特許 7416711 アクセスネットワーク用のインターフェースサブシステム

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2024-01-09

(45)【発行日】2024-01-17

(54)【発明の名称】アクセスネットワーク用のインターフェースサブシステム

(51)【国際特許分類】

   H04B 10/27 20130101AFI20240110BHJP

【ＦＩ】

H04B10/27

【請求項の数】 12

(21)【出願番号】P 2020552185

(86)(22)【出願日】2019-03-29

(65)【公表番号】

(43)【公表日】2021-08-12

(86)【国際出願番号】 US2019025061

(87)【国際公開番号】W WO2019191730

(87)【国際公開日】2019-10-03

【審査請求日】2022-03-29

(31)【優先権主張番号】62/650,079

(32)【優先日】2018-03-29

(33)【優先権主張国・地域又は機関】US

(31)【優先権主張番号】62/805,509

(32)【優先日】2019-02-14

(33)【優先権主張国・地域又は機関】US

(73)【特許権者】

【識別番号】514002477

【氏名又は名称】ケーブル テレビジョン ラボラトリーズ，インク．

(74)【代理人】

【識別番号】100083806

【弁理士】

【氏名又は名称】三好 秀和

(74)【代理人】

【識別番号】100095500

【弁理士】

【氏名又は名称】伊藤 正和

(74)【代理人】

【識別番号】100111235

【弁理士】

【氏名又は名称】原 裕子

(74)【代理人】

【識別番号】100195257

【弁理士】

【氏名又は名称】大渕 一志

(72)【発明者】

【氏名】カンポス、 ルイス アルベルト

(72)【発明者】

【氏名】ジア、 ジェンシェン

(72)【発明者】

【氏名】シュミット、 マシュー ディー．

【審査官】鴨川 学

(56)【参考文献】

【文献】米国特許出願公開第２０１８／００４１２８０（ＵＳ，Ａ１）

【文献】特開２０１０－２８３６４４（ＪＰ，Ａ）

【文献】米国特許出願公開第２０１７／０３１７７５９（ＵＳ，Ａ１）

【文献】特表２０１７－５３８３１５（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１８－０１９３７８（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０４Ｂ １０／２７

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

アクセスネットワーク用のインターフェースサブシステムであって、
（ｉ）送信部分、（ｉｉ）受信部分、及び（ｉｉｉ）コヒーレント光トランシーバの動作を第１の動作モードと第２の動作モードとの間で切り替えるように構成されたスイッチング機構を備えるコヒーレント光トランシーバと、
制御層と、
（ｉ）前方誤り訂正（ＦＥＣ）符号化ユニット、（ｉｉ）イーサネットマッピングユニット、及び（ｉｉｉ）光伝送ネットワーク（ＯＴＮ）フレーミングモジュールを含むフレーミングユニットを備えるインターフェース前部分と、
前記フレーミングユニットと動作可能に通信し、前記インターフェースサブシステムのホスト側で第１及び第２の別個の入力１００ＧｂＥ電気信号を送受信するように構成された電気インターフェース部分と、
前記コヒーレント光トランシーバと動作可能に通信し、（ｉ）２００Ｇ光伝送用に、（ｉｉ）前記インターフェースサブシステムの回線側で、前記インターフェースサブシステムの回線側に結合された光伝送媒体に光信号を送信し、前記光伝送媒体から光信号を受信するように構成された光インターフェース部分と、
前記制御層と動作可能に通信する管理インターフェース部分と、
前記光インターフェース部分と前記コヒーレント光トランシーバとの間の回線側に配置された方向要素と
を備え、
前記方向要素は、光信号を前記送信部分から前記光伝送媒体にルーティングしかつ光信号を前記光伝送媒体から前記受信部分にルーティングするように構成され、
前記光インターフェース部分は、前記方向要素と前記コヒーレント光トランシーバとの間の二重インターフェースアーキテクチャを含み、
前記送信部分及び前記受信部分は、前記二重インターフェースアーキテクチャの別個のそれぞれの部分を介して前記光伝送媒体と結合され、
前記電気インターフェース部分は、前記第１及び第２の別個の入力１００ＧｂＥ電気信号を個別に処理して二重１００Ｇフレーム構造にするように構成されたマッピングユニットと、前記二重１００Ｇフレーム構造を単一出力２００Ｇフレーム構造にインターリーブするように構成された多重化ユニットとを含み、
前記インターフェース前部分は、連続動作でオープンＦＥＣ（ｏＦＥＣ）を前記単一出力２００Ｇフレーム構造に統合するように構成される、インターフェースサブシステム。

【請求項2】

前記第１の動作モードは１００Ｇモードであり、前記第２の動作モードは２００Ｇモードである、請求項１に記載のインターフェースサブシステム。

【請求項3】

前記送信部分は、シンボルマッピングユニット、線形及び非線形プリエンファシスユニット、デジタルアナログ変換器、Ｉ／Ｑ変調及び偏波合成ユニットのうちの少なくとも１つを含む、請求項１に記載のインターフェースサブシステム。

【請求項4】

前記受信部分は、Ｉ／Ｑ検出ユニット、アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）、デスキュー及び直交性補償ユニット、色分散補償ユニット、偏波モード分散補償ユニット、偏波多重化ユニット、クロック再生ユニット、キャリア周波数オフセット補償ユニット、キャリア位相補償ユニット、シンボルデマッピングユニット、ＦＥＣ復号化ユニット、イーサネットデマッピングユニット、及びＯＴＮフレーミングユニットのうちの少なくとも１つを含む、請求項３に記載のインターフェースサブシステム。

【請求項5】

前記受信部分は、前記デスキュー及び直交性補償ユニット、前記色分散補償ユニット、前記偏波モード分散補償ユニット、前記偏波多重化ユニット、及び前記クロック再生ユニットのうちの少なくとも１つから前記ＡＤＣへのフィードバックループをさらに含む、請求項４に記載のインターフェースサブシステム。

【請求項6】

前記方向要素はさらに、前記光伝送媒体を前記送信部分のＩ／Ｑ変調及び偏波合成ユニットと結合するように構成される、請求項３に記載のインターフェースサブシステム。

【請求項7】

前記方向要素はさらに、前記光伝送媒体を前記受信部分のＩ／Ｑ検出ユニットと結合するように構成される、請求項６に記載のインターフェースサブシステム。

【請求項8】

前記コヒーレント光トランシーバは、前記単一出力２００Ｇフレーム構造のフレームを、前記光伝送媒体を介した伝送用の偏光コンステレーションシンボルにマッピングするように構成されたシンボルマッパーをさらに備える、請求項１に記載のインターフェースサブシステム。

【請求項9】

アクセスネットワーク用のインターフェースサブシステムであって、
（ｉ）送信部分、（ｉｉ）受信部分、及び（ｉｉｉ）コヒーレント光トランシーバの動作を第１の動作モードと第２の動作モードとの間で切り替えるように構成されたスイッチング機構を備えるコヒーレント光トランシーバと、
制御層と、
前方誤り訂正（ＦＥＣ）エンコーダと、物理符号化副層（ＰＣＳ）及び光伝送ネットワーク（ＯＴＮ）モジュールを含むフレーミングユニットを備えるインターフェース前部分と、
前記フレーミングユニットと動作可能に通信し、前記インターフェースサブシステムのホスト側で第１及び第２の別個の入力１００ＧｂＥ電気信号を送受信するように構成された電気インターフェース部分と、
前記コヒーレント光トランシーバと動作可能に通信し、（ｉ）２００Ｇ光伝送用に、（ｉｉ）前記インターフェースサブシステムの回線側で、前記インターフェースサブシステムの回線側に結合された光伝送媒体に光信号を送信し、前記光伝送媒体から光信号を受信するように構成された光インターフェース部分と、
前記制御層と動作可能に通信する管理インターフェース部分と
を備え、
前記制御層は、前記フレーミングユニット及び前記コヒーレント光トランシーバとの動作可能な通信のために構成され、
前記ＰＣＳは、前記ホスト側で受信された電気信号を符号化して前記コヒーレント光トランシーバの送信部分に送信するように構成され、
前記電気インターフェース部分は、前記第１及び第２の別個の入力１００ＧｂＥ電気信号を個別に処理して二重１００Ｇフレーム構造にするように構成されたマッピングユニットと、前記二重１００Ｇフレーム構造を単一出力２００Ｇフレーム構造にインターリーブするように構成された多重化ユニットとを含み、
前記インターフェース前部分は、連続動作でオープンＦＥＣ（ｏＦＥＣ）を前記単一出力２００Ｇフレーム構造に統合するように構成される、インターフェースサブシステム。

【請求項10】

前記送信部分は、フレームジェネレータ、第１のビットインターリーバ、及び第１のビットデインターリーバのうちの少なくとも１つを備える、請求項９に記載のインターフェースサブシステム。

【請求項11】

前記ＦＥＣエンコーダは、前記連続動作で前記光信号に差動符号化を実施するように構成される、請求項１０に記載のインターフェースサブシステム。

【請求項12】

前記ＦＥＣエンコーダは、前記連続動作で前記光信号の連続するブロックをコードワード行列に符号化するように構成される、請求項１０に記載のインターフェースサブシステム。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本開示の分野は、全体として通信ネットワークに関し、より詳細には、１つ以上のネットワークプロトコルに従って信号を伝送することができるアクセスネットワークに関する。

【背景技術】

【0002】

関連出願への相互参照
本出願は、２０１８年３月２９日に出願された米国仮特許出願第６２／６５０，０７９号、及び２０１９年２月１４日に出願された米国仮特許出願第６２／８０５，５０９号の利益及び優先権を主張するものであり、これらの両方は、その全体が参照により本明細書に組み込まれるものとする。

【0003】

ほとんどの通信事業者は、データ及びビデオサービスに使用するヘッドエンド（ＨＥ）／ハブとファイバノードとの間で利用できるファイバが非常に限られており、多くの場合、ファイバノードのグループにサービスを提供するファイバストランドは１～２本だけである。エンドユーザが家庭により多くの帯域幅を要求するため、事業者はアクセスネットワークの容量を増やす方法に関する戦略を必要としている。このような戦略の１つは、ＨＥ／ハブとファイバノードとの間にファイバを追加することを含むが、再トレンチングにはコストと時間がかかるため、投資収益率（ＲｏＩ）を考慮すると、このオプションは魅力的ではない。既存のインフラストラクチャをより効率的に再利用するソリューションが望まれる。したがって、アクセスネットワークにおける波長分割多重（ＷＤＭ）と共にポイントツーポイント（Ｐ２Ｐ）コヒーレント光学系を使用することにより、帯域幅需要を満たすために既存のインフラストラクチャを使用し、それにより再トレンチングコストを回避することが提案されている。

【0004】

コヒーレント光技術は、海中ネットワーク、長距離ネットワーク、及びメトロネットワークにおいて一般的になりつつあるが、そのような利用のための技術の比較的高いコストのために、アクセスネットワークにはまだ適用されていない。しかしながら、（ｉ）ＨＥ／ハブからファイバノードまでの距離は他のタイプのネットワークと比べてアクセスネットワークでははるかに短く、（ｉｉ）アクセスネットワークは常にＰ２Ｐアーキテクチャであり、（ｉｉｉ）固定波長の光受動部品を利用することができるので、ケーブルアクセスネットワークのための費用効果の高いコヒーレント光技術の利用を開発することが望ましい。

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

したがって、よりコンパクトな波長を追加するためのより大きなマージン、結果として生じる改善された信号対雑音比（ＳＮＲ）を実現する、アクセスネットワークのためのコヒーレント光システム及び方法を提供することが望ましい。

【課題を解決するための手段】

【0006】

アクセスネットワークにコヒーレント光技術を適応させることによって、（例えば、歪み補償、非線形補償、誤り訂正を行うために）他のネットワークで使用されるモジュールのいくつかは、除去、単純化、及び／又は要件が緩和されたコンポーネントを使用して実現することができ、それによりＰ２Ｐコヒーレント光リンク実装のための大幅なコスト削減をもたらす。さらに、アクセスネットワークトランシーバの能力、性能、及び特徴は特に、光出力パワーレベル、送信機の波長性能、ファイバの色分散補償の量、及び送信機の光信号対雑音比（ＯＳＮＲ）に関してさらに緩和される可能性があり、これはさらに設計コストを低減し、アクセスネットワークにおけるより低コストのコンポーネントの使用を可能にする。

【0007】

一実施形態では、通信ネットワークは、コヒーレント光送信機と、コヒーレント光受信機と、コヒーレント光送信機をコヒーレント光受信機に動作可能に結合する光伝送媒体と、コヒーレント光インターフェースとを含む。コヒーレント光インターフェースは、回線側インターフェース部分と、クライアント側インターフェース部分と、制御インターフェース部分とを含む。

【図面の簡単な説明】

【0008】

本開示のこれら及び他の特徴、態様、及び利点は、図面全体にわたって同様の符号が同様の部分を表す添付の図面を参照して以下の詳細な説明が読まれた場合に、よりよく理解されるであろう。

【0009】

【図1】図１Ａは、分布帰還型レーザダイオードの発光スペクトルを示す。図１Ｂは、外部共振器レーザダイオードの発光スペクトルを示す。

【0010】

【図2】電気光学変調器の概略図である。

【0011】

【図3】２つの図２に示される電気光学変調器を利用するＩＱ変調器構造の概略図である。

【0012】

【図4】二重偏波コヒーレントＩＱ変調器の概略図である。

【0013】

【図5】分散による減衰の比較プロットのグラフである。

【0014】

【図6】それぞれのコヒーレント検出スキームの比較プロットのグラフである。

【0015】

【図7】位相ダイバーシティコヒーレント受信機の概略図である。

【0016】

【図8】位相及び偏波ダイバーシティコヒーレント受信機の概略図である。

【0017】

【図9】デジタル信号プロセスを示す。

【0018】

【図10】二重光インターフェース構造を有するトランシーバの概略図である。

【0019】

【図11】単一光インターフェース構造を有するトランシーバの概略図である。

【0020】

【図12】送信機の機能概略図である。

【0021】

【図13】受信機の機能概略図である。

【0022】

【図14】図１４Ａ～Ｂは、比較符号化プロットを示すグラフである。

【0023】

【図15】例示的なシンボルストリームアーキテクチャを示す概略図である。

【0024】

【図16】例示的なコードワードアーキテクチャを示す概略図である。

【0025】

【図17】例示的なブロック分割を示す概略図である。

【0026】

【図18】例示的な階段符号化スキームを示す概略図である。

【0027】

【図19】例示的なエラーデコリレータの概略図である。

【0028】

【図20】例示的な階段符号アーキテクチャを示す概略図である。

【0029】

【図21】例示的なコンポーネントコードワードを示す概略図である。

【0030】

【図22】一連のブロックに対する例示的な階段復号化ウィンドウを示す概略図である。

【0031】

【図23】階段符号化スキームに対する訂正不可能なストールエラーパターンを示す概略図である。

【0032】

【図24】クライアント側適応プロセスを示す概略図である。

【0033】

【図25】図２４に示されるプロセスのフレーミング及びマッピングサブプロセスを示す概略図である。

【0034】

【図26】図２４に示されるプロセスの符号化サブプロセスの概略図である。

【0035】

【図27】例示的なフレーム構造の概略図である。

【0036】

【図28】例示的なマルチフレームフォーマット構造の概略図である。

【0037】

【図29】例示的なフレーム構造の概略図である。

【0038】

【図30】例示的なインターリーブされたフレーム構造の概略図である。

【0039】

【図31】例示的なブロックマッピングスキームの概略図である。

【0040】

【図32】例示的なブロックマッピングスキームの概略図である。

【0041】

【図33】例示的なフレーム同期スクランブラの概略図である。

【0042】

【図34】例示的な符号化及びインターリーブユニットの概略図である。

【0043】

【図35】例示的なオープン前方誤り訂正構造を示す。

【0044】

【図36】例示的なビット順序付けスキームを示す。

【0045】

【図37】例示的なビットナンバリングスキームを示す。

【0046】

【図38】例示的なブロック間インターリーブ構造を示す。

【0047】

【図39】例示的なシンボルマッピング及び偏波分配プロセスの概略図である。

【0048】

【図40】例示的なフレーミングプロセスの概略図である。

【0049】

【図41】スーパーフレーム／サブフレーム構造のための例示的な分配テーブルの概略図である。

【0050】

【図42】例示的なスーパーフレーム構造を示す。

【0051】

【図43】図４２に示されるスーパーフレーム構造の例示的なサブフレームを示す。

【0052】

【図44】例示的なパイロットシーケンスマッピングスキームを示す。

【0053】

【図45】例示的パイロットシード順序付けプロセスの概略図である。

【0054】

【図46】例示的なコンステレーションのグラフである。

【0055】

【図47】例示的な単一偏波変調器の概略図である。

【0056】

【図48】例示的な二重偏波変調器の概略図である。

【0057】

【図49】例示的な送信機の反射効果を示す概略図である。

【0058】

【図50】例示的な光リターン効果を示す概略図である。

【0059】

【図51】微分群遅延プロットを示すグラフである。

【0060】

【図52】例示的な受信機の反射効果を示す概略図である。

【0061】

【図53】例示的なコンステレーションのグラフである。

【0062】

別段の指示がない限り、本願で提供される図面は、本開示の実施形態の特徴を示すことを意図している。これらの特徴は、本開示の１つ以上の実施形態を含む幅広いシステムに適用可能であると考えられる。したがって、図面は、本願で開示した実施形態の実施に必要な、当業者に知られているすべての従来の特徴を含むことを意図するものではない。

【発明を実施するための形態】

【0063】

以下の明細書及び特許請求の範囲において、以下の意味を有するように定義されるいくつかの用語に言及する。

【0064】

単数形「ａ」「ａｎ」及び「ｔｈｅ」は、文脈が明確にそうでないと指示しない限り、複数形の言及を含む。

【0065】

「任意選択の」又は「任意選択で」は、その後に記載される事象又は状況が発生する場合と発生しない場合があること、及び記載には事象が発生する場合と発生しない場合が含まれることを意味する。

【0066】

本願で使用される場合、それとは反対に指定されていない限り、「モデム終端システム」又は「ＭＴＳの」は、ケーブルモデム終端システム（ＣＭＴＳ）、光ネットワーク端末（ＯＮＴ）、光回線端末（ＯＬＴ）、ネットワーク終端ユニット、衛星終端ユニット、及び／又は他の終端デバイス及びシステムのうちの１つ以上を指す場合がある。同様に、「モデム」は、ケーブルモデム（ＣＭ）、光ネットワークユニット（ＯＮＵ）、デジタル加入者線（ＤＳＬ）ユニット／モデム、衛星モデムなどの１つ以上を指す場合がある。

【0067】

本願で使用される場合、「データベース」という用語は、データの本体、リレーショナルデータベース管理システム（ＲＤＢＭＳ）、又はその両方を指す場合があり、階層データベース、リレーショナルデータベース、フラットファイルデータベース、オブジェクトリレーショナルデータベース、オブジェクト指向データベース、及び／又はコンピュータシステムに格納されているレコード又はデータの他の構造化された集合体を含むデータの集合体を含み得る。

【0068】

さらに、本願で使用される場合、「リアルタイム」という用語は、関連する事象の発生時間、所定のデータの測定及び収集時間、コンピューティングデバイス（例えば、プロセッサ）がデータを処理する時間、及び事象及び環境に対するシステム応答の時間のうちの少なくとも１つを指す。本願に記載した実施形態では、これらの活動及び事象は、実質的に瞬時に発生する。

【0069】

本願で使用される場合、「トランシーバ」という用語は、別段の指定がない限り、コヒーレント光送信部分とコヒーレント光受信部分とを有するＰ２Ｐコヒーレント光トランシーバを指す。場合によっては、トランシーバは、本願に記載したいくつかの実施形態について、特定の被試験デバイス（ＤＵＴ）を指す場合がある。

【0070】

明細書及び特許請求の範囲の全体にわたって本願で使用される近似用語は、関連する基本機能の変化をもたらすことなく許容可能に変化し得る任意の定量的表現を修飾するために使用され得る。したがって、「約」、「おおよそ」、「ほぼ」などの用語によって修飾される値は、指定された正確な値に限定されない。少なくともいくつかの例では、近似用語は、値を測定する機器の精度に対応し得る。本願及び明細書及び特許請求の範囲の全体にわたって、範囲の限定は組み合わせ及び／又は交換することができ、そのような範囲は明らかにされ、文脈又は言葉で別段の指示がない限り、そこに含まれる全ての部分範囲を含む。

【0071】

本願に記載した実施形態は、当分野で増大するアクセスネットワーク傾向に特に有用な革新的なアクセスネットワークアーキテクチャ及びプロセスを提供する。本発明のシステム及び方法は、コヒーレント光学系を活用して、特にＰ２Ｐシステムに関して、ケーブルアクセスネットワーク及び一般的なアクセスネットワークを大幅に改善する。本願の実施形態は、Ｐ２Ｐ通信リンク上でコヒーレント光技術を使用する相互運用可能なトランシーバの開発及び利用を可能にする。本実施形態は、コヒーレント光トランシーバの光物理層要件のための新規でかつ改良された仕様を含む。

【0072】

以下の実施形態は、１００及び２００ギガビット／秒（Ｇｂｐｓ）で動作するトランシーバに関して説明されるが、当業者は、これらの動作パラメータが限定的な意味ではなく例として説明されることを理解するであろう。本願の原理は、特に速度及び帯域幅の増加に対する要求が高まり続けているため、様々な伝送速度で動作するコヒーレント光システムに適用可能である。以下の例は、約４０までの例示的なファイバリンクに関しても説明されるが、当業者は、本発明の技術が状況よっては最大８０ｋｍ、１２０ｋｍ、及びそれ以上のリンクをサポートすることをさらに理解するであろう。

【0073】

以下の実施形態は、Ｐ２Ｐコヒーレント光学系の仕様の、特に物理（ＰＨＹ）層に関する改良を含む。本実施形態は、様々なネットワークコンポーネント間の機能動作及びインターフェースに関して、特にＰＨＹ層に関連するトランシーバ動作、ならびにＰＨＹ層に特有でないトランシーバ動作に焦点を当てて説明される。本発明のシステム及び方法は、フレーミング、前方誤り訂正（ＦＥＣ）、及び様々な伝送速度及び変調（例えば、１００Ｇ ＱＰＳＫ、２００Ｇ ＱＰＳＫ、２００Ｇ １６ＱＡＭ）で動作する準拠ハードウェアのためのシンボルマッピングのための改善されたプロセスをさらに提供する。

【0074】

本発明のシステム及び方法は、コヒーレント送信機及びコヒーレント受信機を含む、いくつかのコヒーレント光システムコンポーネントに適用可能である。一実施形態では、トランシーバは、コヒーレント送信機とコヒーレント受信機の両方、すなわち、コヒーレント送信とコヒーレント受信の両方のためのハードウェア機能を含む。例示的な実施形態では、コヒーレント送信機は、少なくとも２つの主要なコンポーネント、（ｉ）１つ以上の光源と、（ｉｉ）外部変調器とを含む。

【0075】

いくつかの実施形態では、光源は、順方向バイアスモードで動作する半導体接合により実現されるレーザダイオードを含むことができる。接合部の電子は高エネルギー状態から低エネルギー状態に遷移し、電子エネルギー状態の差に等しいエネルギーを有する光子が放出され、これは自発発光とも呼ばれる。レーザダイオードでは、生成された光子が前後に跳ね返り、より多くの光子の放出を刺激するように反射ファセット又はミラーを実装することができ、これは誘導放出又はレージングとも呼ばれ、より高い強度レベル及び高度なコヒーレンスでの発光をもたらす。接合部によって形成される活性領域の両側のミラー又はファセットは、光共振器を形成する。共振器の幾何学的形状は、接合部の状態の変化によって生成されるエネルギーレベルの範囲と共に、レーザダイオードによって伝送される１つ以上の主要な共振波長を決定する。

【0076】

光システムでは、動作特性を維持できることが重要である。ＷＤＭ環境では、光システムは、伝送される波長を確実に所望の値に維持するように構成される。一部の光学システムは、より良好な波長制御を得るために熱電冷却機能を組み込んでおり、これは、光終端デバイスにコストを追加するが、波長多重化の改善を促進し、これは、更なる容量を追加するためのファイバ再トレッチングのコストをいくらか回避することを可能にする。

【0077】

図１Ａは、分布帰還型（ＤＦＢ）レーザダイオードの発光スペクトル１００を示す。図１Ｂは、外部共振器レーザ（ＥＣＬ）ダイオードの発光スペクトル１０２を示す。例示的な実施形態では、発光スペクトル１００、１０２は、アクセス環境において実現され得るコヒーレントレーザ構造を表す。すなわち、アクセス環境でレーザによって放射される光は、厳密には単色でない場合があり、レーザの個々の構造及び特性に応じて様々な線幅が実現され得る。発光波長の線幅は、同一ファイバで通信される光キャリア間の速度、ダイナミックレンジ、コヒーレンス、及び共存に大きな影響を与える可能性がある。一般に、狭いスペクトルに限定できる光源は、光源が他の光源（例えば、ＷＤＭ）とファイバスペクトルを共有している場合に好ましい。線幅を狭くすると、他のチャネルに流れ込むエネルギーが制限される。

【0078】

ケーブルアクセスネットワークにおける共存は重要な考慮事項である。ほとんどのケーブル事業者は、ヘッドエンド（ＨＥ）、ハブ、及びファイバノードを含む集中型ネットワークを運用している。このタイプの集中型アーキテクチャは、最初はダウンストリームビデオをケーブル加入者に伝送するように構成されていたが、その後、ヘッドエンドにケーブルモデム終端システム（ＣＭＴＳ）を導入し、顧客構内にケーブルモデム（ＣＭ）を導入した、Ｄａｔａ ｏｖｅｒ Ｃａｂｌｅ Ｓｅｒｖｉｃｅ Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ Ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎ（ＤＯＣＳＩＳ）で定義されているデータオーバーケーブルネットワークに進化した。集中型アーキテクチャは、元々、同じ同軸ケーブルでインターネットアクセスとビデオ配信も提供していた。ビデオＥｄｇｅＱＡＭ（ＥＱＡＭ）は、デジタルビデオ、ビデオオンデマンド（ＶＯＤ）、及びスイッチドデジタルビデオを可能にするために、後にＨＥ／Ｈｕｂに導入された。ＥＱＡＭは、Ｍｏｄｕｌａｒ Ｈｅａｄｅｎｄ Ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅ（ＭＨＡ－ＴＲ）を使用して、ＭＰＥＧビデオとＤＯＣＳＩＳデータの両方を回線上への変調をサポートするように進化した。ＣＭＴＳとＥＱＡＭは、より高密度のＥＱＡＭとＣＭＴＳを同じシャーシに組み合わせて提供するコンバージドケーブルアクセスプラットフォーム（ＣＣＡＰ）へと進化を続け、イーサネットオプティクスやイーサネットパッシブ光ネットワーク（ＥＰＯＮ）などの他のテクノロジーも、理論的には同じシャーシを共有することができる。その結果、ＣＣＡＰにより、データ、音声、及びビデオをＩＰ経由で処理してから、ＲＦ信号又は光信号に変換することが可能になった。

【0079】

トランシーバ送信機の外部変調器コンポーネントは、通常、２つのタイプの外部変調アプローチ、（１）電界吸収効果と２）干渉法のいずれかを使用する。第１のアプローチでは、電界吸収効果が光伝送路によって減衰の程度を制御する。第２のアプローチでは、干渉法が２つの分割された光分岐の相対位相を調整することにより光振幅を変更する。干渉法アプローチを実施するための例示的な変調器構造は、図２に関して以下に記載される。

【0080】

図２は、電気光学変調器２００の概略図である。一実施形態では、変調器２００は、マッハツェンダ干渉計又はマッハツェンダ変調器（ＭＺＭ）とも呼ばれるマッハツェンダ強度変調器構造を表す。変調器２００は、中心電極２０２と２つの外側電極２０４とを含む。変調器２００に入る光は、光導波路２０６によって２つの別々の光分岐２０８に分割され、その後、変調器２００出口２１０で再結合される。例示的な動作では、干渉法のアプローチは、２つの分割された光分岐２０８（１）、２０８（２）の相対位相をそれぞれ調整することによって光振幅を変更し、再結合後、別々に調整された光学的部分は、変調器２００を出る光なしで破壊的に（すなわち、位相が１８０度ずれて）合わさるか、又は出口２１０において最大光強度で建設的に（すなわち、同相で）合わさることができる。図２に示される例示的な実施形態では、電気経路とは対照的に、光学経路が太字で示されている。

【0081】

図３は、２つの電気光学変調器２００（図２）を利用するＩＱ変調器構造３００の概略図である。コヒーレント光学系は、例えば、位相シフトキーイング（例えば、ＱＰＳＫ）及び／又は直交振幅変調（ＱＡＭ）などの変調フォーマットを使用して、ファイバ伝送媒体を介してシンボルごとに複数のビットを伝送するために、光の変調と位相の両方、ならびに２つの異なる光偏波を利用する技術の実施を可能にする。コヒーレント変調フォーマットは、同相（Ｉ）振幅成分と直交位相（Ｑ）振幅成分とを有する。

【0082】

一実施形態では、構造３００は、少なくとも２つのＭＺＭ、例えば、Ｉ経路用の第１のＭＺＭ（例えば、変調器２００（Ｉ））及びＱ経路用の第２のＭＺＭ（例えば、変調器２００（Ｑ））を含む電気光学ＩＱ変調器を表す。より具体的には、入力光信号は、変調器２００（Ｉ）、２００（Ｑ）に入力される前に、最初に外部の光導波路３０２によって、２つの別個の位相シフト経路３０４に分割される。すなわち、位相シフト経路３０４（Ｉ）、３０４（Ｑ）は、９０度離れるように位相シフトされ、これにより、第１及び第２のＭＺＭ（それぞれ２００（Ｉ）、２００（Ｑ））は、光信号の直交成分に別々に作用することが可能になる。したがって、コヒーレントシステムでは、光の振幅のみを変調する代わりに、振幅と位相の両方を構造３００によって変調することができ、これはネストされたＩＱＭＺＭとも呼ばれる。いくつかの実施形態では、構造３００は、別個の位相シフト経路３０４（Ｉ）、３０４（Ｑ）を再結合するための第３のオフセット変調器２００（Ｏ）をさらに含むことができる。

【0083】

図４は、二重偏波コヒーレントＩＱ変調器４００の概略図である。図４に示される例示的な実施形態では、変調器４００は、２つのＩＱ変調器構造３００（図３）を利用して、光源４０２から送信されたレーザ信号のそれぞれのＸ偏波及びＹ偏波を別々に処理する。この例では、光源４０２からのレーザ信号は、それぞれＩＱ変調器構造３００（Ｘ）及び３００（Ｙ）によるそれぞれの偏波の独立したＩＱ変調のために、偏波ビームスプリッタ（ＰＢＳ）４０６によって、Ｘ偏波経路４０４（Ｘ）及びＹ偏波経路４０４（Ｙ）に分離される。次いで、それぞれのＩＱ変調器構造３００は、それぞれの光導波路３０２から、偏波ビームコンバイナ（ＰＢＣ）４０８に到達するまで、図３に関して上述したものと実質的に同様の方法で動作し、偏波ビームコンバイナ（ＰＢＣ）４０８から結合された二重偏波信号が生成される。このようにして、伝送容量は、図３に示される単一ＩＱ変調器構造３００の伝送容量の実質的に２倍である。

【0084】

それでもなお、ファイバストランド内に存在しかつ共存するシステムの性能は、ファイバアクセス環境の光チャネル制限の影響を受ける可能性がある。例えば、いくつかの異なるファイバ関連の障害が性能に影響を与えることがわかっている。このような障害の一部はファイバの長さに依存し、一方、他のものはファイバの形状、材料、波長、帯域幅、光パワーレベルに依存する。

【0085】

分散は、ファイバ長に依存する既知の障害である。分散は、光信号の異なる部分が光ファイバ内を異なる速度で伝わるときに生じる。この影響の結果として、光信号は時間的に拡散することがある。異なるタイプの分散は、色分散、導波路分散、モード分散、及び偏波モード分散を含む。色分散、すなわち材料分散は、光周波数による屈折率の変化によって生じる。導波路分散は、屈折率がファイバ長全体にわたって理想的な導波路をどの程度良く表すかに関係し、理想的な導波路との違いが分散を引き起こす。モード分散は、ファイバに異なる伝播モードが存在するときに生じる。例えば、ケーブルアクセス環境では、シングルモードファイバ（ＳＭＦ）の使用が一般的であるため、ファイバモード分散は存在する要因ではなく、導波路分散は色分散に比べて無視できると考えられる。色分散、すなわち分散（λ）は、以下に従って近似することができる。

【数1】

【0086】

ここで、λ₀はゼロ分散波長（通常、ＳＭＦの場合は１３１３ｎｍ、又は１３０２～１３２２ｎｍの範囲内）であり、Ｓ₀はλ₀における分散スロープであり、通常は０．０８６ｐｓ／（ｎｍ²＊ｋｍ）であり、この例では常に０．０９２ｐｓ／（ｎｍ²＊ｋｍ）未満であると考えられる。波長に関するＳＭＦ分散変動は、図５に関して以下でさらに説明される。

【0087】

図５は、分散による減衰の比較プロット５００のグラフである。図５に示される例示的な実施形態では、減衰曲線５０２は、波長に対するＳＭＦの減衰を表し、分散曲線５０４は、波長に対する分散を表す。ファイバの減衰は、波長又は周波数に依存する。減衰曲線５０２に沿って見られるように、この例示的なＳＭＦの場合、減衰は、１５５０ｎｍの波長伝送において０．２２ｄＢ／ｋｍであり、１３１０ｎｍ波長伝送において０．３ｄＢ／ｋｍである。

【0088】

この例では、需要の多い伝送ウィンドウは、その使用可能な増幅のためのオプション及びその低損失特性のために、Ｃバンド（すなわち、１５３０ｎｍ～１５６５ｎｍ）である。しかし、アクセスネットワークでは、多くの使用事例シナリオで距離が短いため、増幅の必要はない。したがって、本発明のシステム及び方法は、エルビウムドープファイバ増幅器（ＥＤＦＡ）の大量生産がまだ行われていないＬバンド（すなわち、１５６５ｎｍ～１６２５ｎｍ）の使用に特に適している。したがって、アクセスネットワークのために本願で提供される有利な実施は、これらの特性に関して全体的な伝送を大幅に改善するであろう。ケーブル環境では、光反射の影響は、角度ファセットコネクタの使用によって軽減されることが多いことに留意されたい。すなわち、角度ファセット（ＡＰＣ）コネクタの角度が小さいと、反射信号がファイバから出る。それでもなお、スプライスの欠陥は、性能に影響を与える反射を生じ得る。

【0089】

偏波モード分散（ＰＭＤ）は、２つの直交偏波が異なる速度で伝わるときに生じ、円形非対称性などのランダムな不完全性に起因するパルス拡散を引き起こす。ＰＭＤ係数（ｐｓ／√ｋｍ単位）は、特定の長さのファイバのＰＭＤ特性を定めるパラメータであり、ファイバのＰＭＤは、微分群遅延（ＤＧＤ）の平均値である。シングルモードファイバのＰＭＤは、０．１ｐｓ／√ｋｍから１ｐｓ／√ｋｍの範囲である。ＳＭＦのＰＭＤは一般に＜０．１ｐｓ／√ｋｍであるが、ケーブルの場合、仕様はケーブル配線後に＜０．５ｐｓ／√ｋｍを要求する。他の使用例では、＜４ｐｓの非コヒーレント１０Ｇｂｐｓ非ゼロ復帰（ＮＲＺ）に対するＰＭＤ要件を使用することができる。例えば、４０ｋｍのリンクは、最大で０．５＊√４０＝３．１６ｐｓの値を期待し、これは補償を必要としない。しかしながら、４０Ｇｂｐｓの伝送速度では、ＰＭＤ係数の要件は＜１ｐｓ／√ｋｍであり、この場合、４０ｋｍのリンクは補償を必要とする。コヒーレント検出技術は、非コヒーレント検出技術と比較して、ＰＭＤに対するより高い許容度を提供し、したがって、本発明のシステム及び方法は、アクセスネットワークの現在のリンク距離に対する最小限のＰＭＤ補償又はＰＭＤ補償なしで、より高いシンボルレートが達成されることを期待する。アナログ光リンクでは、変調帯域幅が約１ＧＨｚであるため、ＰＭＤは一般に重要な問題とは見なされない。

【0090】

ファイバにおける非線形効果は、屈折率ファイバ媒質の強度依存性によって、また非常に高い光強度レベルで存在する非弾性散乱効果によって引き起こされ得る。他の非線形効果は、光増幅システムに関連するが、現在のアクセスシナリオ技術に関しては詳細に説明されていない。例えば、比較的短いファイバ距離（例えば、＜６０ｋｍ）では、インライン増幅システムは重要な考慮事項ではない。しかしながら、本願では、本発明のシステム及び方法に関して、光パワーに対する屈折率依存性を説明する。屈折率効果には、例えば、自己位相変調（ＳＰＭ）、相互位相変調（ＸＰＭ）、及び四光波混合（ＦＷＭ）が含まれる。

【0091】

ＳＰＭの場合、時変信号強度は強度依存屈折率を有する媒質（例えば、ファイバー）において変化する屈折率を生成する。したがって、ファイバを通して伝わる光信号の高強度の部分は、信号の比較的低強度の部分に比べて高い屈折率に遭遇する。したがって、ＳＰＭは、屈折率の変化によって生成されるチャーピング及び分散を含む。光パワーのレベルと相互作用の長さもＳＰＭの量に影響を与える。

【0092】

ＸＰＭは、原理的にはＳＰＭと概ね同じであると考えられる。しかしながら、場合によっては、ＸＰＭは、元の信号と同時に伝播する他の光キャリアに対する強度が変化する屈折率の影響を表す。チャネル数が増加すると、ＸＰＭの量も増加する。ＷＤＭシステムでは、ＸＰＭは特定のチャネルにおけるパワー変動を他の共伝播チャネルにおける位相変動に変換する。ＸＰＭは、パワーレベルが比較的高く、相互作用長が大きいほど（すなわち、ファイバリンクが長いほど）高くなる。

【0093】

ＦＷＭは、磁化率の３次非線形効果である。ＦＷＭでは、３つのフィールドが周波数ω₁、ω₂、及びω₃で伝播する場合、ω₄＝ω₁±ω₂±ω₃となるように第４の周波数ω₄が生成される。ＦＷＭは変調帯域幅に依存しないが、周波数間隔とファイバ分散に依存する。分散は波長によって変化するため、信号波と生成された波は異なる群速度を経験し、波の位相整合の機能を破壊する一方で、新たに生成された周波数へのパワー伝達の効率を低下させる。したがって、分散シフトファイバは、標準ＳＭＦよりも深刻なＦＷＭ効果を経験する。群速度不整合が増加し、チャネル間隔が広がると、ＦＷＭ効果は減少する。

【0094】

図６は、それぞれのコヒーレント検出スキームの比較プロット６００、６０２、６０４のグラフである。より詳細には、プロット６００は、０に等しいベースバンド中間周波数ｆ_IF（すなわち、ｆ_IF＝０）を有する周波数ｆ_Sの信号に対するホモダインコヒーレント検出スキームを表し、プロット６０２は、光信号の帯域幅Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ_Sの半分未満のベースバンド中間周波数ｆ_IF（すなわち、ｆ_IF＜Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ_S／２）を有する周波数ｆ_Sの信号に対するイントラダインコヒーレント検出スキームを表し、プロット６０４は、光信号の帯域幅Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ_Sの半分より大きいベースバンド中間周波数ｆ_IF（すなわち、ｆ_IF＞Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ_S／２）を有する周波数ｆ_Sの信号に対するヘテロダインコヒーレント検出スキームを表す。

【0095】

コヒーレント受信機では、入力光信号の電界をベースバンド中間周波数ｆ_IFにダウンコンバートするために局部発振器（ＬＯ、周波数ｆ_LO）を使用することが知られている。したがって、コヒーレント検出は、光場全体をデジタル領域にマッピングすることができ、それにより信号の振幅、位相、及び偏波状態の検出を可能にする。したがって、ｆ_IF＝ｆ_S－ｆ_LOと定義される中間周波数に応じて、コヒーレント受信機は、本願に記載される３つのクラス（すなわち、ホモダイン、イントラダイン及びヘテロダイン）に分類される。

【0096】

以下の実施形態では、イントラダイン受信機は、限定的な意味ではなく例示の目的で、１００Ｇコヒーレントシステムのための例示的なオプションとして説明される。イントラダイン受信機では、中間周波数ｆ_IFは、ＬＯ周波数ｆ_LOを信号周波数ｆ_Sと概ね合わせることによって信号帯域に収まるように選択することができる。イントラダイン検出は、受信信号のＩ成分とＱ成分の両方の検出を可能にするので、イントラダイン受信機は、「位相ダイバーシティ」受信機とも呼ばれる。いくつかの実施形態では、デジタル位相ロックアルゴリズムは、通常は高速アナログデジタル変換（ＡＤＣ）及びデジタル信号処理（ＤＳＰ）を使用して、サンプリングされたＩ成分及びＱ成分から変調信号を復元するために実装される。

【0097】

図７は、位相ダイバーシティコヒーレント受信機７００の概略図である。受信機７００の例示的な実施形態では、光信号７０２（Ｅ_S）及び連続波ＬＯ７０４（Ｅ_LO）は、９０度光ハイブリッド７０６に入力され、９０度光ハイブリッド７０６は、２つの入力７０２、７０４を処理して、それぞれの光検出器７１０によって受信される４つの別個の出力７０８にする。コヒーレント検出パラダイムでは、変調信号光７０２及び連続波ＬＯ７０４の電場のビート積は、次に電気的に処理され得る信号情報のより低い周波数表現をもたらす。

【0098】

入力光信号７０２のＩＱ成分の両方を検出するために、９０度光ハイブリッド７０６は、マルチモード干渉（ＭＭＩ）カプラ７１４によるダイレクトパス出力とクロスカップリング出力との間に９０度位相シフト特性を有する２ｘ２光カプラ７１２を含む。このような光カプラを、その一方のアームにおける追加の９０度位相シフト７１６と共に、図７に示される構成に組み合わせることによって、実部及び虚部の検出を効果的に達成することができる。一実施形態では、平衡検出がコヒーレント受信機７００に導入され、ＤＣ成分を抑制し、信号光電流を最大にする。この例では、平衡光検出器７１０からのそれぞれの出力ＩＱ光電流は、以下のように表すことができる。

【数2】

【0099】

ここで、Ｒはフォトダイオードの応答性であり、Ｐ_S及びＰ_LOは、それぞれ入力信号７０２及びＬＯ信号７０４に対する光場のパワーである。これにより、受信機７００の実装は、関連する正弦成分及び余弦成分の両方の回復を可能にする。この例では、位相雑音θ_LO（ｔ）は、時間と共に変化すると推定することができ、位相情報φ_S（ｔ）は、後続のＤＳＰによってイントラダイン検出信号（図７には図示せず）に復元され得る。

【0100】

図８は、位相及び偏波ダイバーシティコヒーレント受信機８００の概略図である。受信機８００は、いくつかの構造的及び機能的効果において受信機７００（図７）と類似しており、同様の要素は同様の符号で参照される。例えば、受信機８００の一実施形態では、入力信号８０２（例えば、偏波多重）及びＬＯ信号８０４は、偏波ダイバーシティ９０度光ハイブリッド８０６に入力され、偏波ダイバーシティ９０度光ハイブリッド８０６は、２つの入力８０２、８０４を処理して、それぞれの８つの光検出器８１０によって受信される８つの別個の出力８０８にする。受信機８００の動作では、入力信号８０２及びＬＯ信号８０４の両方が、偏波ダイバーシティ９０度光ハイブリッド８０６内で、それぞれのＰＢＳユニット８１２を使用して２つの直交偏波に分割され、その後、入力信号８０２及びＬＯ信号８０４の共偏波成分が、２つの別個の９０度光学ハイブリッド８１４（例えば、８１４（Ｘ）、８１４（Ｙ））内で混合され、それぞれのＸ及びＹ偏波に対するＩ及びＱ成分が生成される。光検出器８１０による平衡化の後に得られる４つのＩＸ、ＱＸ、ＩＹ、ＱＹ信号は、次いで、それぞれのアナログデジタル変換器（ＡＤＣ）８１６（又はこの例では別のＡＤＣ８１６）によってデジタル化することができ、その後、ＤＳＰ８１８が、変換された信号を信号復調のためにさらに処理することができる。

【0101】

図９は、ＤＳＰプロセス９００を示す。例示的な実施形態では、ＤＳＰプロセス９００は、関連するプロセッサの構造レベル９０２及びアルゴリズムレベル９０４に関して、偏波多重ＱＡＭ信号のためのデジタルコヒーレント光受信機のプロセッサにおけるＤＳＰ機能（例えば、コヒーレント受信機８００のＤＳＰ８１８、図８）を示す。プロセス９００のそれぞれのステップは、別段の記載がない限り、以下の順序、異なる順序で行われてもよく、いくつかのステップが他のステップと実質的に同時に行われてもよい。

【0102】

例示的な実施形態では、プロセス９００は、ステップＳ９０６で始まり、ステップＳ９０６において、ＤＳＰ８１８に入力した４つのデジタル化された信号（すなわち、それぞれのＸ及びＹ偏波に対するＩ及びＱ成分）は、ＡＤＣ８１６による処理の後、フロントエンドの不完全性を補償するために、ＤＳＰ８１８の関連する構造ブロックを通過する。一実施形態では、フロントエンドの不完全性は、ステップＳ９０８において、アルゴリズムレベル９０４の１つ以上の補正アルゴリズムによって補償され、このアルゴリズムは、コヒーレント受信機８００内の光路長と電気路長の両方の差に起因する４つのチャネル間のタイミングスキューを補正するためのデスキューアルゴリズムを含むことができる。ステップＳ９０６のいくつかの実施形態では、（受信機８００のＰＩＮ及び／又はトランスインピーダンス増幅器（ＴＩＡ）の異なる応答による）４つのチャネルのそれぞれの出力パワーの差、及び９０度の位相シフトを正確に導入していない特定の光ハイブリッドに起因する直交不均衡を含むがこれらに限定されない、他のタイプのフロントエンドの不完全性を補正することができる。したがって、ステップＳ９０８のいくつかの実施形態では、アルゴリズムレベル９０４は、正規化及び直交性補正アルゴリズムをさらに含むことができる。

【0103】

ステップＳ９１０において、主要なチャネル伝送障害は、構造レベル９０２の適切なデジタルフィルタの使用によって補償することができ、これは、ステップＳ９１２において、推定及び補償アルゴリズムをさらに利用して、色分散及びＰＭＤなどの障害に対処することができる。ステップＳ９１２の実施形態では、それぞれの障害のダイナミクスの異なる時間スケールに基づいて、偏波状態（ＳｏＰ）及び変調フォーマットの独立性、並びに構造レベル９０２の後続ブロックへの影響により、正確な補償を達成するために色分散推定が必要となる前に、色分散補償のための静的等化が最初に行われ得る。

【0104】

ステップＳ９１４において、シンボル同期のためのクロック再生が、入力サンプルのタイミング情報を追跡するために構造レベル９０２内で処理され得る。ステップＳ９１０の実施形態では、クロック再生ブロックと偏波分離ブロックとの共同処理が、ステップＳ９１６で、すべてのチャネル障害が等化された後にアルゴリズムレベル９０４内でシンボル同期を達成するために行われ得る（例えば、図９に示されるそれぞれの矢印によって表されるように）。ステップＳ９１６の実施形態では、高速適応等化が、バタフライ構造及び定モジュラスアルゴリズム（ＣＭＡ）及びその変形などの確率的勾配アルゴリズムによって、２つの偏波に対して共同で行われ得る。ステップＳ９１８において、アルゴリズムレベル９０４では、ＰＭＤ補償、残留色分散補償、及び偏波分離／動的等化に関して、追加のアルゴリズムが行われ得る。

【0105】

ステップＳ９２０において、キャリア再生が、構造レベル９０２で処理され、これは、ステップＳ９２２の、アルゴリズムレベル９０４内でのキャリア周波数オフセット推定又は補償アルゴリズムと協働して行われ得る。ステップＳ９２２の例示的な実施形態では、ソースレーザ８０２とＬＯ８０４との間の周波数オフセットが、イントラダイン周波数でのコンステレーション回転を防止するために推定され、除去され得る。ステップＳ９２４において、アルゴリズムレベル９０４内で、キャリア位相雑音が推定され、変調信号から除去され、次いで、シンボル推定のためのアルゴリズム、及びチャネル復号化のための硬又は軟判定前方誤り訂正（ＦＥＣ）のためのアルゴリズムが続き得る。ステップＳ９２６において、最終ビットストリームが、構造レベル９０２及びアルゴリズムレベル９０４の両方で回復され得る。

【0106】

この場合も、上記のように、特定のデジタルコヒーレント受信機については、ＤＳＰフローの順序が、受信機における設計上の選択に従って上述した順序とは異なる場合があることに留意されたい。例えば、フィードフォワードプロセスの代わりに、又はそれに加えて、クロック再生及び偏波分離を含むがこれらに限定されない、異なるプロセスブロック間の共同処理及びフィードバックを行うことができる。いくつかの実施形態では、類似の機能が、データ支援アルゴリズム又は盲検化アルゴリズムに基づくトレーニングシーケンスの使用によって行われ得る。他の実施形態では、コヒーレント受信機は、上述のステップよりも少ないステップを行ってもよく、又はこの記載の範囲内であるにもかかわらず、具体的に記載されたステップを超える追加のステップを含んでもよい。

【0107】

コヒーレント検出及びＤＳＰ技術は、１００Ｇコヒーレント光伝送システムの開発を可能にする重要な要素である。ＤＳＰ技術は、送信機と受信機の両方及び２００Ｇコヒーレント光システムの開発でさらにユビキタスな役割を果たし、この傾向は、更なる次世代コヒーレント光システムの開発においても継続すると予想される。特定のアルゴリズムは、（例えば、同じプロセスブロックの実施レベルでの様々な具現化により）ＤＳＰのプロセスブロックごとに異なる場合があるが、構造レベル（例えば、構造レベル９０２）又は関数抽象（例えば、アルゴリズムレベル９０４）における全体的な機能は、これらの技術を実施するすべての関連する主要な商用製品に関して同様であると予想される。

【0108】

典型的な光アクセスネットワークは、その基本と考えられるいくつかのコンポーネントを含む。すなわち、「基本」コンポーネントは、これまでアクセスネットワークにおいて最も広く使用されてきたコンポーネントであり、将来のアクセスネットワークにおいて重要な役割を果たすことが予想される。このような基本コンポーネントは、３つのカテゴリ、（１）光送信機、（２）光チャネル、及び（３）光受信機に分類されると説明することができる。光トランシーバは、光送信機と光受信機の両方を含むと考えられる。これらの基本コンポーネントは、以下の実施形態に関して以下でさらに説明される。

【0109】

図１０は、二重光インターフェース構造を有するトランシーバ１０００の概略図である。図１０に示される実施形態では、トランシーバ１０００は、電気クライアント側１００２（又はホスト側１００２）及び光回線側１００４に対して配置される。この例では、トランシーバ１０００は、クライアント側１００２に電気受信インターフェース１００６及び電気送信インターフェース１００８を含み、回線側１００４に光送信インターフェース１０１０及び光受信インターフェース１０１２を含む。すなわち、クライアント側／ホスト側１００２が電気インターフェース１００６、１００８に対応し、回線側１００４が光インターフェース１０１０、１０１２に対応する。例示的な実施形態では、トランシーバ１０００は、トランシーバ１０００の制御層１０１６と通信する管理インターフェース１０１４をさらに含む。

【0110】

したがって、二重光インターフェーストランシーバ１０００は、トランシーバ１０００の送信機及び受信機部分１０１８のそれぞれの送信及び受信機能と通信することができる別個の光インターフェース１０１０、１０１２を利用する。一実施形態では、トランシーバ１０００は、ホスト側１００２で電気インターフェース１００６、１００８と通信するフレーミングユニット１０２０（例えば、１００ＧｂイーサネットＰＣＳ１０２２及び／又は任意選択の光伝送ユニット１０２４）をさらに含む。

【0111】

図１１は、単一光インターフェース構造を有するトランシーバ１１００の概略図である。図１１に示される実施形態では、トランシーバ１１００は、トランシーバ１０００（図１０）と同様であり、電気クライアント／ホスト側１１０２及び光回線側１１０４に対して同様に配置され、クライアント側１１０２に電気受信インターフェース１０６及び電気送信インターフェース１１０８を含む。しかしながら、トランシーバ１１００は、トランシーバ１１００が回線側１１０４に単一の光インターフェース１１１０を含むという点でトランシーバ１０００とは異なる。光インターフェース１１１０は、トランシーバ１１００のそれぞれの送信機部分と受信機部分１１１４との間で送受信される光信号を機能的に方向付けることができる、トランシーバ１１００の方向要素１１１２と通信することができる。

【0112】

例示的な実施形態では、トランシーバ１１００は、トランシーバ１１００の制御層１１１８と通信する管理インターフェース１１１６をさらに含む。いくつかの実施形態では、トランシーバ１１００はまた同様に、ホスト側１１０２で電気インターフェース１１０６、１１０８と通信するフレーミングユニット１１２０（例えば、１００ＧｂイーサネットＰＣＳ１１２２及び／又は任意選択の光伝送ユニット１１２４）を含む。

【0113】

トランシーバ１１００の単一光インターフェース構造の実装は、ハブからノードまで利用可能なのが単一のファイバのみである場合に特に有用である。本実施形態では、送信機の光信号（すなわち、Ｏｐｔ．Ｔｘ）を単一の光インターフェース（すなわち、光インターフェース１１１０）に向けることを可能にし、単一の光インターフェースを通って入ってくる信号（すなわち、Ｏｐｔ．Ｒｘ）を無視できると予想される性能への影響で部分１１１４のそれぞれの受信機に向けることを可能にすると同時に、送信方向と受信方向の両方で同じ通信周波数を利用するように、信号方向機能が（例えば、方向要素１１１２によって）トランシーバ１１００に組み込まれる。

【0114】

単一のインターフェーストランシーバを使用する実施に関するアーキテクチャ上の考慮事項は、図１２及び図１３に関して以下に機能的に説明される。これらの図は、例示目的で提供されるが、限定する意味では提供されない。他の送信機及び受信機の実施は、異なるシーケンス及び異なるフィードバック依存性に従うことができる。

【0115】

図１２は、送信機１２００の機能概略図である。例示的な実施形態では、送信機１２００は、例えば、ホスト側（例えば、ホスト側１００２（図１０）、ホスト側１１０２（図１１））の電気入力から回線側（例えば、回線側１００４（図１０）、回線側１１０４（図１１））の光出力までのコヒーレント光トランシーバ（例えば、トランシーバ１０００（図１０）、トランシーバ１１００（図１１））で生じる関連する送信機機能を行うように構成される。

【0116】

例示的な動作では、送信機１２００は、１つ以上の機能ユニットを含み、機能ユニットは、記載された順序で又は異なる順序で動作することができ、ハードウェア要素、ソフトウェアモジュール、又はハードウェアとソフトウェアの組み合わせによって個別に実装することができる。いくつかの実施形態では、送信機１２００は、この記載の範囲から逸脱することなく、より少ない機能ユニット、又は本願に記載される更なる機能ユニットを含むことができる。これらの送信機機能ユニットは、限定されるものではないが、イーサネットマッピング及び任意選択のＯＴＮフレーミングユニット１２０２、ＦＥＣ符号化ユニット１２０４、シンボルマッピングユニット１２０６、線形及び非線形プリエンファシスユニット１２０８、ＤＡＣユニット１２１０、ＩＱ変調及び偏波合成ユニット１２１０、及び任意選択の方向要素ユニット１２１４のうちの１つ以上を含み得る。すなわち、方向要素ユニット１２１４は、単一光インターフェーストランシーバ（例えば、トランシーバ１１００、図１１）の場合には実装されてもよいが、二重光インターフェーストランシーバ（例えば、トランシーバ１０００、図１０）の場合には必要とされない可能性がある。

【0117】

例示的な実施形態では、送信機１２００によって送信される光信号は、限定されるものではないが、符号化スキーム、ラインレート、偏波インバランス、直交及び偏波スキュー、送信機クロックジッタ、周波数許容範囲、光出力パワー、レーザ波長、レーザ線幅、及び送信機のＯＳＮＲのうちの１つ以上を含むパラメータを用いて記載することができる。アクセスネットワーク（例えば、ケーブル環境、電気通信環境など）の光分配媒体は、光ファイバ、光スプリッタ、光サーキュレータ、波長マルチプレクサ、波長デマルチプレクサ、及び他の光パッシブコンポーネントのうちの１つ以上を含む、それぞれのリンク上の様々な要素を含むことができる。リンクを通過する光信号に影響を与える可能性のある様々な障害は、光損失又は利得、色分散、ＰＭＤ、偏波依存損失、偏波回転、光クロストーク、及び光ＳＮＲ劣化のうちの１つ以上を含む。

【0118】

送信機１２００の「不完全な」実施形態によってそのように生成された光信号は、光分配媒体による１つ以上の障害によってさらに劣化する可能性があり、図１３に関して以下でさらに説明されるように、トランシーバ（例えば、トランシーバ１０００（図１０）、トランシーバ１１００（図１１））の受信機部分による検出、補償及び処理のためにトランシーバの回線側に入る。

【0119】

図１３は、受信機１３００の機能概略図である。例示的な実施形態では、受信機１３００は、例えば、ホスト側（例えば、ホスト側１００２（図１０）、ホスト側１１０２（図１１））の光入力から回線側（例えば、回線側１００４（図１０）、回線側１１０４（図１１））の電気出力までのコヒーレント光トランシーバ（例えば、トランシーバ１０００（図１０）、トランシーバ１１００（図１１））で生じる関連する受信機機能を行うように構成される。例示的な動作では、受信機１３００は、送信機１２００（図１２）の関連する機能ユニットに概ね対応する１つ以上の機能ユニットを含み、機能ユニットは同様に、リストされた順序で又は異なる順序で動作することができ、ハードウェア要素、ソフトウェアモジュール、又はハードウェアとソフトウェアの組み合わせによって個別に実装することができる。

【0120】

受信機機能ユニットは、限定されるものではないが、任意選択の方向要素ユニット１３０２（例えば、トランシーバ１１００（図１１）のような単一光インターフェーストランシーバの場合）、それぞれのＸ及びＹ偏波についてＩ及びＱ直交チャネルを検出する検出ユニット１３０４、ＡＤＣユニット１３０６、デスキュー及び直交性補償ユニット１３０８、色分散推定及び補償ユニット１３１０、ＰＭＤ補償及び偏波多重化ユニット１３１２、クロック再生ユニット１３１４、キャリア周波数オフセット推定及び補償ユニット１３１６、キャリア位相推定及び補償ユニット１３１８、シンボルデマッピングユニット１３２０、ＦＥＣ復号ユニット１３２２、及びイーサネットデマッピング及び任意選択のＯＴＮフレーミングユニット１３２４のうちの１つ以上を含み得る。一実施形態では、受信機１３００は、それぞれのユニット１３０８、１３１０、１３１２、１３１４の１つ以上からＡＤＣユニット１３０６へのフィードバックチャネル１３２６を含むことができる。

【0121】

例示的な実施形態では、受信機１３００によって処理される光信号は、限定されるものではないが、変調、シンボルレート、シンボルマッピング、ＦＥＣ、ラインレート、符号化スキーム、周波数許容範囲、フレームフォーマット及びマッピング、光入力パワー、レーザ波長、レーザ線幅、受信機のＯＳＮＲ、偏波インバランス、直交及び偏波スキュー、送信機クロックジッタ、色分散、偏波分散、及び偏波回転（ＳｏＰトラック）のうちの１つ以上を含むパラメータを用いて記載することができる。

【0122】

送信機１２００と受信機１３００の両方に関して、光チャネルの伝送遅延だけでなく、送信機と受信機の両方の遅延を含むエンドツーエンドのリンク遅延など、いくつかの一般的なトランシーバ特性も考慮することができる。さらに、トランシーバの動作は、周囲温度によって影響を受けることもあり、その結果、追加の補償を必要とする場合がある。特に受信機１３００に関して、本発明のシステム及び方法は、信号の消失後に受信機がオンに戻るまでに要する時間を示す有用なメトリックとしてデータ再取得時間をさらに利用することができる。

【0123】

図１４Ａ～Ｂは、比較符号化プロット１４００、１４０２を示すグラフである。より詳細には、符号化プロット１４００は、通常のＱＰＳＫ符号化スキームのコンステレーションを表し、符号化プロット１４０２は、差動ＱＰＳＫ符号化スキーム（この例では反時計回り）のコンステレーションを表す。プロット１４０２の差動ＱＰＳＫ符号化スキームとプロット１４００の通常のＱＰＳＫ符号化スキームとの比較は、以下でさらに説明する実施形態に関する差動符号化の実施によって実現される利点を示す。具体的には、差動符号化の実施は、サイクルスリップに起因する伝送性能の低下を軽減するように機能する。図１４Ｂに示されるように、反時計回りの差動符号化の場合、ＩＱ値「１０」は９０度のシフトであり、ＩＱ値「１１」は１８０度のシフトであり、ＩＱ値「０１」は－９０度のシフトであり、ＩＱ値「００」はシフトなしを示す。例示的な実施形態では、図１４Ｂのプロット１４０２の差動符号化スキームを実装するトランシーバは、反時計回りの回転を伴うΠ／２位相回転をサポートするように構成される。

【0124】

図１５は、例示的なシンボルストリームアーキテクチャ１５００を示す概略図である。例示的な実施形態では、アーキテクチャ１５００は、シンボルのｍ×ｍアレイのストリームを表し、階段ＦＥＣを利用する１００Ｇ実装に関して実施され得る。例えば、本願に記載の１００ＧのＰＨＹの要件に従うトランシーバは、５１２×５１０の階段コードを利用するＦＥＣをサポートするように構成され得る。この説明のために、「階段コード」は、再帰的畳み込み符号化及びブロック符号化からのアイデアを組み合わせ、シンボルの連続するマトリックス間の関係によって特徴付けられる「連続的な」積符号を生じる、誤り訂正符号のクラスと呼ばれる。図１５に示されるように、アーキテクチャ１５００は、ｍ×ｍ行列Ｂi（ｉ∈Ｚ＋）の列Ｂ０，Ｂ１，Ｂ２，…（すなわち、理論的には無限）を含み、Ｂ_iの要素は２進数である。

【0125】

図１６は、例示的なコードワードアーキテクチャ１６００を示す概略図である。図１６に示される例示的な実施形態では、アーキテクチャ１６００は、長さ２ｍを有する系統的なコンポーネントコードワード１６０２の、長さ２ｍ－ｒを有する左端の情報位置１６０４と、長さｒを有する右端のパリティ位置１６０６への分割として示されている。この例では、コンポーネントコードワード１６０２は、系統的な形式（Ｃとも呼ばれる）の従来のＦＥＣブロックコード（例えば、ハミング、ＢＣＨ、リードソロモンなど）とすることができ、シンボルのブロック長２ｍを有するように選択され、その長さｒはパリティシンボル１６０６を構成する。すなわち、左端の２ｍ－ｒシンボル１６０４がＣの情報位置を構成し、右端のｒシンボルがＣのパリティ位置を構成する。

【0126】

図１７は、例示的なブロック分割１７００を示す概略図である。図１７に示される例示的な実施形態では、それぞれのブロックＢ_iは、そのｍ－ｒの左端の列１７０２と、そのｒの右端の列１７０４とに分割される。一実施形態では、符号化の前に、第１のブロックＢ₀が基準状態に初期化される（例えば、ブロックＢ₀は、すべてゼロの状態に初期化され得る）。次に、ｍ（ｍ－ｒ）の情報ビットはＢ_(1,L)に格納され、Ｂ_(1,R)の値は、（ｉ）ｍ×（２ｍ－ｒ）行列Λ＝［Ｂ₀ ^TＢ_(1,L)］（すなわち、Ｂ₀ ^TはＢ₀の転置行列である）を形成し、（ｉｉ）次いで行列［Ｂ₀ ^TＢ_(1,L)Ｂ_(1,R)］の行のそれぞれがＣの有効なコードワードになるようにＢ_(1,R)の要素を計算することによって計算される。すなわち、Ｂ_(1,R)のｊ番目の行の要素は、Λのｊ番目の行の２ｍ－ｒの「情報」シンボルを符号化した結果のｒ個のパリティシンボルである。

【0127】

一般に、階段コード内の連続するブロック間の関係は、次の関係を満たす。任意のｉ≧１の場合、行列［Ｂ_i-1 ^TＢ_(i)］の行のそれぞれは、コンポーネントコードＣの有効なコードワードである（すなわち、Ｂ_i-1 ^TはＢ_i-1の転置行列である）。名前の由来となった階段コードの同等の「視覚的な」説明が、図１８に関して以下に示されている。

【0128】

図１８は、例示的な階段符号化スキーム１８００を示す概略図である。図１８に示される例示的な実施形態では、スキーム１８００の階段可視化におけるすべての行１８０２及びすべての列１８０４は、Ｃの有効なコードワードである。ほとんどのＦＥＣコードは、加法性白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）の下で行うように設計されており、すなわち、デコーダは、雑音サンプルが非相関でガウス分布であると仮定する。ただし、これらのコードの性能は、加えられた雑音が相関している場合、大幅に低下する可能性がある。しかしながら、ＦＥＣエンコーダ／デコーダにエラーデコリレータを追加して雑音サンプルの相関を低減し、ＡＷＧＮ下での性能に近づけることができる。

【0129】

図１９は、例示的なエラーデコリレータ１９００の概略図である。例示的な実施形態では、デコリレータ１９００は、チャネル１９０６を介して通信する送信機部分１９０２と受信機部分１９０４とを含む。送信機部分１９０２は、フレームジェネレータ１９０８、ビットインターリーバ１９１０、ＦＥＣエンコーダ１９１２、及びビットデインターリーバ１９１４などの、１つ以上のソフトウェア、ハードウェア、又はハードウェア／ソフトウェアハイブリッド要素を含むことができる。受信機部分１９０４は、同様に、フレーマ１９１６、ビットインターリーバ１９１８、ＦＥＣデコーダ１９２０、及びビットデインターリーバ１９２２のうちの１つ以上を含むことができる。

【0130】

エラーデコリレータ１９００の例示的な動作では、相関エラーシンボルの位置は、階段符号の性能が相関エラーによって影響を受けないようにランダム化され得る。例えば、送信機部分１９０２と受信機部分１９０４の両方において、それぞれのエラーデコリレータインターリーバ（ＥＤＩ）及び対応するエラーデコリレータデインターリーバ（ＥＤＤ）（例えば、ビットインターリーバ１９１０／ビットデインターリーバ１９１４、ビットインターリーバ１９１８／ビットデインターリーバ１９２２）は、フレーム化されたデータに対して、コアエンコーダブロック（例えば、エンコーダ１９１２）及びコアデコーダブロック（例えば、デコーダ１９２０）の入力（及び出力）で相補的に直接作用することができる。階段ＦＥＣエンコーダの入力（ＥＤＩ）及び出力（ＥＤＤ）でビットインターリーブを行う目的は、符号化機能の「系統的な」性質を維持することである（すなわち、データフレーム内のデータビットの位置は影響を受けない）。デコーダ１９２０では、ＥＤＩは、階段ＦＥＣデコーダの入力に適用され、これによりチャネルエラーの位置が効果的にランダム化される。デコーダ出力では、ＥＤＤは、ビットをそれらの送信された順序に復元するために適用される。

【0131】

図２０は、例示的な階段符号アーキテクチャ２０００を示す概略図である。図２０に示される実施形態では、アーキテクチャ２０００は、５１２ビット×５１０ビットの階段コードの５１２×５１０ブロック階段エンコーダ符号化を表し、これは、それぞれが５１２行２００２及び５１０列２００４を有するバイナリデータの２次元ブロックＢ_iを考慮することによって達成される。この例では、５１２×５１０＝２６１１２０ビットのブロックサイズは、正確に２つの光伝送ユニット（この例ではＯＴＵ４）のクライアントペイロードを伝送する。コンポーネントコードは、この例では３エラー訂正拡張ＢＣＨ（１０２２，９９０）コードである。

【0132】

図２１は、例示的なコンポーネントコードワード２１００を示す概略図である。階段構造のために、それぞれのコンポーネントＢＣＨ（１０２２，９９０）コードワードのシンボルを、コードワード２１００の「左側」２１０２又は「右側」２１０４を占めるものとして分類することが好都合な場合がある。したがって、５１２×５１０階段コード内のコンポーネントコードワードはそれぞれ、左側２１０２に関する５１２個の「左端の」シンボル（例えば、前の階段ブロックからもたらされる）と、右側２１０４に関する５１０個の「右端の」シンボルとを含み得る。すなわち、シンボル（Ｃ₀，Ｃ₁，…，Ｃ₅₁₁）はコンポーネントＢＣＨ（１０２２，９９０）コードワード２１００の左側２１０２を構成し、シンボル（Ｃ₅₁₂，Ｃ₅₁₃，…，Ｃ₁₀₂₁）は右側２１０４を構成する。この例では、Ｂ_iの最初の２つの行は、短縮されたコードワードに対応し（左端のシンボルはゼロであると想定される）、デコーダで利用することができる。

【0133】

Ｂ_iの位置（行、列）＝（ｊ，ｋ）に格納される２進値は、ｄ_i｛ｊ，ｋ｝と表すことができる。それぞれのブロックでは、情報ビットはｄ_i｛ｊ，ｋ｝、０≦ｊ≦５１１、０≦ｋ≦４７７として格納され、パリティビットはｄ_i｛ｊ，ｋ｝、０≦ｊ≦５１１、４７８≦ｋ≦５０９として格納される。パリティビットは以下のように計算される。行ｊ、０≦ｊ≦１については、［ｄ_i｛ｊ，４７８｝，ｄ_i｛ｊ，４７９｝，…，ｄ_i｛ｊ，５０９｝］は、［ｄ_i｛ｊ，４７８｝，ｄ_i｛ｊ，４７９｝，…，ｄ_i｛ｊ，５０９｝］＝［０，０，…，０，ｄ_i｛ｊ，０｝，ｄ_i｛ｊ，１｝…，ｄ_i｛ｊ，４７７｝］Ｐとして計算される。ここで、Ｐは９９０×３２のパリティ生成行列である。行ｊ、２≦ｊ≦５１１については、［ｄ_i｛ｊ，４７８｝，ｄ_i｛ｊ，４７９｝，…，ｄ_i｛ｊ，５０９｝］は、［ｄ_i｛ｊ，４７８｝，ｄ_i｛ｊ，４７９｝，…，ｄ_i｛ｊ，５０９｝］＝［ｄ_i-1｛０，ｌ｝，ｄ_i-1｛１，ｌ｝，…，ｄ_i-1｛５１１，ｌ｝，ｄ_i｛ｊ，０｝，ｄ_i｛ｊ，１｝…，ｄ_i｛ｊ，４７７｝］Ｐと計算される。ここで、ｌ＝Π_d（ｊ－２）であり、及びΠ_dは置換関数である。

【0134】

図２２は、一連のブロック２２００に対する例示的な階段復号化ウィンドウ２２０２を示す概略図である。図２２に示される実施形態では、復号化ウィンドウ２２００は、５１２×５１０階段デコーダのための５ブロックの階段復号化ウィンドウとして示されている。復号化ウィンドウ２２００の例示的な動作では、階段コードは、復号化ウィンドウ２２００内でＢＣＨコンポーネントコードワードを反復的に復号化することによって復号化され、復号化ウィンドウ２２００は、実装固有の数の連続する階段ブロック（この例では５ブロック）を含む。すなわち、５１２×５１０の階段復号器は、少なくとも５ブロックの復号化ウィンドウ（例えば、復号ウィンドウ２２００）を展開して、そのＢＣＨ（１０２２，９９０）コンポーネントコードワードの反復復号を行う。

【0135】

この例では、この最小構成での合計レイテンシ２２０４は、７つの階段ブロックである。復号化ウィンドウ２２００は、ブロックＢ_i-1に対応するパリティビットが受信されると、時間的に前方に（すなわち、図２２に示される視点から「右」に）移動する。復号化ウィンドウ２２００のシフトごとに、復号化ウィンドウ２２００内のそれぞれのコンポーネントコードワードに対して反復復号を行うことができる。したがって、本実施形態では、５１２×５１０の階段コードの実装は、出力ＢＥＲ＝１．０ｅ^-15において９．３８ｄＢのネット符号化利得を達成する。入力ＢＥＲしきい値は４．５ｅ^-3である。したがって、最小５１２×５１０階段デコーダのレイテンシ２２０４は、７×５１２×５１０＝１，８２７，８４０ビットである。

【0136】

図２３は、階段符号化スキームに対する訂正不可能なストールエラーパターン２３００を示す概略図である。理論的には、追加のランダムエラー又は相関エラーがない場合（かつエラーデコリレータ機能がＯＦＦになっていると仮定した場合）、バーストエラー許容値は１５３８ビット（例えば、Ｂ_iの概ね３列）まで高くなる可能性がある。実際には、多くの場合、バーストエラー許容値を指定する際に追加のランダムエラー及び／又は相関エラーを考慮することが必要である。したがって、図２３に示されるような訂正不可能なストールエラーパターンを防ぐためにエラーデコリレータ機能の実装が必要な場合があることが予想される。

【0137】

送信機では、８×３０５９２ビットの入力ブロックＢ_iの情報ビットを（１行ずつ、すなわち、左から右、上から下の順序で）エラーデコリレータインターリーバ（ＥＤＩ）プロセスに通すことができ、その後、インターリーブされた情報ビットＢ_i ^*を５１２×４７８のビット配列（１列ずつ、すなわち、上から下、左から右の順序で）に書き込むことができる。並行して、前の８×３０５９２ビットの入力ブロックＢ_i-1で計算されたパリティを保持する５１２×３２のビット配列内のパリティビットをエラーデコリレータデインターリーバ（ＥＤＤ）プロセスに（１行ずつ、すなわち、上から下、左から右の順序で）通すことができ、その後、デインターリーブされたパリティビットＢ_i-1 ^#を８×２０４８のビット配列に書き込むことができる。次いで、５１２×４７８のビット配列内のブロック（Ｂ_i ^*）の情報ビット、他の５１２×４７８のビット配列内に位置する前のブロック（Ｂ_i-1 ^*）の情報ビット、及び前の計算（Ｂ_i-1）のパリティビットを含む５１２×３２のビット配列内のパリティビットに対して、階段ＦＥＣパリティを計算することができる。計算されたパリティビットは、他の５１２×３２ビットのパリティアレイ（Ｂ_i）に１行ずつ書き込むことができる。次に、ブロックｉ（Ｂ_i）のクライアント情報ビットとブロックｉ－１（Ｂ_i-1 ^*）の計算されたパリティビットとを組み合わせて、クライアントフレームフォーマット内で送信することができる。

【0138】

対応する受信機では、受信されたブロックｉの情報ビット及びブロックｉ－１のパリティビットを、同様にＥＤＩプロセスに通すことができ、その後、インターリーブされた情報及びパリティビットを、ｍ個の５１２×４７８のビット配列及び５１２×３２のビット配列のいずれかに（１列ずつ、すなわち、上から下、左から右の順序で）書き込むことができる。並行して、ブロックｉ－ｍ（Ｂ_i-m ^{^}）のインターリーブされた情報ビットを保持する５１２×４７８のビット配列内の補正された情報ビットを、（１列ずつ、すなわち、上から下、左から右の順序で）エラーデコリレータデインターリーバ（ＥＤＤ）プロセスに通すことができ、その後、デインターリーブされた情報ビットＢ_i-mを、８×３０５９２のビットブロック構造に（１行ずつ、すなわち、左から右へ、上から下への順序で）マッピングすることができる。次いで、復号ウィンドウ（例えば、デコードウィンドウ２２００、図２２）内でコンポーネントコードワードを反復的に復号化することによって、階段コードを復号化することができる。次いで、ブロックＢ_i-m内の訂正された情報ビットを、１行ずつ書き込むことｇできる。

【0139】

ＢＥＲ＝４．０ｅ^-3でのランダムエラー、差動復号化による相関エラー、及び１０ＦＥＣブロックごとに発生するＮビットのバーストエラーを含むシミュレーションでは、最大Ｎ＝４００ビットのバーストが、わずかなペナルティ、すなわち、４．５ｅ^-3から４．０ｅ^-3の最大入力ＢＥＲのバックオフ（例えば、約０．１ｄＢのペナルティ）で許容されることが示された。このようなシミュレーションは、本願に記載される１００ＧのＰＨＹの仕様に関して特に有益であることが証明されている。

【0140】

本発明のシステム及び方法に関して準拠しているトランシーバは、１００ＧのＰＨＹの実施形態、２００ＧのＰＨＹの実施形態、又は本発明の新しい光ＰＨＹ層に特有でない実施形態のいずれであっても、多くの一般的なトランシーバの要件に適合するであろう。しかし、本説明は、準拠トランシーバがサポートする必要がある特定の環境条件を定義することを意図したものではない。ほとんどの場合、環境条件の仕様は、最終顧客が購入要件を定義する際に定義すると思われる。それでもなお、当分野で動作するトランシーバに対して、本実施形態は、そのようなトランシーバが－４０℃の低い始動温度で動作する必要があると予想されかつ＋８５℃の高い内部温度で動作する必要があり得ることを想定している。したがって、トランシーバによってサポートされる温度の予想される範囲（製造業者によって定義される）について、そのようなトランシーバは、サポートされる温度範囲全体にわたって本発明のシステム及び方法の要件を満たすことができると想定される。

【0141】

クライアント側インターフェースに関して、本願の実施形態は、本ＰＨＹを利用するソリューションに関して説明され、イーサネット伝送をサポートする。すなわち、例示の目的で、本実施形態の準拠トランシーバは、クライアント側インターフェース（例えば、要素１０２２（図１０）、要素１１２２（図１１））でイーサネット入出力をサポートすることができるものとして本願に記載されている。それでもなお、当業者は、例えば、他のレイヤ２プロトコルが、本発明のシステム及び方法の範囲内でサポートされ得ることを理解するであろう。

【0142】

本願で説明される電気インターフェースは、本説明の１００Ｇ及び２００Ｇの実施形態に準拠していると想定されるが、そうでなければ、一般にそれぞれの製品定義によって定義され得る。それでもなお、本実施形態の準拠トランシーバは、クライアント側で２ｘ１００ＧｂＥをサポートすることができ、それにより回線側の光インターフェースで２００Ｇを提供することができるものとして説明される。しかしながら、２ｘ１００ＧｂＥをサポートする電気インターフェースは、限定的な意味ではなく例として説明されている。当業者は、他の電気インターフェースの構成、例えば２００ＧｂＥが本説明の範囲内にあり、そのようなトランシーバが同様にイーサネットトラフィック及びイーサネットフレームの伝送をサポートすると想定されることを理解するであろう。

【0143】

再び図１０及び１１を参照すると、２つの異なる回線側インターフェースのオプション、すなわち、二重光インターフェースのオプション（例えば、トランシーバ１０００）及び単一光インターフェースのオプション（例えば、トランシーバ１１００）が本願に記載されている。本発明のシステム及び方法によれば、いずれのインターフェースのオプションも、一方では送信及び受信のための単一の周波数をサポートすることができ、他方では送信及び受信のための別々の周波数をサポートすることができる。すなわち、本実施形態は、両方の回線側インターフェースのオプションをサポートするように構成される。例示的な実施形態では、準拠トランシーバは、送信及び受信に同じ周波数の使用をサポートするように構成され、さらに、異なる周波数を使用する送信及び受信をサポートすることができるように任意選択で構成され得る。

【0144】

また、例示的な実施形態では、２００Ｇ動作モードをサポートする準拠トランシーバは、本願に記載される２００Ｇ機能に加えて、１００Ｇ動作モードをサポートするための後方機能をさらに含むように任意選択で構成され得る。少なくとも１つの実施形態では、１００Ｇ動作モードをサポートする準拠デバイスは、１００Ｇモードと２００Ｇモードとを切り替える機構を含むようにさらに構成される。すなわち、準拠デバイスが１００Ｇモードで動作しているとき、トランシーバは１００Ｇ動作の関連要件を満たし、準拠デバイスが２００Ｇモードで動作しているとき、トランシーバは２００Ｇの運用のための関連要件をすべて満たす。

【0145】

図２４は、クライアント側適応プロセス２４００を示す概略図である。例示的な実施形態では、プロセス２４００は、一連のフレーミング、ＦＥＣ、及びマッピング動作によって、クライアント側データをコヒーレントな回線側データに適応させるように構成される。図２４に示される実施形態では、クライアント側インターフェース２４０２は、２つの１００ＧｂＥクライアント信号２４０４を提供し、これらは、２００ＧコヒーレントＤＰ－ＱＰＳＫ又はＤＰ－１６ＱＡＭ光リンクを介した伝送に適応され得る。

【0146】

プロセス２４００の例示的な動作では、２つの１００ＧｂＥクライアント２４０４は、最初にマッピングユニット２４０６によって２つの１００Ｇ ＦｌｅｘＯフレーム構造２４０８にマッピングされ、次いで多重化ユニット２４１０（例えば、１０ｂマルチプレクサを含む）によって２つの別個の１００Ｇ ＦｌｅｘＯフレーム／マルチフレーム整列構造から２００ＧＦｌｅｘＯ－２－ＮＰ（例えば、パリティフィールドのない２００ＧＦｌｅｘＯ）フレーム構造２４１２に多重化される。次いで、２００ＧＦｌｅｘＯ－２－ＮＰフレーム構造２４１２は、パディングユニット２４１４で適応され、スクランブラ２４１６によってスクランブルされ、ｏＦＥＣブロック２４１８でオープンＦＥＣ（ｏＦＥＣ）符号化され得る。ブロック２４１８でのＦＥＣ符号化の後、フレーム構造２４１２はインターリーバ２４２０によってさらにインターリーブされ、それによりフレーム構造２４１２をＦｌｅｘＯ－２－＜ｏＦＥＣ＞にレンダリングすることができる。次いで、得られたＦｌｅｘＯ－２－＜ｏＦＥＣ＞フレームのビットストリームは、シンボルマップ２４２２によって、偏波分配ブロック２４２４で（上述の）それぞれの偏波のコンステレーションシンボルにマッピングされ、その後、トレーニングシンボルが追加され、ＦＡＷブロック２４２６でスーパーフレームアラインメントワード（スーパーＦＡＷ）シンボルが追加され、パイロットブロック２４２８でパイロットシンボルが追加され得る。

【0147】

図２５は、プロセス２４００（図２４）のフレーミング及びマッピングサブプロセス２５００を示す概略図である。図２５に示される実施形態では、サブプロセス２５００は、２つの１００ＧＢＡＳＥ－Ｒイーサネットクライアント２４０４をフレーム構造２４１２のＦｌｅｘＯ－２－ＮＰフレームに変換することに重点を置いており、これらのフレームはその後、ＦＥＣ符号化される前に適応及びスクランブルされる（図２６に関して以下でさらに説明される）。サブプロセス２５００の例示的な動作では、２つの１００ＧｂＥイーサネットクライアント（例えば、１００ＧＢＡＳＥ－Ｒ）は、ＩＥＥＥ８０２．３－２０１８に従って定義することができ、クライアントＦＥＣは、もしあれば、本実施形態ではマッピングユニット２４０６によるマッピングの前に終了したと推定される。マッピングユニット２４０６は、例えば、ＩＴＵ－ＴＧ．７０９に従って定義され、次いで、多重化ユニット２４１０は、ＩＴＵ－ＴＧ．７０９．１に従って定義され得る。

【0148】

マッピングユニット２４０６内に示される要素の個々の構成は、限定的な意味ではなく例示の目的で提供されている。例示的な実施形態では、準拠トランシーバは、マッピングユニット２４０６が以下を行うことができるように構成される。（ｉ）１００ＧＢＡＳＥ－Ｒ信号２４０４を、ＩＴＵ－ＴＧ．７０９で定義されているような光伝送ユニット／光データユニット／光ペイロードユニット（例えば、ＯＴＵ４／ＯＤＵ４／ＯＰＵ４）構造にマッピングする。（ｉｉ）ＩＴＵ－ＴＧ．７０９の１７．７．５で定義されているようなＧＭＰを使用してそれぞれの１００ＧＢＡＳＥ－ＲペイロードをＯＰＵ－４にマッピングする。（ｉｉｉ）ＩＴＵ－ＴＧ．７０９の１７．７．５．１に定義されているような１００ＧＢＡＳＥ－Ｒマルチレーン処理をサポートする。（ｉｖ）それぞれのＯＤＵ４信号をＯＤＴＵＣ信号にマッピングし、ＯＤＴＵＣを、ＩＴＵ－ＴＧ．７０９の２０項で定義されているようなＯＰＵＣトリビュタリースロットにマッピングする。（ｖ）それぞれのＯＴＵＣ信号を、ＩＴＵ－ＴＧ．７０９．１の１０項で定義されているようなＦｌｅｘＯフレームインスタンスにマッピングする。（ｖｉ）ＩＴＵ－ＴＧ．７０９．１の１０．４の定義に従うなど、ＯＴＵＣインスタンスを整列及びデスキューする。

【0149】

図２６は、プロセス２４００（図２４）の符号化サブプロセス２６００の概略図である。図２５に示される実施形態では、サブプロセス２６００は、ＦｌｅｘＯ－２－＜ｏＦＥＣ＞にインターリーブする直前のＦｌｅｘＯ－２－ＮＰフレーム構造２４１２の適応及び符号化に重点を置く。サブプロセス２６００の例示的な動作では、準拠トランシーバは、６４／６６Ｂで符号化された１００ＧＢＡＳＥ－Ｒインターフェースの適応に関するＩＴＵ－ＴＧ．７０９ Ａｎｎｅｘ Ｅの仕様に従う（例えば、パディングユニット２４１４での）適応をサポートするように構成される。例示的な実施形態では、準拠受信機は、さらに以下のように構成される。（ｉ）インターリーバ２４２０は、それぞれのＦｌｅｘＯフレームインスタンスを、図２９及び図３０に関して以下でさらに説明されるようなＦｌｅｘＯ－２－ＮＰフレーム構造にインターリーブすることができる。（ｉｉ）パディングユニット２４１４は、ＦｌｅｘＯ－２－ＮＰフレーム構造を、図３０及び図３１に関して以下でさらに説明されるような、パディング挿入を含むｏＦＥＣブロックに適応させることができる。（ｉｉｉ）スクランブラ２４１６は、図３２に関して以下でさらに説明されるようなフレーム同期スクランブルを行うことができる。

【0150】

サブプロセス２５００、２６００を含むプロセス２４００について、中間フレーム構造ビットレート（すなわち、クライアントタイプ及びペイロードビットレート）を以下の表１に示す。これらのそれぞれのフレーム構造、及びｏＦＥＣブロックへの適応について、以下でさらに説明する。

【表1】

【0151】

図２７は、例示的なフレーム構造２７００の概略図である。図２７に示される実施形態では、フレーム構造２７００は、ＩＴＵ－ＴＧ．７０９．１で定義されているようなＦｌｅｘＯ（１００Ｇ）フレーム構造を表す。この例によれば、それぞれの１００Ｇインスタンスは、１２８個の行２７０２×５，１４０個の１ビット列２７０４を有するブロックフォーマットを実現する。

【0152】

図２８は、例示的なマルチフレームフォーマット構造２８００の概略図である。図２８に示される実施形態では、マルチフレームフォーマット構造２８００は、ＩＴＵ－ＴＧ．７０９．１で定義されているようなＦｌｅｘＯマルチフレームフォーマットを有する８フレームマルチフレーム構造を表す。例示的な実施形態では、構造２８００は、ＦｌｅｘＯフレームのそれぞれのペイロード領域２８０２内に７つの固定スタッフ（ＦＳ）位置２８０４を含み、したがって、それぞれのＦＳ位置は、この例では１，２８０ビットを有する。またこの例では、ＦＳ位置は、マルチフレーム構造２８００内の最初の７フレームのそれぞれの行６５、列１から１，２８０に生じる。この例では、マルチフレーム構造２８００内の最後のフレーム（すなわち、フレーム８）は、ＦＳ又はＦＳ位置を含まない。一実施形態では、関連するＦＳビットは、受信機のシンク機能でチェックされず、すべてゼロ値で満たされ得る。

【0153】

例示的な実施形態では、ＦＳ位置２８０２を除くペイロード領域２８０４内のそれぞれのＦｌｅｘＯマルチフレームペイロードは、ＦｌｅｘＯマルチフレーム構造２８００に利用可能な合計５，２６３，３６０ビット（すなわち、６５７，９２０バイト）のうちの５，２４４，１６０ビット（すなわち、６５５，５２０バイト）を含むことになる。一実施形態では、構造２８００は、それぞれのＦｌｅｘＯフレームの最初の行に挿入されるアライメントマーカ（ＡＭ）、パディング（ＰＡＤ）、及びオーバーヘッド（ＯＨ）をさらに含み、一般にＩＴＵ－ＴＧ．７０９．１定義に準拠することができる。例示的な実施形態では、準拠トランシーバは、それぞれ図２７、２８に示すようにＦｌｅｘＯフレーム構造２７００、２８００をサポートするように構成される。

【0154】

図２９は、例示的なフレーム構造２９００の概略図である。図２９に示される実施形態では、フレーム構造２９００は、ＩＴＵ－Ｇ．７０９．３で定義されるＦｌｅｘＯ－２－ＳＣフレーム構造と同様のＦｌｅｘＯ－２－ＮＰフレーム構造を表す。すなわち、ＩＴＵ－Ｇ．７０９．３の１２項は、ＦｌｅｘＯ－２－ＳＣフレーム構造を、１０９７０ｂ×１２８行を有し、行１、列９６１から１９２０にＦＥＣ ＯＨ、すべての行の列１０２８１から１０９７０にパリティ領域を有すると定義している。したがって、ＦｌｅｘＯ－２－ＮＰフレーム構造は、このＦｌｅｘＯ－２－ＳＣフレーム構造に類似していることができるが、そのパリティフィールドを除外している。例示的な実施形態では、その結果、ＦｌｅｘＯ－２－ＮＰフレーム構造２９００の下流のｏＦＥＣブロック（例えば、ｏＦＥＣブロック２４１８、図２４）及びインターリーバステージ（例えば、インターリーバ２４２０（図２４））によってパリティが追加され得る。例示的な実施形態では、準拠トランシーバは、ＦｌｅｘＯ－２－ＮＰフレーム構造２９００をサポートするようにさらに構成される。

【0155】

図３０は、例示的なインターリーブされたフレーム構造３０００の概略図である。図３０に示される実施形態では、フレーム構造３０００は、ＦｌｅｘＯフレーム３００２のＦｌｅｘＯ－２－ＮＰフレーム構造３００４へのインターリーブを表す。例示的な実施形態では、２つのフレーム／マルチフレーム整列１００Ｇ ＦｌｅｘＯインスタンス３００２は、ＦｌｅｘＯ－２－ＳＣフレーム構造に関してＩＴＵ－Ｇ．７０９．３の１２項で定義されている方法と同様の方法で、ＦｌｅｘＯ－２－ＮＰフレーム構造３００４に（例えば、ＩＴＵ－Ｇ．７０９．３の１２項に定義されているように）１０ビットインターリーブされる。この例では、ＦｌｅｘＯ－２－ＳＣ用に定義された１２０バイトのＦＥＣ ＯＨはＦｌｅｘＯ－２－ＮＰには必要なく、代わりに予約済み（ＲＥＳ）と定義することができる。これにより、ＦｌｅｘＯ－２及びＦｌｅｘＯ－２－ＮＰ ＡＭ、ＰＡＤ、及びＯＨフィールドは、インターリーブプロセス３００６のインターリーブされたＦｌｅｘＯ ＡＭ、ＰＡＤ、及びＯＨインスタンスを示す。例示的な実施形態では、準拠トランシーバは、１０ビットのインターリーブプロセス３００６をサポートして、ＦｌｅｘＯ－２－ＮＰフレーム構造３００４を形成するように構成される。

【0156】

ＦｌｅｘＯ－２－ＮＰのＦｌｅｘＯ－２－＜ｏＦＥＣ＞への適応に関しては、２００Ｇ ＤＰ－ＱＰＳＫ変調の場合、（例えば、パディングユニット２４１４（図２４）によって）５８個のＦｌｅｘＯ－２－ＮＰ行と４９６ビットのオールゼロＰＡＤが追加され、次いで（例えば、スクランブラ２４１６によって）８４個のｏＦＥＣブロック（例えば、ｏＦＥＣブロック２４１８）にスクランブルされる。２００Ｇ ＤＰ－１６ＱＡＭ変調の場合、１１６個のＦｌｅｘＯ－２－ＮＰ行と９９２ビットのオールゼロＰＡＤが追加され、１６８個のｏＦＥＣブロックにスクランブルされる。次いで、スクランブルされたデータは、（例えば、ｏＦＥＣブロック２４１８内で）２つのｏＦＥＣエンコーダにビット分離（ビット逆多重化）することができ、ｏＦＥＣ適応速度に関して表２に要約されているように、ｏＦＥＣエンコーダのそれぞれが、３５５２ビットの入力ブロックで動作し、４０９６ビットの出力ブロックを生成する。

【表2】

【0157】

図３１は、例示的なブロックマッピングスキーム３１００の概略図である。図３１に示される実施形態では、ＦｌｅｘＯ－２－ＮＰフレーム構造３１０２は、２００Ｇ ＤＰ－ＱＰＳＫのモード及び変調フォーマットのためにｏＦＥＣブロック構造３１０４にマッピングされるように示されている。例示的な実施形態では、マッピングスキーム３１００は、追加のＰＡＤ位置３１０６及びスクランブラリセット位置３１０８を含む。一実施形態では、準拠トランシーバは、ブロックマッピングスキーム３１００をサポートするように構成される。

【0158】

図３２は、例示的なブロックマッピングスキーム３２００の概略図である。図３２に示される実施形態では、ＦｌｅｘＯ－２－ＮＰフレーム構造３２０２は、２００Ｇ ＤＰ－１６ＱＡＭのモード及び変調フォーマットのためにｏＦＥＣブロック構造３２０４にマッピングされるように示されている。例示的な実施形態では、マッピングスキーム３２００は、追加のＰＡＤ位置３２０６及びスクランブラリセット位置３２０８を含む。一実施形態では、準拠トランシーバは、ブロックマッピングスキーム３２００をサポートするように構成される。

【0159】

両方のマッピングスキーム３１００、３２００に関して、ｏＦＥＣアライメント及び同期の目的で、パディング挿入及び除去を行うことができる。パディング挿入及び除去は、ＦｌｅｘＯペイロード領域からパッドビットをそれぞれ先頭に追加及び除去することによって達成することができる。これらの場合、ＰＡＤは、符号化の前にスクランブルされ、復号化及びデスクランブル後に除去される、全ゼロフィールドであり得る。この例によれば、準拠トランシーバは、様々なフレーム構造によって示される場合、全ゼロフィールドのＰＡＤをサポートするように構成される。

【0160】

図３３は、例示的なフレーム同期スクランブラ３３００の概略図である。一実施形態では、フレーム同期スクランブラ３３００は、スクランブリング及びデスクランブリングを行うように構成され（例えば、スクランブラ／デスクランブラ）、送信時（例えば、スクランブリング）にはｏＦＥＣエンコーダブロックの前に位置し、受信時（例えば、デスクランブリング）にはｏＦＥＣデコーダブロックの後に配置される。例示的な動作では、スクランブラ３３００のスクランブラは、シーケンス６５５３５のフレーム同期スクランブラのものと機能的に同等であることができ、生成多項式は、ｘ¹⁶＋ｘ¹²＋ｘ³＋ｘ＋１である。

【0161】

スクランブラ３３００は、スクランブラ／デスクランブラがそれぞれの新しいｏＦＥＣブロックの行１、列１において（すなわち、ｏＦＥＣブロック構造にマッピングされたＦｌｅｘＯ－２－ＮＰペイロードの最初のビットで、又は前のｏＦＥＣブロック構造からのＰＡＤの最後のビットの後に）０ｘＦＦＦＦにリセットされ得るようにリセット３３０２をさらに含む。例示的な実施形態では、スクランブラ３３００は、ＦｌｅｘＯ－２－ＮＰフレーム全体にわたって連続的に動作するように構成され、クロック３３０４を含む。

【0162】

図３４は、例示的な符号化及びインターリーブユニット３４００の概略図である。例示的な実施形態では、ユニット３４００は、プロセス２４００（図２４）の同様に符号付けされた要素と形状及び機能が類似する要素を含む。例えば、ユニット３４００は、スクランブラ３４０２、ｏＦＥＣエンコーダエンジン３４０６、インターリーバ３４０８、及びシンボルマッピングユニット３４１０のうちの１つ以上を含む。この例では、数式の便宜上、記載されるように基数０である。例示的な実施形態では、ｏＦＥＣエンコーダエンジン３４０６は、１１．１ｄＢ＠１０ｅ^-15（ＱＰＳＫ）のネット符号化利得（ＮＣＧ）及び３回のＳＤ反復後の１１．６ｄＢ＠１０ｅ^-15（１６ＱＡＭ）のＮＣＧ（例えば、ＦＥＣ前ＢＥＲ２．０ｅ^-2で≦１０ｅ^-15への補正）を有する、ブロックコードベースのエンコーダ及び反復ソフト決定（ＳＤ）デコーダを表す。エンコーダとデコーダの合計レイテンシは、この例では３μ秒未満である。

【0163】

データパス３４１２は、ｏＦＥＣエンコーダエンジン３４０６とインターリーバ３４０８との間に形成される。したがって、例示的な動作では、スクランブラ３４０２からの７１０４ビットは、２つの並列３５５２／４０９６エンコーダＥＮＣ０、ＥＮＣ１にビット分離され得る。したがって、偶数ビット（例えば、０ベース）はエンコーダ０（すなわち、ＥＮＣ０）に進み、奇数ビットＷｉｌｃｏはｏＦＥＣエンコーダエンジン３４０６のエンコーダ１（すなわち、ＥＮＣ１）に進む。例示的な実施形態では、ｏＦＥＣエンコーダエンジン３４０６のそれぞれのエンコーダインスタンスは、ｏＦＥＣコードワードを生成する。ｏＦＥＣコードワードは、無限数の行及びＮ個の列（この例ではＮ＝１２８）を有する行列に編成されたビットの無限セットである。

【0164】

ｏＦＥＣコードワードは、そのそれぞれのビットが２つの「構成コードワード」の一部であるという特性を有し、それぞれのそのような構成コードワードは、制約ｘＨ＝０を満たす長さ２Ｎの２値ベクトルｘを表す。ここで、Ｈは（２Ｎ，２Ｎ－ｋ）の２値行列であり、２Ｎ＞ｋ＞Ｎである。この例では、ｋ＝２３９であるため、それぞれの構成コードは（２Ｎ－ｋ）＝１７パリティビットを有する。したがって、パリティビットであるビットの割合は１７／１２８であり、コードのレートは１１１／１２８＝０．８６７であり、オーバーヘッドは１７／１１１＝１５．３％である。

【0165】

より詳細には、この例では、Ｈは、典型的な符号化を用いた、最小ハミング距離６の拡張ＢＣＨ（２５６，２３９）コードのパリティチェック行列である。すなわち、ｘがｘＨ＝０を満たすコードワードである場合、ｘは偶数パリティを有し、ｘの最初の２５５ビットが２５４次の多項式の係数と見なされる（ｘのビット０は２５４乗の係数である）場合、この多項式はバイナリ多項式ｙ¹⁶＋ｙ¹⁴＋ｙ¹³＋ｙ¹¹＋ｙ¹⁰＋ｙ⁹＋ｙ⁸＋ｙ⁶＋ｙ⁵＋ｙ＋１で割り切れる。

【0166】

図３５は、例示的なオープン前方誤り訂正構造３５００を示す。構造３５００は、高速並列符号化及び復号化が可能になるような構成コードワードの構築を可能にする。構造３５００の特定の構成コードのビット部分は、以下の考慮事項に従って定義される。

【0167】

まず、ビットの無限行列３５０２が、Ｂ×Ｂビットのブロック３５０４（この例ではＢ＝１６）に分割され、行３５０６と列３５０８に配置される。それぞれの行３５０６は、Ｎ／Ｂ個のブロック（この例ではＮ／Ｂ＝８）を含み、それぞれのブロックは、ブロック行番号Ｒ及びブロック列番号Ｃによって識別される。ここで、Ｃ＝０，１，…，Ｎ／Ｂ－１である。ブロック内のそれぞれのビットは、それぞれの行番号ｒ（ｒ＝０，１，…，Ｂ－１）及びそれぞれの列番号ｃ（ｃ＝０，１，…，Ｂ－１）により識別される。したがって、図３５に示されるように、ビット０，０は、ブロックの左上隅に存在するものとして示され、無限行列３５０２内のそれぞれのビットは、４つ組｛Ｒ，Ｃ，ｒ，ｃ｝によって識別され得る。一実施形態では、構造３５００はさらに、値２Ｇ（この例では、Ｇ＝２又は４行）を有する必要がある複数の偶数ガードブロック行３５１０を含む。

【0168】

次に、構成コードワード（Ｒ，ｒ）は、そのそれぞれのブロック行番号Ｒ及びそのビット行番号ｒ（ｒ＝０，１，…，Ｂ－１）によってラベル付けされ得る。構成コード（Ｒ，ｒ）のｋ番目のビット（例えば、ｋ＝０，１，…，２Ｎ－１）は、以下の４つに従って識別されるビットになる。
{(R ^ 1) - 2G - 2 N/B + 2 [k/B], [k/B], (k % B) ^ r, r} (k < Nの場合)
{R, [(k - N)/B], r, (k % B) ^ r} (k ≧ Nの場合)

【0169】

ここで、［］はフロア演算子を表し、（ａ％ｂ）はｂを法とするａの値を表し、（ａ＾ｂ）は数値ａ及びｂの２進表現のビット単位の「排他的論理和」に等しい２進表現を有する数値を表す。図３５に示される実施形態では、共用体の垂直又は水平ラインセグメントは、構成コードワードを形成するビットを示す。

【0170】

構成コードワード（２０，０）の場合、ビット０から１５はブロック（１，０）の列０に位置するように見え、ビット１６から３１はブロック（３，１）の列０に位置し、…、ビット１１２から１２７はブロック（１５，７）の列０に位置する。すなわち、それぞれの列において下降するときにビットインデックスが増加する。関連する方法で、ビット１２８から２５５は、ブロック（２０，０）から（２０，７）の行０に位置し、インデックスは対照的に、行において「右方向に」移動するときに増加するように見える。

【0171】

したがって、ビット０から１２７は、構成コードワードの「前」と呼ばれ、ビット１２８から２５５は、構成コードワードの「後ろ」と呼ばれる。したがって、ｏＦＥＣエンコーダ内のそれぞれのビットは、１つの構成コードワードの前に属し、別の構成コードワードの後ろに属する。構成コードワードの後ろがブロックの奇数番目の行にある場合、その構成コードワードの前はブロックの偶数番目の行にあることに留意されたい。前ブロックの下及び後ブロックの上に位置するブロックは、対象の構成コードワードに関連するガードブロックである。

【0172】

構成コードワード（２０，１５）の場合、そのビットは、構成コードワード（２０，０）のセグメントと同じブロックに位置する。ただし、この例では「ｒ」が（前の例の０とは対照的に）１５であるため、それぞれの式の「＾ｒ」という式がより重要となり、ビットはそれぞれのブロックにおいて逆の順序で取得されることになる。例えば、コードワード（２０，１５）の前のビット０から１５は、ブロック（１，０）の列１５のビット１５から０になる。

【0173】

一実施形態では、ｏＦＥＣエンコーダは、その「誤り事象（エラーイベント）」によって特徴付けられる性能を有する畳み込み符号を実装する。したがって、「＾ｒ」置換がなければ、構成コードワードのすべての復号化で始まり得る、重み３６の、約６２５，０００個の起こり得る誤り事象が存在する。比較のために、同じ構成コードに基づく製品コードは、３．３ｅ¹³を超える重み３６のコードワードを有し得る。したがって、「＾ｒ」置換の存在は、重み３６の誤り事象を除去すると認められ得る。したがって、この例では、ｏＦＥＣエンコーダの最小ハミング距離は少なくとも４２である必要がある。したがって、準拠トランシーバは、（ｉ）図２６及び２７に関して以下でさらに説明されるｏＦＥＣエンコーダの定義、（ｉｉ）図２８に関して以下でさらに説明されるｏＦＥＣインターリーバ、（ｉｉｉ）１５．３１５％のｏＦＥＣオーバーヘッド率、（ｉｖ）ＱＰＳＫ変調で動作する場合に少なくとも１１．１ｄＢのネット符号化利得を有するｏＦＥＣデコーダ、（ｖ）１６ＱＡＭ変調で動作する場合に少なくとも１１．６ｄＢのネット符号化利得を有するｏＦＥＣデコーダをサポートするように構成される。

【0174】

一実施形態では、符号化は、行が増加する順序で順次行われる。例示的な実施形態では、全ての構成コード（Ｒ’，ｒ’）（例えば、Ｒ’＜Ｒ－２Ｇ）は、構成コードワード（Ｒ，ｒ）が符号化される時点ですでに符号化されている。構成コードワード（Ｒ，ｒ）は、例えば、長さ２Ｎのベクトルｘを形成することによって符号化することができ、構成コードワードの前のＮビットは、無限行列３５０２内の先に符号化されたビットから読み出される。構成コードワードの後ろでは、最初のｋ－Ｎ（すなわち、１１１）個のビットは新しい、すなわち「未使用の」情報ビットを表し、残りの２Ｎ－ｋ（すなわち、この例では１７）個の後ろのビットは、ｘＨ＝０を満たすように計算され得るパリティビットとして機能する。符号化後、Ｎ個のバックビットは、上記のように、無限行列３５０２内のそれぞれの位置に配置され、配置されたビットは、次いでインターリーバに出力され得る。

【0175】

構造３５００の一実施形態では、Ｇの値は、２Ｂ（Ｇ＋１）＝９６個の構成コードの並列符号化を可能にするのに十分な大きさであるように選択される。本実施形態では、パイプライン遅延は比較的小さいと想定されている。構成コードの数は、パイプライン遅延が増加するにつれて大幅に減少する可能性があり、これは、エンコーダよりもデコーダの要因である可能性が高い。少なくとも一実施形態では、最小数Ｎ／Ｂ（Ｎ／Ｂ＋２Ｇ＋１）＝１０４個のブロックがエンコーダメモリ（図３５には図示せず、電流入力を除外してもよい）に保持される。この例では、ブロックグループ３５１２（図３５に示される破線の境界内に表される）は、ブロック行２０及び２１を符号化するためにメモリに保持される必要があるブロックを表す。本実施形態では、Ｇの大きな値によって、トランシーバは、符号化及び復号化動作におけるより長いパイプライン遅延、ならびにエンコーダ及びデコーダにおけるより多くの並列実行を可能にすることができる。しかしながら、Ｇの値の増加は、通常、増加したメモリを犠牲にして実現され得る。この潜在的なトレードオフは、場合によっては、システムの初期設計上の考慮事項として解決され得る。その他の場合、このトレードオフは、リアルタイムの動作特性及び／又は様々なシステムコンポーネントの修正／アップグレードに応じて時間と共に動的に変更され得る。

【0176】

図３６は、例示的なビット順序付けスキーム３６００を示す。図３６に示される実施形態では、ビット順序付けスキーム３６００は、エンコーダインターフェース又はエンコーダ入力における入力矩形３６０２内のビット順序付けの配列を表す。この例では、エンコーダ入力は、（２Ｂ）×（２Ｎ－ｋ）＝３２×１１１ビットのブロックサイズを有しかつ０、１、２、…の番号が付けられた複数の矩形のブロックを含む。ビット順序付けスキーム３６００を利用して、個々のビットをエンコーダに入力し、それに応じて順序付けることができる。ビット順序付けスキーム３６００によれば、ｉ番目の入力ビットは、矩形［ｉ／（３２×１１１）］内の値ｉ％（３２×１１１）によって示される位置に配置され得る。この例では、入力矩形３６０２は、入力矩形３６０２の右端に沿ってビットブロック３６０６が１６×１５である場所を除いて、複数の１６ｘ１６のビットブロック３６０４に分割される。したがって、矩形Ｐ（例えば、入力矩形３６０２）における行ｐのビットｋ＝０，１，２，…は、（２Ｐ＋［ｐ／Ｂ］，ｐ％Ｂ）と表される構成コードワードの位置Ｎ＋ｋに配置され得る。

【0177】

図３７は、例示的なビットナンバリングスキーム３７００を示す。図３７に示される実施形態では、ビットナンバリングスキーム３７００は、エンコーダ出力における出力矩形３７０２内のビットナンバリングの配列を表す。この例では、エンコーダ出力は、（２Ｂ）×Ｎ＝３２×１２８ビットのブロックサイズを有する複数の矩形ブロックを含み、矩形は、同様に０、１、２、…と番号が付けられている。したがって、矩形Ｐ（例えば、出力矩形３７０２）における行ｐのビットｋ＝０，１，２，…は、無限配列（例えば、無限配列３５０２、図３５）のビット｛２Ｐ＋［ｐ／Ｂ］，［ｐ／Ｂ］，ｋ／Ｂ，ｐ％Ｂ｝を表す。次いで、内部のそれぞれのビットをそれに応じて順序付けることができる。

【0178】

本願に記載される例示的な実施形態のために、エンコーダ出力ビットは、それぞれの入力ビットの関数として説明される。したがって、本発明のシステム及び方法は、これらの従来の多様な要素を統合する重要なイノベーションを導入する。エンコーダ入力及び出力のこの有利な関係は、本願に記載されるいくつかの実施形態のための以前のエンコーダの定義を可能にし、これは、２００Ｇ動作モードに関して特に有用である。

【0179】

したがって、説明を容易にするために、本発明のｏＦＥＣエンコーダは、バイナリ入力ｕ（ｉ）からバイナリ出力ｙ（ｉ）を生成するエンティティ（ハードウェア又はソフトウェア）であると記載されており、ここでｉ＝０，１，２，…である。したがって、このｙとｕとの関係は、多次元ベクトルＶ（Ｒ，Ｃ，ｒ，ｃ）を含むがこれに限定されない、いくつかの中間変数によって表すことができる。ここで、Ｒは整数であり、Ｃ＝０，１，…，７、ｒ＝０，１，…，１５、ｃ＝０，１，…，１５である。

【0180】

ベクトルＶに関連付けられたいくつかの構成コードワードベクトルがあり、Ｒ≧０、ｒ＝０，１，２…１５、ｉ＝０，１，…，２５５の値に対して、ベクトルＶに関連付けられ得る構成コードベクトルＷ_R,r（ｉ）がある。したがって、Ｒ≧０の値に対して、それらの関連する構成コードベクトルＷ_R,r（ｉ）は、以下に従って表される。
W_R,r(k) = V((R ^ 1) - 20 + 2 [k/16], [k/16], (k % 16) ^ r, r) (k < 128の場合)

【0181】

W_R,r(k) = V(R, [(k - 128)/16], r, (k % 16) ^ r) (128 ≦ k < 256の場合)

【0182】

ここで、［］はフロア関数を表し、（ａ％ｂ）はｂを法とするａの値を表し、（ａ＾ｂ）は数値ａ及びｂの２進表現のビット単位の「排他的論理和」に等しい２進表現を有する数値を表す。

【0183】

一実施形態では、準拠受信機は、構成コードワードベクトルＷ_R,rのビットが、Ｒ≧０、ｒ＝０，１，…，１５、及びｋ＝０，１，…，１１０の値に対して、以下の等式を満たすように構成される。
W_R,r(128+k) = u([R/2]×32×111 + ((R % 2)×16 + r) × (16 - [k/96]) + [k/16]×512 + k%16)

【0184】

Ｒ≧２０の場合、構成コードの値Ｗ_R,rＨ＝０であり、ここでＨは拡張ＢＣＨ（２５６，２３９）コードのパリティチェック行列を表す。典型的な符号化技術を利用して、ｘがｘＨ＝０を満たすベクトルである場合、ｘは偶数パリティを有すると判定され得る。また、ｘの最初の２５５ビットが２５４次の多項式の係数であると考えられる（ｘのビット０は２５４乗の係数である）場合、その多項式はバイナリ多項式ｙ１６＋ｙ１４＋ｙ１３＋ｙ１１＋ｙ１０＋ｙ９＋ｙ８＋ｙ６＋ｙ５＋ｙ＋１で割り切れる。

【0185】

したがって、出力ｙは、（例えば、Ｒ≧０、Ｃ＝０，１，…，７、ｒ＝０，１，…，１５、及びｃ＝０，１，…，１５の値に対して）、以下の関係を満たすように構成され得る。
V(R, C, r, c) = y([R/2] × 32 × 128 + (R % 2) × 256 + C × 16 × 32 + r × 16 + c)

【0186】

この例では、２０×１６×１７個の値が、構成コードワードベクトルＷ_R,rにおいて、０≦Ｒ＜２０の主ベクトルＶ（Ｒ、Ｃ、ｒ、ｃ）内で、したがって出力ｙにおいても未定義のままであることが分かる。例示的な実施形態では、システム設計者が特定の実施に任意の都合の良い値を自由に使えるように、未定義の値は意図的であり得る。

【0187】

対照的に、テストベクトルの場合、出力値は完全に指定される。したがって、テストベクトルの実施形態に関して、０＜Ｒ＜２０に対して、Ｗ_R,rＨ’＝０（ここで、Ｈ’は最初の１２８行がすべてゼロ値を有する２５６×１７のバイナリ行列であり、最後の１２８行がＨの最後の１２８行と等しい）となるように、追加の制約が設計に含まれる。

【0188】

少なくとも１つの実施形態では、本発明のシステム及び方法は、製品コードのターボ復号化のために設計された反復アルゴリズムの適応をさらに可能にし、ｏＦＥＣコードワードを復号化する。したがって、反復復号の使用事例では、ブロック行Ｒ内のビットはすべて、ブロックの２（Ｎ／Ｂ＋Ｇ＋１）個の行が復号化された後、後の構成コードワード内の先頭ビットとして復号化される。より詳細には、再び図３５を参照すると、行Ｒ＝０のビットはすべて、ブロック行２１が復号化されるまでに先頭ビットとして復号化される。このような場合、本発明のシステム及び方法によれば、ブロック行０の構成コードワードを再び復号化することが望ましい場合がある。

【0189】

再び図３４を参照すると、ＦＥＣデータパス３４１２は、ｏＦＥＣブロック３４０６によるｏＦＥＣ符号化の後、続いてシンボルマッピングユニット３４１０によるシンボルマッピングがある、１７２，０３２ビットのブロックのブロックインターリーブがインターリーバ３４０８によってどのように行われるかを示している。本実施形態では、ビットストリームをインターリーブすることにより、連続的に受信されたシンボル間の雑音の非相関化、及びシンボルの均等分布が可能になる。図３４に示されるように、ブロックインターリーバ３４０８は、ＤＰ－ＱＰＳＫに４ブロックのインターリーブを使用し、ＤＰ－１６ＱＡＭシグナリングに８ブロックのインターリーブを使用する。ｏＦＥＣインターリーバ３４０８のアーキテクチャは、１７２，０３２ビットのｏＦＥＣインターリーババッファサイズを含み、これは、表３に関して以下でさらに示すように、１６ｘ１６のビットブロックの（８４，８）配列として構造化することができる。例示的な実施形態では、インターリーバフォーマットは、上述のエンコーダ及びデコーダのために実装されるフォーマットと同様であり得る。

【0190】

例示的な実施形態では、インターリーバ３４０８は、ハードウェア、ソフトウェア、又はそれらの組み合わせとして適用され得る、２つの機構、（ｉ）ブロック内インターリーバ機構及び（ｉｉ）ブロック間インターリーバ機構をさらに含む。ブロック内インターリーバ機構は、エンコーダ出力におけるブロックのそれぞれの行及び列のビットが、回線での伝送のためにブロック内で実質的に均一に再マッピングされることを確実にするために、それぞれの１６×１６ブロック内のビットを並べ替えるように構成される。一実施形態では、この動作は、インターリーバ３４０８への入力で怒る。ブロック間インターリーバ機構は、エンコーダ出力においてビットが広く分離され、回線上で近くのシンボル内に含まれるように構成される。

【0191】

例示的な実施形態では、インターリーバ３４０８は、フルレートで動作すると考えられるが、２つのハーフレートエンコーダＥＮＣ０及びＥＮＣ１によって供給される。したがって、エンコーダＥＮＣ０からのブロックの連続する行は、（例えば、図３８に関して以下でさらに示すように）インターリーババッファの偶数ブロック行に書き込まれ、一方、エンコーダＥＮＣ１からのブロックの連続する行は、奇数ブロック行に書き込まれる。したがって、この例では、インターリーババッファの内容は、エンコーダＥＮＣ０及びＥＮＣ１の無限行列の垂直セグメントの行ごとのインターリーブになる。

【0192】

ブロック内インターリーブのために、インターリーバ３４０８は、それぞれのエンコーダからビットの１６×１６ブロックを受信すると考えられ、したがって、それぞれのこのようなブロックは別個に考慮され得る。ブロック内インターリーブの例示的な分布は、ブロック内のそれぞれのデスティネーションビットに対するソースビットの行及び列の位置を示す、以下の表３に示される値に従って指定され得る。例えば、インターリーバ入力ブロック（すなわち、エンコーダ出力ブロック）のビット（１４，１５）［基数０］は、この例では、対応するインターリーババッファブロックの列０の行１に配置される。

【表3】

【0193】

表３に関して見られるように、左端の項目はラテン方陣を形成する。右端の項目は、その最初と最後の行の重複項目を除いて、ほぼラテン方陣を形成する。

【0194】

図３８は、例示的なブロック間インターリーブ構造３８００を示す。構造３８００の例示的な実施形態では、インターリーバ列３８０２はインターリーバ行３８０４よりもかなり長いので、ビットは行３８０４ではなく列３８０２によって読み取られ得る。このようにして、列内のビットは、行内のビットよりも多くの構成コードワードに広がり、それにより構造３８００によって長いバーストに対する許容度が増大する。訂正可能な最大バースト長は、例えば、ハードデコーダと共に使用される場合、インターリーバの品質の従来の尺度と見なされる。この例では、訂正可能な最大バースト長は２，６８１ビットであることが示されている。

【0195】

構造３８００を使用する例示的な動作では、インターリーバから読み出されたビットは変調器に送られ、そこでビットは、Ｈ偏波とＶ偏波の両方において、それぞれＳ＝４のグループで使用され得る。偶数インデックスを有する出力ビットは、Ｈ偏波のシンボルを形成するために使用することができ、一方、奇数位置の出力ビットは、Ｖ偏波のシンボルに形成される。この構造配置によれば、それぞれの偏波における回線ＢＥＲ推定を大幅に簡略化することができる。さらに、それぞれのＨビット及びＶビットは、変調とは無関係に、デコーダにおいてそれぞれのブロック内の固定位置に現れる。

【0196】

したがって、ブロック間インターリービング機構については、ブロック内インターリービング機構からのそれぞれのブロック内置換は、ブロックがエンコーダから受信されるときにバッファ内のそれぞれのブロックに適用され得る。この有利な構造的イノベーションの下で、インターリーババッファは次に、それぞれのエンコーダ、ＥＮＣ０又はＥＮＣ１の機能として分割されるだけでなく、ブロック行３８０４の「上」半分（この例では、４２個のブロック行０から４１）及びブロック行３８０４の「下」半分（同様に、４２個のブロック行４２～８３）としても分割され得る。構造３８００のこの更なる実施形態によれば、バッファは４つのサブセットに効果的に割り当てられ、それぞれのこのようなサブセットは２１×８ブロック、すなわち３３６×１２８ビットを含む。例示的なインターリーバのサブセットを、表４に関して以下に示す。

【表4】

【0197】

表４に示されるサブセット配置によれば、出力において、それぞれのそのようなサブセットから順番に８ビットのグループを取得し、次の列に進む前にビットの１つの列からビットのグループを読み出すことができる。より具体的には、図３８に示される例に示されるように、サブセット０の最初の列の一番上から最初の８ビットが読み取られ、次いで、サブセット１、２、及び３の最初の列から最初の８ビットが読み取られる。次いで、得られた３２ビットの後に、サブセット０、１、２、及び３のそれぞれの最初の列の次の８ビットを取得することができる。それぞれの４×８ビットの４２回のこのようなサイクルの後、インターリーババッファの最初のビット列が完全に読み出され、出力プロセスはビット列１から１２７を読み出すことによって続行され得る。

【0198】

図３９は、例示的なシンボルマッピング及び偏波分配プロセス３９００の概略図である。例示的な実施形態では、プロセス３９００は、プロセス２４００（図２４）の同様に符号付けされた要素と形状及び機能が類似する要素に関して行われる。例えば、プロセス３９００は、２つのエンコーダＥＮＣ０及びＥＮＣ１を有するｏＦＥＣエンコーダエンジン３９０２、インターリーバ３９０４、シンボルマッピングユニット３９０６、及び偏波分配ブロック３９０８に関して動作することができる。例示的な動作では、プロセス３９００は、符号化及びインターリーブされたｏＦＥＣブロックを、それぞれの偏波のＤＰ－ＱＰＳＫ及びＤＰ－１６ＱＡＭコンステレーションシンボルにマッピングするように機能する。プロセス３９００はさらに、次いで、マッピングされたコンステレーションシンボルを２つの異なる偏波に分配し、トレーニングシンボル及びスーパーＦＡＷシンボルを挿入し、パイロットシンボルを追加するように構成される。一実施形態では、シンボルマッピングユニット３９０６によるシンボルマッピング及び偏波分配ブロック３９０８による偏波分配は、変調依存性である。それぞれの利用可能な変調（例えば、ＤＰ－ＱＰＳＫ及びＤＰ－１６ＱＡＭ）に対するシンボルマッピング及び偏波分配について、以下でさらに説明する。

【0199】

ＤＰ－ＱＰＳＫ変調の場合、ＦＥＣ符号化及びインターリーブされたビットストリームは、ＤＰ－ＱＰＳＫシンボル、Ｓ＝［ｓ₀，ｓ₁，…，ｓ_n］にマッピングされる。ここで、（ｃ_4i）はｓ_iのＸ偏波のＩ成分にマッピングされ、（ｃ_4i+2）はｓ_iのＸ偏波のＱ成分にマッピングされ、（ｃ_4i+1）はｓ_iのＹ偏波のＩ成分にマッピングされ、（ｃ_4i+3）はｓ_iのＹ偏波のＱ成分にマッピングされる。それぞれの信号次元におけるそれぞれのバイナリラベルからシンボル振幅へのマップは、その結果、それぞれのＦＡＷ、トレーニングシーケンス、及びパイロットシンボルのシンボルパターンを示す、以下の表５に従って定義することができる。

【表5】

【0200】

したがって、ＤＰ－ＱＰＳＫ変調を用いて動作する場合、準拠トランシーバは、表５に従って定義されるシンボルマッピング及び偏波分配値をサポートするように構成される。

【0201】

ＤＰ－１６ＱＡＭ変調の場合、ＦＥＣ符号化及びインターリーブされたビットストリームは、ＤＰ－１６ＱＡＭシンボル、Ｓ＝［ｓ₀，ｓ₁，…，ｓ_n］にマッピングされる。ここで、（ｃ_8i，ｃ_8i+2）はｓ_iのＸ偏波のＩ成分にマッピングされ、（ｃ_8i+4，ｃ_8i+6）はｓ_iのＸ偏波のＱ成分にマッピングされ、（ｃ_8i+1，ｃ_8i+3）はｓ_iのＹ偏波のＩ成分にマッピングされ、（ｃ_8i+5，ｃ_8i+7）はｓ_iのＹ偏波のＱ成分にマッピングされる。それぞれの信号次元におけるそれぞれのバイナリラベルからシンボル振幅へのマップは、その結果、それぞれのＦＡＷ、トレーニングシーケンス、及びパイロットシンボルのシンボルパターンを示す、以下の表６に従って定義することができる。

【表6】

【0202】

したがって、ＤＰ－１６ＱＡＭ変調を用いて動作する場合、準拠トランシーバは、表６に従って定義されるシンボルマッピング及び偏波分配値をサポートするように構成される。

【0203】

図４０は、例示的なフレーミングプロセス４０００の概略図である。例示的な実施形態では、プロセス４０００は、（図４１～４３に関して以下でさらに説明される）スーパーフレームフレーミングフォーマットを実施するためのＤＳＰフレーミングプロセスとして機能する。この例では、ＤＳＰスーパーフレームは、それぞれのＸ／Ｙ偏波に１７８１７６個のシンボルのセットを含むものと定義される。この例では、ＤＳＰスーパーフレームのＤＳＰサブフレームは、それぞれ３７１２個のシンボルを含むように定義されている。したがって、プロセス４０００の例示的な実施形態では、ＤＳＰスーパーフレームは、４８個の個別のＤＳＰサブフレームを含むことができる。

【0204】

例示的な動作では、プロセス４０００は、プロセス２４００（図２４）の同様に符号付けされた要素と形態及び機能が類似する要素に関して行われ得る。例えば、プロセス４０００は、シンボルマッピングユニット４００２、偏波分配ブロック４００４、ＦＡＷブロック４００６、及びパイロットブロック４００８に関して動作することができる。したがって、パイロットシンボル（ＰＳ）は、最初のＤＳＰサブフレームの最初のシンボルから始めて、３２個のシンボルごとに挿入され得る。それぞれのＤＳＰサブフレームは、１１シンボルのトレーニングシーケンスで始まることができ、トレーニングシーケンスの最初のシンボルはパイロットシンボルである。この例では、ＤＳＰスーパーフレームの最初のＤＳＰサブフレームは、ＤＳＰスーパーフレームＦＡＷをさらに含むように構成される。プロセス４０００によれば、データストリームが（例えば、シンボルマッピングユニット４００２により）シンボルにマッピングされ、（例えば、偏波分配ブロック４００４により）それぞれの偏波に分配されると、パイロットシンボル、トレーニングシンボル、ＦＡＷ、及び他のオーバーヘッドが、ＤＳＰスーパーフレーム／サブフレーム構造を作成するように（例えば、専用のそれぞれの機能ブロックにより）追加され得る。

【0205】

図４１は、スーパーフレーム／サブフレーム構造のための例示的な分配テーブル４１００の概略図である。分配テーブル４１００に示されるように、マッピングパラメータ４１０２は、それぞれのＤＰ－１６ＱＡＭ及びＤＰ－ＱＰＳＫコンステレーション４１０４の両方の「外側４点」にマッピングされる。ただし、ＤＰ－ＱＰＳＫコンステレーション４１０４の場合、「外側４」点は、コンステレーションのすべての点を含む。したがって、両方の変調フォーマットに対して、ＦＡＷパラメータ４１０６は２２個のシンボルを含み、トレーニングシーケンスパラメータはＤＳＰサブフレームごとに１１個のシンボルを含み、パイロットシンボルパラメータは３２個のシンボルごとに生じる。それでもなお、ＤＰ－１６ＱＡＭの場合、個別パラメータのそれぞれは、最も外側の４点のみを構成するコンステレーション４１０４の一部に制限される。しかしながら、いずれの変調フォーマットについても、例示的な実施形態では、準拠トランシーバは、少なくとも１７８，１７６個のシンボルを有するＤＳＰスーパーフレームをサポートするように構成される。

【0206】

図４２は、例示的なスーパーフレーム構造４２００を示す。図４２に示される例では、スーパーフレーム構造４２００は、複数のＤＳＰサブフレーム４２０２（この例では４８個のＤＳＰサブフレーム）に分割されたＤＳＰスーパーフレームを表し、ＤＳＰサブフレームのそれぞれは３，７１２個のシンボルを含む。例示的な実施形態では、最初のＤＳＰサブフレーム（例えば、ＤＳＰサブフレーム４２０２（０））は、以下を含む。（ｉ）ｏＦＥＣブロックにスーパーフレームのデリニエーション及びアライメントを提供するように構成された２２個のシンボルスーパーフレームＦＡＷ、ＦＡＷシーケンスは、Ｘ偏波とＹ偏波の間で異なり得る。（ｉｉ）７４個の追加シンボルが、将来の使用、校正及び／又はイノベーションのために確保され（ＲＥＳ）、強いトーンを避けるためにランダム化され得る。（ｉｉｉ）リンクトレーニングに利用可能な１１個のシンボル。最初のそのようなトレーニングシンボル（ＴＳ）は、それぞれのＤＳＰサブフレーム４２０２内のパイロットシンボル（ＰＳ）として共用され得る。（ｉｖ）１１６個のパイロットシンボル。これらは３２個のシンボルごとに生じる（例えば、ＤＳＰスーパーフレーム４０００ごとに５５６８個のシンボル）。したがって、例示的な実施形態では、準拠トランシーバは、ＤＳＰサブフレーム４２０２（０）と実質的に同様の最初のＤＳＰサブフレームを有するＤＳＰスーパーフレームをサポートするように構成される。

【0207】

図４３は、スーパーフレーム構造４２００（図４２）の例示的なサブフレーム４３００を示す。例示的な実施形態では、サブフレーム４３００は、ＤＳＰサブフレーム４２０２（図４２）と形態及び機能が実質的に同様であり得る。図４３００に示される例では、サブフレーム４３００は、ＤＳＰスーパーフレーム４２００のＤＳＰサブフレーム２から４８（すなわち、ＤＳＰサブフレーム４２０２（１）から４２０２（４７））を表す。この例では、最初のサブフレーム（例えば、ＤＳＰサブフレーム４２０２（０））の後に生じるすべてのサブフレーム４３００が、（ｉ）リンクトレーニングに利用可能な１１個のシンボルであって、最初のトレーニングシンボル（ＴＳ）がそれぞれのサブフレーム４３００内でパイロットシンボルとして共用され得るものと、（ｉｉ）１１６個のパイロットシンボルとを含むように構成される。図４３に示される例では、図示されたＱＰＳＫ信号の最初のトレーニングシンボルは既知のＱＰＳＫシンボルであるため、パイロットシンボルとして処理することができる。一実施形態では、パイロット擬似ランダムバイナリシーケンス（ＰＲＢＳ）のためのシードは、シードがパイロットＰＲＢＳシーケンスの一部でもあるように選択され得る。例示的な実施形態では、準拠トランシーバは、ＤＳＰスーパーフレーム４２００のＤＳＰサブフレーム２から４８をサポートするように構成される。

【0208】

いくつかの実施形態では、追加されたＦＡＷは、表７に関して以下に列挙される必要なシーケンスを含み得る。

【表7】

【0209】

したがって、例示的な実施形態では、準拠トランシーバは、表７に列挙されたＦＡＷシーケンシングスキームをサポートするように構成される。

【0210】

いくつかの実施形態では、追加されたトレーニングシーケンスは、表８に関して以下に示されるスキームに従って定義され得る。

【表8】

【0211】

＊トレーニングシーケンスの最初のシンボルはパイロットシンボルとして処理され、例示的な実施形態では、準拠トランシーバは、表９に示されるトレーニングシンボルシーケンシングスキームをサポートするように構成される。

【0212】

図４４は、例示的なパイロットシーケンスマッピングスキーム４４００を示す。図４４に示される例示的な実施形態では、スキーム４４００は、ＱＰＳＫ変調及びＤＰ－１６ＱＡＭ変調のいずれかに対するマッピングされたパイロットシーケンスを表す。すなわち、上記のように、トレーニングシンボル及びパイロットシンボルは、ＱＰＳＫコンステレーションの４点すべて、又はＤＰ－１６ＱＡＭコンステレーションの外側４点のみに設定される。したがって、スキーム４４００の例示的な実施は、固定ＰＲＢＳ１０をパイロットシーケンス４４０２として確立し、次いで、それぞれのＰＲＢＳパイロットシーケンス４４０２は、それぞれの変調（例えば、ＱＰＳＫ又は１６ＱＡＭ）シーケンスにマッピングされ得るが、２つの偏波のそれぞれに対して異なるシード値を有する。

【0213】

図４５は、例示的パイロットシードシーケンシングプロセス４５００の概略図である。例示的な実施形態では、パイロットシードシーケンシングプロセスは、パイロットシーケンス／シンボルがシーケンス内にほぼ等しい量のバイナリ０及び１を生成するように構成されるようにシード（例えば、ＰＲＢＳパイロットシーケンス４４０２、図４４）を選択するように構成される。少なくとも１つの実施形態では、シードは、トレーニングシーケンスにおける最初のシンボルがパイロットシーケンスにおける最初のシンボルでもあるように選択される。例示的な実施形態では、シーケンシングプロセス４５００は、それぞれの偏波シードバイナリ入力４５０４に対して動作して偏波出力４５０６を生成するように構成されるシーケンシングレジスタ４５０２に関して実施される。すなわち、図４５に示される実施形態では、ただ１つのシーケンシングレジスタ４５０２が示されているが、準拠トランシーバシステムは、それぞれの偏波に対して別個のレジスタ４５０２を含み得る。例示的な実施形態では、シードは、すべてのＤＳＰサブフレームの先頭でリセットされる。

【0214】

パイロットシードシーケンシングプロセス４５００は、それぞれの分極シード、シードＸ及びシードＹに使用されるパイロットシーケンシング多項式を示す表９に関して以下でさらに説明される。

【表9】

【0215】

シーケンシングプロセス４５００に対するパイロットシードの包括的な結果は、以下の表１０に列挙された結果に関してより詳細に提供される。

【表10】

【0216】

フレーム拡張率も、ＦｌｅｘＯとｏＦＥＣの両方に関して重要な考慮事項である。例えば、約６３．１３９４６７９２３ＧＢａｕｄのｏＦＥＣ光信号が与えられた場合（すなわち、ＱＰＳＫの場合）、関連する拡張率の詳細なリストを表１１に示す。

【表11】

【0217】

したがって、それぞれのボーレートは、以下のように計算することができる。

【0218】

ＱＰＳＫの場合：
63.139467923(GBaud) =
223,618,948,892.8875×(514/544)×(37,296/37,265)×(4,096/3,552)×(899/896)×(32/31)/4

【0219】

１６－ＱＡＭの場合：
31.5697339615(GBaud) =
223,618,948,892.8875×(514/544)×(37,296/37,265)×(4,096/3,552)×(899/896)×(32/31)/8

【0220】

したがって、ラインレートは以下に従って計算することができる。
252,557,871.7(kbit/s) =
223,618,948,892.8875×(514/544)×(37,296/37,265)×(4,096/3,552)×(899/896)×(32/31)×1,000,000

【0221】

上記のように、２００Ｇの運用は、１００Ｇモードで動作するトランシーバとは異なる、又は追加の２つの要件を準拠トランシーバに課す場合がある。説明を容易にするために、以下の実施形態は、ＱＰＳＫ変調を利用して２００Ｇｂｐｓ（すなわち、２００Ｇモード）で動作するＰ２Ｐコヒーレント光トランシーバの例示的シナリオ内で生じる光ＰＨＹ層要件のいくつかを説明する。本願に記載されるように、２００Ｇの運用は、２００Ｇの運用がこの特定のデバイスの予想される寿命にわたって個々の集約ノードに対して予想される容量ニーズに対処するという要望を表す、当分野の事業者からの最近のフィードバックに基づいて定義される。以下の説明では、ＱＰＳＫを用いた２００Ｇの運用に焦点を当てているが、これは、この特定の革新的な実施により、当分野の事業者が１００Ｇの運用とほぼ同じプラント条件で２００Ｇで運用できるようになるからである。

【0222】

したがって、説明を容易にするために、以下の２００Ｇ要件を３つの主要なカテゴリ、（ｉ）トランシーバの送信動作と受信動作の両方に適用される共通要件、（ｉｉ）トランシーバの送信動作に特有の送信機要件、（ｉｉｉ）トランシーバの受信動作に特有の受信機要件に分類した。

【0223】

２００Ｇ ＱＰＳＫ動作のための共通要件は、シンボルレート、変調、ラインレート、及び波長、周波数、チャネル番号などのＤＷＤＭ特性のうちの１つ以上を含み得る。シンボルレートに関して、デジタル伝送システムでは、十分な時間があれば、１又は０の文字列を使用して本質的にあらゆる信号を表すことができる。時間の経過と共に送信されるビット数はビットレートと呼ばれ、通常はビット／秒（ｂｐｓ）で測定される。ビットレートを増加させるための最も基本的な原理は、単にそれぞれの１と０を伝送媒体上でより速く伝送することだけである。しかしながら、データをより迅速に伝送するためのより効率的な技術は、シンボルとして知られる相対的な状態の集合を使用して複数のビットを同時に処理及び伝送することを含む。単位時間に伝送されるシンボル数は、ボーレートと定義される。

【0224】

したがって、本願のいくつかの実施形態の説明で使用される６３．１３９４６７９２３Ｇｂａｕｄの値は、この値が本開示全体を通して説明されるいくつかの実施形態で特徴とされる２００Ｇｂｐｓのデータ伝送の全てを可能にするので、シンボルレートとして選択された。シンボルレートの速度に加えて、シンボルレートの精度も、送信された信号の正常な受信を可能にするための重要な考慮事項である。したがって、例示的な実施形態では、準拠トランシーバは、（例えば、ＱＰＳＫ、ＤＰ－ＱＰＳＫなどの関連する変調フォーマットによる）６３．１３９４６７９２３Ｇｂａｕｄのシンボルレートをサポートするように構成されるだけでなく、準拠トランシーバはさらに、少なくとも＋／－２０ｐｐｍのシンボルレート精度を維持するように構成される必要がある。

【0225】

本開示全体を通して説明されるように、変調フォーマットは、２００Ｇモードで動作するすべてのトランシーバ（及び１００Ｇモードで動作するトランシーバ）にとって主要な考慮事項である。したがって、２００Ｇ準拠トランシーバにとって必須の変調フォーマットは、少なくともＤＰ－ＱＰＳＫである。それでもなお、本願に記載される例示的な実施形態に関して、準拠トランシーバはさらに、任意選択的に１６ＱＡＭ変調フォーマット（以下でさらに説明される）をサポートするように構成され得る。

【0226】

上述の１００Ｇ準拠トランシーバは、二重偏波多重化及びＮＲＺ差動ＱＰＳＫ（ＤＱＰＳＫ）変調を実施するように構成される。ＤＱＰＳＫ変調は、受信機における絶対位相の正確な測定の必要性を除去し、それぞれのシンボルは、連続するシンボル間の位相差によって符号化され得る。二重偏波多重と組み合わせたとき、この変調フォーマットはＤＰ－ＤＱＰＳＫと呼ばれることがある。キャリアの２つの偏波のそれぞれにＤＱＰＳＫを使用することにより、それぞれのシンボル期間の４つのデータビットの集約伝送が可能になる。

【0227】

本発明のシステム及び方法の２００Ｇトランシーバはまた、二重偏波多重化を利用するように本願に記載されている。しかしながら、２００Ｇの実施形態で使用されるＱＰＳＫ変調は、非差動であり得る。非差動ＱＰＳＫは、ＤＱＰＳＫと比較して改善されたＯＳＮＲ感度を実現する。さらに、非差動変調フォーマットは、シンボルごとに２ビットを符号化することができ、さらに連続するシンボル間の基準位相認識の要件を含むことができ、これは、上記のように、受信機の位相回復を支援するためにＤＳＰＦＥＣフレームに挿入され得るパイロットシンボルの効果的な使用によって実現され得る。キャリアの２つの偏波のそれぞれに非差動ＱＰＳＫ（すなわち、ＤＰ－ＱＰＳＫ）を使用することによって、上述のＤＱＰＳＫ変調の実施形態と同様であるが、改善されたＯＳＮＲ感度で、シンボル期間ごとに４つのデータビットの集約伝送が可能である。

【0228】

図４６は、例示的なコンステレーション４６００のグラフである。例示的な実施形態では、コンステレーション４６００は、２００Ｇ ＱＰＳＫシンボルコンステレーションを表し、２００Ｇ準拠トランシーバは、共通要件として偏波多重化及びＱＰＳをサポートするように構成される。ＱＰＳＫシンボルコンステレーション４６００の場合、２つの偏波のそれぞれにおいて、ＱＰＳＫを使用してシンボルごとに２つのビットを符号化することができ、パイロットシンボルは、コンステレーション４６００の４つのＱＰＳＫシンボルへのビットマッピングに従って、受信機の位相回復を助ける働きをする。

【0229】

ラインレートも、共通要件の範囲内にある重要な考慮事項である。一般に、ラインレートは、光チャネルで伝送される信号のビットレートと定義される。本願で説明される２００Ｇ ＱＰＳＫシナリオでは、ライン信号は、送信機（例えば、ＦＥＣ）によって追加されるオーバーヘッドを含み、二重偏波ＱＰＳＫは、シンボルごとに４つのビットを伝送する。したがって、この例示的なトランシーバシナリオでは、ラインレートはシンボルレートの４倍であるため、準拠トランシーバは、２５２，５５７，８７１．７ｋｂｉｔ／ｓの公称信号ラインレートをサポートするように構成される必要がある。

【0230】

ＤＷＤＭ環境で動作するトランシーバ間の相互運用性を可能にし、かつ既存のＤＷＤＭ通信システム及び機器との相互運用を可能にするために、例示的な実施形態では、準拠トランシーバはさらに、１００ＧＨｚチャネル間隔に関して実装される識別されたチャネルのサブセット（例えば、この例ではＩＴＵ－ＴＧ．６９４．１から）を採用するように構成される必要がある。以下の表１２は、この共通要件に従って準拠トランシーバが動作し得る特定のＤＷＤＭ波長、周波数、及び関連するチャネル番号をリストアップしている。

【0231】

２００Ｇ ＱＰＳＫ動作シナリオにおけるＤＷＤＭ周波数グリッドに関して、ＤＰ－ＱＰＳＫ変調フォーマットを使用して２００Ｇｂ／ｓのラインレートを送信するために、例示的な実施形態では、上記のように、約６３Ｇｂａｕｄの範囲で有効なシンボルレートが確立される。光がこのシンボルレートで変調されるとき、光信号の帯域幅は少なくとも６３ＧＨｚである。

【0232】

したがって、この例では、関連するＤＷＤＭマルチプレクサ及びデマルチプレクサの波長フィルタは、光信号を通過させるのに十分な広さの帯域幅を有するように構成される必要がある。この場合、一般的な１００ＧＨｚチャネル間隔プランで使用される波長フィルタは、２００Ｇ ＤＰ－ＱＰＳＫに対してこの例示的な実施形態の光信号を通過させるのに十分な帯域幅を提供すると考えられる。５０ＧＨｚチャネル間隔プラン及びより狭い間隔のプランで使用される波長フィルタは、本発明のシステム及び方法の光信号を通過させるのに十分な帯域幅を有するとは考えられない。

【0233】

低コストの実施を可能にするために、準拠トランシーバは、２００Ｇ ＤＰ－ＱＰＳＫ動作のために表１２のＤＷＤＭ周波数グリッドに提供される以下のリストから１つのチャネルをサポートすることしか必要とされない可能性がある。しかしながら、より大きなフレキシビリティをサポートするために、例示的なデバイスはさらに、以下のリストから複数のチャネルを任意選択でサポートするように構成され得る。場合によっては、トランシーバがチャネルリスト全体、又は少なくともチャネルリストのかなりの部分をサポートできることが望ましいことがある。

【表12】

【0234】

例示的な実施形態では、準拠トランシーバはさらに、トランシーバがサポートする上記のＤＷＤＭ周波数グリッドからのチャネルを報告するように構成される。

【0235】

トランシーバが複数のチャネルをサポートする場合、トランシーバはさらに、トランシーバモジュールのフォームファクタのための関連する管理インターフェース定義を使用して特定の動作チャネルを割り当てる機構を提供するように構成され得る。同様に、トランシーバはさらに、トランシーバモジュールのフォームファクタのための関連する管理インターフェース定義を同様に使用して、現在送信している特定のチャネルを報告するように構成され得る。

【0236】

２００Ｇ ＱＰＳＫ実装シナリオのための送信機要件は、送信機の光出力パワー、送信機の光周波数パラメータ（例えば、送信機のレーザの中心周波数の精度、送信機レーザの線幅など）、送信機のＯＳＮＲ、偏波インバランス、ＩＱインバランス、送信機のスキュー（例えば、送信機の直交スキュー又は送信機の偏波スキュー）、送信機の反射率、及び送信機システムの光リターン許容値などのパラメータ及び特性に関する考慮事項を含み得る。

【0237】

送信機の光出力パワーは、ｄＢｍで測定される、動作中のトランシーバの出力ポートからの総光出射パワーと定義され、このパラメータは、例えば１５５０ｎｍの波長範囲でパワー測定が可能な較正済み光パワーメータ（ＯＰＭ）を用いて測定することができる。例示的な実施形態では、送信機の最小光パワー要件は、低コストのオプションを可能にするように定義され得るが、それでもなおソリューションが最小アクセスネットワーク要件を満たすことを確実にする。場合によっては、安全上の目的で最大光パワー要件が定義されることがある。

【0238】

送信機要件については、通常のデバイスがその動作寿命の初期に適合性についてテストされることが予想されるので、関連する要件の本質的に全てが通常は「寿命の初期」の要件と考えられることに留意されたい。トランシーバの動作寿命にわたって、関連する要件を満たすデバイスの能力が０．５ｄＢほど低下することがさらに予想される。したがって、例示的な実施形態では、この潜在的な低下は、アクセスネットワークにおける準拠トランシーバの予測される性能要因と考えられる。

【0239】

さらに、送信機の電源投入、電源切断、又は波長シーケンスの変更中に、送信機がある範囲の周波数にわたってパワーの「高速トランジェント」又は突然のスパイクを生成する可能性があることが予想され、これは、一時的ではあるが、そのトランシーバと同じ光学プラント上にあるすべての動作チャネルに潜在的に影響を与え得る。したがって、少なくとも１つの実施形態では、準拠トランシーバはさらに、ブランキング機能を有するように構成され得、これにより、トランシーバは、トランシーバの出力が安定するまで光出力を抑制することができる。

【0240】

二重光インターフェースをサポートするトランシーバの場合、準拠トランシーバはまた、－７．５ｄＢｍ以上の送信機の光出力パワーをサポートするように構成される。単一光インターフェースをサポートするトランシーバの場合、トランシーバは、－８．２５ｄＢｍ以上の送信機の光出力パワーをサポートすることが予想される構成を有する必要がある。本願に記載されるいくつかの実施形態の動作と一貫して、準拠トランシーバはさらに、＋７ｄＢｍ以上の送信機の光出力パワーを防止するように構成される。

【0241】

さらなる例示的な実施形態では、準拠トランシーバは、±１．５ｄＢの精度でその送信機の光出力パワーを報告する能力を含み、トランシーバは、任意選択でその送信機の光出力パワーの調整（例えば、０．１ｄＢずつの調整）をサポートするように構成され得る。

【0242】

２００Ｇ ＱＰＳＫ動作のための送信機の光周波数パラメータの中で、送信機レーザの中心周波数の精度は、選択された周波数中心（例えば、上記の表１２）からの実際のレーザ周波数の最大許容オフセットと定義される。動作中、送信機の光信号は、コヒーレント受信機においてＬＯと混合され、これらのレーザ周波数の差が大きすぎると、ＤＳＰは、送信機とＬＯレーザとの間のキャリア周波数オフセット（ＣＦＯ）を補償することが非常に困難になる。これらの例示的な実施形態では、様々なＤＳＰは多かれ少なかれＣＦＯを処理することができ、それぞれの個別のベンダは全体的な性能要件を満たすためにＬＯに関する独自の要件を決定することができるはずであるため、受信機上のＬＯのレーザキャリア周波数の精度は、本実施形態に適合するように指定される必要はない。それでもなお、これらのパラメータに関して、準拠トランシーバは、１．８ＧＨｚ以下の送信機レーザの中心周波数の精度を維持するように構成される必要がある。

【0243】

送信機レーザの線幅は、レーザの光場スペクトルの半値全幅（ピークパワーから－３ｄＢ）と定義される。したがって、レーザの線幅が大きいほど、受信機からの位相雑音が大きくなり、したがって、ＤＳＰが受信したシンボルの位相を決定することが困難になる。したがって、このパラメータに関して、準拠トランシーバは、１０００ｋＨｚ以下の送信機レーザの線幅で動作するように構成されることが予想される。

【0244】

送信機のＯＳＮＲは、光信号のレベルと、送信機出力で測定される光ノイズフロアのレベルとの比較を可能にする。送信機のＯＳＮＲは、トランシーバに光増幅器が組み込まれている場合、光増幅器の雑音を含む。しかしながら、送信機のＯＳＮＲは、ネットワークリンクに配置されたトランシーバの外部にある光増幅器の雑音を含まない。統合された光増幅を含まない送信機の場合、送信機のＯＳＮＲは通常、レーザの相対強度雑音（ＲＩＮ）によって支配される。対照的に、統合された光増幅を有する送信機の場合、利得素子によって加えられる雑音は、通常、送信機のＯＳＮＲ値に対する重要な寄与因子である。

【0245】

例示的な実施形態では、受信機入力で測定され得るリンクのＯＳＮＲは、光信号を復号化する受信機の能力に直接影響を与えることが予想され、送信機のＯＳＮＲはリンクのＯＳＮＲの一因となる。リンクに外部光増幅器が存在しない場合、リンクのＯＳＮＲは通常、送信機のＯＳＮＲと同じである。ＯＳＮＲは、増幅された自然放出（ＡＳＥ）により、ネットワークリンクに存在する場合、光増幅器によって低下する。

【0246】

ＯＳＮＲは、信号スペクトルパワー全体を捕捉するのに十分な大きさの分解能帯域幅を有する光スペクトラムアナライザ（ＯＳＡ）で測定することができる。光ノイズフロアは、信号の中心波長から一定の周波数オフセットで測定され、正と負の両方の周波数オフセットで平均化され、ＯＳＡでは平坦なノイズフロアが観察される。正確な周波数オフセットは、信号のボーレートとスペクトル特性によって決まる。約６３Ｇｂａｕｄで動作する２００ＧｂｐｓＤＰ－ＱＰＳＫのＯＳＮＲを測定するために、ＯＳＡの分解能帯域幅は１．０ｎｍ（約１２５ＧＨｚ）に設定され、光ノイズフロアは中心波長から±２００ＧＨｚ以上のオフセットで測定される。この場合、ＯＳＮＲ測定のための雑音帯域幅は、１９３．６ＴＨｚの光周波数を基準としているため、０．１ｎｍに対応する１２．５ＧＨｚの測定帯域幅になる。ＯＳＮＲは、その結果、０．１ｎｍの分解能帯域幅におけるＡＳＥノイズレベルに対する全信号パワーの比として計算できる。ほとんどの最近のＯＳＡは、ＯＳＮＲを自動的に報告し、適切なノイズフロアを決定する。したがって、準拠トランシーバは、３５ｄＢ以上の送信機のＯＳＮＲを提供するように構成されることが予想される。

【0247】

偏波インバランスは、送信機出力におけるＸ偏波とＹ偏波の間の光パワーの絶対差と定義される。このトランシーバは、ＰＢＳがレーザの送信信号を２つの直交する偏波に分離し、２つの偏波のそれぞれが同相ＭＺＭ及び直交ＭＺＭにより別々に変調される、偏波分割多重化（ＰＤＭ）を使用する。変調後、２つの偏波は偏波ビームコンバイナ（ＰＢＣ）により再結合され、送信機において２つの偏波は異なる挿入損失を起こし、送信機出力で偏波インバランスを生じる。

【0248】

それぞれの偏波のパワーのバランスを取るために、可変光減衰器又は半導体増幅器を、以下のようにそれぞれの経路上で使用することができる。
ΔP_pol = abs(10 * log₁₀ (Px / Py))

【0249】

ここで、Ｐｘ及びＰｙは、２つのデータストリームを搬送する２つの公称直交偏波のパワーである。したがって、準拠トランシーバは、１．５ｄＢ以下の送信機の偏波インバランスを有するように構成されることが予想される。

【0250】

ＩＱインバランスは、ＱＰＳＫ信号における同相及び直交位相（Ｉ－Ｑ）チャネル間の振幅不均衡と定義される。理想的には、ＩチャネルとＱチャネルは同じ振幅で互いに直交している。しかしながら、ドライバの不完全性、バイアス点の設定などの、又は光学ハイブリッド、バランスドフォトダイオード、及びフロントエンドのＴＩＡのいずれかにおける様々な問題により、ＩＱポート間の利得及び／又は位相の不一致から生じるＩＱインバランスが導入され得る。これらの不一致は、ＤＰ－ＱＰＳＫシステムの性能を低下させる。より具体的には、ＩＱインバランスは、Ｉ信号の振幅をＱ信号の振幅と比較し、以下に従って差を（ｄＢで）提供する。
IQ インバランス = 10log10(AQ/AI)

【0251】

ここで、ＡＩ及びＡＱは、それぞれＩ成分及びＱ成分の振幅である。例示的な実施形態では、システム全体への影響を最小限に抑える目的で、すべての準拠トランシーバに対して最大許容ＩＱインバランスが定義されることがある。例示的な実施形態では、準拠トランシーバは、１ｄＢ以下のＩＱインバランスを有するように構成される。

【0252】

２００Ｇ ＱＰＳＫ動作シナリオにおける送信機のスキューは、直交、位相、及び／又は偏波に関連する可能性がある。本実施形態の送信機変調フォーマットはＤＰ－ＱＰＳＫを使用するので、伝送は、２つの直交偏波モードのそれぞれについて変調され、伝送路に送出する前に結合される。結合後、異なる位相及び異なる偏波モードのシンボルは、変調器への電気トレース長の変動、トリビュタリの遅延、光結合などのために異なる時間に始まる（すなわち、互いに対して相対的な遅延を有する）。したがって、直交スキューはＩチャネルとＱチャネルとの間のチャネル間遅延と定義され、偏波スキューはＸ及びＹ偏波（Ｘ－Ｙ）チャネル間のチャネル間遅延と定義される。例示的な実施形態では、スキュー効果を最小限に抑え、個別のモードのそれぞれで伝播されるデータの時間のアライメントを維持するために、すべての準拠トランシーバに対してスキュー要件が定義されることがある。

【0253】

上記のように、ＱＰＳＫ信号は、２つの位相直交ＩＱ信号を別々に変調し、その後信号を加算することにより生成される。それぞれの信号は、差動符号化されたバイナリ位相シフトキーイングされ（すなわち、位相反転又は１８０度シフトして基準に戻り）、次いで結合されて４シンボルフォーマットを形成する（すなわち、４相位相シフトキーイング）。Ｉ信号とＱ信号の時間のずれは、アイクロージャー（すなわち、シンボルがクリーンな時間の長さの減少）又は次のシンボルのための連続タイムスロットへのシンボル間干渉（ＩＳＩ）につながる。したがって、一実施形態では、送信機要件は、すべての準拠トランシーバに対するスキュー効果を最小限に抑えるための合理的な要件を確立する場合がある。

【0254】

図４７は、例示的な単一偏波変調器４７００の概略図である。例示的な実施形態では、変調器４７００は、それぞれの入力ＩＱ信号４７０２からの同相及び直交スキューを有するＱＰＳＫ変調器を表す。したがって、変調器４７００は、形態及び機能が単一偏波変調器３００（図３）と実質的に類似しており、ＭＺＭであり得る。例えば、変調器４７００では、２つのＭＺＭ経路４７０４のそれぞれが、バイナリ位相シフトキー信号を変調するようにバイナリデータセットによって駆動される。次いで、２つのＩＱ信号４７０２は、９０度位相シフト４７０６と組み合わされ、それによりシンボルごとに２つのビットを表す基準に対して、０度、９０度、１８０度、又は２７０度の４つの位相を有する結合信号４７０８が得られる。したがって、結果として生じる直交スキュー４７１０は、結合信号４７０８のＩ部分とＱ部分との間のシンボルスロット配置の時間の不一致（Δτと表される）と定義される。この例では、Ｉ信号及びＱ信号４７０２はそれぞれ６３Ｇｂａｕｄの近似シンボルレートで変調され、これは１６ｐｓの近似シンボル持続時間に等しい。例示的な実施形態では、変調器４７００が実装される準拠トランシーバは、≦１ｐｓの直交スキューを有するように構成される。

【0255】

図４８は、例示的な二重偏波変調器４８００の概略図である。例示的な実施形態では、偏波変調器４８００は、２００Ｇ動作モードで偏波スキューを有するＤＰ－ＱＰＳＫ変調器を表し、それ以外の点では、形状及び機能が二重偏波変調器４００（図４）と同様である。変調器４８００は、２つの直交するＸ偏波及びＹ偏波のそれぞれに対して変調器４７００（図４７）の２つの別個のユニットを含む。例示的な動作では、ＤＰ－ＱＰＳＫ信号は、２つの直交ＸＹ偏波のそれぞれで２つのＩＱＱＰＳＫ信号を変調し、結合信号をファイバ伝送媒体４８０４に送出する前に、ＰＢＣ４８０２によりＩＱ信号を結合することによって生成される。図４８に示されるように、Ｘ軸及びＹ軸は、Ｚ軸に沿った光ファイバ４８０４内の信号伝播に対して垂直であり、したがって送信機の偏波スキュー４８０６は、変調器４８００を実装する送信機からのＸ偏波及びＹ偏波のシンボルの開始／終了の時間差Δτである。

【0256】

この例では、Ｘ偏波及びＹ偏波はそれぞれ６３Ｇｂａｕｄの近似シンボルレートで変調され、これは１６ｐｓの近似シンボル持続時間に等しい。したがって、例示的な実施形態では、準拠トランシーバは、送信機の偏波スキューが１６ｐｓのシンボル持続時間よりも大幅に短いように構成される。この例では、トランシーバは、送信機の偏波スキュー≦５ｐｓを有するように構成される。

【0257】

図４９は、例示的な送信機の反射効果４９００を示す概略図である。例示的な実施形態では、送信機の反射効果４９００が、２００Ｇ ＱＰＳＫ動作モードに関して説明される。例示的な動作では、可視光（ｏｐｔｉｃａｌ ｌｉｇｈｔ）がネットワーク４９０６の方向からトランシーバ４９０４の送信機／送信機ポート４９０２に入る場合、送信機の反射率は、ネットワーク４９０６に戻る反射光の量と定義され、R = 10 log₁₀(P_R/P_I)によって入射光パワーに対する反射光パワーの比としてｄＢで表すことができる。例えば、光システムにおける反射は、反射光が所望の光信号に関して雑音を引き起こし、システムリンクのＯＳＮＲを低下させるため、リンクの性能を低下させる可能性がある。したがって、例示的な実施形態では、準拠トランシーバは、送信機／送信機ポート４９０２からの反射率に制限を課して、それによる低下を制限するように構成される。したがって、例示的な実施形態では、準拠トランシーバは、送信機ポートで≦－２０ｄＢの光反射率を有するように構成される。

【0258】

図５０は、例示的な光リターン効果５０００を示す概略図である。例示的な実施形態では、光リターン効果５０００も、２００Ｇ ＱＰＳＫ動作モードに関して説明され、トランシーバ５００４の送信機システム５００２の光リターン許容値を表す。システム光リターンは、光コネクタ、フィルタなどのシステム要素から送信機／送信機ポート５００２に反射して戻される送信機光信号の量と定義される。送信機の性能は、光リターン効果５０００によって低下しない。システム光リターンは、ｄＢで、ネットワーク５００６から反射された光パワーと送信機５００２から放射された光パワーとの比と定義され、OR = 10 log₁₀(P_R/P_E)と表すことができる。したがって、例示的な実施形態では、準拠トランシーバは、≦－２５ｄＢのシステム光リターンの存在下で、以下でさらに説明する送信機のＯＳＮＲ要件を満たすように構成される。

【0259】

２００Ｇ ＱＰＳＫ実装シナリオのための受信機要件は、受信光パワー及びＯＳＮＲ、色分散、ＰＭＤ、ＳｏＰ、偏波インバランス、ＩＱインバランス、受信周波数の精度、スキュー、受信機の反射率などのパラメータ及び特性に関する考慮事項を含み得る。

【0260】

例示的な実施形態では、受信光パワー及び受信ＯＳＮＲに関連する受信機感度の要件は、（ショートジャンパケーブルを除く）光伝送ファイバがなくかつ光障害がない状態と定義される「連続」テスト条件下で検証することを目的としたベースライン番号を定義することによって確立することができる。これらの要件は、その結果、ベースライン要件が必要なＢＥＲを達成するために特定の受信パワー及びＯＳＮＲの量まで調整され得るように、特定の光障害の存在下で緩和され得る。

【0261】

上述の送信機要件と同様に、本願に記載される受信機要件も、トランシーバの動作寿命にわたってこれらの要件が１ｄＢほど低下することが予想されるため、「寿命の初期」の要件と考えることができる。したがって、例示的な実施形態では、この潜在的な低下は、プラント設計の要因と考えられる。

【0262】

いくつかのシナリオでは、受信ＯＳＮＲは高い可能性があるが、受信光パワーは低い可能性がある。送信機と受信機の間に光増幅を加えない場合、受信機でのＯＳＮＲは、送信機からのＯＳＮＲと同じになり、この例では少なくとも３５ｄＢになるように構成される。このような条件下では、トランシーバは受信光パワーに対する感度によって制限される。これは「受信光パワーが制限されたケース」とも呼ばれ、受信光パワーのベースライン要件を表す。

【0263】

光増幅器が受信トランシーバの近くにある場合のような他の条件下では、光受信パワーは高い可能性があるが、ＯＳＮＲは低い可能性がある。この不一致は、光増幅によって加えられる雑音により、及び光増幅器が信号及び雑音の両方のパワーレベルをブーストするために生じる可能性がある。この場合、トランシーバはパワーではなくＯＳＮＲに対する感度によって制限される。これは「ＯＳＮＲが制限されたケース」とも呼ばれ、受信ＯＳＮＲのベースライン要件を表す。

【0264】

二重光インターフェーストランシーバオプションに適用されるベースライン受信ＯＳＮＲ要件に加えて、単一光インターフェースオプションの受信パワー要件の調整も、２００Ｇ動作モードの範囲内で導入され得る。したがって、この調整は、単一光インターフェースオプションを可能にするために、トランシーバ内の方向要素によって生じる損失を考慮に入れることができる。

【0265】

事業者は、単一光インターフェーストランシーバオプションでは、離散的な光の反射及びファイバの不完全性によって生じる後方散乱によりＯＳＮＲの性能低下が予想されることにも注意する必要がある。高品質のファイバ接続、光ファイバコネクタの合わせ面の清浄度、及び斜め研磨コネクタの使用は、低い後方反射パワーに寄与する。単一光インターフェーストランシーバを使用する光リンクで、総後方反射パワーが－３３ｄＢｍ、受信光パワーが≧－９．２５ｄＢｍの場合、リンクのＯＳＮＲに０．５ｄＢのペナルティが観測され得る。このシナリオでは、この後方反射パワーレベルを克服するために、リンクのＯＳＮＲ≧１５ｄＢを実現することができる。

【0266】

トランシーバが二重光インターフェースをサポートする場合、準拠トランシーバはさらに、リンクＯＳＮＲが≧３５ｄＢで受信光パワーが≧－３１ｄＢｍのときに≦１０^-15のＦＥＣ後ビット誤り率（ＢＥＲ）を達成するように構成される必要がある。これは、ベースライン受信光パワー要件と呼ばれる。トランシーバが単一光インターフェースをサポートする場合、トランシーバは、リンクＯＳＮＲが≧３５ｄＢで受信光パワーが≧－３０．２５ｄＢｍのときに≦１０^-15のＦＥＣ後ＢＥＲを達成するように構成される必要がある。したがって、例示的な実施形態では、準拠トランシーバは、－２０ｄＢｍ以上０ｄＢｍ以下の入力パワーに対して±２．０ｄＢの精度で受信光パワーを報告するように構成される。トランシーバは、さらに、－２０ｄＢｍ未満－３１ｄＢｍ以上の入力パワー、及び０ｄＢｍを超え７ｄＢｍ以下の入力パワーに対して±４．０ｄＢの精度で受信光パワーを報告するように構成される必要がある。

【0267】

トランシーバが二重光インターフェースをサポートする場合、トランシーバはさらに、受信光パワーが≧－１０ｄＢｍ、リンクＯＳＮＲが≧１４．５ｄＢのときに≦１０^-15のＦＥＣ後ＢＥＲを達成するように構成される必要がある。これは、ベースライン受信ＯＳＮＲ要件と呼ばれる。トランシーバが単一光インターフェースをサポートする場合、トランシーバは、受信光パワーが≧－９．２５ｄＢｍでリンクＯＳＮＲが≧１４．５ｄＢのときに少なくとも≦１０^-15のＦＥＣ後ＢＥＲを達成するように構成される必要がある。一実施形態では、トランシーバは受信ＯＳＮＲを任意選択で報告するように構成され得る。

【0268】

色分散（ＣＤ）により、様々な波長がファイバを通して異なる速度で伝わり、パルス広がり及びシンボル間干渉が生じる。ＣＤの規定値は、標準的なシングルモードファイバで最大１２０ｋｍのリンクをサポートするように決定することができる。例示的な実施形態では、準拠トランシーバは、最低２４００ｐｓ／ｎｍのＣＤをサポートするように構成される必要がある。受信光パワーが制限されたケースでは、ＣＤが２４００ｐｓ／ｎｍの場合、トランシーバはさらに、受信光パワーが上記定義のベースライン光パワー要件より０．５ｄＢ大きいときに≦１０^-15のＦＥＣ後ＢＥＲを達成するように構成される必要がある。受信ＯＳＮＲが制限されたケースでは、ＣＤが２４００ｐｓ／ｎｍの場合、トランシーバはさらに、受信ＯＳＮＲが上記定義のベースラインＯＳＮＲ要件より０．５ｄＢ大きいときに≦１０^-15のＦＥＣ後ＢＥＲを達成し、測定されたＣＤを報告するように構成される必要がある。

【0269】

図５１は、微分群遅延（ＤＧＤ）プロット５１００を示すグラフである。ＤＧＤプロットは、例えば、２００Ｇ ＱＰＳＫ動作モードでの偏波モード分散の影響を表す。プロット５１００は、偏波５１０４の２つの光モード（すなわち、Ｘ及びＹ）をサポートする光ファイバ導波路５１０２に関して示されている。ＰＭＤは、偏波５１０４の一方が他方よりもファイバ５１０２をより早く伝わるときに生じる。２つの偏波５１０４の間の遅延は、図５１に示されるように、距離ｄとともに増加する。より具体的には、ファイバ５１０２を通過する前は、偏波５１０４_X及び５１０４_Yは、互いに大まかに一致していることが分かる。しかしながら、ファイバ５１０２の長さを通過した後、偏波５１０４_X’は、偏波５１０４_Y’よりも速くファイバ５１０２を伝わったように見える。

【0270】

一般に、ＰＭＤは統計量（すなわち、確率変数）と見なされる。リンクにおけるこの統計量の瞬間的な実現は、ＤＧＤとして測定することができる。したがって、２００Ｇの本実施形態に関して、ＰＭＤ値は平均ＰＭＤを表すと理解され、ＤＧＤはトランシーバによって測定することができる実現である。長さ約１００～１２０ｋｍの標準的なシングルモードファイバをサポートするために、トランシーバは少なくとも１０ｐｓのＰＭＤ値を許容するように構成される必要がある。

【0271】

受信光パワーが制限されたケースでは、ＰＭＤが１０ｐｓの場合、トランシーバは、受信光パワーが上記定義のベースライン光パワー要求より０．５ｄＢ大きいときに≦１０^-15のＦＥＣ後ビット誤り率（ＢＥＲ）を達成する必要がある。受信ＯＳＮＲが制限されたケースでは、ＰＭＤが１０ｐｓの場合、トランシーバは、受信ＯＳＮＲがベースラインＯＳＮＲ要件より０．５ｄＢ大きいときに≦１０^-15のＦＥＣ後ビット誤り率（ＢＥＲ）を達成する必要がある。例示的な実施形態では、準拠トランシーバは、測定されたＤＧＤを報告するように構成される必要がある。

【0272】

ファイバの振動や近くの落雷などの様々な外部作用が、ＳｏＰに変化を引き起こす場合がある。このようなＳｏＰの変化があってもトランシーバが信号を正しく受信し続けることを確実にするために、トランシーバはさらにＳｏＰトラッキングを実施するように構成され得る。したがって、ＳｏＰトラッキング速度は、すべてのトランシーバがデータの損失なしにほとんどのケースを処理するためにサポートする必要がある最小値と定義することができる。トランシーバは、より速いトラッキング速度をサポートすることが可能な場合があり、これは、あまり一般的ではない状況（風の強い地域、落雷の多い地域などでの長時間の空中走行など）で必要になる場合がある。ただし、トラッキング速度が速くなると、パワー及びＯＳＮＲペナルティが増加する可能性があることに注意する必要がある。したがって、例示的な実施形態では、準拠トランシーバは、少なくとも５０ｋｒａｄ／秒のＳＯＰトラッキング速度をサポートするように構成される。

【0273】

受信光パワーが制限されたケースでは、ＳｏＰトラッキング速度が５０ｋｒａｄ／ｓｅｃの場合、トランシーバは、受信光パワーがベースライン光パワー要件より０．５ｄＢ大きいときに≦１０^-15のＦＥＣ後ＢＥＲを達成するように構成される必要がある。受信ＯＳＮＲが制限されたケースでは、ＳｏＰトラッキング速度が５０ｋｒａｄ／ｓｅｃの場合、トランシーバは、受信ＯＳＮＲがベースラインＯＳＮＲ要件より０．５ｄＢ大きいときに≦１０^-15のＦＥＣ後ＢＥＲを達成するように構成される必要がある。一実施形態では、トランシーバはさらに、使用中のＳｏＰトラッキング速度を報告するように構成され得、任意選択で、複数のＳｏＰトラッキング速度をサポートし得、その場合、トランシーバは、ＳｏＰトラッキング速度の構成をサポートするように構成される必要がある。

【0274】

本実施形態では、「偏波インバランス」すなわち偏波依存損失（ＰＤＬ）は、コヒーレント受信機の入力で見られるＸ偏波とＹ偏波の光パワーの絶対差と定義される。全ＰＤＬは、上述の送信機ＰＤＬと様々な伝送ネットワーク要素（例えば、マルチプレクサ、スプリッタ、光増幅器など）との組み合わせによって生成される。一実施形態では、受信機は、シンボルを適切に復号化することができるように、光入力信号に対して予想される最大ＰＤＬを許容することが要求され得る。例示的な実施形態では、トランシーバは、入力光信号に対して２．５ｄＢの合計ＰＤＬを許容するように構成される。

【0275】

受信光パワーが制限されたケースでは、ＰＤＬが２．５ｄＢの場合、トランシーバは、受信光パワーがベースライン光パワー要件より１．５ｄＢ大きいときに≦１０^-15のＦＥＣ後ＢＥＲを達成するように構成される必要がある。受信ＯＳＮＲが制限されたケースでは、ＰＤＬが２．５ｄＢの場合、トランシーバは、受信ＯＳＮＲがベースラインＯＳＮＲ要件より１．５ｄＢ大きいときに≦１０^-15のＦＥＣ後ＢＥＲを達成するように構成される必要があり、測定されたＰＤＬを報告するように構成される必要もある。

【0276】

上記のように、ＩＱインバランスは、ＱＰＳＫ信号のＩチャネルとＱチャネルとの振幅不均衡と定義される。ＩＱインバランスは、Ｉ信号の振幅をＱ信号の振幅と比較し、この差をｄＢで出力する。本実施形態では、伝送路が更なるＩＱインバランスを導入することは予想されないので、ＩＱインバランスの原因は送信機及び／又は受信機から生じると想定される。受信機の許容値は、本願では受信機への入力で定義されるので、必要とされる受信機の許容値は、最悪の場合の送信機に対する要件と同じである。さらに、ラボテストでは、このレベルのＩＱインバランスがシステム性能に悪影響を与えないことが実証されているため、パワー及びＯＳＮＲのペナルティは、この受信機要件に関しては重要な考慮事項ではない。それでもなお、準拠トランシーバは、入力信号に対して１ｄＢのＩＱインバランスを許容するように構成される必要がある。

【0277】

信号を正常に受信する能力を確実にするために、トランシーバはまた、上記定義の送信機のレーザ周波数精度に対応して、定義されたチャネルグリッドの特定のオフセット内にある信号を受信することができるように構成される必要がある。このような場合、トランシーバは、任意のサポートされるすべてのチャネルについて、例えば表１２に定義されるＤＷＤＭグリッドの＋／－１．８ＧＨｚ以内の中心周波数の信号を正常に受信することができるように構成される必要がある。

【0278】

上記のように、スキューは、受信機から見たＩ－Ｑ又はＸ－Ｙ分岐におけるチャネル間遅延と定義される。例示的な実施形態では、受信機は、シンボルを適切に復号化するために、光入力信号に対して予想される最大のＩ－Ｑ及びＸ－Ｙスキューを許容するように構成される必要がある。

【0279】

直交スキューは、上記のように送信機によっても、受信機によっても生成され得る。直交スキューは、光信号がネットワークを伝播するときに変化しないと予想されるので、受信機への光入力信号の直交スキューは、送信機の直交スキューと同じになる。その結果、受信機による直交スキュー許容度は、送信機の直交スキュー及びスキュー変動にのみ関連する必要がある。したがって、準拠トランシーバは、入力光信号に対して１ｐｓの最小受信機直交スキュー許容度を有するように構成される必要がある。

【0280】

受信機ＤＳＰで見られる偏波スキューは、送信機、光ファイバ、受信機、及びリンク内の他の光コンポーネントによって生成される偏波スキュー（又はＤＧＤ）の組み合わせを表す。したがって、準拠トランシーバは、上記定義の１０ｐｓのＰＭＤ許容値にほぼ等しい３０ｐｓの偏波スキュー又はＤＧＤを許容するように構成される必要がある。トランシーバはまた、受信機から見たときに入力光信号に対して３０ｐｓの最小受信機偏波スキュー許容値を有するように構成され得る。

【0281】

図５２は、例示的な受信機の反射効果５２００を示す概略図である。例示的な実施形態では、受信機の反射効果５２００が、２００Ｇ ＱＰＳＫ動作モードに関して説明される。例示的な動作では、トランシーバ５２０４の受信機５２０２に到達する光のいくらかの量が、反射されて、受信機５２０２を（例えば、ネットワーク５２０６から）光源に接続するファイバプラントに戻される。反射は、受信機５２０２における雑音の一因となる可能性があるため、制御する必要がある。受信機５２０２の反射率は、R = 10 log₁₀(P_R/P_I)によって、入射光パワーに対する反射光パワーの比としてｄＢで表される。したがって、例示的な実施形態では、準拠トランシーバは、≦－２０ｄＢの受信機からの最大反射率を有するように構成される。

【0282】

光リンクでは、ファイバの破損によってトリガーされる保護スイッチ又は送信機の障害などの事象によって、受信機への光信号が失われることがある。したがって、データ再収集時間は、ファイバリンクが有効な入力信号で再確立されてすぐにＦＥＣ後のエラーフリー性能で受信信号が復調され得るまでの時間と定義される。例示的な実施形態では、準拠トランシーバは、２５０ミリ秒以下のデータ再収集時間で動作するように構成される必要がある。

【0283】

上述の２００Ｇ ＱＰＳＫの実施形態に加えて、本実施形態は、２００Ｇ １６ＱＡＭＰＨＹ層動作モードでも効果的に実施され得る。より詳細には、Ｐ２Ｐコヒーレント光学トランシーバは、代替的に、又は追加的に、１６ＱＡＭ変調を利用して２００Ｇｂｐｓ（２００Ｇ）で動作するように構成される。本明細書に従うコヒーレント光トランシーバが利用可能になる前に、５０ＧＨｚのチャネル間隔で動作するＤＷＤＭマルチプレクサの展開が、当分野で期待されている。このような機器の交換コストを回避するために、一部の事業者は、５０ＧＨｚチャネル間隔内に収まる２００Ｇの運用のためのソリューションを要求している。したがって、この要求を満たすために、本明細書は、１６ＱＡＭ変調を利用して２００Ｇの運用を実現するためのモードも定義する。

【0284】

２００Ｇ １６ＱＡＭモードの使用例は２００Ｇ ＱＰＳＫモードよりも限られることが予想されるため、このモードは、現時点では、必須ではなくオプションとして説明されている。さらに、本実施形態は、必須の光学性能にあまり重点を置かずに、２００Ｇ １６ＱＡＭモードで動作するときに相互運用性を提供するための動作パラメータ及び要件をさらに含む。１６ＱＡＭ動作モードを必要とする最終顧客は、光学パラメータに対する独自の要件の定義を求めることが予想される。したがって、２００Ｇ １６ＱＡＭモードに対する要件は、現時点では、トランシーバの送信動作と受信動作の両方に適用される共通要件の単一のカテゴリに含まれているものとして説明することができる。

【0285】

このモードのシンボルレートについて、３１．５６９７３３９６１５Ｇｂａｕｄの値は、本願で説明されるように２００Ｇｂｐｓのデータ伝送を可能にするために決定されたものであり、シンボルレートの精度は、このモードでも信号の正常な受信を可能にする。トランシーバが２００Ｇ１６－ＱＡＭ動作モードをサポートする場合、トランシーバも１６ＱＡＭ変調フォーマットで３１．５６９７３３９６１５Ｇｂａｕｄのシンボルレートをサポートするように構成される必要があり、また＋／－２０ｐｐｍのシンボルレートの精度を維持できる必要がある。

【0286】

図５３は、例示的なコンステレーション５３００のグラフである。図５３に示される実施形態では、コンステレーション５３００は、２００Ｇ１６－ＱＡＭコンステレーションを表す。すなわち、２００Ｇのための任意選択の変調フォーマットがＤＰ－１６ＱＡＭであるので、Ｉキャリア及びＱキャリアのそれぞれの偏波（Ｘｐｏｌ，Ｙｐｏｌ）は、振幅変調されて、結合されたＩＱシステムのための１６シンボルアルファベットにつながる４つのシンボルを提供することができる。したがって、結果として得られる１６個のＩＱシンボルのそれぞれは、４つのビットを表し、そのうちの２つはＩ成分の振幅を選択し、他の２つはＱ成分の振幅を決定する。これらのデータビットのコンステレーションシンボルへのマッピングについては、上述した。本実施形態では、シンボルコンステレーション５３００の形状は正方形であり、それぞれの横軸及び縦軸は、信号の変調されたＩ成分及びＱ成分の相対振幅を表す。ＩＱ平面におけるコンステレーション点の座標を以下の表１３に示す。

【表13】

【0287】

したがって、トランシーバが２００Ｇ １６ＱＡＭ動作モードをサポートする場合、トランシーバは、２００Ｇ信号速度のためのＤＰ－１６ＱＡＭ変調もサポートするように構成される必要があり、また、シンボルが表１３に従って配置され、図５３に示され、上述のシンボルマッピングプロセスを利用する正方形コンステレーションを使用する。

【0288】

ＤＰ－１６－ＱＡＭは、シンボルごとに８ビットを送信する。したがって、ラインレート ＝ ８ｘシンボルレートである。したがって、トランシーバが２００Ｇ１６－ＱＡＭ動作モードをサポートする場合、トランシーバは２５２，５５７，８７１．７ｋｂｉｔ／ｓの公称信号ラインレートをサポートする必要がある。

【0289】

ＤＷＤＭ環境で動作するトランシーバ間の相互運用性を可能にし、かつ既存のＤＷＤＭシステム及び機器と相互運用するために、準拠トランシーバはさらに、５０ＧＨｚチャネル間隔を使用して、ＩＴＵ－ＴＧ．６９４．１で識別されるチャネルのサブセットを採用するように構成されることができる。より詳細には、以下の表１４は、準拠トランシーバが動作し得る特定のＤＷＤＭ波長、周波数、及び関連するチャネル番号をリストアップしている。

【表14】

【0290】

したがって、ＤＰ－１６ＱＡＭ変調フォーマットを用いて２００Ｇｂ／ｓのラインレートを送信するために、シンボルレートは約３２Ｇｂａｕｄである。光がこのシンボルレートで変調されるとき、光信号の帯域幅は少なくとも３２ＧＨｚである。したがって、ＤＷＤＭマルチプレクサ及びデマルチプレクサにおける波長フィルタは、光信号を通過させるのに十分な帯域幅を有するように構成される必要がある。この場合、５０ＧＨｚチャネル間隔プランで使用される波長フィルタは、光信号を通過させるのに十分な帯域幅を有する。また、１００ＧＨｚチャネル間隔プランで使用される波長フィルタは、光信号を通過させるのに十分な帯域幅を有する。

【0291】

低コストの実装を可能にするために、トランシーバは、この場合も表１４の１つのチャネルをサポートすることしか必要とされない可能性がある。しかしながら、より大きなフレキシビリティをサポートするために、デバイスはまた、その複数のチャネルをサポートすることが可能であり得、さらにリストのすべてのチャネル又はリストの大部分を含み、サポートされているありとあらゆるチャネルを報告し、さらに、トランシーバモジュールのフォームファクタのための関連する管理インターフェース定義を使用する、２００Ｇ ＱＰＳＫモードの実施形態に関して上述したチャネル割り当て機構及び関連する機能を含み得る。

【0292】

したがって、本願に記載されるシステム及び方法は、ケーブル環境又は他の電気通信アプリケーションのいずれについても、アクセスネットワークに関して特に有利であり、４Ｇ、５Ｇ、及び６Ｇネットワーク及び関連アプリケーション、ならびにフロントホール、バックホール、及びミッドホール配置に関して、ならびに短距離及び長距離環境の両方に関して実施され得る。

【0293】

通信ネットワークのためのコヒーレント光システム及び方法の例示的な実施形態は、詳細に上述されている。しかしながら、本開示のシステム及び方法は、本願に記載される特定の実施形態のみに限定されるものではなく、むしろ、それらの実施のコンポーネント及び／又はステップは、本願に記載される他のコンポーネント及び／又はステップとは独立して別々に利用され得る。

【0294】

本開示の様々な実施形態の特定の特徴は、いくつかの図面に示され、他の図面には示されていない場合があるが、この慣例は、便宜及び説明の容易さのためだけのものである。開示の原則に従って、図面に示される特定の特徴は、他の図面の特徴と組み合わせて参照及び／又はクレームすることができる。

【0295】

いくつかの実施形態は、１つ以上の電子デバイス又はコンピューティングデバイスの使用を含む。このようなデバイスは、通常、汎用中央処理装置（ＣＰＵ）、グラフィックス処理装置（ＧＰＵ）、マイクロコントローラ、縮小命令セットコンピュータ（ＲＩＳＣ）プロセッサ、特定用途向け集積回路ＡＳＩＣ）、プログラマブル論理回路（ＰＬＣ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、デジタル信号処理（ＤＳＰ）デバイス、及び／又は本明細書に記載の機能を行うことができる任意の他の回路又はプロセッサなどのプロセッサ又はコントローラを含む。本明細書に記載されるプロセスは、ストレージデバイス及び／又はメモリデバイスを含むがこれらに限定されない、コンピュータ可読媒体に具現化される実行可能命令としてコード化され得る。このような命令は、プロセッサによって行われると、プロセッサに、本願に記載される方法の少なくとも一部を実行させる。上記の例は単なる例示であり、したがって、決して「プロセッサ」という用語の定義及び／又は意味を限定することを意図していない。

【0296】

この記載された説明は、例を用いて最良のモードを含む実施形態を開示し、また任意のデバイス又はシステムを製造及び使用すること及び任意の組み込まれた方法を行うことを含む実施形態を当業者が実施できるようにする。本開示の特許性のある範囲は、特許請求の範囲によって定義され、当業者が思い付く他の例を含み得る。このような他の例は、それらが特許請求の範囲の文言と相違しない構造要素を有する場合、又はそれらが特許請求の範囲の文言と実質的に相違しない同等の構造要素を含む場合は、特許請求の範囲に含まれることが意図されている。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】

【図18】

【図19】

【図20】

【図21】

【図22】

【図23】

【図24】

【図25】

【図26】

【図27】

【図28】

【図29】

【図30】

【図31】

【図32】

【図33】

【図34】

【図35】

【図36】

【図37】

【図38】

【図39】

【図40】

【図41】

【図42】

【図43】

【図44】

【図45】

【図46】

【図47】

【図48】

【図49】

【図50】

【図51】

【図52】

【図53】