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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】特許公報(B2)
(11)【特許番号】
(24)【登録日】2024-02-14
(45)【発行日】2024-02-22
(54)【発明の名称】電力変換装置
(51)【国際特許分類】
H02M 7/48 20070101AFI20240215BHJP
H02M 7/12 20060101ALI20240215BHJP
【ＦＩ】
H02M7/48 Y
H02M7/12 601A
H02M7/12 A
【請求項の数】
15
(21)【出願番号】P 2019179995
(22)【出願日】2019-09-30
(65)【公開番号】P2021058002
(43)【公開日】2021-04-08
【審査請求日】2022-06-21
(73)【特許権者】
【識別番号】000002853
【氏名又は名称】ダイキン工業株式会社
(74)【代理人】
【識別番号】100101454
【弁理士】
【氏名又は名称】山田 卓二
(74)【代理人】
【識別番号】100176463
【弁理士】
【氏名又は名称】磯江 悦子
(74)【代理人】
【識別番号】100183232
【弁理士】
【氏名又は名称】山崎 敏行
(72)【発明者】
【氏名】榊原 憲一
(72)【発明者】
【氏名】谷口 智勇
【審査官】東 昌秋
(56)【参考文献】
【文献】特開２０１４－８２９２６（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開２０１２－１５７１９７（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開２０１９－１３０９３（ＪＰ，Ａ）
(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)
Ｈ０２Ｍ ７／００－ ７／９８
Ｈ０２Ｐ ２１／００－２７／１８
(57)【特許請求の範囲】
【請求項1】
単相交流電圧Ｖｉｎを変換して整流電圧を出力する電圧源(|Ｖｉｎ|)と、上記電圧源(|Ｖｉｎ|)の出力端に一端が接続され、所定の第１デューティｄｒｅｃで導通する第１スイッチ(Ｓｒｅｃ)と、
上記第１スイッチ(Ｓｒｅｃ)の他端に一端が接続され、所定の第２デューティｄｃで導通する第２スイッチ(Ｓｃ)と、
上記第２スイッチ(Ｓｃ)の他端に一端が接続され、他端が上記電圧源(|Ｖｉｎ|)の共通端に接続されたコンデンサ(Ｃ４)と、
上記第２スイッチ(Ｓｃ)と並列接続されたクランプダイオード(Ｄ４２)と、
上記第１スイッチ(Ｓｒｅｃ)の他端に第１端が接続され、上記電圧源(|Ｖｉｎ|)の共通端に第２端が接続され、上記第１端または上記第２端のいずれか一方が択一的に第３端と導通し、所定の第３デューティｄｚで上記第１端と上記第３端とが導通する第３スイッチ(Ｓｚ)と、
上記第１スイッチ(Ｓｒｅｃ)の他端に一端が接続され、他端が上記第３スイッチ(Ｓｚ)の上記第３端に接続された電流源(Ｉｄｃ)と
を有する等価回路で表される回路を備える電力変換装置であって、
上記第３スイッチ(Ｓｚ)と上記電流源(Ｉｄｃ)で３ｎ相電圧形インバータ(ｎは正の整数)が構成され、
上記電圧源(|Ｖｉｎ|)の瞬時値が直流電圧指令値Ｖｄｃ＊よりも高い第１区間において、上記第２スイッチ(Ｓｃ)をオフし、上記電流源(Ｉｄｃ)に入力される直流電圧Ｖｄｃが上記直流電圧指令値Ｖｄｃ＊と等しくなるように上記第１デューティｄｒｅｃと上記第３デューティｄｚとが選択され、上記電圧源(|Ｖｉｎ|)から上記電流源(Ｉｄｃ)に電力を供給する第１変換動作を行うと共に、上記整流電圧により上記クランプダイオード(Ｄ４２)を介して上記コンデンサ(Ｃ４)に充電する一方、
上記電圧源(|Ｖｉｎ|)の瞬時値が上記直流電圧指令値Ｖｄｃ＊以下の第２区間において、上記第１スイッチ(Ｓｒｅｃ)をオフし、上記電流源(Ｉｄｃ)に入力される直流電圧Ｖｄｃが上記直流電圧指令値Ｖｄｃ＊と等しくなるように上記第２デューティｄｃと上記第３デューティｄｚとが選択され、上記コンデンサ(Ｃ４)から上記電流源(Ｉｄｃ)に電力を供給する第２変換動作を行うことを特徴とする電力変換装置。
【請求項2】
請求項１に記載の電力変換装置において、上記電圧源(|Ｖｉｎ|)の出力端に一端が接続されたリアクトル(Ｌ４)と、
上記リアクトル(Ｌ４)の他端にアノードが接続され、カソードが上記コンデンサ(Ｃ４)の上記第２スイッチ(Ｓｃ)側に接続されたダイオード(Ｄ４０)と、
上記ダイオード(Ｄ４０)のアノードに一端が接続され、他端が上記電圧源(|Ｖｉｎ|)の共通端に接続され、所定の第４デューティｄｌで導通する第４スイッチ(Ｓｌ)と
を備えることを特徴とする電力変換装置。
【請求項3】
請求項１または２に記載の電力変換装置において、上記第１デューティｄｒｅｃと、上記第２デューティｄｃと、上記第３デューティｄｚは、
ｄｒｅｃ＋ｄｃ＋ｄｚ＝１
の条件を満たすと共に、
上記単相交流電圧Ｖｉｎの最大値をＶｍ、上記単相交流電圧Ｖｉｎの角速度をωとし、時間をｔとするとき、
上記第１変換動作の期間における上記第１デューティｄｒｅｃと上記第２デューティｄｃは、
【数1】
上記第２変換動作の期間における上記第１デューティｄｒｅｃと上記第２デューティｄｃは、
【数2】
上記第１区間と上記第２区間との境界位相角φは、
【数3】
【請求項4】
請求項１から３までのいずれか１つに記載の電力変換装置において、上記第１変換動作と上記第２変換動作を行う第１モードと、上記第１変換動作と上記第２変換動作とを除く他の変換動作を行う第２モードとを備え、
上記３ｎ相電圧形インバータの出力周波数が第１閾値以下である上記第１モードの状態から、上記３ｎ相電圧形インバータの出力周波数が上記第１閾値よりも高くなると、上記第２モードに移行し、
上記３ｎ相電圧形インバータの出力周波数が第２閾値よりも高い上記第２モードの状態から、上記３ｎ相電圧形インバータの出力周波数が上記第２閾値以下になると、上記第１モードに移行し、
上記第２閾値は、上記第１閾値と等しいか、または、上記第１閾値よりも所定値低いことを特徴とする電力変換装置。
【請求項5】
請求項１から３までのいずれか１つに記載の電力変換装置において、上記第１変換動作と上記第２変換動作を行う第１モードと、上記第１変換動作と上記第２変換動作とを除く他の変換動作を行う第２モードとを備え、
上記３ｎ相電圧形インバータの変調率が第１閾値以下である上記第１モードの状態から上記３ｎ相電圧形インバータの変調率が上記第１閾値よりも高くなると、上記第１モードから上記第２モードに移行し、
上記３ｎ相電圧形インバータの変調率が第２閾値よりも高い上記第２モードの状態から上記３ｎ相電圧形インバータの変調率が上記第２閾値以下になると、上記第２モードから上記第１モードに移行し、
上記第２閾値は、上記第１閾値と等しいか、または、上記第１閾値よりも所定値低いことを特徴とする電力変換装置。
【請求項6】
請求項４または５に記載の電力変換装置において、上記第１モードにおいて、上記３ｎ相電圧形インバータの出力周波数に応じた上記直流電圧指令値Ｖｄｃ＊を設定することを特徴とする電力変換装置。
【請求項7】
請求項４または５に記載の電力変換装置において、上記第１モードにおいて、上記３ｎ相電圧形インバータの変調率に応じた上記直流電圧指令値Ｖｄｃ＊を設定することを特徴とする電力変換装置。
【請求項8】
請求項１から７までのいずれか１つに記載の電力変換装置において、上記電圧源(|Ｖｉｎ|)は、スイッチング素子で構成されたブリッジ回路を含み、上記単相交流電圧Ｖｉｎに同期して上記各スイッチング素子を上記第１変換動作の期間にオンし、上記第２変換動作の期間にオフすることにより上記単相交流電圧Ｖｉｎを同期整流して上記整流電圧を出力することを特徴とする電力変換装置。
【請求項9】
単相交流電圧Ｖｉｎを変換して整流電圧を出力するコンバータ部(２)と、
上記コンバータ部(２)の正極出力端に接続された第１電源線(ＬＨ)と、
上記コンバータ部(２)の負極出力端に接続された第２電源線(ＬＬ)と、
上記コンバータ部(２)の正極出力端が上記第１電源線(ＬＨ)を介して正極入力端に接続され、上記コンバータ部(２)の負極出力端が上記第２電源線(ＬＬ)を介して負極入力端に接続され、上記整流電圧から変換された交流電圧を出力するＰＷＭ制御のインバータ部(５)と、
上記第１電源線(ＬＨ)と上記第２電源線(ＬＬ)との間に接続されたバッファ回路(４ａ)と
を備え、
上記単相交流電圧Ｖｉｎの瞬時値の絶対値が直流電圧指令値Ｖｄｃ＊よりも高い第１区間において、上記バッファ回路(４ａ)の出力端を上記第１電源線(ＬＨ)から遮断し、上記インバータ部(５)の電圧飽和時の出力電圧から換算される直流電圧が上記直流電圧指令値Ｖｄｃ＊と等しくなるように上記インバータ部(５)のＰＷＭ制御のスイッチングパターンが選択されて、上記コンバータ部(２)から出力された上記整流電圧により上記インバータ部(５)に電力を供給する第１変換動作を行うと共に、上記整流電圧により上記バッファ回路(４ａ)に充電する一方、
上記単相交流電圧Ｖｉｎの瞬時値の絶対値が上記直流電圧指令値Ｖｄｃ＊以下の第２区間において、上記バッファ回路(４ａ)の出力端を上記第１電源線(ＬＨ)に接続し、上記インバータ部(５)の電圧飽和時の出力電圧から換算される直流電圧が上記直流電圧指令値Ｖｄｃ＊と等しくなるように上記インバータ部(５)のＰＷＭ制御のスイッチングパターンが選択されて、上記バッファ回路(４ａ)から上記インバータ部(５)に電力を供給する第２変換動作を行い、
上記バッファ回路(４ａ)を介さず上記コンバータ部(２)から流れる電流のデューティである第１デューティｄｒｅｃと、上記バッファ回路(４ａ)を介して流れる電流のデューティである第２デューティｄｃと、上記インバータ部(５)において零相電流が流れるデューティである第３デューティｄｚは、
ｄｒｅｃ＋ｄｃ＋ｄｚ＝１
の条件を満たすと共に、
上記単相交流電圧Ｖｉｎの最大値をＶｍ、上記単相交流電圧Ｖｉｎの角速度をωとし、時間をｔとするとき、
上記第１区間における上記第１デューティｄｒｅｃと上記第２デューティｄｃは、
【数4】
上記第２区間の期間における上記第１デューティｄｒｅｃと上記第２デューティｄｃは
【数5】
上記インバータ部(５)は、相電圧指令値Ｖｕ＊,Ｖｖ＊,Ｖｗ＊と上記第１デューティｄｒｅｃと上記第２デューティｄｃおよび上記第３デューティｄｚに基づいてＰＷＭ制御されることを特徴とする電力変換装置。
【請求項10】
単相交流電圧Ｖｉｎを変換して整流電圧を出力するコンバータ部(２)と、
上記コンバータ部(２)の正極出力端に接続された第１電源線(ＬＨ)と、
上記コンバータ部(２)の負極出力端に接続された第２電源線(ＬＬ)と、
上記コンバータ部(２)の正極出力端が上記第１電源線(ＬＨ)を介して正極入力端に接続され、上記コンバータ部(２)の負極出力端が上記第２電源線(ＬＬ)を介して負極入力端に接続され、上記整流電圧から変換された交流電圧を出力するＰＷＭ制御のインバータ部(５)と、
上記第１電源線(ＬＨ)と上記第２電源線(ＬＬ)との間に接続されたバッファ回路(４ａ)と
を備え、
上記単相交流電圧Ｖｉｎの瞬時値の絶対値が直流電圧指令値Ｖｄｃ＊よりも高い第１区間において、上記バッファ回路(４ａ)の出力端を上記第１電源線(ＬＨ)から遮断し、上記インバータ部(５)の電圧飽和時の出力電圧から換算される直流電圧が上記直流電圧指令値Ｖｄｃ＊と等しくなるように上記インバータ部(５)のＰＷＭ制御のスイッチングパターンが選択されて、上記コンバータ部(２)から出力された上記整流電圧により上記インバータ部(５)に電力を供給する第１変換動作を行うと共に、上記整流電圧により上記バッファ回路(４ａ)に充電する一方、
上記単相交流電圧Ｖｉｎの瞬時値の絶対値が上記直流電圧指令値Ｖｄｃ＊以下の第２区間において、上記バッファ回路(４ａ)の出力端を上記第１電源線(ＬＨ)に接続し、上記インバータ部(５)の電圧飽和時の出力電圧から換算される直流電圧が上記直流電圧指令値Ｖｄｃ＊と等しくなるように上記インバータ部(５)のＰＷＭ制御のスイッチングパターンが選択されて、上記バッファ回路(４ａ)から上記インバータ部(５)に電力を供給する第２変換動作を行い、
上記第１変換動作と上記第２変換動作を行う第１モードと、上記第１変換動作と上記第２変換動作とを除く他の変換動作を行う第２モードとを備え、
上記インバータ部(５)の出力周波数が第１閾値以下である上記第１モードの状態から、上記インバータ部(５)の出力周波数が上記第１閾値よりも高くなると、上記第２モードに移行し、
上記インバータ部(５)の出力周波数が第２閾値よりも高い上記第２モードの状態から、上記インバータ部(５)の出力周波数が上記第２閾値以下になると、上記第１モードに移行し、
上記第２閾値は、上記第１閾値と等しいか、または、上記第１閾値よりも所定値低いことを特徴とする電力変換装置。
【請求項11】
単相交流電圧Ｖｉｎを変換して整流電圧を出力するコンバータ部(２)と、
上記コンバータ部(２)の正極出力端に接続された第１電源線(ＬＨ)と、
上記コンバータ部(２)の負極出力端に接続された第２電源線(ＬＬ)と、
上記コンバータ部(２)の正極出力端が上記第１電源線(ＬＨ)を介して正極入力端に接続され、上記コンバータ部(２)の負極出力端が上記第２電源線(ＬＬ)を介して負極入力端に接続され、上記整流電圧から変換された交流電圧を出力するＰＷＭ制御のインバータ部(５)と、
上記第１電源線(ＬＨ)と上記第２電源線(ＬＬ)との間に接続されたバッファ回路(４ａ)と
を備え、
上記単相交流電圧Ｖｉｎの瞬時値の絶対値が直流電圧指令値Ｖｄｃ＊よりも高い第１区間において、上記バッファ回路(４ａ)の出力端を上記第１電源線(ＬＨ)から遮断し、上記インバータ部(５)の電圧飽和時の出力電圧から換算される直流電圧が上記直流電圧指令値Ｖｄｃ＊と等しくなるように上記インバータ部(５)のＰＷＭ制御のスイッチングパターンが選択されて、上記コンバータ部(２)から出力された上記整流電圧により上記インバータ部(５)に電力を供給する第１変換動作を行うと共に、上記整流電圧により上記バッファ回路(４ａ)に充電する一方、
上記単相交流電圧Ｖｉｎの瞬時値の絶対値が上記直流電圧指令値Ｖｄｃ＊以下の第２区間において、上記バッファ回路(４ａ)の出力端を上記第１電源線(ＬＨ)に接続し、上記インバータ部(５)の電圧飽和時の出力電圧から換算される直流電圧が上記直流電圧指令値Ｖｄｃ＊と等しくなるように上記インバータ部(５)のＰＷＭ制御のスイッチングパターンが選択されて、上記バッファ回路(４ａ)から上記インバータ部(５)に電力を供給する第２変換動作を行い、
上記第１変換動作と上記第２変換動作を行う第１モードと、上記第１変換動作と上記第２変換動作とを除く他の変換動作を行う第２モードとを備え、
上記インバータ部(５)の変調率が第１閾値以下である上記第１モードの状態から、上記インバータ部(５)の変調率が上記第１閾値よりも高くなると、上記第２モードに移行し、
上記インバータ部(５)の変調率が第２閾値よりも高い上記第２モードの状態から、上記インバータ部(５)の変調率が上記第２閾値以下になると、上記第１モードに移行し、
上記第２閾値は、上記第１閾値と等しいか、または、上記第１閾値よりも所定値低いことを特徴とする電力変換装置。
【請求項12】
請求項１０または１１に記載の電力変換装置において、上記第１モードにおいて、上記インバータ部(５)の出力周波数に応じた上記直流電圧指令値Ｖｄｃ＊を設定することを特徴とする電力変換装置。
【請求項13】
請求項１０または１１に記載の電力変換装置において、上記第１モードにおいて、上記インバータ部(５)の変調率に応じた上記直流電圧指令値Ｖｄｃ＊を設定することを特徴とする電力変換装置。
【請求項14】
請求項９から１３までのいずれか１つに記載の電力変換装置において、上記第１区間において、上記バッファ回路(４ａ)に上記整流電圧により充電する充電回路(４ｂ)を備えることを特徴とする電力変換装置。
【請求項15】
請求項９から１４までのいずれか１つに記載の電力変換装置において、上記コンバータ部(２)は、スイッチング素子で構成されたブリッジ回路を含み、上記単相交流電圧Ｖｉｎに同期して上記各スイッチング素子を上記第１変換動作の期間にオンし、上記第２変換動作の期間にオフすることにより上記単相交流電圧Ｖｉｎを同期整流して上記整流電圧を出力することを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本開示は、電力変換装置に関する。
【背景技術】
【0002】
従来、電力変換装置としては、第１電源線と、第１電源線よりも低い電位が印加される第２電源線と、ダイオード整流器と、第１電源線と第２電源線との間に設けられた充放電回路と、第１電源線と第２電源線との間の整流電圧が入力され、電圧ベクトルに基づいて動作するインバータとを備えたものがある(特許第５６２９８８５号(特許文献１)参照)。
【0003】
上記電力変換装置では、充放電回路が第１電源線と第２電源線との間で電力を授受することにより、電力脈動を軽減すると共に、電圧利用率を改善している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0004】
【文献】特許第５６２９８８５号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0005】
しかしながら、上記電力変換装置では、低負荷時において、充放電回路への充電電流のピーク電流が大きく、さらに充放電回路からの放電における電圧降下により、部分負荷効率の改善が十分でないという課題があった。
【0006】
本開示では、部分負荷効率を向上できる電力変換装置を提案する。
【課題を解決するための手段】
【0007】
本開示の電力変換装置は、
単相交流電圧を変換して整流電圧を出力する電圧源と、
上記電圧源の出力端に一端が接続され、所定の第１デューティｄｒｅｃで導通する第１スイッチと、
上記第１スイッチの他端に一端が接続され、所定の第２デューティｄｃで導通する第２スイッチと、
上記第２スイッチの他端に一端が接続され、他端が上記電圧源の共通端に接続されたコンデンサと、
上記第２スイッチと並列接続されたクランプダイオードと、
上記第１スイッチの他端に第１端が接続され、上記電圧源の共通端に第２端が接続され、上記第１端または上記第２端のいずれか一方が択一的に第３端と導通し、所定の第３デューティｄｚで上記第１端と上記第３端とが導通する第３スイッチと、
上記第１スイッチの他端に一端が接続され、他端が上記第３スイッチＳｚの上記第３端に接続された電流源と
を有する等価回路で表される回路を備える電力変換装置であって、
上記第３スイッチＳｚと上記電流源Ｉｄｃで３ｎ相電圧形インバータ(ｎは正の整数)が構成され、
上記電圧源の瞬時値が直流電圧指令値Ｖｄｃ＊よりも高い第１区間において、上記第２スイッチをオフし、上記電流源に入力される直流電圧Ｖｄｃが上記直流電圧指令値Ｖｄｃ＊と等しくなるように上記第１デューティｄｒｅｃと上記第３デューティｄｚとが選択され、上記電圧源から上記電流源に電力を供給する第１変換動作を行うと共に、上記整流電圧により上記クランプダイオードを介して上記コンデンサに充電する一方、
上記電圧源の瞬時値が上記直流電圧指令値Ｖｄｃ＊以下の第２区間において、上記第１スイッチをオフし、上記電流源に入力される直流電圧Ｖｄｃが上記直流電圧指令値Ｖｄｃ＊と等しくなるように上記第２デューティｄｃと上記第３デューティｄｚとが選択され、上記コンデンサから上記電流源に電力を供給する第２変換動作を行うことを特徴とする。
単相交流電圧を変換して整流電圧を出力する電圧源と、
上記電圧源の出力端に一端が接続され、所定の第１デューティｄｒｅｃで導通する第１スイッチと、
上記第１スイッチの他端に一端が接続され、所定の第２デューティｄｃで導通する第２スイッチと、
上記第２スイッチの他端に一端が接続され、他端が上記電圧源の共通端に接続されたコンデンサと、
上記第２スイッチと並列接続されたクランプダイオードと、
上記第１スイッチの他端に第１端が接続され、上記電圧源の共通端に第２端が接続され、上記第１端または上記第２端のいずれか一方が択一的に第３端と導通し、所定の第３デューティｄｚで上記第１端と上記第３端とが導通する第３スイッチと、
上記第１スイッチの他端に一端が接続され、他端が上記第３スイッチＳｚの上記第３端に接続された電流源と
を有する等価回路で表される回路を備える電力変換装置であって、
上記第３スイッチＳｚと上記電流源Ｉｄｃで３ｎ相電圧形インバータ(ｎは正の整数)が構成され、
上記電圧源の瞬時値が直流電圧指令値Ｖｄｃ＊よりも高い第１区間において、上記第２スイッチをオフし、上記電流源に入力される直流電圧Ｖｄｃが上記直流電圧指令値Ｖｄｃ＊と等しくなるように上記第１デューティｄｒｅｃと上記第３デューティｄｚとが選択され、上記電圧源から上記電流源に電力を供給する第１変換動作を行うと共に、上記整流電圧により上記クランプダイオードを介して上記コンデンサに充電する一方、
上記電圧源の瞬時値が上記直流電圧指令値Ｖｄｃ＊以下の第２区間において、上記第１スイッチをオフし、上記電流源に入力される直流電圧Ｖｄｃが上記直流電圧指令値Ｖｄｃ＊と等しくなるように上記第２デューティｄｃと上記第３デューティｄｚとが選択され、上記コンデンサから上記電流源に電力を供給する第２変換動作を行うことを特徴とする。
【0008】
本開示によれば、電圧源の瞬時値が直流電圧指令値Ｖｄｃ＊よりも高い第１区間において、第２スイッチをオフし、電流源に入力される直流電圧Ｖｄｃが直流電圧指令値Ｖｄｃ＊と等しくなるように第１デューティｄｒｅｃと第３デューティｄｚとが選択され、電圧源から電流源に電力を供給する第１変換動作を行うと共に、整流電圧によりクランプダイオードを介してコンデンサに充電する。一方、電圧源の瞬時値が直流電圧指令値Ｖｄｃ＊以下の第２区間において、第１スイッチをオフし、電流源に入力される直流電圧Ｖｄｃが直流電圧指令値Ｖｄｃ＊と等しくなるように第２デューティｄｃと第３デューティｄｚとが選択され、コンデンサから電流源に電力を供給する第２変換動作を行う。
【0009】
このようにして、電源周期に合わせて第１変換動作と第２変換動作を交互に行って降圧動作することで、部分負荷において例えば電源周期を第１区間と第２区間で２分している場合、コンデンサからの放電電荷が半減し、第１区間でのコンデンサへの充電電流のピーク電流が低減されて、入力力率が改善されると共に、コンデンサからの放電による電圧降下の期間が半減する。これにより、部分負荷効率を向上できる。
【0010】
また、本開示の１つの態様に係る電力変換装置では、
上記電圧源の出力端に一端が接続されたリアクトルと、
上記リアクトルの他端にアノードが接続され、カソードが上記コンデンサの上記第２スイッチ側に接続されたダイオードと、
上記ダイオードのアノードに一端が接続され、他端が上記電圧源の共通端に接続され、所定の第４デューティｄｌで導通する第４スイッチと
を備える。
上記電圧源の出力端に一端が接続されたリアクトルと、
上記リアクトルの他端にアノードが接続され、カソードが上記コンデンサの上記第２スイッチ側に接続されたダイオードと、
上記ダイオードのアノードに一端が接続され、他端が上記電圧源の共通端に接続され、所定の第４デューティｄｌで導通する第４スイッチと
を備える。
【0011】
本開示によれば、部分負荷より大きな負荷において、所定の第４デューティｄｌで導通する第４スイッチによって、リアクトルとダイオードを介して充電されるコンデンサへの充電電圧を昇圧して、昇圧動作により電圧利用効率を高める変換動作が可能になる。
【0012】
また、本開示の１つの態様に係る電力変換装置では、
上記第１デューティｄｒｅｃと、上記第２デューティｄｃと、上記第３デューティｄｚは、
ｄｒｅｃ＋ｄｃ＋ｄｚ＝１
の条件を満たすと共に、
上記単相交流電圧の最大値をＶｍ、上記単相交流電圧の角速度をωとし、時間をｔとするとき、
上記第１変換動作の期間における上記第１デューティｄｒｅｃと上記第２デューティｄｃは、
で表され、
上記第２変換動作の期間における上記第１デューティｄｒｅｃと上記第２デューティｄｃは、
で表され、
上記第１区間と上記第２区間との境界位相角φは、
で表される。
上記第１デューティｄｒｅｃと、上記第２デューティｄｃと、上記第３デューティｄｚは、
ｄｒｅｃ＋ｄｃ＋ｄｚ＝１
の条件を満たすと共に、
上記単相交流電圧の最大値をＶｍ、上記単相交流電圧の角速度をωとし、時間をｔとするとき、
上記第１変換動作の期間における上記第１デューティｄｒｅｃと上記第２デューティｄｃは、
【数1】
上記第２変換動作の期間における上記第１デューティｄｒｅｃと上記第２デューティｄｃは、
【数2】
上記第１区間と上記第２区間との境界位相角φは、
【数3】
【0013】
本開示によれば、第１変換動作の期間と第２変換動作の期間における第１デューティｄｒｅｃと第２デューティｄｃと第３デューティｄｚの上記条件を満たすように、電源周期に合わせて第１変換動作と第２変換動作を交互に行うことによって、部分負荷効率を向上できる。
【0014】
また、本開示の１つの態様に係る電力変換装置では、
上記第１変換動作と上記第２変換動作を行う第１モードと、上記第１変換動作と上記第２変換動作とを除く他の変換動作を行う第２モードとを備え、
上記３ｎ相電圧形インバータの出力周波数が第１閾値以下である上記第１モードの状態から、上記３ｎ相電圧形インバータの出力周波数が上記第１閾値よりも高くなると、上記第２モードに移行し、
上記３ｎ相電圧形インバータの出力周波数が第２閾値よりも高い上記第２モードの状態から、上記３ｎ相電圧形インバータの出力周波数が上記第２閾値以下になると、上記第１モードに移行し、
上記第２閾値は、上記第１閾値と等しいか、または、上記第１閾値よりも所定値低い。
上記第１変換動作と上記第２変換動作を行う第１モードと、上記第１変換動作と上記第２変換動作とを除く他の変換動作を行う第２モードとを備え、
上記３ｎ相電圧形インバータの出力周波数が第１閾値以下である上記第１モードの状態から、上記３ｎ相電圧形インバータの出力周波数が上記第１閾値よりも高くなると、上記第２モードに移行し、
上記３ｎ相電圧形インバータの出力周波数が第２閾値よりも高い上記第２モードの状態から、上記３ｎ相電圧形インバータの出力周波数が上記第２閾値以下になると、上記第１モードに移行し、
上記第２閾値は、上記第１閾値と等しいか、または、上記第１閾値よりも所定値低い。
【0015】
本開示によれば、第１変換動作と第２変換動作を行う第１モードと、他の変換動作を行う第２モードとを、負荷の増減に対して相間関係を有する電流源の電流周波数に応じて切り換えることにより、負荷に応じて効率のよい変換動作を行うことが可能になる。また、第１閾値よりも第２閾値を所定値低くして、第１モードと第２モードとの切り換えにヒステリシスを設けることによって、安定した切り換え動作ができる。
【0016】
また、本開示の１つの態様に係る電力変換装置では、
上記第１変換動作と上記第２変換動作を行う第１モードと、上記第１変換動作と上記第２変換動作とを除く他の変換動作を行う第２モードとを備え、
上記３ｎ相電圧形インバータの変調率が第１閾値以下である上記第１モードの状態から上記３ｎ相電圧形インバータの変調率が上記第１閾値よりも高くなると、上記第１モードから上記第２モードに移行し、
上記３ｎ相電圧形インバータの変調率が第２閾値よりも高い上記第２モードの状態から上記３ｎ相電圧形インバータの変調率が上記第２閾値以下になると、上記第２モードから上記第１モードに移行し、
上記第２閾値は、上記第１閾値と等しいか、または、上記第１閾値よりも所定値低い。
上記第１変換動作と上記第２変換動作を行う第１モードと、上記第１変換動作と上記第２変換動作とを除く他の変換動作を行う第２モードとを備え、
上記３ｎ相電圧形インバータの変調率が第１閾値以下である上記第１モードの状態から上記３ｎ相電圧形インバータの変調率が上記第１閾値よりも高くなると、上記第１モードから上記第２モードに移行し、
上記３ｎ相電圧形インバータの変調率が第２閾値よりも高い上記第２モードの状態から上記３ｎ相電圧形インバータの変調率が上記第２閾値以下になると、上記第２モードから上記第１モードに移行し、
上記第２閾値は、上記第１閾値と等しいか、または、上記第１閾値よりも所定値低い。
【0017】
本開示によれば、第１変換動作と第２変換動作を行う第１モードと、他の変換動作を行う第２モードとを、負荷の増減に対して相間関係を有する電流源の変調率に応じて切り換えることにより、負荷に応じて効率のよい変換動作を行うことが可能になる。また、第１モードと第２モードとの切り換えにヒステリシスを設けることによって、安定した切り換え動作ができる。
【0018】
また、本開示の１つの態様に係る電力変換装置では、
上記第１モードにおいて、上記３ｎ相電圧形インバータの出力周波数に応じた上記直流電圧指令値Ｖｄｃ＊を設定する。
上記第１モードにおいて、上記３ｎ相電圧形インバータの出力周波数に応じた上記直流電圧指令値Ｖｄｃ＊を設定する。
【0019】
本開示によれば、３ｎ相電圧形インバータの出力周波数に応じた直流電圧指令値Ｖｄｃ＊を設定して、第１区間に対する第２区間の割合を減らすことで、第１区間でのコンデンサへの充電電流のピーク電流がさらに低減されて、入力力率がより改善され、コンデンサからの放電による電圧降下の期間がさらに短くなり、部分負荷効率をさらに向上できる。
【0020】
また、本開示の１つの態様に係る電力変換装置では、
上記第１モードにおいて、上記３ｎ相電圧形インバータの変調率に応じた上記直流電圧指令値Ｖｄｃ＊を設定する。
上記第１モードにおいて、上記３ｎ相電圧形インバータの変調率に応じた上記直流電圧指令値Ｖｄｃ＊を設定する。
【0021】
本開示によれば、３ｎ相電圧形インバータの変調率に応じた直流電圧指令値Ｖｄｃ＊を設定して、第１区間に対する第２区間の割合を減らすことで、第１区間でのコンデンサへの充電電流のピーク電流がさらに低減されて、入力力率がより改善され、コンデンサからの放電による電圧降下の期間がさらに短くなり、部分負荷効率をさらに向上できる。
【0022】
また、本開示の１つの態様に係る電力変換装置では、
上記電圧源は、スイッチング素子で構成されたブリッジ回路を含み、上記単相交流電圧に同期して上記各スイッチング素子を上記第１変換動作の期間にオンし、上記第２変換動作の期間にオフすることにより上記単相交流電圧を同期整流して上記整流電圧を出力する。
上記電圧源は、スイッチング素子で構成されたブリッジ回路を含み、上記単相交流電圧に同期して上記各スイッチング素子を上記第１変換動作の期間にオンし、上記第２変換動作の期間にオフすることにより上記単相交流電圧を同期整流して上記整流電圧を出力する。
【0023】
本開示によれば、単相交流電圧に同期してブリッジ回路の各スイッチング素子を第１変換動作の期間にオンし、第２変換動作の期間にオフすることにより、単相交流電圧を同期整流して整流電圧を電圧源から出力するので、力率改善や高調波抑制などのためのリアクトルにインダクタンスの小さいものを用いても、部分負荷効率を向上しつつ定格負荷時の効率低下を抑えることができる。
【0024】
また、本開示の電力変換装置では、
単相交流電圧を変換して整流電圧を出力するコンバータ部と、
上記コンバータ部の正極出力端に接続された第１電源線と、
上記コンバータ部の負極出力端に接続された第２電源線と、
上記コンバータ部の正極出力端が上記第１電源線を介して正極入力端に接続され、上記コンバータ部の負極出力端が上記第２電源線を介して負極入力端に接続され、上記整流電圧から変換された交流電圧を出力するＰＷＭ制御のインバータ部と、
上記第１電源線と上記第２電源線との間に接続されたバッファ回路と
を備え、
上記単相交流電圧の瞬時値の絶対値が直流電圧指令値Ｖｄｃ＊よりも高い第１区間において、上記バッファ回路の出力端を上記第１電源線から遮断し、上記インバータ部の電圧飽和時の出力電圧から換算される直流電圧が上記直流電圧指令値Ｖｄｃ＊と等しくなるように上記インバータ部のＰＷＭ制御のスイッチングパターンが選択されて、上記コンバータ部から出力された上記整流電圧により上記インバータ部に電力を供給する第１変換動作を行うと共に、上記整流電圧により上記バッファ回路に充電する一方、
上記単相交流電圧の瞬時値の絶対値が上記直流電圧指令値Ｖｄｃ＊以下の第２区間において、上記バッファ回路の出力端を上記第１電源線に接続し、上記インバータ部の電圧飽和時の出力電圧から換算される直流電圧が上記直流電圧指令値Ｖｄｃ＊と等しくなるように上記インバータ部のＰＷＭ制御のスイッチングパターンが選択されて、上記バッファ回路から上記インバータ部に電力を供給する第２変換動作を行うことを特徴とする。
単相交流電圧を変換して整流電圧を出力するコンバータ部と、
上記コンバータ部の正極出力端に接続された第１電源線と、
上記コンバータ部の負極出力端に接続された第２電源線と、
上記コンバータ部の正極出力端が上記第１電源線を介して正極入力端に接続され、上記コンバータ部の負極出力端が上記第２電源線を介して負極入力端に接続され、上記整流電圧から変換された交流電圧を出力するＰＷＭ制御のインバータ部と、
上記第１電源線と上記第２電源線との間に接続されたバッファ回路と
を備え、
上記単相交流電圧の瞬時値の絶対値が直流電圧指令値Ｖｄｃ＊よりも高い第１区間において、上記バッファ回路の出力端を上記第１電源線から遮断し、上記インバータ部の電圧飽和時の出力電圧から換算される直流電圧が上記直流電圧指令値Ｖｄｃ＊と等しくなるように上記インバータ部のＰＷＭ制御のスイッチングパターンが選択されて、上記コンバータ部から出力された上記整流電圧により上記インバータ部に電力を供給する第１変換動作を行うと共に、上記整流電圧により上記バッファ回路に充電する一方、
上記単相交流電圧の瞬時値の絶対値が上記直流電圧指令値Ｖｄｃ＊以下の第２区間において、上記バッファ回路の出力端を上記第１電源線に接続し、上記インバータ部の電圧飽和時の出力電圧から換算される直流電圧が上記直流電圧指令値Ｖｄｃ＊と等しくなるように上記インバータ部のＰＷＭ制御のスイッチングパターンが選択されて、上記バッファ回路から上記インバータ部に電力を供給する第２変換動作を行うことを特徴とする。
【0025】
本開示によれば、単相交流電圧の瞬時値の絶対値が直流電圧指令値Ｖｄｃ＊よりも高い第１区間において、バッファ回路の出力端を第１電源線から遮断し、インバータ部の電圧飽和時の出力電圧から換算される直流電圧が直流電圧指令値Ｖｄｃ＊と等しくなるようにインバータ部のＰＷＭ制御のスイッチングパターンが選択されて、コンバータ部から出力された整流電圧によりインバータ部に電力を供給する第１変換動作を行うと共に、整流電圧によりバッファ回路に充電する。一方、単相交流電圧の瞬時値の絶対値が直流電圧指令値Ｖｄｃ＊以下の第２区間において、バッファ回路の出力端を第１電源線に接続し、インバータ部の電圧飽和時の出力電圧から換算される直流電圧が直流電圧指令値Ｖｄｃ＊と等しくなるようにインバータ部のＰＷＭ制御のスイッチングパターンが選択されて、バッファ回路からインバータ部に電力を供給する第２変換動作を行う。
【0026】
このようにして、電源周期に合わせて第１変換動作と第２変換動作を交互に行って降圧動作することで、部分負荷において例えば電源周期を第１区間と第２区間で２分している場合、バッファ回路からの放電電荷が半減し、第１区間でのバッファ回路への充電電流のピーク電流が低減されて、入力力率が改善されると共に、バッファ回路からの放電による電圧降下の期間が半減する。これにより、部分負荷効率を向上できる。
【0027】
また、本開示の１つの態様に係る電力変換装置では、
上記バッファ回路を介さず上記コンバータ部から流れる電流のデューティである第１デューティｄｒｅｃと、上記バッファ回路を介して流れる電流のデューティである第２デューティｄｃと、上記インバータ部において零相電流が流れるデューティである第３デューティｄｚは、
ｄｒｅｃ＋ｄｃ＋ｄｚ＝１
の条件を満たすと共に、
上記単相交流電圧の最大値をＶｍ、上記単相交流電圧の角速度をωとし、時間をｔとするとき、
上記第１区間における上記第１デューティｄｒｅｃと上記第２デューティｄｃは、
で表され、
上記第２区間の期間における上記第１デューティｄｒｅｃと上記第２デューティｄｃは
で表され、
上記インバータ部は、相電圧指令値Ｖｕ＊,Ｖｖ＊,Ｖｗ＊と上記第１デューティｄｒｅｃと上記第２デューティｄｃおよび上記第３デューティｄｚに基づいてＰＷＭ制御されることを特徴とする。
上記バッファ回路を介さず上記コンバータ部から流れる電流のデューティである第１デューティｄｒｅｃと、上記バッファ回路を介して流れる電流のデューティである第２デューティｄｃと、上記インバータ部において零相電流が流れるデューティである第３デューティｄｚは、
ｄｒｅｃ＋ｄｃ＋ｄｚ＝１
の条件を満たすと共に、
上記単相交流電圧の最大値をＶｍ、上記単相交流電圧の角速度をωとし、時間をｔとするとき、
上記第１区間における上記第１デューティｄｒｅｃと上記第２デューティｄｃは、
【数4】
上記第２区間の期間における上記第１デューティｄｒｅｃと上記第２デューティｄｃは
【数5】
上記インバータ部は、相電圧指令値Ｖｕ＊,Ｖｖ＊,Ｖｗ＊と上記第１デューティｄｒｅｃと上記第２デューティｄｃおよび上記第３デューティｄｚに基づいてＰＷＭ制御されることを特徴とする。
【0028】
本開示によれば、相電圧指令値Ｖｕ＊,Ｖｖ＊,Ｖｗ＊と第１デューティｄｒｅｃと第２デューティｄｃおよび第３デューティｄｚに基づいてインバータ部をＰＷＭ制御して、第１変換動作の期間と第２変換動作の期間における１デューティｄｒｅｃと第２デューティｄｃと第３デューティｄｚの上記条件を満たすように、電源周期に合わせて第１変換動作と第２変換動作を交互に行うことによって、部分負荷効率を向上できる。
【0029】
また、本開示の１つの態様に係る電力変換装置では、
上記第１区間において、上記バッファ回路に上記整流電圧により充電する充電回路を備える。
上記第１区間において、上記バッファ回路に上記整流電圧により充電する充電回路を備える。
【0030】
本開示によれば、充電回路によって、第１区間においてバッファ回路に整流電圧により充電することによって、充電回路以外の充電経路への充電電流の分流を抑制することができ、充電損失を低減することができる。
【0031】
また、本開示の１つの態様に係る電力変換装置では、
上記第１変換動作と上記第２変換動作を行う第１モードと、上記第１変換動作と上記第２変換動作とを除く他の変換動作を行う第２モードとを備え、
上記インバータ部の出力周波数が第１閾値以下である上記第１モードの状態から、上記インバータ部の出力周波数が上記第１閾値よりも高くなると、上記第２モードに移行し、
上記インバータ部の出力周波数が第２閾値よりも高い上記第２モードの状態から、上記インバータ部の出力周波数が上記第２閾値以下になると、上記第１モードに移行し、
上記第２閾値は、上記第１閾値と等しいか、または、上記第１閾値よりも所定値低い。
上記第１変換動作と上記第２変換動作を行う第１モードと、上記第１変換動作と上記第２変換動作とを除く他の変換動作を行う第２モードとを備え、
上記インバータ部の出力周波数が第１閾値以下である上記第１モードの状態から、上記インバータ部の出力周波数が上記第１閾値よりも高くなると、上記第２モードに移行し、
上記インバータ部の出力周波数が第２閾値よりも高い上記第２モードの状態から、上記インバータ部の出力周波数が上記第２閾値以下になると、上記第１モードに移行し、
上記第２閾値は、上記第１閾値と等しいか、または、上記第１閾値よりも所定値低い。
【0032】
本開示によれば、第１変換動作と第２変換動作を行う第１モードと、他の変換動作を行う第２モードとを、負荷の増減に対して相間関係を有するインバータ部の出力周波数に応じて切り換えることにより、負荷に応じて効率のよい変換動作を行うことが可能になる。また、第１閾値よりも第２閾値を所定値低くして、第１モードと第２モードとの切り換えにヒステリシスを設けることによって、安定した切り換え動作ができる。
【0033】
また、本開示の１つの態様に係る電力変換装置では、
上記第１変換動作と上記第２変換動作を行う第１モードと、上記第１変換動作と上記第２変換動作とを除く他の変換動作を行う第２モードとを備え、
上記インバータ部の変調率が第１閾値以下である上記第１モードの状態から、上記インバータ部の変調率が上記第１閾値よりも高くなると、上記第２モードに移行し、
上記インバータ部の変調率が第２閾値よりも高い上記第２モードの状態から、上記インバータ部の変調率が上記第２閾値以下になると、上記第１モードに移行し、
上記第２閾値は、上記第１閾値と等しいか、または、上記第１閾値よりも所定値低い。
上記第１変換動作と上記第２変換動作を行う第１モードと、上記第１変換動作と上記第２変換動作とを除く他の変換動作を行う第２モードとを備え、
上記インバータ部の変調率が第１閾値以下である上記第１モードの状態から、上記インバータ部の変調率が上記第１閾値よりも高くなると、上記第２モードに移行し、
上記インバータ部の変調率が第２閾値よりも高い上記第２モードの状態から、上記インバータ部の変調率が上記第２閾値以下になると、上記第１モードに移行し、
上記第２閾値は、上記第１閾値と等しいか、または、上記第１閾値よりも所定値低い。
【0034】
本開示によれば、第１変換動作と第２変換動作を行う第１モードと、他の変換動作を行う第２モードとを、負荷の増減に対して相間関係を有するインバータ部の変調率に応じて切り換えることにより、負荷に応じて効率のよい変換動作を行うことが可能になる。また、第１モードと第２モードとの切り換えにヒステリシスを設けることによって、安定した切り換え動作ができる。
【0035】
また、本開示の１つの態様に係る電力変換装置では、
上記第１モードにおいて、上記インバータ部の出力周波数に応じた上記直流電圧指令値Ｖｄｃ＊を設定する。
上記第１モードにおいて、上記インバータ部の出力周波数に応じた上記直流電圧指令値Ｖｄｃ＊を設定する。
【0036】
本開示によれば、インバータ部の出力周波数に応じた直流電圧指令値Ｖｄｃ＊を設定して、第１区間に対する第２区間の割合を減らすことで、第１区間でのバッファ回路への充電電流のピーク電流がさらに低減されて、入力力率がより改善され、バッファ回路からの放電による電圧降下の期間がさらに短くなり、部分負荷効率をさらに向上できる。
【0037】
また、本開示の１つの態様に係る電力変換装置では、
上記第１モードにおいて、上記インバータ部の変調率に応じた上記直流電圧指令値Ｖｄｃ＊を設定する。
上記第１モードにおいて、上記インバータ部の変調率に応じた上記直流電圧指令値Ｖｄｃ＊を設定する。
【0038】
本開示によれば、インバータ部の変調率に応じた直流電圧指令値Ｖｄｃ＊を設定して、第１区間に対する第２区間の割合を減らすことで、第１区間でのバッファ回路への充電電流のピーク電流がさらに低減されて、入力力率がより改善され、バッファ回路からの放電による電圧降下の期間がさらに短くなり、部分負荷効率をさらに向上できる。
【0039】
また、本開示の１つの態様に係る電力変換装置では、
上記コンバータ部は、スイッチング素子で構成されたブリッジ回路を含み、上記単相交流電圧に同期して上記各スイッチング素子を上記第１変換動作の期間にオンし、上記第２変換動作の期間にオフすることにより上記単相交流電圧を同期整流して上記整流電圧を出力する。
上記コンバータ部は、スイッチング素子で構成されたブリッジ回路を含み、上記単相交流電圧に同期して上記各スイッチング素子を上記第１変換動作の期間にオンし、上記第２変換動作の期間にオフすることにより上記単相交流電圧を同期整流して上記整流電圧を出力する。
【0040】
本開示によれば、単相交流電圧に同期してブリッジ回路の各スイッチング素子を第１変換動作の期間にオンし、第２変換動作の期間にオフすることにより、単相交流電圧を同期整流して整流電圧をコンバータ部から出力するので、力率改善や高調波抑制などのためのリアクトルにインダクタンスの小さいものを用いても、部分負荷効率を向上しつつ定格負荷時の効率低下を抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【0041】
【図1】本開示の第１実施形態の電力変換装置の回路図である。
【図2】第１実施形態の電力変換装置の等価回路を示す図である。
【図3A】第１実施形態の電力変換装置の等価回路の通流比の波形を示す図である。
【図3B】第１実施形態の電力変換装置の等価回路の各部の平均電圧波形および平均電流波形を示す図である。
【図3C】第１実施形態の電力変換装置の等価回路の各部の電流波形を示す図である。
【図3D】第１実施形態の電力変換装置の等価回路の各部の瞬時電力波形を示す図である。
【図4】第１実施形態の電力変換装置の各部の電圧,電流のシミュレーション波形を示す図である。
【図5】第１実施形態の変形例の電力変換装置の各部の電圧,電流のシミュレーション波形を示す図である。
【図6】第１実施形態の電力変換装置の制御装置のブロック図である。
【図7】第１実施形態の電力変換装置の動作を示す図である。
【図8】第１実施形態の電力変換装置を誘導性負荷であるモータの駆動に用いた場合の回転数と変換効率の関係を示す図である。
【図9】第１実施形態の電力変換装置を誘導性負荷であるモータの駆動に用いた場合の回転数と入力力率の関係を示す図である。
【図10】第１実施形態の電力変換装置を誘導性負荷であるモータの駆動に用いた場合の回転数とモータ入力電圧の関係を示す図である。
【図11】本開示の第２実施形態の電力変換装置の回路図である。
【図12】第２実施形態の電力変換装置の各部の電圧,電流のシミュレーション波形を示す図である。
【図13】本開示の第３実施形態の電力変換装置の回路図である。
【図14】本開示の第４実施形態の電力変換装置の回路図である。
【図15】本開示の第５実施形態の電力変換装置の回路図である。
【図16】第５実施形態の電力変換装置の各部の電圧,電流のシミュレーション波形を示す図である。
【図17】電力変換装置におけるインダクタンスと損失の関係を示す図である。
【図18】電力変換装置におけるインダクタンスとピーク電流の関係を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【0042】
以下、実施形態を説明する。なお、図面において、同一の参照番号は、同一部分または相当部分を表わすものである。
【0043】
〔第１実施形態〕
図１は本開示の第１実施形態の電力変換装置の回路図である。
図１は本開示の第１実施形態の電力変換装置の回路図である。
【0044】
この第１実施形態の電力変換装置は、図１に示すように、コンバータ部２と、フィルタ部３と、バッファ回路４ａと、充電回路４ｂと、電流阻止部４ｃと、インバータ部５と、制御装置１０(図６に示す)とを備えている。また、電力変換装置は、コンバータ部２の正極出力端が第１電源線ＬＨに接続され、コンバータ部２の負極出力端が第２電源線ＬＬに接続されている。第１電源線ＬＨは、コンバータ部２の正極出力端に一端が接続された電源線部ＬＨ１と、電源線部ＬＨ１の他端にリアクトルＬ３を介して一端が接続された電源線部ＬＨ２と、電源線部ＬＨ２の他端にダイオードＤ４３を介して一端が接続された電源線部ＬＨ３とで構成されている。
【0045】
コンバータ部２は、単相交流電源１と接続されたダイオードＤ２１～Ｄ２４で構成されたブリッジ回路を備えている。ダイオードＤ２１～Ｄ２４は、単相交流電源１から入力される単相交流電圧Ｖｉｎを単相全波整流して整流電圧に変換して、第１電源線ＬＨの電源線部ＬＨ１と第２電源線ＬＬとの間に整流電圧を出力する。第１電源線ＬＨの電源線部ＬＨ１には、第２電源線ＬＬよりも高い電位が印加される。コンバータ部２には、単相交流電源１から入力電流Ｉｉｎが流れ込む。
【0046】
フィルタ部３は、リアクトルＬ３とコンデンサＣ３とを備えている。コンデンサＣ３は、第１電源線ＬＨの電源線部ＬＨ２と第２電源線ＬＬとの間に設けられている。リアクトルＬ３は、第１電源線ＬＨの電源線部ＬＨ１と電源線部ＬＨ２との間に接続され、コンデンサＣ３よりもコンバータ部２側に設けられている。リアクトルＬ３とコンデンサＣ３とで、いわゆるＬＣフィルタを構成している。
【0047】
ここで、コンデンサＣ３は、例えばフィルムコンデンサであって、電解コンデンサの静電容量に比べて小さい静電容量を有する。このようなコンデンサＣ３は、コンバータ部２が出力する整流電圧をほとんど平滑しない。よってコンデンサＣ３の両端電圧ｖ３は、整流電圧の脈動の周期と同じ周期で脈動する。
【0048】
＜バッファ回路の構成＞
バッファ回路４ａは、第１電源線ＬＨの電源線部ＬＨ３と第２電源線ＬＬとの間に接続され、クランプダイオードＤ４２と、クランプダイオードＤ４２に逆並列接続されたトランジスタＳｃとを含んでいる。ここで、トランジスタＳｃは、例えばＩＧＢＴ(絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ)である。トランジスタＳｃは、第１電源線ＬＨの電源線部ＬＨ３と第２電源線ＬＬとの間において、コンデンサＣ４に対して電源線部ＬＨ３側で直列に接続されている。ここで、逆並列接続とは、順方向が相互に逆となるような並列接続である。具体的には、トランジスタＳｃの順方向は、第２電源線ＬＬから電源線部ＬＨ３へと向かう方向であり、クランプダイオードＤ４２の順方向は、電源線部ＬＨ３から第２電源線ＬＬへと向かう方向である。
バッファ回路４ａは、第１電源線ＬＨの電源線部ＬＨ３と第２電源線ＬＬとの間に接続され、クランプダイオードＤ４２と、クランプダイオードＤ４２に逆並列接続されたトランジスタＳｃとを含んでいる。ここで、トランジスタＳｃは、例えばＩＧＢＴ(絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ)である。トランジスタＳｃは、第１電源線ＬＨの電源線部ＬＨ３と第２電源線ＬＬとの間において、コンデンサＣ４に対して電源線部ＬＨ３側で直列に接続されている。ここで、逆並列接続とは、順方向が相互に逆となるような並列接続である。具体的には、トランジスタＳｃの順方向は、第２電源線ＬＬから電源線部ＬＨ３へと向かう方向であり、クランプダイオードＤ４２の順方向は、電源線部ＬＨ３から第２電源線ＬＬへと向かう方向である。
【0049】
バッファ回路４ａは、トランジスタＳｃが導通するときにコンデンサＣ４の両端電圧ｖ４とほぼ同じ電圧を出力する。また、トランジスタＳｃが非導通のとき、直流リンク電圧ＶｄｃｌｉｎｋはコンデンサＣ３の両端電圧ｖ３とほぼ同じ電圧となる。
【0050】
＜充電回路の構成＞
充電回路４ｂは、ダイオードＤ４０と、リアクトルＬ４と、トランジスタＳｌとを含んでいる。ダイオードＤ４０のカソードは、トランジスタＳｃとコンデンサＣ４との間に接続されている。リアクトルＬ４は、第１電源線ＬＨの電源線部ＬＨ２とダイオードＤ４０のアノードとの間に接続されている。トランジスタＳｌは、第２電源線ＬＬとダイオードＤ４０のアノードとの間に接続されている。トランジスタＳｌには、ダイオードＤ４１が逆並列接続されている。第１電源線ＬＨの電源線部ＬＨ２の方が第２電源線ＬＬよりも電位が高いので、基本的にはダイオードＤ４１には電流が流れない。
充電回路４ｂは、ダイオードＤ４０と、リアクトルＬ４と、トランジスタＳｌとを含んでいる。ダイオードＤ４０のカソードは、トランジスタＳｃとコンデンサＣ４との間に接続されている。リアクトルＬ４は、第１電源線ＬＨの電源線部ＬＨ２とダイオードＤ４０のアノードとの間に接続されている。トランジスタＳｌは、第２電源線ＬＬとダイオードＤ４０のアノードとの間に接続されている。トランジスタＳｌには、ダイオードＤ４１が逆並列接続されている。第１電源線ＬＨの電源線部ＬＨ２の方が第２電源線ＬＬよりも電位が高いので、基本的にはダイオードＤ４１には電流が流れない。
【0051】
充電回路４ｂは、部分負荷の場合、トランジスタＳｌをオフとし、リアクトルＬ４とダイオードＤ４０を介してコンデンサＣ４を充電する。
【0052】
なお、充電回路４ｂは、部分負荷より大きい負荷の場合、トランジスタＳｌを所定の第４デューティｄｌで導通することにより、コンバータ部２からの整流電圧(より詳細にはコンデンサＣ３の両端電圧ｖ３)を昇圧してコンデンサＣ４を充電する。このとき、コンデンサＣ４には、両端電圧ｖ３よりも高い両端電圧ｖ４が発生する。具体的には、第１電源線ＬＨの電源線部ＬＨ２からトランジスタＳｌを経由して第２電源線ＬＬへと電流を流すことによってリアクトルＬ４にエネルギーを蓄積し、その後にトランジスタＳｌをオフすることによって当該エネルギーがダイオードＤ４０を経由してコンデンサＣ４に蓄積される。コンデンサＣ４の両端電圧ｖ４は、両端電圧ｖ３より高いので、基本的にはクランプダイオードＤ４２には電流が流れない。
【0053】
＜電流阻止部の構成＞
電流阻止部４ｃは、第１電源線ＬＨの電源線部ＬＨ２,ＬＨ３間かつバッファ回路４ａとフィルタ部３との間に設けられ、バッファ回路４ａのコンデンサＣ４からコンデンサＣ３へと流れる電流を阻止する。この実施形態では、電流阻止部４ｃをダイオードＤ４３で実現することによりフィルタ部３を直流リンク側に設けることができる。以降の実施形態では、コンバータ部２がその機能を兼ね備えている。図１では、ダイオードＤ４３は、その順方向はコンバータ部２からインバータ部５へと向かう方向である。なお、電流阻止部４ｃは、第２電源線ＬＬのバッファ回路４ａと充電回路４ｂとの間に設けてもよい。
電流阻止部４ｃは、第１電源線ＬＨの電源線部ＬＨ２,ＬＨ３間かつバッファ回路４ａとフィルタ部３との間に設けられ、バッファ回路４ａのコンデンサＣ４からコンデンサＣ３へと流れる電流を阻止する。この実施形態では、電流阻止部４ｃをダイオードＤ４３で実現することによりフィルタ部３を直流リンク側に設けることができる。以降の実施形態では、コンバータ部２がその機能を兼ね備えている。図１では、ダイオードＤ４３は、その順方向はコンバータ部２からインバータ部５へと向かう方向である。なお、電流阻止部４ｃは、第２電源線ＬＬのバッファ回路４ａと充電回路４ｂとの間に設けてもよい。
【0054】
＜インバータ部の構成＞
インバータ部５の正極入力端に、コンバータ部２の正極出力端が第１電源線ＬＨの電源線部ＬＨ１,リアクトルＬ３,電源線部ＬＨ２,ダイオードＤ４３および電源線部ＬＨ３を介して接続され、インバータ部５の負極入力端に、コンバータ部２の負極出力端が第２電源線ＬＬを介して接続されている。このインバータ部５は、正極入力端と負極入力端とに印加される直流リンク電圧Ｖｄｃｌｉｎｋから変換された三相交流電圧を出力端Ｐｕ,Ｐｖ,Ｐｗから出力する。
インバータ部５の正極入力端に、コンバータ部２の正極出力端が第１電源線ＬＨの電源線部ＬＨ１,リアクトルＬ３,電源線部ＬＨ２,ダイオードＤ４３および電源線部ＬＨ３を介して接続され、インバータ部５の負極入力端に、コンバータ部２の負極出力端が第２電源線ＬＬを介して接続されている。このインバータ部５は、正極入力端と負極入力端とに印加される直流リンク電圧Ｖｄｃｌｉｎｋから変換された三相交流電圧を出力端Ｐｕ,Ｐｖ,Ｐｗから出力する。
【0055】
インバータ部５は、６つのスイッチング素子Ｓｕｐ,Ｓｖｐ,Ｓｗｐ,Ｓｕｎ,Ｓｖｎ,Ｓｗｎを含む。スイッチング素子Ｓｕｐ,Ｓｖｐ,Ｓｗｐは、それぞれ出力端Ｐｕ,Ｐｖ,Ｐｗと第１電源線ＬＨの電源線部ＬＨ３との間に接続され、スイッチング素子Ｓｕｎ,Ｓｖｎ,Ｓｗｎは、それぞれ出力端Ｐｕ,Ｐｖ,Ｐｗと第２電源線ＬＬとの間に接続される。インバータ部５は、ＰＷＭ制御のいわゆる電圧形インバータを構成し、６つのダイオードＤｕｐ,Ｄｖｐ,Ｄｗｐ,Ｄｕｎ,Ｄｖｎ,Ｄｗｎを含む。
【0056】
ダイオードＤｕｐ,Ｄｖｐ,Ｄｗｐ,Ｄｕｎ,Ｄｖｎ,Ｄｗｎは、いずれもそのカソードを第１電源線ＬＨの電源線部ＬＨ３側に、そのアノードを第２電源線ＬＬ側に向けて配置される。ダイオードＤｕｐは、出力端Ｐｕと電源線部ＬＨ３との間で、スイッチング素子Ｓｕｐと並列に接続される。同様にして、ダイオードＤｖｐ,Ｄｗｐ,Ｄｕｎ,Ｄｖｎ,Ｄｗｎは、それぞれスイッチング素子Ｓｖｐ,Ｓｗｐ,Ｓｕｎ,Ｓｖｎ,Ｓｗｎと並列に接続される。
【0057】
例えばスイッチング素子Ｓｕｐ,Ｓｖｐ,Ｓｗｐ,Ｓｕｎ,Ｓｖｎ,Ｓｗｎには、ＩＧＢＴ(絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ)が採用される。
【0058】
この実施形態では、インバータ部５の出力端Ｐｕ,Ｐｖ,Ｐｗに接続された誘導性負荷はモータ６であり、インバータ部５からの三相交流電圧に応じてモータ６が回転する。
【0059】
上記電力変換装置では、単相交流電圧Ｖｉｎの瞬時値の絶対値が直流電圧指令値Ｖｄｃ＊よりも高い第１区間において、バッファ回路４ａの出力端を第１電源線ＬＨの電源線部ＬＨ３から遮断し、インバータ部５の電圧飽和時の出力電圧から換算される直流電圧が直流電圧指令値Ｖｄｃ＊と等しくなるようにインバータ部５のＰＷＭ制御のスイッチングパターンが選択されて、コンバータ部２から出力された整流電圧によりインバータ部５に電力を供給する第１変換動作を行うと共に、整流電圧によりバッファ回路４ａに充電する。
【0060】
一方、単相交流電圧Ｖｉｎの瞬時値の絶対値が直流電圧指令値Ｖｄｃ＊以下の第２区間において、バッファ回路４ａの出力端を第１電源線ＬＨの電源線部ＬＨ３に接続し、インバータ部５の電圧飽和時の出力電圧から換算される直流電圧が直流電圧指令値Ｖｄｃ＊と等しくなるようにインバータ部５のＰＷＭ制御のスイッチングパターンが選択されて、バッファ回路４ａからインバータ部５に電力を供給する第２変換動作を行う。
【0061】
ここで、「インバータ部５の電圧飽和時の出力電圧から換算される直流電圧」は、インバータ部５の変調率１における出力電圧に基づいて求めることができる。この実施形態のインバータ部５のＰＷＭ制御方式が相電圧制御であるので、インバータ部５の直流電圧は、インバータ部５の変調率１における出力電圧実効値の２√２／√３倍となる。なお、インバータ部５のＰＷＭ制御方式が線間電圧制御である場合は、インバータ部５の直流電圧は、インバータ部５の変調率１における出力電圧実効値の√２倍となる。
【0062】
上記電力変換装置によれば、電源周期に合わせて第１変換動作と第２変換動作を交互に行って降圧動作することで、部分負荷において電源周期を第１区間と第２区間で２分している場合、バッファ回路４ａからの放電電荷が半減し、第１区間でのバッファ回路４ａへの充電電流のピーク電流が低減されて、入力力率が改善されると共に、バッファ回路４ａからの放電による電圧降下の期間が半減する。これにより、部分負荷効率を向上できる。
【0063】
また、上記電力変換装置では、充電回路４ｂによって、第１区間においてバッファ回路４ａに整流電圧により充電することによって、充電回路４ｂ以外の充電経路(Ｄ４３およびＤ４２)を介した充電電流の分流を抑制することができ、充電損失を低減することができる。
【0064】
＜等価回路＞
上記電力変換装置は、図２に示すように、単相交流電圧Ｖｉｎを変換して整流電圧を出力する電圧源|Ｖｉｎ|と、電圧源|Ｖｉｎ|の出力端に一端が接続され、所定の第１デューティｄｒｅｃで導通する第１スイッチＳｒｅｃと、第１スイッチＳｒｅｃの他端に一端が接続され、所定の第２デューティｄｃで導通する第２スイッチＳｃと、第２スイッチＳｃの他端に一端が接続され、他端が電圧源|Ｖｉｎ|の共通端に接続されたコンデンサＣ４と、第２スイッチＳｃと並列接続されたクランプダイオードＤ４２と、第１スイッチＳｒｅｃの他端に第１端が接続され、電圧源|Ｖｉｎ|の共通端に第２端が接続され、第１端または第２端のいずれか一方が択一的に第３端と導通し、所定の第３デューティｄｚで第１端と第３端とが導通する第３スイッチＳｚと、第１スイッチＳｒｅｃの他端に一端が接続され、他端が第３スイッチＳｚの第３端に接続された電流源Ｉｄｃとを有する等価回路で表される。
上記電力変換装置は、図２に示すように、単相交流電圧Ｖｉｎを変換して整流電圧を出力する電圧源|Ｖｉｎ|と、電圧源|Ｖｉｎ|の出力端に一端が接続され、所定の第１デューティｄｒｅｃで導通する第１スイッチＳｒｅｃと、第１スイッチＳｒｅｃの他端に一端が接続され、所定の第２デューティｄｃで導通する第２スイッチＳｃと、第２スイッチＳｃの他端に一端が接続され、他端が電圧源|Ｖｉｎ|の共通端に接続されたコンデンサＣ４と、第２スイッチＳｃと並列接続されたクランプダイオードＤ４２と、第１スイッチＳｒｅｃの他端に第１端が接続され、電圧源|Ｖｉｎ|の共通端に第２端が接続され、第１端または第２端のいずれか一方が択一的に第３端と導通し、所定の第３デューティｄｚで第１端と第３端とが導通する第３スイッチＳｚと、第１スイッチＳｒｅｃの他端に一端が接続され、他端が第３スイッチＳｚの第３端に接続された電流源Ｉｄｃとを有する等価回路で表される。
【0065】
上記第３スイッチＳｚと電流源Ｉｄｃで３相電圧形のインバータ部５が構成されている。なお、インバータ部５は、３ｎ相電圧形インバータ(ｎは２以上の整数)でもよい。
【0066】
また、図２に示す電力変換装置は、電圧源|Ｖｉｎ|の出力端に一端が接続されたリアクトルＬ４と、リアクトルＬ４の他端にアノードが接続され、カソードがコンデンサＣ４の第２スイッチＳｃ側に接続されたダイオードＤ４０と、ダイオードＤ４０のアノードに一端が接続され、他端が電圧源|Ｖｉｎ|の共通端に接続され、所定の第４デューティｄｌで導通する第４スイッチＳｌとを備える。
【0067】
図２に示された等価回路では、コンバータ部２およびフィルタ部３からインバータ部５に流れる電流は、第１スイッチＳｒｅｃを経由する電流ｉｒｅｃ１として等価的に表されている。同様に、コンデンサＣ４からインバータ部５に流れる放電電流は、第２スイッチＳｃを流れる電流ｉｃとして等価的に表されている。直流電圧を一定に制御するためのインバータ部５において出力端Ｐｕ,Ｐｖ,Ｐｗが第１電源線ＬＨの電源線部ＬＨ３,第２電源線ＬＬの一方に共通して接続されるときにインバータ部５を介してモータ６(誘導性負荷)に流れる電流も、第３スイッチＳｚを経由する電流ｉｚとして等価的に表されている。インバータ部５のＰＷＭ変調に伴う同様の還流成分は電流源Ｉｄｃの表記に含まれている。図２では、充電回路４ｂを構成するリアクトルＬ４とダイオードＤ４０とスイッチＳｌとが表され、リアクトルＬ４を流れる電流ｉｌが付記されている。
【0068】
また、図２の等価回路においては、フィルタ部３の出力電圧が電圧源|Ｖｉｎ|で示されている。電圧源|Ｖｉｎ|はコンバータ部２が出力する整流電圧(＝交流電圧Ｖｉｎの絶対値)を出力する。つまり、等価回路は、コンバータ部２からインバータ部５へと電流が流れるとき(第１スイッチＳｒｅｃが導通するとき)には、整流電圧がインバータ部５に入力されるという考えに基づいている。
【0069】
この等価回路において、第１～第３スイッチＳｒｅｃ,Ｓｃ,Ｓｚが導通するそれぞれのデューティを、第１デューティｄｒｅｃ,第２デューティｄｃ,第３デューティｄｚとすると、
ｄｒｅｃ＋ｄｃ＋ｄｚ＝１
の関係が成立する。
ｄｒｅｃ＋ｄｃ＋ｄｚ＝１
の関係が成立する。
【0070】
なお、図２から分かるように、コンバータ部２を流れる電流ｉｒｅｃは、第１スイッチＳｒｅｃを導通する電流ｉｒｅｃ１と、リアクトルＬ４を流れる電流ｉｌとの和と等しい。また、電流Ｉｒｅｃ１は第１デューティｄｒｅｃと直流電流Ｉｄｃとの積で表されるので、電流ｉｒｅｃは上記式に示すように、ｄｒｅｃ・Ｉｄｃと、電流ｉｌとの和で表される。
【0071】
なお、電流ｉｒｅｃ１,ｉｃ,ｉｚのそれぞれは、直流電流Ｉｄｃに第１デューティｄｒｅｃ,第２デューティｄｃ,第３デューティｄｚを乗算したものである。したがって、電流ｉｒｅｃ１,ｉｃ,ｉｚは、第１～第３スイッチＳｒｅｃ,Ｓｃ,Ｓｚのスイッチング周期における平均値である。また、電流ｉｌも同様にスイッチＳｌのスイッチング周期における平均値である。
【0072】
また、直流電流Ｉｄｃは、第１～第３スイッチＳｒｅｃ,Ｓｃ,Ｓｚをそれぞれ導通する電流ｉｒｅｃ１,ｉｃ,ｉｚの総和であるので、次式が成立する。
【数6】
【0073】
よって、第１デューティｄｒｅｃ,第２デューティｄｃ,第３デューティｄｚは、各電流ｉｒｅｃ１,ｉｃ,ｉｚに対する直流電流Ｉｄｃの電流分配率と見ることができる。
【0074】
上記電圧源|Ｖｉｎ|の瞬時値が直流電圧指令値Ｖｄｃ＊よりも高い第１区間において、第２スイッチＳｃをオフし、電流源Ｉｄｃに入力される直流電圧Ｖｄｃが直流電圧指令値Ｖｄｃ＊と等しくなるように第１デューティｄｒｅｃと第３デューティｄｚとが選択され、電圧源|Ｖｉｎ|から電流源Ｉｄｃに電力を供給する第１変換動作を行うと共に、整流電圧によりクランプダイオードＤ４２を介してコンデンサＣ４に充電する。
【0075】
一方、電圧源|Ｖｉｎ|の瞬時値が直流電圧指令値Ｖｄｃ＊以下の第２区間において、第１スイッチＳｒｅｃをオフし、電流源Ｉｄｃに入力される直流電圧Ｖｄｃが直流電圧指令値Ｖｄｃ＊と等しくなるように第２デューティｄｃと第３デューティｄｚとが選択され、コンデンサＣ４から電流源Ｉｄｃに電力を供給する第２変換動作を行う。
【0076】
ここで、電流源Ｉｄｃに入力される直流電圧Ｖｄｃは、第１スイッチＳｒｅｃから出力される平均電圧をＶｒｅｃとし、第２スイッチＳｃから出力される平均電圧をＶｃとすると、
Ｖｄｃ＝Ｖｒｅｃ・ｄｒｅｃ＋Ｖｃ・ｄｃ
で表される。
Ｖｄｃ＝Ｖｒｅｃ・ｄｒｅｃ＋Ｖｃ・ｄｃ
で表される。
【0077】
また、上記電力変換装置では、部分負荷より大きな負荷において、所定の第４デューティｄｌで導通する第４スイッチＳｌによって、リアクトルＬ４とダイオードＤ４０を介して充電されるコンデンサＣ４への充電電圧を昇圧して、昇圧動作により電圧利用効率を高める変換動作が第１,第２変換動作とは別に行うことが可能になる。
【0078】
上記構成の電力変換装置は、バッファ回路４ａを介さずコンバータ部２から流れる電流のデューティである第１デューティｄｒｅｃと、バッファ回路４ａを介して流れる電流のデューティである第２デューティｄｃと、インバータ部５において零相電流が流れるデューティである第３デューティｄｚは、
ｄｒｅｃ＋ｄｃ＋ｄｚ＝１
の条件を満たすと共に、単相交流電圧Ｖｉｎの最大値をＶｍ、単相交流電圧Ｖｉｎの角速度をωとし、時間をｔとするとき、第１区間における第１デューティｄｒｅｃと第２デューティｄｃは、
で表され、第２区間の期間における第１デューティｄｒｅｃと第２デューティｄｃは
で表され、インバータ部５は、相電圧指令値Ｖｕ＊,Ｖｖ＊,Ｖｗ＊と第１デューティｄｒｅｃと第２デューティｄｃおよび第３デューティｄｚに基づいてＰＷＭ制御される(図７参照)。
ｄｒｅｃ＋ｄｃ＋ｄｚ＝１
の条件を満たすと共に、単相交流電圧Ｖｉｎの最大値をＶｍ、単相交流電圧Ｖｉｎの角速度をωとし、時間をｔとするとき、第１区間における第１デューティｄｒｅｃと第２デューティｄｃは、
【数7】
【数8】
【0079】
ここで、単相交流電圧Ｖｉｎの瞬時値の絶対値が直流電圧指令値Ｖｄｃ＊よりも高い第１区間と、単相交流電圧Ｖｉｎの瞬時値の絶対値が直流電圧指令値Ｖｄｃ＊以下の第２区間との境界位相角φは、
で表される。例えば、直流電圧指令値Ｖｄｃ＊をＶｍ／√２(Ｖｍは単相交流電圧Ｖｉｎの最大値)とすると、境界位相角φは４５ｄｅｇとなる。
【数9】
【0080】
上記電力変換装置によれば、第１変換動作の期間と第２変換動作の期間における１デューティｄｒｅｃと第２デューティｄｃと第３デューティｄｚの上記条件を満たすように、電源周期に合わせて第１変換動作と第２変換動作を交互に行うことによって、部分負荷効率を向上できる。
【0081】
図３Ａは図２に示す電力変換装置の等価回路の通流比の波形を示し、図３Ｂは上記電力変換装置の等価回路の各部の平均電圧波形および平均電流波形を示し、図３Ｃは上記電力変換装置の等価回路の各部の電流波形を示し、図３Ｄは上記電力変換装置の等価回路の各部の瞬時電力波形を示している。図３Ａ～図３Ｄにおいて、ｄｒｅｃは第１デューティ、ｄｃは第２デューティ、ｄｚは第３デューティ、Ｖｒｅｃは第１スイッチＳｒｅｃから出力される平均電圧、Ｖｃは第２スイッチＳｃから出力される平均電圧、Ｉｄｃは電流源Ｉｄｃに入力される平均電流、Ｉｒｅｃ１は第１スイッチＳｒｅｃの入力電流、Ｉｃは第２スイッチＳｃの入力電流、Ｉｒｅｃは電圧源|Ｖｉｎ|の入力電流、ＩｌはリアクトルＬ４の入力電流、Ｐｉｎは電圧源|Ｖｉｎ|からの瞬時電力、Ｐｄｃは電流源Ｉｄｃに供給される瞬時電力、ＰｂｕｆはコンデンサＣ４から電流源Ｉｄｃに供給される瞬時電力である。
【0082】
ここで、直流電圧指令値Ｖｄｃ＊をＶｍ／√２としている(Ｖｍは単相交流電圧Ｖｉｎの最大値)。図３Ａ～図３Ｄでは、第１変換動作(充電)の第１区間が、
４５ｄｅｇ～１３５ｄｅｇ、２２５ｄｅｇ～３１５ｄｅｇ
であり、第２変換動作(放電)の第２区間が、
０ｄｅｇ～４５ｄｅｇ、１３５ｄｅｇ～２２５ｄｅｇ、３１５ｄｅｇ～３６０ｄｅｇ
である。
４５ｄｅｇ～１３５ｄｅｇ、２２５ｄｅｇ～３１５ｄｅｇ
であり、第２変換動作(放電)の第２区間が、
０ｄｅｇ～４５ｄｅｇ、１３５ｄｅｇ～２２５ｄｅｇ、３１５ｄｅｇ～３６０ｄｅｇ
である。
【0083】
また、図４は図１に示す電力変換装置の各部の電圧,電流のシミュレーション波形を示す。図４において、直接変換は、第１変換動作(充電)の第１区間であり、間接変換は、第２変換動作(放電)の第２区間である。また、図４において、Ｖｉｎは単相交流電圧、Ｖｄｃｌｉｎｋはインバータ部５に入力される直流リンク電圧、ｖ３はフィルタ部３のコンデンサＣ３の両端電圧、Ｉｄｃｌｉｎｋはインバータ部５に入力される電流、ｉ４は電流阻止部４ｃのダイオードＤ４３に流れる電流、ｉＤ４０はダイオードＤ４０に流れる電流、ｉＣ４はバッファ回路４ａのコンデンサＣ４に流れる電流、Ｉｄｃ０は充電回路４ｂに入力される電流、ｉＣ３はフィルタ部３のコンデンサＣ３に流れる電流、Ｉｉｎはコンバータ部２の入力電流である。
【0084】
＜変形例＞
図５は第１実施形態の変形例の電力変換装置の各部の電圧,電流のシミュレーション波形を示す。この変形例では、直流電圧指令値Ｖｄｃ＊を０．５Ｖｍとしている(Ｖｍは単相交流電圧Ｖｉｎの最大値)。境界位相角φは３０ｄｅｇとなる。
図５は第１実施形態の変形例の電力変換装置の各部の電圧,電流のシミュレーション波形を示す。この変形例では、直流電圧指令値Ｖｄｃ＊を０．５Ｖｍとしている(Ｖｍは単相交流電圧Ｖｉｎの最大値)。境界位相角φは３０ｄｅｇとなる。
【0085】
図５では、第１変換動作(充電)の第１区間が、
３０ｄｅｇ～１５０ｄｅｇ、２１０ｄｅｇ～３３０ｄｅｇ
であり、第２変換動作(放電)の第２区間が、
０ｄｅｇ～３０ｄｅｇ、１５０ｄｅｇ～２１０ｄｅｇ、３３０ｄｅｇ～３６０ｄｅｇ
である。この変形例では、直流電圧指令値Ｖｄｃ＊を０．５Ｖｍ(＜Ｖｍ／√２)とすることで、直流電圧指令値Ｖｄｃ＊がＶｍ／√２のときよりも第１区間に対する第２区間の割合を減らしている。
３０ｄｅｇ～１５０ｄｅｇ、２１０ｄｅｇ～３３０ｄｅｇ
であり、第２変換動作(放電)の第２区間が、
０ｄｅｇ～３０ｄｅｇ、１５０ｄｅｇ～２１０ｄｅｇ、３３０ｄｅｇ～３６０ｄｅｇ
である。この変形例では、直流電圧指令値Ｖｄｃ＊を０．５Ｖｍ(＜Ｖｍ／√２)とすることで、直流電圧指令値Ｖｄｃ＊がＶｍ／√２のときよりも第１区間に対する第２区間の割合を減らしている。
【0086】
【0087】
インバータ制御部１０１は、第１デューティｄｒｅｃと、第２デューティｄｃと、相電圧指令値Ｖｕ＊,Ｖｖ＊,Ｖｗ＊とに基づいて、インバータ制御信号ＳＳｕｐ,ＳＳｖｐ,ＳＳｗｐ,ＳＳｕｎ,ＳＳｖｎ,ＳＳｗｎを出力する。インバータ制御信号ＳＳｕｐ,ＳＳｖｐ,ＳＳｗｐ,ＳＳｕｎ,ＳＳｖｎ,ＳＳｗｎはそれぞれ、インバータ部５のスイッチング素子Ｓｕｐ,Ｓｖｐ,Ｓｗｐ,Ｓｕｎ,Ｓｖｎ,Ｓｗｎの動作を制御する。
【0088】
また、インバータ制御部１０１は、出力電圧指令生成部１０１１、振幅変調指令部１０１２、積和演算部１０１３、比較部１０１４、論理演算部１０１５、キャリア生成部１０１６とを有している。出力電圧指令生成部１０１１は、位相θ(＝ωｔ)、ｑ軸電流Ｉｑ、ｄ軸電流Ｉｄ、回転角速度ωｍおよびその指令値ωｍ＊に基づいて、相電圧指令値Ｖｕ＊,Ｖｖ＊,Ｖｗ＊を生成する。振幅変調指令部１０１２は、第１デューティｄｒｅｃと第２デューティｄｃとに基づいて、積和演算部１０１３の動作を制御する。積和演算部１０１３は、相電圧指令値Ｖｕ＊,Ｖｖ＊,Ｖｗ＊と、第１デューティｄｒｅｃおよび第２デューティｄｃとの積和演算を行って信号波Ｍを生成する。比較部１０１４は、信号波ＭとキャリアＣＡ２との値の比較結果を論理演算部１０１５へ出力する。論理演算部１０１５は、比較部１０１４による比較結果に対して論理演算を行って、インバータ制御信号ＳＳｕｐ,ＳＳｖｐ,ＳＳｗｐ,ＳＳｕｎ,ＳＳｖｎ,ＳＳｗｎを出力する。
【0089】
放電制御部１０２は、デューティ演算部１０２１、比較器１０２２を有する。デューティ演算部１０２１は、位相θと振幅ＶｍとコンデンサＣ４の両端電圧Ｖｃ(図１ではｖ４)および直流電圧指令値Ｖｄｃ＊に基づいて、第１デューティｄｒｅｃと第２デューティｄｃとを生成する。比較器１０２２は、第２デューティｄｃとキャリアＣＡ１とを比較して、スイッチＳｃを導通させる放電スイッチ信号ＳＳｃを生成する。
【0090】
充電制御部１０３は、振幅決定部１０３ａと、充電指令生成部１０３ｂと、充電動作制御部１０３ｃとを有する。この充電制御部１０３は、部分負荷においては、スイッチＳｌを常にオフにする充電スイッチ信号ＳＳｌを生成する。
【0091】
振幅決定部１０３ａは、減算器１０３１と、比例積分制御器１０３２とを含む。減算器１０３１は、両端電圧Ｖｃおよび平均電圧指令値Ｖｃ＊から偏差ΔＶｃを求める。比例積分制御器１０３２は、偏差ΔＶｃに対して比例積分制御を行って振幅Ｉｍを決定する。振幅Ｉｍは、相電圧指令値Ｖｕ＊,Ｖｖ＊,Ｖｗ＊に影響を与え、インバータ部５の動作は相電圧指令値Ｖｕ＊,Ｖｖ＊,Ｖｗ＊の影響を受けて、偏差ΔＶｃを小さくする。充電指令生成部１０３ｂは、充電波形テーブル１０３３と、乗算器１０３４とを含む。充電波形テーブル１０３３は、分配率ｋと位相θ(＝ωｔ)とを入力し、位相θについての関数Ｆ(θ)(＝Ｆ(ωｔ))を出力する。乗算器１０３４は、振幅Ｉｍと関数Ｆ(ωｔ)とを乗算し、充電指令ｉＬ＊を決定する。充電動作制御部１０３ｃは、充電指令ｉＬ＊およびリアクトルＬ４の両端の電圧Ｖｌに基づいて、充電回路４ｂの動作を制御する。詳しくは、リアクトルＬ４に流れるリアクトル電流ｉｌが、充電指令ｉＬ＊に対応するリアクトル電流指令ｉｌ＊となるように、スイッチＳｌを制御する充電スイッチ信号ＳＳｌを生成する。
【0092】
次に、第１実施形態の電力変換装置の制御装置１０の動作を図７に従って説明する。
【0093】
制御装置１０において、キャリア生成部１０１６から出力されるキャリアＣＡ１は第２デューティｄｃと比較される。キャリアＣＡ１は周期ｔｓで繰り返される鋸波形をしている。
【0094】
キャリアＣＡ１が第２デューティｄｃ以下となる期間が期間ｔｃであり、キャリアＣＡ１が第２デューティｄｃ以上となる期間が期間ｔｒｅｃ’である。キャリアＣＡ１が第２デューティｄｃ以下であるときにスイッチＳｃが導通するように、スイッチＳｃを開閉する。
【0095】
なお、キャリアＣＡ１が値(ｄｃ＋ｄｚ／２)以上かつ値(ｄｒｅｃ＋ｄｃ＋ｄｚ／２)以下となる期間ｔｒｅｃとし、キャリアＣＡ１が第２デューティｄｃ以上かつ値(ｄｃ＋ｄｚ／２)以下、あるいは値(ｄｒｅｃ＋ｄｃ＋ｄｚ／２)以上かつ値１(＝ｄｒｅｃ＋ｄｃ＋ｄｚ)となる期間をｔｚ／２としている。
【0096】
また、キャリア生成部１０１６から出力されるキャリアＣＡ２は、期間ｔｃにおいて、電圧指令値ｄｃ(１－Ｖｕ＊),ｄｃ(１－Ｖｖ＊),ｄｃ(１－Ｖｗ＊)と比較される。キャリアＣＡ２は、期間ｔｃにおいて第２デューティｄｃを最大値とする。キャリアＣＡ２は、期間ｔｒｅｃにおいて、電圧指令値ｄｚ＋ｄｒｅｃ(１－Ｖｕ＊),ｄｚ＋ｄｒｅｃ(１－Ｖｖ＊),ｄｚ＋ｄｒｅｃ(１－Ｖｗ＊)と比較される。キャリアＣＡ２は、期間ｔｒｅｃにおいて、放電補デューティ(１－ｄｃ)(＝ｄｚ＋ｄｒｅｃ)を最大値とする。
【0097】
このようにして、電圧指令値を用いて、インバータ部５は、周期ｔｓのうち、期間ｔｃｔｒｅｃのいずれにおいても、比(１－Ｖｕ＊)：(Ｖｕ＊－Ｖｖ＊)：(Ｖｖ＊－Ｖｗ＊)の期間で採用される電圧ベクトルＶ０,Ｖ４,Ｖ６に基づいて動作する。
【0098】
さらに、インバータ部５は、バッファ回路４ａが転流するタイミングを含む区間(期間ｔｚ／２を含む)で電圧ベクトルＶ０が採用されることにより、直流電流Ｉｄｃｌｉｎｋが流れない状態でバッファ回路４ａが転流することになる。
【0099】
なお、図７において、キャリアＣＡ１は、傾斜が逆すなわち徐々に下降する傾斜であってもよいし、キャリアＣＡ１は三角波であってもよい。
【0100】
図８は第１実施形態の電力変換装置を誘導性負荷であるモータ６の駆動に用いた場合の回転数と変換効率の関係を示し、図９は上記電力変換装置をモータ６の駆動に用いた場合の回転数と入力力率の関係を示し、図１０は上記電力変換装置をモータ６の駆動に用いた場合の回転数とモータ入力電圧の関係を示している。図８では、横軸は回転数[ｒｐｓ]を表し、縦軸は変換効率を表している。また、図９では、横軸は回転数[ｒｐｓ]を表し、縦軸は入力力率を表している。また、図１０では、横軸は回転数[ｒｐｓ]を表し、縦軸はモータ入力電圧[Ｖｍｅａｎ]を表している。
【0101】
図８～図１０において、黒色丸印(●)は、第１実施形態の電力変換装置で直流電圧指令値Ｖｄｃ＊を０．７Ｖｍとした変換動作を行った場合であり、白色丸印(○)は、第１実施形態の電力変換装置で直流電圧指令値Ｖｄｃ＊を０．５Ｖｍとした変換動作を行った場合である。また、白色三角印(△)は、バッファ回路を用いずにダイオードブリッジ回路による全波整流動作を行う電力変換装置の場合である。
【0102】
また、図８～図１０において、黒色三角印(▲)は、従来の半周期スイッチング方式(特許第５６２９８８５号参照)と連続スイッチング方式(特許第５８０４１６７参照)を用いた場合である(図１０では「従来方式」)。ここで、回転数５０ｒｐｓ未満の軽負荷の低速域では半周期スイッチング方式で変換動作を行い、回転数５０ｒｐｓ以上の負荷が大きい中高速域では連続スイッチング方式で変換動作を行う。
【0103】
【0104】
このように、回転数５０ｒｐｓ未満の軽負荷の低速域において、第１実施形態の電力変換装置での入力力率は０．１～０．２ポイント改善でき、変換効率は０．５～１．０パーセント改善でき、通年効率の改善に寄与できる。
【0105】
また、図１０に示すように、電圧利用率０．７(Ｖｄｃ＊を０．７Ｖｍ)および０．５(Ｖｄｃ＊を０．５Ｖｍ)では、電源電圧が２００Ｖの場合、５０ｒｐｓ、４０ｒｐｓ付近で電力変換装置の出力電圧が飽和するため、例えば５０ｒｐｓ以上で連続スイッチング方式の変換動作を行う制御に切り換えて、モータ電流を低減する運転方法が効率面で有利である。
【0106】
そこで、本開示の第１実施形態の電力変換装置では、第１変換動作と第２変換動作を行う第１モードと連続スイッチング方式(特許第５８０４１６７)の変換動作を行う第２モードとを備える。
【0107】
インバータ部５の出力周波数が第１閾値(例えば５０ｒｐｓ)以下である第１モードの状態から、インバータ部５の出力周波数が第１閾値(例えば５０ｒｐｓ)よりも高くなると、第２モードに移行し、インバータ部５の出力周波数が第２閾値(例えば５０ｒｐｓ)よりも高い第２モードの状態から、インバータ部５の出力周波数が第２閾値(例えば５０ｒｐｓ)以下になると、第１モードに移行する。
【0108】
このように、第１変換動作と第２変換動作を行う第１モードと、連続スイッチング方式の変換動作を行う第２モードとを、負荷の増減に対して相間関係を有するインバータ部５の出力周波数に応じて切り換えることにより、負荷に応じて効率のよい変換動作を行うことが可能になる。
【0109】
なお、第１閾値よりも第２閾値を所定値(例えば５ｒｐｓ)低くして、第１モードと第２モードとの切り換えにヒステリシスを設けることによって、安定した切り換え動作ができる。
【0110】
また、第１実施形態では、第１モードと第２モードとを、負荷の増減に対して相間関係を有するインバータ部５の出力周波数に応じて切り換えたが、負荷の増減に対して相間関係を有するインバータ部５の変調率に応じて切り換えてもよい。この場合、負荷に応じて効率のよい変換動作を行うことが可能になる。また、第１モードと第２モードとの切り換えにヒステリシスを設けることによって、安定した切り換え動作ができる。
【0111】
また、第１実施形態の電力変換装置では、インバータ部５の出力周波数に応じた直流電圧指令値Ｖｄｃ＊を設定して、例えば、直流電圧指令値Ｖｄｃ＊をＶｍ／√２→０．５Ｖｍとして第１区間に対する第２区間の割合を減らすことで、第１区間でのバッファ回路４ａへの充電電流のピーク電流がさらに低減されて、入力力率がより改善され、バッファ回路４ａからの放電による電圧降下の期間がさらに短くなり、部分負荷効率をさらに向上できる。
【0112】
なお、上記第１モードにおいて、インバータ部５の変調率に応じた直流電圧指令値Ｖｄｃ＊を設定するようにしてもよい。この場合、インバータ部の変調率に応じた直流電圧指令値Ｖｄｃ＊を設定して第１区間に対する第２区間の割合を減らすことで、第１区間でのバッファ回路４ａへの充電電流のピーク電流がさらに低減されて、入力力率がより改善され、バッファ回路４ａからの放電による電圧降下の期間がさらに短くなり、部分負荷効率をさらに向上できる。
【0113】
以下に、従来の半周期スイッチング方式(特許第５６２９８８５号参照)と連続スイッチング方式(特許第５８０４１６７参照)について簡単に説明する。
【0114】
＜半周期スイッチング方式＞
半周期スイッチング方式(特許第５６２９８８５号参照)では、脈動電力Ｐｂｕｆを半周期毎にバッファ回路で充放電することにより電力脈動を軽減しつつ、定常電力のみをインバータ部に供給する変換動作を行う。半周期スイッチング方式の電力変換装置における変換動作の制御は特許第５６２９８８５号で公知であるため、詳細な説明は省略する。
半周期スイッチング方式(特許第５６２９８８５号参照)では、脈動電力Ｐｂｕｆを半周期毎にバッファ回路で充放電することにより電力脈動を軽減しつつ、定常電力のみをインバータ部に供給する変換動作を行う。半周期スイッチング方式の電力変換装置における変換動作の制御は特許第５６２９８８５号で公知であるため、詳細な説明は省略する。
【0115】
＜連続スイッチング方式＞
連続スイッチング方式(特許第５８０４１６７参照)では、半周期スイッチング方式と異なり電源位相において排他的な期間は設定されず、連続してバッファ回路で充放電することにより、電圧利用率の高い変換動作を行う。連続スイッチング方式の電力変換装置における変換動作の制御は特許第５６２９８８５号で公知であるため、詳細な説明は省略する。
連続スイッチング方式(特許第５８０４１６７参照)では、半周期スイッチング方式と異なり電源位相において排他的な期間は設定されず、連続してバッファ回路で充放電することにより、電圧利用率の高い変換動作を行う。連続スイッチング方式の電力変換装置における変換動作の制御は特許第５６２９８８５号で公知であるため、詳細な説明は省略する。
【0116】
この連続スイッチング方式の変換動作は、図１,図２に示す電力変換装置において、第１モードの第１,第２変換動作と組み合わせる第２モードとすることにより、負荷に応じて効率のよい変換動作を行うことが可能になる。
【0117】
なお、上記第１実施形態では、第１モードと第２モードとを、負荷の増減に対して相間関係を有するインバータ部５の出力周波数に応じて切り換えたが、本開示の電力変換装置は、部分負荷の領域のみにおいて第１モードで動作する電力変換装置でもよい。
【0118】
【0119】
〔第２実施形態〕
図１１は本開示の第２実施形態の電力変換装置の回路図である。この第２実施形態の電力変換装置は、フィルタ部３を除いて第２実施形態の電力変換装置と同一の構成をしている。
図１１は本開示の第２実施形態の電力変換装置の回路図である。この第２実施形態の電力変換装置は、フィルタ部３を除いて第２実施形態の電力変換装置と同一の構成をしている。
【0120】
この第２実施形態の電力変換装置では、図１１に示すように、コンバータ部２がフィルタ部３を介して単相交流電源１と接続されている。フィルタ部３はリアクトルＬ３とコンデンサＣ３とを備えている。リアクトルＬ３は、単相交流電源１の一方の出力端とコンバータ部２の一方の入力端との間に設けられている。コンデンサＣ３は単相交流電源１の２つの出力端の間に設けられている。フィルタ部３は電流の高周波成分を除去する。
【0121】
上記第２実施形態の電力変換装置は、第１実施形態の電力変換装置と同様の第１変換動作と第２変換動作を行う。
【0122】
上記第２実施形態の電力変換装置は、第１実施形態の電力変換装置と同様の効果を有する。また、第２実施形態の電力変換装置では、単相交流電源１側のフィルタ部３により、充電回路４ｂに入力される電流Ｉｄｃ０とコンデンサＣ３の進み電流ｉＣ３との和が入力電流となるため、入力力率が改善される。
【0123】
図１２は第２実施形態の電力変換装置の各部の電圧,電流のシミュレーション波形を示す。図１２において、直接変換は、第１変換動作(充電)の第１区間であり、間接変換は、第２変換動作(放電)の第２区間である。また、図１２において、Ｖｉｎは単相交流電圧、Ｖｄｃｌｉｎｋはインバータ部５に入力される直流リンク電圧、ｖ３はフィルタ部３のコンデンサＣ３の両端電圧、Ｉｄｃｌｉｎｋはインバータ部５に入力される電流、ｉ４は第１電源線ＬＨにおいて充電回路４ｂからバッファ回路４ａに流れる電流、ｉＤ４０はダイオードＤ４０に流れる電流、ｉＣ４はバッファ回路４ａのコンデンサＣ４に流れる電流、Ｉｄｃ０は充電回路４ｂに入力される電流、ｉＣ３はフィルタ部３のコンデンサＣ３に流れる電流、Ｉｉｎはコンバータ部２の入力電流である。
【0124】
図１２では、直流電圧指令値Ｖｄｃ＊をＶｍ／√２とし(Ｖｍは単相交流電圧Ｖｉｎの最大値)、第１変換動作(充電)の第１区間が、
４５ｄｅｇ～１３５ｄｅｇ、２２５ｄｅｇ～３１５ｄｅｇ
であり、第２変換動作(放電)の第２区間が、
０ｄｅｇ～４５ｄｅｇ、１３５ｄｅｇ～２２５ｄｅｇ、３１５ｄｅｇ～３６０ｄｅｇ
である。
４５ｄｅｇ～１３５ｄｅｇ、２２５ｄｅｇ～３１５ｄｅｇ
であり、第２変換動作(放電)の第２区間が、
０ｄｅｇ～４５ｄｅｇ、１３５ｄｅｇ～２２５ｄｅｇ、３１５ｄｅｇ～３６０ｄｅｇ
である。
【0125】
なお、上記第２実施形態の電力変換装置の構成では、半周期スイッチング方式(特許第５６２９８８５号参照)の変換動作も可能である。
【0126】
〔第３実施形態〕
図１３は本開示の第３実施形態の電力変換装置の回路図である。この第３実施形態の電力変換装置は、整流部７と回路構成を除いて第２実施形態の電力変換装置と同一の構成をしている。
図１３は本開示の第３実施形態の電力変換装置の回路図である。この第３実施形態の電力変換装置は、整流部７と回路構成を除いて第２実施形態の電力変換装置と同一の構成をしている。
【0127】
この第３実施形態の電力変換装置では、フィルタ部３が整流部７を介してバッファ回路４ａの入力側の第１電源線ＬＨに接続されている。整流部７は、単相交流電源１から入力される単相交流電圧Ｖｉｎを単相全波整流して整流電圧を出力する。
【0128】
コンバータ部２の正極出力端に充電回路４ｂのリアクトルＬ４側の一端を第３電源線ＬＨ４を介して接続している。コンバータ部２の負極出力端に充電回路４ｂの他端を第２電源線ＬＬを介して接続している。
【0129】
上記第３実施形態の電力変換装置では、第１実施形態の電力変換装置と同様の第１変換動作と第２変換動作を行う第１モードと連続スイッチング方式(特許第５８０４１６７)の変換動作を行う第２モードとを備える。
【0130】
インバータ部５の出力周波数が第１閾値(例えば５０ｒｐｓ)以下である第１モードの状態から、インバータ部５の出力周波数が第１閾値(例えば５０ｒｐｓ)よりも高くなると、第２モードに移行し、インバータ部５の出力周波数が第２閾値(例えば５０ｒｐｓ)よりも高い第２モードの状態から、インバータ部５の出力周波数が第２閾値(例えば５０ｒｐｓ)以下になると、第１モードに移行する。
【0131】
なお、充電回路４ｂは、部分負荷より大きい負荷の第２モードの場合に、コンバータ部２からの直流電圧を昇圧して、昇圧された直流電圧はコンデンサＣ４に印加される。
【0132】
このように、第１変換動作と第２変換動作を行う第１モードと、連続スイッチング方式の変換動作を行う第２モードとを、負荷の増減に対して相間関係を有するインバータ部５の出力周波数に応じて切り換えることにより、負荷に応じて効率のよい変換動作を行うことが可能になる。
【0133】
なお、第１閾値よりも第２閾値を所定値(例えば５ｒｐｓ)低くして、第１モードと第２モードとの切り換えにヒステリシスを設けることによって、安定した切り換え動作ができる。
【0134】
また、第３実施形態では、第１モードと第２モードとを、負荷の増減に対して相間関係を有するインバータ部５の出力周波数に応じて切り換えたが、負荷の増減に対して相間関係を有するインバータ部５の変調率に応じて切り換えてもよい。この場合、負荷に応じて効率のよい変換動作を行うことが可能になる。また、第１モードと第２モードとの切り換えにヒステリシスを設けることによって、安定した切り換え動作ができる。
【0135】
上記第３実施形態の電力変換装置は、第２実施形態の電力変換装置と同様の効果を有する。
【0136】
〔第４実施形態〕
図１４は本開示の第４実施形態の電力変換装置の回路図である。
図１４は本開示の第４実施形態の電力変換装置の回路図である。
【0137】
この第４実施形態の電力変換装置は、図１４に示すように、フィルタ部３と、コンバータ部１２と、バッファ回路４ａと、インバータ部５と、制御装置(図示せず)とを備えている。また、電力変換装置は、コンバータ部１２の正極出力端が第１電源線ＬＨに接続され、コンバータ部１２の負極出力端が第２電源線ＬＬに接続されている。
【0138】
コンバータ部１２がフィルタ部３を介して単相交流電源１と接続されている。フィルタ部３はリアクトルＬ３とコンデンサＣ３およびスイッチＳＷを備えている。リアクトルＬ３は、単相交流電源１の２つの出力端のうちの一方とコンバータ部１２との間に接続されている。コンデンサＣ３とスイッチＳＷは、単相交流電源１の２つの出力端の間に直列に接続されている。フィルタ部３は電流の高周波成分を除去する。なお、この電力変換装置では、第２モードとしてＰＷＭコンバータとして動作するために、スイッチＳＷを開いてコンデンサＣ３を遮断することにより、リアクトルＬ３を連系リアクトルとして機能させる。このとき、バッファ回路４ａはスイッチＳｃを導通状態としてコンデンサＣ４は平滑回路として機能させる。
【0139】
コンバータ部１２は、スイッチング素子Ｓｓｐと、スイッチング素子Ｓｓｎと、スイッチング素子Ｓｒｐと、スイッチング素子Ｓｒｎとを備えている。コンバータ部１２の入力側が単相交流電源１に接続され、出力側が第１電源線ＬＨと第２電源線ＬＬに接続されている。また、コンバータ部１２のスイッチング素子Ｓｓｐ,Ｓｓｎ,Ｓｒｐ,Ｓｒｎは、ブリッジ回路を構成している。
【0140】
スイッチング素子Ｓｓｐ,Ｓｓｎ,Ｓｒｐ,Ｓｒｎは、例えば、ＭＯＳＦＥＴ(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)であり、制御装置によってオン／オフが制御される。なお、スイッチング素子Ｓｓｐ,Ｓｓｎ,Ｓｒｐ,ＳｒｎにＭＯＳＦＥＴを用いることで、第２モードのＰＷＭコンバータとして動作する際、スイッチングを高速で行えるため、スイッチング損失を低減できる利点がある。また、スイッチング素子Ｓｓｐ,Ｓｓｎ,Ｓｒｐ,Ｓｒｎは、その内部に寄生ダイオードを有している。寄生ダイオードは、スイッチング素子Ｓｓｐ,Ｓｓｎ,Ｓｒｐ,Ｓｒｎのソースとドレインとの間に存在するｐｎ接合の部分である。
【0141】
なお、スイッチング素子Ｓｓｐ,Ｓｓｎ,Ｓｒｐ,Ｓｒｎの飽和電圧(オン状態におけるドレイン・ソース間電圧)は、寄生ダイオードの順方向の電圧降下よりも低いことが好ましい。これによって、寄生ダイオードに電流を流すよりも、スイッチング素子Ｓｓｐ,Ｓｓｎ,Ｓｒｐ,Ｓｒｎのソース・ドレインに電流を流すほうが電圧降下が小さくなり、導通損失を低減できる。つまり、オフ状態のスイッチング素子Ｓｓｐにおいて寄生ダイオードに電流を流すよりも、オン状態のスイッチング素子Ｓｓｐに電流を流すほうが導通損失が小さくなるようにしている。なお、他のスイッチング素子Ｓｓｎ,Ｓｒｐ,Ｓｒｎについても同様である。
【0142】
上記電力変換装置では、バッファ回路４ａのコンデンサＣ４は、第１実施形態のような充電回路４ｂを介さずに充電される。
【0143】
上記第４実施形態の電力変換装置は、第１実施形態の電力変換装置と同様の第１変換動作と第２変換動作を行うと同時に、コンバータ部１２のブリッジ回路によって同期整流による全波整流を行う。詳しくは、コンバータ部２は、単相交流電圧Ｖｉｎに同期して各スイッチング素子Ｓｓｐ,Ｓｓｎ,Ｓｒｐ,Ｓｒｎのうち１対を第１変換動作の期間にオンし、第２変換動作の期間に全てオフすることにより、単相交流電圧Ｖｉｎを同期整流して整流電圧を出力する。
【0144】
これにより、上記電力変換装置は、第２実施形態の電力変換装置と同様の効果を有すると共に、軽負荷時の損失が低減され、ダイオードブリッジ回路に比べて軽負荷時の効率が改善される。
【0145】
〔第５実施形態〕
図１５は本開示の第５実施形態の電力変換装置の回路図である。第５実施形態の電力変換装置は、コンデンサＣ３とバッファ回路４ａを除いて第４実施形態の電力変換装置と同一の構成をしている。
図１５は本開示の第５実施形態の電力変換装置の回路図である。第５実施形態の電力変換装置は、コンデンサＣ３とバッファ回路４ａを除いて第４実施形態の電力変換装置と同一の構成をしている。
【0146】
この第５実施形態の電力変換装置は、図１５に示すように、コンバータ部１２と、バッファ回路４ａと、インバータ部５と、制御装置(図示せず)とを備えている。また、電力変換装置は、コンバータ部１２の正極出力端が第１電源線ＬＨに接続され、コンバータ部１２の負極出力端が第２電源線ＬＬに接続されている。
【0147】
単相交流電源１の一方の出力端にコンバータ部１２の一方の入力端をリアクトルＬ３を介して接続している。単相交流電源１の他方の出力端にコンバータ部１２の他方の入力端を接続している。コンバータ部１２の正極出力端と負極出力端との間にコンデンサＣ３を接続している。
【0148】
バッファ回路４ａは、第１電源線ＬＨと第２電源線ＬＬとの間に、第１電源線ＬＨから順に直列に接続されたコンデンサＣ１とトランジスタＳｃとコンデンサＣ２とを有する。また、バッファ回路４ａは、トランジスタＳｃと逆並列接続されたクランプダイオードＤ４２と、コンデンサＣ１とトランジスタＳｃとの接続点にカソードが接続され、アノードが第２電源線ＬＬに接続されたダイオードＤ４３と、コンデンサＣ２とトランジスタＳｃとの接続点にアノードが接続され、カソードが第１電源線ＬＨに接続されたダイオードＤ４４とを有する。このバッファ回路４ａは、いわゆるバレーフィル回路(谷埋め回路)を用いて構成している。
ここで、トランジスタＳｃは、第２モードとしてＰＷＭコンバータとして動作する際にＳｃを導通状態としてコンデンサＣ４は平滑回路として機能させるが、並列にフィルタ用のコンデンサＣ３が電圧源として存在するために、第４実施形態と異なり第１モードでは切換えることができない。ここでは、第２モードにおいてコンデンサＣ１とコンデンサＣ２の直列電位及び、コンデンサＣ３の電位が電源波高値より昇圧されてから、トランジスタＳｃをオンすることにより、コンデンサ相互の短絡電流を回避することができる。
ここで、トランジスタＳｃは、第２モードとしてＰＷＭコンバータとして動作する際にＳｃを導通状態としてコンデンサＣ４は平滑回路として機能させるが、並列にフィルタ用のコンデンサＣ３が電圧源として存在するために、第４実施形態と異なり第１モードでは切換えることができない。ここでは、第２モードにおいてコンデンサＣ１とコンデンサＣ２の直列電位及び、コンデンサＣ３の電位が電源波高値より昇圧されてから、トランジスタＳｃをオンすることにより、コンデンサ相互の短絡電流を回避することができる。
【0149】
図１６は第５実施形態の電力変換装置の各部の電圧,電流のシミュレーション波形を示す。図１６において、直接変換は、第１変換動作(充電)の第１区間であり、間接変換は、第２変換動作(放電)の第２区間である。また、図１６において、Ｖｉｎは単相交流電圧、Ｖｄｃｌｉｎｋはインバータ部５に入力される直流リンク電圧、Ｉｄｃｌｉｎｋはインバータ部５に入力される電流、ＩＣ１はコンデンサＣ１に流れる電流、Ｉｄｃ０は充電回路４ｂに入力される電流、ｉＣ３はフィルタ部３のコンデンサＣ３に流れる電流、Ｉｉｎはコンバータ部２の入力電流である。
【0150】
図１６では、直流電圧指令値Ｖｄｃ＊を０．５Ｖｍとし(Ｖｍは単相交流電圧Ｖｉｎの最大値)、第１変換動作(充電)の第１区間が、
３０ｄｅｇ～１５０ｄｅｇ、２１０ｄｅｇ～３３０ｄｅｇ
であり、第２変換動作(放電)の第２区間が、
０ｄｅｇ～３０ｄｅｇ、１５０ｄｅｇ～２１０ｄｅｇ、３３０ｄｅｇ～３６０ｄｅｇ
である。
３０ｄｅｇ～１５０ｄｅｇ、２１０ｄｅｇ～３３０ｄｅｇ
であり、第２変換動作(放電)の第２区間が、
０ｄｅｇ～３０ｄｅｇ、１５０ｄｅｇ～２１０ｄｅｇ、３３０ｄｅｇ～３６０ｄｅｇ
である。
【0151】
図１７は第５実施形態の電力変換装置におけるフィルタ回路を形成するリアクトルのインダクタンスと損失との関係を示し、図１８は上記インダクタンスとピーク電流との関係を示す。図１７,図１８では、ルームエアコン２００V機種の最大入力２０Ａへ適用するものとして試算している。ここで、リアクトルとフィルタ回路を形成するコンデンサの容量を１０００μＦとし、負荷は中大型ルームエアコンの中間運転領域における代表値として５５０Wにて試算している。
【0152】
図１７,図１８では、ダイオードブリッジ回路を用いた従来の電力変換装置において単相交流電源に接続されたリアクトルのインダクタンスに対する損失[Ｗ]を「ダイオード整流」で示し、ＭＯＳＦＥＴによるブリッジ回路を用いて同期整流を行う従来の電力変換装置において単相交流電源に接続されたリアクトルのインダクタンスに対する損失[Ｗ]を「ＭＯＳＦＥＴ同期整流」で示し、第５実施形態の電力変換装置においてリアクトルＬ３のインダクタンスに対する損失[Ｗ]を「ＭＯＳＦＥＴ同期整流＋本発明」で示している。
【0153】
【0154】
また、第５実施形態の電力変換装置では、図１７に示すように、リアクトルＬ３のインダクタンスを小さい値にした場合にも、部分負荷時の効率を改善した上で最大負荷時の効率低下を回避して、部分負荷から最大負荷までの広い運転範囲を確保できる。
【0155】
本開示の具体的な実施の形態について説明したが、本開示は上記第１～第５実施形態に限定されるものではなく、本開示の範囲内で種々変更して実施することができる。例えば、上記第１～第５実施形態で記載した内容を適宜組み合わせたものを、本開示の一実施形態としてもよい。
【符号の説明】
【0156】
１…単相交流電源
２,１２…コンバータ部
３…フィルタ部
４ａ…バッファ回路
４ｂ…充電回路
４ｃ…電流阻止部
５…インバータ部
６…モータ(誘導性負荷)
１０…制御装置
１０１…インバータ制御部
１０２…放電制御部
１０３…充電制御部
Ｃ３…コンデンサ
Ｃ４…コンデンサ
Ｄ２１～Ｄ２４…ダイオード
Ｄ４１…ダイオード
Ｄ４２…クランプダイオード
Ｄ４３…ダイオード
Ｄ４０…ダイオード
Ｄｕｐ,Ｄｖｐ,Ｄｗｐ,Ｄｕｎ,Ｄｖｎ,Ｄｗｎ…ダイオード
Ｉｄｃ…電流源
Ｌ３…リアクトル
Ｌ４…リアクトル
ＬＨ…第１電源線
ＬＬ…第２電源線
ＬＨ４…第３電源線
Ｓｃ…トランジスタ(第２スイッチ)
Ｓｌ…トランジスタ(第４スイッチ)
Ｓｒｅｃ…第１スイッチ
Ｓｓｐ,Ｓｓｎ,Ｓｒｐ,Ｓｒｎ…スイッチング素子
Ｓｕｐ,Ｓｖｐ,Ｓｗｐ,Ｓｕｎ,Ｓｖｎ,Ｓｗｎ…スイッチング素子
Ｓｚ…第３スイッチ
|Ｖｉｎ|…電圧源
２,１２…コンバータ部
３…フィルタ部
４ａ…バッファ回路
４ｂ…充電回路
４ｃ…電流阻止部
５…インバータ部
６…モータ(誘導性負荷)
１０…制御装置
１０１…インバータ制御部
１０２…放電制御部
１０３…充電制御部
Ｃ３…コンデンサ
Ｃ４…コンデンサ
Ｄ２１～Ｄ２４…ダイオード
Ｄ４１…ダイオード
Ｄ４２…クランプダイオード
Ｄ４３…ダイオード
Ｄ４０…ダイオード
Ｄｕｐ,Ｄｖｐ,Ｄｗｐ,Ｄｕｎ,Ｄｖｎ,Ｄｗｎ…ダイオード
Ｉｄｃ…電流源
Ｌ３…リアクトル
Ｌ４…リアクトル
ＬＨ…第１電源線
ＬＬ…第２電源線
ＬＨ４…第３電源線
Ｓｃ…トランジスタ(第２スイッチ)
Ｓｌ…トランジスタ(第４スイッチ)
Ｓｒｅｃ…第１スイッチ
Ｓｓｐ,Ｓｓｎ,Ｓｒｐ,Ｓｒｎ…スイッチング素子
Ｓｕｐ,Ｓｖｐ,Ｓｗｐ,Ｓｕｎ,Ｓｖｎ,Ｓｗｎ…スイッチング素子
Ｓｚ…第３スイッチ
|Ｖｉｎ|…電圧源
【図1】
【図2】
【図3A】
【図3B】
【図3C】
【図3D】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】
【図16】
【図17】
【図18】