特許 7424377 スイッチング電源装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2024-01-22

(45)【発行日】2024-01-30

(54)【発明の名称】スイッチング電源装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/155 20060101AFI20240123BHJP

【ＦＩ】

H02M3/155 H

【請求項の数】 10

(21)【出願番号】P 2021530480

(86)(22)【出願日】2020-02-10

(86)【国際出願番号】 JP2020005034

(87)【国際公開番号】W WO2021005819

(87)【国際公開日】2021-01-14

【審査請求日】2021-12-01

(31)【優先権主張番号】P 2019127565

(32)【優先日】2019-07-09

(33)【優先権主張国・地域又は機関】JP

【前置審査】

(73)【特許権者】

【識別番号】000006231

【氏名又は名称】株式会社村田製作所

(74)【代理人】

【識別番号】110000970

【氏名又は名称】弁理士法人 楓国際特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】細谷 達也

【審査官】高野 誠治

(56)【参考文献】

【文献】特開２０００－２２７８０８（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１４－１０３８４２（ＪＰ，Ａ）

【文献】特表２０１４－５０６７７６（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２００９－１４５２７７（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２００３－０５２１７０（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０２Ｍ ３／００ － ３／４４

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

出力部に電流を供給する電流経路に対して直列に接続されるインダクタと、前記出力部に並列に接続されるキャパシタと、前記インダクタに流れるスイッチング電流を生成するスイッチング素子と、前記インダクタに流れる電流を検知するインダクタ電流検知回路と、前記インダクタ電流検知回路の検知結果に応じて前記スイッチング素子をスイッチング周波数でスイッチング制御するスイッチング制御回路と、を備え、
前記インダクタ電流検知回路は、直列接続された検知キャパシタ及び検知抵抗で構成される時定数回路を有し、前記インダクタに並列接続され、
前記時定数回路における前記検知キャパシタのキャパシタンスと前記検知抵抗の抵抗値の積であるCR積は、前記スイッチング周波数における定格動作温度において、前記インダクタが有するインダクタンス及び等価直流抵抗ＤＣＲの値ではなく周波数特性を有する等価直列抵抗の値に対して所定の等式関係を有し、
前記検知キャパシタは、自己共振周波数よりも低い周波数帯域において、前記スイッチング周波数からの周波数上昇に伴ってキャパシタンスが減少する、キャパシタンスの周波数特性を有し、当該周波数の変化に対する前記キャパシタンスの変化により、前記等価直列抵抗の抵抗値の、周波数に対する増加を補償して、前記スイッチング周波数から高周波帯域に亘って、前記所定の等式関係を維持し、
前記インダクタ電流検知回路は、前記検知キャパシタの両端電圧を前記インダクタに流れる電流を検知する電気信号として出力し、
前記検知キャパシタと前記検知抵抗は、前記インダクタに熱的に結合し、
前記検知キャパシタは、前記インダクタの温度変化に相関する温度影響を受けて前記インダクタに応じて温度を変化させ、前記インダクタの温度上昇に応じて減少するインダクタンス値および増加する前記等価直列抵抗の抵抗値を補償する温度特性とキャパシタンス値を設定し、
前記時定数は、前記熱的な結合に応じて変化特性が定められており、
前記定格動作温度から高温域に亘って、前記所定の等式関係を維持する、
スイッチング電源装置。

【請求項2】

出力部に電流を供給する電流経路に対して直列に接続されるインダクタと、前記出力部に並列に接続されるキャパシタと、前記インダクタに流れるスイッチング電流を生成するスイッチング素子と、前記インダクタに流れる電流を検知するインダクタ電流検知回路と、前記インダクタ電流検知回路の検知結果に応じて前記スイッチング素子をスイッチング周波数でスイッチング制御するスイッチング制御回路と、を備え、
前記インダクタ電流検知回路は、直列接続された検知キャパシタ及び検知抵抗で構成される時定数回路を有し、前記インダクタに並列接続され、
前記時定数回路における前記検知キャパシタのキャパシタンスと前記検知抵抗の抵抗値の積であるCR積は、前記スイッチング周波数における定格動作温度において、前記インダクタが有するインダクタンス及び等価直流抵抗ＤＣＲの値ではなく周波数特性を有する等価直列抵抗の値に対して所定の等式関係を有し、
前記検知キャパシタは、前記インダクタに熱的に結合し、前記インダクタの温度変化に相関する温度影響を受け、自己共振周波数よりも低い周波数帯域において、前記スイッチング周波数からの周波数上昇に伴ってキャパシタンスが減少する、キャパシタンスの周波数特性を有し、当該周波数の変化に対する前記キャパシタンスの変化により、前記等価直列抵抗の抵抗値の、周波数に対する増加を補償し、前記スイッチング周波数から高周波帯域に亘って、前記所定の等式関係を維持し、
前記時定数回路は、前記定格動作温度からの昇温に伴って前記CR積が小さくなる、時定数の温度特性を有し、当該温度の変化に対する前記CR積の変化により、前記インダクタのインダクタンスの、温度に対する変化、及び前記インダクタの等価直列抵抗の、温度に対する変化が補償されて、前記定格動作温度から高温域に亘って、前記所定の等式関係が維持され、
前記インダクタ電流検知回路は、前記検知キャパシタの両端電圧を前記インダクタに流れる電流を検知する電気信号として出力し、
前記検知抵抗は、前記インダクタの温度変化に相関する温度影響を受けて前記インダクタに応じて温度を変化させ、前記インダクタの温度上昇に応じて減少するインダクタンス値および増加する前記等価直列抵抗の抵抗値を補償する温度特性と抵抗値を設定し、
前記時定数は、前記熱的な結合に応じて変化特性が定められており、前記定格動作温度から高温域に亘って、前記所定の等式関係を維持する、
スイッチング電源装置。

【請求項3】

前記インダクタ電流検知回路は、前記検知キャパシタの両端に電気的に接続される２端子入力部を有する差動増幅回路を備え、
前記２端子入力部への電気信号の入力経路に、少なくとも１つの抵抗が直列に接続された、
請求項１又は２に記載のスイッチング電源装置。

【請求項4】

前記インダクタのインダクタンスをLo、等価直列抵抗の抵抗値をRsで表すとき、
前記所定の等式関係は、Lo / Rs が前記CR積と等しい関係である、
請求項１から３のいずれかに記載のスイッチング電源装置。

【請求項5】

前記検知キャパシタは、周波数変化に対するキャパシタンス変化が負の傾きを有する積層セラミックコンデンサである、
請求項１、３又は４に記載のスイッチング電源装置。

【請求項6】

前記検知キャパシタは、温度変化に対するキャパシタンスの変化が負の傾きを有する積層セラミックコンデンサである、
請求項２、３又は４に記載のスイッチング電源装置。

【請求項7】

前記検知抵抗の抵抗値は温度の変化に対して変化する特性を有し、前記検知抵抗は前記インダクタの温度変化に相関する温度影響を受ける、
請求項６に記載のスイッチング電源装置。

【請求項8】

前記検知キャパシタは、使用温度範囲で強誘電性を示して高誘電率を発現する高誘電率系の誘電体を備えるキャパシタである、
請求項１から７のいずれかに記載のスイッチング電源装置。

【請求項9】

前記検知キャパシタは、使用温度範囲で強誘電性を示さない、印加電圧－誘電率のヒステリシスループの小さな低誘電率系の誘電体を備えるキャパシタである、
請求項１から７のいずれかに記載のスイッチング電源装置。

【請求項10】

前記検知キャパシタは、使用温度範囲における誘電率の変化が、低誘電率系の誘電体の変化率以下である、温度補償用キャパシタである、
請求項１から７のいずれかに記載のスイッチング電源装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、インダクタと、このインダクタに流れるスイッチング電流を検知するインダクタ電流検知回路を備えるスイッチング電源装置に関する。

【背景技術】

【0002】

スイッチング電源装置においては、インダクタに流れる電流を高い精度で検知することの重要性が高まっている。例えばプロセッサに対する電源電圧を供給する電源装置では、プロセッサの動作電圧の低電圧化に応じて、低電圧大電流化が求められている。このような大電流を出力する電源装置では、電源装置内のインダクタに流れる電流は大きく、入力電圧や負荷の変化、温度の変化などに対しても大きなインダクタ電流を高精度かつ低電力損失で検知する技術が求められている。

【0003】

インダクタ電流を高精度に検知できれば、（１）回路を保護するために、出力電流を制限して、出力短絡や過負荷に対する保護が可能となる。また、その他に、（２）出力を高速かつ安定的に制御するための電流モード制御ループの構成、（３）多相コンバータの位相間の電流分担による電流バランス、（４）マイクロプロセッサコア電源の適応型電圧ポジショニング（AVP）の実現、（５）負荷電流の遠隔測定、（６）ホストコントローラ又はマイクロプロセッサへのモニタリング監視の実行、などが可能になる。

【0004】

電流を検知する回路構成としては、電流経路に直列に挿入される抵抗の降下電圧を検出するものがある。例えば、１０Ａ未満の小電流では正確な電流を検知する解決策となる場合もあるが、大電流では、回路サイズと電力損失を考慮すると、実用的ではない。小さな電力損失での電流検知のために、電力変換回路を構成する回路素子を利用すると、高電力密度及び低コスト化の面で有利である。

【0005】

一方、上述の電力変換回路の回路素子を用いる回路構成ではいくつかの課題がある。例えば、降圧型コンバータ又は昇圧型コンバータにおいて、スイッチング素子のオン抵抗を電流検知に用いる回路では、このオン抵抗の初期許容誤差が大きく（通常±３０％）、また、ＭＯＳＦＥＴの抵抗素子（シリコンダイ、アルミニウム、銅の接続部）には固有の温度に対する変化があり、ローサイドＭＯＳＦＥＴのオン抵抗の両端の電圧を検知するだけでは不正確となる。また、ローサイドＭＯＳＦＥＴが導通しているときにのみに検知が可能であり、ハイサイドＭＯＳＦＥＴのオン期間では電流検知を行えない。

【0006】

これとは対照的に、例えば特許文献１に開示されているように、インダクタの直流抵抗（ＤＣＲ）を電流検知に用いる技術では、公差は比較的に小さく（通常±８％と規定）、ポイントオブロード（ＰＯＬ）アプリケーション用のＤＣ－ＤＣコンバータで用いられている。このような、インダクタの両端電圧から電流を検知する技術は、自動車用、産業用、オーディオ用の単相及び多相ブーストコンバータの入力電流検知にも利用が検討されており、有用な技術として注目されている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0007】

【文献】米国特許第５８７７６１１号明細書

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0008】

インダクタの直流抵抗（ＤＣＲ）を電流検知に用いる技術では、電力変換回路における入力電圧や負荷が変化した場合に、電流検知の精度が大きく低下するという問題がある。つまり、入力電圧や負荷が変化すると、それに応じてインダクタに流れる電流波形が変化するので、電流検知の精度が低下する。入力電圧や負荷の変化に応じて電流検知信号を補正することは可能であるが、回路が大型化、複雑化し、周辺回路での電力消費の発生により、電力効率が低下し、実用性は大きく低下する。

【0009】

また、電力変換回路が動作して、インダクタが発熱した場合やインダクタの周囲温度が変化する場合には、電流検知の精度が大きく低下するという問題がある。これを解決するために、インダクタの温度や周囲温度の変化に応じて電流検知信号を補正することは可能であるが、回路が大型化、複雑化し、周辺回路での電力消費の発生により電力効率が低下するので、やはり、実用性は大きく低下する。

【0010】

そこで、本発明の目的は、少ない部品による簡素な回路構成で、入力電圧や負荷の変化、スイッチング周波数の変化、インダクタの発熱、インダクタの周囲温度の変化、等があっても、高い電流検知精度が維持でき、高効率な電力変換を実現できる、簡素で小型のスイッチング電源装置を提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0011】

（１）本開示の一例としてのスイッチング電源装置は、
出力部に電流を供給する電流経路に対して直列に接続されるインダクタと、前記出力部に並列に接続されるキャパシタと、前記インダクタに流れるスイッチング電流を生成するスイッチング素子と、前記インダクタに流れる電流を検知するインダクタ電流検知回路と、前記インダクタ電流検知回路の検知結果に応じて前記スイッチング素子をスイッチング周波数でスイッチング制御するスイッチング制御回路と、を備え、
前記インダクタ電流検知回路は、直列接続された検知キャパシタ及び検知抵抗を有する時定数回路で構成されて、前記インダクタに並列接続され、
前記時定数回路における前記検知キャパシタのキャパシタンス（C）と前記検知抵抗の抵抗値（R）の積であるCR積は、前記スイッチング周波数において、前記インダクタが有するインダクタンス及び等価直列抵抗の値に対して所定の等式を有し、
前記検知キャパシタは、前記スイッチング周波数からの周波数上昇に伴ってキャパシタンスが減少する、キャパシタンスの周波数特性を有し、当該周波数の変化に対する前記キャパシタンスの変化により、前記等価直列抵抗の抵抗値の周波数に対する変化が補償されて、前記スイッチング周波数から高周波帯域に亘って、前記所定の等式関係が維持され、
前記インダクタ電流検知回路は、前記検知キャパシタの両端電圧を前記インダクタに流れる電流を検知する電気信号として出力する。

【0012】

上記構成により、インダクタの等価直列抵抗の抵抗値が周波数に対して増加する変化に対して、前記所定の等式関係を維持できる。当該周波数の変化に対する前記キャパシタンスの変化により、前記等価直列抵抗の抵抗値の周波数に対する変化が補償される。そのため、インダクタ電流の波形が変化して、インダクタ電流に含まれる、スイッチング周波数の高調波成分の大きさや割合が変化しても、時定数回路のCR時定数は、上記インダクタのインダクタンス及び等価直列抵抗の値に対して所定（一定）の等式関係を維持する。

【0013】

したがって、入力電圧や負荷が変化することでインダクタ電流の波形が変化し、スイッチング周波数の基本波に対する高調波成分の大きさや割合が変化しても、上記所定の等式関係が維持されて、インダクタ電流の検知精度の低下は小さい。

【0014】

（２）本開示の一例としてのスイッチング電源装置は、
出力部に電流を供給する電流経路に対して直列に接続されるインダクタと、前記出力部に並列に接続されるキャパシタと、前記インダクタに流れるスイッチング電流を生成するスイッチング素子と、前記インダクタに流れる電流を検知するインダクタ電流検知回路と、前記インダクタ電流検知回路の検知結果に応じて前記スイッチング素子をスイッチング周波数でスイッチング制御するスイッチング制御回路と、を備え、
前記インダクタ電流検知回路は、直列接続された検知キャパシタ及び検知抵抗で構成される時定数回路を有し、前記インダクタに並列接続され、
前記検知キャパシタは前記インダクタの温度変化に相関する温度影響を受け、
前記時定数回路における前記検知キャパシタのキャパシタンス（C）と前記検知抵抗の抵抗値（R）の積であるCR積は、定格動作温度において、前記インダクタが有するインダクタンス及び等価直列抵抗の値に対して所定の等式関係を有し、
前記時定数回路は、前記定格動作温度からの昇温に伴って前記CR積が小さくなる、時定数の温度特性を有し、当該温度の変化に対する前記CR積の変化により、前記インダクタのインダクタンスの、温度に対する変化、及び前記インダクタの等価直列抵抗の、温度に対する変化が補償されて、前記定格動作温度から高温域に亘って、前記所定の等式関係が維持され、
前記インダクタ電流検知回路は、前記検知キャパシタの両端電圧を前記インダクタに流れる電流を検知する電気信号として出力する。

【0015】

インダクタは、そこに流れる電流が、磁性材料を磁気飽和させる電流に達すると、磁性材料の透磁率の低下に伴ってインダクタンス値が低下する直流重畳特性を有する。温度が上がると、上記磁気飽和に達する電流が小さくなるので、より少ない電流量でもインダクタンス値は低下する。

【0016】

また、インダクタは、導体の抵抗率の温度特性に応じて、温度変化に対して等価直列抵抗の値が変化する。つまり、温度が上がるほど等価直列抵抗値は増大する。

【0017】

上記構成によれば、温度上昇に伴ってインダクタのインダクタンスが減少しても、また、等価直列抵抗値が増大しても、当該温度の変化に対する前記CR積の変化により、前記インダクタの温度変化に対するインダクタンス値の変化及び等価直列抵抗値の変化が補償される。そのため、インダクタの温度が上昇しても、時定数回路の時定数は、上記インダクタのインダクタンス及び等価直列抵抗の値に対して所定の等式関係を維持する。

【0018】

したがって、インダクタの発熱、インダクタの周囲温度の変化、等があっても、上記所定の等式関係が維持されて、インダクタ電流の検知精度の低下は小さい。

【発明の効果】

【0019】

本発明によれば、少ない部品による簡素な回路構成で、入力電圧や負荷の変化、スイッチング周波数の変化、インダクタの発熱、インダクタの周囲温度の変化、等があっても、高い電流検知精度が維持でき、高効率な電力変換を実現できる、簡素で小型のスイッチング電源装置が得られる。

【図面の簡単な説明】

【0020】

【図1】図１（Ａ）、図１（Ｂ）は、第１の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。

【図2】図２は、図１（Ｂ）に示した各部の電圧電流のシミュレーションによる波形図である。

【図3】図３（Ａ）はインダクタＬ１のインダクタンス成分（図１（Ｂ）に示すＬｏ）の、周波数に対する変化特性を示す図であり、図３（Ｂ）はインダクタＬ１の交流抵抗特性（等価直列抵抗Ｒｓの周波数に対する変化特性）を示す図である。

【図4】図４は検知キャパシタＣ１として、積層セラミックコンデンサを用いたときの、その積層セラミックコンデンサの、周波数に対する特性を示す図である。

【図5】図５はインダクタの電流に対するインダクタンス値の温度特性を示す図である。

【図6】図６は、１，２，３で示す３種類の積層セラミックコンデンサの比誘電率の温度特性を示す図である。

【図7】図７（Ａ）は、検知抵抗Ｒ１、抵抗素子Ｒ２及び検知キャパシタＣ１でインダクタ電流検知回路２が構成された部分回路図である。図７（Ｂ）、図７（Ｃ）は、検知抵抗Ｒ１１，Ｒ１２及び検知キャパシタＣ１でインダクタ電流検知回路２が構成された部分回路図である。

【図8】図８は第２の実施形態に係る電源システムの回路図である。

【図9】図９は、図８に示した負荷分散コントローラ４が備える、増幅及び電流共有を行う部分の回路図である。

【図10】図１０は、第３の実施形態に係る電源システムの回路図である。

【図11】図１１は、図１０に示した、負荷分散コントローラ４、スイッチング回路ＤＤ、抵抗素子Ｒ３１，Ｒ３２部分の、別の構成例を示す回路図である。

【発明を実施するための形態】

【0021】

以降、図を参照して幾つかの具体的な例を挙げて、本発明を実施するための複数の形態を示す。各図中には同一箇所に同一符号を付している。要点の説明又は理解の容易性を考慮して、実施形態を説明の便宜上、複数の実施形態に分けて示すが、異なる実施形態で示した構成の部分的な置換又は組み合わせは可能である。第２の実施形態以降では第１の実施形態と共通の事柄についての記述を省略し、異なる点についてのみ説明する。特に、同様の構成による同様の作用効果については実施形態毎には逐次言及しない。

【0022】

《第１の実施形態》
図１（Ａ）、図１（Ｂ）は、第１の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。このスイッチング電源装置１０１は、インダクタＬ１、キャパシタＣｏ、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２、スイッチング制御回路１、インダクタ電流検知回路２、差動増幅回路３、及び抵抗素子Ｒ３１，Ｒ３２，Ｒ３３，Ｒ３４を備える。ＶＤＤは電源電圧端子、ＧＮＤはグランド端子である。

【0023】

インダクタＬ１は出力部Ｐｏに電流を供給する電流経路ＣＰに対して直列に接続される。キャパシタＣｏは出力部Ｐｏに並列に（出力部Ｐｏの電圧出力端とグランドとの間に）接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、インダクタＬ１に流れるスイッチング電流を生成する。スイッチング制御回路１はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をスイッチング制御する。インダクタ電流検知回路２は、インダクタＬ１に流れる電流を検知する。

【0024】

スイッチング制御回路１は、抵抗素子Ｒ３１，Ｒ３２による抵抗分圧回路の出力電圧が一定となるようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング制御を行うことで出力電圧を安定化する。また、次に示すインダクタ電流に応じて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング制御を行う。

【0025】

インダクタ電流検知回路２は、直列接続された検知キャパシタＣ１及び検知抵抗Ｒ１による時定数回路で構成されている。このインダクタ電流検知回路２はインダクタＬ１に並列接続されている。

【0026】

インダクタ電流検知回路２は、検知キャパシタＣ１の両端電圧を、インダクタ電流の比例値として出力する。この検知キャパシタＣ１の両端電圧は差動増幅回路３に入力され、差動増幅回路３による増幅電圧がスイッチング制御回路１に入力される。

【0027】

図１（Ｂ）はインダクタＬ１を、インダクタンスＬｏ及び等価直列抵抗Ｒｓで表した部分回路図である。インダクタ電流検知回路２の（時定数回路の）時定数は、インダクタＬ１が有するインダクタンスＬｏ及び等価直列抵抗Ｒｓの値に対して所定の等式関係を有する。ここで、インダクタンスＬｏの値をＬｏ、等価直列抵抗Ｒｓの抵抗値をＲｓ、検知キャパシタＣ１のキャパシタンスをＣｔ、検知抵抗Ｒ１の抵抗値をＲｔで表すと、
Ｌｏ／Ｒｓ＝ＣｔＲｔ の等式関係にある。ここで、Ｌｏ／ＲｓはインダクタＬ１の時定数、ＣｔＲｔはインダクタ電流検知回路２の時定数ということができる。つまり、検知抵抗Ｒ１の抵抗値をＲｔ及びインダクタＬ１の等価直列抵抗Ｒｓの抵抗値が一定であれば、検知キャパシタＣ１の両端電圧はインダクタＬ１に流れる電流に比例する（特許文献１）。検知キャパシタＣ１とインダクタＬ１とは熱的に結合していて、検知キャパシタＣ１はインダクタＬ１の温度変化に相関する温度影響を受ける。つまり、インダクタＬ１の温度に応じて検知キャパシタＣ１の温度は変化する。

【0028】

等価直列抵抗Ｒｓは周波数変化に対して抵抗値が変化する特性を有する。つまり、等価直列抵抗Ｒｓの抵抗値は周波数が高いほど大きい。一方、検知キャパシタＣ１のキャパシタンスも周波数変化に対してキャパシタンスが変化する特性を有する。検知キャパシタＣ１は、印加電圧の周波数が高いほどキャパシタンスは低い、という特性を有する。そのため、周波数変化に応じてＲｓとＣｔが逆方向に変化して、Ｌｏ／Ｒｓ＝ＣｔＲｔの等式関係が維持される。このことにより、スイッチング周波数から高周波帯域までの広帯域に亘って、上記所定の等式関係が維持され、インダクタ電流検知回路２の出力電圧（検知キャパシタＣ１の両端電圧）は、インダクタ電流の波形が変化しても、比例係数一定で、インダクタ電流の比例値を出力する。

【0029】

上記差動増幅回路３は入力部に直列に抵抗素子Ｒ３３，Ｒ３４が接続されていて、小さな電流検知信号を増幅するため、小さな損失でインダクタ電流を検知できる。

【0030】

図２は、図１（Ｂ）に示した各部の電圧電流のシミュレーションによる波形図である。図２において、波形Ｖｓｗは、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧の波形である。波形ｉＬはインダクタＬ１に流れる電流の波形である。波形Ｖｏｕｔ１は等価直列抵抗Ｒｓの両端電圧の波形であり、波形Ｖｏｕｔ２はインダクタ電流検知回路２の出力電圧の波形である。波形Ｖｏｕｔ１と波形Ｖｏｕｔ２とは完全に重なって一つに見える。

【0031】

図２に表れているように、インダクタ電流は三角波であり、３次、５次、７次、９次・・・といった奇数倍高調波を含む。等価直列抵抗Ｒｓの抵抗値はインダクタに流れる電流の周波数変化に対して変化するが、後に示すように、検知キャパシタＣ１のキャパシタンスの周波数変化に対する変化によって、上記Ｌｏ／Ｒｓ＝ＣｔＲｔの等式関係が維持される。そのため、スイッチング周波数より高周波帯の周波数成分の大きさや割合の変化による影響を受けずに、インダクタ電流検知回路２の出力電圧（検知キャパシタＣ１の両端電圧）は、インダクタ電流の波形が変化しても、比例係数一定で、インダクタ電流の比例値を出力する。

【0032】

ここで、インダクタＬ１の等価直列抵抗の、抵抗値の周波数特性と検知キャパシタＣ１の、キャパシタンスの周波数特性との関係について示す。

【0033】

図３（Ａ）はインダクタＬ１のインダクタンス成分（図１（Ｂ）に示すＬｏ）の、周波数特性を示す図であり、図３（Ｂ）はインダクタＬ１の交流抵抗特性（等価直列抵抗Ｒｓの周波数特性）を示す図である。インダクタＬ１のインダクタンス成分の周波数変化に対する変化は小さく、40MHzまでは一定である。これに対し、等価直列抵抗は周波数が高くなるほど値が大きくなる。これは、鉄損（ヒステリシス損及び渦電流損）を有し、これらの損失項は周波数が高くなるほど大きくなるからである。

【0034】

図４は検知キャパシタＣ１として、積層セラミックコンデンサを用いたときの、その積層セラミックコンデンサの、周波数に対する特性を示す図である。図４において、太い実線は検知キャパシタＣ１のインピーダンス｜Ｚ｜、破線は等価直列抵抗ＥＳＲを示している。インピーダンス｜Ｚ｜は、自己共振周波数より低い周波数帯域では１／ωＣの傾きで変化し、自己共振周波数より高い周波数帯域ではωＬの傾きで変化する。ここでＣは検知キャパシタＣ１のキャパシタンス、Ｌは検知キャパシタＣ１の寄生インダクタンス成分である。等価直列抵抗ＥＳＲは低周波領域と高周波領域とで大きくなる。

【0035】

上記特性となる理由は次のように説明できる。

【0036】

［低周波領域］
周波数が低い領域における｜Ｚ｜は、理想コンデンサと同じように周波数に反比例して減少する。ＥＳＲは、誘電体の分極の遅延による誘電損失に相当する値を示す。

【0037】

［共振点付近］
周波数が高くなると、寄生インダクタンスや電極の比抵抗などによるＥＳＲの影響で｜Ｚ｜の挙動は理想的なキャパシタの特性（１／ωＣの傾き）から外れ、極小値を示す。｜Ｚ｜が極小値となる自己共振周波数で、｜Ｚ｜＝ＥＳＲとなる。自己共振周波数を超えると、素子の特性がキャパシタからインダクタに変わり、｜Ｚ｜は増加に転じる。自己共振周波数より低い領域は容量性領域となり、高い領域は誘導性領域となる。ＥＳＲについては、誘電損失に加えて電極起因による損失分が影響する。

【0038】

［高周波領域］
共振点より高い周波数領域において、｜Ｚ｜は寄生インダクタンス（Ｌ）によって特性が決まる。高周波領域の｜Ｚ｜は周波数に比例して増加する。ＥＳＲについては、電極の表皮効果や近接効果の影響が現れる。

【0039】

積層セラミックコンデンサは、高周波特性に優れ、構造において、他のコンデンサに比べて、等価直列抵抗や等価直列インダクタンス（ESL, Equivalent Series Inductance）が小さいインピーダンス特性を示す。アルミ電解コンデンサやタンタル電解コンデンサはESR成分が高いために、インピーダンスも高くなるが、セラミックコンデンサは高い周波数になるほどインピーダンスが小さくなる。

【0040】

上記検知キャパシタＣ１のインピーダンス｜Ｚ｜の、理想的なキャパシタの特性（１／ωＣの傾き）からの差分は、自己共振周波数まで、周波数が高くなるほど、大きくなる。つまり、検知キャパシタＣ１である積層セラミックコンデンサのキャパシタンスは、印加電圧の周波数が高いほどキャパシタンスが低い、という周波数特性を有する。換言すると、検知キャパシタＣ１は周波数変化に対するキャパシタンス変化が負の傾きを有する。

【0041】

このように、検知キャパシタＣ１のキャパシタンスの周波数特性を適宜選定することで、この検知キャパシタＣ１のキャパシタンスの周波数に対する変化により、インダクタＬ１の等価直列抵抗の抵抗値の周波数に対する変化が補償されて、スイッチング周波数から高周波帯域に亘って、Ｌｏ／Ｒｓ＝ＣｔＲｔの等式関係が維持できる。

【0042】

次に、インダクタＬ１の、インダクタンス値の及び等価直列抵抗Ｒｓの温度特性と検知キャパシタＣ１のキャパシタンスの温度特性との関係について示す。

【0043】

図５はインダクタの電流に対するインダクタンス値の温度特性を示す図である。インダクタは、そこに流れる電流が、磁性材料を磁気飽和させる電流に達すると、磁性材料の透磁率の低下に伴ってインダクタンス値が低下する。図５に示す例では、５０℃において、約３．３Ａ以上で磁気飽和しはじめ、それ以上の電流の増大に伴ってインダクタンス値が低下する。このような直流重畳特性は温度に応じて変化する。つまり、温度が上がると、上記磁気飽和に達する電流が小さくなるので、図５に表れているように、より少ない電流量でもインダクタンス値は低下する。

【0044】

また、インダクタは導体の抵抗率の温度特性に応じて、温度変化に対して等価直列抵抗の値が変化する。つまり、温度が上がるほど等価直列抵抗値は増大する。さらに、直流成分の抵抗値だけでなく、交流成分の抵抗値も温度が上がるほど増加する。

【0045】

図６は、特性曲線１，２，３で示す３種類の積層セラミックコンデンサの比誘電率の温度特性を示す図である。図６において、比誘電率がピークとなる温度はキュリー点である。積層セラミックコンデンサを形成する誘電体材料には、大別して次の３つの種類がある。

【0046】

（１）使用温度範囲で強誘電性を示す（強誘電相となる）ため、高い静電容量が得られる高誘電率系の誘電体材料、例えばBaTiO₃ ベースのコアシェル構造の誘電体材料であり、比誘電率は数１００～数１０００である。

【0047】

（２）使用温度範囲で強誘電性を示さない（常誘電相となる）ため、低誘電率であるが、ヒステリシスループが小さく、低損失な低誘電率系誘電体材料、例えばBaTiO₃ ベースの均一構造の誘電体材料であり、比誘電率は数１０である。

【0048】

（３）極端に誘電率は低いが、温度による変化をほとんど示さず、損失が小さい温度補償用キャパシタの誘電体材料。

【0049】

インダクタＬ１を構成する、銅巻線の抵抗の温度係数は、3930 ppm／℃である。例えば、25℃から100℃への巻線温度の上昇により、抵抗値は30％増加する。このように、インダクタＬ１は、温度変化に対して等価直列抵抗ＥＳＲが大きく変化する特性を有する。なお、一部のインダクタでは、マンガニン銅合金の巻線を使用する。このマンガニン銅合金は、通常、86％の銅、12％のマンガン、2％のニッケルの合金であり、温度係数が実質的に０という利点があるが、利用可能なインダクタの範囲は非常に限られている。また、銅と比較して巻線の導電率が低く、電力損失は大きい。さらにインダクタのサイズも大型化する。

【0050】

上述したように、温度上昇に伴ってインダクタのインダクタンス値が減少し、等価直列抵抗及び交流抵抗が増加するインダクタを用いる場合、検知キャパシタＣ１として、温度が高くなるほど、そのキャパシタンスが低下する、という特性を有するキャパシタを用いる。図６に示した例では、特性曲線２に示す、ヒステリシスループが小さく、低損失な低誘電率系誘電体材料のキャパシタが適している。

【0051】

上記検知キャパシタＣ１のインピーダンス｜Ｚ｜は、温度が高くなるほど、大きくなる。つまり、検知キャパシタＣ１である積層セラミックコンデンサのキャパシタンスは、高温になるほどキャパシタンスが低下する、という温度特性を有する。換言すると、検知キャパシタＣ１は、温度変化に対するキャパシタンス変化が負の傾きを有する。

【0052】

図６に基づく上記説明では、図６中特性曲線２に示す、低損失な低誘電率系誘電体材料の積層セラミックコンデンサが適することを示したが、温度の変化に対してキャパシタンスを大きく変化させたい場合は、図６中特性曲線１に示す、高い静電容量が得られる高誘電率系の誘電体材料の積層セラミックコンデンサを用い、温度の変化に対してキャパシタンスをあまり変化させたくない場合は、図６中特性曲線３に示す、低損失な低誘電率系誘電体材料の積層セラミックコンデンサを用いる。つまり、検知キャパシタに用いる積層セラミックコンデンサの誘電体材料に起因するコンデンサの種類を適切に選び、必要に応じてこれらを組み合わせることにより、温度変化に対する所望のキャパシタンスの変化を設計することができる。

【0053】

このように、検知キャパシタＣ１のキャパシタンスの温度特性を適宜選定して設計することで、この検知キャパシタＣ１の温度に対する変化により、インダクタＬ１のインダクタンス値Ｌｏ及び等価直列抵抗値Ｒｓの周波数に対する変化が補償されて、広い温度範囲に亘って、Ｌｏ／Ｒｓ＝ＣｔＲｔの等式関係が維持できる。

【0054】

インダクタ電流検知回路２の時定数は、検知抵抗Ｒ１の抵抗値の温度特性によっても変化する。検知抵抗Ｒ１はインダクタＬ１に熱的に結合していて、インダクタＬ１の温度変化に相関する温度影響を受ける。つまり、インダクタＬ１の温度に応じて検知抵抗Ｒ１の抵抗値は変化する。上記検知キャパシタＣ１の温度に対する変化特性と検知抵抗Ｒ１の温度に対する変化特性とによって、インダクタ電流検知回路２の時定数の温度に対する変化特性を定めることができる。

【0055】

図１（Ａ）、図１（Ｂ）では、インダクタ電流検知回路２に、温度変化に対する抵抗値変化の無い、又は温度変化に対する抵抗値変化を利用しない検知抵抗Ｒ１を有する例を示したが、検知キャパシタＣ１だけでなく、検知抵抗Ｒ１が温度に対して抵抗値変化する特性を有していてもよい。

【0056】

また、図１では、インダクタ電流検知回路２の時定数回路に単一の検知抵抗Ｒ１を有する例を示したが、複数の抵抗素子を有する時定数回路を構成していてもよい。

【0057】

図７（Ａ）は、検知抵抗Ｒ１、抵抗素子Ｒ２及び検知キャパシタＣ１でインダクタ電流検知回路２が構成された部分回路図である。抵抗素子Ｒ２の抵抗値は検知抵抗Ｒ１の抵抗値より高い。インダクタ電流検知回路２の時定数は、主に検知抵抗Ｒ１の抵抗値と検知キャパシタＣ１のキャパシタンスとで定まるが、抵抗素子Ｒ２の抵抗値によって微調整できる。

【0058】

図７（Ｂ）、図７（Ｃ）は、検知抵抗Ｒ１１，Ｒ１２及び検知キャパシタＣ１でインダクタ電流検知回路２が構成された部分回路図である。図７（Ｂ）に示す例では、検知抵抗Ｒ１１，Ｒ１２が並列接続されていて、図７（Ｃ）に示す例では、検知抵抗Ｒ１１，Ｒ１２が直列接続されている。検知抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の一方は、抵抗値の、温度に対する変化特性を有する抵抗素子である。そのため、検知抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の合成抵抗値は温度に対して変化する特性を有する。例えば、検知抵抗Ｒ１１は通常の抵抗素子であり、検知抵抗Ｒ１２は、負の温度係数を有するサーミスタである。

【0059】

このように、抵抗値の温度に対して変化する特性を有する抵抗素子と、温度に対して変化しない特性を有する抵抗素子との組み合わせによって、インダクタ電流検知回路２の時定数の、温度に対する変化特性を適宜定めることができる。

【0060】

《第２の実施形態》
第２の実施形態では、マルチセルコンバータ構成のスイッチング電源装置において、各セルコンバータのインダクタ電流を検知して、電流バランスをとるように構成された電源システムの例を示す。

【0061】

図８は第２の実施形態に係る電源システムの回路図である。この電源システムは２つのセルコンバータ１１，１２と、それらを制御するマイクロプロセッサ５とを備える。セルコンバータ１１，１２は、インダクタＬ１、キャパシタＣｉ，Ｃｏ、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２、スイッチング制御回路１、インダクタ電流検知回路２、及び負荷分散コントローラ４をそれぞれ備える。

【0062】

負荷分散コントローラ４は、出力部Ｐｏの電圧を検出し、出力電圧が所定値となるように、スイッチング制御回路１へ帰還信号を与える。また、２つの負荷分散コントローラ４は、電流共有信号線（カレントシェアバス）ＣＳＢで接続されていて、セルコンバータ１１，１２の負荷率が等しくなるように、スイッチング制御回路１へ帰還信号を与える。つまり、負荷分散コントローラ４はインダクタ電流検知回路２の出力電圧を入力し、２つのセルコンバータ１１，１２のインダクタ電流が等しくなるように、スイッチング制御回路１へ帰還信号をそれぞれ出力する。

【0063】

図８に示した例では、２つのセルコンバータ１１，１２を備える電源システムを示したが、３つ以上のセルコンバータを備える場合にも同様に適用できる。

【0064】

図９は、図８に示した負荷分散コントローラ４が備える、増幅及び電流共有を行う部分の回路図である。インダクタ電流検知回路２の出力信号は初段の増幅回路で１００倍に電圧増幅され、２段目と３段目の増幅回路で、電流共有信号線（カレントシェアバス）ＣＳＢの電圧との差分が検出される。この電圧がスイッチング制御回路１へ帰還される。

【0065】

このようにして、複数のセルコンバータが負荷分散を行う電源システムにおいて、各セルコンバータのインダクタ電流が高精度に検知されるので、適正な負荷分散がなされる。

【0066】

《第３の実施形態》
第３の実施形態では、多相コンバータ構成のスイッチング電源装置において、各セルコンバータのインダクタ電流を検知して、電流バランスをとるように構成された電源システムの例を示す。

【0067】

図１０は、第３の実施形態に係る電源システムの回路図である。この電源システムは６つのセルコンバータと、それらを制御するマイクロプロセッサ５とを備える。各セルコンバータは、スイッチング回路ＤＤ、負荷分散コントローラ４、抵抗素子Ｒ３１，Ｒ３２、インダクタＬ１、検知抵抗Ｒ１及び検知キャパシタＣ１によるインダクタ電流検知回路をそれぞれ備える。スイッチング回路ＤＤはスイッチング素子とスイッチング制御回路とで構成される。スイッチング回路ＤＤは、イネーブル信号端子ＥＮに入力されるイネーブル信号が有効であるときスイッチング動作し、無効であるときスイッチング動作を停止する。マイクロプロセッサ５はＡ／Ｄコンバータを含み、アナログ信号である運転数信号を入力してデジタル値に変換し、この運転数に応じて稼動させるセルコンバータの数を決定し、そのセルコンバータへマルチフェーズの発振信号を与える。負荷分散コントローラ４の電流共有信号線ＣＳＢの電圧は稼動中のセルコンバータの数に応じた電圧となる。

【0068】

負荷分散コントローラ４は、検知キャパシタＣ１の両端電圧をカレントシェア端子ＣＳ＋，ＣＳ－に入力し、インダクタＬ１に流れる電流の大きさと、電流共有信号線ＣＳＢの電圧とに応じて、電流帰還信号を発生し、この電流帰還信号を、抵抗素子Ｒ３１，Ｒ３２による抵抗分圧回路に加える。スイッチング回路ＤＤはフィードバック信号入力端子ＦＢを備え、電圧帰還信号と電流帰還信号との合成帰還信号がスイッチング回路ＤＤのフィードバック信号入力端子ＦＢに入力される。

【0069】

自身のセルコンバータが他のセルコンバータに比較して負荷率が低いほど、上記電流帰還信号によって、抵抗分圧回路の出力電圧は低下される（抵抗分圧回路から帰還信号調整端子（ＡＤＪ）へ電流が引かれる）。例えば、抵抗素子Ｒ３１，Ｒ３２による抵抗分圧回路による電圧帰還信号だけがスイッチング回路ＤＤに帰還される場合には、出力部Ｐｏの出力電圧が規定電圧になるように定電圧制御されるだけであるが、上記合成帰還信号がスイッチング回路ＤＤに帰還されることにより、自身のセルコンバータの負荷率が低いほど、合成帰還信号の電圧が低下して、そのセルコンバータから出力部Ｐｏへの出力電流が増加する。

【0070】

このように、合成帰還信号を帰還することにより、稼動中のセルコンバータの負荷率が均等化される。

【0071】

図１１は、図１０に示した、負荷分散コントローラ４、スイッチング回路ＤＤ、抵抗素子Ｒ３１，Ｒ３２部分の別の構成例を示す回路図である。図１１においてＶｏは電源電圧端子であり、ＶＲＥＦは基準電圧発生回路である。

【0072】

図１１において、ＣＳＰ，ＣＳＮは検知キャパシタＣ１の両端に接続される。この両端電圧は電流検出増幅器３１で増幅され、カレントシェアバスドライバ３２で増幅される。カレントシェアバスレシーバ３３は電流共有信号線（カレントシェアバス）ＣＳＢの電圧を高インピーダンスで入力する。電流誤差増幅器３４は電流検出増幅器３１の出力電圧と電流共有信号線ＣＳＢの電圧との差を増幅する。調整増幅器３５は電流誤差増幅器３４の出力電圧に応じてＦＥＴＱｃにゲート電圧を与える。このことにより、抵抗素子Ｒ３０，Ｒ３１，Ｒ３２とＦＥＴＱｃ等による回路で、上記電流帰還信号と電圧帰還信号とが合成される。

【0073】

電圧誤差増幅器６１は抵抗素子Ｒ３２の電圧と基準電圧との差を増幅する。ＰＷＭコンパレータ６２は電圧誤差増幅器６１の出力電圧と三角波とを比較してＰＷＭ信号を発生する。信号ＳＷ１，ＳＷ２はハイサイド及びローサイドのスイッチング素子のゲートに与えられる。

【0074】

このように、インダクタＬ１の電流に比例する電圧を出力電圧の検知電圧に加算することで、稼動中のセルコンバータの負荷率が均等化される。

【0075】

最後に、上述の実施形態の説明は、すべての点で例示であって、制限的なものではない。当業者にとって変形及び変更が適宜可能である。本発明の範囲は、上述の実施形態ではなく、特許請求の範囲によって示される。さらに、本発明の範囲には、特許請求の範囲内と均等の範囲内での実施形態からの変更が含まれる。

【符号の説明】

【0076】

Ｃ１…検知キャパシタ
Ｃｉ，Ｃｏ…キャパシタ
ＣＰ…電流経路
ＣＳＢ…電流共有信号線
ＤＤ…スイッチング回路
Ｌ１…インダクタ
Ｌｏ…インダクタンス
Ｐｏ…出力部
Ｑ１，Ｑ２…スイッチング素子
Ｒ１，Ｒ１１，Ｒ１２…検知抵抗
Ｒ２，Ｒ３０，Ｒ３１，Ｒ３２…抵抗素子
Ｒｓ…等価直列抵抗
１…スイッチング制御回路
２…インダクタ電流検知回路
３…差動増幅回路
４…負荷分散コントローラ
５…マイクロプロセッサ
１１，１２…セルコンバータ
３１…電流検出増幅器
３２…カレントシェアバスドライバ
３３…カレントシェアバスレシーバ
３４…電流誤差増幅器
３５…調整増幅器
６１…電圧誤差増幅器
６２…ＰＷＭコンパレータ
１０１…スイッチング電源装置

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】