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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】特許公報(B2)
(11)【特許番号】
(24)【登録日】2024-01-18
(45)【発行日】2024-01-26
(54)【発明の名称】電力変換装置
(51)【国際特許分類】
H02M 3/28 20060101AFI20240119BHJP
【ＦＩ】
H02M3/28 H
【請求項の数】
11
(21)【出願番号】P 2020101815
(22)【出願日】2020-06-11
(65)【公開番号】P2021197792
(43)【公開日】2021-12-27
【審査請求日】2022-02-17
(73)【特許権者】
【識別番号】314012076
【氏名又は名称】パナソニックＩＰマネジメント株式会社
(74)【代理人】
【識別番号】100123102
【弁理士】
【氏名又は名称】宗田 悟志
(72)【発明者】
【氏名】廣田 翔吾
(72)【発明者】
【氏名】花村 賢治
(72)【発明者】
【氏名】白川 隆史
【審査官】白井 孝治
(56)【参考文献】
【文献】特開２０１７－２０４９９８（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開２０１８－１３７８９４（ＪＰ，Ａ）
(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)
Ｈ０２Ｍ ３／００～ ３／４４
(57)【特許請求の範囲】
【請求項1】
第１スイッチング素子と第２スイッチング素子が直列接続された第１レグと、第３スイッチング素子と第４スイッチング素子が直列接続された第２レグを有し、前記第１レグと前記第２レグが第１直流部に並列接続され、前記第１スイッチング素子と前記第３スイッチング素子は前記第１直流部の一端に接続され、前記第２スイッチング素子と前記第４スイッチング素子は前記第１直流部の他端に接続される第１ブリッジ回路と、第５スイッチング素子と第６スイッチング素子が直列接続された第３レグと、第７スイッチング素子と第８スイッチング素子が直列接続された第４レグを有し、前記第３レグと前記第４レグが第２直流部に並列接続され、前記第５スイッチング素子と前記第７スイッチング素子は前記第２直流部の一端に接続され、前記第６スイッチング素子と前記第８スイッチング素子は前記第２直流部の他端に接続される第２ブリッジ回路と、
前記第１レグの中点と前記第２レグの中点との間に接続された一次巻線と、前記第３レグの中点と前記第４レグの中点との間に接続された二次巻線と、を有する絶縁トランスと、
前記第１スイッチング素子－前記第８スイッチング素子を制御する制御回路と、を備え、
前記第１スイッチング素子－前記第８スイッチング素子のそれぞれに、逆並列にダイオードが接続または形成されており、
前記第１直流部から前記第２直流部へ降圧して電力を伝送する場合、
前記第１ブリッジ回路は、前記第１直流部と前記絶縁トランスの一次巻線が導通する第１期間と、前記絶縁トランスの一次巻線の両端が前記第１ブリッジ回路内で短絡する第２期間を含み、
前記制御回路は、
前記第１スイッチング素子－前記第８スイッチング素子に供給する駆動信号の周波数を固定し、
前記第１期間を可変制御し、
前記第１期間において、前記第５スイッチング素子と前記第８スイッチング素子、または、前記第６スイッチング素子と前記第７スイッチング素子をオン状態に制御し、
前記第２期間において、前記第３スイッチング素子、前記第４スイッチング素子、前記第５スイッチング素子、および前記第６スイッチング素子をオフ状態に制御し、
前記第２期間において、同期整流のために前記第７スイッチング素子と前記第８スイッチング素子のうち一方をオン状態に制御し、他方をオフ状態に制御する、
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項2】
前記制御回路は、前記第１直流部から前記第２直流部へ降圧して電力を伝送する場合、
前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子がオン状態、及び前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子がオフ状態で、前記第５スイッチング素子と前記第８スイッチング素子がオン状態、及び前記第６スイッチング素子と前記第７スイッチング素子がオフ状態の第１パターン、
前記絶縁トランスの一次巻線の両端が前記第１ブリッジ回路内で短絡し、前記第２ブリッジ回路が整流を行う状態の第２パターン、
前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子がオン状態、及び前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子がオフ状態で、前記第６スイッチング素子と前記第７スイッチング素子がオン状態、及び前記第５スイッチング素子と前記第８スイッチング素子がオフ状態の第３パターン、
前記絶縁トランスの一次巻線の両端が前記第１ブリッジ回路内で短絡し、前記第２ブリッジ回路が整流を行う状態の第４パターン、を含んで制御する、
ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項3】
前記制御回路は、前記第２パターンにおいて前記第４スイッチング素子と前記第５スイッチング素子をオフ状態に制御し、
前記第４パターンにおいて前記第３スイッチング素子と前記第６スイッチング素子をオフ状態に制御し、
前記第４スイッチング素子のオン時間と前記第５スイッチング素子のオン時間は同等であり、
前記第３スイッチング素子のオン時間と前記第６スイッチング素子のオン時間は同等である、
ことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項4】
前記制御回路は、前記第２直流部から前記第１直流部へ降圧して電力を伝送する場合、前記第１スイッチング素子－前記第４スイッチング素子に供給する駆動信号と、前記第５スイッチング素子－前記第８スイッチング素子に供給する駆動信号を入れ替える、ことを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項5】
前記第１直流部から前記第２直流部へ昇圧して電力を伝送する場合、前記第２ブリッジ回路は、前記絶縁トランスの二次巻線と前記第２直流部が導通する第３期間と、前記絶縁トランスの二次巻線の両端が前記第２ブリッジ回路内で短絡する第４期間を含み、
前記制御回路は、
前記第１スイッチング素子－前記第８スイッチング素子に供給する駆動信号の周波数を固定し、
前記第４期間を可変制御し、
前記第４期間において、前記第６スイッチング素子と前記第８スイッチング素子、または、前記第５スイッチング素子と前記第７スイッチング素子をオン状態に制御する、
ことを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項6】
前記制御回路は、前記第２直流部から前記第１直流部へ昇圧して電力を伝送する場合、前記第１スイッチング素子－前記第４スイッチング素子に供給する駆動信号と、前記第５スイッチング素子－前記第８スイッチング素子に供給する駆動信号を入れ替える、ことを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
【請求項7】
第１スイッチング素子と第２スイッチング素子が直列接続された第１レグと、第３スイッチング素子と第４スイッチング素子が直列接続された第２レグを有し、前記第１レグと前記第２レグが第１直流部に並列接続され、前記第１スイッチング素子と前記第３スイッチング素子は前記第１直流部の一端に接続され、前記第２スイッチング素子と前記第４スイッチング素子は前記第１直流部の他端に接続される第１ブリッジ回路と、第５スイッチング素子と第６スイッチング素子が直列接続された第３レグと、第７スイッチング素子と第８スイッチング素子が直列接続された第４レグを有し、前記第３レグと前記第４レグが第２直流部に並列接続され、前記第５スイッチング素子と前記第７スイッチング素子は前記第２直流部の一端に接続され、前記第６スイッチング素子と前記第８スイッチング素子は前記第２直流部の他端に接続される第２ブリッジ回路と、
前記第１レグの中点と前記第２レグの中点との間に接続された一次巻線と、前記第３レグの中点と前記第４レグの中点との間に接続された二次巻線と、を有する絶縁トランスと、
前記第１スイッチング素子－前記第８スイッチング素子を制御する制御回路と、を備え、
前記第１スイッチング素子－前記第８スイッチング素子のそれぞれに、逆並列にダイオードが接続または形成されており、
前記第１直流部から前記第２直流部へ昇圧して電力を伝送する場合、
前記第２ブリッジ回路は、前記絶縁トランスの二次巻線と前記第２直流部が導通する第１期間と、前記絶縁トランスの二次巻線の両端が前記第２ブリッジ回路内で短絡する第２期間を含み、
前記制御回路は、
前記第１スイッチング素子－前記第８スイッチング素子に供給する駆動信号の周波数を固定し、
前記第２期間を可変制御し、
前記第２期間において、前記第６スイッチング素子と前記第８スイッチング素子、または、前記第５スイッチング素子と前記第７スイッチング素子をオン状態に制御する、
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項8】
前記制御回路は、前記第１直流部から前記第２直流部へ昇圧して電力を伝送する場合、
前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子がオン状態で、前記第６スイッチング素子と前記第８スイッチング素子、または、前記第５スイッチング素子と前記第７スイッチング素子がオン状態で、残りのスイッチング素子がオフ状態の第１パターン、
前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子がオン状態、及び前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子がオフ状態で、前記第２ブリッジ回路が整流を行う状態の第２パターン、
前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子がオン状態で、前記第６スイッチング素子と前記第８スイッチング素子、または、前記第５スイッチング素子と前記第７スイッチング素子がオン状態で、残りのスイッチング素子がオフ状態の第３パターン、
前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子がオン状態、及び前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子がオフ状態で、前記第２ブリッジ回路が整流を行う状態の第４パターン、を含んで制御する、
ことを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
【請求項9】
前記制御回路は、前記第１パターンで前記第６スイッチング素子と前記第８スイッチング素子をオン状態に制御したとき、前記第３パターンで前記第５スイッチング素子と前記第７スイッチング素子をオン状態に制御し、
前記第１パターンで前記第５スイッチング素子と前記第７スイッチング素子をオン状態に制御したとき、前記第３パターンで前記第６スイッチング素子と前記第８スイッチング素子をオン状態に制御する、
ことを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
【請求項10】
前記制御回路は、前記第２パターンにおいて前記第８スイッチング素子または前記第５スイッチング素子をオン状態に制御し、
前記第４パターンにおいて前記第７スイッチング素子または前記第６スイッチング素子をオン状態に制御する、
ことを特徴とする請求項８または９に記載の電力変換装置。
【請求項11】
前記制御回路は、前記第２直流部から前記第１直流部へ昇圧して電力を伝送する場合、前記第１スイッチング素子－前記第４スイッチング素子に供給する駆動信号と、前記第５スイッチング素子－前記第８スイッチング素子に供給する駆動信号を入れ替える、ことを特徴とする請求項７から１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、直流電力を別の電圧の直流電力に変換する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【0002】
太陽光発電システム、蓄電システムの普及拡大に伴い、小型で高効率なパワーコンディショナが求められている。ハイグレードなパワーコンディショナや電気自動車では、絶縁型で双方向の電力伝送が可能で、かつ一次側と二次側の双方で広範囲な電圧レンジに対応するＤＣ／ＤＣコンバータが求められている。これらの要求を満たすＤＣ／ＤＣコンバータの一つに、ＤＡＢ(Dual Active Bridge)コンバータがある（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0003】
【文献】特開２０１７－２０４９９８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0004】
特許文献１のＤＡＢコンバータでは、ＰＦＭ（Pulse Frequency Modulation）制御を採用しているため、周波数低下時に大きな騒音が発生する可能性がある。また、効率にも改善の余地がある。
【0005】
本開示はこうした状況に鑑みなされたものであり、その目的は、低騒音で高効率な絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【0006】
上記課題を解決するために、本発明のある態様の電力変換装置は、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子が直列接続された第１レグと、第３スイッチング素子と第４スイッチング素子が直列接続された第２レグを有し、第１レグと第２レグが第１直流部に並列接続される第１ブリッジ回路と、第５スイッチング素子と第６スイッチング素子が直列接続された第３レグと、第７スイッチング素子と第８スイッチング素子が直列接続された第４レグを有し、第３レグと第４レグが第２直流部に並列接続される第２ブリッジ回路と、第１ブリッジ回路と第２ブリッジ回路の間に接続された絶縁トランスと、第１スイッチング素子－第８スイッチング素子を制御する制御回路と、を備える。第１スイッチング素子－第８スイッチング素子のそれぞれに、逆並列にダイオードが接続または形成されている。第１直流部から第２直流部へ降圧して電力を伝送する場合、第１ブリッジ回路は、第１直流部と絶縁トランスの一次巻線が導通する第１期間と、絶縁トランスの一次巻線の両端が第１ブリッジ回路内で短絡する第２期間を含み、第２ブリッジ回路は、整流期間を含み、制御回路は、第１スイッチング素子－第８スイッチング素子に供給する駆動信号の周波数を固定し、第１期間を可変制御し、第１期間において、第５スイッチング素子と第８スイッチング素子、または、第６スイッチング素子と第７スイッチング素子をオン状態に制御する。
【0007】
本発明の別の態様もまた、電力変換装置である。この装置は、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子が直列接続された第１レグと、第３スイッチング素子と第４スイッチング素子が直列接続された第２レグを有し、第１レグと第２レグが第１直流部に並列接続される第１ブリッジ回路と、第５スイッチング素子と第６スイッチング素子が直列接続された第３レグと、第７スイッチング素子と第８スイッチング素子が直列接続された第４レグを有し、第３レグと第４レグが第２直流部に並列接続される第２ブリッジ回路と、第１ブリッジ回路と第２ブリッジ回路の間に接続された絶縁トランスと、第１スイッチング素子－第８スイッチング素子を制御する制御回路と、を備える。第１スイッチング素子－第８スイッチング素子のそれぞれに、逆並列にダイオードが接続または形成されている。第１直流部から第２直流部へ昇圧して電力を伝送する場合、第２ブリッジ回路は、絶縁トランスの二次巻線と第２直流部が導通する第１期間と、絶縁トランスの二次巻線の両端が第２ブリッジ回路内で短絡する第２期間を含み、制御回路は、第１スイッチング素子－第８スイッチング素子に供給する駆動信号の周波数を固定し、第２期間を可変制御し、第２期間において、第６スイッチング素子と第８スイッチング素子、または、第５スイッチング素子と第７スイッチング素子をオン状態に制御する。
【発明の効果】
【0008】
本開示によれば、低騒音で高効率な絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータを実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【0009】
【図1】実施の形態に係る電力変換装置の構成を説明するための図である。
【図3】比較例（降圧モード）に係る、第１スイッチング素子－第４スイッチング素子のスイッチングタイミングを示す図である。
【図5】比較例（昇圧モード）に係る、第１スイッチング素子－第４スイッチング素子、第６スイッチング素子、第８スイッチング素子のスイッチングタイミングを示す図である。
【図7】実施例（降圧モード）に係る、第１スイッチング素子－第８スイッチング素子のスイッチングタイミング１を示す図である。
【図8】実施例（降圧モード）に係る、第１スイッチング素子－第８スイッチング素子のスイッチングタイミング２を示す図である。
【図10】実施例（昇圧モード）に係る、第１スイッチング素子－第８スイッチング素子のスイッチングタイミング１を示す図である。
【図11】実施例（昇圧モード）に係る、第１スイッチング素子－第８スイッチング素子のスイッチングタイミング２を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【0010】
図１は、実施の形態に係る電力変換装置１の構成を説明するための図である。電力変換装置１は絶縁型の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ（ＤＡＢコンバータ）であり、第１直流電源Ｅ１から供給される直流電力を変換して第２直流電源Ｅ２に伝送する、または第２直流電源Ｅ２から供給される直流電力を変換して第１直流電源Ｅ１に伝送する。電力変換装置１は降圧して電力伝送することも、昇圧して電力伝送することも可能である。
【0011】
第１直流電源Ｅ１は例えば、蓄電池、電気二重層コンデンサなどが該当する。第２直流電源Ｅ２として、双方向インバータが接続された直流バスなどが該当する。当該双方向インバータの交流側は、蓄電システムの用途では商用電力系統と交流負荷に接続される。電気自動車の用途ではモータ（回生機能あり）に接続される。当該直流バスには、太陽電池用のＤＣ／ＤＣコンバータや、他の蓄電池用のＤＣ／ＤＣコンバータがさらに接続されていてもよい。
【0012】
電力変換装置１は、第１コンデンサＣ１、第１ブリッジ回路１１、絶縁トランスＴＲ１、第１漏れインダクタンスＬ１、第２漏れインダクタンスＬ２、第２ブリッジ回路１２、第２コンデンサＣ２及び制御回路１３を備える。
【0013】
第１直流電源Ｅ１と並列に第１コンデンサＣ１が接続される。第２直流電源Ｅ２と並列に第２コンデンサＣ２が接続される。第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２には例えば、電解コンデンサが使用される。本明細書では、第１直流電源Ｅ１と第１コンデンサＣ１を総称して第１直流部と呼び、第２直流電源Ｅ２と第２コンデンサＣ２を総称して第２直流部と呼ぶ。
【0014】
第１ブリッジ回路１１は、第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２が直列接続された第１レグと、第３スイッチング素子Ｓ３と第４スイッチング素子Ｓ４が直列接続された第２レグが並列接続されて構成されるフルブリッジ回路である。第１ブリッジ回路１１は第１直流部と並列接続され、第１レグの中点と第２レグの中点が、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線ｎ１の両端にそれぞれ接続される。
【0015】
第２ブリッジ回路１２は、第５スイッチング素子Ｓ５と第６スイッチング素子Ｓ６が直列接続された第３レグと、第７スイッチング素子Ｓ７と第８スイッチング素子Ｓ８が直列接続された第４レグが並列接続されて構成されるフルブリッジ回路である。第２ブリッジ回路１２は第２直流部と並列接続され、第３レグの中点と第４レグの中点が、絶縁トランスＴＲ１の二次巻線ｎ２の両端にそれぞれ接続される。
【0016】
第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８にはそれぞれ、第１ダイオードＤ１－第８ダイオードＤ８が逆並列に接続または形成される。第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８には例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)を使用できる。ＩＧＢＴが使用される場合、第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８に、外付けの第１ダイオードＤ１－第８ダイオードＤ８がそれぞれ接続される。ＭＯＳＦＥＴが使用される場合、第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８のそれぞれにおいて、ソースからドレイン方向に形成される寄生ダイオードを、第１ダイオードＤ１－第８ダイオードＤ８として利用できる。
【0017】
絶縁トランスＴＲ１は、一次巻線ｎ１に接続される第１ブリッジ回路１１の出力電圧を、一次巻線ｎ１と二次巻線ｎ２の巻数比に応じて変換し、二次巻線ｎ２に接続される第２ブリッジ回路１２に出力する。また絶縁トランスＴＲ１は、二次巻線ｎ２に接続される第２ブリッジ回路１２の出力電圧を、二次巻線ｎ２と一次巻線ｎ１の巻数比に応じて変換し、一次巻線ｎ１に接続される第１ブリッジ回路１１に出力する。
【0018】
第１ブリッジ回路１１の第１レグの中点と、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線ｎ１の一端との間に第１漏れインダクタンスＬ１が形成される。第２ブリッジ回路１２の第３レグと、二次巻線ｎ２の一端との間に第２漏れインダクタンスＬ２が形成される。なお、第１漏れインダクタンスＬ１及び第２漏れインダクタンスＬ２の代わりに、所定のインダクタンス値を有するリアクトル素子をそれぞれ接続してもよい。
【0019】
図１には示していないが、第１直流部の両端電圧を検出する第１電圧センサ、第１直流部に流れる電流を検出する第１電流センサ、第２直流部の両端電圧を検出する第２電圧センサ、及び第２直流部に流れる電流を検出する第２電流センサが設けられ、それぞれの計測値が制御回路１３に出力される。
【0020】
制御回路１３は、第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８のゲート端子に駆動信号（ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号）を供給することにより、第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８を制御する。制御回路１３の構成は、ハードウェア資源とソフトウェア資源の協働、またはハードウェア資源のみにより実現できる。ハードウェア資源としてアナログ素子、マイクロコンピュータ、ＤＳＰ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、ＦＰＧＡ、その他のＬＳＩを利用できる。ソフトウェア資源としてファームウェア等のプログラムを利用できる。
【0021】
制御回路１３は第１直流部から第２直流部へ電力伝送する際、第２電圧センサの計測値をもとに、第２直流部への出力電圧が電圧指令値を維持するよう第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８を制御する。また、制御回路１３は第１直流部から第２直流部へ電力伝送する際、第２電流センサの計測値をもとに、第２直流部への出力電流が電流指令値を維持するよう第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８を制御する。また、制御回路１３は第２直流部から第１直流部へ電力伝送する際、第１電圧センサの計測値をもとに、第１直流部への出力電圧が電圧指令値を維持するよう第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８を制御する。また、制御回路１３は第２直流部から第１直流部へ電力伝送する際、第１電流センサの計測値をもとに、第１直流部への出力電流が電流指令値を維持するよう第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８を制御する。
【0022】
このようにＤＡＢコンバータは、一次側と二次側が対称な構成であり、双方向に電力伝送することができる。以下、電力変換装置１の動作を説明する。
【0023】
（比較例（降圧モード））
図２（ａ）－（ｆ）は、電力変換装置１の比較例（降圧モード）に係る動作を説明するための図である。図２（ａ）－（ｆ）では図面を簡略化するため、絶縁トランスＴＲ１、第１漏れインダクタンスＬ１、第２漏れインダクタンスＬ２をまとめて、１つのリアクトルＬとして描いている。また、第１コンデンサＣ１と第２コンデンサＣ２を省略して描いている。
図２（ａ）－（ｆ）は、電力変換装置１の比較例（降圧モード）に係る動作を説明するための図である。図２（ａ）－（ｆ）では図面を簡略化するため、絶縁トランスＴＲ１、第１漏れインダクタンスＬ１、第２漏れインダクタンスＬ２をまとめて、１つのリアクトルＬとして描いている。また、第１コンデンサＣ１と第２コンデンサＣ２を省略して描いている。
【0024】
図２（ａ）に示す第１状態では、制御回路１３は、第１スイッチング素子Ｓ１及び第４スイッチング素子Ｓ４をオン状態、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３、第５スイッチング素子Ｓ５－第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第５スイッチング素子Ｓ５－第８スイッチング素子Ｓ８が全てオフ状態であるため、第２ブリッジ回路１２はダイオードブリッジ回路になっており、整流回路として機能している。第１状態では、第１直流電源Ｅ１からエネルギーがリアクトルＬと第２直流電源Ｅ２の両方に放電され、リアクトルＬと第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。
【0025】
図２（ｂ）に示す第２状態及び図２（ｃ）に示す第３状態では、制御回路１３は、第２スイッチング素子Ｓ２及び第４スイッチング素子Ｓ４をオン状態、第１スイッチング素子Ｓ１、第３スイッチング素子Ｓ３、第５スイッチング素子Ｓ５－第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第２状態及び第３状態では、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線ｎ１の両端が第１ブリッジ回路１１内で短絡し、リアクトルＬが第１直流電源Ｅ１から電気的に遮断される。第２状態では、リアクトルＬからエネルギーが第２直流電源Ｅ２に放電され、第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。第２状態においてリアクトル電流ＩＬが０Ａになるまで待つ。図２（ｃ）に示す第３状態は、リアクトル電流ＩＬが０Ａになった状態を示している。
【0026】
図２（ｄ）に示す第４状態では、制御回路１３は、第２スイッチング素子Ｓ２及び第３スイッチング素子Ｓ３をオン状態、第１スイッチング素子Ｓ１、第４スイッチング素子Ｓ４、第５スイッチング素子Ｓ５－第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第４状態では、第１直流電源Ｅ１からエネルギーがリアクトルＬと第２直流電源Ｅ２の両方に放電され、リアクトルＬと第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。
【0027】
図２（ｅ）に示す第５状態及び図２（ｆ）に示す第６状態では、制御回路１３は、第１スイッチング素子Ｓ１及び第３スイッチング素子Ｓ３をオン状態、第２スイッチング素子Ｓ２、第４スイッチング素子Ｓ４、第５スイッチング素子Ｓ５－第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第５状態及び第６状態では、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線ｎ１の両端が第１ブリッジ回路１１内で短絡し、リアクトルＬが第１直流電源Ｅ１から電気的に遮断される。第５状態では、リアクトルＬからエネルギーが第２直流電源Ｅ２に放電され、第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。第５状態においてリアクトル電流ＩＬが０Ａになるまで待つ。図２（ｆ）に示す第６状態は、リアクトル電流ＩＬが０Ａになった状態を示している。
【0028】
比較例（降圧モード）では、以上の４つのスイッチパターンを繰り返すことにより第１直流電源Ｅ１から第２直流電源Ｅ２へ降圧して電力を伝送する。比較例（降圧モード）では、一次側の第１レグ（第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２）と第２レグ（第３スイッチング素子Ｓ３と第４スイッチング素子Ｓ４）間の位相差θで、第１直流部から第２直流部へ供給する電力の電圧または電流を制御する。第１スイッチング素子Ｓ１－第４スイッチング素子Ｓ４のデューティ比は５０％で固定する。
【0029】
図３は、比較例（降圧モード）に係る、第１スイッチング素子Ｓ１－第４スイッチング素子Ｓ４のスイッチングタイミングを示す図である。第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２は相補的に動作する。同様に第３スイッチング素子Ｓ３と第４スイッチング素子Ｓ４も相補的に動作する。第１スイッチング素子Ｓ１及び第２スイッチング素子Ｓ２と、第３スイッチング素子Ｓ３及び第４スイッチング素子Ｓ４の位相差θにより降圧率を決定する。
【0030】
（比較例（昇圧モード））
図４（ａ）－（ｆ）は、電力変換装置１の比較例（昇圧モード）に係る動作を説明するための図である。
図４（ａ）－（ｆ）は、電力変換装置１の比較例（昇圧モード）に係る動作を説明するための図である。
【0031】
図４（ａ）に示す第１状態では、制御回路１３は、第１スイッチング素子Ｓ１、第４スイッチング素子Ｓ４及び第６スイッチング素子Ｓ６をオン状態、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３、第５スイッチング素子Ｓ５、第７スイッチング素子Ｓ７及び第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第１状態では、絶縁トランスＴＲ１の二次巻線ｎ２の両端が第２ブリッジ回路１２内で短絡し、リアクトルＬが第２直流電源Ｅ２から電気的に遮断される。第１状態では、第１直流電源Ｅ１からエネルギーがリアクトルＬに放電され、リアクトルＬにエネルギーが充電される。
【0032】
図４（ｂ）に示す第２状態では、制御回路１３は、第１スイッチング素子Ｓ１及び第４スイッチング素子Ｓ４をオン状態、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３、第５スイッチング素子Ｓ５－第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第５スイッチング素子Ｓ５－第８スイッチング素子Ｓ８が全てオフ状態であるため、第２ブリッジ回路１２はダイオードブリッジ回路になっており、整流回路として機能している。第２状態では、第１直流電源Ｅ１とリアクトルＬの両方からエネルギーが第２直流電源Ｅ２に放電され、第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。第２状態においてリアクトル電流ＩＬが、０Ａ付近に設定される設定値になるまで待つ。
【0033】
図４（ｃ）に示す第３状態では、制御回路１３は、第４スイッチング素子Ｓ４をオン状態、第１スイッチング素子Ｓ１、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３、第５スイッチング素子Ｓ５－第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第２状態においてリアクトル電流ＩＬが上記設定値に到達すると、第３状態に遷移する。第３状態では第４スイッチング素子Ｓ４をオン状態に制御することにより、リアクトル電流ＩＬの向きが変わることを防止している。
【0034】
図４（ｄ）に示す第４状態では、制御回路１３は、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３及び第８スイッチング素子Ｓ８をオン状態、第１スイッチング素子Ｓ１、第４スイッチング素子Ｓ４、第５スイッチング素子Ｓ５、第６スイッチング素子Ｓ６及び第７スイッチング素子Ｓ７をオフ状態に制御する。第４状態では、絶縁トランスＴＲ１の二次巻線ｎ２の両端が第２ブリッジ回路１２内で短絡し、リアクトルＬが第２直流電源Ｅ２から電気的に遮断される。第４状態では、第１直流電源Ｅ１からエネルギーがリアクトルＬに放電され、リアクトルＬにエネルギーが充電される。
【0035】
図４（ｅ）に示す第５状態では、制御回路１３は、第２スイッチング素子Ｓ２及び第３スイッチング素子Ｓ３をオン状態、第１スイッチング素子Ｓ１、第４スイッチング素子Ｓ３、第５スイッチング素子Ｓ５－第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第５スイッチング素子Ｓ５－第８スイッチング素子Ｓ８が全てオフ状態であるため、第２ブリッジ回路１２はダイオードブリッジ回路になっており、整流回路として機能している。第５状態では、第１直流電源Ｅ１とリアクトルＬの両方からエネルギーが第２直流電源Ｅ２に放電され、第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。第５状態においてリアクトル電流ＩＬが、０Ａ付近に設定される設定値になるまで待つ。
【0036】
図４（ｆ）に示す第６状態では、制御回路１３は、第２スイッチング素子Ｓ２をオン状態、第１スイッチング素子Ｓ１、第３スイッチング素子Ｓ３、第４スイッチング素子Ｓ４、第５スイッチング素子Ｓ５－第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第５状態においてリアクトル電流ＩＬが上記設定値に到達すると、第６状態に遷移する。第６状態では第２スイッチング素子Ｓ２をオン状態に制御することにより、リアクトル電流ＩＬの向きが変わることを防止している。
【0037】
比較例（昇圧モード）では、以上の６つのスイッチパターンを繰り返すことにより第１直流電源Ｅ１から第２直流電源Ｅ２へ昇圧して電力を伝送する。比較例（昇圧モード）では、二次側の第６スイッチング素子Ｓ６と第８スイッチング素子Ｓ８のデューティ比（オン時間）で、第１直流部から第２直流部へ供給する電力の電圧または電流を制御する。一次側の第２スイッチング素子Ｓ２と第４スイッチング素子Ｓ４のデューティ比は５０％で固定する。
【0038】
図５は、比較例（昇圧モード）に係る、第１スイッチング素子Ｓ１－第４スイッチング素子Ｓ４、第６スイッチング素子Ｓ６、第８スイッチング素子Ｓ８のスイッチングタイミングを示す図である。第６スイッチング素子Ｓ６と第８スイッチング素子Ｓ８のオン時間Ｔｏｎにより昇圧率を決定する。
【0039】
（実施例（降圧モード））
図６（ａ）－（ｆ）は、電力変換装置１の実施例（降圧モード）に係る動作を説明するための図である。
図６（ａ）－（ｆ）は、電力変換装置１の実施例（降圧モード）に係る動作を説明するための図である。
【0040】
図６（ａ）に示す第１状態では、制御回路１３は、第１スイッチング素子Ｓ１、第４スイッチング素子Ｓ４、第５スイッチング素子Ｓ５及び第８スイッチング素子Ｓ８をオン状態、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３、第６スイッチング素子Ｓ６及び第７スイッチング素子Ｓ７をオフ状態に制御する。二次側の第５スイッチング素子Ｓ５と第８スイッチング素子Ｓ８は同期整流のためにオンしている。同期整流は、スイッチング素子にＭＯＳＦＥＴを使用する場合に有効である。第１状態では、第１直流電源Ｅ１からエネルギーがリアクトルＬと第２直流電源Ｅ２の両方に放電され、リアクトルＬと第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。
【0041】
図６（ｂ）に示す第２状態では、制御回路１３は、第１スイッチング素子Ｓ１及び第８スイッチング素子Ｓ８をオン状態、第２スイッチング素子Ｓ２－第７スイッチング素子Ｓ７をオフ状態に制御する。第２状態では、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線ｎ１の両端が第１ブリッジ回路１１内で短絡し、リアクトルＬが第１直流電源Ｅ１から電気的に遮断される。第２状態では、リアクトルＬからエネルギーが第２直流電源Ｅ２に放電され、第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。第８スイッチング素子Ｓ８は同期整流のためにオンしている。第８スイッチング素子Ｓ８が同期整流しても、第５スイッチング素子Ｓ５がオフ状態であるため、リアクトル電流ＩＬの向きが反転することはない。
【0042】
図６（ｃ）に示す第３状態では、制御回路１３は、第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第３状態は、デッドタイムに相当する。第３状態では、リアクトルＬからエネルギーが第１直流電源Ｅ１と第２直流電源Ｅ２の両方に放電され、第１直流電源Ｅ１と第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。
【0043】
図６（ｄ）に示す第４状態では、制御回路１３は、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３、第６スイッチング素子Ｓ６及び第７スイッチング素子Ｓ７をオン状態、第１スイッチング素子Ｓ１、第４スイッチング素子Ｓ４、第５スイッチング素子Ｓ５及び第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。二次側の第６スイッチング素子Ｓ６と第７スイッチング素子Ｓ７は同期整流のためにオンしている。第４状態では、第１直流電源Ｅ１からエネルギーがリアクトルＬと第２直流電源Ｅ２の両方に放電され、リアクトルＬと第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。
【0044】
図６（ｅ）に示す第５状態では、制御回路１３は、第２スイッチング素子Ｓ２及び第７スイッチング素子Ｓ７をオン状態、第１スイッチング素子Ｓ１、第３スイッチング素子Ｓ３－第６スイッチング素子Ｓ６及び第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。
第５状態では、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線ｎ１の両端が第１ブリッジ回路１１内で短絡し、リアクトルＬが第１直流電源Ｅ１から電気的に遮断される。第５状態では、リアクトルＬからエネルギーが第２直流電源Ｅ２に放電され、第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。第７スイッチング素子Ｓ７は同期整流のためにオンしている。第７スイッチング素子Ｓ７が同期整流しても、第６スイッチング素子Ｓ６がオフ状態であるため、リアクトル電流ＩＬの向きが反転することはない。
第５状態では、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線ｎ１の両端が第１ブリッジ回路１１内で短絡し、リアクトルＬが第１直流電源Ｅ１から電気的に遮断される。第５状態では、リアクトルＬからエネルギーが第２直流電源Ｅ２に放電され、第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。第７スイッチング素子Ｓ７は同期整流のためにオンしている。第７スイッチング素子Ｓ７が同期整流しても、第６スイッチング素子Ｓ６がオフ状態であるため、リアクトル電流ＩＬの向きが反転することはない。
【0045】
図６（ｆ）に示す第６状態では、制御回路１３は、第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第６状態は、デッドタイムに相当する。第６状態では、リアクトルＬからエネルギーが第１直流電源Ｅ１と第２直流電源Ｅ２の両方に放電され、第１直流電源Ｅ１と第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。
【0046】
実施例（降圧モード）では、以上の６つのスイッチパターンを繰り返すことにより第１直流電源Ｅ１から第２直流電源Ｅ２へ降圧して電力を伝送する。実施例（降圧モード）では、二次側の第４スイッチング素子Ｓ４と第５スイッチング素子Ｓ５のデューティ比（オン時間）及び第３スイッチング素子Ｓ３と第６スイッチング素子Ｓ６のデューティ比（オン時間）で、第１直流部から第２直流部へ供給する電力の電圧または電流を制御する。つまり、制御回路１３は、第１状態と第４状態のそれぞれの長さで電圧または電流を制御する。一次側の第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２のデューティ比、及び、二次側の第７スイッチング素子Ｓ７と第８スイッチング素子Ｓ８のデューティ比は５０％で固定する。なお、この５０％は、デッドタイムを考慮していない値である。第１レグ（第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２）と、第２レグ（第３スイッチング素子Ｓ３と第４スイッチング素子Ｓ４）、第３レグ（第５スイッチング素子Ｓ５と第６スイッチング素子Ｓ６）、第４レグ（第７スイッチング素子Ｓ７と第８スイッチング素子Ｓ８）のそれぞれと間の位相差は、実質的に０で固定する。位相差を実質的に０とすることで、高周波化したときの損失を抑えることができる。
【0047】
図７は、実施例（降圧モード）に係る、第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８のスイッチングタイミング１を示す図である。細線が第１スイッチング素子Ｓ１、第４スイッチング素子Ｓ４、第５スイッチング素子Ｓ５及び第８スイッチング素子Ｓ８のオン／オフ状態を示し、太線が第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３、第６スイッチング素子Ｓ６及び第７スイッチング素子Ｓ７のオン／オフ状態を示している。
【0048】
第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２は相補的に動作する。両者のオン／オフが切り替わるタイミングに、デッドタイムが挿入されている。デッドタイムは、第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２が同時オンにより貫通して、第１直流電源Ｅ１の両端が短絡することを防止するために挿入される時間である。同様に第７スイッチング素子Ｓ７と第８スイッチング素子Ｓ８も相補的に動作する。両者のオン／オフが切り替わるタイミングに、デッドタイムが挿入されている。図７ではデッドタイムを誇張して示しているが、デッドタイムは図７の例より短くてよい。第３スイッチング素子Ｓ３と第４スイッチング素子Ｓ４のオン時間Ｔｏｎ及び第５スイッチング素子Ｓ５と第６スイッチング素子Ｓ６のオン時間Ｔｏｎにより昇圧率を決定する。つまり、駆動信号の周波数は固定であり、ＰＷＭ制御を行う。
【0049】
第１スイッチング素子Ｓ１、第４スイッチング素子Ｓ４、第５スイッチング素子Ｓ５及び第８スイッチング素子Ｓ８のそれぞれのターンオンのタイミングは実質的に同一である。第１スイッチング素子Ｓ１及び第８スイッチング素子Ｓ８のそれぞれのターンオフのタイミングも実質的に同一である。第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３、第６スイッチング素子Ｓ６及び第７スイッチング素子Ｓ７のそれぞれのターンオンのタイミングは実質的に同一である。第２スイッチング素子Ｓ２及び第７スイッチング素子Ｓ７のそれぞれのターンオフのタイミングも実質的に同一である。
【0050】
第４スイッチング素子Ｓ４のオン時間と第５スイッチング素子Ｓ５のオン時間は同等である。第３スイッチング素子Ｓ３のオン時間と第６スイッチング素子Ｓ６のオン時間は同等である。同等とは、誤差の範囲で等しいことをいう。これにより、電力の逆流を防ぐことができ、無効電力を抑制することができる。
【0051】
図６（ａ）－（ｆ）及び図７に示す例では、状態２（ｂ）で第１スイッチング素子Ｓ１をオン状態に制御し、状態５（ｅ）で第２スイッチング素子Ｓ２をオン状態に制御した。この点、状態２（ｂ）で第１スイッチング素子Ｓ１をオフ状態に制御して第４スイッチング素子Ｓ４をオン状態に制御し、状態５（ｅ）で第２スイッチング素子Ｓ２をオフ状態に制御して第３スイッチング素子Ｓ３をオン状態に制御してもよい。
【0052】
図８は、実施例（降圧モード）に係る、第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８のスイッチングタイミング２を示す図である。図６（ａ）－（ｆ）及び図７に示す例では、第１直流部から第２直流部へ降圧して電力を供給する例を説明した。この点、第２直流部から第１直流部へ降圧して電力を供給することも可能である。この場合、図８に示したように、制御回路１３は、第１スイッチング素子Ｓ１－第４スイッチング素子Ｓ４に供給する駆動信号と、第５スイッチング素子Ｓ５－第８スイッチング素子Ｓ８に供給する駆動信号を入れ替えればよい。
【0053】
以上説明したように実施例（降圧モード）によれば、第２直流電源Ｅ２からリアクトルＬに電力が伝送される状態が発生しないため無効電力を抑制することができ、変換効率を向上させることができる。また、状態１（ａ）及び状態４（ｄ）において二次側で同期整流することにより、ダイオードの導通損失を低減することができる。状態２（ｂ）及び状態５（ｅ）においても二次側で同期整流することにより、ダイオードの導通損失を低減することができる。なお、状態２（ｂ）及び状態５（ｅ）において同期整流するスイッチング素子を１つにすることにより、リアクトル電流ＩＬの向きが反転することを防止しつつ、損失を低減することができる。これにより、ハードスイッチングの発生も防止することができる。
【0054】
（実施例（昇圧モード））
図９（ａ）－（ｆ）は、電力変換装置１の実施例（昇圧モード）に係る動作を説明するための図である。
図９（ａ）－（ｆ）は、電力変換装置１の実施例（昇圧モード）に係る動作を説明するための図である。
【0055】
図９（ａ）に示す第１状態では、制御回路１３は、第１スイッチング素子Ｓ１、第４スイッチング素子Ｓ４、第６スイッチング素子Ｓ６及び第８スイッチング素子Ｓ８をオン状態、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３、第５スイッチング素子Ｓ５及び第７スイッチング素子Ｓ７をオフ状態に制御する。第８スイッチング素子Ｓ８は同期整流のためにオンしている。同期整流することにより、導通損失を低減することができる。第１状態では、絶縁トランスＴＲ１の二次巻線ｎ２の両端が第２ブリッジ回路１２内で短絡し、リアクトルＬが第２直流電源Ｅ２から電気的に遮断される。第１状態では、第１直流電源Ｅ１からエネルギーがリアクトルＬに放電され、リアクトルＬにエネルギーが充電される。
【0056】
図９（ｂ）に示す第２状態では、制御回路１３は、第１スイッチング素子Ｓ１、第４スイッチング素子Ｓ４及び第８スイッチング素子Ｓ８をオン状態、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３、第５スイッチング素子Ｓ５－第７スイッチング素子Ｓ７をオフ状態に制御する。第８スイッチング素子Ｓ８は同期整流のためにオンしている。第２状態では、第１直流電源Ｅ１とリアクトルＬの両方からエネルギーが第２直流電源Ｅ２に放電され、第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。
【0057】
図９（ｃ）に示す第３状態では、制御回路１３は、第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第３状態は、デッドタイムに相当する。第３状態では、リアクトルＬからエネルギーが第１直流電源Ｅ１と第２直流電源Ｅ２の両方に放電され、第１直流電源Ｅ１と第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。
【0058】
図９（ｄ）に示す第４状態では、制御回路１３は、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３、第５スイッチング素子Ｓ５及び第７スイッチング素子Ｓ７をオン状態、第１スイッチング素子Ｓ１、第４スイッチング素子Ｓ４、第６スイッチング素子Ｓ６及び第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第４状態では、絶縁トランスＴＲ１の二次巻線ｎ２の両端が第２ブリッジ回路１２内で短絡し、リアクトルＬが第２直流電源Ｅ２から電気的に遮断される。第４状態では、第１直流電源Ｅ１からエネルギーがリアクトルＬに放電され、リアクトルＬにエネルギーが充電される。
【0059】
図９（ｅ）に示す第５状態では、制御回路１３は、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３及び第７スイッチング素子Ｓ７をオン状態、第１スイッチング素子Ｓ１、第４スイッチング素子Ｓ４－第６スイッチング素子Ｓ６及び第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第７スイッチング素子Ｓ７は同期整流のためにオンしている。第５状態では、第１直流電源Ｅ１とリアクトルＬの両方からエネルギーが第２直流電源Ｅ２に放電され、第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。
【0060】
図９（ｆ）に示す第６状態では、制御回路１３は、第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第６状態は、デッドタイムに相当する。第６状態では、リアクトルＬからエネルギーが第１直流電源Ｅ１と第２直流電源Ｅ２の両方に放電され、第１直流電源Ｅ１と第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。
【0061】
実施例（昇圧モード）では、以上の６つのスイッチパターンを繰り返すことにより第１直流電源Ｅ１から第２直流電源Ｅ２へ昇圧して電力を伝送する。実施例（昇圧モード）では、二次側の第５スイッチング素子Ｓ５と第６スイッチング素子Ｓ６のデューティ比（オン時間）で、第１直流部から第２直流部へ供給する電力の電圧または電流を制御する。つまり、制御回路１３は、第１状態と第４状態のそれぞれの長さで電圧または電流を制御する。一次側の第１スイッチング素子Ｓ１－第４スイッチング素子Ｓ４のデューティ比、及び、二次側の第７スイッチング素子Ｓ７と第８スイッチング素子Ｓ８のデューティ比は５０％で固定する。第１レグ（第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２）と、第２レグ（第３スイッチング素子Ｓ３と第４スイッチング素子Ｓ４）、第３レグ（第５スイッチング素子Ｓ５と第６スイッチング素子Ｓ６）、第４レグ（第７スイッチング素子Ｓ７と第８スイッチング素子Ｓ８）のそれぞれと間の位相差は、実質的に０で固定する。位相差を０とすることで、高周波化したときの損失を抑えることができる。
【0062】
図１０は、実施例（昇圧モード）に係る、第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８のスイッチングタイミング１を示す図である。第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２は相補的に動作する。両者のオン／オフが切り替わるタイミングに、デッドタイムが挿入されている。同様に第３スイッチング素子Ｓ３と第４スイッチング素子Ｓ４も相補的に動作する。両者のオン／オフが切り替わるタイミングに、デッドタイムが挿入されている。同様に第７スイッチング素子Ｓ７と第８スイッチング素子Ｓ８も相補的に動作する。両者のオン／オフが切り替わるタイミングに、デッドタイムが挿入されている。第５スイッチング素子Ｓ５と第６スイッチング素子Ｓ６のオン時間Ｔｏｎにより昇圧率を決定する。つまり、駆動信号の周波数は固定であり、ＰＷＭ制御を行う。
【0063】
第１スイッチング素子Ｓ１、第４スイッチング素子Ｓ４、第６スイッチング素子Ｓ６及び第８スイッチング素子Ｓ８のそれぞれのターンオンのタイミングは実質的に同一である。第１スイッチング素子Ｓ１、第４スイッチング素子Ｓ４及び第８スイッチング素子Ｓ８のそれぞれのターンオフのタイミングも実質的に同一である。第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３、第５スイッチング素子Ｓ５及び第７スイッチング素子Ｓ７のそれぞれのターンオンのタイミングは実質的に同一である。第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３及び第７スイッチング素子Ｓ７のそれぞれのターンオフのタイミングも実質的に同一である。
【0064】
図９（ａ）－（ｆ）及び図１０に示す例では、状態１（ａ）で第６スイッチング素子Ｓ６と第８スイッチング素子Ｓ８をオン状態に制御した。この点、状態１（ａ）で第５スイッチング素子Ｓ５と第７スイッチング素子Ｓ７をオン状態に制御してもよい。この場合、状態２（ｂ）で第８スイッチング素子Ｓ８に替えて第５スイッチング素子Ｓ５をオン状態に制御する。同様に、状態４（ｄ）で第５スイッチング素子Ｓ５と第７スイッチング素子Ｓ７をオン状態に制御した。この点、状態４（ｄ）で第６スイッチング素子Ｓ６と第８スイッチング素子Ｓ８をオン状態に制御してもよい。この場合、状態５（ｅ）で第７スイッチング素子Ｓ７に替えて第６スイッチング素子Ｓ６をオン状態に制御する。
【0065】
図１１は、実施例（昇圧モード）に係る、第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８のスイッチングタイミング２を示す図である。図９（ａ）－（ｆ）及び図１０に示す例では、第１直流部から第２直流部へ昇圧して電力を供給する例を説明した。この点、第２直流部から第１直流部へ昇圧して電力を供給することも可能である。この場合、図１１に示したように、制御回路１３は、第１スイッチング素子Ｓ１－第４スイッチング素子Ｓ４に供給する駆動信号と、第５スイッチング素子Ｓ５－第８スイッチング素子Ｓ８に供給する駆動信号を入れ替えればよい。
【0066】
以上説明したように実施例（昇圧モード）によれば、第２直流電源Ｅ２からリアクトルＬに電力が伝送される状態が発生しないため無効電力を抑制することができ、変換効率を向上させることができる。リアクトルＬにエネルギーを充電する際に、二次側が短絡するモードを設けることにより、第２直流電源Ｅ２からリアクトルＬに電力が伝送されることを阻止することができ、無効電流による導通損失を低減することができる。二次側が短絡するとき、第６スイッチング素子Ｓ６と第８スイッチング素子Ｓ８、または、第５スイッチング素子Ｓ５と第７スイッチング素子Ｓ７をオン状態に制御するので、損失を低減することができる。よって、電力変換効率を高めることができる。
【0067】
また二次側の第２ブリッジ回路１２を短絡させる際、上側（第５スイッチング素子Ｓ５及び第７スイッチング素子Ｓ７）と下側（第６スイッチング素子Ｓ６及び第８スイッチング素子Ｓ８）を交互に使用することにより、上側または下側に熱が集中することを防止し、熱を分散させることができる。これにより、上側と下側の耐熱設計を均一化することができる。これに対して、図４（ａ）－（ｆ）に示す比較例（昇圧モード）では、第１状態（ａ）と第４状態（ｄ）の両方で、第２ブリッジ回路１２の下側を短絡させており、下側に熱が集中している。
【0068】
図１２（ａ）－（ｂ）は、リアクトルＬに流れる電流ＩＬの具体例を示す図である。図１２（ａ）はリアクトル電流ＩＬが小さい場合の例である。この場合、比較例と実施例でスイッチパターンの切り替わりタイミングは同じになる。いずれの場合も、リアクトル電流ＩＬが０Ａの状態でスイッチパターンが切り替わる。
【0069】
図１２（ｂ）はリアクトル電流ＩＬが大きい場合の例である。この場合、比較例と実施例でスイッチパターンの切り替わりタイミングが異なる。実施例（昇圧モードと降圧モード）では、リアクトルＬが放電するための第２状態及び第５状態の終了タイミングが固定されており、設定された固定のタイミングから固定のデッドタイムが経過したとき、リアクトルＬが充電するための第４状態及び第１状態にそれぞれ切り替わる。これに対して比較例では、第４状態及び第１状態にそれぞれ切り替える前に、点線に示すようにリアクトル電流ＩＬが０Ａになるまで待つ。比較例では基本的に、リアクトル電流ＩＬが０Ａの状態で第４状態及び第１状態にそれぞれ切り替える制御をしている。これにより、送電方向を高速に切り替えることができる。また、無効電流の発生も抑制することができる。
【0070】
しかしながら比較例では、リアクトル電流ＩＬが０Ａになるまで待つ制御であるため、ＰＦＭ制御になっている。ＰＦＭ制御では、周波数が低下して周波数が可聴域に入る可能性があり、その場合、大きな騒音が発生する。
【0071】
またＰＦＭ制御では、リアクトル電流ＩＬが小さい場合、周波数が上昇する可能性がある。周波数が上昇するとスイッチング損失が増加する。この対策として比較例（昇圧モード）では、図４（ｃ）に示す第３状態において第４スイッチング素子Ｓ４をオン状態に制御することにより、また図４（ｆ）に示す第６状態において第２スイッチング素子Ｓ２をオン状態に制御することにより、リアクトル電流ＩＬの向きが変わることを防止している。これにより、リアクトル電流ＩＬが０Ａを挟んでチャタリングすることを防止し、周波数が上昇することを防止している。しかしながら、電流センサの計測誤差によっては、チャタリングが発生する可能性がある。
【0072】
これに対して実施例（降圧モードと昇圧モード）では、ＰＷＭ制御であるため周波数は固定であり、大きな騒音が発生することはない。また実施例では、リアクトル電流ＩＬを計測するための電流センサは必須ではなく省略可能である。
【0073】
制御回路１３は、第１直流部から第２直流部へ電力伝送する際、第１直流部の電圧と第２直流部の電圧をもとに降圧モードと昇圧モードを切り替える。制御回路１３は、第１直流部の電圧に対して第２直流部の電圧の方が低ければ降圧モードを選択し、第１直流部の電圧に対して第２直流部の電圧の方が高ければ昇圧モードを選択する。また制御回路１３は、第２直流部から第１直流部へ電力伝送する際、第２直流部の電圧と第１直流部の電圧をもとに降圧モードと昇圧モードを切り替える。制御回路１３は、第２直流部の電圧に対して第１直流部の電圧の方が低ければ降圧モードを選択し、第２直流部の電圧に対して第１直流部の電圧の方が高ければ昇圧モードを選択する。なお制御回路１３は、第１直流部に流れる電流の向き、第２直流部に流れる電流の向き、又はリアクトル電流ＩＬの向きをもとに降圧モードと昇圧モードを切り替えてもよい。
【0074】
実施例によれば、上述した降圧モードと昇圧モードを組み合わせることにより、１つのＤＣ／ＤＣコンバータで降圧動作と昇圧動作が可能となり、双方向の電力伝送も可能である。従って、一次側と二次側の双方で広範囲な電圧レンジに対応することができる。
【0075】
以上、本開示を実施の形態をもとに説明した。実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本開示の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
【0076】
上述した実施例（昇圧モード）では、図９（ａ）－（ｆ）に示したように状態２（ｂ）において第８スイッチング素子Ｓ８をオン状態に制御して、また状態５（ｅ）において第７スイッチング素子Ｓ７をオン状態に制御して同期整流した。この点、状態２（ｂ）及び状態５（ｅ）における同期整流を省略してもよい。即ち、状態２（ｂ）及び状態５（ｅ）において二次側の第５スイッチング素子Ｓ５－第８スイッチング素子Ｓ８を全てオフ状態に制御してもよい。
【0077】
なお、実施の形態は、以下の項目によって特定されてもよい。
【0078】
［項目１］
第１スイッチング素子（Ｓ１）と第２スイッチング素子（Ｓ２）が直列接続された第１レグと、第３スイッチング素子（Ｓ３）と第４スイッチング素子（Ｓ４）が直列接続された第２レグを有し、前記第１レグと前記第２レグが第１直流部（Ｅ１、Ｃ１）に並列接続される第１ブリッジ回路（１１）と、
第５スイッチング素子（Ｓ５）と第６スイッチング素子（Ｓ６）が直列接続された第３レグと、第７スイッチング素子（Ｓ７）と第８スイッチング素子（Ｓ８）が直列接続された第４レグを有し、前記第３レグと前記第４レグが第２直流部（Ｃ２、Ｅ２）に並列接続される第２ブリッジ回路（１２）と、
前記第１ブリッジ回路（１１）と前記第２ブリッジ回路（１２）の間に接続された絶縁トランス（ＴＲ１）と、
前記第１スイッチング素子（Ｓ１）－前記第８スイッチング素子（Ｓ８）を制御する制御回路（１３）と、を備え、
前記第１スイッチング素子（Ｓ１）－前記第８スイッチング素子（Ｓ８）のそれぞれに、逆並列にダイオード（Ｄ１－Ｄ８）が接続または形成されており、
前記第１直流部（Ｅ１、Ｃ１）から前記第２直流部（Ｃ２、Ｅ２）へ降圧して電力を伝送する場合、
前記第１ブリッジ回路（１１）は、前記第１直流部（Ｅ１、Ｃ１）と前記絶縁トランス（ＴＲ１）の一次巻線（ｎ１）が導通する第１期間と、前記絶縁トランス（ＴＲ１）の一次巻線（ｎ１）の両端が前記第１ブリッジ回路（１１）内で短絡する第２期間を含み、
前記第２ブリッジ回路（１２）は、整流期間を含み、
前記制御回路（１３）は、
前記第１スイッチング素子（Ｓ１）－前記第８スイッチング素子（Ｓ８）に供給する駆動信号の周波数を固定し、
前記第１期間を可変制御し、
前記第１期間において、前記第５スイッチング素子（Ｓ５）と前記第８スイッチング素子（Ｓ８）、または、前記第６スイッチング素子（Ｓ６）と前記第７スイッチング素子（Ｓ７）をオン状態に制御する、
ことを特徴とする電力変換装置（１）。
これによれば、低騒音で高効率な降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータを実現できる。
［項目２］
前記制御回路（１３）は、
前記第１直流部（Ｅ１、Ｃ１）から前記第２直流部（Ｃ２、Ｅ２）へ降圧して電力を伝送する場合、
前記第１スイッチング素子（Ｓ１）と前記第４スイッチング素子（Ｓ４）がオン状態、及び前記第２スイッチング素子（Ｓ２）と前記第３スイッチング素子（Ｓ３）がオフ状態で、前記第５スイッチング素子（Ｓ５）と前記第８スイッチング素子（Ｓ８）がオン状態、及び前記第６スイッチング素子（Ｓ６）と前記第７スイッチング素子（Ｓ７）がオフ状態の第１パターン、
前記絶縁トランス（ＴＲ１）の一次巻線（ｎ１）の両端が前記第１ブリッジ回路（１１）内で短絡し、前記第２ブリッジ回路（１２）が整流状態の第２パターン、
前記第２スイッチング素子（Ｓ２）と前記第３スイッチング素子（Ｓ３）がオン状態、及び前記第１スイッチング素子（Ｓ１）と前記第４スイッチング素子（Ｓ４）がオフ状態で、前記第６スイッチング素子（Ｓ６）と前記第７スイッチング素子（Ｓ７）がオン状態、及び前記第５スイッチング素子（Ｓ５）と前記第８スイッチング素子（Ｓ８）がオフ状態の第３パターン、
前記絶縁トランス（ＴＲ１）の一次巻線（ｎ１）の両端が前記第１ブリッジ回路（１１）内で短絡し、前記第２ブリッジ回路（１２）が整流状態の第４パターン、を含んで制御する、
ことを特徴とする項目１に記載の電力変換装置（１）。
これによれば、低騒音で高効率な降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータを実現できる。
［項目３］
前記制御回路（１３）は、
前記第２パターンにおいて前記第４スイッチング素子（Ｓ４）と前記第５スイッチング素子（Ｓ５）をオフ状態に制御し、
前記第４パターンにおいて前記第３スイッチング素子（Ｓ３）と前記第６スイッチング素子（Ｓ６）をオフ状態に制御し、
前記第４スイッチング素子（Ｓ４）のオン時間と前記第５スイッチング素子（Ｓ５）のオン時間は同等であり、
前記第３スイッチング素子（Ｓ３）のオン時間と前記第６スイッチング素子（Ｓ６）のオン時間は同等である、
ことを特徴とする項目２に記載の電力変換装置（１）。
これによれば、電力の逆流を防ぐことができ、無効電力を抑制することができる。よって、変換効率を向上させることができる。
［項目４］
前記制御回路（１３）は、前記第２直流部（Ｃ２、Ｅ２）から前記第１直流部（Ｅ１、Ｃ１）へ降圧して電力を伝送する場合、前記第１スイッチング素子（Ｓ１）－前記第４スイッチング素子（Ｓ４）に供給する駆動信号と、前記第５スイッチング素子（Ｓ５）－前記第８スイッチング素子（Ｓ８）に供給する駆動信号を入れ替える、
ことを特徴とする項目１から３のいずれか１項に記載の電力変換装置（１）。
これによれば、低騒音で高効率な降圧型の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを実現できる。
［項目５］
前記第１直流部（Ｅ１、Ｃ１）から前記第２直流部（Ｃ２、Ｅ２）へ昇圧して電力を伝送する場合、
前記第２ブリッジ回路（１２）は、前記絶縁トランス（ＴＲ１）の二次巻線（ｎ２）と前記第２直流部（Ｃ２、Ｅ２）が導通する第３期間と、前記絶縁トランス（ＴＲ１）の二次巻線（ｎ２）の両端が前記第２ブリッジ回路（１２）内で短絡する第４期間を含み、
前記制御回路（１３）は、
前記第１スイッチング素子（Ｓ１）－前記第８スイッチング素子（Ｓ８）に供給する駆動信号の周波数を固定し、
前記第４期間を可変制御し、
前記第４期間において、前記第６スイッチング素子（Ｓ６）と前記第８スイッチング素子（Ｓ８）、または、前記第５スイッチング素子（Ｓ５）と前記第７スイッチング素子（Ｓ７）をオン状態に制御する、
ことを特徴とする項目１から４のいずれか１項に記載の電力変換装置（１）。
これによれば、低騒音で高効率な昇降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータを実現できる。
［項目６］
前記制御回路（１３）は、前記第２直流部（Ｃ２、Ｅ２）から前記第１直流部（Ｅ１、Ｃ１）へ昇圧して電力を伝送する場合、前記第１スイッチング素子（Ｓ１）－前記第４スイッチング素子（Ｓ４）に供給する駆動信号と、前記第５スイッチング素子（Ｓ５）－前記第８スイッチング素子（Ｓ８）に供給する駆動信号を入れ替える、
ことを特徴とする項目５に記載の電力変換装置（１）。
これによれば、低騒音で高効率な昇降圧型の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを実現できる。
［項目７］
第１スイッチング素子（Ｓ１）と第２スイッチング素子（Ｓ２）が直列接続された第１レグと、第３スイッチング素子（Ｓ３）と第４スイッチング素子（Ｓ４）が直列接続された第２レグを有し、前記第１レグと前記第２レグが第１直流部（Ｅ１、Ｃ１）に並列接続される第１ブリッジ回路（１１）と、
第５スイッチング素子（Ｓ５）と第６スイッチング素子（Ｓ６）が直列接続された第３レグと、第７スイッチング素子（Ｓ７）と第８スイッチング素子（Ｓ８）が直列接続された第４レグを有し、前記第３レグと前記第４レグが第２直流部（Ｃ２、Ｅ２）に並列接続される第２ブリッジ回路（１２）と、
前記第１ブリッジ回路（１１）と前記第２ブリッジ回路（１２）の間に接続された絶縁トランス（ＴＲ１）と、
前記第１スイッチング素子（Ｓ１）－前記第８スイッチング素子（Ｓ８）を制御する制御回路（１３）と、を備え、
前記第１スイッチング素子（Ｓ１）－前記第８スイッチング素子（Ｓ８）のそれぞれに、逆並列にダイオード（Ｄ１－Ｄ８）が接続または形成されており、
前記第１直流部（Ｅ１、Ｃ１）から前記第２直流部（Ｃ２、Ｅ２）へ昇圧して電力を伝送する場合、
前記第２ブリッジ回路（１２）は、前記絶縁トランス（ＴＲ１）の二次巻線（ｎ２）と前記第２直流部（Ｃ２、Ｅ２）が導通する第１期間と、前記絶縁トランス（ＴＲ１）の二次巻線（ｎ２）の両端が前記第２ブリッジ回路（１２）内で短絡する第２期間を含み、
前記制御回路（１３）は、
前記第１スイッチング素子（Ｓ１）－前記第８スイッチング素子（Ｓ８）に供給する駆動信号の周波数を固定し、
前記第２期間を可変制御し、
前記第２期間において、前記第６スイッチング素子（Ｓ６）と前記第８スイッチング素子（Ｓ８）、または、前記第５スイッチング素子（Ｓ５）と前記第７スイッチング素子（Ｓ７）をオン状態に制御する、
ことを特徴とする電力変換装置（１）。
これによれば、低騒音で高効率な昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータを実現できる。
［項目８］
前記制御回路（１３）は、
前記第１直流部（Ｅ１、Ｃ１）から前記第２直流部（Ｃ２、Ｅ２）へ昇圧して電力を伝送する場合、
前記第１スイッチング素子（Ｓ１）と前記第４スイッチング素子（Ｓ４）がオン状態で、前記第６スイッチング素子（Ｓ６）と前記第８スイッチング素子（Ｓ８）、または、前記第５スイッチング素子（Ｓ５）と前記第７スイッチング素子（Ｓ７）がオン状態で、残りのスイッチング素子がオフ状態の第１パターン、
前記第１スイッチング素子（Ｓ１）と前記第４スイッチング素子（Ｓ４）がオン状態、及び前記第２スイッチング素子（Ｓ２）と前記第３スイッチング素子（Ｓ３）がオフ状態で、前記第２ブリッジ回路（１２）が整流状態の第２パターン、
前記第２スイッチング素子（Ｓ２）と前記第３スイッチング素子（Ｓ３）がオン状態で、前記第６スイッチング素子（Ｓ６）と前記第８スイッチング素子（Ｓ８）、または、前記第５スイッチング素子（Ｓ５）と前記第７スイッチング素子（Ｓ７）がオン状態で、残りのスイッチング素子がオフ状態の第３パターン、
前記第２スイッチング素子（Ｓ２）と前記第３スイッチング素子（Ｓ３）がオン状態、及び前記第１スイッチング素子（Ｓ１）と前記第４スイッチング素子（Ｓ４）がオフ状態で、前記第２ブリッジ回路（１２）が整流状態の第４パターン、を含んで制御する、
ことを特徴とする項目７に記載の電力変換装置（１）。
これによれば、低騒音で高効率な昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータを実現できる。
［項目９］
前記制御回路（１３）は、
前記第１パターンで前記第６スイッチング素子（Ｓ６）と前記第８スイッチング素子（Ｓ８）をオン状態に制御したとき、前記第３パターンで前記第５スイッチング素子（Ｓ５）と前記第７スイッチング素子（Ｓ７）をオン状態に制御し、
前記第１パターンで前記第５スイッチング素子（Ｓ５）と前記第７スイッチング素子（Ｓ７）をオン状態に制御したとき、前記第３パターンで前記第６スイッチング素子（Ｓ６）と前記第８スイッチング素子（Ｓ８）をオン状態に制御する、
ことを特徴とする項目８に記載の電力変換装置（１）。
これによれば、二次側を短絡させる際、上側のスイッチング素子（Ｓ５、Ｓ７）と下側のスイッチング素子（Ｓ６、Ｓ８）を交互に使用することができ、上側または下側のスイッチング素子に熱が集中することを防止することができる。
［項目１０］
前記制御回路（１３）は、
前記第２パターンにおいて前記第８スイッチング素子（Ｓ８）または前記第５スイッチング素子（Ｓ５）をオン状態に制御し、
前記第４パターンにおいて前記第７スイッチング素子（Ｓ７）または前記第６スイッチング素子（Ｓ６）をオン状態に制御する、
ことを特徴とする項目８または９に記載の電力変換装置（１）。
これによれば、同期整流を行うことで、ダイオードの導通損失を低減することができる。
［項目１１］
前記制御回路（１３）は、前記第２直流部（Ｃ２、Ｅ２）から前記第１直流部（Ｅ１、Ｃ１）へ昇圧して電力を伝送する場合、前記第１スイッチング素子（Ｓ１）－前記第４スイッチング素子（Ｓ４）に供給する駆動信号と、前記第５スイッチング素子（Ｓ５）－前記第８スイッチング素子（Ｓ８）に供給する駆動信号を入れ替える、
ことを特徴とする項目７から１０のいずれか１項に記載の電力変換装置（１）。
これによれば、低騒音で高効率な昇圧型の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを実現できる。
第１スイッチング素子（Ｓ１）と第２スイッチング素子（Ｓ２）が直列接続された第１レグと、第３スイッチング素子（Ｓ３）と第４スイッチング素子（Ｓ４）が直列接続された第２レグを有し、前記第１レグと前記第２レグが第１直流部（Ｅ１、Ｃ１）に並列接続される第１ブリッジ回路（１１）と、
第５スイッチング素子（Ｓ５）と第６スイッチング素子（Ｓ６）が直列接続された第３レグと、第７スイッチング素子（Ｓ７）と第８スイッチング素子（Ｓ８）が直列接続された第４レグを有し、前記第３レグと前記第４レグが第２直流部（Ｃ２、Ｅ２）に並列接続される第２ブリッジ回路（１２）と、
前記第１ブリッジ回路（１１）と前記第２ブリッジ回路（１２）の間に接続された絶縁トランス（ＴＲ１）と、
前記第１スイッチング素子（Ｓ１）－前記第８スイッチング素子（Ｓ８）を制御する制御回路（１３）と、を備え、
前記第１スイッチング素子（Ｓ１）－前記第８スイッチング素子（Ｓ８）のそれぞれに、逆並列にダイオード（Ｄ１－Ｄ８）が接続または形成されており、
前記第１直流部（Ｅ１、Ｃ１）から前記第２直流部（Ｃ２、Ｅ２）へ降圧して電力を伝送する場合、
前記第１ブリッジ回路（１１）は、前記第１直流部（Ｅ１、Ｃ１）と前記絶縁トランス（ＴＲ１）の一次巻線（ｎ１）が導通する第１期間と、前記絶縁トランス（ＴＲ１）の一次巻線（ｎ１）の両端が前記第１ブリッジ回路（１１）内で短絡する第２期間を含み、
前記第２ブリッジ回路（１２）は、整流期間を含み、
前記制御回路（１３）は、
前記第１スイッチング素子（Ｓ１）－前記第８スイッチング素子（Ｓ８）に供給する駆動信号の周波数を固定し、
前記第１期間を可変制御し、
前記第１期間において、前記第５スイッチング素子（Ｓ５）と前記第８スイッチング素子（Ｓ８）、または、前記第６スイッチング素子（Ｓ６）と前記第７スイッチング素子（Ｓ７）をオン状態に制御する、
ことを特徴とする電力変換装置（１）。
これによれば、低騒音で高効率な降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータを実現できる。
［項目２］
前記制御回路（１３）は、
前記第１直流部（Ｅ１、Ｃ１）から前記第２直流部（Ｃ２、Ｅ２）へ降圧して電力を伝送する場合、
前記第１スイッチング素子（Ｓ１）と前記第４スイッチング素子（Ｓ４）がオン状態、及び前記第２スイッチング素子（Ｓ２）と前記第３スイッチング素子（Ｓ３）がオフ状態で、前記第５スイッチング素子（Ｓ５）と前記第８スイッチング素子（Ｓ８）がオン状態、及び前記第６スイッチング素子（Ｓ６）と前記第７スイッチング素子（Ｓ７）がオフ状態の第１パターン、
前記絶縁トランス（ＴＲ１）の一次巻線（ｎ１）の両端が前記第１ブリッジ回路（１１）内で短絡し、前記第２ブリッジ回路（１２）が整流状態の第２パターン、
前記第２スイッチング素子（Ｓ２）と前記第３スイッチング素子（Ｓ３）がオン状態、及び前記第１スイッチング素子（Ｓ１）と前記第４スイッチング素子（Ｓ４）がオフ状態で、前記第６スイッチング素子（Ｓ６）と前記第７スイッチング素子（Ｓ７）がオン状態、及び前記第５スイッチング素子（Ｓ５）と前記第８スイッチング素子（Ｓ８）がオフ状態の第３パターン、
前記絶縁トランス（ＴＲ１）の一次巻線（ｎ１）の両端が前記第１ブリッジ回路（１１）内で短絡し、前記第２ブリッジ回路（１２）が整流状態の第４パターン、を含んで制御する、
ことを特徴とする項目１に記載の電力変換装置（１）。
これによれば、低騒音で高効率な降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータを実現できる。
［項目３］
前記制御回路（１３）は、
前記第２パターンにおいて前記第４スイッチング素子（Ｓ４）と前記第５スイッチング素子（Ｓ５）をオフ状態に制御し、
前記第４パターンにおいて前記第３スイッチング素子（Ｓ３）と前記第６スイッチング素子（Ｓ６）をオフ状態に制御し、
前記第４スイッチング素子（Ｓ４）のオン時間と前記第５スイッチング素子（Ｓ５）のオン時間は同等であり、
前記第３スイッチング素子（Ｓ３）のオン時間と前記第６スイッチング素子（Ｓ６）のオン時間は同等である、
ことを特徴とする項目２に記載の電力変換装置（１）。
これによれば、電力の逆流を防ぐことができ、無効電力を抑制することができる。よって、変換効率を向上させることができる。
［項目４］
前記制御回路（１３）は、前記第２直流部（Ｃ２、Ｅ２）から前記第１直流部（Ｅ１、Ｃ１）へ降圧して電力を伝送する場合、前記第１スイッチング素子（Ｓ１）－前記第４スイッチング素子（Ｓ４）に供給する駆動信号と、前記第５スイッチング素子（Ｓ５）－前記第８スイッチング素子（Ｓ８）に供給する駆動信号を入れ替える、
ことを特徴とする項目１から３のいずれか１項に記載の電力変換装置（１）。
これによれば、低騒音で高効率な降圧型の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを実現できる。
［項目５］
前記第１直流部（Ｅ１、Ｃ１）から前記第２直流部（Ｃ２、Ｅ２）へ昇圧して電力を伝送する場合、
前記第２ブリッジ回路（１２）は、前記絶縁トランス（ＴＲ１）の二次巻線（ｎ２）と前記第２直流部（Ｃ２、Ｅ２）が導通する第３期間と、前記絶縁トランス（ＴＲ１）の二次巻線（ｎ２）の両端が前記第２ブリッジ回路（１２）内で短絡する第４期間を含み、
前記制御回路（１３）は、
前記第１スイッチング素子（Ｓ１）－前記第８スイッチング素子（Ｓ８）に供給する駆動信号の周波数を固定し、
前記第４期間を可変制御し、
前記第４期間において、前記第６スイッチング素子（Ｓ６）と前記第８スイッチング素子（Ｓ８）、または、前記第５スイッチング素子（Ｓ５）と前記第７スイッチング素子（Ｓ７）をオン状態に制御する、
ことを特徴とする項目１から４のいずれか１項に記載の電力変換装置（１）。
これによれば、低騒音で高効率な昇降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータを実現できる。
［項目６］
前記制御回路（１３）は、前記第２直流部（Ｃ２、Ｅ２）から前記第１直流部（Ｅ１、Ｃ１）へ昇圧して電力を伝送する場合、前記第１スイッチング素子（Ｓ１）－前記第４スイッチング素子（Ｓ４）に供給する駆動信号と、前記第５スイッチング素子（Ｓ５）－前記第８スイッチング素子（Ｓ８）に供給する駆動信号を入れ替える、
ことを特徴とする項目５に記載の電力変換装置（１）。
これによれば、低騒音で高効率な昇降圧型の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを実現できる。
［項目７］
第１スイッチング素子（Ｓ１）と第２スイッチング素子（Ｓ２）が直列接続された第１レグと、第３スイッチング素子（Ｓ３）と第４スイッチング素子（Ｓ４）が直列接続された第２レグを有し、前記第１レグと前記第２レグが第１直流部（Ｅ１、Ｃ１）に並列接続される第１ブリッジ回路（１１）と、
第５スイッチング素子（Ｓ５）と第６スイッチング素子（Ｓ６）が直列接続された第３レグと、第７スイッチング素子（Ｓ７）と第８スイッチング素子（Ｓ８）が直列接続された第４レグを有し、前記第３レグと前記第４レグが第２直流部（Ｃ２、Ｅ２）に並列接続される第２ブリッジ回路（１２）と、
前記第１ブリッジ回路（１１）と前記第２ブリッジ回路（１２）の間に接続された絶縁トランス（ＴＲ１）と、
前記第１スイッチング素子（Ｓ１）－前記第８スイッチング素子（Ｓ８）を制御する制御回路（１３）と、を備え、
前記第１スイッチング素子（Ｓ１）－前記第８スイッチング素子（Ｓ８）のそれぞれに、逆並列にダイオード（Ｄ１－Ｄ８）が接続または形成されており、
前記第１直流部（Ｅ１、Ｃ１）から前記第２直流部（Ｃ２、Ｅ２）へ昇圧して電力を伝送する場合、
前記第２ブリッジ回路（１２）は、前記絶縁トランス（ＴＲ１）の二次巻線（ｎ２）と前記第２直流部（Ｃ２、Ｅ２）が導通する第１期間と、前記絶縁トランス（ＴＲ１）の二次巻線（ｎ２）の両端が前記第２ブリッジ回路（１２）内で短絡する第２期間を含み、
前記制御回路（１３）は、
前記第１スイッチング素子（Ｓ１）－前記第８スイッチング素子（Ｓ８）に供給する駆動信号の周波数を固定し、
前記第２期間を可変制御し、
前記第２期間において、前記第６スイッチング素子（Ｓ６）と前記第８スイッチング素子（Ｓ８）、または、前記第５スイッチング素子（Ｓ５）と前記第７スイッチング素子（Ｓ７）をオン状態に制御する、
ことを特徴とする電力変換装置（１）。
これによれば、低騒音で高効率な昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータを実現できる。
［項目８］
前記制御回路（１３）は、
前記第１直流部（Ｅ１、Ｃ１）から前記第２直流部（Ｃ２、Ｅ２）へ昇圧して電力を伝送する場合、
前記第１スイッチング素子（Ｓ１）と前記第４スイッチング素子（Ｓ４）がオン状態で、前記第６スイッチング素子（Ｓ６）と前記第８スイッチング素子（Ｓ８）、または、前記第５スイッチング素子（Ｓ５）と前記第７スイッチング素子（Ｓ７）がオン状態で、残りのスイッチング素子がオフ状態の第１パターン、
前記第１スイッチング素子（Ｓ１）と前記第４スイッチング素子（Ｓ４）がオン状態、及び前記第２スイッチング素子（Ｓ２）と前記第３スイッチング素子（Ｓ３）がオフ状態で、前記第２ブリッジ回路（１２）が整流状態の第２パターン、
前記第２スイッチング素子（Ｓ２）と前記第３スイッチング素子（Ｓ３）がオン状態で、前記第６スイッチング素子（Ｓ６）と前記第８スイッチング素子（Ｓ８）、または、前記第５スイッチング素子（Ｓ５）と前記第７スイッチング素子（Ｓ７）がオン状態で、残りのスイッチング素子がオフ状態の第３パターン、
前記第２スイッチング素子（Ｓ２）と前記第３スイッチング素子（Ｓ３）がオン状態、及び前記第１スイッチング素子（Ｓ１）と前記第４スイッチング素子（Ｓ４）がオフ状態で、前記第２ブリッジ回路（１２）が整流状態の第４パターン、を含んで制御する、
ことを特徴とする項目７に記載の電力変換装置（１）。
これによれば、低騒音で高効率な昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータを実現できる。
［項目９］
前記制御回路（１３）は、
前記第１パターンで前記第６スイッチング素子（Ｓ６）と前記第８スイッチング素子（Ｓ８）をオン状態に制御したとき、前記第３パターンで前記第５スイッチング素子（Ｓ５）と前記第７スイッチング素子（Ｓ７）をオン状態に制御し、
前記第１パターンで前記第５スイッチング素子（Ｓ５）と前記第７スイッチング素子（Ｓ７）をオン状態に制御したとき、前記第３パターンで前記第６スイッチング素子（Ｓ６）と前記第８スイッチング素子（Ｓ８）をオン状態に制御する、
ことを特徴とする項目８に記載の電力変換装置（１）。
これによれば、二次側を短絡させる際、上側のスイッチング素子（Ｓ５、Ｓ７）と下側のスイッチング素子（Ｓ６、Ｓ８）を交互に使用することができ、上側または下側のスイッチング素子に熱が集中することを防止することができる。
［項目１０］
前記制御回路（１３）は、
前記第２パターンにおいて前記第８スイッチング素子（Ｓ８）または前記第５スイッチング素子（Ｓ５）をオン状態に制御し、
前記第４パターンにおいて前記第７スイッチング素子（Ｓ７）または前記第６スイッチング素子（Ｓ６）をオン状態に制御する、
ことを特徴とする項目８または９に記載の電力変換装置（１）。
これによれば、同期整流を行うことで、ダイオードの導通損失を低減することができる。
［項目１１］
前記制御回路（１３）は、前記第２直流部（Ｃ２、Ｅ２）から前記第１直流部（Ｅ１、Ｃ１）へ昇圧して電力を伝送する場合、前記第１スイッチング素子（Ｓ１）－前記第４スイッチング素子（Ｓ４）に供給する駆動信号と、前記第５スイッチング素子（Ｓ５）－前記第８スイッチング素子（Ｓ８）に供給する駆動信号を入れ替える、
ことを特徴とする項目７から１０のいずれか１項に記載の電力変換装置（１）。
これによれば、低騒音で高効率な昇圧型の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを実現できる。
【符号の説明】
【0079】
Ｅ１ 第１直流電源、 Ｅ２ 第２直流電源、 １ 電力変換装置、 １１ 第１ブリッジ回路、 １２ 第２ブリッジ回路、 １３ 制御回路、 Ｓ１－Ｓ８ スイッチング素子、 Ｄ１－Ｄ８ ダイオード、 Ｌ リアクトル、 ＴＲ１ 絶縁トランス、 ｎ１ 一次巻線、 ｎ２ 二次巻線、 Ｌ１ 第１漏れインダクタンス、 Ｌ２ 第２漏れインダクタンス、 Ｃ１ 第１コンデンサ、 Ｃ２ 第２コンデンサ。
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】