(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】特許公報(B2)
(11)【特許番号】
(24)【登録日】2023-12-14
(45)【発行日】2023-12-22
(54)【発明の名称】モータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤ
(51)【国際特許分類】
H02P 6/18 20160101AFI20231215BHJP
H02P 6/26 20160101ALI20231215BHJP
【ＦＩ】
H02P6/18
H02P6/26
【請求項の数】
10
(21)【出願番号】P 2022556836
(86)(22)【出願日】2020-10-19
(86)【国際出願番号】 JP2020039274
(87)【国際公開番号】W WO2022085049
(87)【国際公開日】2022-04-28
【審査請求日】2023-02-07
(73)【特許権者】
【識別番号】000006013
【氏名又は名称】三菱電機株式会社
(74)【代理人】
【識別番号】100118762
【弁理士】
【氏名又は名称】高村 順
(72)【発明者】
【氏名】▲高▼山 裕次
(72)【発明者】
【氏名】畠山 和徳
【審査官】柏崎 翔
(56)【参考文献】
【文献】特開２０１３－５５３３（ＪＰ，Ａ）
【文献】国際公開第２０１８／０７３８６９（ＷＯ，Ａ１）
【文献】特開２０１３－８１３７５（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開昭６３－１１０８５（ＪＰ，Ａ）
(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)
Ｈ０２Ｐ ６／１８
Ｈ０２Ｐ ６／２６
(57)【特許請求の範囲】
【請求項1】
単相モータを駆動するモータ駆動装置であって、直流電圧を交流電圧に変換し、変換した前記交流電圧を前記単相モータに印加するインバータと、
前記単相モータに誘起されるモータ誘起電圧と相関のある第１の物理量を検出する第１の検出器と、
を備え、
前記単相モータの加速時において、前記インバータは、第１の期間に前記単相モータに第１電圧を印加し、前記第１電圧の印加後の第２の期間に、前記第１電圧の極性を反転した第２電圧を印加し、
前記第１の期間と前記第２の期間との間には、前記第１電圧の印加を停止する印加停止期間が存在し、
前記インバータは、前記第１の物理量の絶対値が第１の閾値に到達する都度、前記単相モータに印加する電圧の極性を反転し、
前記モータ誘起電圧に対する前記第１及び第２電圧の進み角は前記第１の閾値に基づいて設定され、
前記単相モータの回転速度が予め設定された第１の回転速度以上である場合、前記第１の閾値は正値に設定され、且つ前記第１の閾値は前記回転速度の増加に対して増加傾向である
モータ駆動装置。
【請求項2】
前記単相モータの回転速度が前記第１の回転速度未満である場合、前記第１の閾値は零値に設定される
請求項１に記載のモータ駆動装置。
【請求項3】
前記第１電圧及び前記第２電圧の平均値の絶対値は、前記回転速度の増加に対して増加傾向である請求項１又は２に記載のモータ駆動装置。
【請求項4】
前記単相モータは位置センサレスで駆動される請求項１から３の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
【請求項5】
前記単相モータに流れる電流と相関のある第２の物理量を検出する第２の検出器を備え、前記第２の物理量が第２の閾値に到達した際には、前記インバータは動作を停止する
請求項１から４の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
【請求項6】
前記インバータは、ブリッジ接続される複数のスイッチング素子を有し、複数の前記スイッチング素子のうちの少なくとも１つはワイドバンドギャップ半導体で形成されている
請求項１から５の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
【請求項7】
前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム、酸化ガリウム又はダイヤモンドである請求項６に記載のモータ駆動装置。
【請求項8】
請求項１から７の何れか１項に記載のモータ駆動装置を備えた電動送風機。
【請求項9】
請求項８に記載の電動送風機を備えた電気掃除機。
【請求項10】
請求項８に記載の電動送風機を備えたハンドドライヤ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本開示は、単相モータを駆動するモータ駆動装置、モータ駆動装置によって駆動される単相モータを搭載した電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤに関する。
【背景技術】
【0002】
従来、モータを安価に駆動するための手段として、位置センサを用いずにモータ電流に基づいてモータの回転子位置を推定する位置センサレス制御が広く知られている。下記特許文献１には、三相のブラシレスモータを位置センサレスで起動する方法において、１回の通電でロータの初期位置を設定し、設定した初期位置の情報に基づいてモータの回転速度を上昇させ、回転速度が上昇した後に、ロータの位置検出を行う方法が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0003】
【文献】特開平１－３０８１９２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0004】
しかしながら、上記特許文献１の技術は、回転速度が上昇した後にロータの位置検出を再度行う必要がある。このため、規定の回転速度に達するまでの時間が長くかかるという課題がある。モータが単相モータである場合も、同様な課題が生ずる。なお、特許文献１は、位置センサレス制御に関する技術であるが、位置センサ付き制御においても、加速時間の短縮化を図ることは、特に、高加速レートが求められるアプリケーションにおいて有用である。
【0005】
本開示は、上記に鑑みてなされたものであって、単相モータを加速する際の加速時間の短縮化を図ることができるモータ駆動装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【0006】
上述した課題を解決し、目的を達成するため、本開示に係るモータ駆動装置は、単相モータを駆動するモータ駆動装置である。モータ駆動装置は、インバータと、第１の検出器と、を備える。インバータは、直流電圧を交流電圧に変換し、変換した交流電圧を単相モータに印加する。第１の検出器は、単相モータに誘起されるモータ誘起電圧と相関のある第１の物理量を検出する。単相モータの加速時において、インバータは、第１の期間に単相モータに第１電圧を印加し、第１電圧の印加後の第２の期間に、第１電圧の極性を反転した第２電圧を印加する。第１の期間と第２の期間との間には、第１電圧の印加を停止する印加停止期間が存在する。印加停止期間において、第１の検出器によって検出される第１の物理量は、単相モータの回転速度の増加に対して増加傾向である。
【発明の効果】
【0007】
本開示に係るモータ駆動装置によれば、単相モータを加速する際の加速時間の短縮化を図ることができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【0008】
【図1】実施の形態１に係るモータ駆動装置を含むモータ駆動システムの構成を示すブロック図
【図2】実施の形態１における単相モータの構造の説明に供する断面図
【図13】実施の形態１における要部の動作説明に使用する第１の図
【図14】実施の形態１における要部の動作説明に使用する第２の図
【図15】実施の形態２に係る電気掃除機の構成図
【図16】実施の形態２に係るハンドドライヤの構成図
【発明を実施するための形態】
【0009】
以下に添付図面を参照し、本開示の実施の形態に係るモータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤを図面に基づいて詳細に説明する。
【0010】
実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係るモータ駆動装置２を含むモータ駆動システム１の構成を示すブロック図である。図１に示すモータ駆動システム１は、単相モータ１２と、モータ駆動装置２と、バッテリ１０と、を備える。モータ駆動装置２は、単相モータ１２に交流電力を供給して単相モータ１２を駆動する駆動装置である。バッテリ１０は、モータ駆動装置２に直流電力を供給する直流電源である。
図１は、実施の形態１に係るモータ駆動装置２を含むモータ駆動システム１の構成を示すブロック図である。図１に示すモータ駆動システム１は、単相モータ１２と、モータ駆動装置２と、バッテリ１０と、を備える。モータ駆動装置２は、単相モータ１２に交流電力を供給して単相モータ１２を駆動する駆動装置である。バッテリ１０は、モータ駆動装置２に直流電力を供給する直流電源である。
【0011】
モータ駆動装置２は、インバータ１１と、アナログディジタル変換器３０と、制御部２５と、駆動信号生成部３２とを備える。インバータ１１と単相モータ１２は、２本の接続線１８ａ，１８ｂによって接続されている。
【0012】
モータ駆動システム１は、電圧検出器２０，２１及び電流検出器２２，２４を備えている。モータ駆動システム１は、ロータ１２ａの回転位置を検出するための位置センサ信号を用いない、いわゆる位置センサレス制御の駆動システムである。
【0013】
電圧検出器２０は、バッテリ１０からモータ駆動装置２に出力される直流電圧Ｖｄｃを検出する検出器である。直流電圧Ｖｄｃは、バッテリ１０の出力電圧であり、インバータ１１への印加電圧である。
【0014】
電圧検出器２１は、接続線１８ａ，１８ｂ間に生じる交流電圧Ｖａｃを検出する検出器である。交流電圧Ｖａｃは、インバータ１１が単相モータ１２に印加するモータ印加電圧と、単相モータ１２によって誘起されるモータ誘起電圧とが重畳された電圧である。インバータ１１が動作を停止し、単相モータ１２が回転している場合、モータ誘起電圧が観測される。従って、電圧検出器２１の検出値は、モータ誘起電圧と相関のある物理量である。このため、本稿では、電圧検出器２１の検出値を「モータ誘起電圧と相関のある第１の物理量」と記載する場合がある。また、本稿では、インバータ１１が動作を停止し、インバータ１１が電圧を出力していない状態を「ゲートオフ」と呼ぶ。また、インバータ１１が出力する電圧を、適宜「インバータ出力電圧」と呼ぶ。
【0015】
電流検出器２２は、モータ電流Ｉｍを検出する検出器である。モータ電流Ｉｍは、インバータ１１と単相モータ１２との間で流出入する交流電流である。モータ電流Ｉｍは、単相モータ１２のステータ１２ｂに巻かれている、図１では不図示の巻線に流れる交流電流に等しい。電流検出器２２には、変流器（Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ：ＣＴ）、又はシャント抵抗を用いて電流を検出する電流検出器を例示できる。
【0016】
電流検出器２４は、電源電流Ｉｄｃを検出する検出器である。電源電流Ｉｄｃは、バッテリ１０とインバータ１１との間に流れる直流電流である。電流検出器２４としては、図示のようにシャント抵抗を用いる構成が一般的である。電流検出器２４に流れる電源電流Ｉｄｃの検出値は、電圧値に変換されてアナログディジタル変換器３０に入力される。なお、本稿では、電流検出器２４の検出値を、適宜「シャント電圧」と呼ぶ。また、電源電流Ｉｄｃの検出値であるシャント電圧は、モータ電流Ｉｍと相関関係がある。即ち、モータ電流Ｉｍが増加すればシャント電圧も増加し、モータ電流Ｉｍが減少すればシャント電圧も減少する。このため、本稿では、シャント電圧を「モータ電流Ｉｍと相関のある第２の物理量」と記載する場合がある。また、本稿では、電流検出器２４を「第２の検出器」と呼ぶ場合がある。
【0017】
単相モータ１２は、不図示の電動送風機を回転させる回転電機として利用される。電動送風機は、電気掃除機及びハンドドライヤといった装置に搭載される。
【0018】
インバータ１１は、バッテリ１０から印加される直流電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換する電力変換器である。インバータ１１は、変換した交流電圧を単相モータ１２に印加することで、単相モータ１２に交流電力を供給する。
【0019】
アナログディジタル変換器３０は、アナログデータをディジタルデータに変換する信号変換器である。アナログディジタル変換器３０は、電圧検出器２０によって検出された直流電圧Ｖｄｃの検出値、及び電圧検出器２１によって検出された交流電圧Ｖａｃの検出値をディジタルデータに変換して制御部２５に出力する。また、アナログディジタル変換器３０は、電流検出器２２によって検出されたモータ電流Ｉｍの検出値、及び電流検出器２４によって検出され電源電流Ｉｄｃの検出値をディジタルデータに変換して制御部２５に出力する。
【0020】
制御部２５は、アナログディジタル変換器３０で変換されたディジタル出力値３０ａと、電圧振幅指令Ｖ＊とに基づいて、ＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４（以下、適宜「Ｑ１～Ｑ４」と表記）を生成する。電圧振幅指令Ｖ＊については、後述する。
【0021】
駆動信号生成部３２は、制御部２５から出力されるＰＷＭ信号Ｑ１～Ｑ４に基づいて、インバータ１１内のスイッチング素子を駆動するための駆動信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４（以下、適宜「Ｓ１～Ｓ４」と表記）を生成する。
【0022】
制御部２５は、プロセッサ３１、キャリア生成部３３及びメモリ３４を有する。プロセッサ３１は、ＰＷＭ制御を行うためのＰＷＭ信号Ｑ１～Ｑ４を生成する。プロセッサ３１は、ＰＷＭ制御及び進角制御に関する各種演算を行う処理部である。プロセッサ３１としては、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）、マイクロプロセッサ、マイコン、マイクロコンピュータ、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、又はシステムＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ Ｓｃａｌｅ Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）を例示できる。
【0023】
メモリ３４には、プロセッサ３１によって読みとられるプログラムが保存される。メモリ３４は、プロセッサ３１が演算処理を行う際の作業領域としても使用される。メモリ３４は、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ ＥＰＲＯＭ）といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリが一般的である。キャリア生成部３３の構成の詳細は後述する。
【0024】
図２は、実施の形態１における単相モータ１２の構造の説明に供する断面図である。図２には、実施の形態で用いる単相モータ１２の一例として、単相の永久磁石ブラシレスモータのロータ１２ａ及びステータ１２ｂの断面形状が示されている。
【0025】
ロータ１２ａはシャフト１２ｃに嵌合され、図示の矢印方向、即ち反時計回りに回転可能に構成される。ロータ１２ａには、４個の永久磁石が周方向に配列されている。これらの４個の永久磁石は、着磁方向が周方向に交互に反転するように配置され、ロータ１２ａにおける磁極を形成する。なお、実施の形態１では、ロータ１２ａの磁極数が４極の場合を例示するが、ロータ１２ａの磁極数は４極以外でもよい。
【0026】
ロータ１２ａの周囲には、ステータ１２ｂが配置される。ステータ１２ｂは、４つの分割コア１２ｄが環状に連結されて構成されている。
【0027】
分割コア１２ｄは、非対称形状のティース１２ｅを有する。ティース１２ｅには、巻線１２ｆが巻回されている。ティース１２ｅは、ロータ１２ａ側に突出する第１先端部１２ｅ１及び第２先端部１２ｅ２を有する。回転方向に対し、回転方向の先にある側が第１先端部１２ｅ１であり、回転方向の後にある側が第２先端部１２ｅ２である。ここで、第１先端部１２ｅ１とロータ１２ａとの距離を「第１ギャップ」と呼び、Ｇ１で表す。また、第２先端部１２ｅ２とロータ１２ａとの距離を「第２ギャップ」と呼び、Ｇ２で表す。第１ギャップＧ１と第２ギャップＧ２との間には、Ｇ１＜Ｇ２の関係がある。
【0028】
なお、単相モータ１２は、永久磁石をロータ１２ａの表面に配置する（Ｓｕｒｆａｃｅ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ：ＳＰＭ）構造のモータであってもよいし、永久磁石をロータ１２ａの内部に埋め込む磁石埋込型（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ：ＩＰＭ）構造のモータであってもよい。単相モータ１２がＳＰＭ構造のモータである場合、リラクタンストルクによるトルク脈動を小さくできるという効果がある。また、単相モータ１２がＩＰＭ構造のモータである場合、永久磁石を保持する構造が容易になるという効果がある。
【0029】
図３は、図２に示す単相モータ１２を励磁した際のロータ位置の変化を示す図である。図４は、図２に示す単相モータ１２のトルク特性を示す図である。図３の上段部には、ロータ１２ａの停止位置が示されている。ロータ１２ａの停止位置において、磁極の中心を表す磁極中心線と、ステータ１２ｂの構造的な中心を表すティース中心線とは、回転方向に対して磁極中心線が先行するようにずれている。これは、単相モータ１２が非対称形状のティース１２ｅを有する構造であるために生ずる。この構造により、図４に示すようなトルク特性が表れる。
【0030】
図４において、実線で示す曲線Ｋ１はモータトルク、破線で示す曲線Ｋ２はコギングトルクを表している。モータトルクは、ステータ１２ｂの巻線に流れる電流によってロータ１２ａに発生するトルクである。コギングトルクは、ステータ１２ｂの巻線に電流が流れていないときに永久磁石の磁力によってロータ１２ａに発生するトルクである。反時計方向をトルクの正にとる。また、図４の横軸は機械角を表しており、磁極中心線がティース中心線に一致するロータ１２ａの停止位置が機械角０°である。図４に示されるように、機械角０°のときのコギングトルクは正である。このため、ロータ１２ａは反時計方向に回転し、コギングトルクがゼロとなる機械角θ１の位置で停止する。この機械角θ１の位置が、図３の上段部に示す停止位置である。
【0031】
図２に示す単相モータ１２の場合、ロータ１２ａの停止位置は２箇所ある。停止位置の１つは、上述した図３の上段部に示す停止位置であり、もう１つは図３の下段部に示す停止位置である。巻線１２ｆに直流電圧を印加すると、反時計回りに回転し、図３の中段部に示す励磁中の状態を経て図３の下段部に示す状態で停止する。図３の例の場合、直流電圧の印加によってティース１２ｅに発生する磁力が、対向するロータ１２ａの磁極と同極であるため、回転方向にトルクがかかり、ロータ１２ａは回転する。そして、ある時間が経過し、ティース１２ｅに発生する磁力と、対向するロータ１２ａの磁極とが異極となる図３の下段部の位置で安定的に停止する。
【0032】
【0033】
スイッチング素子５１，５２は、第１のレグであるレグ５Ａを構成する。レグ５Ａは、第１のスイッチング素子であるスイッチング素子５１と、第２のスイッチング素子であるスイッチング素子５２とが直列に接続された直列回路である。
【0034】
スイッチング素子５３，５４は、第２のレグであるレグ５Ｂを構成する。レグ５Ｂは、第３のスイッチング素子であるスイッチング素子５３と、第４のスイッチング素子であるスイッチング素子５４とが直列に接続された直列回路である。
【0035】
レグ５Ａ，５Ｂは、高電位側の直流母線１６ａと低電位側の直流母線１６ｂとの間に、互いに並列になるように接続される。これにより、レグ５Ａ，５Ｂは、バッテリ１０の両端に並列に接続される。
【0036】
スイッチング素子５１，５３は、高電位側に位置し、スイッチング素子５２，５４は、低電位側に位置する。一般的に、インバータ回路では、高電位側は「上アーム」と称され、低電位側は「下アーム」と称される。よって、レグ５Ａのスイッチング素子５１を「上アームの第１のスイッチング素子」と呼び、レグ５Ａのスイッチング素子５２を「下アームの第２のスイッチング素子」と呼ぶ場合がある。同様に、レグ５Ｂのスイッチング素子５３を「上アームの第３のスイッチング素子」と呼び、レグ５Ｂのスイッチング素子５４を「下アームの第４のスイッチング素子」と呼ぶ場合がある。
【0037】
スイッチング素子５１とスイッチング素子５２との接続端６Ａと、スイッチング素子５３とスイッチング素子５４との接続端６Ｂとは、ブリッジ回路における交流端を構成する。接続端６Ａと接続端６Ｂとの間には、単相モータ１２が接続される。
【0038】
スイッチング素子５１～５４のそれぞれには、金属酸化膜半導体電界効果型トランジスタであるＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）が使用される。ＭＯＳＦＥＴは、ＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）の一例である。
【0039】
スイッチング素子５１には、スイッチング素子５１のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５１ａが形成される。スイッチング素子５２には、スイッチング素子５２のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５２ａが形成される。スイッチング素子５３には、スイッチング素子５３のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５３ａが形成される。スイッチング素子５４には、スイッチング素子５４のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５４ａが形成される。複数のボディダイオード５１ａ，５２ａ，５３ａ，５４ａのそれぞれは、ＭＯＳＦＥＴの内部に形成される寄生ダイオードであり、還流ダイオードとして使用される。なお、別途の還流ダイオードを接続してもよい。また、ＭＯＳＦＥＴに代えて絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＩＧＢＴ）を用いてもよい。
【0040】
スイッチング素子５１～５４は、シリコン系材料により形成されたＭＯＳＦＥＴに限定されず、炭化珪素、窒化ガリウム、酸化ガリウム又はダイヤモンドといったワイドバンドギャップ（Ｗｉｄｅ Ｂａｎｄ Ｇａｐ：ＷＢＧ）半導体により形成されたＭＯＳＦＥＴでもよい。
【0041】
一般的にＷＢＧ半導体はシリコン半導体に比べて耐電圧及び耐熱性が高い。そのため、複数のスイッチング素子５１～５４のうちの少なくとも１つにＷＢＧ半導体を用いることにより、スイッチング素子の耐電圧性及び許容電流密度が高くなり、スイッチング素子を組み込んだ半導体モジュールを小型化できる。また、ＷＢＧ半導体は、耐熱性も高い。このため、半導体モジュールで発生した熱を放熱するための放熱部の小型化が可能である。また、半導体モジュールで発生した熱を放熱する放熱構造の簡素化が可能である。
【0042】
また、図６は、図５に示すインバータ１１の変形例を示す回路図である。図６に示すインバータ１１Ａは、図５に示すインバータ１１の構成において、更にシャント抵抗５５ａ，５５ｂを追加したものである。シャント抵抗５５ａは、レグ５Ａに流れる電流を検出するための検出器であり、シャント抵抗５５ｂは、レグ５Ｂに流れる電流を検出するための検出器である。図６に示すように、シャント抵抗５５ａは、スイッチング素子５２の低電位側の端子と、直流母線１６ｂとの間に接続され、シャント抵抗５５ｂは、スイッチング素子５４の低電位側の端子と直流母線１６ｂとの間に接続されている。シャント抵抗５５ａ，５５ｂを備えるインバータ１１Ａを用いた場合、図１に示す電流検出器２２は、省略することができる。この構成の場合、シャント抵抗５５ａ，５５ｂの検出値は、アナログディジタル変換器３０を介してプロセッサ３１に送られる。プロセッサ３１は、シャント抵抗５５ａ，５５ｂの検出値に基づいて、後述する起動制御を実施する。
【0043】
なお、シャント抵抗５５ａは、レグ５Ａに流れる電流を検出できるものであればよく、図６のものに限定されない。シャント抵抗５５ａは、直流母線１６ａとスイッチング素子５１の高電位側の端子との間、スイッチング素子５１の低電位側の端子と接続端６Ａとの間、又は接続端６Ａとスイッチング素子５２の高電位側の端子との間に配置されるものであってもよい。同様に、シャント抵抗５５ｂは、直流母線１６ａとスイッチング素子５３の高電位側の端子との間、スイッチング素子５３の低電位側の端子と接続端６Ｂとの間、又は接続端６Ｂとスイッチング素子５４の高電位側の端子との間に配置されるものであってもよい。また、シャント抵抗５５ａ，５５ｂに代え、ＭＯＦＦＥＴのオン抵抗を利用し、オン抵抗の両端に生じる電圧で電流検出を行う構成としてもよい。
【0044】
【0045】
図７において、キャリア比較部３８には、後述する電圧指令Ｖｍを生成するときに用いる進角制御された進角位相θｖと基準位相θｅとが入力される。基準位相θｅは、ロータ１２ａの基準位置からの角度であるロータ機械角を電気角に換算した位相である。なお、前述したように、実施の形態１に係るモータ駆動装置２は、位置センサからの位置センサ信号を用いない、いわゆる位置センサレス制御の構成である。このため、ロータ機械角及び基準位相θｅは、演算によって推定される。また、ここで言う「進角位相」とは、電圧指令Ｖｍの「進み角」である「進角」を位相で表したものである。更に、ここで言う「進み角」とは、ステータ１２ｂの巻線１２ｆに印加されるモータ印加電圧と、ステータ１２ｂの巻線１２ｆに誘起されるモータ誘起電圧との間の位相差である。なお、モータ印加電圧がモータ誘起電圧よりも進んでいるときに「進み角」は正の値をとる。
【0046】
また、キャリア比較部３８には、進角位相θｖと基準位相θｅとに加え、キャリア生成部３３で生成されたキャリアと、直流電圧Ｖｄｃと、電圧指令Ｖｍの振幅値である電圧振幅指令Ｖ＊とが入力される。キャリア比較部３８は、キャリア、進角位相θｖ、基準位相θｅ、直流電圧Ｖｄｃ及び電圧振幅指令Ｖ＊に基づいて、ＰＷＭ信号Ｑ１～Ｑ４を生成する。
【0047】
【0048】
図８において、キャリア生成部３３には、キャリアの周波数であるキャリア周波数ｆＣ［Ｈｚ］が設定される。キャリア周波数ｆＣの矢印の先には、キャリア波形の一例として、“０”と“１”との間を上下する三角波キャリアが示される。インバータ１１のＰＷＭ制御には、同期ＰＷＭ制御と非同期ＰＷＭ制御とがある。同期ＰＷＭ制御の場合、進角位相θｖにキャリアを同期させる必要がある。一方、非同期ＰＷＭ制御の場合、進角位相θｖにキャリアを同期させる必要はない。
【0049】
キャリア比較部３８Ａは、図８に示すように、絶対値演算部３８ａ、除算部３８ｂ、乗算部３８ｃ、乗算部３８ｄ、乗算部３８ｆ、加算部３８ｅ、比較部３８ｇ、比較部３８ｈ、出力反転部３８ｉ及び出力反転部３８ｊを有する。
【0050】
絶対値演算部３８ａでは、電圧振幅指令Ｖ＊の絶対値｜Ｖ＊｜が演算される。除算部３８ｂでは、絶対値｜Ｖ＊｜が、電圧検出器２０で検出された直流電圧Ｖｄｃによって除算される。図８の構成では、除算部３８ｂの出力が変調率となる。バッテリ１０の出力電圧であるバッテリ電圧は、電流を流し続けることにより変動する。一方、絶対値｜Ｖ＊｜を直流電圧Ｖｄｃで除算することにより、変調率の値を調整し、バッテリ電圧の低下によってモータ印加電圧が低下しないようにできる。
【0051】
乗算部３８ｃでは、基準位相θｅに進角位相θｖを加えた“θｅ＋θｖ”の正弦値が演算される。演算された“θｅ＋θｖ”の正弦値は、除算部３８ｂの出力である変調率に乗算される。乗算部３８ｄでは、乗算部３８ｃの出力である電圧指令Ｖｍに“１／２”が乗算される。加算部３８ｅでは、乗算部３８ｄの出力に“１／２”が加算される。乗算部３８ｆでは、加算部３８ｅの出力に“－１”が乗算される。加算部３８ｅの出力は、複数のスイッチング素子５１～５４のうち、上アームの２つのスイッチング素子５１，５３を駆動するための正側電圧指令Ｖｍ１として比較部３８ｇに入力され、乗算部３８ｆの出力は、下アームの２つのスイッチング素子５２，５４を駆動するための負側電圧指令Ｖｍ２として比較部３８ｈに入力される。
【0052】
比較部３８ｇでは、正側電圧指令Ｖｍ１と、キャリアの振幅とが比較される。比較部３８ｇの出力を反転した出力反転部３８ｉの出力は、スイッチング素子５１へのＰＷＭ信号Ｑ１となり、比較部３８ｇの出力は、スイッチング素子５２へのＰＷＭ信号Ｑ２となる。同様に、比較部３８ｈでは、負側電圧指令Ｖｍ２と、キャリアの振幅とが比較される。比較部３８ｈの出力を反転した出力反転部３８ｊの出力は、スイッチング素子５３へのＰＷＭ信号Ｑ３となり、比較部３８ｈの出力は、スイッチング素子５４へのＰＷＭ信号Ｑ４となる。出力反転部３８ｉにより、スイッチング素子５１とスイッチング素子５２とが同時にオンされることはなく、出力反転部３８ｊにより、スイッチング素子５３とスイッチング素子５４とが同時にオンされることはない。
【0053】
図９は、図８に示すキャリア比較部３８Ａを用いて動作させたときの要部の波形例を示す図である。図９には、加算部３８ｅから出力される正側電圧指令Ｖｍ１の波形と、乗算部３８ｆから出力される負側電圧指令Ｖｍ２の波形と、ＰＷＭ信号Ｑ１～Ｑ４の波形と、インバータ出力電圧の波形とが示されている。
【0054】
ＰＷＭ信号Ｑ１は、正側電圧指令Ｖｍ１がキャリアよりも大きいときに“ロー（Ｌｏｗ）”となり、正側電圧指令Ｖｍ１がキャリアよりも小さいときに“ハイ（Ｈｉｇｈ）”となる。ＰＷＭ信号Ｑ２は、ＰＷＭ信号Ｑ１の反転信号である。ＰＷＭ信号Ｑ３は、負側電圧指令Ｖｍ２がキャリアよりも大きいときに“ロー（Ｌｏｗ）”となり、負側電圧指令Ｖｍ２がキャリアよりも小さいときに“ハイ（Ｈｉｇｈ）”となる。ＰＷＭ信号Ｑ４は、ＰＷＭ信号Ｑ３の反転信号である。このように、図８に示される回路は、“ローアクティブ（Ｌｏｗ Ａｃｔｉｖｅ）”で構成されているが、それぞれの信号が逆の値となる“ハイアクティブ（Ｈｉｇｈ Ａｃｔｉｖｅ）”で構成されていてもよい。
【0055】
インバータ出力電圧の波形は、図９に示されるように、ＰＷＭ信号Ｑ１とＰＷＭ信号Ｑ４との差電圧による電圧パルスと、ＰＷＭ信号Ｑ３とＰＷＭ信号Ｑ２との差電圧による電圧パルスとが表れる。これらの電圧パルスが、モータ印加電圧として、単相モータ１２に印加される。
【0056】
ＰＷＭ信号Ｑ１～Ｑ４を生成する際に使用する変調方式としては、バイポーラ変調と、ユニポーラ変調とが知られている。バイポーラ変調は、電圧指令Ｖｍの１周期ごとに正又は負の電位で変化する電圧パルスを出力する変調方式である。ユニポーラ変調は、電圧指令Ｖｍの１周期ごとに３つの電位で変化する電圧パルス、即ち正の電位と負の電位と零の電位とに変化する電圧パルスを出力する変調方式である。図９に示される波形は、ユニポーラ変調によるものである。実施の形態１に係るモータ駆動装置２においては、何れの変調方式を用いてもよい。なお、モータ電流波形をより正弦波に制御する必要がある用途では、バイポーラ変調よりも、高調波含有率が少ないユニポーラ変調を採用することが好ましい。
【0057】
また、図９に示される波形は、電圧指令Ｖｍの半周期Ｔ／２の期間において、レグ５Ａを構成するスイッチング素子５１，５２と、レグ５Ｂを構成するスイッチング素子５３，５４の４つのスイッチング素子をスイッチング動作させる方式によって得られる。この方式は、正側電圧指令Ｖｍ１と負側電圧指令Ｖｍ２の双方でスイッチング動作させることから、「両側ＰＷＭ」と呼ばれる。これに対し、電圧指令Ｖｍの１周期Ｔのうちの一方の半周期では、スイッチング素子５１，５２のスイッチング動作を休止させ、電圧指令Ｖｍの１周期Ｔのうちの他方の半周期では、スイッチング素子５３，５４のスイッチング動作を休止させる方式もある。この方式は、「片側ＰＷＭ」と呼ばれる。以下、「片側ＰＷＭ」について説明する。なお、以下の説明において、両側ＰＷＭで動作させる動作モードを「両側ＰＷＭモード」と呼び、片側ＰＷＭで動作させる動作モードを「片側ＰＷＭモード」と呼ぶ。また、「両側ＰＷＭ」によるＰＷＭ信号を「両側ＰＷＭ信号」と呼び、「片側ＰＷＭ」によるＰＷＭ信号を「片側ＰＷＭ信号」と呼ぶ場合がある。
【0058】
図１０は、図７に示すキャリア比較部３８の他の例を示すブロック図である。図１０には、片側ＰＷＭ信号の生成回路の一例が示され、具体的には、キャリア比較部３８Ｂ及びキャリア生成部３３の詳細構成が示されている。なお、図１０に示されるキャリア生成部３３の構成は、図８に示されるものと同一又は同等である。また、図１０に示されるキャリア比較部３８Ｂの構成において、図８に示されるキャリア比較部３８Ａと同一又は同等の構成部には同一の符号を付して示している。
【0059】
キャリア比較部３８Ｂは、図１０に示されるように、絶対値演算部３８ａ、除算部３８ｂ、乗算部３８ｃ、乗算部３８ｋ、加算部３８ｍ、加算部３８ｎ、比較部３８ｇ、比較部３８ｈ、出力反転部３８ｉ及び出力反転部３８ｊを有する。
【0060】
絶対値演算部３８ａでは、電圧振幅指令Ｖ*の絶対値｜Ｖ*｜が演算される。除算部３８ｂでは、絶対値｜Ｖ*｜が、電圧検出器２０で検出された直流電圧Ｖｄｃによって除算される。図１０の構成でも、除算部３８ｂの出力が変調率となる。
【0061】
乗算部３８ｃでは、基準位相θｅに進角位相θｖを加えた“θｅ＋θｖ”の正弦値が演算される。演算された“θｅ＋θｖ”の正弦値は、除算部３８ｂの出力である変調率に乗算される。乗算部３８ｋでは、乗算部３８ｃの出力である電圧指令Ｖｍに“－１”が乗算される。加算部３８ｍでは、乗算部３８ｃの出力である電圧指令Ｖｍに“１”が加算される。加算部３８ｎでは、乗算部３８ｋの出力、即ち電圧指令Ｖｍの反転出力に“１”が加算される。加算部３８ｍの出力は、複数のスイッチング素子５１～５４のうち、上アームの２つのスイッチング素子５１，５３を駆動するための第１電圧指令Ｖｍ３として比較部３８ｇに入力される。加算部３８ｎの出力は、下アームの２つのスイッチング素子５２，５４を駆動するための第２電圧指令Ｖｍ４として比較部３８ｈに入力される。
【0062】
比較部３８ｇでは、第１電圧指令Ｖｍ３と、キャリアの振幅とが比較される。比較部３８ｇの出力を反転した出力反転部３８ｉの出力は、スイッチング素子５１へのＰＷＭ信号Ｑ１となり、比較部３８ｇの出力は、スイッチング素子５２へのＰＷＭ信号Ｑ２となる。同様に、比較部３８ｈでは、第２電圧指令Ｖｍ４と、キャリアの振幅とが比較される。比較部３８ｈの出力を反転した出力反転部３８ｊの出力は、スイッチング素子５３へのＰＷＭ信号Ｑ３となり、比較部３８ｈの出力は、スイッチング素子５４へのＰＷＭ信号Ｑ４となる。出力反転部３８ｉにより、スイッチング素子５１とスイッチング素子５２とが同時にオンされることはなく、出力反転部３８ｊにより、スイッチング素子５３とスイッチング素子５４とが同時にオンされることはない。
【0063】
図１１は、図１０に示すキャリア比較部３８Ｂを用いて動作させたときの要部の波形例を示す図である。図１１には、加算部３８ｍから出力される第１電圧指令Ｖｍ３の波形と、加算部３８ｎから出力される第２電圧指令Ｖｍ４の波形と、ＰＷＭ信号Ｑ１～Ｑ４の波形と、インバータ出力電圧の波形とが示されている。なお、図１１では、便宜的に、キャリアのピーク値よりも振幅値が大きくなる第１電圧指令Ｖｍ３の波形部分と、キャリアのピーク値よりも振幅値が大きくなる第２電圧指令Ｖｍ４の波形部分は、フラットな直線で表されている。
【0064】
ＰＷＭ信号Ｑ１は、第１電圧指令Ｖｍ３がキャリアよりも大きいときに“ロー（Ｌｏｗ）”となり、第１電圧指令Ｖｍ３がキャリアよりも小さいときに“ハイ（Ｈｉｇｈ）”となる。ＰＷＭ信号Ｑ２は、ＰＷＭ信号Ｑ１の反転信号である。ＰＷＭ信号Ｑ３は、第２電圧指令Ｖｍ４がキャリアよりも大きいときに“ロー（Ｌｏｗ）”となり、第２電圧指令Ｖｍ４がキャリアよりも小さいときに“ハイ（Ｈｉｇｈ）”となる。ＰＷＭ信号Ｑ４は、ＰＷＭ信号Ｑ３の反転信号である。このように、図１０に示される回路は、“ローアクティブ（Ｌｏｗ Ａｃｔｉｖｅ）”で構成されているが、それぞれの信号が逆の値となる“ハイアクティブ（Ｈｉｇｈ Ａｃｔｉｖｅ）”で構成されていてもよい。
【0065】
インバータ出力電圧の波形は、図１１に示されるように、ＰＷＭ信号Ｑ１とＰＷＭ信号Ｑ４との差電圧による電圧パルスと、ＰＷＭ信号Ｑ３とＰＷＭ信号Ｑ２との差電圧による電圧パルスとが表れる。これらの電圧パルスが、モータ印加電圧として、単相モータ１２に印加される。
【0066】
図１１に示される波形では、電圧指令Ｖｍの１周期Ｔのうちの一方の半周期では、スイッチング素子５１，５２のスイッチング動作が休止し、電圧指令Ｖｍの１周期Ｔのうちの他方の半周期では、スイッチング素子５３，５４のスイッチング動作が休止している。
【0067】
また、図１１に示される波形では、電圧指令Ｖｍの１周期Ｔのうちの一方の半周期では、スイッチング素子５２は常時オン状態となるように制御され、電圧指令Ｖｍの１周期Ｔのうちの他方の半周期では、スイッチング素子５４は常時オン状態となるように制御される。なお、図１１は一例であり、一方の半周期では、スイッチング素子５１が常時オン状態となるように制御され、他方の半周期では、スイッチング素子５３が常時オン状態となるように制御される場合も有り得る。即ち、図１１に示される波形には、電圧指令Ｖｍの半周期において、スイッチング素子５１～５４のうちの少なくとも１つがオン状態となるように制御されるという特徴がある。
【0068】
また、図１１において、インバータ出力電圧の波形は、電圧指令Ｖｍの１周期ごとに３つの電位で変化するユニポーラ変調となる。前述の通り、ユニポーラ変調に代えてバイポーラ変調を用いてもよいが、モータ電流波形をより正弦波に制御する必要がある用途では、ユニポーラ変調を採用することが好ましい。
【0069】
図１２は、図７に示されるキャリア比較部３８へ入力される進角位相θｖを算出するための機能構成を示すブロック図である。進角位相θｖの算出機能は、図１２に示されるように、回転速度算出部４２と、進角位相算出部４４とによって実現できる。回転速度算出部４２は、電流検出器２２によって検出されたモータ電流Ｉｍの検出値に基づいて単相モータ１２の回転速度ωを算出する。また、回転速度算出部４２は、モータ電流Ｉｍの検出値に基づいて、基準位相θｅを算出する。前述したように、基準位相θｅは、ロータ１２ａの基準位置からの角度であるロータ機械角を電気角に換算した位相である。ロータ機械角は、回転速度算出部４２の内部で演算される演算値である。
【0070】
進角位相算出部４４は、回転速度ω、基準位相θｅ及びモータ誘起電圧に基づいて進角位相θｖを算出する。モータ誘起電圧は、交流電圧Ｖａｃの検出値により取得することができる。前述したように、交流電圧Ｖａｃの検出値には、インバータ１１が単相モータ１２に印加するモータ印加電圧と、単相モータ１２によって誘起されるモータ誘起電圧とが含まれている。これらの電圧のうち、モータ誘起電圧は、インバータ１１が電圧を出力していないゲートオフ期間に検出することができる。進角位相θｖの算出手法の詳細は、後述する。
【0071】
次に、実施の形態１に係るモータ駆動装置２の駆動制御の要点である単相モータ１２の加速制御について、図１３及び図１４を参照して説明する。図１３は、実施の形態１における要部の動作説明に使用する第１の図である。図１４は、実施の形態１における要部の動作説明に使用する第２の図である。なお、上述の図２及び図３は、非対称形状のティース１２ｅを有する単相モータ１２を駆動対象とする例であるが、駆動対象の単相モータは、図２及び図３の構造のものに限定されない。即ち、実施の形態１の手法は、ティース１２ｅが非対称形状である場合に限定されず、ティース１２ｅが対称形状である場合においても適用可能である。
【0072】
図１３には、単相モータ１２を加速するときの回転速度が低速である場合の動作波形が示されている。また、図１４には、単相モータ１２を加速するときの回転速度が高速である場合の動作波形が示されている。ここで言う高速又は低速は、両者の相対的な関係を意味するものであり、図１３に示す第１の制御と図１４に示す第２の制御とは、予め設定された回転速度で切り替える。即ち、予め設定された回転速度を「第１の回転速度」とするとき、単相モータ１２の回転速度が第１の回転速度未満のときは、図１３に示す第１の制御で単相モータ１２を駆動する。そして、単相モータ１２の回転速度が第１の回転速度以上のときは、図１４に示す第２の制御で単相モータ１２を駆動する。
【0073】
【0074】
図１３の上段部にはモータ誘起電圧の波形が示されている。図１３の下段部には、モータ印加電圧の波形と、モータ誘起電圧の波形とが示されている。下段部において、インバータ１１がゲートオンするゲートオン期間は粗いハッチングパターンで示され、インバータ１１がゲートオフするゲートオフ期間は細かなハッチングパターンで示されている。ゲートオン期間Ｔ１はモータ印加電圧の極性が正の期間であり、ゲートオン期間Ｔ２はモータ印加電圧の極性が負の期間である。ゲートオン期間Ｔ１とゲートオン期間Ｔ２との間には、ゲートオフ期間Ｔ３が存在する。
【0075】
なお、本稿では、ゲートオン期間Ｔ１を「第１の期間」と呼び、ゲートオン期間Ｔ２を「第２の期間」と呼ぶ場合がある。また、ゲートオフ期間Ｔ３を「印加停止期間」と呼ぶ場合がある。また、Ｔ４は、単相モータ１２の回転周期の１／２の期間、即ち回転半周期を表している。回転半周期Ｔ４、ゲートオン期間Ｔ１，Ｔ２及びゲートオフ期間Ｔ３との間には、Ｔ４＝Ｔ１＋Ｔ３及びＴ４＝Ｔ２＋Ｔ３の関係がある。なお、本稿では、電気角の１周期を１回転周期として説明するが、ロータ機械角の１周期を１回転周期としてもよい。
【0076】
前述したように、ゲートオン期間Ｔ１では、正の極性の電圧が印加される。本稿では、この極性の電圧を「第１電圧」と呼ぶ。ゲートオン期間Ｔ１は、モータ誘起電圧の極性が負から正に切り替わるゼロクロス点から始まる。また、ゲートオン期間Ｔ２では、負の極性の電圧が印加される。本稿では、この極性の電圧を「第２電圧」と呼ぶ。ゲートオン期間Ｔ２は、モータ誘起電圧の極性が正から負に切り替わるゼロクロス点から始まる。なお、図１３では、第１電圧及び第２電圧が１パルスの電圧である場合を例示しているが、これに限定されない。第１電圧及び第２電圧は、ＰＷＭ制御された複数のパルス列の電圧でもよい。
【0077】
第１の制御において、モータ印加電圧の極性の切り替えは、単相モータ１２の回転速度及びモータ誘起電圧に基づいて行われる。ゲートオフ期間Ｔ３では、インバータ１１がゲートオフしているので、電圧検出器２１によってモータ誘起電圧の検出が可能である。従って、モータ誘起電圧のゼロクロス点の検出も可能である。なお、ゼロクロス点は、ロータ機械角を電気角に換算した位相であり、演算によって求められている基準位相θｅを用いることも可能である。
【0078】
単相モータ１２の回転速度が第１の回転速度未満である場合、モータ誘起電圧のゼロクロス点をモータ印加電圧の極性の切り替え点とする。即ち、回転速度が第１の回転速度未満である場合、第１の閾値は零値に設定される。従って、モータ誘起電圧のゼロクロス点において、ゲートオン期間Ｔ１又はゲートオン期間Ｔ２が開始される。そして、ゲートオン期間Ｔ１，Ｔ２が繰り返されることにより、単相モータ１２には回転トルクが付与され、単相モータ１２は加速して回転する。
【0079】
ゲートオン期間Ｔ１，Ｔ２の長さ、及びモータ印加電圧の振幅は、デューティ比、変調率及び回転速度に基づいて決定することができる。デューティ比は回転半周期Ｔ４に対するゲートオン期間Ｔ１，Ｔ２の比である。
【0080】
なお、モータ誘起電圧を電圧検出器２１にて直接検出する手法に代え、電圧検出器２０の検出値、又は電流検出器２４の検出値に基づいてモータ誘起電圧を算出してもよい。なお、電圧検出器２０の検出値を用いる場合には、バッテリ１０の出力電圧をゼロにする制御手段、又はバッテリ１０とインバータ１１との間の電気的接続を切り離す機構が必要である。
【0081】
次に、図１４を参照して第２の制御について説明する。図１３と同様に、図１４の上段部にはモータ誘起電圧の波形が示され、下段部にはモータ印加電圧の波形とモータ誘起電圧の波形とが示されている。ゲートオン期間及びゲートオフ期間に付しているハッチングパターンも図１３と同じである。
【0082】
第２の制御において、モータ印加電圧の極性の切り替えは、単相モータ１２の回転速度及びモータ誘起電圧に基づいて行われる。ゲートオフ期間τ３では、インバータ１１がゲートオフしているので、電圧検出器２１によってモータ誘起電圧の検出が可能である。
【0083】
ゲートオン期間τ１では、正の極性の第１電圧が印加される。ゲートオン期間τ１は、モータ誘起電圧の振幅の絶対値がΔＶに到達したときから始まる。また、ゲートオン期間τ２では、負の極性の第２電圧が印加される。ゲートオン期間τ２は、モータ誘起電圧の振幅の絶対値がΔＶに到達したときから始まる。即ち、第２の制御では、モータ誘起電圧の振幅の絶対値と比較するΔＶの値が第１の閾値に設定される。図１４に示すように、第１の閾値は正値である。インバータ１１は、モータ誘起電圧の振幅の絶対値が第１の閾値に到達する都度、単相モータ１２に印加する電圧の極性を反転する。また、第２の制御において、第１の閾値は、回転速度の増加に対して増加傾向となるように設定される。なお、図１４では、第１電圧及び第２電圧が１パルスの電圧である場合を例示しているが、これに限定されない。第１電圧及び第２電圧は、ＰＷＭ制御された複数のパルス列の電圧でもよい。
【0084】
なお、図１４においても図１３と同様に、ゲートオン期間τ１を「第１の期間」と呼び、ゲートオン期間τ２を「第２の期間」と呼ぶ場合がある。また、ゲートオフ期間τ３を「印加停止期間」と呼ぶ場合がある。また、回転半周期τ４、ゲートオン期間τ１，τ２及びゲートオフ期間τ３との間には、τ４＝τ１＋τ３及びτ４＝τ２＋τ３の関係がある。また、ゲートオン期間τ１，τ２の長さ、及びモータ印加電圧の振幅は、デューティ比、変調率及び回転速度に基づいて決定することができる。
【0085】
次に、実施の形態１の第１の制御におけるデューティ比Ｔ１／Ｔ４，Ｔ２／Ｔ４，第２の制御におけるデューティ比τ１／τ４，τ２／τ４、及び第２の制御における第１の閾値ΔＶの意義について説明する。
【0086】
まず、デューティ比Ｔ１／Ｔ４，τ１／τ４，Ｔ２／Ｔ４，τ２／τ４はモータ印加電圧に寄与し、第１の閾値ΔＶはモータ誘起電圧に対するモータ印加電圧の位相差である進角位相θｖに寄与する。加速時において、回転速度が低い低速時においては、高速時と比較して、リアクタンス成分（ωＬ）が小さい。このため、単相モータ１２に流れるモータ電流は、高速時と比較すると、低速時の方が、モータ電流に対するモータ印加電圧の位相遅れが小さい。位相遅れが小さいことは、力率が大きいことを意味する。力率が大きければ、単相モータ１２に対して、有効なモータトルクを付与することが可能となる。
【0087】
また、高速時においては、リアクタンス成分（ωＬ）が大きくなる。このとき、モータ電流に対するモータ印加電圧の位相遅れが大きくなるが、進角位相θｖを大きくすることで、力率が小さくなるのを抑制することができる。更に、単相モータ１２に発生するモータ誘起電圧は、回転速度の増加に応じて増大する。モータ誘起電圧が大きい場合、インバータ出力電圧を大きくしても過電流を抑制することができる。このため、回転速度の増加に応じてインバータ出力電圧を大きくすることで、過電流を抑制しつつ、加速時間の短縮化を図ることが可能となる。
【0088】
上記の制御動作を実現するため、実施の形態１の制御では、回転速度の増加に応じて第１の閾値ΔＶが大きくなるように制御して、進角位相θｖを増加させる。この制御により、高い力率を維持できるので、単相モータ１２に付与する加速トルクを効率良く得ることができ、単相モータ１２に供給する電力を有効に活用することが可能となる。
【0089】
以上説明したように、実施の形態１に係るモータ駆動装置によれば、インバータは、単相モータの加速時において、第１の期間に単相モータに第１電圧を印加し、第１電圧の印加後の第２の期間に、第１電圧の極性を反転した第２電圧を印加する。第１の期間と第２の期間との間には、第１電圧の印加を停止する印加停止期間が存在する。この印加停止期間において、第１の検出器によって検出される第１の物理量は、単相モータの回転速度の増加に対して増加傾向となるように制御される。このような制御により、回転速度の増加に対して、モータ印加電圧の極性の切り替えタイミングがモータ誘起電圧のゼロクロス点よりも進みの方向に制御される。これにより、単相モータ１２に付与する加速トルクを効率良く得ることができ、単相モータ１２に供給する電力を有効に活用することが可能となる。
【0090】
また、実施の形態１に係るモータ駆動装置によれば、第１電圧及び第２電圧の平均値の絶対値は、回転速度の増加に対して増加傾向となるように制御される。回転速度の増加に応じてモータ誘起電圧は増大するので、インバータ出力電圧を大きくしても過電流を抑制することができる。従って、過電流を抑制しつつ、加速時間の短縮化を図ることが可能となる。
【0091】
次に、実施の形態１に係るモータ駆動装置２において、単相モータ１２を位置センサレスで駆動することによる効果について説明する。
【0092】
まず、適用例が電気掃除機であり、位置センサとして磁極位置センサが用いられる場合、ロータに具備される永久磁石と、磁極位置センサを備えた基板との距離が近くなる。この場合、羽根で発生させた風の流れを妨げる位置に基板を配置することとなり、風路の圧力損失を増大させてしまう。圧力損失の増大は、電気掃除機の吸い込み仕事率を悪化させ、吸引力を低下させてしまう要因となる。
【0093】
これに対し、位置センサレスでは、位置センサを備えないことから基板配置の自由度が増えるので、基板を風路に対し平行に配置することができる。これにより、基板が風路を遮断しないので、風路の圧力損失を抑制し、吸引力を向上させることができる。その結果、電気掃除機の吸い込み仕事率を向上させることが可能となる。
【0094】
また、適用例が電動送風機である場合において、電動送風機が吸引した気体に水分が多く含まれている場合、基板に直接衝突する水分量が多くなる。この場合、基板に電圧を印加した際に、電極間をイオン化した金属が移動して短絡が生じるという、イオンマイグレーションの発生が懸念される。更に、塵又は埃が基板に堆積することに起因して発生する短絡が懸念される。この対策として、防湿剤を基板に塗布すること、又は基板を風路から隔離する方法が採られるが、何れも製造コストの増大を招く。
【0095】
これに対し、位置センサレスでは、位置センサを備えないことから基板配置の自由度が増えるので、風路を避けて基板を配置することができる。これにより、基板に直接衝突する水分量が減少するので、イオンマイグレーションの発生を抑制し、防湿剤の量を低減することができる。また、基板配置の自由度が増加しているので、基板を筺体の外部に配置することで、基板の品質を向上させることができる。
【0096】
また、位置センサが磁極位置センサである場合、磁極位置を正しく検出するための取り付け作業の精度が要求されると共に、取り付け位置に応じた位置調整作業を実施する必要がある。このため、製造上の管理が難しくなり、設置作業を含めた製造コストの増大を招く。
【0097】
これに対し、位置センサレスでは、位置センサを取り付ける設置工程、及び取り付け後の調整工程が不要であるので、製造コストの大幅な削減が可能となる。また、位置センサの経年変化による影響が発生しないので、製品の品質を向上させることができる。
【0098】
更に、位置センサレスでは、位置センサを必要としないため、インバータと単相モータとを分離して構成することができる。これにより、製品適用時の制約を小さくできる。例えば、適用例が水場等で使用する製品である場合、水場等の位置からインバータを隔離して配置することができる。
【0099】
また、位置センサレスの場合、電流検出器を備えた構成となる。電流検出器は、モータ電流を検出することで、軸ロック又は欠相といったモータ異常を検知可能である。これにより、位置センサが無くても、安全に停止させることができる。
【0100】
なお、モータ異常を検出するには、例えば過電流を判定するための第２の閾値を設定する。そして、シャント電圧が第２の閾値に到達した場合には、モータ異常と判定する。更に、モータ異常と判定した場合には、インバータの出力を遮断する。このようにすれば、モータ異常を検出して、製品の動作を安全に停止することができる。
【0101】
実施の形態２．
実施の形態２では、実施の形態１で説明したモータ駆動装置２の応用例について説明する。上述したモータ駆動装置２は、例えば電気掃除機に用いることができる。電気掃除機のように、電源の投入直後から直ぐに使用する製品の場合、実施の形態１，２に係るモータ駆動装置２が有する起動時間短縮による効果が大きくなる。
実施の形態２では、実施の形態１で説明したモータ駆動装置２の応用例について説明する。上述したモータ駆動装置２は、例えば電気掃除機に用いることができる。電気掃除機のように、電源の投入直後から直ぐに使用する製品の場合、実施の形態１，２に係るモータ駆動装置２が有する起動時間短縮による効果が大きくなる。
【0102】
図１５は、実施の形態２に係る電気掃除機６１の構成図である。図１５に示す電気掃除機６１は、いわゆるスティック型の電気掃除機である。図１５において、電気掃除機６１は、図１に示されるバッテリ１０と、図１に示されるモータ駆動装置２と、図１に示される単相モータ１２により駆動される電動送風機６４と、集塵室６５と、センサ６８と、吸込口体６３と、延長管６２と、操作部６６とを備える。
【0103】
電気掃除機６１を使用するユーザは、操作部６６を持ち、電気掃除機６１を操作する。電気掃除機６１のモータ駆動装置２は、バッテリ１０を電源として電動送風機６４を駆動する。電動送風機６４が駆動されることにより、吸込口体６３からごみの吸込みが行われる。吸込まれたごみは、延長管６２を介して集塵室６５へ集められる。
【0104】
なお、図１５では、スティック型の電気掃除機を例示したが、スティック型の電気掃除機に限定されるものではない。電動送風機を搭載した電気機器であれば、任意の製品に本開示の技術を適用できる。
【0105】
また、図１５は、バッテリ１０を電源として用いる構成であるが、これに限定されない。バッテリ１０に代えて、コンセントから供給する交流電源を用いる構成でもよい。
【0106】
また、上述したモータ駆動装置は、例えばハンドドライヤに用いることができる。ハンドドライヤの場合、手を挿入してから電動送風機を駆動するまでの時間が短い程、ユーザの使用感は向上する。このため、実施の形態１，２に係るモータ駆動装置２が有する起動時間短縮の効果が大いに発揮される。
【0107】
図１６は、実施の形態２に係るハンドドライヤ９０の構成図である。図１６において、ハンドドライヤ９０は、図１に示されるモータ駆動装置２と、ケーシング９１と、手検知センサ９２と、水受け部９３と、ドレン容器９４と、カバー９６と、センサ９７と、吸気口９８と、図１に示される単相モータ１２により駆動される電動送風機９５とを備える。ここで、センサ９７は、ジャイロセンサ及び人感センサの何れかである。ハンドドライヤ９０では、水受け部９３の上部にある手挿入部９９に手が挿入されることにより、電動送風機９５による送風で水が吹き飛ばされ、吹き飛ばされた水は、水受け部９３で集められた後、ドレン容器９４に溜められる。
【0108】
上述した電気掃除機６１及びハンドドライヤ９０は、何れも実施の形態１，２に係るモータ駆動装置２を備えた位置センサレスの製品であるため、以下に示す効果が得られる。
【0109】
まず、位置センサレスの構成の場合、位置センサが無くても起動することができるため、位置センサの材料費、加工費等のコストを削減することができる。また、位置センサが無いため、位置センサの取り付けずれによる性能影響を無くすことができる。これにより、安定した性能を確保することができる。
【0110】
また、位置センサはセンシティブなセンサであるため、位置センサの設置位置に関して、高精度な取り付け精度が要求される。また、取り付け後に位置センサの取り付け位置に応じた調整が必要になる。これに対し、位置センサレスの構成の場合、位置センサそのものが不要となり、位置センサの調整工程も排除することができる。これにより、製造コストを大幅に削減することができる。また、位置センサの経年変化による影響が発生しないため、製品の品質を向上させることができる。
【0111】
また、位置センサレスの構成の場合、位置センサが不要であるため、インバータと単相モータとを分離して構成することができる。これにより、製品に対する制約を緩和することが可能となる。例えば、水分の多い水場で使用する製品の場合、製品におけるインバータの搭載位置を水場から遠い箇所に配置することができる。これにより、インバータが故障する可能性を小さくできるので、装置の信頼性を高めることができる。
【0112】
また、位置センサレスの構成の場合、位置センサに代えて配置した電流検出器により、モータ電流又はインバータ電流を検出することで、軸ロック及び欠相と言ったモータの異常を検知することができる。このため、位置センサが無くても、製品を安全に停止させることができる。
【0113】
以上の通り、実施の形態１，２に係るモータ駆動装置２を電気掃除機及びハンドドライヤに適用した構成例を説明したが、これらの例に限定されない。モータ駆動装置２は、モータが搭載された電気機器に広く適用することができる。モータが搭載された電気機器の例は、焼却炉、粉砕機、乾燥機、集塵機、印刷機械、クリーニング機械、製菓機械、製茶機械、木工機械、プラスチック押出機、ダンボール機械、包装機械、熱風発生機、ＯＡ機器、及び電動送風機である。電動送風機は、物体輸送用、吸塵用、又は一般送排風用の送風手段である。
【0114】
なお、以上の実施の形態に示した構成は、一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、実施の形態同士を組み合わせることも可能であるし、要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
【符号の説明】
【0115】
１ モータ駆動システム、２ モータ駆動装置、５Ａ，５Ｂ レグ、６Ａ，６Ｂ 接続端、１０ バッテリ、１１，１１Ａ インバータ、１２ 単相モータ、１２ａ ロータ、１２ｂ ステータ、１２ｃ シャフト、１２ｄ 分割コア、１２ｅ ティース、１２ｅ１ 第１先端部、１２ｅ２ 第２先端部、１２ｆ 巻線、１６ａ，１６ｂ 直流母線、１８ａ，１８ｂ 接続線、２０，２１ 電圧検出器、２２，２４ 電流検出器、２５ 制御部、３０ アナログディジタル変換器、３０ａ ディジタル出力値、３１ プロセッサ、３２ 駆動信号生成部、３３ キャリア生成部、３４ メモリ、３８，３８Ａ，３８Ｂ キャリア比較部、３８ａ 絶対値演算部、３８ｂ 除算部、３８ｃ，３８ｄ，３８ｆ，３８ｋ 乗算部、３８ｅ，３８ｍ，３８ｎ 加算部、３８ｇ，３８ｈ 比較部、３８ｉ，３８ｊ 出力反転部、４２ 回転速度算出部、４４ 進角位相算出部、５１，５２，５３，５４ スイッチング素子、５１ａ，５２ａ，５３ａ，５４ａ ボディダイオード、５５ａ，５５ｂ シャント抵抗、６１ 電気掃除機、６２ 延長管、６３ 吸込口体、６４，９５ 電動送風機、６５ 集塵室、６６ 操作部、６８，９７ センサ、９０ ハンドドライヤ、９１ ケーシング、９２ 手検知センサ、９３ 水受け部、９４ ドレン容器、９６ カバー、９８ 吸気口、９９ 手挿入部。
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】
【図16】