装置への順方向電力伝送時に、前記第１給電装置に入力される第１入力電圧と前記第２給電装置から出力される第１出力電圧との第１電圧差を制御し、前記第２給電装置から前記第１給電装置への逆方向電力伝送時に、前記第２給電装置へ入力される第２入力電圧と前記第１給電装置から出力される第２出力電圧との第２電圧差を制御する電圧制御回路と、
前記第１入力電圧を出力し、前記第２出力電圧が入力される第１直流電圧変換部と、
前記第１出力電圧が入力され、前記第２入力電圧を出力する第２直流電圧変換部と、
を備え、
前記電圧制御回路は、前記順方向電力伝送時に、前記第１直流電圧変換部を制御して前記第１入力電圧を変化させることにより前記第１電圧差を制御し、前記逆方向電力伝送時に、前記第２直流電圧変換部を制御して前記第２入力電圧を変化させることにより前記第２電圧差を制御し、
前記第２スイッチング制御回路は、前記順方向電力伝送時に、前記第２トランジスタをオフして前記第２ダイオードによる整流を行わせ、
前記第１スイッチング制御回路は、前記逆方向電力伝送時に、前記第１トランジスタをオフして前記第１ダイオードによる整流を行わせることを特徴とする無線給電装置。
【請求項2】
前記順方向電力伝送時に、前記第１給電装置および前記第２給電装置がフォワード型コンバータとして動作し、かつ前記第２給電装置が半波整流動作をすることを特徴とする請求項１に記載の無線給電装置。
【請求項3】
第１伝送コイルと、前記第１伝送コイルに直列接続された第１トランジスタおよび前記第１トランジスタに逆並列接続された第１ダイオードを含む第１スイッチング素子と、前記第１伝送コイルおよび前記第１スイッチング素子の少なくとも一方に並列接続された第１共振コンデンサと、を備える第１給電装置と、
第２伝送コイルと、前記第２伝送コイルに直列接続された第２トランジスタおよび前記第２トランジスタに逆並列接続された第２ダイオードを含む第２スイッチング素子と、前記第２伝送コイルおよび前記第２スイッチング素子の少なくとも一方に並列接続された第２共振コンデンサと、を備える第２給電装置と、
前記第１スイッチング素子のターンオフを制御するとともに、前記第１スイッチング素子が零電圧スイッチング動作を行うように、前記第１給電装置における共振電圧に同期して前記第１スイッチング素子のターンオンを制御する第１スイッチング制御回路と、
前記第２スイッチング素子のターンオフを制御するとともに、前記第２スイッチング素子が零電圧スイッチング動作を行うように、前記第２給電装置における共振電圧に同期して前記第２スイッチング素子のターンオンを制御する第２スイッチング制御回路と、
前記第１給電装置から前記第２給電装置への順方向電力伝送時に、前記第１給電装置に入力される第１入力電圧と前記第２給電装置から出力される第１出力電圧との第１電圧差を制御し、前記第２給電装置から前記第１給電装置への逆方向電力伝送時に、前記第２給電装置へ入力される第２入力電圧と前記第１給電装置から出力される第２出力電圧との第２電圧差を制御する電圧制御回路と、
前記順方向電力伝送時に前記第１入力電圧を出力し、前記逆方向電力伝送時に前記第２出力電圧が入力される第１直流電圧変換部と、
を備え、
前記電圧制御回路は、前記順方向電力伝送時に、前記第１直流電圧変換部を制御して前記第１入力電圧を変化させることにより前記第１電圧差を制御し、前記逆方向電力伝送時に、前記第１直流電圧変換部を制御して前記第２出力電圧を変化させることにより前記第２電圧差を制御し、
前記第２スイッチング制御回路は、前記順方向電力伝送時に、前記第２トランジスタをオフして前記第２ダイオードによる整流を行わせ、
前記第１スイッチング制御回路は、前記逆方向電力伝送時に、前記第１トランジスタをオフして前記第１ダイオードによる整流を行わせることを特徴とする無線給電装置。
【請求項4】
前記電圧制御回路は、前記第１電圧差を制御する第１制御回路および前記第２電圧差を制御する第２制御回路を備え、前記第２制御回路は、前記順方向電力伝送時に、前記第２給電装置の出力電力値、前記第２給電装置の出力電圧値および前記出力電力値、または前記第２給電装置の出力電流値および前記出力電圧値を前記第１制御回路に通知し、
前記第１制御回路は、前記逆方向電力伝送時に、前記第１給電装置の出力電力値、前記第１給電装置の出力電圧値および前記出力電力値、または前記第１給電装置の出力電流値および前記出力電圧値を前記第２制御回路に通知することを特徴とする請求項１～３のいずれか一項に記載の無線給電装置。
【請求項5】
前記電圧制御回路は、前記順方向電力伝送時に、前記第１スイッチング素子のオン時間を許容周期範囲内において制御する、および／または、前記逆方向電力伝送時に、前記第２スイッチング素子のオン時間を許容周期範囲内において制御することを特徴とする請求項１～４のいずれか一項に記載の無線給電装置。
【請求項6】
前記第１伝送コイルと前記第２伝送コイルとの距離が規定距離よりも短い場合、前記電圧制御回路は、前記第１給電装置と前記第２給電装置との間の電力伝送を制限することを特徴とする請求項１～５のいずれか一項に記載の無線給電装置。
【請求項7】
前記第１給電装置の共振回路の定数と前記第２給電装置の共振回路の定数とは、互いに異なることを特徴とする請求項１～６のいずれか一項に記載の無線給電装置。
【請求項8】
前記第１給電装置は、第１切替用コンデンサと、オンしたときに前記第１切替用コンデンサを前記第１共振コンデンサに並列接続または直列接続し、オフしたときに前記第１切替用コンデンサを前記第１共振コンデンサから電気的に切り離す第１切替用スイッチと、を備え、前記第２給電装置は、第２切替用コンデンサと、オンしたときに前記第２切替用コンデンサを前記第２共振コンデンサに並列接続または直列接続し、オフしたときに前記第２切替用コンデンサを前記第２共振コンデンサから電気的に切り離す第２切替用スイッチと、を備えることを特徴とする請求項７に記載の無線給電装置。
【請求項9】
第１伝送コイルと、前記第１伝送コイルに直列接続された第１スイッチング素子と、前記第１伝送コイルおよび前記第１スイッチング素子の少なくとも一方に並列接続された第１共振コンデンサと、を備える第１給電装置と、第２伝送コイルと、前記第２伝送コイルに直列接続されたダイオードと、前記第２伝送コイルに並列接続された第２共振コンデンサと、を備える第２給電装置と、
前記第１スイッチング素子のターンオフを制御するとともに、前記第１スイッチング素子が零電圧スイッチング動作を行うように、前記第１給電装置における共振電圧に同期して前記第１スイッチング素子のターンオンを制御する第１スイッチング制御回路と、
前記第１給電装置から前記第２給電装置への電力伝送時に、前記第１給電装置に入力される入力電圧と前記第２給電装置から出力される出力電圧との電圧差を制御する電圧制御回路と、
前記入力電圧を出力する直流電圧変換部と、
を備え、
前記電圧制御回路は、前記電力伝送時に、前記直流電圧変換部を制御して前記入力電圧を変化させることにより前記電圧差を制御することを特徴とする無線給電装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、無線給電装置に関する。
【背景技術】
【0002】
一般に、無線給電装置は、電気自動車やプラグインハイブリッド車等の電動車の電力と住宅や配電系統の電力とを双方向に伝送するシステム（例えば、Ｖ２Ｈ（Vehicle to Home）システム、またはＶ２Ｇ（Vehicle to Grid）システム）において用いられる。無線給電装置は、コイルによる磁界の結合を利用して電力伝送を行うため、電動車とのケーブル接続が不要になる。
【0003】
特許文献１には、コイルおよびコンデンサが直列に接続されたインバータ回路（フルブリッジ回路またはハーフブリッジ回路）と、インバータ回路に接続されたコンバータとを備える無線給電装置が開示されている。この無線給電装置は、送電側のコンバータの入力電力が一定となり、受電側のコンバータの出力電力が最大となる制御を行う。
【0004】
特許文献１に記載の無線給電装置では、送電側および受電側のインバータ回路が複数のパワー半導体からなるブリッジ回路で構成されているため、インバータ回路の高コスト化および大型化を招く。さらに、特許文献１に記載の無線給電装置は、給電開始時および給電中に、送電側および受電側の双方で複雑な制御が必要となる。
【0005】
一方、非特許文献１には、送電側および受電側の給電装置が１石式コンバータで構成されている無線給電装置が開示されている。この無線給電装置は、特許文献１に記載の無線給電装置に比べ、大幅な低コスト化および小型化を図ることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0006】
【文献】特許第６０３８３８６号公報
【非特許文献】
【0007】
【文献】大森英樹、外7名“A Wireless V2H Apparatus with a New SiC-MOSFET and Unique Bidirectional Controlled Single-Ended Converter”、[online]、2017年7月27日、IEEE、［平成30年10月24日検索］、インターネット<URL: https://umexpert.um.edu.my/file/publication/00005361_159948_71519.pdf>
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0008】
しかしながら、非特許文献１に記載の無線給電装置は、回路定数のバラツキ（例えば、伝送コイルや共振コンデンサの定数のバラツキ）により伝送電力が変動するため、量産性や互換性が問題になる。したがって、非特許文献１に記載の無線給電装置は、実用化のためには、少なくとも伝送特性の安定性を向上させる必要がある。
【0009】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであって、その課題とするところは、装置の低コスト化および小型化を実現しつつ、伝送特性の安定性を向上させることが可能な無線給電装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【0010】
上記課題を解決するために、本発明の一実施形態に係る無線給電装置は、
第１伝送コイルと、前記第１伝送コイルに直列接続された第１トランジスタおよび前記第１トランジスタに逆並列接続された第１ダイオードを含む第１スイッチング素子と、前記第１伝送コイルおよび前記第１スイッチング素子の少なくとも一方に並列接続された第１共振コンデンサと、を備える第１給電装置と、
第２伝送コイルと、前記第２伝送コイルに直列接続された第２トランジスタおよび前記第２トランジスタに逆並列接続された第２ダイオードを含む第２スイッチング素子と、前記第２伝送コイルおよび前記第２スイッチング素子の少なくとも一方に並列接続された第２共振コンデンサと、を備える第２給電装置と、
前記第１スイッチング素子のターンオフを制御するとともに、前記第１スイッチング素子が零電圧スイッチング動作を行うように、前記第１給電装置における共振電圧に同期して前記第１スイッチング素子のターンオンを制御する第１スイッチング制御回路と、
前記第２スイッチング素子のターンオフを制御するとともに、前記第２スイッチング素子が零電圧スイッチング動作を行うように、前記第２給電装置における共振電圧に同期して前記第２スイッチング素子のターンオンを制御する第２スイッチング制御回路と、
前記第１給電装置から前記第２給電装置への順方向電力伝送時に、前記第１給電装置に入力される第１入力電圧と前記第２給電装置から出力される第１出力電圧との第１電圧差を制御し、前記第２給電装置から前記第１給電装置への逆方向電力伝送時に、前記第２給電装置へ入力される第２入力電圧と前記第１給電装置から出力される第２出力電圧との第２電圧差を制御する電圧制御回路と、
を備え、
前記第２スイッチング制御回路は、前記順方向電力伝送時に、前記第２トランジスタをオフして前記第２ダイオードによる整流を行わせ、
前記第１スイッチング制御回路は、前記逆方向電力伝送時に、前記第１トランジスタをオフして前記第１ダイオードによる整流を行わせることを特徴とする。
第１伝送コイルと、前記第１伝送コイルに直列接続された第１トランジスタおよび前記第１トランジスタに逆並列接続された第１ダイオードを含む第１スイッチング素子と、前記第１伝送コイルおよび前記第１スイッチング素子の少なくとも一方に並列接続された第１共振コンデンサと、を備える第１給電装置と、
第２伝送コイルと、前記第２伝送コイルに直列接続された第２トランジスタおよび前記第２トランジスタに逆並列接続された第２ダイオードを含む第２スイッチング素子と、前記第２伝送コイルおよび前記第２スイッチング素子の少なくとも一方に並列接続された第２共振コンデンサと、を備える第２給電装置と、
前記第１スイッチング素子のターンオフを制御するとともに、前記第１スイッチング素子が零電圧スイッチング動作を行うように、前記第１給電装置における共振電圧に同期して前記第１スイッチング素子のターンオンを制御する第１スイッチング制御回路と、
前記第２スイッチング素子のターンオフを制御するとともに、前記第２スイッチング素子が零電圧スイッチング動作を行うように、前記第２給電装置における共振電圧に同期して前記第２スイッチング素子のターンオンを制御する第２スイッチング制御回路と、
前記第１給電装置から前記第２給電装置への順方向電力伝送時に、前記第１給電装置に入力される第１入力電圧と前記第２給電装置から出力される第１出力電圧との第１電圧差を制御し、前記第２給電装置から前記第１給電装置への逆方向電力伝送時に、前記第２給電装置へ入力される第２入力電圧と前記第１給電装置から出力される第２出力電圧との第２電圧差を制御する電圧制御回路と、
を備え、
前記第２スイッチング制御回路は、前記順方向電力伝送時に、前記第２トランジスタをオフして前記第２ダイオードによる整流を行わせ、
前記第１スイッチング制御回路は、前記逆方向電力伝送時に、前記第１トランジスタをオフして前記第１ダイオードによる整流を行わせることを特徴とする。
【0011】
この構成によれば、第１給電装置が第１スイッチング素子で動作する１石式コンバータで構成され、第２給電装置が第２スイッチング素子で動作する１石式コンバータで構成されるため、装置の低コスト化および小型化を実現することができる。
【0012】
さらに、この構成では、第１および第２スイッチング制御回路が受電側のトランジスタをオフしてダイオードによる整流を行わせ、かつ電圧制御回路が入力電圧と出力電圧との電圧差を制御することで、回路定数のバラツキによる伝送電力の変動を補償することができる。すなわち、この構成によれば、比較的簡易な制御で伝送特性の安定性を向上させることができる。
【0013】
上記無線給電装置は、
前記第１入力電圧を出力し、前記第２出力電圧が入力される第１直流電圧変換部と、
前記第１出力電圧が入力され、前記第２入力電圧を出力する第２直流電圧変換部と、
を備え、
前記電圧制御回路は、前記順方向電力伝送時に、前記第１直流電圧変換部を制御して前記第１入力電圧を変化させることにより前記第１電圧差を制御し、前記逆方向電力伝送時に、前記第２直流電圧変換部を制御して前記第２入力電圧を変化させることにより前記第２電圧差を制御するよう構成できる。
前記第１入力電圧を出力し、前記第２出力電圧が入力される第１直流電圧変換部と、
前記第１出力電圧が入力され、前記第２入力電圧を出力する第２直流電圧変換部と、
を備え、
前記電圧制御回路は、前記順方向電力伝送時に、前記第１直流電圧変換部を制御して前記第１入力電圧を変化させることにより前記第１電圧差を制御し、前記逆方向電力伝送時に、前記第２直流電圧変換部を制御して前記第２入力電圧を変化させることにより前記第２電圧差を制御するよう構成できる。
【0014】
上記無線給電装置は、
前記順方向電力伝送時に、
前記第１給電装置および前記第２給電装置がフォワード型コンバータとして動作し、かつ前記第２給電装置が半波整流動作をするよう構成できる。
前記順方向電力伝送時に、
前記第１給電装置および前記第２給電装置がフォワード型コンバータとして動作し、かつ前記第２給電装置が半波整流動作をするよう構成できる。
【0015】
上記無線給電装置は、
前記順方向電力伝送時に前記第１入力電圧を出力し、前記逆方向電力伝送時に前記第２出力電圧が入力される第１直流電圧変換部を備え、
前記電圧制御回路は、前記順方向電力伝送時に、前記第１直流電圧変換部を制御して前記第１入力電圧を変化させることにより前記第１電圧差を制御し、前記逆方向電力伝送時に、前記第１直流電圧変換部を制御して前記第２出力電圧を変化させることにより前記第２電圧差を制御するよう構成できる。
前記順方向電力伝送時に前記第１入力電圧を出力し、前記逆方向電力伝送時に前記第２出力電圧が入力される第１直流電圧変換部を備え、
前記電圧制御回路は、前記順方向電力伝送時に、前記第１直流電圧変換部を制御して前記第１入力電圧を変化させることにより前記第１電圧差を制御し、前記逆方向電力伝送時に、前記第１直流電圧変換部を制御して前記第２出力電圧を変化させることにより前記第２電圧差を制御するよう構成できる。
【0016】
上記無線給電装置において、
前記電圧制御回路は、前記第１電圧差を制御する第１制御回路および前記第２電圧差を制御する第２制御回路を備え、
前記第２制御回路は、前記順方向電力伝送時に、前記第２給電装置の出力電力値、前記第２給電装置の出力電圧値および前記出力電力値、または前記第２給電装置の出力電流値および前記出力電圧値を前記第１制御回路に通知し、
前記第１制御回路は、前記逆方向電力伝送時に、前記第１給電装置の出力電力値、前記第１給電装置の出力電圧値および前記出力電力値、または前記第１給電装置の出力電流値および前記出力電圧値を前記第２制御回路に通知するよう構成できる。
前記電圧制御回路は、前記第１電圧差を制御する第１制御回路および前記第２電圧差を制御する第２制御回路を備え、
前記第２制御回路は、前記順方向電力伝送時に、前記第２給電装置の出力電力値、前記第２給電装置の出力電圧値および前記出力電力値、または前記第２給電装置の出力電流値および前記出力電圧値を前記第１制御回路に通知し、
前記第１制御回路は、前記逆方向電力伝送時に、前記第１給電装置の出力電力値、前記第１給電装置の出力電圧値および前記出力電力値、または前記第１給電装置の出力電流値および前記出力電圧値を前記第２制御回路に通知するよう構成できる。
【0017】
上記無線給電装置において、
前記電圧制御回路は、前記順方向電力伝送時に、前記第１スイッチング素子のオン時間を許容周期範囲内において制御する、および／または、前記逆方向電力伝送時に、前記第２スイッチング素子のオン時間を許容周期範囲内において制御するよう構成できる。
前記電圧制御回路は、前記順方向電力伝送時に、前記第１スイッチング素子のオン時間を許容周期範囲内において制御する、および／または、前記逆方向電力伝送時に、前記第２スイッチング素子のオン時間を許容周期範囲内において制御するよう構成できる。
【0018】
上記無線給電装置において、
前記第１伝送コイルと前記第２伝送コイルとの距離が規定距離よりも短い場合、前記電圧制御回路は、前記第１給電装置と前記第２給電装置との間の電力伝送を制限するよう構成できる。
前記第１伝送コイルと前記第２伝送コイルとの距離が規定距離よりも短い場合、前記電圧制御回路は、前記第１給電装置と前記第２給電装置との間の電力伝送を制限するよう構成できる。
【0019】
上記無線給電装置では、
前記第１給電装置の共振回路の定数と前記第２給電装置の共振回路の定数とが、互いに異なっていてもよい。
前記第１給電装置の共振回路の定数と前記第２給電装置の共振回路の定数とが、互いに異なっていてもよい。
【0020】
上記無線給電装置において、
前記第１給電装置は、第１切替用コンデンサと、オンしたときに前記第１切替用コンデンサを前記第１共振コンデンサに並列接続または直列接続し、オフしたときに前記第１切替用コンデンサを前記第１共振コンデンサから電気的に切り離す第１切替用スイッチと、を備え、
前記第２給電装置は、第２切替用コンデンサと、オンしたときに前記第２切替用コンデンサを前記第２共振コンデンサに並列接続または直列接続し、オフしたときに前記第２切替用コンデンサを前記第２共振コンデンサから電気的に切り離す第２切替用スイッチと、を備えるよう構成できる。
前記第１給電装置は、第１切替用コンデンサと、オンしたときに前記第１切替用コンデンサを前記第１共振コンデンサに並列接続または直列接続し、オフしたときに前記第１切替用コンデンサを前記第１共振コンデンサから電気的に切り離す第１切替用スイッチと、を備え、
前記第２給電装置は、第２切替用コンデンサと、オンしたときに前記第２切替用コンデンサを前記第２共振コンデンサに並列接続または直列接続し、オフしたときに前記第２切替用コンデンサを前記第２共振コンデンサから電気的に切り離す第２切替用スイッチと、を備えるよう構成できる。
【0021】
また、本発明の他の実施形態に係る無線給電装置は、
第１伝送コイルと、前記第１伝送コイルに直列接続された第１スイッチング素子と、前記第１伝送コイルおよび前記第１スイッチング素子の少なくとも一方に並列接続された第１共振コンデンサと、を備える第１給電装置と、
第２伝送コイルと、前記第２伝送コイルに直列接続されたダイオードと、前記第２伝送コイルに並列接続された第２共振コンデンサと、を備える第２給電装置と、
前記第１スイッチング素子のターンオフを制御するとともに、前記第１スイッチング素子が零電圧スイッチング動作を行うように、前記第１給電装置における共振電圧に同期して前記第１スイッチング素子のターンオンを制御する第１スイッチング制御回路と、
前記第１給電装置から前記第２給電装置への電力伝送時に、前記第１給電装置に入力される入力電圧と前記第２給電装置から出力される出力電圧との電圧差を制御する電圧制御回路と、を備えることを特徴とする。
第１伝送コイルと、前記第１伝送コイルに直列接続された第１スイッチング素子と、前記第１伝送コイルおよび前記第１スイッチング素子の少なくとも一方に並列接続された第１共振コンデンサと、を備える第１給電装置と、
第２伝送コイルと、前記第２伝送コイルに直列接続されたダイオードと、前記第２伝送コイルに並列接続された第２共振コンデンサと、を備える第２給電装置と、
前記第１スイッチング素子のターンオフを制御するとともに、前記第１スイッチング素子が零電圧スイッチング動作を行うように、前記第１給電装置における共振電圧に同期して前記第１スイッチング素子のターンオンを制御する第１スイッチング制御回路と、
前記第１給電装置から前記第２給電装置への電力伝送時に、前記第１給電装置に入力される入力電圧と前記第２給電装置から出力される出力電圧との電圧差を制御する電圧制御回路と、を備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【0022】
本発明によれば、装置の低コスト化および小型化を実現しつつ、伝送特性の安定性を向上させることが可能な無線給電装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【0023】
【図1】第１実施形態に係る無線給電装置を示す図である。
【図2】第１実施形態に係る無線給電装置の入力電圧と伝送電力との関係を示す図である。
【図3】第１実施形態における第１スイッチング素子の零電圧スイッチング動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図4】第１実施形態に係る無線給電装置の各動作モードを説明するためのタイミングチャートである。
【図5】第１実施形態に係る無線給電装置の各動作モードにおける電流経路を示す図である。
【図6】第２実施形態に係る無線給電装置を示す図である。
【図7】第２実施形態に係る無線給電装置の入力電圧と伝送電力との関係を示す図である。
【図8】第３実施形態に係る無線給電装置を示す図である。
【図9】第３実施形態に係る受電側の構成の変形例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【0024】
以下、添付図面を参照して、本発明に係る無線給電装置の実施形態について説明する。
【0025】
［第１実施形態］
図１に、本発明の第１実施形態に係る無線給電装置１００を示す。無線給電装置１００は、１次側に第１給電装置１０１と、第１フィルタ回路１０２と、第１直流電圧変換部１０３と、第１制御部１１０とを備え、２次側に第２給電装置１０４と、第２フィルタ回路１０５と、第２直流電圧変換部１０６と、第２制御部１２０とを備える。
図１に、本発明の第１実施形態に係る無線給電装置１００を示す。無線給電装置１００は、１次側に第１給電装置１０１と、第１フィルタ回路１０２と、第１直流電圧変換部１０３と、第１制御部１１０とを備え、２次側に第２給電装置１０４と、第２フィルタ回路１０５と、第２直流電圧変換部１０６と、第２制御部１２０とを備える。
【0026】
１次側の構成は、例えば住宅に設けられ、２次側の構成は、例えば電気自動車やプラグインハイブリッド車等の電動車に設けられる。無線給電装置１００は、１次側と２次側との間で、双方向の電力伝送を行う。以下では、１次側から２次側への電力伝送を順方向電力伝送とし、２次側から１次側への電力伝送を逆方向電力伝送とする。
【0027】
第１給電装置１０１は、第１スイッチング素子ＳＷ１と、第１伝送コイルＬ１と、第１共振コンデンサＣ１と、を備える１石式コンバータである。第１共振コンデンサＣ１は、第１伝送コイルＬ１および第１スイッチング素子ＳＷ１の少なくとも一方（本実施形態では、第１伝送コイルＬ１）に並列接続される。
【0028】
第１スイッチング素子ＳＷ１は、第１伝送コイルＬ１に直列接続された第１トランジスタＱ１と、第１トランジスタＱ１に逆並列接続された第１ダイオードＤ１とを含む。第１トランジスタＱ１は、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートトランジスタ）、ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化膜半導体型電界効果トランジスタ）、バイポーラトランジスタ、またはＳｉＣ（シリコンカーバイド）半導体等のパワー半導体素子である。第１ダイオードＤ１は、第１トランジスタＱ１の内蔵（寄生）ダイオード、または第１トランジスタＱ１とは独立したダイオードである。
【0029】
第１フィルタ回路１０２は、第１コンデンサＣ３と、第１コイルＬ３とを備える。第１コンデンサＣ３は、一端が第１コイルＬ３を介して第１直流電圧変換部１０３の高電位側に接続され、他端が第１直流電圧変換部１０３の低電位側に接続される。
【0030】
第１直流電圧変換部１０３は、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータで構成される。第１直流電圧変換部１０３は、第１電源Ｅ３に接続される。第１電源Ｅ３は、例えば、双方向ＡＣ／ＤＣコンバータである。第１直流電圧変換部１０３は、第１電源Ｅ３から入力された直流電圧を昇圧または降圧して第１フィルタ回路１０２に出力する順方向電圧変換動作と、第１フィルタ回路１０２から入力された直流電圧を降圧または昇圧して第１電源Ｅ３に出力する逆方向電圧変換動作とを行う。
【0031】
第２給電装置１０４は、第２スイッチング素子ＳＷ２と、第２伝送コイルＬ２と、第２共振コンデンサＣ２と、を備える１石式コンバータである。第２共振コンデンサＣ２は、第２伝送コイルＬ２および第２スイッチング素子ＳＷ２の少なくとも一方（本実施形態では、第２伝送コイルＬ２）に並列接続される。
【0032】
第２スイッチング素子ＳＷ２は、第２伝送コイルＬ２に直列接続された第２トランジスタＱ２と、第２トランジスタＱ２に逆並列接続された第２ダイオードＤ２とを含む。第２トランジスタＱ２は、第１トランジスタＱ１と同様、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ、バイポーラトランジスタ、またはＳｉＣ半導体等のパワー半導体素子である。第２ダイオードＤ２は、第２トランジスタＱ２の内蔵（寄生）ダイオード、または第２トランジスタＱ２とは独立したダイオードである。
【0033】
第２フィルタ回路１０５は、第２コンデンサＣ４と、第２コイルＬ４とを備える。第２コンデンサＣ４は、一端が第２コイルＬ４を介して第２直流電圧変換部１０６の高電位側に接続され、他端が第２直流電圧変換部１０６の低電位側に接続される。
【0034】
第２直流電圧変換部１０６は、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータで構成される。第２直流電圧変換部１０６は、第２電源Ｅ４に接続される。第２電源Ｅ４は、例えば、電動車に搭載された蓄電池である。第２直流電圧変換部１０６は、第２フィルタ回路１０５から入力された直流電圧を昇圧または降圧して第２電源Ｅ４に出力する順方向電圧変換動作と、第２電源Ｅ４から入力された直流電圧を降圧または昇圧して第２フィルタ回路１０５に出力する逆方向電圧変換動作とを行う。
【0035】
第１制御部１１０は、第１共振電圧検知回路１１１と、第１同期回路１１２と、第１制御回路１１３とを備える。同様に、第２制御部１２０は、第２共振電圧検知回路１２１と、第２同期回路１２２と、第２制御回路１２３とを備える。
【0036】
第１共振電圧検知回路１１１および第１同期回路１１２は、本発明の「第１スイッチング制御回路」に相当する。第２共振電圧検知回路１２１および第２同期回路１２２は、本発明の「第２スイッチング制御回路」に相当する。第１制御回路１１３および第２制御回路１２３は、本発明の「電圧制御回路」に相当する。
【0037】
第１共振電圧検知回路１１１は、順方向電力伝送時に、第１共振コンデンサＣ１の両端電圧ＶＲ１を測定し、第１伝送コイルＬ１および第１共振コンデンサＣ１による第１共振電圧のゼロクロス点を検知する。ゼロクロス点を検知した第１共振電圧検知回路１１１は、第１同期回路１１２にゼロクロス信号を出力する。
【0038】
第１同期回路１１２は、第１トランジスタＱ１が零電圧スイッチング動作を行うように、ゼロクロス信号に基づき第１共振電圧に同期させて第１トランジスタＱ１をターンオンさせる。また、第１同期回路１１２は、第１制御回路１１３の指示（制御指令）で、逆方向電力伝送時に、第１ダイオードＤ１による整流動作が行われるように第１トランジスタＱ１をオフさせる。
【0039】
順方向電力伝送時に、第１同期回路１１２が第１トランジスタＱ１をオン・オフ制御することで、第１伝送コイルＬ１および第１共振コンデンサＣ１に電流が流れる。それにより、一定距離離れた第２伝送コイルＬ２および第２共振コンデンサＣ２に磁界共振（磁気共振、磁気共鳴と同義）による電流が流れる。その結果、第１給電装置１０１から第２給電装置１０４への非接触の電力伝送が行われる。
【0040】
第２共振電圧検知回路１２１は、逆方向電力伝送時に、第２共振コンデンサＣ２の両端電圧ＶＲ２を測定し、第２伝送コイルＬ２および第２共振コンデンサＣ２による第２共振電圧のゼロクロス点を検知する。ゼロクロス点を検知した第２共振電圧検知回路１２１は、第２同期回路１２２にゼロクロス信号を出力する。
【0041】
第２同期回路１２２は、第２トランジスタＱ２が零電圧スイッチング動作を行うように、ゼロクロス信号に基づき第２共振電圧に同期させて第２トランジスタＱ２をターンオンさせる。また、第２同期回路１２２は、第２制御回路１２３の指示（制御指令）で、順方向電力伝送時に、第２ダイオードＤ２による整流動作が行われるように第２トランジスタＱ２をオフさせる。
【0042】
逆方向電力伝送時に、第２同期回路１２２が第２トランジスタＱ２をオン・オフ制御することで、第２伝送コイルＬ２および第２共振コンデンサＣ２に電流が流れる。それにより、一定距離離れた第１伝送コイルＬ１および第１共振コンデンサＣ１に磁界共振による電流が流れる。その結果、第２給電装置１０４から第１給電装置１０１への非接触の電力伝送が行われる。
【0043】
第１制御回路１１３は、順方向電力伝送時に、第１給電装置１０１に入力される第１入力電圧Ｅ１と第２給電装置１０４から出力される第１出力電圧Ｅ２との電圧差（第１電圧差）を制御する第１電圧差制御を行い、第２給電装置１０４から出力される出力電力（第１給電装置１０１から第２給電装置１０４への伝送電力）を制御する。
【0044】
より詳しくは、第１制御回路１１３は、外部からの第１制御指令１１４に応じて、または第２制御回路１２３との相互通信信号１３０に含まれる充電開始通知に応じて、第１電圧差制御を開始する。相互通信信号１３０には、例えばＷｉ－Ｆｉ、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ（登録商標）等の近距離無線通信信号が用いられる。第１電圧差制御を開始した第１制御回路１１３は、所定の周期で、第１検出手段Ｘ１（例えば、カレントトランス）の第１検出信号１１５に基づいて、第１入力電圧Ｅ１の電圧値および／または第１入力電流の電流値を取得する。第１入力電流は、第１直流電圧変換部１０３から第１フィルタ回路１０２に流れる電流である。
【0045】
また第１制御回路１１３は、所定の周期で、相互通信信号１３０を介して第２制御回路１２３から出力電力に関する情報を取得する。出力電力に関する情報は、出力電力の電力値、第１出力電圧Ｅ２の電圧値および出力電力の電力値、または第１出力電圧Ｅ２の電圧値および第１出力電流の電流値である。第１出力電流は、第２フィルタ回路１０５から第２直流電圧変換部１０６に流れる電流である。
【0046】
第１制御回路１１３は、上記のように必要な情報を取得しつつ、出力電力の電力値が所定の目標電力値になるように、第１直流電圧変換部１０３に第１制御信号１１６を出力して第１入力電圧Ｅ１を制御し、第１電圧差を制御する。
【0047】
具体的な制御方法として、出力電力に関する情報が出力電力の電力値のみの場合、第１制御回路１１３は、予め記憶しておいた第１出力電圧Ｅ２の下限電圧を参照し、下限電圧よりも第１入力電圧Ｅ１が大となるように第１入力電圧Ｅ１を制御しつつ、出力電力の電力値を所定の目標電力値に一致させる。
【0048】
出力電力に関する情報が第１出力電圧Ｅ２の電圧値および出力電力の電力値の場合、第１制御回路１１３は、第１出力電圧Ｅ２と第１入力電圧Ｅ１とを比較し、第１出力電圧Ｅ２よりも第１入力電圧Ｅ１が大となるように第１入力電圧Ｅ１を制御しつつ、出力電力の電力値を所定の目標電力値に一致させる。
【0049】
出力電力に関する情報が第１出力電圧Ｅ２の電圧値および第１出力電流の電流値の場合、第１制御回路１１３は、第１出力電圧Ｅ２と第１入力電圧Ｅ１とを比較し、第１出力電圧Ｅ２よりも第１入力電圧Ｅ１が大となるように第１入力電圧Ｅ１を制御する。同時に、第１制御回路１１３は、出力電力に関する情報に基づいて出力電力の電力値を算出し、算出した電力値が所定の目標電力値に一致するように、第１入力電圧Ｅ１を制御する。
【0050】
なお、第１出力電圧Ｅ２の電圧値が一定値で、かつ第１制御回路１１３が第１入力電圧Ｅ１と出力電力との関係を示す情報（例えば、関係式）を記憶している場合、第１制御回路１１３は、給電開始時および給電中に、第２制御回路１２３と通信を行うことなく、第１入力電圧Ｅ１を制御することができる。
【0051】
また、第１制御回路１１３が第１入力電圧Ｅ１と第１電圧差との関係を示す情報、および第１電圧差と出力電力との関係を示す情報を記憶している場合も、第１制御回路１１３は、第２制御回路１２３と通信を行うことなく、第１入力電圧Ｅ１を制御することができる。ただし、出力電力の電力値をより正確に目標電力値に近づけるためには、第１制御回路１１３は、相互通信信号１３０を介して第２制御回路１２３から出力電力に関する情報を取得することが好ましい。
【0052】
第２制御回路１２３は、逆方向電力伝送時に、第２給電装置１０４に入力される第２入力電圧Ｅ２と第１給電装置１０１から出力される第２出力電圧Ｅ１との電圧差（第２電圧差）を制御する第２電圧差制御を行い、第１給電装置１０１から出力される出力電力（第２給電装置１０４から第１給電装置１０１への伝送電力）を制御する。
【0053】
より詳しくは、第２制御回路１２３は、外部からの第２制御指令１２４に応じて、または第１制御回路１１３との相互通信信号１３０に含まれる放電開始通知に応じて、第２電圧差制御を開始する。第２電圧差制御を開始した第２制御回路１２３は、所定の周期で、第２検出手段Ｘ２（例えば、カレントトランス）の第２検出信号１２５に基づいて、第２入力電圧Ｅ２の電圧値および／または第２入力電流の電流値を取得する。第２入力電流は、第２直流電圧変換部１０６から第２フィルタ回路１０５に流れる電流である。
【0054】
また第２制御回路１２３は、所定の周期で、相互通信信号１３０を介して第１制御回路１１３から出力電力に関する情報を取得する。出力電力に関する情報は、出力電力の電力値、第２出力電圧Ｅ１の電圧値および出力電力の電力値、または第２出力電圧Ｅ１の電圧値および第２出力電流の電流値である。第２出力電流は、第１フィルタ回路１０２から第１直流電圧変換部１０３に流れる電流である。
【0055】
第２制御回路１２３は、上記のように必要な情報を取得しつつ、出力電力の電力値が所定の目標電力値になるように、第２直流電圧変換部１０６に第２制御信号１２６を出力して第２入力電圧Ｅ２を制御し、第２電圧差を制御する。具体的な制御方法は、順方向電力伝送時における第１制御回路１１３の制御方法と同じである。
【0056】
図２に、順方向電力伝送時における、第１入力電圧Ｅ１と第１給電装置１０１から第２給電装置１０４への伝送電力Ｐとの関係を示す。図２では、第１出力電圧Ｅ２を３５０［Ｖ］の一定値とする。伝送電力Ｐは、例えば、第２検出手段Ｘ２の第２検出信号１２５に基づいて算出できる。
【0057】
図２から分かるように、第１入力電圧Ｅ１を３５０［Ｖ］から４６０［Ｖ］の１１０［Ｖ］の範囲で変化させると、伝送電力Ｐは０から６［ｋＷ］まで変化する。すなわち、無線給電装置１００によれば、第１入力電圧Ｅ１と第１出力電圧Ｅ２との第１電圧差を制御することで、伝送電力Ｐを制御することができる。
【0058】
例えば、第２共振コンデンサＣ２の静電容量にバラツキがある場合であっても、第１入力電圧Ｅ１を変化させることで、伝送電力Ｐを零から所望の電力まで安定して制御することができる。なお、図２では、第１入力電圧Ｅ１の下限電圧と第１出力電圧Ｅ２とを同じ値にしているが、同じである必要はない。
【0059】
続いて、図３を参照して、順方向電力伝送時における第１スイッチング素子ＳＷ１の零電圧スイッチング動作を説明する。なお、逆方向電力伝送時における第２スイッチング素子ＳＷ２の零電圧スイッチング動作も、順方向電力伝送時における第１スイッチング素子ＳＷ１と同様に行われる。
【0060】
図３において、（Ａ）は第１スイッチング素子ＳＷ１の両端電圧ＶＳＷ１の波形、（Ｂ）は第１スイッチング素子ＳＷ１を流れる電流ＩＳＷ１の波形、（Ｃ）は第１共振コンデンサＣ１の両端電圧ＶＲ１の波形、（Ｄ）は第１トランジスタＱ１の駆動用ゲート電圧Ｖｇ１の波形、（Ｅ）は第２トランジスタＱ２の駆動用ゲート電圧Ｖｇ２の波形である。第１トランジスタＱ１および第２トランジスタＱ２は、駆動用ゲート電圧Ｖｇ１、Ｖｇ２がハイレベルのときにオンし、ローレベルのときにオフする。
【0061】
第１スイッチング素子ＳＷ１がオフの期間ＴＯＦＦでは、第１共振コンデンサＣ１の両端には、第１伝送コイルＬ１と第１共振コンデンサＣ１による第１共振電圧が発生している。
【0062】
第１共振コンデンサＣ１の両端電圧ＶＲ１が零と交差するゼロクロス点ｔｚを第１共振電圧検知回路１１１が検出すると、第１同期回路１１２は、ゼロクロス点ｔｚに同期した時刻ｔｚｇに、第１トランジスタＱ１の駆動用ゲート電圧Ｖｇ１をローレベルからハイレベルに切り替えて、第１トランジスタＱ１をターンオンさせる。
【0063】
ここで、第１スイッチング素子ＳＷ１の両端電圧ＶＳＷ１は、負荷（例えば、第１電源Ｅ３）の状態によっては振幅が小さくなり零に達しない場合がある。一方、第１共振コンデンサＣ１の両端電圧ＶＲ１は、振幅の大きさに関わらず零と交差する。そこで、本実施形態では、第１共振電圧検知回路１１１が第１共振コンデンサＣ１の両端電圧ＶＲ１のゼロクロス点ｔｚを検出する構成をとっている。
【0064】
また、第１スイッチング素子ＳＷ１の零電圧スイッチング動作を実現するためには、時刻ｔ０に第１トランジスタＱ１をターンオンさせてもよい。しかしながら、時刻ｔ０は、負荷（例えば、第１電源Ｅ３）の状態によってタイミングがずれることがある。そこで、本実施形態では、時刻ｔ０よりも後の時刻ｔｚｇにおいて第１トランジスタＱ１をターンオンさせることで、若干の余裕を持たせている。
【0065】
【0066】
図４において、（Ａ）は第１スイッチング素子ＳＷ１の両端電圧ＶＳＷ１の波形、（Ｂ）は第１スイッチング素子ＳＷ１を流れる電流ＩＳＷ１の波形、（Ｃ）は第１伝送コイルＬ１を流れる電流ＩＬ１の波形、（Ｄ）は第２伝送コイルＬ２を流れる電流ＩＬ２の波形、（Ｅ）は第２スイッチング素子ＳＷ２の両端電圧ＶＳＷ２の波形、（Ｆ）は第２スイッチング素子ＳＷ２を流れる電流ＩＳＷ２の波形である。
【0067】
図５は、図４に示した時刻ｔ０～ｔ１間をＭｏｄｅ－１期間、時刻ｔ１～ｔ２間をＭｏｄｅ－２期間、時刻ｔ２～ｔ３間をＭｏｄｅ－３期間、時刻ｔ３～ｔ４（＝ｔ０）間をＭｏｄｅ－４期間とした場合の、各Ｍｏｄｅ期間における第１給電装置１０１および第２給電装置１０４に流れる電流を模式的に示した図である。
【0068】
なお、図５では、第１給電装置１０１に第１コンデンサＣ３を含め、第２給電装置１０４に第２コンデンサＣ４を含めている。また、図５において、第１伝送コイルＬ１および第２伝送コイルＬ２を流れる電流の双方向の矢印は、図４に示すように電流が正方向と負方向に変化することを示している。
【0069】
時刻ｔ０（＝ｔ４）において、第１スイッチング素子ＳＷ１の両端電圧ＶＳＷ１が零に達すると、Ｍｏｄｅ－１期間が開始する。Ｍｏｄｅ－１期間では、第１スイッチング素子ＳＷ１の第１ダイオードＤ１が自動的に導通し、第１スイッチング素子ＳＷ１がオン状態になる。その後、零電圧スイッチング動作により第１トランジスタＱ１がターンオンする。
【0070】
第１スイッチング素子ＳＷ１がオンしている期間（Ｍｏｄｅ－１～Ｍｏｄｅ－２期間）は、第１伝送コイルＬ１に第１入力電圧Ｅ１が印加されている状態になるので、電流ＩＳＷ１および電流ＩＬ１は負電流から正電流に緩やかに変化する。電流ＩＳＷ１が負から正に転流すると第１ダイオードＤ１に流れていた電流はスムーズに第１トランジスタＱ１に流れ、第１スイッチング素子ＳＷ１のオン状態が継続する。なお、第１トランジスタＱ１のオン抵抗が第１ダイオードＤ１よりも低い場合、第１トランジスタＱ１がターンオンした以降、電流ＩＳＷ１は第１トランジスタＱ１を流れる。
【0071】
Ｍｏｄｅ－１期間において、第２スイッチング素子ＳＷ２の両端電圧ＶＳＷ２は、共振の弧を描き、緩やかに上昇した後、緩やかに下降して零に達する。Ｍｏｄｅ－１期間においては、電流ＩＳＷ２は、第２スイッチング素子ＳＷ２がオフしているため流れず、電流ＩＬ２は、正電流から負電流に緩やかに変化し、負のピークに達する。
【0072】
時刻ｔ１において、第２スイッチング素子ＳＷ２の両端電圧ＶＳＷ２が零に達すると、Ｍｏｄｅ－２期間が開始する。Ｍｏｄｅ－２期間では、第２スイッチング素子ＳＷ２の第２ダイオードＤ２が自動的に導通し、第２スイッチング素子ＳＷ２がオン状態になる。第２スイッチング素子ＳＷ２がオンしている期間（Ｍｏｄｅ－２～Ｍｏｄｅ－３期間）は、第２伝送コイルＬ２に第１出力電圧Ｅ２が印加されている状態になるので、電流ＩＳＷ２および電流ＩＬ２は負電流から零に向かって変化する。
【0073】
所定時間（例えば、第１共振電圧のゼロクロス周期が所定の範囲内になるように第１同期回路１１２において予め設定された時間）が経過した時刻ｔ２において、第１スイッチング素子ＳＷ１の駆動用ゲート電圧Ｖｇ１がハイレベルからローレベルに切り替わり、第１トランジスタＱ１がオフすると、Ｍｏｄｅ－３期間が開始する。
【0074】
Ｍｏｄｅ－３期間では、第１スイッチング素子ＳＷ１がオフし、第１伝送コイルＬ１に蓄えられていた電流が第１共振コンデンサＣ１に流れ込んで、第１給電装置１０１は共振状態となる。第１スイッチング素子ＳＷ１の両端電圧ＶＳＷ１は、共振の弧を描き、緩やかに上昇する。第１伝送コイルＬ１を流れる電流ＩＬ１は、共振電流であり、正のピークに達した後、緩やかに減少する。
【0075】
Ｍｏｄｅ－３期間では、電流ＩＳＷ２および電流ＩＬ２は負電流から零に向かって変化する。時刻ｔ３において、電流ＩＳＷ２が零になると、すなわち第２ダイオードＤ２に流れていた電流が停止すると、Ｍｏｄｅ－３期間は終了し、Ｍｏｄｅ－４期間が開始する。
【0076】
Ｍｏｄｅ－４期間では、第２スイッチング素子ＳＷ２（第２ダイオードＤ２）がオフし、第２伝送コイルＬ２に蓄えられていた電流が第２共振コンデンサＣ２に流れ込んで、第２給電装置１０４は共振状態となる。第２スイッチング素子ＳＷ２の両端電圧ＶＳＷ２は、共振の弧を描き、緩やかに上昇する。電流ＩＳＷ２は、第２スイッチング素子ＳＷ２がオフしているため流れず、電流ＩＬ２は、緩やかに上昇した後、緩やかに下降する。
【0077】
Ｍｏｄｅ－４期間では、電流ＩＬ１は、正電流から負電流に緩やかに変化する。第１スイッチング素子ＳＷ１の両端電圧ＶＳＷ１は、共振の弧を描き、緩やかに上昇した後、緩やかに下降する。時刻ｔ４において、第１スイッチング素子ＳＷ１の両端電圧ＶＳＷ１が零に達すると、Ｍｏｄｅ－４期間は終了する。
【0078】
図４に示すように、第２伝送コイルＬ２を流れる電流ＩＬ２は、第１伝送コイルＬ１を流れる電流ＩＬ１に対して、第１入力電圧Ｅ１と第１出力電圧Ｅ２との第１電圧差に応じた位相差Ｔφを有する。すなわち、無線給電装置１００は、第１電圧差を制御することで、第１スイッチング素子ＳＷ１を流れる電流ＩＳＷ１と第２スイッチング素子ＳＷ２を流れる電流ＩＳＷ２との間に位相差を生じさせ、所望の伝送電力を伝送することができる。
【0079】
上記説明から、順方向電力伝送時において、第１給電装置１０１および第２給電装置１０４はフォワード型コンバータとして動作し、かつ第２給電装置１０４は半波整流動作を行うことがわかる。第２給電装置１０４（受電側給電装置）に構成の簡単な半波整流動作を行わせても、全波整流動作を行う通常の無線給電装置と同等以上の伝送電力を送信できるという利点がある。これは、全波整流の場合は、第２給電装置１０４の第２伝送コイルＬ２と第２共振コンデンサＣ２の並列共振回路の共振電圧は正負いずれの半波においても整流素子（ダイオード）が導通して第１出力電圧Ｅ２にクランプされるため、共振効果が小さく第１給電装置１０１からの伝送電力が増大しないが、半波整流では、整流素子（第２ダイオードＤ２）が導通していない半波の期間、共振効果が得られるので第１給電装置１０１からの伝送電力が増大することによる。
【0080】
なお、上記説明では、順方向電力伝送時の動作を例に挙げたが、逆方向電力伝送時の動作の場合も同様である。すなわち、無線給電装置１００は、第２電圧差を制御することで、電流ＩＳＷ１と電流ＩＳＷ２との間に位相差を生じさせ、所望の伝送電力を伝送することができる。また、逆方向電力伝送時において、第１給電装置１０１および第２給電装置１０４はフォワード型コンバータとして動作し、かつ第１給電装置１０１は半波整流動作を行う。
【0081】
本実施形態に係る無線給電装置１００は、第１給電装置１０１が第１スイッチング素子ＳＷ１で動作する１石式コンバータで構成され、第２給電装置１０４が第２スイッチング素子ＳＷ２で動作する１石式コンバータで構成される。このため、本実施形態に係る無線給電装置１００は、複数のパワー半導体を用いるブリッジコンバータ式の無線給電装置と比較すると、装置の低コスト化および小型化を実現することができる。
【0082】
本実施形態に係る無線給電装置１００は、並列共振回路構成のため、給電開始時および給電中に特殊な操作が不要となり、入力電圧と出力電圧との電圧差の制御のみで伝送電力を制御することができる。
【0083】
本実施形態に係る無線給電装置１００は、入力電圧と出力電圧との電圧差の制御により、回路定数のバラツキによる伝送電力の変動を補償することができる。すなわち、本実施形態に係る無線給電装置１００は、入力電圧と出力電圧との電圧差の制御により、伝送電力の変動の主要な原因である伝送電力の位相差を補償することができる。したがって、本実施形態に係る無線給電装置１００によれば、比較的簡易な制御で、伝送特性の安定性を向上させることができる。
【0084】
また、本実施形態に係る無線給電装置１００は、上記のとおり、入力電圧と出力電圧との電圧差の制御により伝送電力の位相差を補償できるので、送電側の位相を検出して受電側に通信する手段と、受電側で相互位相シフト制御（第１スイッチング素子ＳＷ１のスイッチングと第２スイッチング素子ＳＷ２のスイッチングとに所定の位相差をもたせる制御）を行う回路が、１次側と２次側の双方で不要となる。これにより、装置の構成が簡素化され、高速位相通信が不要になる。
【0085】
例えば、相互通信信号１３０は、位相の情報を含まないので、高速位相通信のための信号よりも低速にすることができる。したがって、本実施形態に係る無線給電装置１００によれば、高速位相通信が不要になることによる相互接続性の向上を図ることができる。
【0086】
［第２実施形態］
図６に、本発明の第２実施形態に係る無線給電装置２００を示す。無線給電装置２００は、第１給電装置２０１、第１制御部２１０の第１制御回路２１３、第２給電装置２０４、および第２制御部２２０の第２制御回路２２３が第１実施形態と異なり、その他の構成は第１実施形態と共通する。
図６に、本発明の第２実施形態に係る無線給電装置２００を示す。無線給電装置２００は、第１給電装置２０１、第１制御部２１０の第１制御回路２１３、第２給電装置２０４、および第２制御部２２０の第２制御回路２２３が第１実施形態と異なり、その他の構成は第１実施形態と共通する。
【0087】
第１給電装置２０１は、第１実施形態の第１給電装置１０１に、第１切替用コンデンサＣ１’および第１切替用スイッチＳ１からなる直列回路を追加したものである。上記直列回路は、第１共振コンデンサＣ１に並列接続される。第１切替用スイッチＳ１は、例えば半導体スイッチまたはリレーで構成される。
【0088】
第１切替用スイッチＳ１は、第１制御回路２１３の制御下で、オンとオフとが切り替わる。第１切替用スイッチＳ１がオンのときに第１切替用コンデンサＣ１’が第１共振コンデンサＣ１に並列接続された状態になり、第１切替用スイッチＳ１がオフのときに第１切替用コンデンサＣ１’が第１共振コンデンサＣ１から電気的に切り離された状態になる。
【0089】
第１制御回路２１３は、第１実施形態の第１制御回路１１３に、第１切替用スイッチＳ１のオン・オフを切り替える機能を追加したものである。第１制御回路２１３は、例えば、第１切替用スイッチＳ１の駆動回路を含む。
【0090】
第２給電装置２０４は、第１実施形態の第２給電装置１０４に、第２切替用コンデンサＣ２’および第２切替用スイッチＳ２からなる直列回路を追加したものである。上記直列回路は、第２共振コンデンサＣ２に並列接続される。第２切替用スイッチＳ２は、例えば半導体スイッチまたはリレーで構成される。
【0091】
第２切替用スイッチＳ２は、第２制御回路２２３の制御下で、オンとオフとが切り替わる。第２切替用スイッチＳ２がオンのときに第２切替用コンデンサＣ２’が第２共振コンデンサＣ２に並列接続された状態になり、第２切替用スイッチＳ２がオフのときに第２切替用コンデンサＣ２’が第２共振コンデンサＣ２から電気的に切り離された状態になる。
【0092】
第２制御回路２２３は、第１実施形態の第２制御回路１２３に、第２切替用スイッチＳ２のオン・オフを切り替える機能を追加したものである。第２制御回路２２３は、例えば、第２切替用スイッチＳ２の駆動回路を含む。
【0093】
順方向電力伝送の場合、第１制御回路２１３は、第１制御指令１１４に応じて、または相互通信信号１３０に含まれる充電開始通知に応じて、第１切替用スイッチＳ１をオフする。一方、第２制御回路２２３は、相互通信信号１３０に含まれる充電開始通知に応じて、または第２制御指令１２４に応じて、第２切替用スイッチＳ２をオンする。これにより、第２給電装置２０４における共振回路の定数が変化する。第１切替用スイッチＳ１がオフし、第２切替用スイッチＳ２がオンした後、第１制御回路２１３は第１電圧差制御を開始する。
【0094】
逆方向電力伝送の場合、第２制御回路２２３は、第２制御指令１２４に応じて、または相互通信信号１３０に含まれる放電開始通知に応じて、第２切替用スイッチＳ２をオフする。一方、第１制御回路２１３は、相互通信信号１３０に含まれる放電開始通知に応じて、または第１制御指令１１４に応じて、第１切替用スイッチＳ１をオンする。これにより、第１給電装置２０１における共振回路の定数が変化する。第１切替用スイッチＳ１がオンし、第２切替用スイッチＳ２がオフした後、第２制御回路２２３は第２電圧差制御を開始する。
【0095】
図７に、順方向電力伝送時における、第１入力電圧Ｅ１と第１給電装置２０１から第２給電装置２０４への伝送電力Ｐとの関係を示す。比較のため、図２で示した第１実施形態における第１入力電圧Ｅ１と伝送電力Ｐとの関係も図７に示す。第１出力電圧Ｅ２は、第１実施形態と同様に、３５０［Ｖ］の一定値とする。
【0096】
図７では、第１共振コンデンサＣ１と第２共振コンデンサＣ２の静電容量比を１：１とし、かつ第２共振コンデンサＣ２と第２切替用コンデンサＣ２’の静電容量比を５：１とする。例えば、第１給電装置２０１における共振コンデンサの静電容量は０．１５［μＦ］であり、第２給電装置２０４における共振コンデンサの静電容量は０．１８［μＦ］である。なお、第１実施形態では、第１給電装置１０１および第２給電装置１０４における共振コンデンサの静電容量は、いずれも０．１５［μＦ］である。
【0097】
図７から分かるように、第２実施形態では、第１入力電圧Ｅ１を３１０［Ｖ］から３８０［Ｖ］の７０［Ｖ］の範囲で変化させると、伝送電力Ｐが０から６［ｋＷ］まで変化する。すなわち、第２実施形態に係る無線給電装置２００によれば、第１実施形態よりも小さい電圧差で出力電力（伝送電力Ｐ）を制御することができる。また、無線給電装置２００によれば、所望の出力電力を得るために必要な電圧（第１入力電圧Ｅ１）を、第１実施形態よりも低くすることができる。
【0098】
変形例として、第１給電装置２０１は、第１切替用コンデンサＣ１’および第１切替用スイッチＳ１からなる直列回路に加えて、または上記直列回路の代わりに、第３切替用コンデンサおよび第３切替用スイッチからなる並列回路を備えてもよい。上記並列回路は、第１共振コンデンサＣ１に直列接続される。第３切替用スイッチは、第１制御回路２１３の制御下で、順方向電力伝送時にオフし、逆方向電力伝送時にオンする。
【0099】
第２給電装置２０４は、第２切替用コンデンサＣ２’および第２切替用スイッチＳ２からなる直列回路に加えて、または上記直列回路の代わりに、第４切替用コンデンサおよび第４切替用スイッチからなる並列回路を備えてもよい。上記並列回路は、第２共振コンデンサＣ２に直列接続される。第４切替用スイッチは、第２制御回路２２３の制御下で、順方向電力伝送時にオンし、逆方向電力伝送時にオフする。
【0100】
また、切替用コンデンサの静電容量は、第１共振コンデンサＣ１または第２共振コンデンサＣ２の静電容量よりも大きくすることができる。例えば、第１共振コンデンサＣ１と第２共振コンデンサＣ２の静電容量比を１：１とし、第１共振コンデンサＣ１と第１切替用コンデンサＣ１’の静電容量比および第２共振コンデンサＣ２と第２切替用コンデンサＣ２’の静電容量比は１：５とする。第１共振コンデンサＣ１および第２共振コンデンサＣ２の静電容量が０．１８［μＦ］である場合、第１切替用コンデンサＣ１’および第２切替用コンデンサＣ２’の静電容量は０．９［μＦ］である。
【0101】
結局、本実施形態に係る無線給電装置２００によれば、受電側の共振コンデンサの静電容量を送電側の共振コンデンサの静電容量より相対的に増加させ、送電側と受電側とで共振回路の定数に差をつけることにより、第１実施形態よりも小さい電圧差で出力電力を制御することができる。なお、本実施形態では、コイル定数を一定とし、切替用コンデンサで共振定数に差をつけたが、同様に共振コンデンサ定数を一定とし、共振コイル定数に差をつける構成としてもよい。
【0102】
［第３実施形態］
図８に、本発明の第３実施形態に係る無線給電装置３００を示す。無線給電装置３００は、１次側から２次側への電力伝送（順方向電力伝送）のみを行い、２次側から１次側への電力伝送（逆方向電力伝送）は行わない。
図８に、本発明の第３実施形態に係る無線給電装置３００を示す。無線給電装置３００は、１次側から２次側への電力伝送（順方向電力伝送）のみを行い、２次側から１次側への電力伝送（逆方向電力伝送）は行わない。
【0103】
無線給電装置３００は、第１直流電圧変換部３０３、第２給電装置３０４、第２直流電圧変換部３０６および第２制御部３２０が第１実施形態と異なり、その他の構成は第１実施形態と共通する。
【0104】
第１直流電圧変換部３０３は、片方向ＤＣ／ＤＣコンバータで構成される。第１直流電圧変換部３０３は、第１電源Ｅ３から入力された直流電圧を昇圧または降圧して第１フィルタ回路１０２に出力する片方向電圧変換動作のみを行う。
【0105】
第２給電装置３０４は、第２伝送コイルＬ２と、第２共振コンデンサＣ２と、第３ダイオードＤ３とを備える。第２共振コンデンサＣ２は、一端が第２伝送コイルＬ２の一端に接続され、他端が第２伝送コイルＬ２の他端に接続される。第３ダイオードＤ３は、アノードが第２フィルタ回路１０５の低電位側に接続され、カソードが第２共振コンデンサＣ２の他端に接続される。すなわち、第２給電装置３０４は、第１実施形態の第１スイッチング素子ＳＷ１の代わりに、第３ダイオードＤ３を備えている。
【0106】
第２直流電圧変換部３０６は、片方向ＤＣ／ＤＣコンバータで構成される。第２直流電圧変換部３０６は、第２フィルタ回路１０５から入力された直流電圧を昇圧または降圧して第２電源Ｅ４に出力する片方向電圧変換動作のみを行う。
【0107】
第２制御部３２０は、第２制御回路３２３を備える一方で、第１実施形態の第２共振電圧検知回路１２１および第２同期回路１２２を備えない。第２制御回路３２３は、第２制御信号３２６を出力して第２直流電圧変換部３０６を制御する。なお、この制御は、第１および第２実施形態のような入力電圧と出力電圧との電圧差の制御ではなく、第２電源Ｅ４に所望の電力を供給するための受電制御である。なお、第２直流電圧変換部３０６は、入力電圧Ｅ２を第２電源Ｅ４への入力電圧に変換する必要がなければ、省略することができる。
【0108】
本実施形態の第２給電装置３０４および第２フィルタ回路１０５は、図９に示す第２給電装置３０４’および第２フィルタ回路１０５’に変更できる。すなわち、第３ダイオードＤ３は、アノードが第２共振コンデンサＣ２の一端に接続され、カソードが第２フィルタ回路１０５’の高電位側に接続されていてもよい。この場合、第２フィルタ回路１０５’にチョークコイルの環流用ダイオードを追加してもよい。なお、第２コンデンサＣ４は、第２コイルＬ４の後段に設けてもよい。図９では、第２直流電圧変換部３０６を省略している。
【0109】
［変形例］
以上、本発明に係る無線給電装置の実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。
以上、本発明に係る無線給電装置の実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。
【0110】
本発明に係る無線給電装置では、第１フィルタ回路１０２および第２フィルタ回路１０５を省略できる。ただし、第１フィルタ回路１０２および第２フィルタ回路１０５を設けることで、入力電圧および出力電圧の安定化を図ることができる。また、第１直流電圧変換部１０３、３０３は、第１電源Ｅ３を構成する双方向ＡＣ／ＤＣコンバータと一体とした構成としてもよい。
【0111】
第１および第２実施形態では、第２直流電圧変換部１０６を省略するか、または第２直流電圧変換部１０６を片方向ＤＣ／ＤＣコンバータで構成することができる。これらの場合、第１制御回路１１３、２１３は、順方向電力伝送時には第１および第２実施形態と同様の制御を行い、逆方向電力伝送時には、第１直流電圧変換部１０３を制御して第２出力電圧Ｅ１を変化させる（第２出力電圧Ｅ１を第２入力電圧Ｅ２よりも低下させる）ことにより、第２電圧差を制御してもよい。
【0112】
本発明に係る無線給電装置では、順方向電力伝送時に、第１スイッチング素子ＳＷ１のオン時間を許容周期範囲内において制御してもよい。また、第１および第２実施形態では、さらに逆方向電力伝送時に、第２スイッチング素子ＳＷ２のオン時間を許容周期範囲内において制御してもよい。入力電圧の制御範囲が限られていて、出力電力の電力値を所定の目標電力値に一致させることができない場合等、入力電圧を変えずに送電側のスイッチング素子のオン時間を許容周期範囲内において変更することで、出力電力の電力値を所定の目標電力値に一致させることができる。なお、許容周期範囲は、例えば、国際規格などで定められた基準周波数帯に基づいて適宜設定することができる。また、オン時間の変更は、停止状態であるデューティ０％を含んでもよい。
【0113】
例えば、順方向電力伝送時に、第１出力電圧Ｅ２の電圧値が低く、第１直流電圧変換部１０３の出力（第１入力電圧Ｅ１）を制御範囲の下限まで下げても所望の出力電力が得られない場合、目標電力値よりも大きな出力電力が出力されてしまう。この場合、第１スイッチング素子ＳＷ１のオン時間を、許容周期範囲内において当初の設定値よりも短くすることで、第１伝送コイルＬ１に流れる電流ＩＬ１を減少させることができる。その結果、第２伝送コイルＬ２に流れる電流ＩＬ２が減少し、伝送電力が低下するので、所望の出力電力を得ることができる。
【0114】
本発明に係る無線給電装置では、第１伝送コイルＬ１と第２伝送コイルＬ２との距離が規定距離（例えば、４５［ｍｍ］）よりも短い場合、電力伝送を制限してもよい。電力伝送を制限することで、第１伝送コイルＬ１と第２伝送コイルＬ２とが近接し過ぎたことにより生じる不安定な動作（換言すれば、漏れインダクタンスがなくなり、共振電圧が発生しなくなることにより生じる不安定な動作）を回避することができる。
【0115】
電力伝送を制限する場合、本発明に係る無線給電装置は、第１伝送コイルＬ１と第２伝送コイルＬ２とが近接し過ぎたことにより生じる不安定な動作を検出してもよいし、第１伝送コイルＬ１と第２伝送コイルＬ２との距離を測定するための距離測定手段（例えば、１次側および２次側に設けた距離測定用コイル）を含んでもよい。また、第１制御指令１１４および／または第２制御指令１２４に、第１伝送コイルＬ１と第２伝送コイルＬ２との距離に関する情報が含まれていてもよい。
【0116】
例えば、順方向電力伝送時に、第１伝送コイルＬ１と第２伝送コイルＬ２との距離が規定距離よりも短い場合、第１入力電圧Ｅ１を制御範囲の下限まで下げても所望の出力電力が得られないのであれば、第１制御回路１１３、２１３は、第１直流電圧変換部１０３の制御を停止させて、電力伝送を停止させてもよい。また、第１制御回路１１３、２１３は、電力伝送を停止させる代わりに、第１スイッチング素子ＳＷ１のオン時間を、許容周期範囲内において所定値よりも短くしてもよい。これにより、伝送電力が低下するので、所望の出力電力を得ることができる。
【符号の説明】
【0117】
１００、２００、３００ 無線給電装置
１０１、２０１ 第１給電装置
１０２ 第１フィルタ回路
１０３、３０３ 第１直流電圧変換部
１０４、２０４、３０４、３０４’ 第２給電装置
１０５、１０５’ 第２フィルタ回路
１０６、３０６ 第２直流電圧変換部
１１０、２１０ 第１制御部
１１１ 第１共振電圧検知回路
１１２ 第１同期回路
１１３、２１３ 第１制御回路
１１４ 第１制御指令
１１５ 第１検出信号
１１６ 第１制御信号
１２０、２２０、３２０ 第２制御部
１２１ 第２共振電圧検知回路
１２２ 第２同期回路
１２３、２２３、３２３ 第２制御回路
１２４ 第２制御指令
１２５ 第２検出信号
１２６、３２６ 第２制御信号
１３０ 相互通信信号
１０１、２０１ 第１給電装置
１０２ 第１フィルタ回路
１０３、３０３ 第１直流電圧変換部
１０４、２０４、３０４、３０４’ 第２給電装置
１０５、１０５’ 第２フィルタ回路
１０６、３０６ 第２直流電圧変換部
１１０、２１０ 第１制御部
１１１ 第１共振電圧検知回路
１１２ 第１同期回路
１１３、２１３ 第１制御回路
１１４ 第１制御指令
１１５ 第１検出信号
１１６ 第１制御信号
１２０、２２０、３２０ 第２制御部
１２１ 第２共振電圧検知回路
１２２ 第２同期回路
１２３、２２３、３２３ 第２制御回路
１２４ 第２制御指令
１２５ 第２検出信号
１２６、３２６ 第２制御信号
１３０ 相互通信信号
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】