特許 7358144 スイッチング電源装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2023-09-29

(45)【発行日】2023-10-10

(54)【発明の名称】スイッチング電源装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/155 20060101AFI20231002BHJP

【ＦＩ】

H02M3/155 B

H02M3/155 Q

H02M3/155 H

【請求項の数】 8

(21)【出願番号】P 2019169833

(22)【出願日】2019-09-18

(65)【公開番号】P2021048698

(43)【公開日】2021-03-25

【審査請求日】2022-08-03

(73)【特許権者】

【識別番号】000002037

【氏名又は名称】新電元工業株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100082876

【弁理士】

【氏名又は名称】平山 一幸

(74)【代理人】

【氏名又は名称】柿本 恭成

(74)【代理人】

【識別番号】100178906

【弁理士】

【氏名又は名称】近藤 充和

(72)【発明者】

【氏名】呉 益東

(72)【発明者】

【氏名】木島 正幸

(72)【発明者】

【氏名】藤井 紀行

【審査官】川口 貴裕

(56)【参考文献】

【文献】特開２０１７－１６３７７３（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１７－０７７０７６（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１６－１６３４７５（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１０－１３０７５８（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１７－０４５５０４（ＪＰ，Ａ）

【文献】米国特許出願公開第２０１７／０１８７１９９（ＵＳ，Ａ１）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０２Ｍ ３／００ － ３／４４

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

スイッチング信号によりオン／オフ動作するスイッチング素子を有し、前記スイッチング素子により直流の入力電圧をオン／オフして交流電圧及び交流電流を出力するスイッチング回路と、
前記交流電圧及び前記交流電流を整流素子により整流した後、出力コンデンサにより平滑して直流の出力電圧及び出力電流を送出する整流平滑回路と、
前記スイッチング信号を生成し、前記出力コンデンサに対するプリチャージ動作と、前記スイッチング回路のソフトスイッチング動作及び通常運転動作と、を制御する制御部と、
を備えるスイッチング電源装置であって、
前記制御部は、
負荷の大きさに応じてプリチャージ期間を変化させ、前記プリチャージ動作を制御するプリチャージ制御部と、
前記プリチャージ期間中に、前記スイッチング回路の過負荷起動を判定する過負荷起動判定部と、
前記ソフトスイッチング動作時及び前記通常運転動作時における前記出力電圧の第１目標電圧値を設定する目標電圧設定部と、
前記ソフトスイッチング動作時及び前記通常運転動作時における前記出力電流の目標電流値を設定する目標電流設定部と、
前記目標電流値と前記出力電流の計測値との電流差分を求め、フィードバック制御により前記電流差分を減少するような第２目標電圧値を求める定電流制御部と、
前記プリチャージ動作の完了後、前記過負荷起動判定部の判定結果が過負荷起動の場合には、前記プリチャージ動作の完了時点における前記出力電圧の計測値によって前記第２目標電圧値を初期化する目標電圧補正部と、
前記第１目標電圧値と前記第２目標電圧値との大小を比較演算し、小側を選択して基準電圧値を求める演算部と、
前記基準電圧値と前記出力電圧の計測値との電圧差分を求め、フィードバック制御により前記電圧差分を減少するような制御量を求める定電圧制御部と、
前記制御量に基づき前記スイッチング信号を生成するスイッチング信号生成部と、
を有することを特徴とするスイッチング電源装置。

【請求項2】

前記過負荷起動判定部は、
前記プリチャージ動作が所定時間経過後に所定電圧に達していない場合、前記過負荷起動を判定する、
ことを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。

【請求項3】

前記過負荷起動判定部は、
前記出力電流の計測値が所定の電流値よりも大きいか否かにより、前記過負荷起動を判定する、
ことを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。

【請求項4】

前記演算部は、
前記初期化された第２目標電圧値を選択して前記基準電圧値を求める、
ことを特徴とする請求項１～３のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。

【請求項5】

前記第２目標電圧値は、前記定電流制御部において電圧値に変換され、
前記電圧値に変換された第２目標電圧値が、前記演算部において前記第１目標電圧値と比較演算される、
ことを特徴とする請求項４記載のスイッチング電源装置。

【請求項6】

前記制御量は、
周波数又はパルス幅であることを特徴とする請求項１～５のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。

【請求項7】

前記定電流制御部及び前記定電圧制御部における前記フィードバック制御は、
比例及び積分、又は、比例、積分及び微分のいずれか一方を用いて制御する、
ことを特徴とする請求項１～６のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。

【請求項8】

前記スイッチング回路と、
前記スイッチング回路から出力される前記交流電圧によって所定の共振周波数で共振する共振回路と、
前記共振回路の出力信号を所定の電圧レベルに変換する変圧器と、
前記変圧器の出力信号を整流及び平滑して前記出力電圧及び前記出力電流を出力する前記整流平滑回路と、
前記制御部と、
を備える電流共振型コンバータにより構成されている、
ことを特徴とする請求項１～７のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、共振回路を用いてソフトスイッチング動作を行わせる電流共振型コンバータ（これは「ＬＬＣコンバータ」とも言う。）等のスイッチング電源装置に係り、特に、その起動時の制御に関するものである。

【背景技術】

【0002】

図５は、特許文献１に記載された従来のスイッチング電源装置（例えば、電流共振型コンバータ）の構成例を示す概略の回路図である。
この電流共振型コンバータは、直流の入力電圧Ｖｉｎを入力する正側入力端子１ａ及びグランド側の負側入力端子１ｂを有している。入力端子１ａ，１ｂ間には、平滑用の入力コンデンサ２を介して、ハーフブリッジ型のスイッチング回路３が接続されている。スイッチング回路３は、２つのスイッチング素子（例えば、電界効果トランジスタ、以下「ＦＥＴ」という。）３ａ，３ｂを有し、これらのＦＥＴ３ａ，３ｂが、入力コンデンサ２の正側電極と負側電極との間に直列に接続されている。

【0003】

２つのＦＥＴ３ａ，３ｂは、２つのスイッチング信号Ｓ１，Ｓ２により相補的にオン／オフ動作するものであり、これらのＦＥＴ３ａ，３ｂのドレイン電極及びソース電極間に、転流用の寄生ダイオード３ａ１，３ｂ１がそれぞれ逆並列に接続されている。ＦＥＴ３ａのソース電極及びＦＥＴ３ｂのドレイン電極間の接続点Ｎ１と、ＦＥＴ３ｂのソース電極と、には、共振回路４を介して、変圧器５が接続されている。

【0004】

共振回路４は、２つの共振用コンデンサ４ａ，４ｂと共振用インダクタ４ｃとを有している。２つの共振用コンデンサ４ａ，４ｂは、ＦＥＴ３ａのドレイン電極とＦＥＴ３ｂのソース電極との間に、直列に接続されている。接続点Ｎ１と、２つの共振用コンデンサ４ａ，４ｂ間の接続点Ｎ２と、の間には、共振用インダクタ４ｃと変圧器５の１次巻線５ａとが直列に接続されている。共振回路４は、共振用コンデンサ４ａ，４ｂのキャパシタンスと共振用インダクタ４ｃのインダクタンスとで決まる固有の共振周波数ｆｒを有している。

【0005】

変圧器５は、インダクタ４ｃの一端の電極と接続点Ｎ２との間に接続された１次巻線５ａと、この１次巻線５ａに対して電磁気結合される２次巻線５ｂと、を有している。１次巻線５ａには、これと並列に、変圧器５の励磁インダクタンスが存在している。２次巻線５ｂの両端電極には、整流平滑回路６が接続されている。

【0006】

整流平滑回路６は、２次巻線５ｂに誘起される誘導電流を全波整流する４つのダイオード６ａ～６ｄからなるダイオードブリッジ回路と、平滑用の出力コンデンサ６ｅと、により構成されている。出力コンデンサ６ｅの両端電極には、正側出力端子７ａ及びグランド側の負側出力端子７ｂが接続されている。出力端子７ａ，７ｂ間からは、直流の出力電圧Ｖｏｕｔが出力される。この出力端子７ａ，７ｂには、制御部１０が接続されている。

【0007】

制御部１０は、出力電圧Ｖｏｕｔが図示しない電圧センサで計測された出力電圧計測値ｖｏに基づき、パルス周波数変調（以下「ＰＦＭ」という。）制御によって、ＦＥＴ３ａ，３ｂをオン／オフ動作させるスイッチング信号Ｓ１，Ｓ２を生成し、出力コンデンサ６ｅに対するプリチャージ動作と、ＦＥＴ３ａ，３ｂに対するソフトスイッチング動作及び通常運転動作と、を制御する回路である。制御部１０による出力電圧Ｖｏｕｔの制御は、スイッチング信号Ｓ１，Ｓ２のスイッチング周波数ｆを制御することにより行われる。スイッチング周波数ｆは、例えば、共振回路４の共振周波数ｆｒより低い周波数で動作するように設計されていて、スイッチング周波数ｆを上げると（即ち、共振周波数ｆｒに近づけると）、出力電圧Ｖｏｕｔが低くなり、スイッチング周波数ｆを下げると（即ち、共振周波数ｆｒから離れると）、出力電圧Ｖｏｕｔが高くなる。

【0008】

制御部１０内には、出力コンデンサ６ｅに対するプリチャージ動作を制御するプリチャージ制御部や、ＦＥＴ３ａ，３ｂに対するソフトスイッチング動作及び通常運転動作を制御する目標電圧設定部等が設けられている。

【0009】

図６は、図５の電流共振型コンバータの出力電圧Ｖｏｕｔを示す起動時の波形図である。
図６において、横軸は時間Ｔ、縦軸は出力電圧Ｖｏｕｔである。横軸において、Ｈ１２は第１固定期間Ｈ１と第２固定期間Ｈ２とからなるプリチャージ期間、Ｈ３はソフトスタート期間、Ｈ４は通常運転期間である。実線波形のＶｏｕｔ１は、大容量コンデンサを有する過負荷の場合の出力電圧、破線波形のＶｏｕｔ２は、過負荷ではない通常負荷の場合の出力電圧である。

【0010】

制御部１０は、起動すると、以下の制御を行う。
第１固定期間Ｈ１の間、第１固定周波数ｆ１を設定し、ＰＦＭ制御によって制御パルスを作り、この制御パルスを駆動して相補的なスイッチング信号Ｓ１，Ｓ２を生成し、ＦＥＴ３ａ，３ｂをオン／オフ動作させる。

【0011】

例えば、スイッチング信号Ｓ１によってＦＥＴ３ａがオン状態になると共に、スイッチング信号Ｓ２によってＦＥＴ３ｂがオフ状態になると、入力電圧Ｖｉｎが印加された入力コンデンサ２の正側電極の蓄積電荷により、オン状態のＦＥＴ３ａ、接続点Ｎ１、共振用インダクタ４ｃ、変圧器５の１次巻線５ａ、接続点Ｎ２、及び共振用コンデンサ４ｂを経由して、入力コンデンサ２の負側電極へ電流が流れる。

【0012】

次に、スイッチング信号Ｓ１によってＦＥＴ３ａがオフ状態になると共に、スイッチング信号Ｓ２によってＦＥＴ３ｂがオン状態になると、共振用コンデンサ４ｂの正側電極の蓄積電荷により、接続点Ｎ２、変圧器５の１次巻線５ａ、共振用インダクタ４ｃ、接続点Ｎ１、及びオン状態のＦＥＴ３ｂを経由して、共振用コンデンサ４ｂの負側電極へ電流が流れる。

【0013】

これにより、共振用インダクタ４ｃ、変圧器５の１次巻線５ａ、及び共振用コンデンサ４ｂを流れる電流が共振し、変圧器５の２次巻線５ｂに誘導電流が発生する。発生した誘導電流は、整流平滑回路６にて全波整流された後に平滑され、出力電圧Ｖｏｕｔが出力端子７ａ，７ｂから出力される。

【0014】

出力端子７ａ，７ｂに、大容量コンデンサの無い通常負荷が接続されている場合、図６の破線波形で示されるように、出力電圧Ｖｏｕｔ２が上昇していく。しかし、大容量コンデンサを有する過負荷が接続されている場合、図６の実線波形で示されるように、起動できないときがあり、そのため、出力電圧Ｖｏｕｔ１が上昇しない。

【0015】

そこで、制御部１０は、予め設定された第１固定期間Ｈ１を計測し、この第１固定期間Ｈ１の終了時点で、出力電圧Ｖｏｕｔ（＝Ｖｏｕｔ１，Ｖｏｕｔ２）が規定値のプリチャージ完了電圧Ｖｐに達しているか否か（即ち、Ｖｏｕｔ１，Ｖｏｕｔ２≧Ｖｐか否か）を判定する。通常負荷の場合には、出力電圧Ｖｏｕｔ２がプリチャージ完了電圧Ｖｐに達しているのに対し、過負荷の場合には、出力電圧Ｖｏｕｔ１が上昇していない。

【0016】

制御部１０は、第２固定期間Ｈ２の間、出力電圧Ｖｏｕｔ１がプリチャージ完了電圧Ｖｐへ上昇するような第２固定周波数ｆ２を設定し、ＰＦＭ制御によってスイッチング信号Ｓ１，Ｓ２を生成し、ＦＥＴ３ａ，３ｂをオン／オフ動作させる。
第２固定期間Ｈ２において、出力電圧Ｖｏｕｔ１がプリチャージ完了電圧Ｖｐに達しているか否か（即ち、Ｖｏｕｔ１≧Ｖｐか否か）を判定する。通常負荷の場合には、出力電圧Ｖｏｕｔ２がプリチャージ完了電圧Ｖｐに達しているのに対し、過負荷の場合には、出力電圧Ｖｏｕｔ１が上昇していない。

【0017】

制御部１０は、第２固定期間Ｈ２を計測し、第２固定期間Ｈ２が終了しているか否かを判定する。
プリチャージ終了後のソフトスタート期間Ｈ３の間、出力電圧Ｖｏｕｔ（＝Ｖｏｕｔ１，Ｖｏｕｔ２）が目標値へ徐々に上昇するようなソフトスタート周波数ｆ３を設定し、ＰＦＭ制御によってスイッチング信号Ｓ１，Ｓ２を生成し、ＦＥＴ３ａ，３ｂをオン／オフ動作させて、出力電圧Ｖｏｕｔ（＝Ｖｏｕｔ１，Ｖｏｕｔ２）を目標値へ徐々に上昇させていく。出力電圧Ｖｏｕｔ（＝Ｖｏｕｔ１，Ｖｏｕｔ２）が目標値まで上昇すると、起動制御を終了し、通常運転動作の制御へ移行する。

【0018】

制御部１０は、ソフトスタート期間Ｈ３の終了後の通常運転期間Ｈ４において、出力電圧Ｖｏｕｔが目標値に追従するような通常運転周波数ｆ４を設定し、ＰＦＭ制御によってスイッチング信号Ｓ１，Ｓ２を生成し、ＦＥＴ３ａ，３ｂをオン／オフ動作させる。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔの変動が抑制され、定格出力電圧になるような定電圧制御が行われる。

【0019】

このように、制御部１０内のプリチャージ制御部は、負荷の大きさに応じてプリチャージ期間Ｈ１２を変化させ、プリチャージ動作を制御している。過負荷の場合には、プリチャージ期間Ｈ１２を延長することにより、出力電圧Ｖｏｕｔをプリチャージ完了電圧ｖｐまで上昇させてソフトスタート動作へ移行させている。これにより、起動を円滑に行い、滑らかな出力電圧波形の立ち上がりを実現している。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0020】

【文献】特開２０１７－１６３７７３号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0021】

しかしながら、従来の電流共振型コンバータでは、過負荷の場合、電流制限にかからないため、プリチャージ完了後のソフトスタート期間Ｈ３において、出力電圧Ｖｏｕｔのオーバーシュー卜が発生するという課題があった。

【課題を解決するための手段】

【0022】

本発明のスイッチング電源装置は、スイッチング信号によりオン／オフ動作するスイッチング素子を有し、前記スイッチング素子により直流の入力電圧をオン／オフして交流電圧及び交流電流を出力するスイッチング回路と、前記交流電圧及び前記交流電流を整流素子により整流した後、出力コンデンサにより平滑して直流の出力電圧及び出力電流を送出する整流平滑回路と、前記スイッチング信号を生成し、前記出力コンデンサに対するプリチャージ動作と、前記スイッチング回路のソフトスイッチング動作及び通常運転動作と、を制御する制御部と、を備えている。

【0023】

そして、前記制御部は、負荷の大きさに応じてプリチャージ期間を変化させ、前記プリチャージ動作を制御するプリチャージ制御部と、前記プリチャージ期間中に、前記スイッチング回路の過負荷起動を判定する過負荷起動判定部と、前記ソフトスイッチング動作時及び前記通常運転動作時における前記出力電圧の第１目標電圧値を設定する目標電圧設定部と、前記ソフトスイッチング動作時及び前記通常運転動作時における前記出力電流の目標電流値を設定する目標電流設定部と、前記目標電流値と前記出力電流の計測値との電流差分を求め、フィードバック制御により前記電流差分を減少するような第２目標電圧値を求める定電流制御部と、前記プリチャージ動作の完了後、前記過負荷起動判定部の判定結果が過負荷起動の場合には、前記プリチャージ動作の完了時点における前記出力電圧の計測値によって前記第２目標電圧値を初期化する目標電圧補正部と、前記第１目標電圧値と前記第２目標電圧値との大小を比較演算し、小側を選択して基準電圧値を求める演算部と、前記基準電圧値と前記出力電圧の計測値との電圧差分を求め、フィードバック制御により前記電圧差分を減少するような制御量を求める定電圧制御部と、前記制御量に基づき前記スイッチング信号を生成するスイッチング信号生成部と、を有することを特徴とする。

【発明の効果】

【0024】

本発明のスイッチング電源装置によれば、制御部内に過負荷起動判定部を設け、プリチャージ期間中に、スイッチング回路の過負荷起動を判定し、過負荷起動の場合は、制御部内に設けた目標電圧補正部により、プリチャージ動作の完了時点における出力電圧の計測値によって第２目標電圧値を初期化している。これにより、起動直後の定電流制御部の応答遅れによる出力電圧の変動（電流制限の遅れ）を改善（出力過負荷起動改善）できる。従って、過負荷起動でも、出力電圧のオーバーシュー卜が発生しない。

【図面の簡単な説明】

【0025】

【図1】本発明の実施例１におけるスイッチング電源装置（例えば、電流共振型コンバータ）の構成例を示す概略の回路図

【図2】比較例の電流共振型コンバータにおける電流制限なしの起動時（過負荷ではない通常負荷の場合）の波形図

【図3】比較例の電流共振型コンバータにおける電流制限なしの起動時（過負荷の場合）の波形図

【図4】実施例１の電流共振型コンバータにおける電流制限ありの起動時（過負荷の場合）の波形図

【図5】従来のスイッチング電源装置（例えば、電流共振型コンバータ）の構成例を示す概略の回路図

【図6】図５の電流共振型コンバータの出力電圧Ｖｏｕｔを示す起動時の波形図

【発明を実施するための形態】

【0026】

本発明を実施するための形態は、以下の好ましい実施例の説明を添付図面と照らし合わせて読むと、明らかになるであろう。但し、図面はもっぱら解説のためのものであって、本発明の範囲を限定するものではない。

【実施例1】

【0027】

（実施例１の構成）
図１は、本発明の実施例１におけるスイッチング電源装置（例えば、電流共振型コンバータ）の構成例を示す概略の回路図である。
この電流共振型コンバータは、直流の入力電圧Ｖｉｎを入力する正側入力端子１１ａ及びグランド側の負側入力端子１１ｂを有している。入力端子１１ａ，１１ｂ間には、平滑用の入力コンデンサ１２を介して、フルブリッジ型のスイッチング回路１３が接続されている。スイッチング回路１３は、４つのスイッチング素子（例えば、ＦＥＴ）１３ａ，１３ｂ，１３ｃ，１３ｄを有し、これらのＦＥＴ１３ａ～１３ｄが、入力コンデンサ１２の正側電極と負側電極との間に、ブリッジ接続されている。

【0028】

２つのＦＥＴ１３ａ，１３ｃと２つのＦＥＴ１３ｂ，１３ｄとは、２つのスイッチング信号Ｓ１１，Ｓ１３と２つのスイッチング信号Ｓ１２，Ｓ１４とにより、相補的にオン／オフ動作するものである。各ＦＥＴ１３ａ～１３ｄのドレイン電極及びソース電極間には、転流用の寄生ダイオード１３ａ１～１３ｄ１がそれぞれ逆並列に接続されている。ＦＥＴ１３ａのソース電極及びＦＥＴ１３ｂのドレイン電極間の接続点Ｎ１１と、ＦＥＴ１３ｃのソース電極及びＦＥＴ１３ｄのドレイン電極間の接続点Ｎ１２とには、共振回路１４を介して、変圧器１５が接続されている。

【0029】

共振回路１４は、１つの共振用コンデンサ１４ａと２つの共振用インダクタ１４ｂ，１４ｃとの直列回路により構成されている。共振用インダクタ１４ｃは、例えば、変圧器５の１次巻線１５ａの励磁インダクタンスにより構成されている。共振回路１４は、共振用コンデンサ１４ａのキャパシタンスと共振用インダクタ１４ｂ，１４ｃのインダクタンスとで決まる固有の共振周波数ｆｒを有している。

【0030】

変圧器１５は、１次巻線１５ａと、この１次巻線１５ａに対して電磁気結合される２つの２次巻線１５ｂ，１５ｃと、を有している。２次巻線１５ｂ，１５ｃには、整流平滑回路１６が接続されている。

【0031】

整流平滑回路１６は、２次巻線１５ｂ，１５ｃに誘起される誘導電流を整流する２つの整流素子（例えば、ＦＥＴ）１６ａ，１６ｂからなるブリッジ回路と、平滑用の出力コンデンサ１６ｃと、により構成されている。各ＦＥＴ１６ａ，１６ｂのドレイン電極及びソース電極間には、転流用の寄生ダイオード１６ａ１，１６ｂ１がそれぞれ逆並列に接続されている。出力コンデンサ１６ｃの両端電極には、正側出力端子１７ａ及びグランド側の負側出力端子１７ｂが接続されている。出力端子１７ａ，１７ｂ間からは、直流の出力電圧Ｖｏｕｔ及び出力電流Ｉｏｕｔが出力される。

【0032】

整流平滑回路１６の出力側には、図示しない電圧センサ及び電流センサが接続されている。電圧センサにより計測された出力電圧Ｖｏｕｔの出力電圧計測値ｖｏと、電流センサにより計測された出力電流Ｉｏｕｔの出力電流計測値ｉｏとは、制御部２０に入力される。

【0033】

制御部２０は、出力電圧計測値ｖｏ及び出力電流計測値ｉｏに基づき、ＰＦＭ制御によって、ＦＥＴ１３ａ～１３ｄ，１６ａ，１６ｂをオン／オフ動作させるスイッチング信号Ｓ１１～Ｓ１６を生成し、出力コンデンサ１６ｃに対するプリチャージ動作と、スイッチング回路１３のソフトスイッチング動作及び通常運転動作等と、を制御する回路である。

【0034】

制御部２０は、プリチャージ制御部２１を有している。プリチャージ制御部２１は、出力電圧計測値ｖｏに基づき、負荷の大きさに応じてプリチャージ期間Ｈ１２を変化させ、出力コンデンサ１６ｃに対するプリチャージ動作を制御するものであり、この出力側に、目標電圧設定部２２及び目標電流設定部２３が接続されている。目標電圧設定部２２は、ソフトスタート処理機能を有し、スイッチング回路１３のソフトスイッチング動作時及び通常運転動作時における第１目標電圧値ＣＶｒｅｆを設定するものであり、この出力側に、演算部２７が接続されている。目標電流設定部２３は、ソフトスタート処理機能であるカレントウォークイン処理機能を有し、スイッチング回路１３のソフトスイッチング動作時及び通常運転動作時における目標電流値ｉｒｅｆを設定するものであり、この出力側に、定電流制御部２４が接続されている。

【0035】

定電流制御部２４は、入力される目標電流値ｉｒｅｆと出力電流計測値ｉｏとの電流差分Δｉを求め、フィードバック制御（以下「ＦＢ制御」という。）により、その電流差分Δｉを減少するような第２目標電圧値ＣＣｒｅｆを求めるものであり、例えば、減算部２４ａ、ＦＢ制御演算部２４ｂ、及び電流／電圧変換部２４ｃにより構成されている。減算部２４ａは、入力される目標電流値ｉｒｅｆから出力電流計測値ｉｏを減算して電流差分Δｉを求めるものである。ＦＢ制御演算部２４ｂは、ＦＢ制御（例えば、比例及び積分制御（以下「ＰＩ」制御という。）、又は比例、積分及び微分制御（以下「ＰＩＤ制御」という。））により、電流差分Δｉを減少するような目標電流値を求めるものである。更に、電流／電圧変換部２４ｃは、求められた目標電流値を電圧に変換して第２目標電圧値ＣＣｒｅｆを求めるものであり、この出力側に、目標電圧補正部２６が接続されている。

【0036】

目標電圧補正部２６の入力側には、過負荷起動判定部２５も接続されている。過負荷起動判定部２５は、プリチャージ期間Ｈ１２中に、スイッチング回路１３の過負荷起動を判定する（例えば、プリチャージ動作が所定時間経過後に所定電圧に達していない場合、或いは、出力電流計測値ｉｏが所定の電流値ｉｒよりも大きいか否かにより、過負荷起動を判定する）ものであり、この出力側に、目標電圧補正部２６が接続されている。

【0037】

目標電圧補正部２６は、入力される第２目標電圧値ＣＣｒｅｒ、過負荷起動判定部２５の判定結果、及び出力電圧計測値ｖｏに基づき、プリチャージ動作の完了後、過負荷起動判定部２５の判定結果が過負荷起動の場合には、プリチャージ動作の完了時点における出力電圧計測値ｖｏによって第２目標電圧値ＣＣｒｅｆを初期化する（例えば、目標値以下のプリチャージ完了電圧ｖｐにする）ものであり、この出力側に、演算部２７が接続されている。

【0038】

演算部２７は、第１目標電圧値ＣＶｒｅｆと第２目標電圧値ＣＣｒｅｆ（又は初期化された第２目標電圧値ＣＣｒｅｆ）とを入力し、その第１目標電圧値ＣＶｒｅｆと第２目標電圧値ＣＣｒｅｆとの大小を比較演算し、小側を選択して基準電圧値Ｖｒｅｆを求めるものであり、この出力側に、定電圧制御部２８が接続されている。

【0039】

定電圧制御部２８は、基準電圧値Ｖｒｅｆと出力電圧計測値ｖｏとの電圧差分Δｖを求め、ＦＢ制御により、その電圧差分Δｖを減少するような制御量Ｓ２８（例えば、スイッチング周波数ｆ）を求めるものであり、減算部２８ａ及びＦＢ制御演算部２８ｂにより構成されている。減算部２８ａは、入力される基準電圧値Ｖｒｅｆから出力電圧計測値ｖｏを減算して電圧差分Δｖを求めるものである。更に、ＦＢ制御演算部２８ｂは、ＦＢ制御（例えば、ＰＩ制御又はＰＩＤ制御）により、電圧差分Δｖを減少するような制御量Ｓ２８を求めるものであり、この出力側に、スイッチング信号生成部２９が接続されている。

【0040】

スイッチング信号生成部２９は、制御量Ｓ２８に基づき、ＦＥＴ１３ａ～１３ｄ，１６ａ，１６ｂをオン／オフ動作させるためのスイッチング信号Ｓ１１～Ｓ１６を生成するものであり、例えば、ＰＦＭ制御回路及びドライバ回路等により構成されている。制御量Ｓ２８が例えばスイッチング周波数ｆの場合、出力電圧Ｖｏｕｔの制御は、スイッチング信号Ｓ１１～Ｓ１４のスイッチング周波数ｆを制御することにより行われる。スイッチング周波数ｆは、例えば、共振回路１４の共振周波数ｆｒより低い周波数で動作するように設計されていて、スイッチング周波数ｆを上げると（即ち、共振周波数ｆｒに近づけると）、出力電圧Ｖｏｕｔが低くなり、スイッチング周波数ｆを下げると（即ち、共振周波数ｆｒから離れると）、出力電圧Ｖｏｕｔが高くなる。

【0041】

このような制御部２０は、例えば、デジタル信号処理に特化したマイクロプロセッサであるデジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）等のプロセッサ、デジタル回路の実回路、或いは、集積回路等のアナログ回路の実回路、により構成されている。

【0042】

（比較例の説明）
例えば、図１の制御部２０内に過負荷起動判定部２５及び目標電圧補正部２６が設けられていない比較例の電流共振型コンバータについて考える。
図２は、比較例の電流共振型コンバータにおける電流制限なしの起動時（過負荷ではない通常負荷の場合）の波形図である。更に、図３は、比較例の電流共振型コンバータにおける電流制限なしの起動時（過負荷の場合）の波形図である。

【0043】

図２及び図３において、横軸は時間Ｔ、縦軸は電圧Ｖである。横軸において、Ｈ１２はプリチャージ期間、Ｈ２はプリチャージ延長期間、Ｈ３はソフトスタート期間、Ｈ４は通常運転期間である。実線波形のＶｏｕｔは出力電圧、実線波形のＳ２８は制御量（例えば、スイッチング周波数ｆ）、破線波形のＣＶｒｅｆは第１目標電圧値、及び、破線波形のＣＣｒｅｒは第２目標電圧値である。

【0044】

制御部２０は、起動すると、以下の制御を行う。
プリチャージ制御部２１は、出力電圧計測値ｖｏ（＝０Ｖ）に基づき、プリチャージ期間Ｈ１２の間、スイッチング周波数ｆ１２を設定し、この設定結果を目標電圧設定部２２及び目標電流設定部２３に与える。目標電圧設定部２２は、プリチャージ期間Ｈ１２の間、第１目標電圧値ＣＶｒｅｆ（＝０Ｖ）を出力し、演算部２７に与える。目標電流設定部２３は、目標電流値ｉｒｅｆを出力し、定電流制御部２４に与える。定電流制御部２４において、減算部２４ａにより、目標電流値ｉｒｅｆから出力電流計測値ｉｏ（＝０Ａ）が減算され、電流差分Δｉ（＝ｉｒｅｆ）が求められる。ＦＢ制御演算部２４ｂにより、電流差分Δｉが減少するようなＦＢ制御が行われ、この制御結果が、電流／電圧変換部２４ｃにより、電圧に変換されて第２目標電圧値ＣＣｒｅｆ（目標値よりも高い電圧値）が生成され、演算部２７に与えられる。

【0045】

演算部２７は、第１目標電圧値ＣＶｒｅｆと第２目標電圧値ＣＣｒｅｆとの大小を比較演算し、低レベル側の第１目標電圧値ＣＶｒｅｆを選択し、これを基準電圧値Ｖｒｅｆとして出力し、定電圧制御部２８に与える。定電圧制御部２８において、減算部２８ａにより、基準電圧値Ｖｒｅｆから出力電圧計測値ｖｏ（＝０Ｖ）が減算されて電圧差分Δｖ（＝Ｖｒｅｒ）が求められる。ＦＢ制御演算部２８ｂにより、電圧差分Δｖが減少するようなＦＢ制御が行われ、制御量Ｓ２８（＝スイッチング周波数ｆ１２）が求められ、スイッチング信号生成部２９に与えられる。スイッチング信号生成部２９は、与えられた制御量Ｓ２８（＝スイッチング周波数ｆ１２）に基づき、ＰＦＭ制御によって相補的なスイッチング信号Ｓ１１，Ｓ１４，Ｓ１５とスイッチング信号Ｓ１２，Ｓ１３，Ｓ１６とを生成し、ＦＥＴ１３ａ～１３ｄ，１６ａ，１６ｂをオン／オフ動作させる。

【0046】

例えば、スイッチング信号Ｓ１１，Ｓ１４，Ｓ１５によってＦＥＴ１３ａ，１３ｄ，１６ａがオン状態になると共に、スイッチング信号Ｓ１２，Ｓ１３，Ｓ１６によってＦＥＴ１３ｂ，１３ｃ，１６ｂがオフ状態になると、入力電圧Ｖｉｎが印加された入力コンデンサ１２の正側電極の蓄積電荷により、オン状態のＦＥＴ１３ａ、接続点Ｎ１１、共振用コンデンサ１４ａ、共振用インダクタ１４ｂ、共振用インダクタ１４ｃと変圧器１５の１次巻線１５ａ、接続点Ｎ２、及びオン状態のＦＥＴ１３ｄを経由して、入力コンデンサ１２の負側電極へ電流が流れる。

【0047】

次に、スイッチング信号Ｓ１１，Ｓ１４，Ｓ１５によってＦＥＴ１３ａ，１３ｄ，１６ａがオフ状態になると共に、スイッチング信号Ｓ１２，Ｓ１３，Ｓ１６によってＦＥＴ１３ｂ，１３ｃ，１６ｂがオン状態になると、共振用コンデンサ１４ａの正側電極の蓄積電荷により、接続点Ｎ１１，オン状態のＦＥＴ１３ｂ、オフ状態のＦＥＴ１３ｄの寄生ダイオード１３ｄ１、接続点Ｎ１２、共振用インダクタ１４ｃと変圧器１５の１次巻線１５ａ、及び共振用インダク１４ｂを経由して、共振用コンデンサ１４ａの負側電極へ電流が流れる。

【0048】

これにより、共振用コンデンサ１４ａ及び共振用インダクタ１４ｂ，１４ｃを流れる電流が共振し、変圧器１５の２次巻線１５ｂ，１５ｃに誘導電流が発生する。発生した誘導電流は、整流平滑回路１６内のＦＥＴ１６ａ，１６ｂで整流された後、出力コンデンサ１６ｃで平滑される。例えば、ＦＥＴ１６ａがオン状態及びＦＥＴ１６ｂがオフ状態の場合、２次巻線１５ｃの巻き初め側（黒丸側）に発生した誘導電流は、出力コンデンサ１６ｃ及びオン状態のＦＥＴ１６ａを経由して、２次巻線１５ｃの巻き終わり側へ流れる。又、ＦＥＴ１６ａがオフ状態及びＦＥＴ１６ｂがオン状態の場合、２次巻線１５ｂの巻き初め側に発生した誘導電流は、オン状態のＦＥＴ１６ｂ及び出力コンデンサ１６ｃを経由して、２次巻線１５ｂの巻き終わり側へ流れる。出力コンデンサ１６ｃで平滑された出力電圧Ｖｏｕｔ及び出力電流Ｉｏｕｔは、出力端子７ａ，７ｂから出力され、負荷へ供給される。

【0049】

出力端子１７ａ，１７ｂに、過負荷ではない通常負荷が接続されている場合、図２の実線波形で示されるように、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇していく。出力電圧Ｖｏｕｔがプリチャージ完了電圧ｖｐまで上昇すると、制御部２０内の目標電圧設定部２２から出力される第１目標電圧値ＣＶｒｅｆがプリチャージ完了電圧ｖｐまで立ち上がり、ソフトスタートが開始されて、ソフトスタート期間Ｈ３へ遷移する。

【0050】

ソフトスタート期間Ｈ３において、定電流制御部２４から出力される第２目標電圧値ＣＣｒｅｆは、目標値よりも高い電圧値に維持される。これに対して、目標電圧設定部２２から出力される第１目標電圧値ＣＶｒｅｆは、目標値へ向かって漸増する。すると、演算部２７を経由して定電圧制御部２８により、制御量Ｓ２８（＝スイッチング周波数ｆ３）が求められ、スイッチング信号生成部２９に与えられる。スイッチング信号生成部２９は、与えられた制御量Ｓ２８（＝スイッチング周波数ｆ３）に基づき、ＰＦＭ制御によって相補的なスイッチング信号Ｓ１１，Ｓ１４，Ｓ１５とスイッチング信号Ｓ１２，Ｓ１３，Ｓ１６とを生成し、ＦＥＴ１３ａ～１３ｄ，１６ａ，１６ｂをオン／オフ動作させる。これにより、第１目標電圧値ＣＶｒｅｆに追従して出力電圧Ｖｏｕｔが目標値へ上昇していく。出力電圧Ｖｏｕｔが目標値へ到達すると、通常運転期間Ｈ４へ遷移する。

【0051】

通常運転期間Ｈ４において、定電流制御部２４から出力される第２目標電圧値ＣＣｒｅｆは、目標値よりも高い電圧値に維持される。同様に、目標電圧設定部２２から出力される第１目標電圧値ＣＶｒｅｆも、目標値に維持される。すると、演算部２７を経由して定電圧制御部２８により、制御量Ｓ２８（＝スイッチング周波数ｆ４）が求められ、スイッチング信号生成部２９に与えられる。スイッチング信号生成部２９は、与えられた制御量Ｓ２８（＝スイッチング周波数ｆ４）に基づき、ＰＦＭ制御によって相補的なスイッチング信号Ｓ１１，Ｓ１４，Ｓ１５とスイッチング信号Ｓ１２，Ｓ１３，Ｓ１６とを生成し、ＦＥＴ１３ａ～１３ｄ，１６ａ，１６ｂをオン／オフ動作させる。これにより、第１目標電圧値ＣＶｒｅｆに追従して出力電圧Ｖｏｕｔが目標値に維持される。

【0052】

しかし、出力端子１７ａ，１７ｂに過負荷が接続されている場合、起動できないときがあり、そのため、図２のプリチャージ期間Ｈ１２において、出力電圧Ｖｏｕｔがプリチャージ完了電圧ｖｐまで上昇しない。

【0053】

そこで、制御部２０内のプリチャージ制御部２１は、図３に示すように、プリチャージ延長期間Ｈ２を設け、出力電圧Ｖｏｕｔをプリチャージ完了電圧ｖｐまで上昇させている。プリチャージ延長期間Ｈ２では、目標電圧設定部２２から出力される第１目標電圧値ＣＶｒｅｆが、０Ｖに維持され、更に、定電流制御部２４から出力される第２目標電圧値ＣＣｒｅｆが、目標値よりも高い電圧値に維持される。

【0054】

プリチャージ延長期間Ｈ２が終了すると、ソフトスタート期間Ｈ３へ遷移し、目標電圧設定部２２から出力される第１目標電圧値ＣＶｒｅｆが、０Ｖからプリチャージ完了電圧ｖｐまで立ち上がり、更に、定電流制御部２４から出力される第２目標電圧値ＣＣｒｅｆが、高い電圧値からプリチャージ完了電圧ｖｐへと降下していく。

【0055】

このように、制御部２０内のプリチャージ制御部２１は、負荷の大きさに応じてプリチャージ期間Ｈ１２を変化させ、プリチャージ動作を制御している。過負荷の場合には、プリチャージ延長期間Ｈ２を設けてプリチャージ期間Ｈ１２を延長し、出力電圧Ｖｏｕｔをプリチャージ完了電圧ｖｐまで上昇させてソフトスタート動作へ移行させている。これにより、起動を円滑に行い、滑らかな出力電圧波形の立ち上がりを実現している。

【0056】

（比較例の課題）
比較例の電流共振型コンバータにおいて、図２のように、過負荷ではない場合、プリチャージ完了後、定電流制御部２４から出力される第２目標電圧値ＣＣｒｅｆが上限値で初期化され、又、電流制限にかからないため、その第２目標電圧値ＣＣｒｅｆは、上限値に貼り付いたままの状態となる。これにより、ソフトスタート期間Ｈ３及び通常運転期間Ｈ４において、出力電圧Ｖｏｕｔは、第１目標電圧値ＣＶｒｅｆに追従制御する。

【0057】

しかしながら、過負荷の場合、図３のように、プリチャージ完了後のソフトスタート期間Ｈ３において、電流制限にかからないため、第２目標電圧値ＣＣｒｅｆが、上限値からプリチャージ完了電圧ｖｐへ降下していく。すると、下降する第２目標電圧値ＣＣｒｅｆと上昇する第１目標電圧値ＣＶｒｅｆとの交差箇所Ａにおいて、ＣＶｒｅｆ≧ＣＣｒｅｆとなるので、演算部２７が低レベル側の第２目標電圧値ＣＣｒｅｆを選択し、基準電圧値Ｖｒｅｆとして定電圧制御部２８へ出力する。これにより、スイッチング信号生成部２９から出力されるスイッチング信号Ｓ１１～Ｓ１６により、ＦＥＴ１３ａ～１３ｄ，１６ａ，１６ｂがオン／オフ動作する。そのため、出力電圧Ｖｏｕｔは、交差箇所Ａまでは、第１目標電圧値ＣＶｒｅｆに追従し、その交差箇所Ａ以降は、第２目標電圧値ＣＣｒｅｆに追従する。そのため、プリチャージ完了後のソフトスタート期間Ｈ３の交差箇所Ａにおいて、出力電圧Ｖｏｕｔのオーバーシュー卜が発生してしまう。
このような課題を解決するために、実施例１の電流共振型コンバータは、以下のように動作する。

【0058】

（実施例１の動作）
実施例１の電流共振型コンバータでは、制御部２０内に、過負荷起動判定部２５及び目標電圧補正部２６を追加している。
図４は、実施例１の電流共振型コンバータにおける電流制限ありの起動時（過負荷の場合）の波形図である。

【0059】

実施例１の過負荷起動判定部２５は、プリチャージ期間Ｈ１２中に、スイッチング回路１３の過負荷起動を判定する。過負荷起動判定部２５は、例えば、プリチャージ動作による出力電圧Ｖｏｕｔが所定時間経過後にプリチャージ完了電圧ｖｐに達していない場合、過負荷起動を判定し、この過負荷起動判定結果を目標電圧補正部２６に与える。目標電圧補正部２６は、過負荷起動判定結果に基づき、プリチャージ動作の完了時点における出力電圧計測値ｖｏによって第２目標電圧値ＣＣｒｅｆを初期化する（つまり、第２目標電圧値ＣＣｒｅｆをプリチャージ完了電圧ｖｐまで降下する）。

【0060】

すると、ＣＶｒｅｆ≧ＣＣｒｅｆとなるので、演算部２７が低レベル側の第２目標電圧値ＣＣｒｅｆを選択し、基準電圧値Ｖｒｅｆとして定電圧制御部２８へ出力する。これにより、スイッチング信号生成部２９から出力されるスイッチング信号Ｓ１１～Ｓ１６により、ＦＥＴ１３ａ～１３ｄ，１６ａ，１６ｂがオン／オフ動作する。そのため、出力電圧Ｖｏｕｔは、プリチャージ動作の完了後、第２目標電圧値ＣＣｒｅｆに追従し、プリチャージ完了電圧ｖｐを維持する。

【0061】

（実施例１の効果）
本実施例１によれば、制御部２０内に過負荷起動判定部２５を設け、プリチャージ期間Ｈ１２中に、スイッチング回路１３の過負荷起動を判定し、過負荷起動の場合は、制御部２０内に設けた目標電圧補正部２６により、プリチャージ動作の完了時点における出力電圧計測値ｖｏによって第２目標電圧値ＣＣｒｅｆを初期化している。これにより、起動直後の定電流制御部２４の応答遅れによる出力電圧Ｖｏｕｔの変動（電流制限の遅れ）を改善（出力過負荷起動改善）できる。従って、図４のように、電流制限にかかるため、過負荷起動でも、出力電圧Ｖｏｕｔのオーバーシュー卜が発生しない。

【0062】

（変形例）
本発明は、上記実施例１に限定されず、種々の利用形態や変形が可能である。この利用形態や変形例としては、例えば、次の（ａ）～（ｄ）のようなものがある。

【0063】

（ａ） 図１のスイッチング回路１３、共振回路１４、変圧器１５、及び整流平滑回路１６を有するコンバータ主回路は、図示以外の構成に変更しても良い。例えば、スイッチング回路１３を構成するＦＥＴ１３ａ～１３ｄは、他のトランジスタ等のスイッチング素子で構成しても良い。スイッチング回路１３は、図５のように、２つのスイッチング素子を用いたハーフブリッジ構成に変更しても良い。整流回路は、２つの整流素子（例えば、ＦＥＴ１６ａ，１６ｂ）に代えて、図５のように、ダイオードを用いたブリッジ回路により構成しても良い。
（ｂ） 制御部２０は、図示以外の構成に変更しても良い。例えば、定電圧制御部２８から出力される制御量Ｓ２８は、周波数に代えて、パルス幅であっても良い。又、過負荷起動判定部２５は、出力電流計測値ｉｏが所定の電流値ｉｒよりも大きいか否かにより、過負荷起動を判定する構成にしても良い。

【0064】

（ｃ） 実施例１は、定電圧制御を行う構成例について説明したが、回路構成を変更することにより、定電流制御を行う構成に変更したり、或いは、定電圧制御及び定電流制御を行う構成に変更することも可能である。
（ｄ） 実施例１では、スイッチング電源装置の例として、電流共振型コンバータについて説明したが、本発明は、共振回路１４を持たないスイッチング電源装置や、パルス幅変調制御（以下「ＰＷＭ制御」という。）のスイッチング電源装置等にも適用が可能である。ＰＷＭ制御の場合は、スイッチング周波数ｆではなく、デューティ制御されたＰＷＭ信号が駆動されたスイッチング信号Ｓ１１～Ｓ１６になる。

【符号の説明】

【0065】

１２ 入力コンデンサ
１３ スイッチング回路
１３ａ～１３ｄ，１６ａ，１６ｂ ＦＥＴ
１４ 共振回路
１５ 変圧器
１６ 整流平滑回路
２０ 制御部
２１ プリチャージ制御部
２２ 目標電圧設定部
２３ 目標電流設定部
２４ 定電流制御部
２５ 過負荷起動判定部
２６ 目標電圧補正部
２７ 演算部
２８ 定電圧制御部
２９ スイッチング信号生成部

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】