(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】特許公報(B2)
(11)【特許番号】
(24)【登録日】2023-11-01
(45)【発行日】2023-11-10
(54)【発明の名称】電力変換装置
(51)【国際特許分類】
H02M 7/12 20060101AFI20231102BHJP
【ＦＩ】
H02M7/12 U
H02M7/12 X
【請求項の数】
10
(21)【出願番号】P 2020037432
(22)【出願日】2020-03-05
(65)【公開番号】P2021141705
(43)【公開日】2021-09-16
【審査請求日】2022-10-17
(73)【特許権者】
【識別番号】000005108
【氏名又は名称】株式会社日立製作所
(74)【代理人】
【識別番号】110000350
【氏名又は名称】ポレール弁理士法人
(72)【発明者】
【氏名】市村 智
(72)【発明者】
【氏名】後藤 研吾
(72)【発明者】
【氏名】吉原 徹
(72)【発明者】
【氏名】小林 千絵
(72)【発明者】
【氏名】郭 翔
(72)【発明者】
【氏名】竹中 裕亮
【審査官】佐藤 匡
(56)【参考文献】
【文献】特開２００９－１２４８６６（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開平０７－０４６８４６（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開２０１１－１３０５７８（ＪＰ，Ａ）
【文献】米国特許出願公開第２０１９／０３１９５４６（ＵＳ，Ａ１）
(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)
Ｈ０２Ｍ ７／１２
Ｈ０２Ｍ ３／００
Ｈ０２Ｍ ７／４８
(57)【特許請求の範囲】
【請求項1】
相互に電気的に絶縁されるとともに、９０度の位相差を持つ２組の単相交流電圧が各々入力される２組の全波整流回路と、前記２組の全波整流回路の内、一方の全波整流回路の出力端に接続される第１のスイッチング素子および第１のダイオードと、
他方の全波整流回路の出力端に接続される第２のスイッチング素子および第２のダイオードと、
リアクトルと、を備え、
前記一方の全波整流回路のカソード側の出力端に前記第１のダイオードのカソード側が接続され、当該全波整流回路のアノード側に前記第１のスイッチング素子のアノード側が各々接続され、
前記第１のダイオードのアノード側と前記第１のスイッチング素子のカソード側が第１の接続点で接続され、
前記他方の全波整流回路のアノード側の出力端に前記第２のダイオードのアノード側が接続され、当該全波整流回路のカソード側の出力端に前記第２のスイッチング素子のカソード側が各々接続され、
前記第２のダイオードのカソード側と前記第２のスイッチング素子のアノード側が第２の接続点で接続され、
前記リアクトルの一端が前記第１の接続点に接続され、他端が前記第２の接続点に接続され、
前記一方の全波整流回路のカソード側の出力端を直流電圧の正側の出力端とし、
前記他方の全波整流回路のアノード側の出力端を直流電圧の負側の出力端とする電力変換回路を少なくとも１つ備えることを特徴とする電力変換装置。
【請求項2】
相互に電気的に絶縁されるとともに、９０度の位相差を持つ２組の単相交流電圧が各々入力される２組の整流回路を備え、前記２組の整流回路の内、一方の整流回路は、１組の交流電圧が入力される２つの接続点の一方の接続点に、第１のダイオードのアノード側と、第１の逆阻止型のスイッチング素子のカソード側とが接続され、
他方の接続点に、第２のダイオードのアノード側と、第２の逆阻止型のスイッチング素子のカソード側とが接続され、
前記第１のダイオードのカソード側と、前記第２のダイオードのカソード側と、第３のダイオードのカソード側とが第１の接続点で接続され、
前記第１の逆阻止型のスイッチング素子のアノード側と、前記第２の逆阻止型のスイッチング素子のアノード側と、前記第３のダイオードのアノード側とが第２の接続点で接続され、
他方の整流回路は、他の１組の交流電圧が入力される２つの接続点の一方の接続点に、第３の逆阻止型のスイッチング素子のアノード側と、第４のダイオードのカソード側とが接続され、
他方の接続点に、第４の逆阻止型のスイッチング素子のアノード側と、第５のダイオードのカソード側とが接続され、
前記第３の逆阻止型のスイッチング素子のカソード側と、前記第４の逆阻止型のスイッチング素子のカソード側と、第６のダイオードのカソード側とが第３の接続点で接続され、
前記第４のダイオードのアノード側と、前記第５のダイオードのアノード側と、前記第６のダイオードのアノード側とが第４の接続点で接続され、
１つのリアクトルの一端が前記第２の接続点に接続され、他端が前記第３の接続点に、各々接続され、
前記第１の接続点を直流電圧の正側の出力端とし、
前記第４の接続点を直流電圧の負側の出力端とする電力変換回路を少なくとも１つ備えることを特徴とする電力変換装置。
【請求項3】
請求項１または２に記載の電力変換装置であって、三相交流電圧が入力され、前記２組の単相交流電圧を出力する変換用変圧器を少なくとも１つ備えることを特徴とする電力変換装置。
【請求項4】
請求項３に記載の電力変換装置であって、前記２組の単相交流電圧を２式出力することを特徴とする電力変換装置。
【請求項5】
請求項３に記載の電力変換装置であって、前記２組の単相交流電圧を３式出力することを特徴とする電力変換装置。
【請求項6】
請求項１から５のいずれか１項に記載の電力変換装置であって、前記スイッチング素子または前記逆阻止型のスイッチング素子のいずれかの内、１つのスイッチング素子ＳＷ１の通流率ｄＳＷ１と、他の１つのスイッチング素子ＳＷ２の通流率ｄＳＷ２を、前記全波整流回路または前記整流回路に入力される商用周波数の位相角θに対し、
ｄＳＷ１＝Ｄ・｜sin(2πθ／360deg.)｜
ｄＳＷ２＝Ｄ・｜sin{2π(θ- 90deg.)／360deg.}｜
（但し、０≦Ｄ≦１）を満たすようにスイッチング制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項7】
請求項３に記載の電力変換装置であって、前記２組の全波整流回路または前記２組の整流回路と前記変換用変圧器の間に、前記２組の全波整流回路または前記２組の整流回路のスイッチング動作に伴い生じる交流電流に含まれる高周波成分をバイパスするフィルタ回路を有することを特徴とする電力変換装置。
【請求項8】
請求項３に記載の電力変換装置であって、前記変換用変圧器は、スコット結線で構成される１次巻線と、単純結線で構成される２次巻線を有することを特徴とする電力変換装置。
【請求項9】
請求項３に記載の電力変換装置であって、前記変換用変圧器は、デルタ結線で構成される１次巻線と、ルーフ・デルタ結線で構成される２次巻線を有することを特徴とする電力変換装置。
【請求項10】
請求項５に記載の電力変換装置であって、前記変換用変圧器は、デルタ結線およびスター結線で構成される１次巻線と、単純結線で構成される２次巻線を有し、
前記２次巻線の出力交流電圧のうち、相互に位相が９０度異なるものを選択して組合せ、前記全波整流回路または前記整流回路に各々入力することを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、三相交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置の構成に係り、特に、高信頼性と小型化が要求されるＥＶ（電気自動車）や電車向け電力変換装置に適用して有効な技術に関する。
【背景技術】
【0002】
電気自動車（以下、ＥＶとも呼ぶ）の大幅な増加や開発途上国の都市化に伴う電車の普及が予想され、電力供給における交直変換装置の需要増加が見込まれている。これらのＥＶや電車向け電力変換装置では、高い信頼性が要求されると共に、装置の小型化が求められている。
【0003】
三相交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置として、例えば、特許文献１のような技術がある。特許文献１には「三相正弦波の交流電圧を変換用変圧器を介して、相互に電気的に絶縁されるとともに１２０度の位相差を持つ、３組の単相正弦波の交流電圧に変換し、各々の単相交流電圧を入力とする３組の変換回路を備え、各々の変換回路は入力された交流電圧を全波整流して出力する整流回路と、該整流回路から出力された全波整流電圧を入力とする降圧チョッパ回路とを備え、３組の降圧チョッパ回路の出力端を直列接続した電力変換装置」が開示されている。
【0004】
この電力変換装置では、３組の降圧チョッパ回路の構成素子の１つであるスイッチング素子が、各々の降圧チョッパ回路に入力された全波整流電圧に対し、所定の比率で比例した通流率（デューティ）で動作することにより、整流回路に入力された交流周波数の２倍の周波数の交流成分と直流成分とが合成された電圧波形が、各々の降圧チョッパ回路から出力される。この各々の降圧チョッパ回路から出力される電圧波形に含まれる交流成分は、相互に１２０度の位相差を有した同一振幅の正弦波であり、上記のように、３組の降圧チョッパ回路が直列接続されていることにより相互に打ち消され、直流成分のみが足し合わされて電力変換装置の直流出力電圧として出力される。
【0005】
また、特許文献２には「相互に電気的に絶縁された多相の交流電圧を出力する発電機と、前記多相の交流電圧が各々入力され、入力された交流周波数の２倍の周波数の交流成分と直流成分からなる直流電圧を出力する変換回路を相数分備え、該変換回路の出力端を直列接続することで直流電圧を発生させる多相交流発電装置」が開示されており、入力される交流電圧の相数としては、三相以外にも、二相あるいは四相以上としても良い旨が記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0006】
【文献】特開２００４－９６９５３号公報
【文献】特開２０１１－１８８５９４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0007】
上記特許文献１や特許文献２では、三相交流電圧を直流電圧に変換する場合、３組の全波整流回路と降圧チョッパ回路とで構成された変換回路の各々に対して、相互に電気的に絶縁されるとともに１２０度の位相差を持つ、３組の単相交流電圧が各々入力される。そして、３組の変換回路の後段部分にある降圧チョッパ回路の出力端が直列接続された結果として、電力変換装置全体では概略一定値の直流電圧が出力される。
【0008】
上記の概略一定値の直流電圧を出力するため、各々の降圧チョッパ回路を構成するスイッチング素子を該回路に入力された全波整流電圧に対し、所定の比率で比例した通流率で動作させるが、このスイッチング動作により、各変換回路の出力端電圧に、スイッチング周波数とその高調波成分を有する高周波の電圧変動が生じ、直列結合された他の変換回路に重畳される。そのため特段の考慮がなされなければ、何れかの変換回路の全体電位が、高周波の電圧変動に伴って変動し、これが入力側の単相交流電源に対してコモンモードの高周波電圧ノイズとして生じる課題がある。
【0009】
しかしながら、特許文献１及び特許文献２の何れにおいても、この課題に関して記述されておらず、従って、高周波の電圧ノイズを抑制するための手段についても何ら考慮されていない。
【0010】
そこで、本発明の目的は、三相交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置において、スイッチング素子のスイッチング動作に起因する電圧ノイズを抑制し、高周波化による小型化が可能な電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【0011】
上記課題を解決するために、本発明は、相互に電気的に絶縁されるとともに、９０度の位相差を持つ２組の単相交流電圧が各々入力される２組の全波整流回路と、前記２組の全波整流回路の内、一方の全波整流回路の出力端に接続される第１のスイッチング素子および第１のダイオードと、他方の全波整流回路の出力端に接続される第２のスイッチング素子および第２のダイオードと、リアクトルと、を備え、前記一方の全波整流回路のカソード側の出力端に前記第１のダイオードのカソード側が接続され、当該全波整流回路のアノード側に前記第１のスイッチング素子のアノード側が各々接続され、前記第１のダイオードのアノード側と前記第１のスイッチング素子のカソード側が第１の接続点で接続され、前記他方の全波整流回路のアノード側の出力端に前記第２のダイオードのアノード側が接続され、当該全波整流回路のカソード側の出力端に前記第２のスイッチング素子のカソード側が各々接続され、前記第２のダイオードのカソード側と前記第２のスイッチング素子のアノード側が第２の接続点で接続され、前記リアクトルの一端が前記第１の接続点に接続され、他端が前記第２の接続点に接続され、前記一方の全波整流回路のカソード側の出力端を直流電圧の正側の出力端とし、前記他方の全波整流回路のアノード側の出力端を直流電圧の負側の出力端とする電力変換回路を少なくとも１つ備えることを特徴とする。
【0012】
また、本発明は、相互に電気的に絶縁されるとともに、９０度の位相差を持つ２組の単相交流電圧が各々入力される２組の整流回路を備え、前記２組の整流回路の内、一方の整流回路は、１組の交流電圧が入力される２つの接続点の一方の接続点に、第１のダイオードのアノード側と、第１の逆阻止型のスイッチング素子のカソード側とが接続され、他方の接続点に、第２のダイオードのアノード側と、第２の逆阻止型のスイッチング素子のカソード側とが接続され、前記第１のダイオードのカソード側と、前記第２のダイオードのカソード側と、第３のダイオードのカソード側とが第１の接続点で接続され、前記第１の逆阻止型のスイッチング素子のアノード側と、前記第２の逆阻止型のスイッチング素子のアノード側と、前記第３のダイオードのアノード側とが第２の接続点で接続され、他方の整流回路は、他の１組の交流電圧が入力される２つの接続点の一方の接続点に、第３の逆阻止型のスイッチング素子のアノード側と、第４のダイオードのカソード側とが接続され、他方の接続点に、第４の逆阻止型のスイッチング素子のアノード側と、第５のダイオードのカソード側とが接続され、前記第３の逆阻止型のスイッチング素子のカソード側と、前記第４の逆阻止型のスイッチング素子のカソード側と、第６のダイオードのカソード側とが第３の接続点で接続され、前記第４のダイオードのアノード側と、前記第５のダイオードのアノード側と、前記第６のダイオードのアノード側とが第４の接続点で接続され、１つのリアクトルの一端が前記第２の接続点に接続され、他端が前記第３の接続点に、各々接続され、前記第１の接続点を直流電圧の正側の出力端とし、前記第４の接続点を直流電圧の負側の出力端とする電力変換回路を少なくとも１つ備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【0013】
本発明によれば、三相交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置において、スイッチング素子のスイッチング動作に起因する電圧ノイズを抑制することができる。
【0014】
これにより、電力変換装置の信頼性向上と高周波化による小型化が図れる。
【0015】
上記した以外の課題、構成及び効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。
【図面の簡単な説明】
【0016】
【図1】実施例１に係る電力変換装置の主回路構成を示す図である。
【図2】実施例１に係る電力変換装置の位相角－電圧特性を示す図である。
【図3】実施例１に係る電力変換装置のフィルタ回路の構成例を示す図である。
【図4】実施例１の変形例を示す図である。（変形例１）
【図5】実施例１の変形例を示す図である。（変形例２）
【図6】実施例２に係る電力変換装置の主回路構成（ａ）及び位相角－電圧特性（ｂ）を示す図である。
【図7】実施例３に係る電力変換装置の主回路構成を示す図である。
【図8】実施例３に係る電力変換装置の位相角－電圧特性を示す図である。
【図9】実施例３の変形例を示す図である。（変形例３）
【図10】本発明の動作（作用）を説明するための回路構成（ａ）及び各動作フェーズにおける状態（ｂ）を示す図である。
【図11】本発明の動作（作用）を説明するための時間－電位特性及び時間－スイッチ動作特性を示す図である。
【図12】本発明の比較例１の回路構成を示す図である。
【図13】比較例１における整流回路の時間－電位特性を示す図である。
【図14】本発明の比較例２の回路構成を示す図である。
【図15】比較例２における整流回路の時間－電位特性を示す図である。
【図16】比較例３（従来技術）の電力変換装置の回路構成を示す図である。
【図17】比較例３における整流回路の時間－電位特性を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【0017】
以下、図面を用いて本発明の実施例を説明する。なお、各図面において同一の構成については同一の符号を付し、重複する部分についてはその詳細な説明は省略する。
【0018】
また、以下の各実施例では説明を平易にするため、スイッチング素子及びダイオード、全波整流回路を、順方向に流れる電流の向きに対し、上流側をアノード側、下流側をカソード側と呼ぶものとする。
【0019】
また、本発明の本質を明らかにするため、回路における各スイッチング素子及びダイオードの電圧低下や配線の抵抗、インダクタンス、寄生容量、変圧器の励磁インダクタンス等は無視できる理想的な状態であるものとして説明する。
【実施例1】
【0020】
図１から図５、及び、図１０から図１７を参照して、本発明の実施例１の電力変換装置について説明する。図１は本実施例の電力変換装置の主回路構成を示す図であり、図２はその位相角－電圧特性を示す図である。図３は本実施例の電力変換装置の入出力部に取り付けられるフィルタ回路の構成例である。図４及び図５は、それぞれ本実施例（図１）の変形例を示す図である。
【0021】
また、図１０は本発明の動作（作用）を説明するための回路構成（ａ）及び各動作フェーズにおける状態（ｂ）を示す図である。図１１はその時間－電圧（電位）特性及び時間－スイッチ動作特性を示す図である。図１２は本発明の比較例１の回路構成を示す図であり、図１３はその整流回路の時間－電位特性を示す図である。図１４は本発明の比較例２の回路構成を示す図であり、図１５はその整流回路の時間－電位特性を示す図である。図１６は比較例３（従来技術）の電力変換装置の回路構成を示す図であり、図１７はその整流回路の時間－電位特性を示す図である。
【0022】
本実施例の電力変換装置１００は、図１に示すように、外部から三相交流電圧が入力される１次巻線４０（スコット結線）と、１次側の三相交流電圧と同じ交流周波数を持ち、相互に電気的に絶縁されるとともに９０度の位相差を持つ、２組の単相交流電圧を出力する２次巻線５０とからなる変換用変圧器１０を備えている。
【0023】
２次巻線５０は、２つの２次巻線５１，５２で構成されており、この２次巻線５０のうち、一方の２次巻線５１が出力する交流電圧Ｖａに対して、他方の２次巻線５２が出力する交流電圧Ｖｂは、電圧振幅が同一であり、位相が９０度遅れたものとなっている。
【0024】
変換用変圧器１０の２次巻線５１から出力された交流電圧Ｖａはフィルタ回路Ｆ１に入力される。このフィルタ回路Ｆ１の具体的な構成は、図３の（ａ）から（ｄ）に例示した何れかのもの、或いは、他の構成としても良く、後述するように、スイッチング動作に伴い生じる交流電流に含まれる高周波成分をバイパスする機能を持たせている。一般に当該機能を有するフィルタ回路は電圧位相を遅らせることから、フィルタ回路Ｆ１から出力される交流電圧Ｖ１１の位相は、入力電圧Ｖａに対して位相が遅れたものとなる。
【0025】
なお、図３の（ａ）に示すフィルタ回路は、２つのインダクタ（コイル）ＬＦ１，ＬＦ２を直列に接続し、その接続点にコンデンサＣＦ１が接続されるように構成されている。（ｂ）に示すフィルタ回路は、１つのインダクタ（コイル）ＬＦ１の両端に２つのコンデンサＣＦ１，ＣＦ２がそれぞれ接続されるように構成されている。（ｃ）に示すフィルタ回路は、２つのインダクタ（コイル）ＬＦ１，ＬＦ２を直列に接続し、その接続点に、コンデンサＣＦ３とインダクタ（コイル）ＬＦ３，コンデンサＣＦ４とインダクタ（コイル）ＬＦ４，コンデンサＣＦ５とインダクタ（コイル）ＬＦ５の３組の直列ＬＣ回路が互いに並列に接続されるように構成されている。（ｄ）に示すフィルタ回路は、コンデンサＣＦ６のみで構成される基本的なフィルタ回路である。
【0026】
同様に、変換用変圧器１０の２次巻線５２から出力された交流電圧Ｖｂはフィルタ回路Ｆ２に入力される。Ｆ２の回路構成、素子定数をフィルタ回路Ｆ１と同一とすることで、入力電圧Ｖｂに対して、フィルタ回路Ｆ２から出力される交流電圧Ｖ２１の位相遅れ量を、フィルタ回路Ｆ１の入力電圧Ｖａに対する出力電圧Ｖ１１の位相遅れ量を同一とする。これにより交流電圧Ｖ１１に対するＶ２１の位相遅れ量は９０°度に維持される。
【0027】
交流電圧Ｖ１１，Ｖ２１は、電力変換回路２０に入力される。電力変換回路２０は、２組の全波整流回路、即ち、ダイオードＤＩ１１，ＤＩ１２，ＤＩ１３，ＤＩ１４で構成される全波整流回路と、ダイオードＤＩ２１，ＤＩ２２，ＤＩ２３，ＤＩ２４で構成される全波整流回路と、を備えている。
【0028】
前者の全波整流回路のカソード側の出力端にはダイオードＤＩ１５のカソード側が接続点ｐ１１で接続されている。また、当該全波整流回路のアノード側の出力端にはスイッチング素子ＳＷ１のアノード側が接続されている。ダイオードＤＩ１５のアノード側とスイッチング素子ＳＷ１のカソード側は接続点ｐ１２で接続されている。
【0029】
後者の全波整流回路のアノード側出力端にはダイオードＤＩ２５のアノード側が接続点ｐ２２で接続されている。また、当該全波整流回路のカソード側の出力端にはスイッチング素子ＳＷ２のカソード側が接続されている。ダイオードＤＩ２５のカソード側とスイッチング素子ＳＷ２のアノード側は接続点ｐ２１で接続されている。そして、接続点ｐ１２と接続点ｐ２１はリアクトルＬ１２を介して接続されている。
【0030】
また、前者の全波整流回路のカソード側出力端（接続点ｐ１１に相当）を電力変換回路２０が出力する直流電圧の正側の出力端、後者の全波整流回路のアノード側出力端（接続点ｐ２２に相当）を負側の出力端としている。
【0031】
なお、後述の動作説明の便宜上、電力変換回路２０の回路構成のうち、ダイオードＤＩ１１，ＤＩ１２，ＤＩ１３，ＤＩ１４で構成される全波整流回路、ダイオードＤＩ１５、スイッチング素子ＳＷ１及び、リアクトルＬ１２の半分で、接続点ｐ１２に接続されている側までを第１回路２０１、ダイオードＤＩ２１，ＤＩ２２，ＤＩ２３，ＤＩ２４で構成される全波整流回路、ダイオードＤＩ２５、スイッチング素子ＳＷ２及び、リアクトルＬ１２の半分で、接続点ｐ２１に接続されている側までを第２回路２０２とする。そして、第１回路２０１の出力電圧をＶ１４、第２回路２０２の出力電圧をＶ２４とする。これにより電力変換回路２０が出力する電圧Ｖ９０は、Ｖ１４とＶ２４の和となる。
【0032】
電力変換回路２０が出力する電圧Ｖ９０は、フィルタ回路Ｆ１０に入力される。フィルタ回路Ｆ１０の出力端には負荷３０が接続されている。フィルタ回路Ｆ１０の主な機能は、電力変換回路２０内部のスイッチング動作に起因した出力直流電圧の変動を小さくすることであり、最も単純な構成としては、例えば図３の（ｄ）に示した様に１つのコンデンサＣＦ６で構成される。
【0033】
次に、本実施例の電力変換装置の動作（作用）を説明する。一連の説明においては、外部から変換用変圧器１０の１次巻線４０に入力される三相交流電圧波形として正弦波を考える。図１に示す系統入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔに系統電圧（例えば、５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚの系統電圧）が印加される。変換用変圧器１０の１次巻線４０をスコット結線としていることから、１次巻線と２次巻線の巻数比を所定の比率とすることで、２次巻線から相互に電気的に絶縁されるとともに、同一振幅で９０度の位相差を持つ、２組の単相交流電圧Ｖａ，Ｖｂが変換用変圧器１０から出力される。
【0034】
変換用変圧器１０の一方の２次巻線５１から出力された交流電圧Ｖａはフィルタ回路Ｆ１に、他方の２次巻線５２から出力された交流電圧Ｖｂはフィルタ回路Ｆ２に、各々入力される。これらのフィルタ回路Ｆ１，Ｆ２は、後段に接続されている電力変換回路２０のスイッチング動作に起因して生じる高周波電流成分をバイパスし、前段の変換用変圧器１０の２次巻線５０の負荷電流に加わるのを抑制する。
【0035】
一般に当該機能を有するフィルタ回路は電圧位相を遅らせることから、フィルタ回路Ｆ１から出力される交流電圧Ｖ１１の位相は、入力電圧Ｖａに対して位相が遅れたものとなる。同様に、フィルタ回路Ｆ２から出力される交流電圧Ｖ２１の位相は、入力電圧Ｖｂに対して位相が遅れたものとなるが、フィルタ回路Ｆ１とＦ２の回路構成、素子定数を同一とすることで、両者の位相遅れ量を同一とする。これにより交流電圧Ｖ１１に対するＶ２１の位相遅れ量は９０度に維持される。
【0036】
図２（ａ）は、交流電圧Ｖ１１の位相を基準とし、横軸はＶ１１の位相角θ、縦軸を電圧としてＶ１１、Ｖ２１の交流電圧波形を示している。なお、両者の電圧振幅値をＶ０（正の定数）として示してある。Ｖ１１、Ｖ２１を数式で示すと各々以下となる。
【0037】
【数1】
【0038】
【数2】
【0039】
そして、上記の２組の交流電圧Ｖ１１，Ｖ２１が電力変換回路２０の２組の整流回路に各々入力されることにより、出力電圧として、全波整流波形のＶ１２、Ｖ２２が各々の整流回路から出力される。図２（ｂ）にＶ１２の波形を、図２（ｃ）にＶ２２の波形を各々示している。これらＶ１２，Ｖ２２を数式で示すと各々以下となる。
【0040】
【数3】
【0041】
【数4】
【0042】
ここで、図２（ｂ）及び図２（ｃ）に示すように、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２を所定のスイッチング周波数でＯＮ／ＯＦＦ動作させ、各々のスイッチング素子を通過する電流の通流率（デューティ）、即ち、ＳＷ１の通流率ｄＳＷ１、ＳＷ２の通流率ｄＳＷ２を次式に示す通り各々制御する。
【0043】
【数5】
【0044】
【数6】
【0045】
説明の便宜上、前述の通り電力変換回路２０を第１回路２０１と第２回路２０２に分けて動作を説明する。この様に分割して見た場合、第１回路２０１は整流回路の後段に負極性の降圧チョッパ回路が、第２回路２０２は整流回路の後段に正極性の降圧チョッパ回路が接続された回路に相当する。降圧チョッパ回路においては、入力電圧にスイッチング素子の通流率を乗じた電圧が出力されることから、各々の回路の出力電圧Ｖ１４，Ｖ２４は次式で表される。
【0046】
【数7】
【0047】
【数8】
【0048】
上記の式（７）で表されるＶ１４を図２（ｂ）及び図２（ｄ）に、式（８）で表されるＶ２４を図２（ｃ）及び図２（ｄ）に、各々示している。前述の通り、電力変換回路２０が出力する電圧Ｖ９０はＶ１４とＶ２４の和となることから、次式で表される。
【0049】
【数9】
【0050】
上記の式（９）で表されるＶ９０を図２（ｄ）に示している。上記の式（９）及び図２（ｄ）に示された通り、第１回路２０１の出力電圧Ｖ１４に含まれる交流成分と第２回路２０２の出力電圧Ｖ２４に含まれる交流成分とが打ち消しあうことにより、これらの和である電力変換回路２０の出力電圧Ｖ９０、即ち電力変換装置１００の出力電圧は一定値の直流電圧となる。
【0051】
本実施例におけるスイッチング動作の他の例として、通流率が位相角θに対して各々次式となる様にスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２を所定のスイッチング周波数でＯＮ／ＯＦＦ制御する。
【0052】
【数10】
【0053】
【数11】
【0054】
上記の式（１０），（１１）におけるＤは正の定数で、０≦Ｄ≦１の値で設定可能である。このとき、第１回路２０１の出力電圧Ｖ１４、第２回路２０２の出力電圧Ｖ２４はそれぞれ次式で表される。
【0055】
【数12】
【0056】
【数13】
【0057】
そして、Ｖ１４とＶ２４の和として、電力変換回路２０が出力する電圧Ｖ９０は次式で表される。
【0058】
【数14】
【0059】
一例として、Ｄを１未満に設定した場合の動作例を図２（ｅ）から図２（ｇ）に示す。図２（ｅ）には第１回路２０１に係るＳＷ１の通流率ｄＳＷ１、電圧Ｖ１２、Ｖ１４を、図２（ｆ）には第２回路２０２に係るＳＷ２の通流率ｄＳＷ２、電圧Ｖ２２、Ｖ２４を、図２（ｇ）には電圧Ｖ１４，Ｖ２４及びＶ９０を各々示してある。
【0060】
【0061】
以上説明してきた本実施例の電力変換装置１００の動作のうち、電圧変換回路２０からの直流電圧の出力と、その大きさの制御方法については、特許文献１や特許文献２に記載の電圧変換装置と同様のものである。
【0062】
【0063】
図１０（ａ）は、図１に示した本実施例の電力変換回路２０の詳細動作を説明するための模擬回路である。本図においては、第１回路１００１が、図１の第１回路２０１に、第２回路１００２が、図１の第２回路２０２に対応し、第１回路１００１には交流電源ＰＳａｃ１から、第２回路１００２には交流電源ＰＳａｃ２から、各々同一周波数の交流電圧Ｖ１１，Ｖ２１が入力される。図１におけるリアクトルＬ１２は、等分割されて、同じインダクタンスの値Ｌを持つＬ１，Ｌ２とし、Ｌ１は第１回路１００１に属し、一端が接続点ｐ１２に接続されている。Ｌ２は第２回路１００２に属し、一端が接続点ｐ２１に接続されている。そして、Ｌ１とＬ２の他端が接続点ｃ１２で接続されている。
【0064】
第１回路１００１のカソード側端子ｐ１ｐは直流電圧の正極性の出力端子ｄｃｐに接続され、第２回路１００２のアノード側端子ｐ２ｎは直流電圧の負極性の出力端子ｄｃｎに各々接続されている。正極性の出力端子ｄｃｐと負極性の出力端子ｄｃｎの間には負荷として純抵抗Ｒ０が接続されている。また、負極性の出力端子ｄｃｎは接地端子ｇで接地されており、以降の説明における各端子、接続点の電位は、この接地電位を基準電位の０Ｖとして表示する。これにより、本説明回路の出力直流電圧の値は、出力端子ｄｃｐの電位Ｖｄｃｐと同じ値となる。
【0065】
【0066】
一般的に１つの降圧チョッパ回路においては、スイッチング素子がＯＮ状態のときにはダイオードがＯＦＦ状態、スイッチング素子がＯＦＦ状態のときにはダイオードがＯＮ状態、の計２通りの動作フェーズをとる。本説明回路は２つの降圧チョッパ回路を備え、各々が独立して２通りのスイッチ状態を取りうることから、計４種の動作フェーズを取り得ることになる。
【0067】
図１０（ｂ）に示した各電圧、電位の値のうち、接続点ｃ１２の電位Ｖｃ１２に着目すると、全波整流後の電圧Ｖ１２，Ｖ２２が０Ｖとなる場合を除き、フェーズＢではＶｄｃｐ／２より大きな、フェーズＣではＶｄｃｐ／２より小さな、フェーズＤではＶｄｃｐ／２と等しい値をとることが分かる。
【0068】
上記４種の動作フェーズは、概略スイッチング周波数程度の時間頻度で各フェーズ間を遷移することから、接続点ｃ１２の電位Ｖｃ１２は出力直流電圧Ｖｄｃｐの１／２の値を挟んで概略スイッチング周波数程度の時間頻度で振動することになる。
【0069】
上記の動作様相を具体的に示す目的で、図１０（ａ）に示した動作説明回路において回路シミュレーションを実施した結果の一例を、図１１（ａ）から図１１（ｋ）に示す。なお、図中に値を示していないシミュレーション条件を纏めると以下となる。
【0070】
［シミュレーション条件］
・入力交流電圧周波数：５０Ｈｚ
・入力交流電圧ピーク値Ｖ０＝１６６６．７Ｖ
・入力交流電圧Ｖ１１とＶ２１の位相差：９０deg.
・電圧低減定数Ｄ＝０．９[（１０）式，（１１）式で示したＤの値]
・スイッチング周波数：３０ｋＨｚ
図１１（ａ）には図１０（ａ）の第１回路１００１における全波整流後の電圧Ｖ１２を、図１１（ｂ）にはＳＷ１の動作状態を、図１１（ｃ）には電圧Ｖ１３とスイッチング周期で平均した平均値を示している。
・入力交流電圧周波数：５０Ｈｚ
・入力交流電圧ピーク値Ｖ０＝１６６６．７Ｖ
・入力交流電圧Ｖ１１とＶ２１の位相差：９０deg.
・電圧低減定数Ｄ＝０．９[（１０）式，（１１）式で示したＤの値]
・スイッチング周波数：３０ｋＨｚ
図１１（ａ）には図１０（ａ）の第１回路１００１における全波整流後の電圧Ｖ１２を、図１１（ｂ）にはＳＷ１の動作状態を、図１１（ｃ）には電圧Ｖ１３とスイッチング周期で平均した平均値を示している。
【0071】
【0072】
また、図１１（ｇ）にはリアクトルＬ１の両端電圧ＶＬ１とリアクトルＬ２の両端電圧ＶＬ２を示している。なお、両者は同じインダクタンス値Ｌを有していることから、ＶＬ１＝ＶＬ２となっている。図１１（ｈ）には直流電圧の正極性の出力端子ｄｃｐの電位Ｖｄｃｐと、負極性の出力端子ｄｃｎの電位Ｖｄｃｎを示している。そして図１１（ｉ）には第１回路１００１と第２回路１００２の接続点ｃ１２の電位Ｖｃ１２とスイッチング周期で平均した平均値を示している。
【0073】
【0074】
一方で、図１１（ｊ）、図１１（ｋ）に各々示された通り、第１回路１００１の整流回路の正負２つの出力端の電位Ｖｐ１ｐ、Ｖｐ１ｎ、第２回路１００２の整流回路の正負２つの出力端の電位Ｖｐ２ｐ、Ｖｐ２ｎにおいては、スイッチング周波数程度の時間頻度での電位の振動は見られない。
【0075】
この理由は、第１回路１００１の整流回路については、正極性側の出力端子ｐ１ｐが直流電圧の正極性の出力端子ｄｃｐの電位Ｖｄｃｐと一致することにより固定され、第２回路１００２の整流回路については、負極性側の出力端子ｐ２ｎが直流電圧の負極性の出力端子ｄｃｎの電位Ｖｄｃｎと一致することにより固定されていることによる。
【0076】
これにより、各々の整流回路に交流電圧を供給している交流電源ＰＳａｃ１，ＰＳａｃ２に対して、スイッチング周波数程度の電位振動がコモンモードの高周波電圧ノイズとして生じるのを抑制することができる。
【0077】
図１に示した本実施例の電力変換回路２０におけるリアクトルＬ１２は、図１０（ａ）に示した動作説明回路におけるリアクトルＬ１とリアクトルＬ２を一体化したものと見做すことができ、同様に整流回路の入力交流電圧に対して、スイッチング周波数程度の電位振動がコモンモードの高周波電圧ノイズとして生じるのを抑制することができる。
【0078】
上記の効果が、本発明の構成によるものであることを明確にする目的で、図１０（ａ）に示した動作説明回路の第１回路１００１または第２回路１００２におけるスイッチ及びリアクトルの位置を変更したときの動作について以下説明する。
【0079】
先ず、図１２に示した様に、図１０（ａ）に示した動作説明回路の第１回路１００１におけるＳＷ１とリアクトルＬ１の位置を、整流回路のカソード側に移動した第１回路１１０１に変更した回路例１（比較例１）の動作を説明する。リアクトルのインダクタンスの値、その他の素子定数、スイッチ動作の条件については、図１０（ａ）に示した本実施例の動作説明回路におけるものと同一とする。
【0080】
上記の回路例１（比較例１）の主要動作に関しては、リアクトルのインダクタンスの値、その他の素子定数、スイッチ動作の条件を図１０（ａ）に示した回路から変更していないことから、図１０（ｂ）から図１１（ｉ）に示した各種電圧、出力直流電圧及び第１回路と第２回路の接続点電位の時間波形は、本回路例１（比較例１）においても同一となる。
【0081】
一方で、図１３（ａ）、図１３（ｂ）に示した、第１回路１１０１の整流回路の正負２つの出力端の電位Ｖｐ１ｐ、Ｖｐ１ｎ、第２回路１００２の整流回路の正負２つの出力端の電位Ｖｐ２ｐ、Ｖｐ２ｎについては、回路を変更した第１回路１１０１の正負２つの出力端の電位Ｖｐ１ｐ、Ｖｐ１ｎにスイッチ動作に起因する高周波電圧振動が表れている。これは、図１１（ｉ）に示した通り、第１回路と第２回路の接続点ｃ１２の電位Ｖｃ１２が概略スイッチング周波数程度の時間頻度で振動することにより、当該接続点ｃ１２に負極性側の出力端子ｐ１ｎが直結された第１回路１１０１の整流回路全体の電位が振動することによる。
【0082】
このため、第１回路１１０１の整流回路に交流電圧を供給している交流電源ＰＳａｃ１に対して、スイッチング周波数程度の電位振動がコモンモードの高周波電圧ノイズとして生じることになり、本発明の様な効果を得ることができない。
【0083】
次に、図１４に示した様に、図１２に示した回路例１（比較例１）の第２回路１００２におけるＳＷ２とリアクトルＬ２の位置を、整流回路のアノード側に移動した第２回路図１２０２に変更した回路例２（比較例２）の動作を説明する。リアクトルのインダクタンスの値、その他の素子定数、スイッチ動作の条件については、図１０（ａ）に示した本実施例の動作説明回路におけるものと同一とする。
【0084】
上記の回路例２（比較例２）の主要動作に関しても、リアクトルのインダクタンスの値、その他の素子定数、スイッチ動作の条件を図１０（ａ）に示した回路から変更していないことから、図１０（ｂ）から図１１（ｉ）に示した各種電圧、出力直流電圧及び第１回路と第２回路の接続点電位の時間波形は、本回路例２（比較例２）においても同一となる。
【0085】
一方で、図１５（ａ）、図１５（ｂ）に示した、第１回路１１０１の整流回路の正負２つの出力端の電位Ｖｐ１ｐ、Ｖｐ１ｎ、第２回路１２０２の整流回路の正負２つの出力端の電位Ｖｐ２ｐ、Ｖｐ２ｎについては、その全てにスイッチ動作に起因する高周波電圧振動が表れている。これは、図１１（ｉ）に示した通り、第１回路と第２回路の接続点ｃ１２の電位Ｖｃ１２が概略スイッチング周波数程度の時間頻度で振動することにより、当該接続点ｃ１２に負極性側の出力端子ｐ１ｎが直結された第１回路１１０１の整流回路と、当該接続点ｃ１２に正極性側の出力端子ｐ２ｐが直結された第２回路１２０２の整流回路の双方の全体電位が振動することによる。
【0086】
このため、本回路例２（比較例２）においては、第１回路１１０１、第２回路１２０２の各々の整流回路に交流電圧を供給している交流電源ＰＳａｃ１、交流電源ＰＳａｃ２に対して、スイッチング周波数程度の電位振動がコモンモードの高周波電圧ノイズとして生じることになり、やはり本発明の効果を得ることができない。
【0087】
最後に、図１６に示した様に、同一構造の整流回路と、その後段に降圧チョッパ回路を備えた第１回路１３０１、第２回路１３０２、第３回路１３０３を備え、その出力端を直列に結合した従来技術による回路例３（比較例３）の動作について説明する。
【0088】
【0089】
［シミュレーション条件］
・入力交流電圧周波数：５０Ｈｚ
・入力交流電圧ピーク値Ｖ０＝１１１１．１Ｖ
・入力交流電圧Ｖ１１とＶ２１の位相差：１２０deg.
・入力交流電圧Ｖ１１とＶ３１の位相差：２４０deg.
・電圧低減定数Ｄ＝０．９
・スイッチング周波数：３０ｋＨｚ
図１７（ａ）に直流電圧の正極性の出力端子ｄｃｐの電位Ｖｄｃｐと、負極性の出力端子ｄｃｎの電位Ｖｄｃｎを示している。そして、図１７（ｂ）から図１７（ｄ）には、第１回路１３０１の整流回路の正負２つの出力端の電位Ｖｐ１ｐ、Ｖｐ１ｎ、第２回路１３０２の整流回路の正負２つの出力端の電位Ｖｐ２ｐ、Ｖｐ２ｎ、第３回路１３０３の整流回路の正負２つの出力端の電位Ｖｐ３ｐ、Ｖｐ３ｎを示してある。
・入力交流電圧周波数：５０Ｈｚ
・入力交流電圧ピーク値Ｖ０＝１１１１．１Ｖ
・入力交流電圧Ｖ１１とＶ２１の位相差：１２０deg.
・入力交流電圧Ｖ１１とＶ３１の位相差：２４０deg.
・電圧低減定数Ｄ＝０．９
・スイッチング周波数：３０ｋＨｚ
図１７（ａ）に直流電圧の正極性の出力端子ｄｃｐの電位Ｖｄｃｐと、負極性の出力端子ｄｃｎの電位Ｖｄｃｎを示している。そして、図１７（ｂ）から図１７（ｄ）には、第１回路１３０１の整流回路の正負２つの出力端の電位Ｖｐ１ｐ、Ｖｐ１ｎ、第２回路１３０２の整流回路の正負２つの出力端の電位Ｖｐ２ｐ、Ｖｐ２ｎ、第３回路１３０３の整流回路の正負２つの出力端の電位Ｖｐ３ｐ、Ｖｐ３ｎを示してある。
【0090】
図１７（ｂ）から図１７（ｄ）に示された通り、負極性側の出力端子ｐ３ｎが直流電圧の負極性の出力端子ｄｃｎに直接接続された第３回路の１３０３の整流回路の正負２つの出力端の電位Ｖｐ３ｐ、Ｖｐ３ｎを除き、第１回路１３０１と第２回路１３０２の出力端電位、Ｖｐ１ｐ、Ｖｐ１ｎ及びＶｐ２ｐ、Ｖｐ２ｎには、スイッチ動作に起因する高周波電圧振動が発生していることが分かる。
【0091】
上記の第１回路１３０１、第２回路１３０２、第３回路１３０３の各降圧チョッパ回路におけるスイッチとリアクトルの配置をどの様に変更しても、何れかの回路の整流回路の出力端の電位にスイッチ動作に起因する高周波電圧振動が発生することは避けられない。
【0092】
これは、図１７（ａ）に示された様に、電位が概略一定値となる直流電圧の出力端子が、正極性の出力端子ｄｃｐと負極性の出力端子ｄｃｎの２つのみであり、これらに直結できる整流回路が２つまでに限られることによる。
【0093】
従って、例えば図１６に示す従来技術を用いた電力変換装置、即ち、相互に電気的に絶縁されるとともに１２０度の位相差を持つ、３組の単相正弦波の交流電圧が入力され、各々の交流電圧を全波整流し、降圧チョッパ回路で電圧波形を制御し、それらの出力を直列に接続して直流電圧を出力する構成の電力変換装置においては、何れかの整流回路に交流電圧を供給している交流電源に対して、スイッチング周波数程度の電位振動がコモンモードの高周波電圧ノイズとして生じることになる。
【0094】
以上説明したように、本実施例の電力変換装置１００は、図１に示すように、相互に電気的に絶縁されるとともに、９０度の位相差を持つ２組の単相交流電圧Ｖａ，Ｖｂが各々入力される２組の全波整流回路と、２組の全波整流回路の内、一方の全波整流回路の出力端に接続される第１のスイッチング素子ＳＷ１および第１のダイオードＤＩ１５と、他方の全波整流回路の出力端に接続される第２のスイッチング素子ＳＷ２および第２のダイオードＤＩ２５と、リアクトルＬ１２を備えており、一方の全波整流回路のカソード側の出力端に第１のダイオードＤＩ１５のカソード側が接続され、当該全波整流回路のアノード側に第１のスイッチング素子ＳＷ１のアノード側が各々接続され、第１のダイオードＤＩ１５のアノード側と第１のスイッチング素子ＳＷ１のカソード側が第１の接続点ｐ１２で接続され、他方の全波整流回路のアノード側の出力端に第２のダイオードＤＩ２５のアノード側が接続され、当該全波整流回路のカソード側の出力端に第２のスイッチング素子ＳＷ２のカソード側が各々接続され、第２のダイオードＤＩ２５のカソード側と第２のスイッチング素子ＳＷ２のアノード側が第２の接続点ｐ２１で接続され、リアクトルＬ１２の一端が第１の接続点ｐ１２に接続され、他端が第２の接続点ｐ２１に接続され、一方の全波整流回路のカソード側の出力端を直流電圧の正側の出力端とし、他方の全波整流回路のアノード側の出力端を直流電圧の負側の出力端とする電力変換回路を少なくとも１つ備えている。
【0095】
また、三相交流電圧が入力され、２組の単相交流電圧Ｖａ，Ｖｂを出力する変換用変圧器１０を少なくとも１つ備えている。
【0096】
［変形例１］
図４に、本実施例（図１）の１つの変形例である電力変換装置の主回路構成図を示している。これは、図１において、電力変換回路２０に対して、フィルタ回路Ｆ１，Ｆ２を介して、相互に電気的に絶縁されるとともに９０度の位相差を持つ、２組の単相交流電圧を供給する変換用変圧器１０の回路構成を変更し、１次巻線４０をデルタ結線、２次巻線５０をルーフ・デルタ結線としたものである。
図４に、本実施例（図１）の１つの変形例である電力変換装置の主回路構成図を示している。これは、図１において、電力変換回路２０に対して、フィルタ回路Ｆ１，Ｆ２を介して、相互に電気的に絶縁されるとともに９０度の位相差を持つ、２組の単相交流電圧を供給する変換用変圧器１０の回路構成を変更し、１次巻線４０をデルタ結線、２次巻線５０をルーフ・デルタ結線としたものである。
【0097】
【0098】
［変形例２］
図５に、本実施例（図１）の他の変形例である電力変換装置の主回路構成図を示している。これは、図１に示した電力変換回路２０の第１回路２０１、第２回路２０２におけるスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２の代わりに、各々の整流回路にＳＷ１２，ＳＷ１４，ＳＷ２１，ＳＷ２３を挿入したものである。
図５に、本実施例（図１）の他の変形例である電力変換装置の主回路構成図を示している。これは、図１に示した電力変換回路２０の第１回路２０１、第２回路２０２におけるスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２の代わりに、各々の整流回路にＳＷ１２，ＳＷ１４，ＳＷ２１，ＳＷ２３を挿入したものである。
【0099】
具体的には、第１回路２０１において、交流が入力される２つの接続点の一方に、ダイオードＤＩ１１のアノード側とスイッチング素子ＳＷ１２のカソード側が接続され、他方にダイオードＤＩ１３のアノード側とスイッチング素子ＳＷ１４のカソード側が接続され、スイッチング素子ＳＷ１２のアノード側にダイオードＤＩ１２のカソード側が接続され、スイッチング素子ＳＷ１４のアノード側にダイオードＤＩ１４のカソード側が接続されている。
【0100】
そして、ダイオードＤＩ１１及びＤＩ１３のカソード側とダイオードＤＩ１５のカソード側が接続点ｐ１１で接続され、ダイオードＤＩ１２及びＤＩ１４のアノード側とダイオードＤＩ１５のカソード側が接続点ｐ１２で接続されている。
【0101】
また、第２回路２０２において、交流が入力される２つの接続点の一方に、ダイオードＤＩ２１のアノード側とダイオードＤＩ２２のカソード側が接続され、他方にダイオードＤＩ２３のアノード側とダイオードＤＩ２４のカソード側が接続され、ダイオードＤＩ２１のアノード側にスイッチング素子ＳＷ２１のカソード側が接続され、ダイオードＤＩ２３のカソード側にスイッチング素子ＳＷ２３のアノード側が接続されている。
【0102】
そして、スイッチング素子ＳＷ２１及びＳＷ２３のカソード側とダイオードＤＩ２５のカソード側が接続点ｐ２１で接続され、ダイオードＤＩ２２及びＤＩ２４のアノード側とダイオードＤＩ２５のアノード側が接続点ｐ２２で接続されている。そして、接続点ｐ１２と接続点ｐ２１とはリアクトルＬ１２で接続されている。
【0103】
この変形例においては、入力交流電圧Ｖ１１が正の時にＳＷ１４が、負の時にＳＷ１２が、それぞれ図１に示した本実施例のＳＷ１と同じ動作をし、入力交流電圧Ｖ２１が正の時にＳＷ２１が、負の時にＳＷ２３が、それぞれ図１に示した本実施例のＳＷ２と同じ動作をすることで、本実施例（図１）と同じ効果が得られる。
【0104】
また、スイッチング素子ＳＷ１２とダイオードＤＩ１２、スイッチング素子ＳＷ１４とダイオードＤＩ１４、スイッチング素子ＳＷ２１とダイオードＤＩ２１、スイッチング素子ＳＷ２３とダイオードＤＩ２３の組み合わせは各々、１つの逆阻止型のスイッチング素子と見做すことができる。これらのスイッチング素子とダイオードとを組合せたものを各々、新たに逆阻止型のスイッチング素子ＳＷ１２’，ＳＷ１４’，ＳＷ２１’，ＳＷ２３’と呼ぶことにすれば、本変形例（変形例２）の構成は以下の通り説明される。
【0105】
即ち、第１回路２０１において、交流が入力される２つの接続点の一方に、ダイオードＤＩ１１のアノード側とスイッチング素子ＳＷ１２’のカソード側とが接続され、他方にダイオードＤＩ１３のアノード側とスイッチング素子ＳＷ１４’のカソード側とが接続され、ダイオードＤＩ１１のカソード側と、ダイオードＤＩ１３のカソード側と、ダイオードＤＩ１５のカソード側とが接続点ｐ１１で接続され、スイッチング素子ＳＷ１２’のアノード側と、スイッチング素子ＳＷ１４’のアノード側と、ダイオードＤＩ１５のアノード側とが接続点ｐ１２で接続されている。
【0106】
また、第２回路２０２において、交流が入力される２つの接続点の一方に、スイッチング素子ＳＷ２１’のアノード側と、ダイオードＤＩ２２のカソード側とが接続され、他方にスイッチング素子ＳＷ２３’のアノード側と、ダイオードＤＩ２４のカソード側とが接続され、スイッチング素子ＳＷ２１’のカソード側と、スイッチング素子ＳＷ２３’のカソード側と、ダイオードＤＩ２５のカソード側とが接続点ｐ２１で接続され、ダイオードＤＩ２２のアノード側と、ダイオードＤＩ２４のアノード側と、ダイオードＤＩ２５のアノード側とが接続点ｐ２２で接続されている。そして、接続点ｐ１２と接続点ｐ２１とがリアクトルＬ１２で接続されている。
【0107】
変形例２の電力変換装置は、言い換えると、相互に電気的に絶縁されるとともに、９０度の位相差を持つ２組の単相交流電圧Ｖａ，Ｖｂが各々入力される２組の整流回路を備えており、２組の整流回路の内、一方の整流回路は、１組の交流電圧Ｖａが入力される２つの接続点の一方の接続点に、第１のダイオードＤＩ１１のアノード側と、第１の逆阻止型のスイッチング素子（ＳＷ１２及びＤＩ１２）のカソード側とが接続され、他方の接続点に、第２のダイオードＤＩ１３のアノード側と、第２の逆阻止型のスイッチング素子（ＳＷ１４及びＤＩ１４）のカソード側とが接続され、第１のダイオードＤＩ１１のカソード側と、第２のダイオードＤＩ１３のカソード側と、第３のダイオードＤＩ１５のカソード側とが第１の接続点ｐ１１で接続され、第１の逆阻止型のスイッチング素子（ＳＷ１２及びＤＩ１２）のアノード側と、第２の逆阻止型のスイッチング素子（ＳＷ１４及びＤＩ１４）のアノード側と、第３のダイオードＤＩ１５のアノード側とが第２の接続点ｐ１２で接続され、他方の整流回路は、他の１組の交流電圧Ｖｂが入力される２つの接続点の一方の接続点に、第３の逆阻止型のスイッチング素子（ＳＷ２１及びＤＩ２１）のアノード側と、第４のダイオードＤＩ２２のカソード側とが接続され、他方の接続点に、第４の逆阻止型のスイッチング素子（ＳＷ２３及びＤＩ２３）のアノード側と、第５のダイオードＤＩ２４のカソード側とが接続され、第３の逆阻止型のスイッチング素子（ＳＷ２１及びＤＩ２１）のカソード側と、第４の逆阻止型のスイッチング素子（ＳＷ２３及びＤＩ２３）のカソード側と、第６のダイオードＤＩ２５のカソード側とが第３の接続点ｐ２１で接続され、第４のダイオードＤＩ２２のアノード側と、第５のダイオードＤＩ２４のアノード側と、第６のダイオードＤＩ２５のアノード側とが第４の接続点ｐ２２で接続され、１つのリアクトルＬ１２の一端が第２の接続点ｐ１２に接続され、他端が第３の接続点ｐ２１に、各々接続され、第１の接続点ｐ１１を直流電圧の正側の出力端とし、第４の接続点ｐ２２を直流電圧の負側の出力端とする電力変換回路を少なくとも１つ備えている。
【0108】
上記の様に、スイッチング素子とダイオードの組み合わせを、逆阻止型のスイッチング素子で置き換えた場合には、概略ダイオード１つ分の発生損失を低減することができる。
【実施例2】
【0109】
図６を参照して、本発明の実施例２の電力変換装置について説明する。図６（ａ）は本実施例の電力変換装置の主回路構成図であり、図６（ｂ）は各出力直流電圧－位相角線図である。本実施例の電力変換装置１００は、図１に示した実施例１における電力変換回路２０と同一の構成を持つ２つの電力変換回路２１と２２の直流電圧出力を直列接続し、電力変換装置１００からの直流電圧出力としたものである。
【0110】
本実施例においては、図１に示した実施例１の電力変換装置と同様に、外部から三相交流電圧が入力される変換用変圧器１０の１次巻線４０がスコット結線で構成される一方で、２次巻線５０については、交流電圧Ｖａ１を出力する２次巻線５１と、Ｖａ１と電圧振幅が同一であり、位相が９０度遅れた交流電圧Ｖｂ１を出力する２次巻線５２と、交流電圧Ｖａ１と同一位相をもつ交流電圧Ｖａ２を出力する２次巻線５３と、Ｖａ２と電圧振幅が同一であり、Ｖｂ１と同一位相をもつ交流電圧Ｖｂ２を出力する２次巻線５４とで構成され、相互に電気的に絶縁されている。
【0111】
上記の２次巻線５１～５４の交流出力のうち、Ｖａ１とＶｂ１が各々、フィルタ回路Ｆ１，Ｆ２を介して電力変換回路２１に入力され、Ｖａ２とＶｂ２が各々、フィルタ回路Ｆ３，Ｆ４を介して電力変換回路２２に入力されている。
【0112】
電力変換回路２１においてはスイッチング素子ＳＷ１とＳＷ２とが、電力変換回路２２においてはスイッチング素子ＳＷ３とＳＷ４とが各々、実施例１（図１）の電力変換回路２０におけるＳＷ１とＳＷ２と同様のスイッチング動作をすることにより、図６（ｂ）に示す様に、直流電圧Ｖ９１，Ｖ９２が各々出力され、これらの和として、電力変換装置１００から直流電圧Ｖ９０が出力される。
【0113】
図６（ｂ）においては、直流電圧Ｖ９１とＶ９２の大きさが等しい場合を例示しているが、直流電圧Ｖ９１とＶ９２は同じ大きさである必要は無く、各々異なる電圧低減定数Ｄを設定してスイッチング制御しても良い。
【0114】
本実施例のように、変換用変圧器１０が２組の単相交流電圧を２式（Ｖａ１及びＶｂ１，Ｖａ２及びＶｂ２）出力する構成をとることにより、各整流回路の入力交流電圧に対して、スイッチング周波数程度の電位振動がコモンモードの高周波電圧ノイズとして生じるのを抑制しながら、電力変換装置１００からの出力直流電圧を大きくすることができる。
【実施例3】
【0115】
図７から図９を参照して、本発明の実施例３の電力変換装置について説明する。図７は本実施例の電力変換装置の主回路構成を示す図であり、図８はその位相角－電圧特性を示す図である。図９は本実施例の変形例を示す図である。
【0116】
本実施例の電力変換装置１００における変換用変圧器１０は、図７に示す様に、外部から三相交流電圧が入力される１次巻線４０（デルタ結線）と、２次巻線５０とで構成され、２次巻線５０は、交流電圧Ｖａを出力する２次巻線５１と、Ｖａと電圧振幅が同一であり、位相が９０度遅れた交流電圧Ｖｂを出力する２次巻線５２と、Ｖａと電圧振幅が同一であり、位相が１２０度遅れた交流電圧Ｖｃを出力する２次巻線５３と、Ｖｃと電圧振幅が同一であり、位相が９０度遅れた交流電圧Ｖｄを出力する２次巻線５４と、Ｖｃと電圧振幅が同一であり、位相が１２０度遅れた交流電圧Ｖｅを出力する２次巻線５５と、Ｖｅと電圧振幅が同一であり、位相が９０度遅れた交流電圧Ｖｆを出力する２次巻線５６とで構成され、これらの２次巻線は全て、相互に電気的に絶縁されている。
【0117】
上記の２次巻線５１～５６の交流出力のうち、ＶａとＶｂが各々、フィルタ回路Ｆ１，Ｆ２を介して電力変換回路２１に入力され、ＶｃとＶｄが各々、フィルタ回路Ｆ３，Ｆ４を介して電力変換回路２２に入力され、ＶｅとＶｆが各々、フィルタ回路Ｆ５，Ｆ６を介して電力変換回路２３に入力されている。
【0118】
上記の全てのフィルタ回路の回路構成、素子定数を同一とすることで、各フィルタ回路の入力交流電圧に対する出力交流電圧の位相遅れ量同一とし、各電力変換回路２１～２３に入力される交流電圧Ｖ１１，Ｖ２１，Ｖ３１，Ｖ４１，Ｖ５１，Ｖ６１の間の位相差をフィルタ回路への入力前のＶａ，Ｖｂ，Ｖｃ，Ｖｄ，Ｖｅ，Ｖｆの間の位相差同一としている。
【0119】
以上説明したように、本実施例の電力変換装置１００では、変換用変圧器１０が２組の単相交流電圧を３式（Ｖａ及びＶｂ，Ｖｃ及びＶｄ、Ｖｅ及びＶｆ）出力するよう構成される。
【0120】
図８（ａ）に、交流電圧Ｖ１１の位相を基準とし、横軸はＶ１１の位相角θ、縦軸を電圧としてＶ１１，Ｖ２１，Ｖ３１，Ｖ４１，Ｖ５１，Ｖ６１の交流電圧波形を示している。なお、各交流電圧波形の電圧振幅値をＶ０（正の定数）として示してある。
【0121】
図７の電力変換回路２１，２２，２３は、図１に示した実施例１の電力変換回路２０と同一の構成を持っており、これら３つの電力変換回路の直流電圧出力を直列接続し、電力変換装置１００からの直流電圧出力としたものである。
【0122】
そして、電力変換回路２１においてはスイッチング素子ＳＷ１とＳＷ２とが、電力変換回路２２においてはスイッチング素子ＳＷ３とＳＷ４とが、電力変換回路２３においてはスイッチング素子ＳＷ５とＳＷ６とが、各々、実施例１の電力変換回路２０におけるスイッチング素子ＳＷ１とＳＷ２と同様のスイッチング動作をすることにより、所定の電圧波形が出力される。
【0123】
図８（ｂ）から図８（ｇ）に、各電力変換回路を構成する第１回路２１１、第２回路２１２、第３回路２２３、第４回路２２４、第５回路２３５、第６回路２３６における全波整流後の波形Ｖ１２，Ｖ２２，Ｖ３２，Ｖ４２，Ｖ５２，Ｖ６２と、スイッチング素子の通流率ｄＳＷ１，ｄＳＷ２，ｄＳＷ３，ｄＳＷ４，ｄＳＷ５，ｄＳＷ６と、降圧チョッパ回路の出力電圧波形Ｖ１４，Ｖ２４，Ｖ３４，Ｖ４４，Ｖ５４，Ｖ６４と、を各々示してある。
【0124】
図８（ｈ）は、電力変換回路２１の第１回路２１１の出力波形Ｖ１４、第２回路２１２の出力電圧波形Ｖ２４、それらの和である回路全体の出力電圧波形Ｖ９１を示している。図８（ｉ）は、電力変換回路２２の第３回路２２３の出力波形Ｖ３４、第４回路２２４の出力電圧波形Ｖ４４、それらの和である回路全体の出力電圧波形Ｖ９２を示している。図８（ｊ）は、電力変換回路２３の第５回路２３５の出力波形Ｖ５４、第６回路２３６の出力電圧波形Ｖ６４、それらの和である回路全体の出力電圧波形Ｖ９３を示している。そして、図８（ｋ）に、Ｖ９１，Ｖ９２，Ｖ９３と、それらの和である電力変換装置１００の出力電圧波形Ｖ９０を示してある。
【0125】
上記に示した様に、本実施例の電力変換装置１００においては、変換用変圧器１０に入力された三相交流電圧を、最終段において直流電圧Ｖ９０として出力することができる。
【0126】
その際、直列接続された電力変換回路２１，２２，２３は、図１に示した実施例１の電力変換回路と同一構成で動作することから、入力交流電圧に対して、スイッチング周波数程度の電位振動がコモンモードの高周波電圧ノイズとして生じるのを抑制することができる。
【0127】
また、本実施例における変換用変圧器１０の鉄心は、汎用の電力用変圧器に用いられる三相三脚あるいは三相五脚とすることができるとともに、電力変換装置１００からの出力直流電圧を大きくすることができる。
【0128】
［変形例３］
図９に、本実施例（図７）の１つの変形例である電力変換装置の主回路構成図を示している。これは、図７の電力変換装置における変換用変圧器１０を、２つの変換用変換器１１と１２に置き換えたものである。一方の変換用変圧器１１の１次巻線４０はデルタ結線をしており外部からの三相交流電圧が入力される。そして、２次巻線５０を構成する３つの相互に絶縁された２次巻線５１，５２，５３は、何れも単純巻線として構成されている。
図９に、本実施例（図７）の１つの変形例である電力変換装置の主回路構成図を示している。これは、図７の電力変換装置における変換用変圧器１０を、２つの変換用変換器１１と１２に置き換えたものである。一方の変換用変圧器１１の１次巻線４０はデルタ結線をしており外部からの三相交流電圧が入力される。そして、２次巻線５０を構成する３つの相互に絶縁された２次巻線５１，５２，５３は、何れも単純巻線として構成されている。
【0129】
他方の変換用変圧器１２の１次巻線６０はスター結線をしており、変換用変圧器１１の１次巻線に入力されるものと同じ、外部からの三相交流電圧が入力される。そして、２次巻線７０を構成する３つの相互に絶縁された巻線７１，７２，７３は、何れも単純巻線として構成されている。
【0130】
そして、各２次巻線５１～５３，７１～７３の出力交流電圧のうち、相互に位相が９０度異なるものを選択し、３つの電力変換回路２１，２２，２３に対して各々、フィルタ回路Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３，Ｆ４，Ｆ５，Ｆ６を介して接続する構成としている。
【0131】
本変形例においては、本実施例（図７）と同様の効果が得られるとともに、２次巻線を全て単純巻線とすることができ、２次巻線の構造が簡略化可能になるという効果がある。
【0132】
なお、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記の実施例は本発明に対する理解を助けるために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。
【符号の説明】
【0133】
１０，１１，１２…変換用変圧器
２０，２１，２２，２３…電力変換回路
３０…負荷
４０，６０…１次巻線
５０，５１，５２，５３，５４，５５，５６，７０，７１，７２，７３…２次巻線
１００…電力変換装置
２０１，２１１，１００１，１１０１，１３０１…第１回路
２０２，２１２，１００２，１２０２，１３０２…第２回路
２２３，１３０３…第３回路
２２４…第４回路
２３５…第５回路
２３６…第６回路
Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３，Ｆ４，Ｆ５，Ｆ６，Ｆ１０…フィルタ回路
ＬＦ１，ＬＦ２，ＬＦ３，ＬＦ４，ＬＦ５…インダクタ（コイル）
ＣＦ１，ＣＦ２，ＣＦ３，ＣＦ４，ＣＦ５，ＣＦ６…コンデンサ
ＤＩ１１，ＤＩ１２，ＤＩ１３，ＤＩ１４，ＤＩ２１，ＤＩ２２，ＤＩ２３，ＤＩ２４，ＤＩ３１，ＤＩ３２，ＤＩ３３，ＤＩ３４，ＤＩ４１，ＤＩ４２，ＤＩ４３，ＤＩ４４，ＤＩ５１，ＤＩ５２，ＤＩ５３，ＤＩ５４，ＤＩ６１，ＤＩ６２，ＤＩ６３，ＤＩ６４…（整流回路用）ダイオード
ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６，ＳＷ１２，ＳＷ１４，ＳＷ２１，ＳＷ２３…スイッチング素子
ＤＩ１５，ＤＩ２５，ＤＩ３５，ＤＩ４５，ＤＩ５５，ＤＩ６５…ダイオード
Ｌ１２…リアクトル
ＰＳａｃ１，ＰＳａｃ２…交流電源
２０，２１，２２，２３…電力変換回路
３０…負荷
４０，６０…１次巻線
５０，５１，５２，５３，５４，５５，５６，７０，７１，７２，７３…２次巻線
１００…電力変換装置
２０１，２１１，１００１，１１０１，１３０１…第１回路
２０２，２１２，１００２，１２０２，１３０２…第２回路
２２３，１３０３…第３回路
２２４…第４回路
２３５…第５回路
２３６…第６回路
Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３，Ｆ４，Ｆ５，Ｆ６，Ｆ１０…フィルタ回路
ＬＦ１，ＬＦ２，ＬＦ３，ＬＦ４，ＬＦ５…インダクタ（コイル）
ＣＦ１，ＣＦ２，ＣＦ３，ＣＦ４，ＣＦ５，ＣＦ６…コンデンサ
ＤＩ１１，ＤＩ１２，ＤＩ１３，ＤＩ１４，ＤＩ２１，ＤＩ２２，ＤＩ２３，ＤＩ２４，ＤＩ３１，ＤＩ３２，ＤＩ３３，ＤＩ３４，ＤＩ４１，ＤＩ４２，ＤＩ４３，ＤＩ４４，ＤＩ５１，ＤＩ５２，ＤＩ５３，ＤＩ５４，ＤＩ６１，ＤＩ６２，ＤＩ６３，ＤＩ６４…（整流回路用）ダイオード
ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６，ＳＷ１２，ＳＷ１４，ＳＷ２１，ＳＷ２３…スイッチング素子
ＤＩ１５，ＤＩ２５，ＤＩ３５，ＤＩ４５，ＤＩ５５，ＤＩ６５…ダイオード
Ｌ１２…リアクトル
ＰＳａｃ１，ＰＳａｃ２…交流電源
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】
【図16】
【図17】