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特許7436142駆動ユニット、電気パワーコンバータ、車両、および電気パワーコンバータの駆動方法
(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】特許公報(B2)
(11)【特許番号】
(24)【登録日】2024-02-13
(45)【発行日】2024-02-21
(54)【発明の名称】駆動ユニット、電気パワーコンバータ、車両、および電気パワーコンバータの駆動方法
(51)【国際特許分類】
H02M 1/08 20060101AFI20240214BHJP
H02M 3/28 20060101ALI20240214BHJP
H02M 7/48 20070101ALI20240214BHJP
【ＦＩ】
H02M1/08 A
H02M3/28 Q
H02M7/48 E
【請求項の数】
15
(21)【出願番号】P 2018238591
(22)【出願日】2018-12-20
(65)【公開番号】P2019115256
(43)【公開日】2019-07-11
【審査請求日】2021-11-24
(31)【優先権主張番号】17210343.4
(32)【優先日】2017-12-22
(33)【優先権主張国・地域又は機関】EP
(73)【特許権者】
【識別番号】518334554
【氏名又は名称】ヴァレオ ジーメンス エーアオトモーティヴェ ゲルマニー ゲーエムベーハー
【氏名又は名称原語表記】Ｖａｌｅｏ Ｓｉｅｍｅｎｓ ｅＡｕｔｏｍｏｔｉｖｅ Ｇｅｒｍａｎｙ ＧｍｂＨ
(74)【代理人】
【識別番号】100098589
【弁理士】
【氏名又は名称】西山 善章
(74)【代理人】
【識別番号】100147599
【弁理士】
【氏名又は名称】丹羽 匡孝
(72)【発明者】
【氏名】フィリップ フープナー
(72)【発明者】
【氏名】アレクサンダー ブーヒャー
【審査官】柳下 勝幸
(56)【参考文献】
【文献】特開２０１１－０２４３８８（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開２０１６－２０８０８０（ＪＰ，Ａ）
【文献】TI Designs, IGBT Gate Driver Reference Design for Parallel IGBTs With Short-Circuit Protection and External BJT Buffer，TIDUC70A，Texas Instruments，2017年01月，Pages 1-32，［online］，［令和4年11月8日検索］，インターネット，＜URL：http://www.ti.com/lit/ug/tiduc70a/tiduc70a.pdf＞
(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)
Ｈ０２Ｍ １／０８
Ｈ０２Ｍ ３／２８
Ｈ０２Ｍ ７／４８
(57)【特許請求の範囲】
【請求項1】
電圧制御のスイッチング素子（１３）の駆動ユニット（１１）であって、前記スイッチング素子（１３）の制御端子（２０）に接続する第１出力端子（２９）と、
前記スイッチング素子（１３）の他端子（２１）に接続する第２出力端子（３０）と、
ハイ側端子（３５）とロー側端子（３６）を有し、前記スイッチング素子（１３）のスイッチングを示す制御信号（２３）に基づいて、これらの端子（３５，３６）の一方を前記駆動ユニット（１１）の前記第１出力端子（２９）に接続するように制御可能な出力段部（３１）と、
前記出力段部（３１）に供給し、入力電圧（４１）を前記ハイ側端子（３５）と前記駆動ユニット（１１）の前記第２出力端子（３０）との間の正の第１電圧（４５）と、前記駆動ユニット（１１）の前記第２出力端子（３０）と前記ロー側端子（３６）との間の正の第２電圧（４６）とに変換するように構成されたＤＣ変換部（３２）とを備え、
前記ＤＣ変換部（３２）は、前記第１電圧（４５）の値が閾値を超えているときに前記第２電圧（４６）の値が前記入力電圧（４１）の上昇とともに前記第１電圧（４５）より上昇するように、前記第１電圧（４５）と前記第２電圧（４６）を供給するように構成され、
前記出力段部（３１）は、前記駆動ユニット（１１）の前記第１出力端子（２９）とロー側端子（３６）との間に接続され、前記ロー側端子（３６）を流れる電流が第２電圧（４６）の増加に対応して増加するのを抑制するように構成されているアクティブ副部（５５）を備えている、駆動ユニット（１１）。
【請求項2】
請求項１に記載の駆動ユニットであって、前記閾値は前記第１電圧（４５）が前記ＤＣ変換部（３２）によって制限される値である、駆動ユニット。
【請求項3】
請求項１または２に記載の駆動ユニットであって、前記ＤＣ変換部（３２）は、前記駆動ユニット（１１）の前記第２出力端子（３０）に接続されたセンタータップ（７４ａ）を有するプッシュプル副部（６７）を備えている、駆動ユニット。
【請求項4】
請求項３に記載の駆動ユニットであって、前記ＤＣ変換部（３２）は、前記入力電圧（４１）の正電位と前記プッシュプル副部（６７）の制御端子（７４）との間に接続され、前記閾値を規定するように構成された基準値副部（６８）を備えている、駆動ユニット。
【請求項5】
請求項１乃至４のいずれかに記載の駆動ユニットであって、前記出力段部（３１）は、前記駆動ユニット（１１）の前記第１出力端子（２９）に接続されたセンタータップ（５８）、および／または前記制御信号（２３）を受信するための制御端子（５９）を有するプッシュプル副部（５２）を備えている、駆動ユニット。
【請求項6】
請求項１に記載の駆動ユニットであって、前記アクティブ副部（５５）は、基準値素子（６０）と増幅回路（６１）とを備え、
前記増幅回路（６１）は、前記第２電圧（４６）が前記基準値素子（６０）により提供された基準電圧を超えると前記電流を抑制するように構成されている、駆動ユニット。
【請求項7】
請求項１乃至６のいずれかに記載の駆動ユニットであって、前記駆動ユニット（１１）は、互いにガルバニック分離された一次側（２５）と二次側（２６）とに分割され、
前記駆動ユニット（１１）の前記ＤＣ変換部（３２）および／または前記出力段部（３１）および／または前記出力端子（２９、３０）は、前記二次側（２６）の一部であり、
前記駆動ユニット（１１）は、前記一次側（２５）の一部として、前記駆動ユニット（１１）に供給電圧を供給するための第１入力端子（２７）および／または前記制御信号（２３）を受信するための第２入力端子（２８）および／または前記スイッチング素子（１３）のスイッチングＯＦＦ速度を示す制御情報（２４）を受信するための第３入力端子（１００）を備える、駆動ユニット。
【請求項8】
請求項１乃至７のいずれかに記載の駆動ユニットであって、前記駆動ユニット（１１）は、入力電圧（７９）を前記入力電圧（４１）として前記ＤＣ変換部（３２）に供給される出力電圧（８６）に変換するように構成された第２のＤＣ変換部（３３）を備えている、駆動ユニット。
【請求項9】
請求項７または８に記載の駆動ユニットであって、一方における前記第１入力端子（２７）と、他方における前記駆動ユニット（１１）の前記ＤＣ変換部（３２）、前記出力段部（３１）、および前記出力端子（２９、３０）とが前記第２のＤＣ変換部（３３）によりガルバニック分離されている、駆動ユニット。
【請求項10】
請求項８または９に記載の駆動ユニットであって、前記第２のＤＣ変換部（３３）は、ＬＬＣコンバータを含む共鳴コンバータを備えている、駆動ユニット。
【請求項11】
請求項１０に記載の駆動ユニットであって、前記駆動ユニット（１１）は、前記共鳴コンバータの共鳴周波数を含む範囲内のスイッチング周波数で前記共鳴コンバータのスイッチング副部（８０）を制御するか、または前記スイッチング素子（１３）のスイッチングＯＦＦ速度を示す前記制御情報（２４）に基づいて前記共鳴コンバータの共鳴周波数より低いスイッチング周波数で前記共鳴コンバータのスイッチング副部（８０）を制御するように構成されている、駆動ユニット。
【請求項12】
請求項１に記載された駆動ユニットであって、
入力電圧（７９）を、前記ＤＣ変換部（３２）にその前記入力電圧（４１）として供給される出力電圧（８６）に変換するように構成され、共鳴コンバータを備える第２のＤＣ変換部（３３）と、
前記駆動ユニット（１１）に供給電圧を供給するための第１入力端子（２７）と、
前記制御信号（２３）を受信するための第２入力端子（２８）と、
前記スイッチング素子（１３）のスイッチングＯＦＦ速度を示す制御情報（２４）を受信するための第３入力端子（１００）と、をさらに備え、
前記駆動ユニット（１１）は、互いにガルバニック分離された一次側（２５）と二次側（２６）とに分割され、前記駆動ユニット（１１）の前記ＤＣ変換部（３２）、前記出力段部（３１）および前記出力端子（２９、３０）は、前記二次側（２６）の一部であり、
前記第１入力端子（２７）、前記第２入力端子（２８）および前記第３入力端子（１００）は、前記一次側（２５）の一部であり、
前記制御情報（２４）に基づいて、前記共鳴コンバータの共鳴周波数を含む範囲内のスイッチング周波数で前記共鳴コンバータのスイッチング副部（８０）を制御するか、または前記共鳴コンバータの共鳴周波数より低いスイッチング周波数で前記共鳴コンバータのスイッチング副部（８０）を制御するように構成されている、駆動ユニット（１１）。
【請求項13】
インバータ、ＤＣ／ＤＣコンバータ、またはＡＣ／ＤＣコンバータを含む電気パワーコンバータ（１）を備える、請求項１乃至１２のいずれかに記載の駆動ユニット。
【請求項14】
請求項１３に記載の電気パワーコンバータ（１）を備えた車両（１０１）であって、前記電気パワーコンバータ（１）は、前記車両の電気装置（５）に供給するように構成され、および／または前記一つの電気パワーコンバータ（１）は、前記車両（１０１）の結線系のおけるＤＣ／ＤＣコンバータであり、および／または前記一つの電気パワーコンバータ（１）は、前記車両（１０１）の高電圧バッテリ（３）のための車載充電器として構成されたＡＣ／ＤＣコンバータである、車両。
【請求項15】
電圧制御のスイッチング素子（１３）と駆動ユニット（１１）を備えた電気パワーコンバータ（１）の駆動方法であって、駆動ユニット（１１）は、
前記スイッチング素子（１３）の制御端子（２０）に接続する第１出力端子（２９）と、
前記スイッチング素子（１３）の他端子（２１）に接続する第２出力端子（３０）と、
ハイ側端子（３５）とロー側端子（３６）を有し、前記スイッチング素子（１３）のスイッチングを示す制御信号（２３）に基づいて、これらの端子（３５，３６）の一方を前記駆動ユニット（１１）の前記第１出力端子（２９）に接続するように制御される出力段部（３１）と、
前記出力段部（３１）に供給し、入力電圧（４１）を前記ハイ側端子（３５）と前記駆動ユニット（１１）の前記第２出力端子（３０）との間の正の第１電圧（４５）と、前記駆動ユニット（１１）の前記第２出力端子（３０）と前記ロー側端子（３６）との間の正の第２電圧（４６）とに変換するＤＣ変換部（３２）であって、前記第１電圧（４５）の値が閾値を超えているときに前記第２電圧（４６）の値を前記入力電圧（４１）の上昇とともに前記第１電圧（４５）より上昇するように、前記第１電圧（４５）と前記第２電圧（４６）を供給するＤＣ変換部（３２）とを備え、
前記出力段部（３１）は、前記駆動ユニット（１１）の前記第１出力端子（２９）とロー側端子（３６）との間に接続され、前記ロー側端子（３６）を流れる電流が第２電圧（４６）の増加に対応して増加するのを抑制するように構成されているアクティブ副部（５５）を備えている、電気パワーコンバータ（１）の駆動方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、電圧制御のスイッチング素子の駆動ユニットであって、スイッチング素子の制御端子に接続する第１出力端子と、スイッチング素子の他端子に接続する第２出力端子と、ハイ側端子とロー側端子を有してスイッチング素子のスイッチングを示す制御信号に基づいて、これらの端子の一方を第１出力端子に接続するように制御可能な出力段部と、出力段部に供給し、入力電圧をハイ側端子と駆動ユニットの第２出力端子との間の正の第１電圧と駆動ユニットの第２出力端子とロー側端子との間の正の第２電圧とに変換するように構成されたＤＣ変換部とを備えた、電圧制御のスイッチング素子の駆動ユニットに関する。また、本発明は、電気パワーコンバータ、車両、および電気パワーコンバータの駆動方法に関する。
【背景技術】
【0002】
駆動ユニットは、典型的には電気パワーコンバータの制御ユニットから受信する制御信号に基づいて、電気パワーコンバータの電圧制御のスイッチング素子に制御端子における充放電のために適切なパワーを供給するものとして広く知られている。駆動ユニットは、スイッチング素子の制御端子に接続する第１出力端子と、エミッタやソース端子などスイッチング素子の他端子に接続する第２出力端子とを備えている。制御信号状態に基づいて、出力段部がそのハイ側端子を第１出力端子に接続してスイッチング素子をＯＮにし、そのロー側端子を第１出力端子に接続してスイッチング素子をＯＦＦにする。ＤＣ変換部が、ハイ側端子と第２出力端子の間に正の第１電圧を印加し、第２出力端子とロー側端子の間に正の第２電圧を印加する。これにより、第１出力端子と第２出力端子の間において、スイッチング素子がＯＮになると正電圧がかかり、スイッチング素子がＯＦＦになると負電圧がかかる。
【0003】
スイッチング素子によりオーム誘導をＯＦＦにするとき、大きな過渡電圧（ｄｕ／ｄｔ）および過渡電流（ｄｉ／ｄｔ）が発生してスイッチング素子を傷める虞がある。特に、整流セルの寄生により、過渡電圧がスイッチング素子の最大定格電圧を超えることがあり得る。過渡電圧のオーバーシュートは、スイッチング素子のスイッチング速度の影響を受ける。ここで、スイッチングＯＦＦ速度を遅くすると、スイッチングロスが大きくなる代わりに過渡電圧が低くなる。逆に、スイッチング速度を速くすると、過渡電圧は高くなるがスイッチングロスは小さくなる。そこで、特にスイッチング素子の実温度、車両の高電圧バッテリにより供給される電圧などの切り替えられる電圧、およびオーム誘導の実電流などによって決まる最適なスイッチングＯＦＦ速度でスイッチング素子を駆動することが望まれている。
【0004】
スイッチング素子をＯＦＦにするときに第１出力端子からロー側端子への電流が流れる、制御可能に並列接続された二つの抵抗を有する出力段部を使用することが既に提案されている。ここでは、スイッチングＯＦＦ速度が遅いときは一方の抵抗を電流が流れ、スイッチングＯＦＦ速度が速いときは両方の抵抗を電流が流れるようになっている。制御ユニットからスイッチングＯＦＦ速度を示す追加的な制御情報が受信されると、二つの抵抗が並列に接続されるように制御される。
【0005】
しかし、このようなマルチ抵抗の構成では、スイッチングＯＦＦ速度について不正確で段階的な調整しかできない。さらに、特に複数のスイッチングＯＦＦ速度を相応する数の抵抗によって実現する場合には、大きな取付スペースと追加的な部品が必要になる。さらに、出力段部に対して制御情報が送信される必要があり、追加的な結線が必要になる。特に、制御ユニットが出力段部からガルバニック分離されている場合には、制御情報は、光カプラなどの絶縁素子による絶縁バリアを超えて送信される必要がある。
【発明の概要】
【0006】
そこで、本発明の一つの目的は、特に、正確なスイッチングＯＦＦ速度の変更が可能で、取付スペースが少なく、結線や絶縁の装備が少ないように、改善された駆動ユニットを提供することである。
【0007】
上記目的は、第１電圧の値が閾値を超えているときに第２電圧の値が入力電圧の上昇とともに第１電圧より上昇するように、ＤＣ変換部が第１電圧と第２電圧を供給するように構成することで達成できる。
【0008】
本発明は、第２出力端子とロー側端子の間に供給される第２電圧を変化させることでスイッチング素子のスイッチングＯＦＦ速度を変化させるという考え方に基づいている。第２電圧が増加すると、駆動ユニットの第１出力端子と第２出力端子の間の負電圧の絶対値も増加する。スイッチング素子をＯＦＦにすると、第２電圧が高くなりスイッチング素子の制御端子の容量の放電電流も大きくなる。結果として、スイッチングＯＦＦ速度も速くなり、ｄｉ／ｄｔも速くなる。第１電圧が駆動ユニットの好ましい動作条件としての閾値を超えると、第２電圧の変化とそれに伴うスイッチングＯＦＦ速度の変化は、ＤＣ変換部の入力電圧の変化に対応して特定される。
【0009】
有利には、スイッチングＯＦＦ速度を、駆動ユニットの第１出力端子と出力段部のロー側端子の間の抵抗変化とは独立に、すなわちその代わりまたは追加的に変化させることができる。その場合、スイッチングＯＦＦ速度は、ＤＣ変換部の入力電圧の変化と同じように精度よく変化させることができる。さらに、スイッチングＯＦＦ速度を示す制御情報の出力段部への送信を省略することができる。したがって、結線が簡易化される。
【0010】
典型的には、スイッチング素子は半導体スイッチング素子である。電圧制御のスイッチング素子は、絶縁ゲート電界効果トランジスタや絶縁ゲートバイポーラトランジスタなどのパワートランジスタを備えている。スイッチング素子は、さらにトランジスタに並列に接続されたダイオードを備えている。トランジスタが絶縁ゲート電界効果トランジスタである場合、ダイオードはトランジスタのボディダイオードで構成されていてもよい。出力段部は、駆動ユニットの第１出力端子に接続された出力端子を備えていてもよい。出力段部は、ハイ側端子と出力段部の出力端子の間に接続されて第１電圧とともにスイッチングＯＮ速度を規定する抵抗を備えていてもよい。
【0011】
ＤＣ変換部は、ハイ側端子に接続された第１出力端子、および／またはロー側端子に接続された第２出力端子、および／または第２出力端子に接続された第３出力端子を備えていてもよい。典型的には、第１電圧は出力段部の第１出力端子と出力段部の第３出力端子の間にかかり、および／または第２電圧は出力段部の第３出力端子と出力段部の第２出力端子の間にかかる。出力段部は、入力電圧が第１出力端子と第２出力端子の間にかかるように構成されていてもよい。好ましくは、ＤＣ変換部は、１０Ｖから３０Ｖの間の値の第１電圧、および／または０Ｖから２０Ｖの間の値の第２電圧を供給するように構成されている。ＤＣ変換部は、第１出力端子と第３出力端子の間に接続されたバッファコンデンサ、および／または第２出力端子と第３出力端子の間に接続されたバッファコンデンサを備えていてもよい。
【0012】
一般的に、閾値を超えると入力電圧の増加とともに生じる第１電圧の増加をわずかにするようにＤＣ変換部を構成することができる。ここで、閾値は、ＤＣ変換部により第１電圧が制約される値であることが好ましい。これは、通常はスイッチング素子をＯＮにするときに過電圧は生じず、第１電圧を変化させてスイッチングＯＮ速度を変化させる必要がないためである。さらに、スイッチング素子がＯＮの状態においては、伝導損失を安定させるために制御電圧は一定であることが望ましい。したがって、第１電圧は、閾値を超えて、特に実質的に一定であってよい。ＤＣ変換部は、閾値より小さい値の入力電圧を、第２電圧を特に実質的にゼロとして第１電圧に変換するように構成してもよい。追加的または代わりに、ＤＣ変換部は、閾値より大きい値の入力電圧を、閾値に相当する値の第１電圧、および／または入力電圧と第１電圧の差としての第２電圧に変換するように構成してもよい。
【0013】
好ましくは、ＤＣ変換部は、駆動ユニットの第２出力端子に接続されたセンタータップを有するプッシュプル副部を備えている。それにより、センタータップとスイッチング素子の他端子が、確実に同一電位になる。典型的には、プッシュプル副部は、ｎｐｎトランジスタとｐｎｐトランジスタ、またはｎチャンネルトランジスタとｐチャンネルトランジスタなど、特に異なるタイプのトランジスタとして、入力電圧の両電位の間に直列に接続された二つのトランジスタを備えている。
【0014】
さらに、ＤＣ変換部は、入力電圧の正電位とプッシュプル副部の制御端子との間に接続され、閾値を規定するように構成された基準値副部を備えていてもよい。基準値副部は、正電位と、好ましくはプッシュプル副部のトランジスタの制御端子の共通ノードである制御端子との間に接続されたツェナーダイオードを備えていてもよい。ツェナーダイオードは、抵抗と直列に接続されてもよい。抵抗は、入力電圧の負電位と制御端子とに接続されてもよい。そして、閾値は、ツェナーダイオードのツェナー電圧により容易に規定されてもよい。
【0015】
好ましくは、出力段部は、駆動ユニットの第１出力端子に接続されたセンタータップ、および／または制御信号を受信するための制御端子を有するプッシュプル副部を備えていてもよい。ここでは、制御信号がスイッチング素子のスイッチングＯＮを示すときは、出力段部のプッシュプル副部によりハイ側端子が駆動ユニットの第１出力端子に接続され、制御信号がスイッチング素子のスイッチングＯＦＦを示すときは、出力段部のプッシュプル副部によりロー側端子が駆動ユニットの第１出力端子に接続される。典型的には、プッシュプル副部は、ｎｐｎトランジスタとｐｎｐトランジスタ、またはｎチャンネルトランジスタとｐチャンネルトランジスタなど、特に異なるタイプのトランジスタとして、直列に接続された二つのトランジスタを備えている。
【0016】
一般的に、出力段部は、ロー側端子と、駆動ユニットの第１出力端子または出力段部の出力端子との間に接続された抵抗を備えている。追加的または代わりに、出力段部は、駆動ユニットの第１出力端子とロー側端子との間に接続され、ロー側端子に流れる電流が第２電圧の増加に対応して増加するのを抑制するように構成されたアクティブ副部を備えていてもよい。これにより、出力段部の出力端子とロー側端子との間に抵抗のみ配置した場合に比べて、スイッチングＯＦＦ速度が上昇する。ここで、アクティブ副部により抑制された電流は入力電圧の変化に依存し、その電流の変化のため、スイッチングＯＦＦ速度を示す制御情報の出力段部への送信は回避される。
【0017】
アクティブ副部は、基準値素子と増幅回路とを備え、増幅回路は、第２電圧が基準値素子により提供された基準電圧を超えると電流を抑制するように構成されてもよい。典型的には、基準値素子は、駆動ユニットの第２出力端子とロー側端子との間に接続されている。基準値素子は、直列に接続されたツェナーダイオードと抵抗を備え、それらの間のセンタータップが増幅回路の入力に接続されてもよい。増幅回路は、トランジスタまたはオペアンプを備えていてもよい。なお、増幅回路は、スイッチング動作範囲またはアクティブ動作範囲で動作してもよい。増幅回路がスイッチング動作範囲で動作する場合には、増幅回路の抵抗が出力段部の出力端子とロー側端子との間に接続された抵抗に並列に接続されてもよい。
【0018】
安全上の理由から、駆動ユニットは、互いにガルバニック分離された一次側と二次側とに分割され、駆動ユニットのＤＣ変換部および／または出力段部および／または出力端子は二次側の一部であり、駆動ユニットに供給電圧を供給するための駆動ユニットの第１入力端子および／または制御信号を受信するための駆動ユニットの第２入力端子および／またはスイッチング素子のスイッチングＯＦＦ速度を示す制御情報を受信するための駆動ユニットの第３端子は一次側の一部であることが好ましい。駆動ユニットの第２入力端子は、特に光カプラ、誘導絶縁素子、または容量絶縁素子などの絶縁素子によってガルバニック分離され、一次側と二次側の間のインターフェースを形成してもよい。
【0019】
有利には、駆動ユニットは、入力電圧を入力電圧として第１ＤＣ変換部に供給される出力電圧に変換するように構成された第２ＤＣ変換部を備えている。第２ＤＣ変換部は、第１ＤＣ変換部の入力として、スイッチングＯＦＦ速度に対応した所望の値の第１ＤＣ変換部の入力電圧を供給するように使用されてもよい。典型的には、第２ＤＣ変換部の入力電圧は、駆動ユニットの第１入力端子から供給される。第２ＤＣ変換部を省略する場合には、第１ＤＣ変換部の入力電圧は、駆動ユニットの第１入力端子から供給される。
【0020】
さらに、一方における第１入力端子と、他方における駆動ユニットの第１ＤＣ変換部、出力段部、および出力端子とが第２ＤＣ変換部によりガルバニック分離されていてもよい。
【0021】
好ましくは、第２ＤＣ変換部は、共鳴コンバータ、特にＬＬＣコンバータを備えている。第２ＤＣ変換部は、一方における駆動ユニットの第１入力端子と、他方における第１ＤＣ変換部と出力段部と出力端子とをガルバニック分離する変圧副部を備えてもよい。特に、変圧副部の一次側において、共鳴コンバータはスイッチング部および／または共鳴回路副部を備えている。変圧副部の二次側において、共鳴コンバータは、変圧副部により変圧された電圧を整流するように構成された整流副部と、好ましくは、整流された電圧を平滑化する平滑コンデンサ副部とを備えてもよい。
【0022】
第１の選択肢として、駆動ユニットは、共鳴コンバータの共鳴周波数を含む範囲内のスイッチング周波数で共鳴コンバータのスイッチング副部を制御するように構成されていてもよい。これにより、実質的に第２ＤＣ変換部の負荷には依存せずに入力電圧を供給できる。典型的には、この範囲は共鳴周波数の０．９倍から１．１倍の範囲である。
【0023】
第２の選択肢として、駆動ユニットは、スイッチング素子のスイッチングＯＦＦ速度を示す制御情報に基づいて共鳴コンバータの共鳴周波数より低いスイッチング周波数で共鳴コンバータのスイッチング副部を制御するように構成されていてもよい。これにより、電圧変換比とスイッチングＯＦＦ速度は、共鳴コンバータの負荷に依存する領域内でスイッチング周波数に対応して変化する。ここで、スイッチング周波数は、第２ＤＣ変換部の所望の出力電圧に基づいて決定されてもよい。
【0024】
上記の両選択肢に関して、スイッチング副部は、ハーフブリッジ内またはフルブリッジ内に配置された複数のスイッチを備えてもよい。
【0025】
さらに、本発明は、本発明による駆動装置を備えた電気パワーコンバータに関する。好ましくは、電気パワーコンバータはインバータである。または、電気パワーコンバータは、特にブーストコンバータ、降圧型コンバータ、ブースト降圧型複合コンバータ、フライバックコンバータ、位相シフトフルブリッジ、容量ハーフブリッジ、または他のハードスイッチハーフブリッジを備えたＤＣ／ＤＣコンバータであってよい。さらに、電気パワーコンバータは、特別に制御されたＡＣ／ＤＣコンバータであってよい。
【0026】
電気パワーコンバータは、制御信号および／または制御情報を提供する制御ユニットを備えてもよい。好ましくは、制御ユニットは、スイッチング周波数を決定し、制御情報として駆動ユニットに提供するように構成されている。
【0027】
さらに、本発明は、本発明による電気パワーコンバータを少なくとも一つ備えた車両に関する。ここでは、一つの電気パワーコンバータは、車両の電気装置に供給するように構成され、および／または一つの電気パワーコンバータは、車両の結線系のおけるＤＣ／ＤＣコンバータであり、および／または一つの電気パワーコンバータは、車両の高電圧バッテリのための車載充電器として構成されたＡＣ／ＤＣコンバータである。
【0028】
最後に、本発明は、電圧制御のスイッチング素子と駆動ユニットを備えた電気パワーコンバータの駆動方法に関する。ここで、駆動ユニットは、スイッチング素子の制御端子に接続する第１出力端子と、スイッチング素子の他端子に接続する第２出力端子と、ハイ側端子とロー側端子を有し、スイッチング素子のスイッチングを示す制御信号に基づいて、これらの端子の一方を駆動ユニットの第１出力端子に接続するように制御される出力段部と、出力段部に供給し、入力電圧をハイ側端子と駆動ユニットの第２出力端子との間の正の第１電圧と、駆動ユニットの第２出力端子とロー側端子との間の正の第２電圧とに変換するＤＣ変換部であって、第１電圧の値が閾値を超えているときに第２電圧の値が入力電圧の上昇とともに第１電圧より上昇するように第１電圧と第２電圧を供給するＤＣ変換部とを備えている。
【0029】
本発明の駆動ユニットについてのすべての記述は、本発明の電気パワーコンバータ、本発明の車両、および本発明の方法にも同様に適用され、本発明の駆動ユニットについての上記効果も同様に得られる。
【図面の簡単な説明】
【0030】
【図1】電気パワーコンバータの一実施形態のブロック図である。
【図3A】時間に対するスイッチング素子のスイッチングパスにおける電圧のグラフである。
【図3B】時間に対するスイッチング素子のスイッチングパスにおける電圧のグラフである。
【図8】車両の一実施形態のブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【0031】
以下、図面を参照して、本発明の詳細および効果について説明する。
【0032】
図１は、インバータとして例示する、第１実施形態の電気パワーコンバータ１のブロック図である。電気パワーコンバータ１のＤＣリンクコンデンサ２ａを備えたＤＣリンク２が、例えば定格５００Ｖの高電圧バッテリである第１ＤＣ電圧源３に接続されている。電気コンバータ１のＡＣ出力４が電気装置５に接続されて、電気装置５のステータ巻線６に多相ＡＣ電流が供給される。
【0033】
また、電気パワーコンバータ１は、ＤＣリンク２とＡＣ出力４の間に接続されているパワーユニット７と、低電圧入力８と、ＤＣ変換ユニット９と、制御ユニット１０と、駆動ユニット１１とを備えている。
【0034】
ここでは、電気パワーコンバータ１はインバータであるので、パワーユニット７は、互いに並列に接続され、ＤＣリンク２の平滑コンデンサ（不図示）に並列に接続された複数のハーフブリッジ１２を備えている。ＡＣ出力４の各相に対して一つのハーフブリッジ１２が対応している。各ハーフブリッジ１２は、ＤＣリンク２の高電位１４に接続された電圧制御スイッチング素子１３と、ＤＣリンク２の低電位１６に接続された電圧制御スイッチング素子１５を備えている。スイッチング素子１３、１５は直列に接続されており、センタータップ１７がＡＣ出力４の一つの相に接続されている。
【0035】
各スイッチング素子１３、１５は、互いに並列に接続された、絶縁ゲートバイポーラトランジスタであるパワートランジスタ１８とダイオード１９を備えている。または、パワートランジスタ１８は絶縁ゲート電界効果トランジスタであり、ダイオード１９は絶縁ゲート電界効果トランジスタのボディダイオードで構成されていてもよい。各スイッチング素子１３、１５は、パワートランジスタ１８のゲート端子で構成された制御端子２０とスイッチング素子１３、１５で実現されているスイッチングパスに接続された他端子２１を備えている。パワートランジスタ１８によるスイッチング素子１３、１５の実現に関して、それぞれの他端子２１はエミッタ端子またはソース端子により構成されている。
【0036】
低電圧入力８は、例えば定格１２Ｖの定電圧バッテリである第２ＤＣ電圧源２２に接続されている。低電圧入力８を介して制御ユニット１０の動作電圧が供給される。なお、それらの間の結線は簡略化のため、図１において図示を省略している。さらに、低電圧入力８は、駆動ユニット１１に電圧を供給するように構成された、例えば降圧型コンバータやブーストコンバータなどのＤＣ変換ユニット９に接続されている。
【0037】
制御ユニット１０は、各スイッチング素子１３、１５を切り替えるための制御信号２３を出力するように構成されている。制御信号２３は、パルス幅変調スイッチングパターンを表している。このパターンにより、多相ＡＣ電流がＡＣ出力４に出力されるように各ハーフブリッジ１２の各スイッチング素子１３、１５がＯＮ／ＯＦＦされる。
【0038】
さらに、制御ユニット１０は、スイッチング素子１３、１５に好ましいスイッチングＯＦＦ速度を示す制御情報２４を提供するように構成されている。ここでは、制御ユニット１０は、スイッチング素子１３、１５の実温度、ＤＣリンク２の実電圧、ＡＣ出力４の実負荷電流、およびスイッチング素子１３、１５を冷却するクーラントの実温度に基づいて、スイッチングＯＦＦ速度を決定する。スイッチング素子１３、１５をＯＦＦにする際に、特に整流時の寄生インダクタンスにより生じる過渡電圧（ｄｕ／ｄｔ）と過渡電流（ｄｉ／ｄｔ）がスイッチング素子１３、１５の最大定格値を超えないように、スイッチングＯＦＦ速度が決定される。このような制約のもと、スイッチングＯＦＦ速度は、スイッチング損失をできるだけ抑制するように設定される。
【0039】
さらに、電気パワーコンバータ１は、図中において一点鎖線で示されているように、互いにガルバニック分離された一次側２５と二次側２６とに分割されている。一次側２５は電気パワーコンバータ１の低電圧側として位置付けられ、低電圧入力８と、ＤＣ変換ユニット９と、制御ユニット１０とを備えている。二次側２６は電気パワーコンバータ１の高電圧側として位置付けられ、ＤＣリンク２と、ＡＣ出力４と、パワーユニット７とを備えている。駆動ユニット１１は一次側２５と二次側２６の間のインターフェースである。
【0040】
図２は、各ハーフブリッジ１２のスイッチング素子１３、１５の一方に接続された駆動ユニット１１のブロック図である。以下において、スイッチング素子１３に接続された駆動ユニット１１について詳細に説明する。すべての記載は、スイッチング素子１３、１５の他方に接続された駆動ユニット１１についても同様に該当する。
【0041】
駆動ユニット１１は、ＤＣ変換ユニット９から供給電圧が供給される第１入力端子２７と、制御ユニット１０から制御信号を受信する第２入力端子２８を備えている。さらに、駆動ユニット１１は、直列抵抗２０ａを介してスイッチング素子１３の制御端子２０に接続される第１出力端子２９を備えている。さらに、駆動ユニット１１は、スイッチング素子１３の他端子２１に接続される第２出力端子３０を備えている。さらに、駆動ユニット１１は、出力段部３１と、第１ＤＣ変換部３２と、第２ＤＣ変換部３３と、絶縁素子３４とを備えている。
【0042】
出力段部３１は、ハイ側端子３５と、ロー側端子３６と、制御信号２３を受信する第３入力端子３７と、第４入力端子３８と、駆動ユニット１１の第１出力端子２９に接続された出力端子３９とを備えている。出力段部３１は、制御信号２３に基づいて、ハイ側端子３５とロー側端子３６のいずれかを駆動ユニット１１の第１出力端子２９に接続された出力端子３９に接続するように制御可能である。ここで、制御信号２３がスイッチング素子１３のスイッチングＯＮを示すときは、ハイ側端子３５が出力端子３９に接続され、制御信号２３がスイッチング素子１３のスイッチングＯＦＦを示すときは、ロー側端子３６が出力端子３９に接続される。
【0043】
第１ＤＣ変換部３２は、入力電圧４１がかかる入力端子４０と、ハイ側端子３５に接続された第１出力端子４２と、ロー側端子３６に接続された第２出力端子４３と、駆動ユニット１１の第２出力端子３０に接続された第３出力端子４４とを備えている。第１ＤＣ変換部３２は、出力段部３１に供給するように構成されている。ここで、第１ＤＣ変換部３２は、入力電圧４１をハイ側端子３５と第２出力端子３０の間の正の第１電圧４５に変換する。第１電圧４５は、第１出力端子４２と第３出力端子４４の間に印加される。さらに、第１ＤＣ変換部３２は、入力電圧４１を駆動ユニット１１の第２出力端子３０とロー側端子３６の間の正の第２電圧４６に変換する。第２電圧４６は、第３出力端子４４と第２出力端子４３の間に印加される。
【0044】
制御信号２３がスイッチング素子１３のスイッチングＯＮを示すときは、正の第１電圧４５がスイッチング素子１３をＯＮにするために使用される。制御信号２３がスイッチング素子１３のスイッチングＯＦＦを示すときは、反転した第２電圧４６、すなわち負電圧がスイッチング素子１３をＯＦＦするために使用される。
【0045】
第１ＤＣ変換部３２は、第１電圧４５の値が第１電圧４５が制限されている閾値を超えているときに、第２電圧４６の値が入力電圧４１の上昇とともに上昇するように、第１電圧４５と第２電圧４６を供給するように構成されている。ここで、駆動ユニット１１の通常動作モードにおいては、入力電圧４１の値は閾値以上である。そして、入力電圧４１が閾値に等しいとき、第１電圧４５は実質的に入力電圧４１に相当し、第２電圧４６は実質的にゼロである。入力電圧４１が上昇すると、第１電圧４５は実質的に一定値に維持され、第２電圧４６は上昇する。これにより、スイッチング素子１３をＯＦＦにするための電圧はさらに大きい負電圧となる。このように、閾値を超えて入力電圧４１を変化させることで、大きい負電圧が制御端子２０の容量、すなわちパワートランジスタ１８のゲート容量を小さい負の電圧の場合よりも速く放電して、スイッチング素子１３のスイッチングＯＦＦ速度を変化させる。
【0046】
図３Ａおよび図３Ｂは、時間ｔに対するスイッチング素子１３のスイッチングパスにおける電圧４８ａ、４８ｂ、４８ｃ、４８ｄを示すグラフである。図３Ａは、スイッチング素子１３が絶縁ゲートバイポーラトランジスタの場合を示し、電圧４８ａ、４８ｂ、４８ｃ、４８ｄはコレクタエミッタ電圧（Ｖｃｅ）となる。それに対して、図３Ｂは、スイッチング素子１３が絶縁ゲート電界効果トランジスタの場合を示し、電圧４８ａ、４８ｂ、４８ｃ、４８ｄはドレンソース電圧（Ｖｄｓ）となる。ここで、例示的な構成として、電圧４８ａは第２電圧４６が０Ｖ、電圧４８ｂは第２電圧４６が５Ｖ、電圧４８ｃは第２電圧４６が１０Ｖ、電圧４８ｄは第２電圧４６が１５Ｖの場合をそれぞれ示している。
【0047】
第１出力端子２９と第２出力端子３０の間の電圧４９の減少に対応した、第２電圧４６の上昇に伴って、電圧４８ａ、４８ｂ、４８ｃ、４８ｄはオーバーシュートが高くなるものの立ち上がりが早くなる。このように、入力電圧４１を閾値電圧を超えるように変化させることで、大きい負電圧が制御端子２０の容量、すなわちパワートランジスタ１８のゲート容量を小さい負電圧の場合よりも速く放電して、スイッチング素子１３のスイッチングＯＦＦ速度を変化させる。ただし、電圧４８ａ、４８ｂ、４８ｃ、４８ｄの最大値は最大定格ブロッキング電圧５１に制限される。
【0048】
図４は、出力段部３１の概要図である。出力段部３１は、プッシュプル副部５２と、二つの抵抗５３、５４と、アクティブ副部５５とを備えている。
【0049】
プッシュプル副部５２は、二つの異なるタイプのトランジスタで構成された、制御可能なハイ側スイッチ５６と制御可能なロー側スイッチ５７とを備えている。ここで、ハイ側スイッチ５６はｎｐｎトランジスタで実現され、ロー側スイッチ５７はｐチャンネルトランジスタで実現される。スイッチ５６、５７の間のセンタータップ５８は、出力段部３１の出力端子３９に接続されている。抵抗５３は、ハイ側端子３５とプッシュプル副部５２のハイ側スイッチ５６の間に接続され、抵抗５４は、ロー側端子３６とロー側スイッチ５７の間に接続されている。プッシュプル副部５２は、直列抵抗５９ａを介して各スイッチ５６、５７の制御端子に接続された制御端子５９を備えている。
【0050】
第３入力端子３７を介してプッシュプル副部５２の制御端子５９において、スイッチング素子１３のスイッチングＯＮを示す制御信号２３を受信すると、ハイ側スイッチ５６が閉、ロー側スイッチ５７が開となる。そして、抵抗５３、第１出力端子２９、および第２出力端子３０の間において第１電圧４５がかかり、正電圧によりスイッチング素子１３の制御端子２０の容量が充電される。制御端子５９においてスイッチング素子１３のスイッチングＯＦＦを示す制御信号２３を受信すると、ハイ側スイッチ５６が開、ロー側スイッチ５７が閉となる。そして、第２出力端子３０、第１出力端子２９、および抵抗５４の間において第２電圧４６がかかり、負電圧によりスイッチング素子１３の制御端子２０の容量が放電される。
【0051】
アクティブ副部５５は、第２電圧４６の増加によりスイッチングＯＦＦ速度を増加するように選択的に使用される。アクティブ副部５５は、出力端子３９とロー側端子３６の間において抵抗５４と並列に接続され、第２電圧４６の増加に対応する電流の増加を抑制するように構成されている。アクティブ副部５５は、基準値素子６０と増幅回路６１とを備えている。増幅回路６１は、第２電圧４６が基準値素子６０により提供される基準電圧を超えているときに、抵抗５４を流れる電流に加えて流れる電流を抑制するように構成されている。ここで、増幅回路６１は、抵抗５４と並列の増幅回路６１の一部である抵抗６６ａを切り替える。
【0052】
基準値要素６０は、駆動ユニット１１の第２出力端子３０に接続された第４入力端子３８とロー側端子３６の間に接続されている。基準値要素６０は、直列に接続されたツェナーダイオード６２と抵抗６３とを備え、それらの間のセンタータップ６４が増幅回路６１の入力６５に接続されている。増幅回路６１は、トランジスタ回路６６または作動増幅回路により実現されてもよい。
【0053】
ツェナーダイオード６２のツェナー電圧が基準電圧を規定し、基準電圧はスイッチング素子１３の制御端子２０と他端子２１の間の最大定格負電圧の絶対値より小さく選択される。抵抗５４を流れる放電電流が所望のスイッチングＯＦＦ速度をもたらさないときは、アクティブ副部５５によりスイッチングＯＦＦ速度を増加することができる。ここで、最大定格負電圧において、抵抗５４を流れる電流と増幅回路６１を流れる電流の和として所望の電流が得られるように、基準電圧が選択される。
【0054】
図５は、第１ＤＣ変換部３２の概要図である。第１ＤＣ変換部３２は、プッシュプル副部６７と、基準値副部６８と、二つのバッファコンデンサ６９、７０とを備えている。
【0055】
プッシュプル副部６７は、ハイ側トランジスタ７１と、ロー側トランジスタ７２と、プッシュプル副部６７の制御端子７４とそれぞれのトランジスタ７１、７２の制御端子との間に接続された直列抵抗７３とを備えている。トランジスタ７１、７２は入力電圧４１の両電位の間に配置される。トランジスタ７１、７２の間のセンタータップ７４ａは第３出力端子４４に接続され、第３出力端子４４を介して駆動ユニット１１の第２出力端子３０および出力段部３１の第４入力端子３８とに接続されている。
【0056】
基準値副部６８は、直列に接続されたツェナーダイオード７５と抵抗７６とを備え、それらの間のセンタータップ７７が、プッシュプル副部６７の制御端子７４の接続されている。ツェナーダイオード７５により閾値が規定されている。
【0057】
閾値を超えて入力電圧４１が変化すると、抵抗７６における電圧降下が増加するのに対してツェナーダイオード７５における電圧降下は実質的に一定となる。そして、第１電圧４５に対応するトランジスタ７１における電圧降下が実質的に一定であるのに対して、可変の第２電圧４６を供給するロー側トランジスタ７２における電圧降下は増加する。第１出力端子４２と第３出力端子４４の間に接続されたバッファコンデンサ６９は、第１電圧４５を緩衝する。第３出力端子４４と第２出力端子４３の間に接続されたバッファコンデンサ７０は、第２電圧４６を緩衝する。
【0058】
要するに、第１ＤＣ変換部３２は、スイッチング素子１３の他端子２１のために、第３出力端子４４における基準電位を規定する。また、第１ＤＣ変換部３２は、第１電圧４５が基準値副部６８により規定された閾値を超えている通常動作において、スイッチング素子１３をＯＮにする実質的に一定な第１電圧４５とスイッチング素子１３をＯＦＦにする可変の第２電圧４６を供給する。ここで、第１電圧４５と第２電圧４６の和は入力電圧４１に等しくなる。このように、入力電圧４１を変化させることで、対応してスイッチング素子１３のスイッチングＯＦＦ速度が変化するようになる。
【0059】
図６は、共鳴コンバータ（ここではＬＬＣコンバータ）によって実現される第２ＤＣ変換部３３の概要図である。
【0060】
第２ＤＣ変換部３３は、変換ユニット９により供給される供給電圧が第１入力端子２７を介して第２変換部３３の入力電圧７９として供給される入力端子７８を備えている。さらに、第２ＤＣ変換部３３は、スイッチング副部８０と、共鳴回路副部８１と、変圧副部８２と、整流副部８３と、平滑副部８４と、第１ＤＣ変換部３２の入力電圧４１である出力電圧８６がかかる出力端子８５とを備えている。
【0061】
スイッチング副部８０は、並列に接続されたトランジスタ８９とダイオード９０をそれそれぞれが備えた、ハイ側スイッチ８７とロー側スイッチ８８とを備えている。ここでも、トランジスタ８９は絶縁ゲートバイポーラトランジスタでも絶縁ゲート電界効果トランジスタでもよい。後者の場合、ダイオード９０はトランジスタ８９のボディダイオードで構成される。スイッチング副部８０によれば、入力電圧７９は共鳴コンバータによる更なる変換のためのＡＣ電圧に切り替えられる。
【0062】
共鳴回路副部８１は、ロー側スイッチ８８と変圧副部８２に並列に接続されて、共鳴コンバータための共鳴周波数を規定する。共鳴回路副部８１は、直列に接続されたコンデンサ９１およびコイル９２と、変圧副部８２と並列な励磁インダクタンス９３とを備えている。共鳴周波数がコンデンサ９１と変圧副部８２のインダクタンスとによって規定され、コイル９２と励磁インダクタンス９３は省略されてもよい。あるいは、共鳴回路副部８１は、複数の共鳴周波数を規定するように高次であってもよい。
【0063】
変圧副部８２は、一方における第１入力端子２７と、他方における出力端子２９、３０、出力段部３１、および第１ＤＣ変換部３２とをガルバニック分離する。このように、一次側２５と二次側２６は、駆動ユニット１１、第２ＤＣ変換部３３、および変圧副部８２の両側としても考えられる。ガルバニック分離は制御信号２３に基づいて絶縁要素３４（図２参照）により達成される。
【0064】
変圧副部８２は、変圧副部８２の一次側２５の電圧を変圧副部８２の二次側２６の電圧に変圧する。二次側２６の電圧は、四つのダイオードで構成されるフルブリッジである整流副部８３によりＤＣ出力電圧８６に整流され、コンデンサ９５を備えた平滑副部８４により平滑化される。なお、フルブリッジは例示であり、整流副部８３は、代わりにセンタータップ形態、電圧ダブラー形態、または他の広く知られた形態を備えてもよい。
【0065】
図７は、正規化スイッチング周波数（ｆｓ／ｆｓ０）における出力電圧変換比（Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ）９６ａ、９６ｂ、９６ｃ、９６ｄ、９６ｅのグラフである。ここで、出力電圧変換比は、入力電圧７９に対する出力電圧８６の比を意味し、正規化スイッチング周波数は、コンデンサ９１とコイル９２で構成された直列共鳴回路の共鳴周波数に対するスイッチング副部８０のスイッチング周波数の比を意味する。出力電圧変換比９６ａ、９６ｂ、９６ｃ、９６ｄ、９６ｅは、有意のインピーダンスＺに対する共鳴コンバータのオーム抵抗負荷の比である、異なる正規化負荷ＱＬに対応する。
【0066】
【数1】
【0067】
ここで、Ｌはコイル９２のインダクタンスを意味し、Ｃはコンデンサ９１の容量を意味する。比９６ａはＱＬ＝０．１、比９６ｂはＱＬ＝１、比９６ｃはＱＬ＝５、比９６ｄはＱＬ＝１０、比９６ｅはＱＬが無限大に近づく場合に対応する。
【0068】
図７から理解できるように、スイッチング副部８０の切り替えをｆｓ／ｆｓ０＝１近傍の範囲内で制御すると、出力電圧変換比９６ａ、９６ｂ、９６ｃ、９６ｄ、９６ｅは実質的に負荷には依存しない。参照符号９７は、負荷に依存しない動作点周りの動作領域を示している。駆動ユニット１１は、スイッチング副部８０が、例えば０．９５から１．０５の範囲の正規化スイッチング周波数、好ましくは共鳴周波数と実質的に等しいスイッチング周波数で動作するように制御するように構成されている。
【0069】
ここで、入力電圧７９は、第１ＤＣ変換部３２の入力電圧４１である電位フリー電圧としての出力電圧８６からガルバニック分離されている。スイッチング素子１３のスイッチングＯＦＦ速度は、電気パワーコンバータ１のＤＣ変換ユニット９により供給される入力電圧７９により制御される。したがって、電気パワーコンバータ１の制御ユニット１０により決定され、ＤＣ変換ユニット９に提供された制御情報２４に基づいて、スイッチングＯＦＦ速度が変化する。制御情報２４に基づいて、ＤＣ変換ユニット９は、第２ＤＣ変換部３３の入力電圧７９である供給電圧を変化させる。
【0070】
第１実施形態に対応する他の実施形態によれば、電気パワーコンバータ１は一次側２５と二次側２６とに分割されていない。ここでは、第２ＤＣ変換部３３が省略され、第１ＤＣ変換部３２の入力電圧４１は駆動ユニット１１の第１入力端子２７において直接供給される。
【0071】
第１実施形態に対応する電気パワーコンバータ１の他の実施形態によれば、図１、２、６中に点線で示されているように、制御情報２４はＤＣ変換ユニット９に提供される代わりに第２ＤＣ変換部３３に提供される。
【0072】
制御情報２４により、スイッチング副部８０のスイッチング周波数は、図７の参照符号９８で示されている負荷に依存する動作領域内で共鳴周波数より低い範囲で変化する。この動作領域から分かるように、ｆｓ／ｆｓ０＝０．４およびｆｓ／ｆｓ０＝０．６により規定される正規化スイッチング周波数の範囲内において、出力電圧変換比はスイッチング周波数に強く依存している。本実施形態によれば、一定の入力電圧７９が第２ＤＣ変換部３３に供給され、スイッチング周波数の変化により出力電圧８６が変化する。これに対応してスイッチング素子１３のスイッチングＯＦＦ速度が変化する。動作範囲９８内において、出力電圧比は第２ＤＣ変換部３３の負荷に依存している。そこで、制御ユニット１０は、追加的に第２ＤＣ変換部３３の負荷に基づいて制御情報２４を決定するように構成されている。
【0073】
制御情報２４を受信するために、第２ＤＣ変換部３３は、スイッチング副部８０に接続された他の入力端子９９（図６参照）を備え、駆動ユニット１１は、第２ＤＣ変換部３３に接続された他の入力端子１００（図２参照）を備えている。なお、制御情報２４は駆動ユニット１１の一次側２５で受信され、二次側２６には転送されない。しがたって、制御情報２４の転送に関する絶縁素子は必要とされない。
【0074】
上述の実施形態のいずれかに対応する電気パワーコンバータ１の他の実施形態によれば、ＤＣ変換ユニット９が省略され、ロー側端子８に供給された電圧が駆動ユニット１１に直接供給される。
【0075】
上述の実施形態のいずれかに対応する他の実施形態によれば、電気パワーコンバータ１はＤＣ／ＤＣコンバータであり、例えば、ブーストコンバータ、降圧型コンバータ、ブースト降圧型複合コンバータ、フライバックコンバータ、位相シフトフルブリッジ、容量ハーフブリッジ、または他のハードスイッチハーフブリッジを備えている。ここで、ＤＣ／ＤＣコンバータの一つ以上のスイッチング素子が駆動ユニット１１に接続され、制御ユニット１０は、ＤＣリンク２に供給されたＤＣ電圧が追加のインダクタンス要素によりＤＣ電圧に変換されるように、スイッチング素子を制御するように構成されている。
【0076】
他の実施形態によれば、電気パワーコンバータ１はバッテリ充電器のようなＡＣ／ＤＣコンバータである。ここで、ＡＣ／ＤＣコンバータの一つ以上のスイッチング素子が駆動ユニット１１に接続され、制御ユニット１０は、ＡＣ電圧がＤＣ電圧に整流されるようにスイッチング素子を制御するように構成されている。
【0077】
図８は、車両駆動用の電気装置５と、高電圧バッテリ３と、低電圧バッテリ２２と、電気パワーコンバータ１とを備えた車両１０１の一実施形態のブロック図である。ここで、電気パワーコンバータ１は、高電圧バッテリ３により供給されたＤＣ電圧を電気装置５に供給するＡＣ電流に変換するように構成されている。さらに、車両１０１は、車両１０１における結線系（不図示）のためのＤＣ／ＤＣコンバータである電気パワーコンバータ１を備えている。さらに、車両１０１は、送電系により供給されたＡＣ電圧により高電圧バッテリ３を充電するための車載充電器としてのＡＣ／ＤＣコンバータである電気パワーコンバータ１を備えている。
【図1】
【図2】
【図3A】
【図3B】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】