特許 7379103 直流電圧変換回路、その駆動制御方法及び駆動制御プログラム

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2023-11-06

(45)【発行日】2023-11-14

(54)【発明の名称】直流電圧変換回路、その駆動制御方法及び駆動制御プログラム

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/155 20060101AFI20231107BHJP

【ＦＩ】

H02M3/155 H

【請求項の数】 7

(21)【出願番号】P 2019204550

(22)【出願日】2019-11-12

(65)【公開番号】P2021078288

(43)【公開日】2021-05-20

【審査請求日】2022-09-30

(73)【特許権者】

【識別番号】000227836

【氏名又は名称】日本アビオニクス株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100103894

【弁理士】

【氏名又は名称】家入 健

(72)【発明者】

【氏名】鈴木 隆博

(72)【発明者】

【氏名】富高 真

(72)【発明者】

【氏名】竹内 浩造

【審査官】阿部 弘

(56)【参考文献】

【文献】特開２０１２－１３９０２３（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２００３－００９５１５（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１８－１３７９９１（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２００３－２１６２５４（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２００５－１６８１６９（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２００８－２６３７１３（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０２Ｍ ３／１５５

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

入力端子と接地端子との間に直列に接続される第１のスイッチングトランジスタ及び第２のスイッチングトランジスタを有する出力段回路と、
前記第１のスイッチングトランジスタと前記第２のスイッチングトランジスタとを接続する接続ノードと、出力端子と、の間に挿入されるインダクタと、
前記インダクタの前記出力段回路側の配線にカソードが接続され、前記接地端子に接続される接続配線にアノードが接続されるダイオードと、
前記出力端子と前記接地端子との間に接続される平滑コンデンサと、
前記出力端子と前記接地端子との間に接続され、出力端子から出力される出力電圧を分圧した分圧電圧を帰還電圧として出力する分圧回路と、
前記帰還電圧に基づき前記出力段回路に与えるパルス信号を生成するコンバータ制御回路と、
前記パルス信号を増幅して前記出力段回路に与える駆動回路と、を有し、
前記コンバータ制御回路は、
前記帰還電圧が前記出力電圧に対応する第１の閾値電圧を下回った場合に前記パルス信号として前記出力段回路をオン状態とするオン期間状態の長さが予め決定されたワンショットパルス信号を出力し、
前記ワンショットパルス信号において予め設定されたオン期間状態が終了するタイミングで前記帰還電圧が前記第１の閾値電圧よりも低い場合、前記ワンショットパルス信号のオン期間状態の長さを延長し、
前記ワンショットパルス信号のオン期間状態が延長された後に前記帰還電圧が前記第１の閾値電圧よりも低い第２の閾値電圧を上回った場合、前記ワンショットパルス信号の予め決定されたオン期間状態の長さによらず、前記帰還電圧が前記第２の閾値電圧を上回ったタイミングで前記ワンショットパルス信号を前記出力段回路をオフ状態とするオフ期間状態に切り替える直流電圧変換回路。

【請求項2】

前記コンバータ制御回路は、前記ワンショットパルス信号のオン期間状態が予め設定した上限時間を越えた場合は、前記ワンショットパルス信号をオフ期間状態に固定して動作を停止状態とする請求項１に記載の直流電圧変換回路。

【請求項3】

前記コンバータ制御回路は、前記ワンショットパルス信号のオン期間状態を延長し、かつ、前記ワンショットパルス信号をオフ期間状態に切り替えた後に、前記帰還電圧が前記第１の閾値電圧を上回らない場合、所定のオン期間状態の長さを有する前記ワンショットパルス信号を出力する請求項１又は２に記載の直流電圧変換回路。

【請求項4】

前記コンバータ制御回路は、
前記帰還電圧、前記第１の閾値電圧、及び、前記第２の閾値電圧の大小関係に基づき前記ワンショットパルス信号のオン期間状態とオフ期間状態とを切り替える演算部と、
反転入力端子に前記帰還電圧が与えられ、正転入力端子に前記第１の閾値電圧が与えられる第１のコンパレータと、
前記演算部から与えられ得る指示値に基づき前記第１の閾値電圧を生成する第１のデジタルアナログ変換回路と、
反転入力端子に前記第２の閾値電圧が与えられ、正転入力端子に前記帰還電圧が与えられる第２のコンパレータと、
前記演算部から与えられ得る指示値に基づき前記第２の閾値電圧を生成する第２のデジタルアナログ変換回路と、
を有する請求項１乃至３のいずれか１項に記載の直流電圧変換回路。

【請求項5】

前記帰還電圧に前記出力段回路の動作に合わせたリップル電圧を重畳するリップル注入回路を更に有する請求項１乃至４のいずれか１項に記載の直流電圧変換回路。

【請求項6】

入力端子と接地端子との間に直列に接続される第１のスイッチングトランジスタ及び第２のスイッチングトランジスタを有する出力段回路と、
前記第１のスイッチングトランジスタと前記第２のスイッチングトランジスタとを接続する接続ノードと、出力端子と、の間に挿入されるインダクタと、
前記インダクタの前記出力段回路側の配線にカソードが接続され、前記接地端子に接続される接続配線にアノードが接続されるダイオードと、
前記出力端子と前記接地端子との間に接続される平滑コンデンサと、
前記出力端子と前記接地端子との間に接続され、出力端子から出力される出力電圧を分圧した分圧電圧を帰還電圧として出力する分圧回路と、を有する直流電圧変換回路の駆動制御方法であって、
前記帰還電圧が前記出力電圧に対応する第１の閾値電圧を下回った場合に前記出力段回路に与えるパルス信号として前記出力段回路をオン状態とするオン期間状態の長さが予め決定されたワンショットパルス信号を出力し、
前記ワンショットパルス信号において予め設定されたオン期間状態が終了するタイミングで前記帰還電圧が前記第１の閾値電圧よりも低い場合、前記ワンショットパルス信号のオン期間状態の長さを延長し、
前記ワンショットパルス信号のオン期間状態が延長された後に前記帰還電圧が前記第１の閾値電圧よりも低い第２の閾値電圧を上回った場合、前記ワンショットパルス信号の予め決定されたオン期間状態の長さによらず、前記帰還電圧が前記第２の閾値電圧を上回ったタイミングで前記ワンショットパルス信号を前記出力段回路をオフ状態とするオフ期間状態に切り替える直流電圧変換回路の駆動制御方法。

【請求項7】

入力端子と接地端子との間に直列に接続される第１のスイッチングトランジスタ及び第２のスイッチングトランジスタを有する出力段回路と、
前記第１のスイッチングトランジスタと前記第２のスイッチングトランジスタとを接続する接続ノードと、出力端子と、の間に挿入されるインダクタと、
前記インダクタの前記出力段回路側の配線にカソードが接続され、前記接地端子に接続される接続配線にアノードが接続されるダイオードと、
前記出力端子と前記接地端子との間に接続される平滑コンデンサと、
前記出力端子と前記接地端子との間に接続され、出力端子から出力される出力電圧を分圧した分圧電圧を帰還電圧として出力する分圧回路と、を有する直流電圧変換回路の制御を行う演算部にて実行される駆動制御プログラムであって、
前記帰還電圧が前記出力電圧に対応する第１の閾値電圧を下回った場合に前記出力段回路に与えるパルス信号として前記出力段回路をオン状態とするオン期間状態の長さが予め決定されたワンショットパルス信号を出力し、
前記ワンショットパルス信号において予め設定されたオン期間状態が終了するタイミングで前記帰還電圧が前記第１の閾値電圧よりも低い場合、前記ワンショットパルス信号のオン期間状態の長さを延長し、
前記ワンショットパルス信号のオン期間状態が延長された後に前記帰還電圧が前記第１の閾値電圧よりも低い第２の閾値電圧を上回った場合、前記ワンショットパルス信号の予め決定されたオン期間状態の長さによらず、前記帰還電圧が前記第２の閾値電圧を上回ったタイミングで前記ワンショットパルス信号を前記出力段回路をオフ状態とするオフ期間状態に切り替える駆動制御プログラム。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は直流電圧変換回路、その駆動制御方法及び駆動制御プログラムに関し、例えば、パルス幅が予め固定されたシングルパルス制御により出力電圧を制御する直流電圧変換回路、その駆動制御方法及び駆動制御プログラムに関する。

【背景技術】

【0002】

直流電圧変換回路は、外部の電源から出力される入力電圧を、電力供給先の負荷回路の電源として設定された目標電圧に変換する。このような直流電圧変換回路の一例が特許文献１に開示されている。

【0003】

特許文献１に記載のＤＣ－ＤＣコンバータは、ＰＦＭコンパレータとＰＷＭコンパレータを備えるＤＣ－ＤＣコントローラを有する。そして、特許文献１のＤＣ－ＤＣコンバータは、低負荷状態となり負荷電流が小さくなるとＰＦＭコンパレータにより２０Ｈｚ以下の周波数でスイッチング素子を動作させ、負荷が増加して２０Ｈｚ以上の周波数でスイッチング素子を動作させる状況になると、２０ｋＨｚ以上の周波数で主としてＰＷＭコンパレータによりスイッチング素子を動作させる。

【0004】

ＰＦＭ（Pulse Frequency Modulation：パルス周波数変調）方式の駆動方法は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）方式の駆動方法に比べると低負荷状態での効率が高い特徴がある。そして、特許文献１に記載のＤＣ－ＤＣコンバータでは、ＰＦＭモードでのスイッチング周波数が２０Ｈｚ以下の状態ではＰＦＭモードでＤＣ－ＤＣコンバータを動作させ、スイッチング周波数が２０Ｈｚより高くなる場合はＰＷＭモードでＤＣ－ＤＣコンバータを制御することで低負荷状態での変換効率を向上させる。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0005】

【文献】特開２０１３－５１８１６号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0006】

ここで、直流電圧変換回路において、駆動方式とてパルス幅が一定のＰＦＭ方式のみを採用して電圧変換効率を向上させた場合、負荷が大きく変動した場合の出力電圧の追従性に問題が生じる。

【0007】

その他の課題と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

【課題を解決するための手段】

【0008】

本発明の直流電圧変換回路の一態様は、入力端子と接地端子との間に直列に接続される第１のスイッチングトランジスタ及び第２のスイッチングトランジスタを有する出力段回路と、前記第１のスイッチングトランジスタと前記第２のスイッチングトランジスタとを接続する接続ノードと、出力端子と、の間に挿入されるインダクタと、前記インダクタの前記出力段回路側の配線にカソードが接続され、前記接地端子に接続される接続配線にアノードが接続されるダイオードと、前記出力端子と前記接地端子との間に接続される平滑コンデンサと、前記出力端子と前記接地端子との間に接続され、出力端子から出力される出力電圧を分圧した分圧電圧を帰還電圧として出力する分圧回路と、前記帰還電圧に基づき前記出力段回路に与えるパルス信号を生成するコンバータ制御回路と、前記パルス信号を増幅して前記出力段回路に与える駆動回路と、を有し、前記コンバータ制御回路は、前記帰還電圧が前記出力電圧に対応する第１の閾値電圧を下回った場合に前記パルス信号として前記出力段回路をオン状態とするオン期間状態の長さが予め決定されたワンショットパルス信号を出力し、前記ワンショットパルス信号において予め設定されたオン期間状態が終了するタイミングで前記帰還電圧が前記第１の閾値電圧よりも低い場合、前記ワンショットパルス信号のオン期間状態の長さを延長し、前記ワンショットパルス信号のオン期間状態が延長された後に前記帰還電圧が前記第１の閾値電圧よりも低い第２の閾値電圧を上回ったことに応じて前記ワンショットパルス信号を前記出力段回路をオフ状態とするオフ期間状態に切り替える。

【0009】

また、本発明の直流電圧変換回路の駆動制御方法の一態様は、入力端子と接地端子との間に直列に接続される第１のスイッチングトランジスタ及び第２のスイッチングトランジスタを有する出力段回路と、前記第１のスイッチングトランジスタと前記第２のスイッチングトランジスタとを接続する接続ノードと、出力端子と、の間に挿入されるインダクタと、前記インダクタの前記出力段回路側の配線にカソードが接続され、前記接地端子に接続される接続配線にアノードが接続されるダイオードと、前記出力端子と前記接地端子との間に接続される平滑コンデンサと、前記出力端子と前記接地端子との間に接続され、出力端子から出力される出力電圧を分圧した分圧電圧を帰還電圧として出力する分圧回路と、を有する直流電圧変換回路の駆動制御方法であって、前記帰還電圧が前記出力電圧に対応する第１の閾値電圧を下回った場合に前記出力段回路に与えるパルス信号として前記出力段回路をオン状態とするオン期間状態の長さが予め決定されたワンショットパルス信号を出力し、前記ワンショットパルス信号において予め設定されたオン期間状態が終了するタイミングで前記帰還電圧が前記第１の閾値電圧よりも低い場合、前記ワンショットパルス信号のオン期間状態の長さを延長し、前記ワンショットパルス信号のオン期間状態が延長された後に前記帰還電圧が前記第１の閾値電圧よりも低い第２の閾値電圧を上回ったことに応じて前記ワンショットパルス信号を前記出力段回路をオフ状態とするオフ期間状態に切り替える。

【0010】

本発明の直流電圧変換回路の駆動制御プログラムの一態様は、入力端子と接地端子との間に直列に接続される第１のスイッチングトランジスタ及び第２のスイッチングトランジスタを有する出力段回路と、前記第１のスイッチングトランジスタと前記第２のスイッチングトランジスタとを接続する接続ノードと、出力端子と、の間に挿入されるインダクタと、前記インダクタの前記出力段回路側の配線にカソードが接続され、前記接地端子に接続される接続配線にアノードが接続されるダイオードと、前記出力端子と前記接地端子との間に接続される平滑コンデンサと、前記出力端子と前記接地端子との間に接続され、出力端子から出力される出力電圧を分圧した分圧電圧を帰還電圧として出力する分圧回路と、を有する直流電圧変換回路の制御を行う演算部にて実行される駆動制御プログラムであって、前記帰還電圧が前記出力電圧に対応する第１の閾値電圧を下回った場合に前記出力段回路に与えるパルス信号として前記出力段回路をオン状態とするオン期間状態の長さが予め決定されたワンショットパルス信号を出力し、前記ワンショットパルス信号において予め設定されたオン期間状態が終了するタイミングで前記帰還電圧が前記第１の閾値電圧よりも低い場合、前記ワンショットパルス信号のオン期間状態の長さを延長し、前記ワンショットパルス信号のオン期間状態が延長された後に前記帰還電圧が前記第１の閾値電圧よりも低い第２の閾値電圧を上回ったことに応じて前記ワンショットパルス信号を前記出力段回路をオフ状態とするオフ期間状態に切り替える。

【発明の効果】

【0011】

直流電圧変換回路及びその駆動方法によれば、負荷電流急増時の応答時間の削減とオーバーシュート電圧の抑制を実現することができる。

【図面の簡単な説明】

【0012】

【図1】実施の形態１にかかる直流電圧変換回路のブロック図である。

【図2】実施の形態１にかかる直流電圧変換回路の動作を説明するフローチャートである。

【図3】比較例にかかる直流電圧変換回路の動作を説明するタイミングチャートである。

【図4】実施の形態１にかかる直流電圧変換回路の第１の動作例を説明するタイミングチャートである。

【図5】実施の形態１にかかる直流電圧変換回路の第２の動作例を説明するタイミングチャートである。

【発明を実施するための形態】

【0013】

説明の明確化のため、以下の記載及び図面は、適宜、省略、及び簡略化がなされている。また、様々な処理を行う機能ブロックとして図面に記載される各要素は、ハードウェア的には、ＣＰＵ、メモリ、その他の回路で構成することができ、ソフトウェア的には、メモリにロードされたプログラムなどによって実現される。したがって、これらの機能ブロックがハードウェアのみ、ソフトウェアのみ、またはそれらの組合せによっていろいろな形で実現できることは当業者には理解されるところであり、いずれかに限定されるものではない。なお、各図面において、同一の要素には同一の符号が付されており、必要に応じて重複説明は省略されている。

【0014】

また、上述したプログラムは、様々なタイプの非一時的なコンピュータ可読媒体（non-transitory computer readable medium）を用いて格納され、コンピュータに供給することができる。非一時的なコンピュータ可読媒体は、様々なタイプの実体のある記録媒体（tangible storage medium）を含む。非一時的なコンピュータ可読媒体の例は、磁気記録媒体（例えばフレキシブルディスク、磁気テープ、ハードディスクドライブ）、光磁気記録媒体（例えば光磁気ディスク）、ＣＤ－ＲＯＭ（Read Only Memory）ＣＤ－Ｒ、ＣＤ－Ｒ／Ｗ、半導体メモリ（例えば、マスクＲＯＭ、ＰＲＯＭ（Programmable ROM）、ＥＰＲＯＭ（Erasable PROM）、フラッシュＲＯＭ、ＲＡＭ（Random Access Memory））を含む。また、プログラムは、様々なタイプの一時的なコンピュータ可読媒体（transitory computer readable medium）によってコンピュータに供給されてもよい。一時的なコンピュータ可読媒体の例は、電気信号、光信号、及び電磁波を含む。一時的なコンピュータ可読媒体は、電線及び光ファイバ等の有線通信路、又は無線通信路を介して、プログラムをコンピュータに供給できる。

【0015】

実施の形態１にかかる直流電圧変換回路１について説明する。図１に実施の形態１にかかる直流電圧変換回路のブロック図を示す。実施の形態１にかかる直流電圧変換回路１は、入力電圧Ｖｉの電圧を他の電圧である出力電圧Ｖｏに変換して負荷回路に電力を供給する。

【0016】

図１に示すように、実施の形態１にかかる直流電圧変換回路１は、第１のスイッチングトランジスタＱ１、第２のスイッチングトランジスタＱ２、入力コンデンサＣｉ、ダイオードＤ１、インダクタＬ１、平滑コンデンサＣｏ、ＲＣフィルタ１２、コンバータ制御回路１３を有する。そして、実施の形態１にかかる直流電圧変換回路１は、入力電圧Ｖｉよりも低い電圧値を有する出力電圧Ｖｏを生成する。また、図１に示すように、実施の形態１にかかる直流電圧変換回路１では、リップル注入回路１１を有する。さらに、実施の形態１にかかる直流電圧変換回路１では、帰還電圧Ｖｆｂを生成するために、分圧抵抗Ｒｏ１、Ｒｏ２により分圧回路を構成する。

【0017】

入力端子Ｖｉｎは、入力電圧Ｖｉを入力する端子である。接地端子ＲＴＮは、接地電圧を入力する端子である。出力端子Ｖｏｕｔは、出力電圧Ｖｏを出力する端子である。入力コンデンサＣｉは、入力端子Ｖｉｎと接地端子ＲＴＮとの間に設けられる。入力コンデンサＣｉは、入力電圧Ｖｉの変動を抑制する平滑コンデンサとして機能する。

【0018】

第１のスイッチングトランジスタＱ１と第２のスイッチングトランジスタＱ２は、入力端子Ｖｉｎと接地端子ＲＴＮとの間に直列に接続される。ここで、図１に示す例では、第１のスイッチングトランジスタＱ１が入力端子Ｖｉｎ側に配置され、第２のスイッチングトランジスタＱ２が接地端子ＲＴＮ側に配置される。また、第１のスイッチングトランジスタＱ１及び第２のスイッチングトランジスタＱ２は出力段回路を構成する。

【0019】

インダクタＬ１は、第１のスイッチングトランジスタＱ１と第２のスイッチングトランジスタＱ２とを接続する接続ノードと、出力端子Ｖｏｕｔと、の間に挿入される。ダイオードＤ１は、インダクタＬ１の出力段回路側の配線にカソードが接続され、接地端子ＲＴＮに接続される接続配線にアノードが接続される。平滑コンデンサＣｏは、出力端子Ｖｏｕｔと接地端子ＲＴＮとの間に接続される。分圧抵抗Ｒｏ１、Ｒｏ２は、出力端子Ｖｏｕｔと接地端子ＲＴＮとの間に直列に接続される。そして、分圧抵抗Ｒｏ１、Ｒｏ２は、出力端子Ｖｏｕｔから出力される出力電圧Ｖｏを分圧した分圧電圧を帰還電圧Ｖｆｂとして出力する。

【0020】

また、実施の形態１にかかる直流電圧変換回路１では、インダクタＬ１に並列にリップル注入回路１１が設けられる。リップル注入回路１１は、抵抗Ｒ１、コンデンサＣ１、Ｃ２を有する。抵抗Ｒ１の一端は、インダクタＬ１の出力段回路側の端子に接続される。抵抗Ｒ１の他端には、コンデンサＣ１の一端、及び、コンデンサＣ２の一端が接続される。コンデンサＣ１の他端は、インダクタＬ１の出力端子Ｖｏｕｔ側の端子に接続される。コンデンサＣ２の他端は、帰還電圧Ｖｆｂが伝達される配線に接続される。実施の形態１にかかる直流電圧変換回路１では、このリップル注入回路１１によって、帰還電圧にインダクタＬ１に流れる電流波形と相似形の電圧波形を重畳する。このようなリップル電圧により、実施の形態１にかかる直流電圧変換回路１では、出力段回路を駆動するパルス信号が生成されない帰還が継続することを防止する。

【0021】

ＲＣフィルタ１２は、帰還電圧Ｖｆｂに重畳される高周波ノイズを低減する。コンバータ制御回路１３は、帰還電圧Ｖｆｂに基づき出力段回路に与えるパルス信号（例えば、ＯＮパルスＰｏｎ及びＯＦＦパルスＰｏｆｆ）を生成する。また、駆動回路１０は、コンバータ制御回路１３が生成したパルス信号を増幅して出力段回路に与える。

【0022】

ここで、コンバータ制御回路１３についてさらに詳細に説明する。コンバータ制御回路１３は、帰還電圧Ｖｆｂが出力電圧Ｖｏに対応する第１の閾値電圧Ｖｒｅｆ＿Ｔを下回った場合にパルス信号として予め決定された期間の間、第１のスイッチングトランジスタＱ１をオン、第２のスイッチングトランジスタＱ２をオフさせるワンショットパルス信号（例えば、ＯＮパルスＰｏｎをハイレベル、ＯＦＦパルスＰｏｆｆをロウレベルにする）を出力する。ここで、実施の形態１にかかる直流電圧変換回路１では、第１のスイッチングトランジスタＱ１を１回オンさせることで出力電圧Ｖｏが目標電圧を上回る状態を定常状態と称す。また、実施の形態１にかかる直流電圧変換回路１では、第１のスイッチングトランジスタＱ１をオン、第２のスイッチングトランジスタＱ２をオフしている期間をオン期間、第１のスイッチングトランジスタＱ１をオフ、第２のスイッチングトランジスタＱ２をオンしている期間をオフ期間、第１のスイッチングトランジスタＱ１及び第２のスイッチングトランジスタＱ２をともにオフしている期間をデッドタイム期間と称す。

【0023】

以下の説明では、ワンショットパルス信号との語を使用するが、実施の形態１にかかる直流電圧変換回路１では、ワンショットパルス信号は、第１のスイッチングトランジスタＱ１及び第２のスイッチングトランジスタＱ２のゲートに与えられる２つの信号により構成されるものとする。図１に示す例では、第１のスイッチングトランジスタＱ１のゲートに与えられる信号は、ＯＮパルスＰｏｎと同じ論理レベルの変化となり、第２のスイッチングトランジスタＱ２のゲートに与えられる信号は、ＯＦＦパルスＰｏｆｆと同じ論理レベルの変化となる。

【0024】

コンバータ制御回路１３は、定常状態よりも負荷変動が大きく１個のワンショットパルスだけでは電圧が十分に大きくならない場合、ワンショットパルス信号がオン期間状態となる時間を延長する。また、出力段回路をオフ状態とするワンショットパルス信号に対してはオフ期間状態と称す。そして、コンバータ制御回路１３は、具体的には、以下のような動作を行う。

【0025】

コンバータ制御回路１３は、帰還電圧Ｖｆｂが出力電圧Ｖｏに対応する第１の閾値電圧Ｖｒｅｆ＿Ｔを下回った場合にパルス信号として出力段回路をオン状態とするオン期間状態の長さが予め決定されたワンショットパルス信号を出力する。また、コンバータ制御回路１３は、ワンショットパルス信号において予め設定されたオン期間状態が終了するタイミングで帰還電圧が第１の閾値電圧Ｖｒｅｆ＿Ｔよりも低い場合、ワンショットパルス信号のオン期間状態の長さを延長する。そして、コンバータ制御回路１３は、ワンショットパルス信号のオン期間状態が延長された後に帰還電圧Ｖｆｂが第１の閾値電圧Ｖｒｅｆ＿Ｔよりも低い第２の閾値電圧Ｖｒｅｆ＿Ｒを上回ったことに応じてワンショットパルス信号を出力段回路をオフ状態とするオフ期間状態に切り替える。

【0026】

また、コンバータ制御回路１３は、ワンショットパルス信号のオン期間状態が予め設定した上限時間を越えた場合は、ワンショットパルス信号をオフ期間状態に固定して動作を停止状態とする。さらに、コンバータ制御回路１３は、ワンショットパルス信号のオン期間状態を延長後に、ワンショットパルス信号をオフ期間状態に切り替えた後に、帰還電圧が第１の閾値電圧を上回らない場合、所定のオン期間状態の長さを有するワンショットパルス信号を出力する。

【0027】

コンバータ制御回路１３では、上記動作を行うために、パルス生成回路１４、第１のデジタルアナログ変換回路１５、第１のコンパレータ１６、第２のデジタルアナログ変換回路１７、第２のコンパレータ１８を有する。

【0028】

パルス生成回路１４は、例えば、上記動作を行うための論理回路が構成された半導体装置、あるいは、プログラムを実行可能な演算部である。また、パルス生成回路１４は、第１の閾値電圧Ｖｒｅｆ＿Ｔ及び第２の閾値電圧Ｖｒｅｆ＿Ｒに対応するデジタル値を出力する。第１の閾値電圧Ｖｒｅｆ＿Ｔ及び第２の閾値電圧Ｖｒｅｆ＿Ｒは、例えば、固定値でもよく、外部の装置、あるいは、プログラム上で変更可能な値であってもよい。そして、パルス生成回路１４は、帰還電圧Ｖｆｂ、第１の閾値電圧Ｖｒｅｆ＿Ｔ、及び、第２の閾値電圧Ｖｒｅｆ＿Ｒの大小関係に基づきワンショットパルス信号のオン期間状態とオフ期間状態とを切り替える。

【0029】

第１のコンパレータ１６は、反転入力端子に帰還電圧Ｖｆｂが与えられ、正転入力端子に第１の閾値電圧Ｖｒｅｆ＿Ｔが与えられる。第１のデジタルアナログ変換回路１５は、パルス生成回路１４から与えられ得る指示値に基づき第１の閾値電圧Ｖｒｅｆ＿Ｔを生成する。第２のデジタルアナログ変換回路１７は、パルス生成回路１４から与えられ得る指示値に基づき第２の閾値電圧Ｖｒｅｆ＿Ｒを生成する。第２のコンパレータ１８は、反転入力端子に第２の閾値電圧Ｖｒｅｆ＿Ｒが与えられ、正転入力端子に帰還電圧Ｖｆｂが与えられる。

【0030】

続いて、実施の形態１にかかる直流電圧変換回路１の動作について説明する。そこで、図２に実施の形態１にかかる直流電圧変換回路１の動作を説明するフローチャートを示す。この処理は、主にパルス生成回路１４で行われる処理である。またパルス生成回路１４で行われる処理は、ハードウェア的に実現されても良く、パルス生成回路１４で実行されるプログラム（例えば、ソフトウェア）により実現されるものとする。図２に示すように、実施の形態１にかかる直流電圧変換回路１は、まず、初期化処理として延長パルス数を０にリセットする（ステップＳ１）。

【0031】

続いて、実施の形態１にかかる直流電圧変換回路１は、第１のコンパレータ１６の出力信号がハイレベルとなるまで第１のコンパレータ１６の出力信号を監視する（ステップＳ２）。第１のコンパレータ１６の出力信号は、帰還電圧Ｖｆｂが第１の閾値電圧Ｖｒｅｆ＿Ｔを下回ったことに応じてロウレベルからハイレベルに切り替わる。そして、ステップＳ２において、第１のコンパレータ１６の出力信号がハイレベルに切り替わると、パルス生成回路１４は、ワンショットパルス信号をオフ期間状態からオン期間状態に切り替える（ステップＳ３）。オン期間状態の継続期間がワンショットパルスのハイ期間の長さの初期設定値となる規定値を超えるまでワンショットパルス信号のオン期間状態を維持する（ステップＳ４）。そして、ステップＳ４でオン期間状態の継続時間が規定値を超えたと判断された場合、帰還電圧Ｖｆｂと第１の閾値電圧Ｖｒｅｆ＿Ｔとの大小比較を行う（ステップＳ５）。

【0032】

第１のコンパレータ１６において帰還電圧Ｖｆｂが第１の閾値電圧Ｖｒｅｆ＿Ｔ以上の大きさであると判断された場合、第１のコンパレータ１６の出力信号はロウレベルとなる。そして、パルス生成回路１４は、第１のコンパレータ１６の出力信号がロウレベルであると判断した場合、ワンショットパルス信号をオン期間状態からオフ期間状態に切り替えた後に、ステップＳ１の延長パルス数の初期化処理に処理ルーチンを戻す（ステップＳ１０）。なお、ステップＳ１０のオン期間状態からオフ期間状態への切り替え時には、デッドタイムが挿入される。

【0033】

一方、ステップＳ５において、第１のコンパレータ１６の出力信号がハイレベルであると判断された場合、パルス生成回路１４は、ワンショットパルス信号のオン期間状態を延長する（ステップＳ６）。また、パルス生成回路１４は、ワンショットパルス信号を延長したことに応じて延長パルス数のカウント値を増加させる（ステップＳ７）。その後、パルス生成回路１４は、延長パルス数が上限値を超えたか否かを判断する（ステップＳ８）。そして、ステップＳ８において、延長パルス数が上限値に達していた場合、パルス生成回路１４は、上位システムにエラーが発生したことを通知するとともに、ワンショットパルス信号をオフ期間状態に固定して直流電圧変換回路１の動作を停止させる（ステップＳ９）。

【0034】

一方、ステップＳ８において、延長パルス数が上限値に達していない場合、第２のコンパレータ１８において、帰還電圧Ｖｆｂが第２の閾値電圧Ｖｒｅｆ＿Ｒを超えたか否かを判断する（ステップＳ１１）。このステップＳ１１において、第２のコンパレータ１８の出力電圧がロウレベルであった場合、パルス生成回路１４は、帰還電圧Ｖｆｂが第２の閾値電圧よりも低いと判断し、ステップＳ６～ステップＳ８の処理を繰り返す。また、このステップＳ１１において、第２のコンパレータ１８の出力電圧がハイレベルであった場合、パルス生成回路１４は、ワンショットパルス信号をオン期間状態からオフ期間状態に切り替えた後に、ステップＳ１の延長パルス数の初期化処理に処理ルーチンを戻す（ステップＳ１０）。

【0035】

続いて、実施の形態１にかかる直流電圧変換回路１の動作をタイミングチャートを用いて説明する。ここでは、比較例として、ワンショットパルス信号の延長処理を行わない（つまり、ＰＦＭモードの制御のみを行う）直流電圧変換回路の動作を挙げて、実施の形態１にかかる直流電圧変換回路１の動作の特徴を説明する。なお、以下の説明では、帰還電圧Ｖｆｂと第１の閾値電圧Ｖｒｅｆ＿Ｔ及び第２の閾値電圧Ｖｒｅｆ＿Ｒとの比較ではなく、出力電圧Ｖｏと第１の閾値電圧Ｖｒｅｆ＿Ｔ及び第２の閾値電圧Ｖｒｅｆ＿Ｒとを比較する図を示すが、実際の処理は帰還電圧Ｖｆｂと第１の閾値電圧Ｖｒｅｆ＿Ｔ及び第２の閾値電圧Ｖｒｅｆ＿Ｒとの比較で行われるものとする。

【0036】

まず、比較例にかかる直流電圧変換回路の動作について説明する。そこで、図３に比較例にかかる直流電圧変換回路の動作を説明するタイミングチャートを示す。図３に示すように、比較例にかかる直流電圧変換回路では、定常状態では、出力電圧Ｖｏの目標電圧に対応する第１の閾値電圧Ｖｒｅｆ＿Ｔを下回る度にワンショットパルス信号（図３の第１のスイッチングトランジスタＱ１のゲートパルス）がオン期間状態となる（タイミングＴ０、Ｔ１、Ｔ３、Ｔ７）。そして、タイミングＴ２から出力電流Ｉｏが増加してタイミングＴ３で出力電圧Ｖｏが継続して第１の閾値電圧Ｖｒｅｆ＿Ｔを下回る期間がワンショットパルス信号の１つのパルス幅の長さを超えると、最小のオフ期間状態を挟んでオン期間状態となるワンショットパルス信号を連続して出力段回路に与えている。この比較例にかかる直流電圧変換回路では、ワンショットパルス信号が最大の周波数で連続して出力されている期間の終わりは、出力電圧Ｖｏが第１の閾値電圧Ｖｒｅｆ＿Ｔを上回るタイミングである（タイミングＴ６）。そのため、比較例にかかる直流電圧変換回路では、ワンショットパルス信号が最大の周波数で連続して出力されている期間の終了直後に実施の形態１にかかる直流電圧変換回路１よりも大きな電圧値を有するオーバーシュートが発生する。

【0037】

続いて、実施の形態１にかかる直流電圧変換回路１の動作について説明する。実施の形態１にかかる直流電圧変換回路１では、ワンショットパルス信号のオン期間状態を延長した後の出力電圧Ｖｏの上昇度合いに応じて動作が異なるため、これらを２つの動作例に分けて説明する。

【0038】

まず、図４に実施の形態１にかかる直流電圧変換回路の第１の動作例を説明するタイミングチャートを示す。この第１の動作例では、ワンショットパルス信号のオン期間状態を延長した後の出力電圧Ｖｏが即座に第１の閾値電圧Ｖｒｅｆ＿Ｔ以上となる例である。

【0039】

図４に示すように、実施の形態１にかかる直流電圧変換回路１では、定常状態では、出力電圧Ｖｏの目標電圧に対応する第１の閾値電圧Ｖｒｅｆ＿Ｔを下回る度にワンショットパルス信号（図４の第１のスイッチングトランジスタＱ１のゲートパルス）がオン期間状態となる（タイミングＴ１０、Ｔ１１、Ｔ１３、Ｔ１８）。そして、タイミングＴ１２から出力電流Ｉｏが増加してタイミングＴ１３以降の期間で出力電圧Ｖｏが継続して第１の閾値電圧Ｖｒｅｆ＿Ｔを下回る期間がワンショットパルス信号の１つのパルス幅の長さを超えると、実施の形態１にかかる直流電圧変換回路１は、ワンショットパルス信号のオン期間状態を延長する（タイミングＴ１４）。より具体的には、実施の形態１にかかる直流電圧変換回路１は、出力電圧Ｖｏが第１の閾値電圧Ｖｒｅｆ＿Ｔを下回るとワンショットパルス信号のオン期間状態を延長する。

【0040】

そして、実施の形態１にかかる直流電圧変換回路１では、オン期間状態が延長された状態のとき出力電圧Ｖｏが第２の閾値電圧Ｖｒｅｆ＿Ｒを上回ると、ワンショットパルス信号をオン期間状態からオフ期間状態に切り替える（タイミングＴ１６）。その後、出力電圧Ｖｏが第１の閾値電圧Ｖｒｅｆ＿Ｔを越えると、実施の形態１にかかる直流電圧変換回路１は定常状態の動作に移行する。

【0041】

続いて、図５に実施の形態１にかかる直流電圧変換回路の第２の動作例を説明するタイミングチャートを示す。この第２の動作例では、ワンショットパルス信号のオン期間状態を延長した後の出力電圧Ｖｏが即座には第１の閾値電圧Ｖｒｅｆ＿Ｔ以上とはならず追加のワンショットパルス信号を出力する例である。

【0042】

図５に示すように、実施の形態１にかかる直流電圧変換回路１では、定常状態では、出力電圧Ｖｏの目標電圧に対応する第１の閾値電圧Ｖｒｅｆ＿Ｔを下回る度にワンショットパルス信号（図５の第１のスイッチングトランジスタＱ１のゲートパルス）がオン期間状態となる（タイミングＴ２０、Ｔ２１、Ｔ２３、Ｔ２８）。そして、タイミングＴ２２から出力電流Ｉｏが増加してタイミングＴ２３以降の期間で出力電圧Ｖｏが継続して第１の閾値電圧Ｖｒｅｆ＿Ｔを下回る期間がワンショットパルス信号の１つのパルス幅の長さを超えると、実施の形態１にかかる直流電圧変換回路１は、ワンショットパルス信号のオン期間状態を延長する（タイミングＴ２４）。より具体的には、実施の形態１にかかる直流電圧変換回路１は、出力電圧Ｖｏが第１の閾値電圧Ｖｒｅｆ＿Ｔを下回るとワンショットパルス信号のオン期間状態を延長する。

【0043】

そして、図５に示す例では、出力電圧Ｖｏが第２の閾値電圧Ｖｒｅｆ＿Ｒを上回ると、ワンショットパルス信号をオン期間状態からオフ期間状態に切り替える（タイミングＴ２６）。しかし、図５に示す例では、即座に出力電圧Ｖｏが第１の閾値電圧Ｖｒｅｆ＿Ｔを越えないため、期間ＴＭ１において、実施の形態１にかかる直流電圧変換回路１は、ワンショットパルス信号を最短の周期でオン期間状態とする。そして、出力電圧Ｖｏが第１の閾値電圧Ｖｒｅｆ＿Ｔを越えると（タイミングＴ２７）、実施の形態１にかかる直流電圧変換回路１は定常状態の動作に移行する。

【0044】

実施の形態１にかかる直流電圧変換回路１では、ワンショットパルス信号のオン期間状態を延長する期間を出力電圧Ｖｏが第１の閾値電圧Ｖｒｅｆ＿Ｔに達するよりも前のタイミングで終了する。これにより、図４及び図５に示すように、実施の形態１にかかる直流電圧変換回路１は、ワンショットパルス信号のオン期間状態を延長した後に生じるオーバーシュートの電圧を比較例にかかる直流電圧変換回路よりも低く抑えられる。

【0045】

上記説明より、実施の形態１にかかる直流電圧変換回路１は、出力電圧Ｖｏが第１の閾値電圧Ｖｒｅｆ＿Ｔにより判断される電圧レベルよりも大きく低下した場合にワンショットパルス信号のオン期間状態を延長する。これにより、出力電流Ｉｏが大きく増加する大きな負荷変動に対して高い追従性を実現することができる。例えば、ワンショットパルス信号のオン期間状態の延長を行わないＰＦＭモードでの制御、或いは、ＰＷＭモードでの制御では、負荷変動が大きくなった場合でも、必ずオフ期間状態を挟んだ制御を行わなければならず、実施の形態１にかかる直流電圧変換回路１よりも追従性が劣る。

【0046】

また、実施の形態１にかかる直流電圧変換回路１は、出力電圧Ｖｏが、第１の閾値電圧Ｖｒｅｆ＿Ｔで判断される電圧レベルよりも低い第２の閾値電圧Ｖｒｅｆ＿Ｒで判断される電圧レベルに達した時点でワンショットパルス信号のオン期間状態を延長する期間を終了する。これにより、実施の形態１にかかる直流電圧変換回路１は、ワンショットパルス信号のオン期間状態を延長した後に生じる出力電圧Ｖｏのオーバーシュートを抑制する。

【0047】

また、実施の形態１にかかる直流電圧変換回路１では、ワンショットパルス信号のオン期間状態の延長期間を終了した後に、出力電圧Ｖｏが第１の閾値電圧Ｖｒｅｆ＿Ｔで判断される電圧レベルを上回らなかった場合、ワンショットパルス信号を最短の周期でオン期間状態とする。これにより、実施の形態１にかかる直流電圧変換回路１は、ワンショットパルス信号のオン期間状態の延長期間を終了した後に、出力電圧Ｖｏの電圧が十分に上昇せずに直流電圧変換回路１がシャットダウン状態となってしまうことを防止することができる。

【0048】

また、実施の形態１にかかる直流電圧変換回路１では、ワンショットパルス信号のオン期間状態を延長する期間の長さに上限値を設ける。そして、実施の形態１にかかる直流電圧変換回路１では、ワンショットパルス信号のオン期間状態を延長する期間の長さが上限に達した場合、例えば、直流電圧変換回路１の電源供給先である負荷回路に不具合が生じた事態を想定して直流電圧変換回路１をシャットダウンする。これにより、実施の形態１にかかる直流電圧変換回路１は、過電流による第１のスイッチングトランジスタＱ１の異常発熱等に起因する不具合を回避することができる。

【0049】

以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は既に述べた実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能であることはいうまでもない。

【符号の説明】

【0050】

１ 直流電圧変換回路
１０ 駆動回路
１１ リップル注入回路
１２ ＲＣフィルタ
１３ コンバータ制御回路
１４ パルス生成回路
１５ 第１のデジタルアナログ変換回路
１６ 第１のコンパレータ
１７ 第２のデジタルアナログ変換回路
１８ 第２のコンパレータ
Ｑ１ 第１のスイッチングトランジスタ
Ｑ２ 第２のスイッチングトランジスタ
Ｄ１ ダイオード
Ｌ１ インダクタ
Ｒ１ 抵抗
Ｃ１ コンデンサ
Ｃ２ コンデンサ
Ｃｉ 入力コンデンサ
Ｃｏ 平滑コンデンサ
Ｒｏ１ 分圧抵抗
Ｒｏ２ 分圧抵抗
Ｐｏｎ ＯＮパルス
Ｐｏｆｆ ＯＦＦパルス
Ｖｉｎ 入力端子
Ｖｏｕｔ 出力端子
Ｖｆｂ 帰還電圧
ＲＴＮ 接地端子
Ｖｒｅｆ＿Ｔ 第１の閾値電圧
Ｖｒｅｆ＿Ｒ 第２の閾値電圧

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】