特許 7394619 インバータ装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2023-11-30

(45)【発行日】2023-12-08

(54)【発明の名称】インバータ装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/48 20070101AFI20231201BHJP

【ＦＩ】

H02M7/48 F

【請求項の数】 4

(21)【出願番号】P 2019236377

(22)【出願日】2019-12-26

(65)【公開番号】P2021106458

(43)【公開日】2021-07-26

【審査請求日】2022-11-21

(73)【特許権者】

【識別番号】000001845

【氏名又は名称】サンデン株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100098361

【弁理士】

【氏名又は名称】雨笠 敬

(72)【発明者】

【氏名】柏原 辰樹

【審査官】町田 舞

(56)【参考文献】

【文献】国際公開第２０１４／０７３２４７（ＷＯ，Ａ１）

【文献】特開２０１６－２０８６６４（ＪＰ，Ａ）

【文献】米国特許出願公開第２０１６／０３７２９２７（ＵＳ，Ａ１）

【文献】特開平１０－０２３７６０（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０２Ｍ ７／４２－７／９８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

上アーム電源ライン及び下アーム電源ライン間に、各相毎に上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子を直列接続し、これら各相の上下アームスイッチング素子の接続点の電圧を三相交流出力としてモータに印加するインバータ回路と、
該インバータ回路の前記各相の上下アームスイッチング素子のスイッチングを制御する制御装置を備えたインバータ装置において、
前記制御装置は、
前記各相の上下アームスイッチング素子をスイッチングする際のデッドタイム及びスイッチング素子の遅延時間を考慮して前記各相の上下アームスイッチング素子のスイッチングタイミングを同期させ、前記モータに印加される相電圧の変化を、他の相電圧の変化で打ち消すスイッチング動作を実行すると共に、
前記モータに流れる電流の向きが反転するキャリア周期では、当該電流の向きが反転する相の前記上下アームスイッチング素子のスイッチングを停止し、他の二相の前記上下アームスイッチング素子のスイッチングを同期させることにより、前記モータに印加される相電圧の変化を他の相電圧の変化で打ち消すスイッチング動作に変更することを特徴とするインバータ装置。

【請求項2】

前記制御装置は、何れか一相の前記下アームスイッチング素子がＯＮし、他の二相の前記上アームスイッチング素子がＯＮしている状態からキャリア周期を開始することを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。

【請求項3】

前記制御装置は、何れか二相の前記下アームスイッチング素子がＯＮし、他の一相の前記上アームスイッチング素子がＯＮしている状態からキャリア周期を開始することを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。

【請求項4】

前記制御装置は、前記モータに流れる電流の向きが反転するキャリア周期とそれに連続するキャリア周期全体での線間電圧の変化を解消、若しくは、抑制する方向で前記連続するキャリア周期におけるスイッチング動作を変更することを特徴とする請求項１乃至請求項３のうちの何れかに記載のインバータ装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、インバータ回路により三相交流電圧をモータに印加して駆動するインバータ装置に関するものである。

【背景技術】

【0002】

従来よりモータを駆動するためのインバータ装置は、複数のスイッチング素子により三相のインバータ回路を構成すると共に、ＵＶＷ各相のスイッチング素子をＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御し、正弦波に近い電圧波形をモータに印加して駆動するものである。

【0003】

図１９はモータに流れる各相電流（モータ電流）の位相を示している。尚、ｉｕはＵ相電流（実線）、ｉｖはＶ相電流（一点鎖線）、ｉｗはＷ相電流（破線）である（何れも－１～１に補正して正規化した値）。各相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ（モータ電流）は何れも正弦波状であるため、１８０°毎にゼロクロスし、電流の向きが反転する。この例では、例えばＶ相電流ｉｖが３０°の位相でゼロクロスし、負の値（モータから流出する方向）から正の値（モータに流れ込む方向）に反転している。

【0004】

次に、図２０は従来のインバータ装置における三相変調電圧指令値Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’とキャリア信号、Ｕ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧Ｖｖ、Ｗ相電圧Ｖｗの各相電圧（ＰＷＭ信号）、モータの中性点電位Ｖｃを示した図である。図示しない相電圧指令演算部は、モータの電気角、電流指令値と相電流に基づいてモータの各相の電機子コイルに印加する三相変調電圧指令値Ｖｕ’（Ｕ相電圧指令値）、Ｖｖ’（Ｖ相電圧指令値）、Ｖｗ’（Ｗ相電圧指令値）を演算する。尚、図２０の三相変調電圧指令値Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’は、直流電圧Ｖｄｃで正規化（－１～１に補正）した後の値である。

【0005】

また、実施例では鋸波のキャリア信号を使用しているため、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ’には１キャリア周期内に立ち上げ指令値Ｖｕ’ｕｐと立ち下げ指令値Ｖｕ’ｄｏｗｎが存在する。同様に、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ’にも１キャリア周期内に立ち上げ指令値Ｖｖ’ｕｐと立ち下げ指令値Ｖｖ’ｄｏｗｎが存在し、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ’にも１キャリア周期内に立ち上げ指令値Ｖｗ’ｕｐと立ち下げ指令値Ｖｗ’ｄｏｗｎが存在する。

【0006】

次に、図示しないＰＷＭ信号生成部が、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ’の立ち上げ指令値Ｖｕ’ｕｐ、立ち下げ指令値Ｖｕ’ｄｏｗｎ、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ’の立ち上げ指令値Ｖｖ’ｕｐ、立ち下げ指令値Ｖｖ’ｄｏｗｎ、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ’の立ち上げ指令値Ｖｗ’ｕｐ、Ｖｗ’ｄｏｗｎとキャリア信号（鋸波キャリア）の大小を比較することで、インバータ回路の駆動指令信号となるＰＷＭ信号を生成する。このＰＷＭ信号が正規化後のＵ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧Ｖｖ、Ｗ相電圧Ｖｗの各相電圧となる。

【0007】

そして、モータの中性点電位Ｖｃは、各相電圧の平均値である（Ｖｕ＋Ｖｖ＋Ｖｗ）／３で算出されるが、従来では図２０の最下段に示すようにこの中性点電位Ｖｃが変動するため、コモンモードノイズが発生する問題があった。

【0008】

このコモンモードノイズは、例えば電動コンプレッサを構成するモータの場合、コンプレッサの筐体と接地間の浮遊容量を通して漏洩するコモンモード電流によって発生する。従来では大型のノイズフィルタを設置するなどの対策が採られていたが、その他に、電圧ベクトルの選択やスイッチングのタイミングにより対処するものや、特殊なキャリア信号を使用することで中性点電位の変動を抑制するもの等が提案されている（例えば、特許文献１～４参照）。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0009】

【文献】特開平１０－２３７６０号公報

【文献】特開２００３－１８８５３号公報

【文献】特許第４３８９４４６号公報

【文献】特許第５０４５１３７号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0010】

特許文献１では３相２レベルインバータでのスイッチング動作に関しては、２相のみ駆動させるため滑らかな正弦波電圧の印加が困難になり騒音の発生の原因となる。また、特許文献２ではＰＷＭ整流回路の動作を考慮したスイッチング動作をする必要があり、使用できる運転範囲及び製品が限定される。また、特許文献３では制御装置がＰＷＭ信号生成部の機能を利用するものを前提としていないため、高価な制御装置を用いる必要があり、量産品への適用が困難である。また、特許文献４では二つのキャリア信号をもったマイクロコンピュータでなければ実装できない。また、特許文献４ではキャリアカウントをクリアするタイミングでスイッチングさせているため、相電流の向きが等しいときにはデッドタイムの影響によりスイッチングのタイミングがずれてしまい、中性点電位の変動を抑制できないという問題がある。

【0011】

そこで、各相の電圧指令値Ｖｕ’、Ｖｖ’Ｖｗ’に補正を加えて電圧指令補正値Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗとし、図２１や図２２に示すように、各相の上下アームスイッチング素子のスイッチングタイミングを同期させ、モータに印加される相電圧の変化を、他の相電圧の変化で打ち消すことで、中性点電位Ｖｃを変動しないようにする方策が考えられる。尚、図２２は図２１の枠Ｚ１部分を拡大したものである。また、この場合の条件は、キャリア周波数２０ｋＨｚ、電気角周波数８００Ｈｚの場合である。

【0012】

各図中ＣｕｕｐはＵ相電圧指令補正値Ｃｕの立ち上げ指令値、ＣｕｄｏｗｎはＵ相電圧指令補正値Ｃｕの立ち下げ指令値である。同様に、ＣｖｕｐはＶ相電圧指令補正値Ｃｖの立ち上げ指令値、ＣｖｄｏｗｎはＶ相電圧指令補正値Ｃｖの立ち下げ指令値、ＣｗｕｐはＷ相電圧指令補正値Ｃｗの立ち上げ指令値、ＣｗｄｏｗｎはＷ相電圧指令補正値Ｃｗの立ち下げ指令値であり、この場合も、前述したＰＷＭ信号生成部がそれら（立ち上げ指令値Ｃｕｕｐ、立ち下げ指令値Ｃｕｄｏｗｎ、立ち上げ指令値Ｃｖｕｐ、立ち下げ指令値Ｃｖｄｏｗｎ、立ち上げ指令値Ｃｗ、立ち下げ指令値Ｃｗｄｏｗｎ）とキャリア信号の大小を比較することで、インバータ回路の駆動指令信号となるＰＷＭ信号を生成する。

【0013】

例えば、図２２中の３０°の位相以降の位相Ｐ１でＶ相の上アームスイッチング素子がＯＦＦし、デッドタイム（同じ相の上下アームスイッチング素子が同時にＯＮした状態を作らないようにするためのタイムラグ。以下、同じ。）後の位相Ｐ２で下アームスイッチング素子がＯＮした場合、Ｖ相電流ｉｖが負の値でモータから流出する向きのまま反転しないときは、Ｖ相電圧Ｖｖは下アームスイッチング素子の動作で変化し、位相Ｐ２で立ち下がる。Ｕ相電圧Ｖｕはデッドタイムを考慮し、Ｖ相電圧Ｖｖが立ち下がるタイミングに合わせて位相Ｐ２で立ち上がるように立ち上げ指令値Ｃｕｕｐが補正されるので、中性点電位Ｖｃは変動しない。なお、制御装置が生成するＰＷＭ信号が実際にスイッチング素子で出力されるまでにはスイッチング素子のターンオン遅延時間、ターンオフ遅延時間などが存在するため、制御装置はこのスイッチング素子の遅延時間（スイッチング素子のターンオン遅延時間、ターンオフ遅延時間など）を考慮してＰＷＭ信号を出力する。また、スイッチング素子のターンオン遅延時間、ターンオフ遅延時間は使用するＩＧＢＴとフライホイールダイオードの特性により異なるものの、デッドタイムの影響と同様にモータに流れる相電流の正負判断によって分かる（遅延時間が分かる）ため、前記のデッドタイムと同様に補正することが可能である。このように、ターンオン遅延時間、ターンオフ遅延時間はデッドタイムの補正と同時に実施できるため、以後は補正方法について明記しないが、デッドタイムの補正を行う際には同時に補正を行うものとする。

【0014】

その後、位相Ｐ３でＶ相の下アームスイッチング素子がＯＦＦし、デッドタイム及びスイッチング素子の遅延時間後の位相Ｐ４で上アームスイッチング素子がＯＮした場合、Ｖ相電流ｉｖが負の値でモータから流出する向きのまま反転しないときは、Ｖ相電圧Ｖｖは下アームスイッチング素子の動作で変化し、位相Ｐ３で立ち上がる。Ｗ相電圧Ｖｗはデッドタイム及びスイッチング素子の遅延時間を考慮し、Ｖ相電圧Ｖｖが立ち上がるタイミングに合わせて位相Ｐ３で立ち下がるように立ち下げ指令値Ｃｗｄｏｗｎが補正されるので、中性点電位Ｖｃは変動しない。

【0015】

しかしながら、図１９の例のように位相３０°でＶ相電流ｉｖが負の値から正の値（モータに流れ込む方向）に反転した場合、Ｖ相電圧Ｖｖは上アームスイッチング素子の動作で変化するようになるので、図２２に示すように上アームスイッチング素子がＯＦＦする位相Ｐ１で立ち下がることになる。そのため、位相Ｐ２でＵ相電圧Ｖｕを立ち上げても、デッドタイム及びスイッチング素子の遅延時間分の幅のパルス状に中性点電位Ｖｃが下がる方向に変動してしまう。

【0016】

同様に、Ｖ相電圧Ｖｖは上アームスイッチング素子がＯＮする位相Ｐ４で立ち上がることになるため、位相Ｐ３でＷ相電圧Ｖｗを立ち下げてしまうと、デッドタイム及びスイッチング素子の遅延時間分の幅のパルス状に中性点電位Ｖｃが下がる方向に変動してしまう。即ち、この例では中性点電位Ｖｃは位相Ｐ１～Ｐ４の計４回変動してしまうため、それぞれにおいて（計４回）コモンモードノイズが発生してしまうという問題があった。

【0017】

本発明は、係る従来の状況を考慮して成されたものであり、デッドタイム及びスイッチング素子の遅延時間の影響を考慮した場合にも、相電流の反転に伴うコモンモードノイズの発生を効果的に解消、若しくは、抑制することができるインバータ装置を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0018】

本発明のインバータ装置は、上アーム電源ライン及び下アーム電源ライン間に、各相毎に上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子を直列接続し、これら各相の上下アームスイッチング素子の接続点の電圧を三相交流出力としてモータに印加するインバータ回路と、このインバータ回路の各相の上下アームスイッチング素子のスイッチングを制御する制御装置を備えたものであって、制御装置は、各相の上下アームスイッチング素子をスイッチングする際のデッドタイム及びスイッチング素子の遅延時間を考慮して各相の上下アームスイッチング素子のスイッチングタイミングを同期させ、モータに印加される相電圧の変化を、他の相電圧の変化で打ち消すスイッチング動作を実行すると共に、モータに流れる電流の向きが反転するキャリア周期では、当該電流の向きが反転する相の上下アームスイッチング素子のスイッチングを停止し、他の二相の上下アームスイッチング素子のスイッチングを同期させることにより、モータに印加される相電圧の変化を他の相電圧の変化で打ち消すスイッチング制御に変更することを特徴とする。

【0019】

請求項２の発明のインバータ装置は、上記発明において制御装置は、何れか一相の下アームスイッチング素子がＯＮし、他の二相の上アームスイッチング素子がＯＮしている状態からキャリア周期を開始することを特徴とする。

【0020】

請求項３の発明のインバータ装置は、請求項１の発明において制御装置は、何れか二相の下アームスイッチング素子がＯＮし、他の一相の上アームスイッチング素子がＯＮしている状態からキャリア周期を開始することを特徴とする。

【0021】

請求項４の発明のインバータ装置は、前記各発明において制御装置は、モータに流れる電流の向きが反転するキャリア周期とそれに連続するキャリア周期全体での線間電圧の変化を解消、若しくは、抑制する方向で前記連続するキャリア周期におけるスイッチング動作を変更することを特徴とする。

【発明の効果】

【0022】

本発明によれば、上アーム電源ライン及び下アーム電源ライン間に、各相毎に上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子を直列接続し、これら各相の上下アームスイッチング素子の接続点の電圧を三相交流出力としてモータに印加するインバータ回路と、このインバータ回路の各相の上下アームスイッチング素子のスイッチングを制御する制御装置を備えたインバータ装置において、制御装置が、各相の上下アームスイッチング素子をスイッチングする際のデッドタイム及びスイッチング素子の遅延時間を考慮して各相の上下アームスイッチング素子のスイッチングタイミングを同期させ、モータに印加される相電圧の変化を、他の相電圧の変化で打ち消すスイッチング動作を実行するようにしたので、スイッチング素子のスイッチングタイミングによりモータの中性点電位の変動を解消、若しくは、著しく抑制することが可能となる。

【0023】

特に、制御装置が、モータに流れる電流の向きが反転するキャリア周期では、当該電流の向きが反転する相の上下アームスイッチング素子のスイッチングを停止し、他の二相の上下アームスイッチング素子のスイッチングを同期させることにより、モータに印加される相電圧の変化を他の相電圧の変化で打ち消すスイッチング制御に変更するようにしたので、モータに流れる電流の向きが反転する相の相電圧を変化させずに、他の二相の相電圧の変化を相互に打ち消すようにそれらの上下アームスイッチング素子を同期してスイッチングさせ、当該電流の向きが反転するキャリア周期での中性点電位の変動を解消することができるようになる。これらにより、コモンモードノイズの発生を極めて効果的に解消、若しくは、抑制することが可能となる。

【0024】

また、請求項２の発明の如く制御装置が、何れか一相の下アームスイッチング素子がＯＮし、他の二相の上アームスイッチング素子がＯＮしている状態からキャリア周期を開始し、或いは、請求項３の発明の如く制御装置が、何れか二相の下アームスイッチング素子がＯＮし、他の一相の上アームスイッチング素子がＯＮしている状態からキャリア周期を開始するようにすれば、相電圧の変化を他の相電圧の変化で円滑に打ち消すことができるようになる。

【0025】

更に、請求項４の発明の如く制御装置が、モータに流れる電流の向きが反転するキャリア周期とそれに連続するキャリア周期全体での線間電圧の変化を解消、若しくは、抑制する方向で前記連続するキャリア周期におけるスイッチング動作を変更するようにすれば、中性点電位の変動を解消、若しくは、抑制するためにスイッチング動作を変更することでモータに印加される電圧が変化してしまう不都合を解消、若しくは、抑制し、モータの安定した運転制御を実現することができるようになるものである。

【図面の簡単な説明】

【0026】

【図1】本発明の一実施例のインバータ装置の電気回路図である。

【図2】図１の制御装置の第１の変更制御を説明するための電圧指令補正値とキャリア信号、ＰＷＭ波形、モータの中性点電位を示す図である。

【図3】図２の枠Ｚ２部分（Ｖ相電流ｉｖが反転するキャリア周期とそれに連続するキャリア周期）を拡大し、スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を加えた図である。

【図4】図１の制御装置の第１の変更制御を説明するための電圧指令補正値とキャリア信号、各相電圧（ＰＷＭ信号）、モータの中性点電位を示すもう一つの図である（相電流の向きが変わらない場合）。

【図5】図１の制御装置の第１の変更制御を説明するための電圧指令補正値とキャリア信号、各相電圧（ＰＷＭ信号）、モータの中性点電位を示す更にもう一つの図である（Ｗ相電流ｉｗが反転するが、ゼロクロスの考慮しない場合）。

【図6】図１の制御装置の第１の変更制御を説明するための電圧指令補正値とキャリア信号、各相電圧（ＰＷＭ信号）、モータの中性点電位を示す更にもう一つの図である（Ｗ相電流ｉｗが反転し、ゼロクロスの考慮する場合）。

【図7】図１の制御装置の第２の変更制御を説明するための電圧指令補正値とキャリア信号、各相電圧（ＰＷＭ信号）、モータの中性点電位を示す図である（Ｕ相電流ｉｕが反転するが、ゼロクロスの考慮しない場合）。

【図8】図１の制御装置の第２の変更制御を説明するための電圧指令補正値とキャリア信号、各相電圧（ＰＷＭ信号）、モータの中性点電位を示すもう一つの図である（Ｕ相電流ｉｕが反転し、ゼロクロスの考慮する場合）。

【図9】図１の制御装置の第３の変更制御を説明するための電圧指令補正値とキャリア信号、各相電圧（ＰＷＭ信号）、モータの中性点電位を示す図である（Ｖ相電流ｉｖが反転するが、ゼロクロスの考慮しない場合）。

【図10】図１の制御装置の第３の変更制御を説明するための電圧指令補正値とキャリア信号、各相電圧（ＰＷＭ信号）、モータの中性点電位を示すもう一つの図である（Ｖ相電流ｉｖが反転し、ゼロクロスの考慮する場合）。

【図11】図１の制御装置の第４の変更制御を説明するための電圧指令補正値とキャリア信号、各相電圧（ＰＷＭ信号）、モータの中性点電位を示す図である（Ｗ相電流ｉｗが反転するが、ゼロクロスの考慮しない場合）。

【図12】図１の制御装置の第４の変更制御を説明するための電圧指令補正値とキャリア信号、各相電圧（ＰＷＭ信号）、モータの中性点電位を示すもう一つの図である（Ｗ相電流ｉｗが反転し、ゼロクロスの考慮する場合）。

【図13】図１の制御装置の各変更制御によるモータの中性点電位を、図２０の場合、図２１の場合、第１の変更制御、第２の変更制御の場合、第３の変更制御、第４の変更制御の場合とを比較する図である。

【図14】従来の通常の三相変調方式によるモータの線間電圧を示す図である（図２０の場合）。

【図15】相電流の反転（ゼロクロス）を考慮しない場合のモータの線間電圧を示す図である（図２１、図２２の場合）。

【図16】図１の制御装置の各変更制御によるモータの線間電圧を示す図である。

【図17】図１の制御装置の第１の変更制御、第２の変更制御による相電圧と線間電圧を示す図である（最大相電圧時）。

【図18】図１の制御装置の第３の変更制御、第４の変更制御による相電圧と線間電圧を示す図である（最大相電圧時）。

【図19】モータ電流（各相電流）の位相を示す図である。

【図20】従来のインバータ装置における三相変調電圧指令値、キャリア信号、各相電圧（ＰＷＭ信号）、モータの中性点電位を示す図である。

【図21】各相の上下アームスイッチング素子のスイッチングタイミングを同期させ、モータに印加される相電圧の変化を、他の相電圧の変化で打ち消す制御を説明するための電圧指令補正値とキャリア信号、ＰＷＭ波形、モータの中性点電位を示す図である（Ｗ相電流ｉｗが反転するが、ゼロクロスの考慮しない場合）。

【図22】図２１の枠Ｚ１部分（Ｖ相電流ｉｖが反転するキャリア周期とそれに連続するキャリア周期）を拡大し、スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を加えた図である。

【発明を実施するための形態】

【0027】

以下、本発明の実施の形態について、図面に基づき詳細に説明する。実施例のインバータ装置１は、モータ８により圧縮機構を駆動する所謂インバータ一体型の電動コンプレッサに搭載されるものであり、電動コンプレッサは例えば電気自動車やハイブリッド自動車の車室内を空調する車両用空気調和装置の冷媒回路を構成するものである。

【0028】

（１）インバータ装置１の構成
図１においてインバータ装置１は、三相のインバータ回路２８と、制御装置２１を備えている。インバータ回路２８は、直流電源（車両のバッテリ：例えば、３００Ｖ）２９の直流電圧を三相交流電圧に変換してモータ８に印加する回路である。このインバータ回路２８は、Ｕ相ハーフブリッジ回路１９Ｕ、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖ、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗを有しており、各相ハーフブリッジ回路１９Ｕ～１９Ｗは、それぞれ上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃと、下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆを個別に有している。更に、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆには、それぞれフライホイールダイオード３１が逆並列に接続されている。

【0029】

尚、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆは、実施例ではＭＯＳ構造をゲート部に組み込んだ絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）等から構成されている。

【0030】

そして、インバータ回路２８の上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃの上端側は、直流電源２９及び平滑コンデンサ３２の上アーム電源ライン（正極側母線）１０に接続されている。一方、インバータ回路２８の下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆの下端側は、直流電源２９及び平滑コンデンサ３２の下アーム電源ライン（負極側母線）１５に接続されている。

【0031】

この場合、Ｕ相ハーフブリッジ回路１９Ｕの上アームスイッチング素子１８Ａと下アームスイッチング素子１８Ｄが直列に接続され、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖの上アームスイッチング素子１８Ｂと下アームスイッチング素子１８Ｅが直列に接続され、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗの上アームスイッチング素子１８Ｃと下アームスイッチング素子１８Ｆが直列に接続されている。

【0032】

そして、Ｕ相ハーフブリッジ回路１９Ｕの上アームスイッチング素子１８Ａと下アームスイッチング素子１８Ｄの接続点は、モータ８のＵ相の電機子コイル２に接続され、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖの上アームスイッチング素子１８Ｂと下アームスイッチング素子１８Ｅの接続点は、モータ８のＶ相の電機子コイル３に接続され、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗの上アームスイッチング素子１８Ｃと下アームスイッチング素子１８Ｆの接続点は、モータ８のＷ相の電機子コイル４に接続されている。

【0033】

（２）制御装置２１の構成
制御装置２１はプロセッサを有するマイクロコンピュータから構成されており、実施例では車両ＥＣＵから回転数指令値を入力し、モータ８からモータ電流（相電流）を入力して、これらに基づき、インバータ回路２８の各スイッチング素子１８Ａ～１８ＦのＯＮ／ＯＦＦ状態（スイッチング）を制御する。具体的には、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆのゲート端子に印加するゲート電圧を制御する。

【0034】

実施例の制御装置２１は、相電圧指令演算部３３と、ＰＷＭ信号生成部３６と、ゲートドライバ３７と、モータ８に流れる各相のモータ電流（相電流）であるＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ、Ｗ相電流ｉｗを測定するためのカレントトランスから成る電流センサ２６Ａ、２６Ｂを有しており、各電流センサ２６Ａ、２６Ｂは相電圧指令演算部３３に接続されている。

【0035】

尚、電流センサ２６ＡはＵ相電流ｉｕを測定し、電流センサ２６ＢはＶ相電流ｉｖを測定する。そして、Ｗ相電流ｉｗはこれらから計算により求める。また、各相のモータ電流を検出する方法については実施例のように電流センサ２６Ａ、２６Ｂで測定する以外に、下アーム電源ライン１５の電流値を検出し、その電流値とモータ８の運転状態から相電圧指令演算部３３が推定する方法などがあることから、各相電流を検出・推定する方法に関しては、特に限定しない。

【0036】

この相電圧指令演算部３３は、モータ８の電気角、電流指令値と相電流から得られるｄ軸電流、ｑ軸電流に基づくベクトル制御により、モータ８の各相の電機子コイル２～４に印加するＵ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧Ｖｖ、Ｗ相電圧Ｖｗを生成するための三相変調電圧指令値Ｖｕ’（以下、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ’）、Ｖｖ’（以下、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ’）、Ｖｗ’（以下、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ’）を演算し、生成する。

【0037】

ＰＷＭ信号生成部３６は、相電圧指令演算部３３により演算された三相変調電圧指令値Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’を入力し、これら三相変調電圧指令値Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’を後述する如く補正した後、単独のキャリア信号（実施例では鋸波キャリア）との大小を比較することによって、インバータ回路２８のＵ相ハーフブリッジ回路１９Ｕ、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖ、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗの駆動指令信号となるＰＷＭ信号を生成し、出力する。

【0038】

ゲートドライバ３７は、ＰＷＭ信号生成部３６から出力されるＰＷＭ信号に基づき、Ｕ相ハーフブリッジ回路１９Ｕの上アームスイッチング素子１８Ａ、下アームスイッチング素子１８Ｄのゲート電圧と、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖの上アームスイッチング素子１８Ｂ、下アームスイッチング素子１８Ｅのゲート電圧と、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗの上アームスイッチング素子１８Ｃ、下アームスイッチング素子１８Ｆのゲート電圧を発生させる。

【0039】

そして、インバータ回路２８の各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆは、ゲートドライバ３７から出力されるゲート電圧に基づき、ＯＮ／ＯＦＦ駆動される。即ち、ゲート電圧がＯＮ状態（所定の電圧値）となるとスイッチング素子がＯＮ動作し、ゲート電圧がＯＦＦ状態（零）となるとスイッチング素子がＯＦＦ動作する。このゲートドライバ３７は、スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆが前述したＩＧＢＴである場合には、ＰＷＭ信号に基づいてゲート電圧をＩＧＢＴに印加するための回路であり、フォトカプラやロジックＩＣ、トランジスタ等から構成される。

【0040】

そして、Ｕ相ハーフブリッジ回路１９Ｕの上アームスイッチング素子１８Ａと下アームスイッチング素子１８Ｄの接続点の電圧がＵ相電圧Ｖｕ（相電圧）としてモータ８のＵ相の電機子コイル２に印加（出力）され、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖの上アームスイッチング素子１８Ｂと下アームスイッチング素子１８Ｅの接続点の電圧がＶ相電圧Ｖｖ（相電圧）としてモータ８のＶ相の電機子コイル３に印加（出力）され、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗの上アームスイッチング素子１８Ｃと下アームスイッチング素子１８Ｆの接続点の電圧がＷ相電圧Ｖｗ（相電圧）としてモータ８のＷ相の電機子コイル４に印加（出力）される。

【0041】

（３）制御装置２１の動作
次に、図２～図１８を参照しながら、制御装置２１の実際の制御動作について説明する。実施例のインバータ装置１の制御装置２１を構成するＰＷＭ信号生成部３６は、相電圧指令演算部３３が前述した如く演算し、出力するＵ相電圧指令値Ｖｕ’、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ’、及び、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ’（三相変調電圧指令値）を、前記各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆをスイッチングする際のデッドタイム及びＰＷＭ信号生成部３６の指令から実際に各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆがスイッチングするまでの遅延時間（各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆの遅延時間）を考慮しながら補正することにより、モータ８の中性点電位Ｖｃの変動が無くなる（ゼロとなる）ようなＵ相電圧指令補正値Ｃｕ、Ｖ相電圧指令補正値Ｃｖ、及び、Ｗ相電圧指令補正値Ｃｗ（電圧指令補正値）を演算する。

【0042】

そして、これらＵ相電圧指令補正値Ｃｕ、Ｖ相電圧指令補正値Ｃｖ、及び、Ｗ相電圧指令補正値Ｃｗと後述する単独のキャリア信号Ｘ１、Ｘ２との大小を比較することにより、インバータ回路２８のＵ相ハーフブリッジ回路１９Ｕ、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖ、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗの駆動指令信号となるＰＷＭ信号を発生させ、モータ８を運転する。

【0043】

尚、各図で示すＵ相電圧指令補正値Ｃｕ、Ｖ相電圧指令補正値Ｃｖ、及び、Ｗ相電圧指令補正値Ｃｗ（電圧指令補正値）は、モータ８の三相変調制御を行う場合における電圧指令補正値の直流電圧Ｖｄｃでの正規化後（－１～１に補正後）の値である。また、Ｕ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧Ｖｖ、Ｗ相電圧Ｖｗの各相電圧も、直流電圧Ｖｄｃで正規化した後の値である。

【0044】

（３－１）制御装置２１のＰＷＭ信号生成部３６が実行する第１の変更制御（その１）
次に、図２、図３を用いてＰＷＭ信号生成部３６の実際の動作の一例について図２１、図２２と対比させて説明する。即ち、ここでは前述した図２１、図２２の問題を解決するためにＰＷＭ信号生成部３６が実行する第１の変更制御の一例を概説する。基本的には図２１や図２２の場合と同様にこの実施例のＰＷＭ信号生成部３６も、相電圧指令演算部３３が出力する各相の電圧指令値Ｖｕ’、Ｖｖ’Ｖｗ’に補正を加えて電圧指令補正値Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗとし、各相の上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆのスイッチングタイミングを同期させ、モータ８に印加される相電圧の変化を、他の相電圧の変化で打ち消すことで、中性点電位Ｖｃを変動しないように制御している。尚、図３は図２の枠Ｚ２部分の連続する２回のキャリア周期を拡大したものである。また、この場合の条件も、キャリア周波数２０ｋＨｚ、電気角周波数８００Ｈｚの場合である。

【0045】

前述同様に各図中ＣｕｕｐはＵ相電圧指令補正値Ｃｕの立ち上げ指令値、ＣｕｄｏｗｎはＵ相電圧指令補正値Ｃｕの立ち下げ指令値である。同様に、ＣｖｕｐはＶ相電圧指令補正値Ｃｖの立ち上げ指令値、ＣｖｄｏｗｎはＶ相電圧指令補正値Ｃｖの立ち下げ指令値、ＣｗｕｐはＷ相電圧指令補正値Ｃｗの立ち上げ指令値、ＣｗｄｏｗｎはＷ相電圧指令補正値Ｃｗの立ち下げ指令値であり、ＰＷＭ信号生成部３６がそれら（立ち上げ指令値Ｃｕｕｐ、立ち下げ指令値Ｃｕｄｏｗｎ、立ち上げ指令値Ｃｖｕｐ、立ち下げ指令値Ｃｖｄｏｗｎ、立ち上げ指令値Ｃｗ、立ち下げ指令値Ｃｗｄｏｗｎ）とキャリア信号の大小を比較することで、インバータ回路２８の駆動指令信号となるＰＷＭ信号を生成する。

【0046】

そして、この場合も図１９に示すようにＶ相電流ｉｖが３０°の位相でゼロクロスし、負の値（モータから流出する方向）から正の値（モータに流れ込む方向）に反転するものとする。実施例のＰＷＭ信号生成部３６は、キャリア周期が開始（スイッチングの規定区間の開始）する毎に、当該キャリア周期内で相電流（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）がゼロクロスするか否か予測する。

【0047】

図１９に示すように、Ｖ相電流ｉｖがゼロクロスし、向きが反転すると予測した場合、ＰＷＭ信号生成部３６は当該キャリア周期（図３の向かって左側のキャリア周期）では、Ｖ相の上下アームスイッチング素子１８Ｂ、１８Ｅのスイッチングを停止するようにＶ相電圧指令補正値Ｃｖの立ち上げ指令値Ｃｖｕｐと立ち下げ指令値Ｃｖｄｏｗｎを変更する。

【0048】

また、ＰＷＭ信号生成部３６は、Ｕ相電圧指令補正値Ｃｕの立ち上げ指令値Ｃｕｕｐと立ち下げ指令値Ｃｕｄｏｗｎ、及び、Ｗ相電圧指令補正値Ｃｗの立ち上げ指令値Ｃｗｕｐと立ち下げ指令値Ｃｗｄｏｗｎを変更することにより、Ｕ相の上下アームスイッチング素子１８Ａ、１８Ｄ、Ｗ相の上下アームスイッチング１８Ｃ、１８Ｆのスイッチングを同期させ、Ｕ相電圧Ｖｕの変化を、Ｗ相電圧Ｖｗの変化で打ち消す。

【0049】

このような第１の変更制御により、モータ８に流れる電流（Ｖ相電流ｉｖ）の向きが反転するＶ相電圧Ｖｖを変化させずに、他の二相の相電圧（Ｕ相電圧Ｖｕ、Ｗ相電圧Ｖｗ）の変化を相互に打ち消すようにそれらの上下アームスイッチング素子１８Ａ、１８Ｄ、１８Ｃ、１８Ｆを同期してスイッチングさせ、Ｖ相電流ｉｖの向きが反転するキャリア周期での中性点電位Ｖｃの変動を解消することができるようになる（図３の最下段）。

【0050】

即ち、本発明では各上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆのスイッチングタイミングによりモータ８の中性点電位Ｖｃの変動を解消、若しくは、著しく抑制することが可能となる。特に、ＰＷＭ信号生成部３６が、モータ８に流れる電流の向きが反転するキャリア周期では、図２２の如くデッドタイム及びスイッチング素子の遅延時間に起因して生じるモータ８の中性点電位Ｖｃの変動を解消、若しくは、抑制する方向でスイッチング動作を変更するので、モータ８に流れる電流の向きが反転することで生じるデッドタイム及びスイッチング素子の遅延時間による誤差で、中性点電位Ｖｃが変動してしまう不都合も解消、若しくは、抑制することができるようになる。これらにより、コモンモードノイズの発生を極めて効果的に解消、若しくは、抑制することが可能となる。

【0051】

また、図３の実施例ではＵ相の下アームスイッチング素子１８ＤがＯＮし、他の二相の上アームスイッチング素子１８Ｂ、１８ＣがＯＮしている状態からスイッチングの規定区間（キャリア周期）を開始しているので、Ｕ相電圧Ｖｕの変化をＷ相電圧Ｖｗの変化で円滑に打ち消すことができるようになる。

【0052】

更に、上記第１の変更制御でＰＷＭ信号生成部３６は、Ｖ相電流ｉｖの向きが反転するキャリア周期（図３の向かって左側）と、それに連続するキャリア周期（図３の向かって右側）の全体において、図３に白抜き矢印で示す各相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗのパルス幅が、図２２に白抜き矢印で示した各相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗのパルス幅とそれぞれ同一、若しくは、略同一となるようにスイッチングを制御する。

【0053】

これにより、図２２と図３を比較して、モータ８に流れる電流（Ｖ相電流ｉｖ）の向きが反転するキャリア周期（図３の向かって左側）とそれに連続するキャリア周期（図３の向かって右側）全体で線間電圧が変化してしまう不都合を解消、若しくは、抑制することができるようになるので、中性点電位Ｖｃの変動を解消、若しくは、抑制するためにスイッチング動作を変更することで、モータ８に印加される電圧が変化してしまう不都合を解消、若しくは、抑制し、モータ８の安定した運転制御を実現することができるようになる。

【0054】

（３－２）制御装置２１のＰＷＭ信号生成部３６が実行する第１の変更制御（その２）
次に、図４～図６を用いてＰＷＭ信号生成部３６が実行する第１の変更制御を他の例を用いて詳述する。
（３－２－１）相電流（モータ電流）が反転しない場合
図４は連続する２回のキャリア周期を示しており、図４の最上段は制御装置２１のＰＷＭ信号生成部３６が生成するＵ相電圧指令補正値Ｃｕの立ち上げ指令値Ｃｕｕｐ、立ち下げ指令値Ｃｕｄｏｗｎ、Ｖ相電圧指令補正値Ｃｗの立ち上げ指令値Ｃｖｕｐ、Ｃｖｄｏｗｎ、及び、Ｗ相電圧指令補正値Ｃｗの立ち上げ指令値Ｃｗｕｐ、立ち下げ指令値Ｃｗｄｏｗｎとキャリア信号（鋸波キャリア）Ｘ１、Ｘ２を示し、上から二段目は各相の上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８ＦのＯＮ／ＯＦＦ状態、下から二段目はモータ８に印加されるＵ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧Ｖｖ、Ｗ相電圧Ｖｗ、最下段はモータ８の中性点電位Ｖｃをそれぞれ示している。

【0055】

また、図４の下側にはモータ８に流れるＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ、及び、Ｗ相電流ｉｗの向きを示している。各相電流の向きは、モータ８に流入する方向を＞０、モータ８から流出する方向を＜０で示している。図４の例は、Ｕ相電流ｉｕ、及び、Ｗ相電流ｉｗがモータ８に流入する向き、Ｖ相電流ｉｖはモータ８から流出する向きであって、図４の各キャリア周期においては何れの相電流もゼロクロスせず、反転しない場合を示している。

【0056】

実施例ではデッドタイムを作るために本発明における単独のキャリア信号（鋸波キャリア）は二つの下りＸ１、Ｘ２から成る。下りＸ２は下りＸ１より進む位相である。そして、ＰＷＭ信号生成部３６はキャリア信号の下りＸ１、Ｘ２とＵ相電圧指令補正値Ｃｕの立ち上げ指令値Ｃｕｕｐを比較し、立ち上げ指令値Ｃｕｕｐが下りＸ１とクロスする位相で下アームスイッチング素子１８ＤをＯＦＦし、下りＸ２とクロスする位相で上アームスイッチング素子１８ＡをＯＮするＰＷＭ信号を生成する。また、立ち下げ指令値Ｃｕｄｏｗｎが下りＸ１とクロスする位相で上アームスイッチング素子１８ＡをＯＦＦし、下りＸ２とクロスする位相で下アームスイッチング素子１８ＤをＯＮするＰＷＭ信号を生成する。

【0057】

また、ＰＷＭ信号生成部３６はキャリア信号の下りＸ１、Ｘ２とＶ相電圧指令補正値Ｃｖの立ち上げ指令値Ｃｖｕｐを比較し、立ち上げ指令値Ｃｖｕｐが下りＸ１とクロスする位相で下アームスイッチング素子１８ＥをＯＦＦし、下りＸ２とクロスする位相で上アームスイッチング素子１８ＢをＯＮするＰＷＭ信号を生成する。また、立ち下げ指令値Ｃｖｄｏｗｎが下りＸ１とクロスする位相で上アームスイッチング素子１８ＢをＯＦＦし、下りＸ２とクロスする位相で下アームスイッチング素子１８ＥをＯＮするＰＷＭ信号を生成する。

【0058】

更に、ＰＷＭ信号生成部３６はキャリア信号の下りＸ１、Ｘ２とＷ相電圧指令補正値Ｃｗの立ち上げ指令値Ｃｗｕｐを比較し、立ち上げ指令値Ｃｗｕｐが下りＸ１とクロスする位相で下アームスイッチング素子１８ＦをＯＦＦし、下りＸ２とクロスする位相で上アームスイッチング素子１８ＣをＯＮするＰＷＭ信号を生成する。また、立ち下げ指令値Ｃｗｄｏｗｎが下りＸ１とクロスする位相で上アームスイッチング素子１８ＣをＯＦＦし、下りＸ２とクロスする位相で下アームスイッチング素子１８ＦをＯＮするＰＷＭ信号を生成する。

【0059】

また、ＰＷＭ信号生成部３６は、実施例ではＵ相の下アームスイッチング素子１８ＤがＯＮし、Ｖ相の上アームスイッチング素子１８Ｂ、及び、Ｗ相の上アームスイッチング素子１８ＣがＯＮしている状態からスイッチングの規定区間（１キャリア周期）を開始する。

【0060】

実施例の如くＵ相電流ｉｕ、及び、Ｗ相電流ｉｗがモータ８に流入する向き、Ｖ相電流ｉｖはモータ８から流出する向きである場合、Ｕ相では上アームスイッチング素子１８Ａの動作でＵ相電圧Ｖｕが変化し、上アームスイッチング素子１８ＡがＯＮしている期間にＵ相電圧Ｖｕは「Ｈ」となり、Ｗ相でも上アームスイッチング素子１８Ｃの動作でＷ相電圧Ｖｗが変化し、上アームスイッチング素子１８ＣがＯＮしている期間にＷ相電圧Ｖｗは「Ｈ」となる。一方、Ｖ相では下アームスイッチング素子１８Ｅの動作でＶ相電圧Ｖｖが変化し、下アームスイッチング素子１８ＥがＯＦＦしている期間にＶ相電圧Ｖｖは「Ｈ」となる。そして、図４中の「Ｈ」の期間の幅の総和が各相電圧（Ｕ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧Ｖｖ、Ｗ相電圧Ｖｗ）の大きさとなる。

【0061】

この図から明らかな如く、ＰＷＭ信号生成部３６は電圧指令値Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’を補正して電圧指令補正値Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗとすることにより、図４の連続する２キャリア周期の最初のキャリア周期（向かって左側）の前半では、Ｗ相の上アームスイッチング素子１８ＣがＯＮし、下アームスイッチング素子１８ＦがＯＦＦしている状態に固定し、更に、Ｕ相の下アームスイッチング素子１８ＤがＯＦＦするタイミングと、Ｖ相の上アームスイッチング素子１８ＢがＯＦＦするタイミングを同期させ、Ｕ相の上アームスイッチング素子１８ＡがＯＮするタイミングと、Ｖ相の下アームスイッチング素子１８ＥがＯＮするタイミングを同期させることにより、Ｕ相電圧Ｖｕが「Ｈ」となり、Ｖ相電圧Ｖｖが「Ｌ」となるタイミングを同期させ、Ｕ相電圧Ｖｕの変化を、Ｖ相電圧Ｖｖの変化で打ち消す。

【0062】

また、最初のキャリア周期の後半では、Ｕ相の上アームスイッチング素子１８ＡがＯＮし、下アームスイッチング素子１８ＤがＯＦＦしている状態に固定し、更に、Ｖ相の下アームスイッチング素子１８ＥがＯＦＦするタイミングと、Ｗ相の上アームスイッチング素子１８ＣがＯＦＦするタイミングを同期させ、Ｖ相の上アームスイッチング素子１８ＢがＯＮするタイミングと、Ｗ相の下アームスイッチング素子１８ＦがＯＮするタイミングを同期させることにより、Ｖ相電圧Ｖｖが「Ｈ」となり、Ｗ相電圧Ｖｗが「Ｌ」となるタイミングを同期させ、Ｖ相電圧Ｖｖの変化を、Ｗ相電圧Ｖｗの変化で打ち消す。

【0063】

図４の連続する２キャリア周期の次のキャリア周期（向かって右側）の前半では、Ｕ相の上アームスイッチング素子１８ＡがＯＮし、下アームスイッチング素子１８ＤがＯＦＦしている状態に固定し、更に、Ｖ相の上アームスイッチング素子１８ＢがＯＦＦするタイミングと、Ｗ相の下アームスイッチング素子１８ＦがＯＦＦするタイミングを同期させ、Ｖ相の下アームスイッチング素子１８ＥがＯＮするタイミングと、Ｗ相の上アームスイッチング素子１８ＣがＯＮするタイミングを同期させることにより、Ｖ相電圧Ｖｖが「Ｌ」となり、Ｗ相電圧Ｖｖが「Ｈ」となるタイミングを同期させ、Ｖ相電圧Ｖｖの変化を、Ｗ相電圧Ｖｗの変化で打ち消す。

【0064】

また、次のキャリア周期の後半では、Ｗ相の上アームスイッチング素子１８ＣがＯＮし、下アームスイッチング素子１８ＦがＯＦＦしている状態に固定し、更に、Ｕ相の上アームスイッチング素子１８ＡがＯＦＦするタイミングと、Ｖ相の下アームスイッチング素子１８ＥがＯＦＦするタイミングを同期させ、Ｕ相の下アームスイッチング素子１８ＤがＯＮするタイミングと、Ｖ相の上アームスイッチング素子１８ＢがＯＮするタイミングを同期させることにより、Ｕ相電圧Ｖｕが「Ｌ」となり、Ｖ相電圧Ｖｖが「Ｈ」となるタイミングを同期させ、Ｕ相電圧Ｖｕの変化を、Ｖ相電圧Ｖｖの変化で打ち消す。

【0065】

上記のようなＰＷＭ信号生成部３６の補正動作をより詳細に説明すると、以下の通りとなる。
通常の一般的なインバータ装置では、ＰＷＭ信号生成部は、相電圧指令演算部の三相変調電圧指令値を、１キャリア周期内で実現するように、ＰＷＭ信号を生成するが、実施例のインバータ装置１では、ＰＷＭ信号生成部３６が、連続する複数のキャリア周期内でモータ８の中性点電位Ｖｃの変動がゼロとなり、且つ、当該連続する複数のキャリア周期全体でのＵ相－Ｖ相の線間電圧、Ｖ相－Ｗ相の線間電圧、Ｗ相－Ｕ相の線間電圧が変化しないように三相変調電圧指令値Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’を補正して電圧指令補正値Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗを演算し、ＰＷＭ信号を生成する。

【0066】

即ち、図４に示すように連続する複数キャリア周期を２周期であるとすると、相電圧指令演算部３３の三相変調電圧指令値は２周期分の２つ存在する。ＰＷＭ信号生成部３６は、その２回の三相変調電圧指令値を足した値を、２キャリア周期分で再現する。或いは、１回目のキャリア周期で相電圧指令演算部３３から受けた値を、２倍した値を、２キャリア周期分で再現してもよい。

【0067】

図４で具体的には説明すると、Ｗ相について見ると、連続する２回のキャリア周期では２キャリア周期全体で、Ｗ相電圧指令補正値Ｃｗ＝Ｗ相電圧指令値Ｖｗ’＋共通加算値αになる。これは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相すべての相に共通で加算する数値となり、Ｕ相－Ｖ相の線間電圧、Ｖ相－Ｗ相の線間電圧、Ｗ相－Ｕ相の線間電圧でみれば、元の三相変調電圧指令値の通りの電圧に近い波形を印加できる。

【0068】

この共通加算値αは、三相変調電圧指令値はＵ相、Ｖ相、Ｗ相毎に出力しているが、この指令は実際には線間電圧の指令値であり、Ｕ相－Ｖ相の線間電圧、Ｖ相－Ｗ相の線間電圧、Ｗ相－Ｕ相の線間電圧を指令通りにすればよい。
数式的に表現すると、１回目のＵ相電圧指令値をＶｕ’１、２回目のＵ相電圧指令値をＶｕ’２として、１回目のＵ相ＰＷＭ信号でモータ８に印加できる電圧をＰＵ１、２回目のＵ相ＰＷＭ信号でモータ８に印加できる電圧をＰＵ２とすると、
ＰＵ１＋ＰＵ２＋α＝Ｖｕ’１＋Ｖｕ’２ ・・・（ｉ）
となる。

【0069】

同様に、Ｖ相、Ｗ相を考えると、
ＰＶ１＋ＰＶ２＋α＝Ｖｖ’１＋Ｖｖ’２ ・・・（ｉｉ）
ＰＷ１＋ＰＷ２＋α＝Ｖｗ’１＋Ｖｗ’２ ・・・（ｉｉｉ）
となる。
尚、Ｖｖ’１は１回目のＶ相電圧指令値、Ｖｖ’２は２回目のＶ相電圧指令値、ＰＶ１は１回目のＶ相ＰＷＭ信号でモータ８に印加できる電圧、ＰＶ２は２回目のＶ相ＰＷＭ信号でモータ８に印加できる電圧である。また、Ｖｗ’１は１回目のＷ相電圧指令値、Ｖｗ’２は２回目のＷ相電圧指令値、ＰＷ１は１回目のＷ相ＰＷＭ信号でモータ８に印加できる電圧、ＰＷ２は２回目のＷ相ＰＷＭ信号でモータ８に印加できる電圧である。

【0070】

尚、前述した如く１回目のキャリア周期で相電圧指令演算部３３から受けた値を、２倍した値を、２キャリア周期分で再現する場合を考えると式は以下の通りとなる。
ＰＵ１＋ＰＵ２＋α＝２×Ｖｕ’１ ・・・（ｉｖ）
ＰＶ１＋ＰＶ２＋α＝２×Ｖｖ’１ ・・・（ｖ）
ＰＷ１＋ＰＷ２＋α＝２×Ｖｗ’１ ・・・（ｖｉ）

【0071】

ちなみに、一般的な従来方式では上記式（ｉｖ）～（ｖｉ）は以下の式となる（二相変調等の線間変調をしていない場合は共通加算値αは０となる）。
ＰＵ１＋α＝Ｖｕ’１ ・・・（ｖｉｉ）
ＰＶ１＋α＝Ｖｖ’１ ・・・（ｖｉｉｉ）
ＰＷ１＋α＝Ｖｗ’１ ・・・（ｉｘ）
また、前述した特許文献の方式でも上記式（ｖｉｉ）～（ｉｘ）と同じ式で表現できる。

【0072】

前記式（ｉ）～（ｖｉ）で線間電圧を考えると、Ｕ相－Ｖ相の線間電圧は、
ＰＵ１＋ＰＵ２＋α―（ＰＶ１＋ＰＶ２＋α）＝Ｖｕ’１＋Ｖｕ’２―（Ｖｖ’１＋Ｖｖ’２） ・・・（ｘ）
そして、この式（ｘ）は下記式（ｘｉ）となる。
ＰＵ１―ＰＶ１＋ＰＵ２―ＰＶ２＝Ｖｕ’１―Ｖｖ’１＋Ｖｕ’２―Ｖｖ’２ ・・・（ｘｉ）

【0073】

そして、前記式（ｖｉｉ）～（ｉｘ）の従来方式でも、２キャリア周期分を考慮すると同じ値になる。Ｕ相、Ｖ相の２キャリア周期分は以下の通り。
ＰＵ１＋α＋ＰＵ２＋α＝Ｖｕ’１＋Ｖｕ’２ ・・・（ｘｉｉ）
ＰＶ１＋α＋ＰＶ２＋α＝Ｖｖ’１＋Ｖｖ’２ ・・・（ｘｉｉｉ）
これら式（ｘｉｉ）、（ｘｉｉｉ）を式（ｘ）の場合と同様に加算すると、以下のように同じ結果が得られる。
ＰＵ１＋α＋ＰＵ２＋α―（ＰＶ１＋α＋ＰＶ２＋α）＝Ｖｕ’１＋Ｖｕ’２―（Ｖｖ’１＋Ｖｖ’２） ・・・（ｘｉｖ）
そして、この式（ｘｉｖ）は下記式（ｘｖ）となり、式（ｘｉ）と同じとなる。
ＰＵ１―ＰＶ１＋ＰＵ２―ＰＶ２＝Ｖｕ’１―Ｖｖ’１＋Ｖｕ’２―Ｖｖ’２ ・・・（ｘｖ）

【0074】

以上の如く、実施例によっても２キャリア周期分を考慮した場合、ＰＷＭ信号生成部３６は、相電圧指令演算部３３の出力通りに電圧（電圧指令補正値Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗ）を出力していることが分かる（図４中の白抜き矢印の幅）。

【0075】

以上により、各相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの平均である中性点電位Ｖｃは、図４に示すように常に一定となり、変化しなくなるので、コモンモードノイズを効果的に解消、若しくは、抑制することができるようになる。また、実施例ではＰＷＭ信号生成部３６が、図４の最初のキャリア周期の前半ではＷ相の上アームスイッチング素子１８ＣをＯＮ、下アームスイッチング素子１８ＦをＯＦＦ状態に固定させると共に、Ｕ相の下アームスイッチング素子１８ＤがＯＮし、Ｖ相の上アームスイッチング素子１８ＢがＯＮしている状態からスイッチングの規定区間を開始するようにしているので、Ｕ相電圧Ｖｕの変化をＶ相電圧Ｖｖの変化で円滑に打ち消すことができるようになる。

【0076】

また、図４の次のキャリア周期の前半ではＵ相の上アームスイッチング素子１８ＡをＯＮ、下アームスイッチング素子１８ＤをＯＦＦ状態に固定させると共に、Ｖ相の上アームスイッチング素子１８ＢがＯＮし、Ｗ相の下アームスイッチング素子１８ＦがＯＮしている状態からスイッチングの規定区間を開始するようにしており、ここでもＶ相電圧Ｖｖの変化をＷ相電圧Ｖｗの変化で円滑に打ち消すことができるようになる。

【0077】

（３－２－２）Ｗ相電流ｉｗが反転する場合
しかしながら、図５に示す如く最初のキャリア周期でＷ相電流ｉｗがゼロクロスし、モータ８に流入する向き（＞０）から流出する向き（＜０）に反転した場合、図４と同じタイミングでスイッチング制御を行うと、Ｗ相電圧ＶｗはＷ相の下アームスイッチング素子１８ＦがＯＮするタイミングで立ち下がることになるので、デッドタイム及びスイッチング素子の遅延時間分の幅のパルス状に中性点電位Ｖｃが上がる方向に変動してしまうことになる。

【0078】

ここで、実施例のＰＷＭ信号生成部３６は、キャリア周期が開始（スイッチングの規定区間の開始）する毎に、当該キャリア周期内で相電流（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）がゼロクロスするか否か予測する。この実施例のＰＷＭ信号生成部３６は、最初のキャリア周期の後半でＷ相電流ｉｗがゼロクロスし、モータ８に流入する向きから流出する向きに反転すると予測した場合、ＰＷＭ信号生成部３６は図６に示す如く、当該最初のキャリア周期（図６の向かって左側のキャリア周期）では、Ｗ相の上下アームスイッチング素子１８Ｃ、１８Ｆのスイッチングを停止するようにＷ相電圧指令補正値Ｃｗの立ち上げ指令値Ｃｗｕｐと立ち下げ指令値Ｃｗｄｏｗｎを変更する。

【0079】

また、ＰＷＭ信号生成部３６は、Ｕ相電圧指令補正値Ｃｕの立ち上げ指令値Ｃｕｕｐと立ち下げ指令値Ｃｕｄｏｗｎ、及び、Ｖ相電圧指令補正値Ｃｖの立ち上げ指令値Ｃｖｕｐと立ち下げ指令値Ｃｖｄｏｗｎを変更することにより、Ｕ相の上下アームスイッチング素子１８Ａ、１８Ｄ、Ｖ相の上下アームスイッチング１８Ｂ、１８Ｅのスイッチングを同期させ、Ｕ相電圧Ｖｕの変化を、Ｖ相電圧Ｖｖの変化で打ち消す。

【0080】

このような第１の変更制御で各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｅのスイッチング動作を変更することにより、モータ８に流れる電流（Ｗ相電流ｉｗ）の向きが反転するＷ相電圧Ｖｗを変化させずに、他の二相の相電圧（Ｕ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧Ｖｖ）の変化を相互に打ち消すようにそれらの上下アームスイッチング素子１８Ａ、１８Ｄ、１８Ｂ、１８Ｅを同期してスイッチングさせ、Ｗ相電流ｉｗの向きが反転するキャリア周期（最初のキャリア周期）での中性点電位Ｖｃの変動を解消することができるようになる（図６の最下段）。これにより、コモンモードノイズの発生を極めて効果的に解消、若しくは、抑制することが可能となる。

【0081】

また、この場合（図６）もＵ相の下アームスイッチング素子１８ＤがＯＮし、他の二相の上アームスイッチング素子１８Ｂ、１８ＣがＯＮしている状態からスイッチングの規定区間（キャリア周期）を開始しているので、Ｕ相電圧Ｖｕの変化をＶ相電圧Ｖｖの変化で円滑に打ち消すことができるようになる。

【0082】

更に、この場合も上記第１の変更制御でＰＷＭ信号生成部３６は、Ｗ相電流ｉｗの向きが反転するキャリア周期（図６の向かって左側）と、それに連続するキャリア周期（図６の向かって右側）の全体において、図６に白抜き矢印で示す各相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗのパルス幅が、図４や図５に白抜き矢印で示した各相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗのパルス幅とそれぞれ同一、若しくは、略同一となるようにスイッチングを制御する。

【0083】

これにより、モータ８に流れる電流（Ｗ相電流ｉｗ）の向きが反転するキャリア周期（図６の向かって左側）とそれに連続するキャリア周期（図６の向かって右側）全体で線間電圧が変化してしまう不都合を解消、若しくは、抑制することができるようになるので、中性点電位Ｖｃの変動を解消、若しくは、抑制するためにスイッチング動作を変更することで、モータ８に印加される電圧が変化してしまう不都合を解消、若しくは、抑制し、モータ８の安定した運転制御を実現することができるようになる。

【0084】

（３－３）制御装置２１のＰＷＭ信号生成部３６が実行する第２の変更制御
次に、図７～図８を用いてＰＷＭ信号生成部３６が実行する第２の変更制御の一例を詳述する。
例えば、図７に示す如く連続する２回のキャリア周期の最初のキャリア周期でＵ相電流ｉｕがゼロクロスし、モータ８に流入する向き（＞０）から流出する向き（＜０）に反転し、Ｕ相の下アームスイッチング素子１８ＤがＯＦＦするタイミングでＵ相電圧Ｖｕが立ち上がってしまい、デッドタイム及びスイッチング素子の遅延時間分位相が遅れてＶ相の下アームスイッチング素子１８ＥがＯＮするタイミングでＶ相電圧Ｖｖが立ち下がった場合にも、デッドタイム及びスイッチング素子の遅延時間分の幅のパルス状に中性点電位Ｖｃが上がる方向に変動してしまうことになる。

【0085】

そこで、この実施例ではＰＷＭ信号生成部３６は、最初のキャリア周期の後半でＵ相電流ｉｕがゼロクロスし、モータ８に流入する向きから流出する向きに反転すると予測した場合、図８に示す如く、当該最初のキャリア周期（図８の向かって左側のキャリア周期）では、全ての相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆのスイッチングを停止するようにＵ相電圧指令補正値Ｃｕの立ち上げ指令値Ｃｕｕｐと立ち下げ指令値Ｃｕｄｏｗｎ、Ｖ相電圧指令補正値Ｃｖの立ち上げ指令値Ｃｖｕｐと立ち下げ指令値Ｃｖｄｏｗｎ、Ｗ相電圧指令補正値Ｃｗの立ち上げ指令値Ｃｗｕｐと立ち下げ指令値Ｃｗｄｏｗｎを変更する。

【0086】

このような第２の変更制御で各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｅのスイッチング動作を変更することにより、モータ８に流れる電流（Ｕ相電流ｉｕ）の向きが反転するＵ相電圧Ｖｕに加え、他の二相の相電圧（Ｖ相電圧Ｖｖ、Ｗ相電圧Ｖｗ）ｗも変化しないようになるので、Ｕ相電流ｉｕの向きが反転するキャリア周期（最初のキャリア周期）での中性点電位Ｖｃの変動を解消することができるようになる（図８の最下段）。これにより、コモンモードノイズの発生を極めて効果的に解消、若しくは、抑制することが可能となる。

【0087】

また、上記第２の変更制御でも、ＰＷＭ信号生成部３６はＵ相電流ｉｕの向きが反転するキャリア周期（図８の向かって左側）と、それに連続するキャリア周期（図８の向かって右側）の全体において、図８に白抜き矢印で示す各相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗのパルス幅が、図７に白抜き矢印で示した各相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗのパルス幅とそれぞれ同一、若しくは、略同一となるようにスイッチングを制御する。

【0088】

これにより、モータ８に流れる電流（Ｕ相電流ｉｕ）の向きが反転するキャリア周期（図８の向かって左側）とそれに連続するキャリア周期（図８の向かって右側）全体で線間電圧が変化してしまう不都合を解消、若しくは、抑制することができるようになるので、中性点電位Ｖｃの変動を解消、若しくは、抑制するためにスイッチング動作を変更することで、モータ８に印加される電圧が変化してしまう不都合を解消、若しくは、抑制し、モータ８の安定した運転制御を実現することができるようになる。

【0089】

（３－４）第１の変更制御と第２の変更制御の選択
また、ＰＷＭ信号生成部３６は上記の如く説明した第１の変更制御（図３、図６）と、第２の変更制御（図８）のうち、各相の上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆのスイッチング動作を変更する前（図６の場合には図５。図８の場合には図７）のスイッチング動作に近似する方を選択して実行する。これにより、スイッチング動作の変更がモータ８の運転に与える悪影響を最小限に抑えることが可能となる。

【0090】

（３－５）制御装置２１のＰＷＭ信号生成部３６が実行する第３の変更制御
次に、図９～図１０を用いてＰＷＭ信号生成部３６が実行する第３の変更制御の一例を詳述する。
例えば、図９に示す如く連続する２回のキャリア周期の最初のキャリア周期でＵ相とＶ相の下アームスイッチング素子１９Ｄ、１９ＥがＯＮし、Ｗ相の上アームスイッチング素子１８ＣがＯＮした状態でスイッチングの規定区間が開始（キャリア周期が開始）する場合に、Ｖ相電流ｉｖがゼロクロスし、モータ８に流入する向き（＞０）から流出する向き（＜０）に反転したときには、Ｖ相の下アームスイッチング素子１８ＥがＯＦＦするタイミングでＶ相電圧Ｖｖが立ち上がってしまい、デッドタイム及びスイッチング素子の遅延時間分位相が遅れてＵ相の上アームスイッチング素子１８ＡがＯＦＦするタイミングでＵ相電圧Ｖｕが立ち下がっても、デッドタイム及びスイッチング素子の遅延時間分の幅のパルス状に中性点電位Ｖｃが立ち上がる。即ち、中性点電位Ｖｃが立ち上がり、その後立ち下がるので、中性点電位Ｖｃは２回変動することになる。

【0091】

そこで、この実施例でＰＷＭ信号生成部３６は、図１０に示す如く、Ｖ相電流ｉｖが反転するキャリア周期（図１０の向かって左側）では、図９の場合と同様にＶ相の上下アームスイッチング素子１８Ｂ、１８Ｅをスイッチングする。一方、Ｕ相の下アームスイッチング素子１８ＡがＯＦＦするタイミングと、Ｗ相の上アームスイッチング素子１８ＣがＯＦＦするタイミングを同期させ、Ｕ相の上アームスイッチング素子１８ＡがＯＮするタイミングと、Ｗ相の下アームスイッチング素子１８ＦがＯＮするタイミングを同期させるようにＵ相電圧指令補正値Ｃｕの立ち上げ指令値Ｃｕｕｐと立ち下げ指令値Ｃｕｄｏｗｎ、Ｗ相電圧指令補正値Ｃｗの立ち上げ指令値Ｃｗｕｐと立ち下げ指令値Ｃｗｄｏｗｎを変更することにより、Ｕ相電圧Ｖｕが「Ｈ」に立ち上がり、Ｗ相電圧Ｖｗが「Ｌ」に立ち下がるタイミングを同期させ、Ｕ相電圧Ｖｕの変化を、Ｗ相電圧Ｖｗの変化で打ち消す。

【0092】

中性点電位ＶｃはＶ相の下アームスイッチング素子１８ＥがＯＦＦするタイミングで立ち上がり、その後は上がったままで変動しない状態となる（図１０の最下段）。このような第３の変更制御により、中性点電位Ｖｃの変動を、モータ８に流れる電流の向きが反転するＶ相の上下アームスイッチング素子１８Ｂ、１８Ｅのスイッチングによる１回のみ（立ち上がるときのみ）に削減することが可能となる。

【0093】

このような第３の変更制御で各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｅのスイッチング動作を変更することにより、当該電流の向きが反転するキャリア周期（図１０の向かって左側）での中性点電位Ｖｃの変動を、図９に示した場合よりも抑制することができるようになる。特にこの場合は、前述した第１の変更制御や第２の変更制御よりも高い変調率に対応できるようになるので、モータ８の回転数が高い運転状態が要求される場合に有利となる。

【0094】

また、上記第３の変更制御では、図１０の連続する２回のキャリア周期の全体において、ＰＷＭ信号生成部３６は全相に均等に図１０に破線白抜き矢印で示すパルス幅の電圧を各相に加算している。モータ８に印加される電圧は、相電圧の差であるため、全相に同じパルス幅（破線白抜き矢印）を加算してもモータ８に流れる電流（Ｖ相電流ｉｖ）の向きが反転するキャリア周期（図１０の向かって左側）とそれに連続するキャリア周期（図１０の向かって右側）全体で線間電圧が変化してしまうことはない。これにより、中性点電位Ｖｃの変動を解消、若しくは、抑制するためにスイッチング動作を変更することで、モータ８に印加される電圧が変化してしまう不都合を抑制しながら、モータ８の安定した運転制御を実現することができるようになる。

【0095】

（３－６）制御装置２１のＰＷＭ信号生成部３６が実行する第４の変更制御
次に、図１１～図１２を用いてＰＷＭ信号生成部３６が実行する第４の変更制御の一例を詳述する。
例えば、図１１に示す如く連続する２回のキャリア周期の最初のキャリア周期でＵ相とＶ相の下アームスイッチング素子１９Ｄ、１９ＥがＯＮし、Ｗ相の上アームスイッチング素子１８ＣがＯＮした状態でスイッチングの規定区間が開始（キャリア周期が開始）する場合に、Ｗ相電流ｉｗがゼロクロスし、モータ８に流入する向きが反転すると予測されるが、Ｗ相電流ｉｗの向きが不明であり、Ｕ相の上アームスイッチング素子１８ＡがＯＮするタイミングでＵ相電圧Ｖｕが立ち上がってしまい、デッドタイム及びスイッチング素子の遅延時間分位相が遅れてＷ相の下アームスイッチング素子１８ＦがＯＮし、Ｗ相電圧Ｖｗが立ち下がっても、デッドタイム及びスイッチング素子の遅延時間分の幅のパルス状に中性点電位Ｖｃが立ち上がる。即ち、中性点電位Ｖｃが立ち上がり、その後立ち下がるので、中性点電位Ｖｃは２回変動することになる。

【0096】

一方、この実施例の場合にはモータ８に流れる電流（ｉｗ）の向きが反転するＷ相以外のＵ相、Ｖ相は、何れも下アームスイッチング素子１８Ｄ、１８ＥがＯＮ状態でスイッチングの規定区間を開始することになるので、Ｕ相電圧ＶｕとＶ相電圧Ｖｖの変化を相互に打ち消すことができない。

【0097】

そこで、この実施例でＰＷＭ信号生成部３６は、反転するＷ相電流ｉｗの向きが分からないので、図１２に示す如く、Ｗ相電流ｉｗが反転するキャリア周期（図１１の向かって左側）では、図１１の場合と同様にｗ相の上下アームスイッチング素子１８Ｃ、１８Ｆをスイッチングする。一方、電流の向きがモータ８に流入する方向と分かっているＵ相の上アームスイッチング素子１８Ａは、Ｗ相電流ｉｗがモータ８から流出する向き（＜０）であるときにＷ相電圧Ｖｗが立ち下がるタイミングに合わせてＯＮするように同期させる。また、電流の向きがモータ８から流出する方向と分かっているＶ相の下アームスイッチング素子１８Ｅは、Ｗ相電流ｉｗがモータ８に流入する向き（＞０）であるときにＷ相電圧Ｖｗが立ち下がるタイミングに合わせてＯＦＦするように同期させるようにＵ相電圧指令補正値Ｃｕの立ち上げ指令値Ｃｕｕｐと立ち下げ指令値Ｃｕｄｏｗｎ、Ｖ相電圧指令補正値Ｃｖの立ち上げ指令値Ｃｖｕｐと立ち下げ指令値Ｃｖｄｏｗｎを変更することにより、Ｕ相電圧Ｖｕが「Ｈ」に立ち上がるタイミングと、Ｖ相電圧Ｖｖが「Ｈ」に立ち上がるタイミングを、デッドタイム及びスイッチング素子の遅延時間の影響で変わるＷ相電圧Ｖｗの立ち下がるタイミングにそれぞれ同期させ、何れかによりＷ相電圧Ｖｗの変化を打ち消す。

【0098】

図１２の例では実際にはＷ相電流ｉｗはモータ８に流入する向き（＞０）から流出する向き（＜０）に反転しているので、Ｗ相の下アームスイッチング素子１８ＦがＯＮするタイミングでＷ相電圧Ｖｗは立ち下がる。従って、中性点電位ＶｃはＶ相の下アームスイッチング素子１８ＥがＯＦＦするタイミングで立ち上がり、その後は上がったままで変動しない状態となる（図１２の最下段）。このような第４の変更制御により、実施例では中性点電位Ｖｃの変動を、Ｖ相の下アームスイッチング素子１８Ｅのスイッチングによる１回のみ（立ち上がるときのみ）に削減することが可能となる。

【0099】

このような第４の変更制御で各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｅのスイッチング動作を変更することにより、電流の向きが反転するキャリア周期（図１２の向かって左側）での中性点電位Ｖｃの変動を、図１１に示した場合よりも抑制することができるようになる。特にこの場合も、前述した第１の変更制御や第２の変更制御よりも高い変調率に対応できるようになるので、モータ８の回転数が高い運転状態が要求される場合に有利となる。

【0100】

また、上記第４の変更制御でも、図１２の連続する２回のキャリア周期の全体において、ＰＷＭ信号生成部３６は全相に均等に図１２に破線白抜き矢印で示すパルス幅の電圧を各相に加算しているので、モータ８に印加される電圧は、相電圧の差であるため、全相に同じパルス幅（破線白抜き矢印）を加算してもモータ８に流れる電流（Ｗ相電流ｉｗ）の向きが反転するキャリア周期（図１２の向かって左側）とそれに連続するキャリア周期（図１２の向かって右側）全体で線間電圧が変化してしまうことはない。これにより、中性点電位Ｖｃの変動を解消、若しくは、抑制するためにスイッチング動作を変更することで、モータ８に印加される電圧が変化してしまう不都合を抑制しながら、モータ８の安定した運転制御を実現することができるようになる。

【0101】

（３－７）中性点電位Ｖｃの変動の比較
ここで、図１３は以上詳述した各変更制御と従来の制御によるモータ８の中性点電位Ｖｃの変動を比較して示している。図中の最上段は図２０で説明した従来の通常の三相変調方式の場合の中性点電位Ｖｃを示しており、上から二段目は図２１、図２２で説明した如く相電圧の変化を他の相電圧の変化で打ち消すように電圧指令値を補正するが、相電流（モータ電流）の反転（ゼロクロス）を考慮しない場合の中性点電位Ｖｃを示している。

【0102】

そして、上から三段目は前述した第１の変更制御、第２の変更制御を行った場合の中性点電位Ｖｃを示し、最下段は第３の変更制御、第４の変更制御を行った場合の中性点電位Ｖｃを示している。尚、この場合の条件は、キャリア周波数２０ｋＨｚ、電気角周波数２００Ｈｚの場合である。

【0103】

この図から、第１の変更制御や第２の変更制御を実行することで、上から三段目に示される如くモータ８の中性点電位Ｖｃの変動が抑えられていることが分かる。また、第３の変更制御や第４の変更制御によっても、最下段に示される如く中性点電位Ｖｃが立ち上がり、立ち下がる回数が、最上段及び上から二段目に示される変動に比して、同じモータ電流位相において著しく減少していることが分かる。

【0104】

（３－８）線間電圧の纏め
また、図１４は図２０で説明した従来の通常の三相変調方式によるモータの線間電圧を示し、図１５は図２１、図２２で説明した相電流の反転（ゼロクロス）を考慮しない場合のモータの線間電圧を示している。そして、図１６は上述した各変更制御によるモータの線間電圧を示している。

【0105】

尚、この場合の条件も、キャリア周波数２０ｋＨｚ、電気角周波数２００Ｈｚの場合である。これらの図から明らかな如く、図１４や図１５に比して図１６の場合には歪みが出やすくなるものの、各線間電圧は許容可能な正弦波となっていることが分かる。

【0106】

（３－９）第１の変更制御及び第２の変更制御と、第３の変更制御及び第４の変更制御の切り換え
次に、図１７は前述した第１の変更制御と第２の変更制御による最大相電圧時の相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと、Ｕ相－Ｖ相、Ｖ相－Ｗ相、Ｗ相－Ｕ相の各線間電圧を示している。また、図１８は前述した第３の変更制御と第４の変更制御による最大相電圧時の相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと、Ｕ相－Ｖ相、Ｖ相－Ｗ相、Ｗ相－Ｕ相の各線間電圧を示している。尚、何れも－１～１に補正して正規化した値である。

【0107】

この図から明らかな如く、第１の変更制御や第２の変更制御（図１７）では、変調率は最大で２／３であるが、第３の変更制御や第４の変更制御（図１８）では、変調率を最大で４√３／９まで上げることが可能となる。即ち、第１の変更制御や第２の変更制御に比して、第３の変更制御や第４の変更制御は最大相電圧が大きくなり、モータ８に印加することができる線間電圧が大きくなることが分かる。

【0108】

そこで、制御装置２１のＰＷＭ信号生成部３６は、モータ８の運転状態に応じて前述した第１の変更制御及び第２の変更制御、第３の変更制御及び第４の変更制御の切り換えを行う。具体的には、この実施例ではモータ８の回転数が所定の閾値より低い第１の領域（低い変調率でよい領域）では、第１の変更制御又は第２の変更制御を選択して実行し、この第１の領域より高い所定の第２の領域（高い変調率が必要となる領域）では、第３の変更制御又は第４の変更制御を選択して実行する。これにより、モータ８の運転状態に応じて適切に中性点電位Ｖｃの変動を解消、若しくは、抑制することが可能となる。

【0109】

尚、実施例ではＰＷＭ信号生成部３６が、相電圧指令演算部３３が出力するＵ相電圧指令値Ｖｕ’、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ’、及び、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ’（三相変調電圧指令値）を、前記各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆをスイッチングする際のデッドタイム及びスイッチング素子の遅延時間を考慮しながら補正することにより、モータ８の中性点電位Ｖｃの変動が無くなる（ゼロとなる）ようなＵ相電圧指令補正値Ｃｕ、Ｖ相電圧指令補正値Ｃｖ、及び、Ｗ相電圧指令補正値Ｃｗ（電圧指令補正値）を演算し、更に、それらを変更することで相電流のゼロクロスによる中性点電位Ｖｃの変動を解消若しくは抑制するようにしたが、電圧指令補正値Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗの生成及び変更を相電圧指令演算部３３自体が行い、ＰＷＭ信号生成部３６に出力するようにしてもよい。

【0110】

また、上記各実施例では鋸波のキャリア信号を使用したが、それに限らず、三角波であってもよく、その形状は限定されない。また、実施例では２キャリア周期分を考慮した場合を示したが、同様に３キャリア周期以上を考慮してもよい。更に、実施例ではモータ８の回転数で上記各変更制御の切り換えを行うようにしたが、それに限らず、モータ８の負荷を示す別の指標を採用してもよい。更にまた、実施例では電動コンプレッサのモータを駆動制御するインバータ装置に本発明を適用したが、それに限らず、各種機器のモータの駆動制御に本発明は有効である。

【符号の説明】

【0111】

１ インバータ装置
８ モータ
１０ 上アーム電源ライン
１５ 下アーム電源ライン
１８Ａ～１８Ｆ 上下アームスイッチング素子
１９Ｕ Ｕ相ハーフブリッジ回路
１９Ｖ Ｖ相ハーフブリッジ回路
１９Ｗ Ｗ相ハーフブリッジ回路
２１ 制御装置
２６Ａ、２６Ｂ 電流センサ
２８ インバータ回路
３３ 相電圧指令演算部
３６ ＰＷＭ信号生成部
３７ ゲートドライバ

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】

【図18】

【図19】

【図20】

【図21】

【図22】