特許 7415579 車両の駆動制御システム

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2024-01-09

(45)【発行日】2024-01-17

(54)【発明の名称】車両の駆動制御システム

(51)【国際特許分類】

   H02P 27/08 20060101AFI20240110BHJP

   B60L 50/60 20190101ALI20240110BHJP

   B60L 15/20 20060101ALI20240110BHJP

   B60L 9/18 20060101ALI20240110BHJP

   H02M 7/48 20070101ALI20240110BHJP

【ＦＩ】

H02P27/08

B60L50/60

B60L15/20 J

B60L9/18 J

H02M7/48 F

【請求項の数】 1

(21)【出願番号】P 2020007308

(22)【出願日】2020-01-21

(65)【公開番号】P2021114866

(43)【公開日】2021-08-05

【審査請求日】2022-12-14

(73)【特許権者】

【識別番号】000004260

【氏名又は名称】株式会社デンソー

(74)【代理人】

【識別番号】110001195

【氏名又は名称】弁理士法人深見特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】山本 鉄隆

【審査官】保田 亨介

(56)【参考文献】

【文献】特開２０１６－０１９４０２（ＪＰ，Ａ）

【文献】国際公開第２０１０／１４３５１１（ＷＯ，Ａ１）

【文献】特開２０１４－１９３０９６（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１７－０９３２１８（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１３－００５６１８（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｂ６０Ｋ６／２０－６／５４７

Ｂ６０Ｌ１／００－３／１２

７／００－１３／００

１５／００－５８／４０

Ｂ６０Ｗ１０／００

１０／０２

１０／０６

１０／０８

１０／１０

１０／１８

１０／２６

１０／２８

１０／３０－２０／５０

Ｈ０２Ｍ７／４２－７／９８

Ｈ０２Ｐ２１／００－２５／０３

２５／０４

２５／１０－２７／１８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

蓄電装置と、
走行用の電動機を駆動するインバータと、
前記蓄電装置と前記インバータとの間に設けられ、前記蓄電装置から前記インバータに供給される直流電力の電圧を前記蓄電装置の電圧以上に昇圧するコンバータと、
前記インバータ及び前記コンバータを制御する制御装置とを備え、
前記制御装置は、
パルス幅変調制御と矩形波制御とを変調度により切り替えて前記インバータを制御し、
前記コンバータを連続的に作動させる連続制御モードと、前記コンバータを間欠的に作動させる間欠制御モードとのいずれかで前記コンバータを制御し、
前記コンバータが前記間欠制御モードで作動するときの前記矩形波制御の制御ゲインは、前記コンバータが前記連続制御モードで作動するときの前記矩形波制御の前記制御ゲインよりも大きい、車両の駆動制御システム。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本開示は、車両の駆動制御システムに関する。

【背景技術】

【0002】

特開２０１５－２２３０７０号公報（特許文献１）は、直流電源に接続されて直流電源電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータを備える車両の駆動制御システムを開示する。この駆動制御システムでは、ＤＣ／ＤＣコンバータの損失を低減するために、ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧動作中に所定の停止条件の成立に応じて、ＤＣ／ＤＣコンバータを停止する昇圧間欠制御が行なわれる（特許文献１参照）。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0003】

【文献】特開２０１５－２２３０７０号公報

【文献】特開２０１９－１４６２８１号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0004】

コンバータを間欠的に作動させる昇圧間欠制御は、コンバータの損失を低減できる点で有用であるが、コンバータの停止中の負荷変動に応じてコンバータの出力電圧（昇圧後の直流電圧であり、以下「電圧ＶＨ」と称する場合がある。）の変動は大きくなる。そのため、電圧ＶＨに対するインバータ出力電圧（モータ電圧）の比である変調度（「電圧利用率」と称される場合もある。）によりパルス幅変調制御（以下「ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御」と称する。）と矩形波制御とを切り替えてインバータを制御する場合に、昇圧間欠制御による電圧ＶＨの変動に応じて変調度が変動することにより、ＰＷＭ制御と矩形波制御とが頻繁に切り替わる。これにより、詳細は後述するが、ｄ軸電圧指令値が徐々に上昇し、その結果、トルク指令値に対する実トルクの追従性が低下してトルク偏差が生じる場合がある。また、トルクの追従性が低下すると、本来発生し得ないような各種偏差が生じる場合もあり、このような偏差に基づいてシステムを監視している場合に、異常と誤検出することも懸念される。

【0005】

本開示は、かかる問題を解決するためになされたものであり、本開示の目的は、コンバータの昇圧間欠制御によりコンバータの損失低減を図りつつ、昇圧間欠制御に起因するトルク追従性の低下を抑制可能な車両の駆動制御システムを提供することである。

【課題を解決するための手段】

【0006】

本開示の車両の駆動制御システムは、蓄電装置と、インバータと、コンバータと、制御装置とを備える。インバータは、走行用の電動機を駆動する。コンバータは、蓄電装置とインバータとの間に設けられ、蓄電装置からインバータに供給される直流電力の電圧を蓄電装置の電圧以上に昇圧する。制御装置は、インバータ及びコンバータを制御する。制御装置は、ＰＷＭ制御と矩形波制御とを変調度により切り替えてインバータを制御する。また、制御装置は、コンバータを連続的に作動させる連続制御モードと、コンバータを間欠的に作動させる間欠制御モード（昇圧間欠制御）とのいずれかでコンバータを制御する。そして、コンバータが間欠制御モードで作動するときの矩形波制御の制御ゲインは、コンバータが連続制御モードで作動するときの矩形波制御の制御ゲインよりも大きい。

【0007】

上述のように、間欠制御モード時は、電圧ＶＨの変動が大きくなるため、ＰＷＭ制御と矩形波制御とが頻繁に切り替わることによりｄ軸電圧指令値が徐々に上昇し、その結果、トルク追従性の低下が生じる場合がある。この現象について、発明者らは詳細な解析を試み、以下の知見を得た。

【0008】

間欠制御モード中に、コンバータの停止により指令値に対して電圧ＶＨが低下すると、ＰＷＭ制御において、ｑ軸電圧指令値に対して実際のｑ軸電圧が低下する。そうすると、ｄ軸電流が負側に増加し、ｄ軸電流偏差に応じてｄ軸電圧指令値が増加する。これにより、変調度が上昇し、インバータの制御はＰＷＭ制御から矩形波制御に切り替わる。矩形波制御では、電圧位相が操作され、増加したｄ軸電圧指令値は低下していく。一方、コンバータについては、電圧ＶＨが所定レベルまで低下すると、コンバータが作動して電圧ＶＨが上昇する。電圧ＶＨが上昇すると、変調度が低下し、矩形波制御からパルス幅変調制御に切り替わる。

【0009】

ところで、インバータの入力側（直流側）には、通常、平滑用のコンデンサが設けられており、装置小型化のために、コンデンサの容量を低減する場合がある。この場合、負荷変動に応じて電圧ＶＨが変動しやすくなるため、センサ誤差等の外乱によるロバスト性を考慮して、矩形波制御の制御ゲインを低めに設定する場合がある。

【0010】

このため、ＰＷＭ制御において増加したｄ軸電圧指令値が矩形波制御により適切なレベルに戻る（低下する）前に、コンバータの作動による電圧ＶＨの上昇により矩形波制御からＰＷＭ制御に切り替わる場合がある。そうすると、前回のＰＷＭ制御への切替時よりもｄ軸電圧指令値が大きい状態からＰＷＭ制御が行なわれ、ｄ軸電圧指令値がさらに増加する。このように、ＰＷＭ制御と矩形波制御とが頻繁に切り替わると、ｄ軸電圧指令値が徐々に上昇していく。

【0011】

そこで、本開示の駆動制御システムでは、矩形波制御の制御ゲインについて、コンバータが間欠制御モードで作動するときの制御ゲインを、コンバータが連続制御モードで作動するときの制御ゲインよりも大きくする。これにより、間欠制御モードにおいて、ＰＷＭ制御において増加したｄ軸電圧指令値を矩形波制御において適切なレベルに戻すことが可能となる。したがって、この駆動制御システムによれば、コンバータの昇圧間欠制御によりコンバータの損失低減を図りつつ、昇圧間欠制御に起因するトルク追従性の低下を抑制することができる。

【発明の効果】

【0012】

本開示の車両の駆動制御システムによれば、コンバータの昇圧間欠制御によりコンバータの損失低減を図りつつ、昇圧間欠制御に起因するトルク追従性の低下を抑制することができる。

【図面の簡単な説明】

【0013】

【図1】本開示の実施の形態１に従う駆動制御システムを搭載した車両の全体構成図である。

【図2】図１に示す制御装置の構成を機能的に示すブロック図である。

【図3】図２に示すＰＷＭ制御部の構成例を示すブロック図である。

【図4】図２に示す矩形波制御部の構成例を示すブロック図である。

【図5】間欠制御モード中の各種パラメータの変化を示すタイミングチャートである。

【図6】実施の形態１に従う制御装置により実行される矩形波制御の処理手順の一例を示すフローチャートである。

【図7】実施の形態２に従う制御装置により実行されるＰＷＭ制御の処理手順の一例を示すフローチャートである。

【発明を実施するための形態】

【0014】

以下、本開示の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。以下では、複数の実施の形態について説明するが、各実施の形態で説明された構成を適宜組合わせることは出願当初から予定されている。なお、図中同一又は相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。

【0015】

［実施の形態１］
＜駆動制御システムの構成＞
図１は、本開示の実施の形態１に従う駆動制御システムを搭載した車両の全体構成図である。図１を参照して、車両１００は、直流電圧発生部１０♯と、コンデンサＣ０と、インバータ１４と、電動機Ｍ１と、制御装置３０とを備える。

【0016】

直流電圧発生部１０♯は、蓄電装置Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、コンデンサＣ１と、コンバータ１２とを含む。蓄電装置Ｂは、再充電可能に構成された電力貯蔵要素である。蓄電装置Ｂは、たとえば、リチウムイオン電池或いはニッケル水素電池等の二次電池や、電気二重層キャパシタ等の蓄電素子を含んで構成される。なお、リチウムイオン二次電池は、リチウムを電荷担体とする二次電池であり、電解質が液体の一般的なリチウムイオン二次電池のほか、固体の電解質を用いた所謂全固体電池も含み得る。

【0017】

蓄電装置Ｂの電圧Ｖｂ及び蓄電装置Ｂに対して入出力される電流Ｉｂは、それぞれ電圧センサ１０及び電流センサ１１によって検知される。システムリレーＳＲ１は、蓄電装置Ｂの正極端子と電力線６との間に接続され、システムリレーＳＲ２は、蓄電装置Ｂの負極端子と電力線５との間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。

【0018】

コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、電力線７と電力線５の間に直列に接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２によって制御される。ダイオードＤ１，Ｄ２は、それぞれスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に逆並列に接続される。リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続ノードと電力線６との間に接続される。コンデンサＣ０は、電力線７と電力線５との間に接続される。

【0019】

インバータ１４は、電力線７と電力線５との間に並列に設けられる、Ｕ相アーム１５と、Ｖ相アーム１６と、Ｗ相アーム１７とを含む。各相アームは、電力線７と電力線５との間に直列接続されたスイッチング素子を含む。たとえば、Ｕ相アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。スイッチング素子Ｑ３～Ｑ８には、それぞれダイオードＤ３～Ｄ８が逆並列に接続される。スイッチング素子Ｑ３～Ｑ８のオン／オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３～Ｓ８によって制御される。

【0020】

なお、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）や電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタ、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。

【0021】

電動機Ｍ１は、図示しない駆動輪を駆動するためのトルクを発生する。或いは、電動機Ｍ１は、図示しないエンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機及び発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。電動機Ｍ１は、代表的には３相の永久磁石型同期電動機であり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中性点に共通接続されて構成される。そして、Ｕ，Ｖ，Ｗ相コイルの他端は、それぞれＵ，Ｖ，Ｗ相アーム１５～１７のスイッチング素子の中間点に接続される。

【0022】

コンバータ１２は、基本的には、各スイッチング周期内でスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が相補的かつ交互にオン／オフするように制御される。コンバータ１２は、電圧ＶＨを電圧Ｖｂ以上に昇圧する。この昇圧動作は、スイッチング素子Ｑ２のオン期間にリアクトルＬ１に蓄積される電磁エネルギを、スイッチング素子Ｑ１及びダイオードＤ１を介して電力線７へ供給することにより行なわれる。

【0023】

この昇圧動作における電圧変換比（ＶＨ及びＶｂの比）は、上記スイッチング周期に対するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間比（デューティ比）により制御される。なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をそれぞれオン，オフに固定すれば、ＶＨ＝Ｖｂ（電圧変換比＝１．０）とすることもできる。

【0024】

コンデンサＣ０は、コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。電圧センサ１３は、コンデンサＣ０の両端の電圧すなわち電圧ＶＨを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。

【0025】

インバータ１４は、電動機Ｍ１のトルク指令値が正（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）の場合には、スイッチング制御信号Ｓ３～Ｓ８に応答したスイッチング素子Ｑ３～Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換し、正のトルクを出力するように電動機Ｍ１を駆動する。また、インバータ１４は、電動機Ｍ１のトルク指令値が零の場合（Ｔｒｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング制御信号Ｓ３～Ｓ８に応答したスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換し、トルクが零になるように電動機Ｍ１を駆動する。これにより、電動機Ｍ１は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍによって指定された零又は正のトルクを発生するように駆動される。

【0026】

さらに、車両の回生制動時には、電動機Ｍ１のトルク指令値が負に設定される（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４は、スイッチング制御信号Ｓ３～Ｓ８に応答したスイッチング動作により、電動機Ｍ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧をコンバータ１２へ供給する。なお、ここでいう回生制動とは、電動車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴なう制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（又は加速の中止）させることを含む。

【0027】

電流センサ２４は、電動機Ｍ１に流れるモータ電流ｉを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、電流センサ２４は、２相分のモータ電流（たとえばＶ相電流ｉｖ及びＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。

【0028】

回転角センサ（レゾルバ）２５は、電動機Ｍ１のロータの回転角θを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。制御装置３０は、回転角θに基づいて、電動機Ｍ１の回転速度及び角速度ω（ｒａｄ／ｓ）を算出することができる。なお、回転角センサ２５については、回転角θを制御装置３０にてモータ電圧や電流から直接演算することによって配置を省略してもよい。

【0029】

制御装置３０は、電子制御ユニット（ＥＣＵ（Electronic Control Unit））により構成され、ＣＰＵ（Central Processing Unit）と、メモリ（ＲＯＭ（Read Only Memory）及びＲＡＭ（Random Access Memory））と、各種信号を入出力するための入出力ポートとを含んで構成される（いずれも図示せず）。制御装置３０は、各センサから受ける信号並びにメモリに記憶されたプログラム及びマップ等に基づいて、車両１００の走行状態や蓄電装置Ｂの充放電等の各種制御を実行する。なお、これらの制御については、ソフトウェアによる処理に限られず、専用のハードウェア（電子回路）で構築して処理することも可能である。

【0030】

代表的な機能として、制御装置３０は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍや、各センサによって検出される電圧Ｖｂ、電流Ｉｂ、電圧ＶＨ、モータ電流ｉｖ，ｉｗ、回転角θ等に基づいて、後述する制御方式により電動機Ｍ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、インバータ１４の動作を制御する。

【0031】

また、制御装置３０は、コンバータ１２を連続制御モード及び間欠制御モードのいずれかで制御する。連続制御モードは、コンバータ１２が昇圧動作を停止することなく作動するモードである。間欠制御モードは、コンバータ１２が昇圧動作と昇圧動作の停止とを間欠的に繰り返すモードである。間欠制御モードは、コンバータの停止状態を含むため、コンバータ１２を間欠制御モードで作動させることにより、コンバータ１２の損失を低減することができる。

【0032】

制御装置３０は、たとえば、車両１００が低負荷走行中であって電動機Ｍ１の電流消費が少ない場合に、コンバータ１２を間欠制御モードで作動させる。そして、間欠制御モードでは、制御装置３０は、電圧ＶＨの指令値ＶＨｒと電圧ＶＨとの偏差が所定値よりも小さいときは、コンバータ１２を停止し、上記偏差が所定値を超えると、コンバータ１２を作動させて電圧ＶＨを指令値ＶＨｒまで昇圧させる。なお、コンバータ１２が昇圧動作を行なうときは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフが切り替えられ、コンバータ１２が停止するときは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のいずれもオフにされる。

【0033】

なお、連続制御モードでコンバータ１２が昇圧を行なわない場合と、間欠制御モードでコンバータ１２が停止する場合とは、以下の点で相違する。すなわち、連続制御モードでコンバータ１２が昇圧を行なわない場合には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がそれぞれオン，オフに固定され（デューティ比１）、電圧ＶＨは、蓄電装置Ｂの電圧となる。一方、間欠制御モードでコンバータ１２が停止する場合は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がいずれもオフにされ、電圧ＶＨが蓄電装置Ｂの電圧Ｖｂよりも低くならない限り、蓄電装置Ｂの電圧がコンバータ１２を通じてインバータ１４へ供給されることはない。

【0034】

＜電動機Ｍ１の制御＞
この駆動制御システムでは、電動機Ｍ１の制御について、ＰＷＭ制御と矩形波制御とを切り替えて使用する。

【0035】

ＰＷＭ制御では、たとえば、正弦波状の電圧指令と搬送波（代表的には三角波）との電圧比較に従って、各相アーム素子のオン／オフが制御される（正弦波ＰＷＭ制御）。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティが制御される。

【0036】

なお、正弦波ＰＷＭ制御では、正弦波状の電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲に制限されるため、電動機Ｍ１への印加電圧（以下、「モータ印加電圧」とも称する。）の基本波成分を電圧ＶＨの約０．６１倍程度までしか高めることができない。電圧ＶＨに対するモータ印加電圧（線間電圧）の基本波成分（実効値）の比である変調度は、たとえば次式によって示される。

【0037】

変調度＝√（Ｖｄ²＋Ｖｑ²）／ＶＨ …（１）
なお、ＰＷＭ制御は、電圧指令（正弦波成分）の振幅が搬送波振幅より大きい範囲で正弦波ＰＷＭ制御と同様のＰＷＭ制御を行なう過変調ＰＷＭ制御を含んでもよい。過変調ＰＷＭ制御では、電圧指令を本来の正弦波波形から歪ませること（振幅補正）によって基本波成分を高めることができ、変調度を正弦波ＰＷＭ制御モードでの最高変調率から０．７８の範囲まで高めることができる。なお、以下では、ＰＷＭ制御は、正弦波ＰＷＭ制御であるものとする。

【0038】

矩形波制御では、上記一定期間内で、ハイレベル期間及びローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分の電圧が電動機Ｍ１に印加される。これにより、矩形波制御では、変調率は０．７８まで高められる。

【0039】

電動機Ｍ１においては、回転速度や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなるので、必要となる駆動電圧（モータ必要電圧）が高くなる。電圧ＶＨは、このモータ必要電圧よりも高く設定する必要がある。一方、電圧ＶＨには、限界値が存在する。したがって、電動機Ｍ１の動作状態に応じて、ＰＷＭ制御と矩形波制御とが選択的に適用される。なお、矩形波制御では、モータ印加電圧の振幅が固定されるので、トルク指令値に対するトルク偏差（トルク実績値（推定値）とトルク指令値との差）に基づく矩形波電圧パルスの位相制御によってトルク制御が実行される。

【0040】

図２は、図１に示した制御装置３０の構成を機能的に示すブロック図である。図２を参照して、制御装置３０は、ＰＷＭ制御部２００と、矩形波制御部４００と、制御モード切替部５００とを含む。

【0041】

ＰＷＭ制御部２００は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍと、電流センサ２４によって検出されるモータ電流ｉｖ，ｉｗと、回転角センサ２５により検出される回転角θとを受ける。そして、ＰＷＭ制御部２００は、これらの信号に基づいて、インバータ１４に印加する電圧指令値Ｖｄ＃，Ｖｑ＃を電流フィードバック制御により生成し、生成された電圧指令値Ｖｄ＃，Ｖｑ＃に基づいて、インバータ１４を駆動するためのスイッチング制御信号Ｓ３～Ｓ８を生成して制御モード切替部５００へ出力する。

【0042】

矩形波制御部４００は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍと、モータ電流ｉｖ，ｉｗと、回転角θとを受ける。そして、矩形波制御部４００は、これらの信号に基づいて、インバータ１４に印加する矩形波電圧の位相をトルクフィードバック制御により設定し、その設定された電圧位相に基づいて、インバータ１４を駆動するためのスイッチング制御信号Ｓ３～Ｓ８を生成して制御モード切替部５００へ出力する。

【0043】

制御モード切替部５００は、ＰＷＭ制御部２００から電圧指令値Ｖｄ＃，Ｖｑ＃を受け、電圧センサ１３から電圧ＶＨを受ける。そして、制御モード切替部５００は、電圧ＶＨと電圧指令値Ｖｄ＃，Ｖｑ＃とから算出される変調度に基づいて、ＰＷＭ制御と矩形波制御との切替を行なう。詳しくは、制御モード切替部５００は、変調度がＭ１まで上昇するとＰＷＭ制御から矩形波制御へ切り替える。また、制御モード切替部５００は、変調度がＭ２（Ｍ２＜Ｍ１）まで低下すると矩形波制御からＰＷＭ制御へ切り替える。Ｍ２＜Ｍ１としているのは、しきい値近傍での切替チャタリングを防ぐためである。

【0044】

＜ＰＷＭ制御＞
図３は、図２に示したＰＷＭ制御部２００の構成例を示すブロック図である。図３を参照して、ＰＷＭ制御部２００は、電流指令生成部２１０と、座標変換部２２０，２５０と、ＰＩ演算部２４０，２４２と、ＰＷＭ変調部２６０とを含む。

【0045】

電流指令生成部２１０は、トルクとｄ軸電流及びｑ軸電流との関係を示す予め準備されたマップ又はテーブルを用いて、電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに対応するｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍ及びｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍを生成する。座標変換部２２０は、電動機Ｍ１の回転角θを用いた座標変換（ｕｖｗ３相→ｄｑ２相）により、電流センサ２４によって検出されるＶ相電流ｉｖ及びＷ相電流ｉｗをｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに変換する。

【0046】

ＰＩ演算部２４０は、ｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍに対するｄ軸電流偏差ΔＩｄ（ΔＩｄ＝Ｉｄｃｏｍ－Ｉｄ）について、次式に従ってＰＩ（比例積分）演算を行なうことによりｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯を算出する。

【0047】

Ｖｄ♯＝Ｋｄｐ×ΔＩｄ＋Ｋｄｉ×ΣΔＩｄ …（２）
ＰＩ演算部２４２は、ｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍに対するｑ軸電流偏差ΔＩｑ（ΔＩｑ＝Ｉｑｃｏｍ－Ｉｑ）について、次式に従ってＰＩ演算を行なうことによりｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を算出する。

【0048】

Ｖｑ♯＝Ｋｄｑ×ΔＩｑ＋Ｋｑｉ×ΣΔＩｑ …（３）
なお、式（２），（３）において、Ｋｄｐ，Ｋｄｑは比例ゲインであり、Ｋｄｉ，Ｋｑｉは積分ゲインである。

【0049】

座標変換部２５０は、電動機Ｍ１の回転角θを用いた座標変換（ｄｑ２相→ｕｖｗ３相）によって、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯をＵ相，Ｖ相，Ｗ相の各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する。ＰＷＭ変調部２６０は、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと搬送波との比較に基づいて、インバータ１４を駆動するためのスイッチング制御信号Ｓ３～Ｓ８（ＰＷＭ信号）を生成する。なお、搬送波は、所定周波数の三角波やのこぎり波によって構成される。

【0050】

＜矩形波制御＞
図４は、図２に示した矩形波制御部４００の構成例を示すブロック図である。図４を参照して、矩形波制御部４００は、座標変換部４１０と、トルク推定部４２０と、ＰＩ演算部４３０と、スイッチング指令演算部４４０とを含む。

【0051】

座標変換部４１０は、電動機Ｍ１の回転角θを用いた座標変換（ｕｖｗ３相→ｄｑ２相）により、電流センサ２４によって検出されるＶ相電流ｉｖ及びＷ相電流ｉｗをｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに変換する。トルク推定部４２０は、ｄ軸電流及びｑ軸電流とトルクとの関係を示す予め準備されたマップ又はテーブルを用いて、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑから電動機Ｍ１のトルク推定値Ｔｒｑを算出する。

【0052】

ＰＩ演算部４３０は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに対するトルク偏差ΔＴｒｑ（ΔＴｒｑ＝Ｔｒｑｃｏｍ－Ｔｒｑ）について、次式に従ってＰＩ演算を行なうことにより矩形波電圧の位相φｖを算出する。

【0053】

φｖ＝Ｋｐ×ΔＴｒｑ＋Ｋｉ×ΣΔＴｒｑ …（４）
Ｋｐ，Ｋｉは、それぞれ比例ゲイン及び積分ゲインであり、いずれも正値である。このようなトルクフィードバック（Ｆ／Ｂ）制御により、正トルク発生時（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）には、トルク不足時（ΔＴｒｑ＞０）には電圧位相を進める（φｖ＞０）一方で、トルク過剰時（ΔＴｒｑ＜０）には電圧位相を遅らせる（φｖ＜０）とともに、負トルク発生時には、トルク不足時には電圧位相を遅らせる一方で、トルク過剰時には電圧位相を進める。

【0054】

スイッチング指令演算部４４０は、電圧位相φｖに従って各相電圧指令値（矩形波パルス）Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを生成し、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに基づいてスイッチング制御信号Ｓ３～Ｓ８を生成する。そして、インバータ１４がスイッチング制御信号Ｓ３～Ｓ８に従ったスイッチング動作を行なうことにより、電圧位相φｖに従った矩形波パルスが電動機Ｍ１の各相電圧として印加される。

【0055】

なお、座標変換部４１０及びトルク推定部４２０に代えてトルクセンサを配置することによって、当該トルクセンサの検出値に基づいてトルク偏差ΔＴｒｑを求めてもよい。

【0056】

＜間欠制御モードにおけるトルク偏差の発生＞
コンバータ１２の間欠制御モード中は、コンバータ１２の停止中の負荷変動に応じて電圧ＶＨの変動が大きくなる。そのため、電圧ＶＨの変動に応じて変調度が変動し、ＰＷＭ制御と矩形波制御とが頻繁に切り替わる。これにより、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯が徐々に上昇し、その結果、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに対する実トルクの追従性が低下してトルク偏差が生じる場合がある。以下、このトルク偏差発生のメカニズムについて説明する。

【0057】

図５は、間欠制御モード中の各種パラメータの変化を示すタイミングチャートである。この図５では、電圧ＶＨ、コンバータ１２の作動状態（禁止／作動）、インバータ１４の制御（矩形波制御／ＰＷＭ制御）、ｄ軸電流Ｉｄ、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＃、変調度、電動機Ｍ１の実トルク（トルク推定値Ｔｒｑ）の時系列変化が示されている。

【0058】

図５を参照して、時刻ｔ１において、電圧ＶＨが指令値ＶＨｒに達したために、コンバータ１２の駆動が禁止され、コンバータ１２が停止する。時刻ｔ２では、変調度がＭ２を下回ったため、インバータ制御が矩形波制御からＰＷＭ制御に切り替わる。

【0059】

時刻ｔ１以降は、コンバータ１２が停止しているため、電圧ＶＨが低下する。指令値ＶＨｒに対して電圧ＶＨが低下すると、ＰＷＭ制御において、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＃に対して実際のｑ軸電圧Ｖｑが低下する。ｑ軸電圧Ｖｑが低下すると、ｄ軸電流Ｉｄが負側に増加する。そうすると、ＰＷＭ制御において、ｄ軸電流偏差ΔＩｄ（ΔＩｄ＝Ｉｄｃｏｍ－Ｉｄ）に基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ＃が増加する。

【0060】

ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＃が増加すると、変調度が増加する。そして、時刻ｔ３において、変調度がＭ１に達すると、インバータ制御がＰＷＭ制御から矩形波制御に切り替わる。矩形波制御においては、モータ印加電圧の位相が操作され、ＰＷＭ制御において増加したｄ軸電圧指令値Ｖｄ＃が低下傾向となる。

【0061】

一方、コンバータ１２については、時刻ｔ４において、指令値ＶＨｒに対して電圧ＶＨが所定値以上低下したため、コンバータ１２の駆動禁止が解除され、コンバータ１２が作動して電圧ＶＨが上昇する。電圧ＶＨが上昇すると、変調度は低下する。

【0062】

そして、時刻ｔ５において、電圧ＶＨが指令値ＶＨｒに達したことにより、コンバータ１２の駆動が禁止され、コンバータ１２が停止する。時刻ｔ６では、変調度がＭ２を下回ったため、インバータ制御が矩形波制御からＰＷＭ制御に再び切り替わる。

【0063】

ところで、矩形波制御においては、制御安定化の観点から制御ゲインが低めに設定される場合がある。特に、装置小型化のために平滑用のコンデンサＣ０の容量を小さくする場合には、負荷変動に応じて電圧ＶＨが変動しやすくなるため、センサ誤差等の外乱によるロバスト性を考慮して、矩形波制御の制御ゲインを低めに設定することが行なわれる。

【0064】

この場合、時刻ｔ２～ｔ３のＰＷＭ制御において増加したｄ軸電圧指令値Ｖｄ＃が、時刻ｔ３～ｔ６の矩形波制御により適切なレベルに戻る（低下する）前に、時刻ｔ６において、コンバータ１２の作動による電圧ＶＨの上昇により矩形波制御からＰＷＭ制御に再び切り替わる。そうすると、前回の時刻ｔ２におけるＰＷＭ制御への切替時よりもｄ軸電圧指令値Ｖｄ＃が大きい状態からＰＷＭ制御が行なわれ、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＃がさらに増加する。

【0065】

そして、時刻ｔ６～ｔ１０においても、時刻ｔ２～ｔ６と同様に、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＃が全体として上昇する。このように、ＰＷＭ制御と矩形波制御とが頻繁に切り替わると、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＃が徐々に上昇し、その結果、トルク偏差Ｔｒｑが増加していく。

【0066】

そこで、本実施の形態１に従う駆動制御システムでは、コンバータ１２の間欠制御モード中は、矩形波制御の制御ゲインを連続制御モード時の制御ゲインよりも大きくする。これにより、間欠制御モードにおいて、ＰＷＭ制御において増加したｄ軸電圧指令値Ｖｄ＃を矩形波制御において適切なレベルに戻すことが可能となる。したがって、この駆動制御システムによれば、コンバータ１２の昇圧間欠制御によりコンバータ１２の損失低減を図りつつ、昇圧間欠制御に起因するトルク偏差を抑制することができる。

【0067】

なお、間欠制御モードにおいて連続制御モード時よりも大きくする矩形波制御の制御ゲインは、積分ゲインＫｉと比例ゲインＫｐとの双方であってもよいし、積分ゲインＫｉのみであってもよい。ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＃の上昇は、矩形波制御部４００におけるＰＩ演算部４３０の積分項の増加によるものであるため、積分ゲインＫｉを大きくすることが効果的であるが、十分な制御応答性が得られれば比例ゲインＫｐのみを大きくしてもよい。

【0068】

図６は、実施の形態１に従う制御装置３０により実行される矩形波制御の処理手順の一例を示すフローチャートである。このフローチャートに示される一連の処理は、所定の期間毎に繰り返し実行される。

【0069】

図６を参照して、制御装置３０は、回転角センサ２５から電動機Ｍ１の回転角θの検出値を取得し、電流センサ２４から電動機Ｍ１の電流ｉｖ，ｉｗを取得する（ステップＳ１０）。次いで、制御装置３０は、ステップＳ２０において、取得した回転角θを用いて、電流センサ２４によって検出されるＶ相電流ｉｖ及びＷ相電流ｉｗをｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに変換する（ｕｖｗ３相→ｄｑ２相変換）。

【0070】

次いで、制御装置３０は、ｄ軸電流及びｑ軸電流とトルクとの関係を示す予め準備されたマップ又はテーブルを用いて、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑから、電動機Ｍ１の実トルクの推定値であるトルク推定値Ｔｒｑを算出する（ステップＳ３０）。

【0071】

続いて、制御装置３０は、コンバータ１２が間欠制御モード中であるか否かを判定する（ステップＳ４０）。たとえば、制御装置３０は、車両１００が低負荷走行中であって電動機Ｍ１の電流消費が所定値よりも少ない場合に、コンバータ１２を間欠制御モードで作動させる。

【0072】

間欠制御モード中ではない、すなわち連続制御モード中であると判定されると（ステップＳ４０においてＮＯ）、制御装置３０は、矩形波制御の制御ゲインとして、連続制御モード用のＦ／Ｂ制御ゲインＫ１（比例ゲインＫｐ１及び積分ゲインＫｉ１）を設定する（ステップＳ５０）。

【0073】

一方、ステップＳ４０において間欠制御モード中であると判定されると（ステップＳ４０においてＹＥＳ）、制御装置３０は、矩形波制御の制御ゲインとして、間欠制御モード用のＦ／Ｂ制御ゲインＫ２（比例ゲインＫｐ２及び積分ゲインＫｉ２）を設定する（ステップＳ６０）。

【0074】

ここで、間欠制御モード用のＦ／Ｂ制御ゲインＫ２は、連続制御モード用のＦ／Ｂ制御ゲインＫ１よりも大きい。本実施の形態１では、比例ゲインＫｐ及び積分ゲインＫｉのいずれについても、間欠制御モード用のゲインは連続制御モード用のゲインよりも大きく、すなわち、Ｋｐ２＞Ｋｐ１、Ｋｉ２＞Ｋｉ１である。なお、各ゲインＫｐ１，Ｋｉ１，Ｋｐ２，Ｋｉ２は、制御装置３０のメモリ（ＲＯＭ）に記憶されている。

【0075】

次いで、制御装置３０は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍとトルク推定値Ｔｒｑとの偏差ΔＴｒｑを算出し、その算出されたトルク偏差ΔＴｒｑに基づくＰＩ制御（トルクＦ／Ｂ制御）を実行する（ステップＳ７０）。具体的には、制御装置３０は、トルク偏差ΔＴｒｑについてＰＩ演算を行なうことにより制御偏差を算出し、その制御偏差に応じて矩形波電圧の位相φｖを設定する。

【0076】

そして、制御装置３０は、設定された電圧位相φｖに従って、各相電圧指令値（矩形波パルス）Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを生成し、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに基づいてスイッチング制御信号Ｓ３～Ｓ８を生成する（ステップＳ８０）。そして、インバータ１４がスイッチング制御信号Ｓ３～Ｓ８に従ったスイッチング動作を行なうことにより、電圧位相φｖに従った矩形波パルスがモータの各相電圧として印加される。

【0077】

以上のように、この実施の形態１においては、矩形波制御の制御ゲインについて、コンバータ１２が間欠制御モードで作動するときの制御ゲインＫ２が、コンバータ１２が連続制御モードで作動するときの制御ゲインＫ１よりも大きい。これにより、間欠制御モードにおいて、ＰＷＭ制御において増加したｄ軸電圧指令値Ｖｄ＃を矩形波制御において適切なレベルに戻すことができる。したがって、この実施の形態１によれば、コンバータ１２の昇圧間欠制御によりコンバータ１２の損失低減を図りつつ、昇圧間欠制御に起因するトルク追従性の低下を抑制することができる。

【0078】

［実施の形態２］
実施の形態１では、間欠制御モードにおいて、ＰＷＭ制御において増加したｄ軸電圧指令値Ｖｄ＃を矩形波制御において適切なレベルに戻すために、矩形波制御の制御ゲインを連続制御モード時のＦ／Ｂ制御ゲインよりも大きくするものとした。本実施の形態２では、間欠制御モードにおいて、ＰＷＭ制御におけるｄ軸電圧指令値Ｖｄ＃の増加を抑制するために、ＰＷＭ制御の制御ゲインを連続制御モード時の制御ゲインよりも小さくする。

【0079】

実施の形態２における車両１００及びそれに搭載される駆動制御システムの全体構成は、図１から図４に示した構成と同じである。

【0080】

図７は、実施の形態２に従う制御装置３０により実行されるＰＷＭ制御の処理手順の一例を示すフローチャートである。このフローチャートに示される一連の処理は、所定の期間毎に繰り返し実行される。

【0081】

図７を参照して、制御装置３０は、回転角センサ２５から電動機Ｍ１の回転角θの検出値を取得し、電流センサ２４から電動機Ｍ１の電流ｉｖ，ｉｗを取得する（ステップＳ１１０）。次いで、制御装置３０は、ステップＳ１２０において、取得した回転角θを用いて、電流センサ２４によって検出されるＶ相電流ｉｖ及びＷ相電流ｉｗをｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに変換する（ｕｖｗ３相→ｄｑ２相変換）。

【0082】

次いで、制御装置３０は、電動機Ｍ１のトルクとｄ軸電流及びｑ軸電流との関係を示す予め準備されたマップ又はテーブルを用いて、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍからｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍ及びｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍを算出する（ステップＳ１３０）。

【0083】

続いて、制御装置３０は、コンバータ１２の制御モードが間欠制御モード中であるか否かを判定する（ステップＳ１４０）。たとえば、制御装置３０は、車両１００が低負荷走行中であって電動機Ｍ１の電流消費が所定値よりも少ない場合に、コンバータ１２を間欠制御モードで作動させる。

【0084】

間欠制御モード中ではない、すなわち連続制御モード中であると判定されると（ステップＳ１４０においてＮＯ）、制御装置３０は、ＰＷＭ制御の制御ゲインとして、連続制御モード用のＦ／Ｂ制御ゲインＫ３（ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＃算出用の比例ゲインＫｄｐ３及び積分ゲインＫｄｉ３、並びにｑ軸電圧指令値Ｖｑ＃算出用の比例ゲインＫｑｐ３及び積分ゲインＫｑｉ３）を設定する（ステップＳ１５０）。

【0085】

一方、ステップＳ１４０において間欠制御モード中であると判定されると（ステップＳ１４０においてＹＥＳ）、制御装置３０は、ＰＷＭ制御の制御ゲインとして、間欠制御モード用のＦ／Ｂ制御ゲインＫ４（ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＃算出用の比例ゲインＫｄｐ４及び積分ゲインＫｄｉ４、並びにｑ軸電圧指令値Ｖｑ＃算出用の比例ゲインＫｑｐ４及び積分ゲインＫｑｉ４）を設定する（ステップＳ１６０）。

【0086】

ここで、間欠制御モード用のＦ／Ｂ制御ゲインＫ４は、連続制御モード用のＦ／Ｂ制御ゲインＫ３よりも小さい。本実施の形態１では、比例ゲインＫｄｐ，Ｋｑｐ及び積分ゲインＫｄｉ，Ｋｑｉのいずれについても、間欠制御モード用のゲインは連続制御モード用のゲインよりも小さく、すなわち、Ｋｄｐ４＜Ｋｄｐ３、Ｋｄｉ４＜Ｋｄｉ３、Ｋｑｐ４＜Ｋｑｐ３、Ｋｑｉ４＜Ｋｑｉ３である。

【0087】

次いで、制御装置３０は、ｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍとｄ軸電流Ｉｄとの偏差ΔＩｄ、及びｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍとｑ軸電流Ｉｑとの偏差ΔＩｑを算出し、その算出された偏差ΔＩｄ，ΔＩｑに基づくＰＩ制御（電流Ｆ／Ｂ制御）を実行する（ステップＳ１７０）。具体的には、制御装置３０は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄについてＰＩ演算を行なうことにより制御偏差を算出し、その制御偏差に応じてｄ軸電圧指令値Ｖｄ＃を設定する。また、制御装置３０は、ｑ軸電流偏差ΔＩｑについてＰＩ演算を行なうことにより制御偏差を算出し、その制御偏差に応じてｑ軸電圧指令値Ｖｑ＃を設定する。

【0088】

次いで、制御装置３０は、ステップＳ１８０において、ステップＳ１１０にて取得した回転角θを用いて、設定されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ＃及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＃をＵ相，Ｖ相，Ｗ相の各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する（ｄｑ２相→ｕｖｗ３相変換）。

【0089】

そして、制御装置３０は、生成された各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと搬送波との比較に基づいて、インバータ１４を駆動するためのスイッチング制御信号Ｓ３～Ｓ８を生成する（ステップＳ１９０）。そして、インバータ１４がスイッチング制御信号Ｓ３～Ｓ８に従ったＰＷＭスイッチング動作を行なうことにより、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＃及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＃に従った電圧がモータの各相電圧として印加される。

【0090】

以上のように、この実施の形態２においては、ＰＷＭ制御の制御ゲインについて、コンバータ１２が間欠制御モードで作動するときの制御ゲインＫ４が、コンバータ１２が連続制御モードで作動するときの制御ゲインＫ３よりも小さい。これにより、間欠制御モードにおいて、ＰＷＭ制御におけるｄ軸電圧指令値Ｖｄ＃の増加を抑制することができ、増加したｄ軸電圧指令値Ｖｄ＃を矩形波制御において適切なレベルに戻すことができる。したがって、この実施の形態２によっても、コンバータ１２の昇圧間欠制御によりコンバータ１２の損失低減を図りつつ、昇圧間欠制御に起因するトルク追従性の低下を抑制することができる。

【0091】

今回開示された各実施の形態は、技術的に矛盾しない範囲で適宜組合わせて実施することも予定されている。そして、今回開示された実施の形態は、全ての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。

【符号の説明】

【0092】

５，６，７ 電力線、１０，１３ 電圧センサ、１０＃ 直流電圧発生部、１１，２４ 電流センサ、１２ コンバータ、１４ インバータ、１５ Ｕ相アーム、１６ Ｖ相アーム、１７ Ｗ相アーム、２５ 回転角センサ、３０ 制御装置、１００ 車両、２００ ＰＷＭ制御部、２１０ 電流指令生成部、２２０，２５０，４１０ 座標変換部、２４０，２４２，４３０ ＰＩ演算部、２６０ ＰＷＭ変調部、４００ 矩形波制御部、４２０ トルク推定部、４４０ スイッチング指令演算部、５００ 制御モード切替部、Ｃ０，Ｃ１ コンデンサ、Ｄ１～Ｄ８ ダイオード、Ｌ１ リアクトル、Ｍ１ 電動機、Ｑ１～Ｑ８ スイッチング素子。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】