特許 7437649 レーダ装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2024-02-15

(45)【発行日】2024-02-26

(54)【発明の名称】レーダ装置

(51)【国際特許分類】

   G01S 7/02 20060101AFI20240216BHJP

   G01S 13/34 20060101ALI20240216BHJP

   G01S 13/931 20200101ALN20240216BHJP

【ＦＩ】

G01S7/02 216

G01S13/34

G01S13/931

【請求項の数】 8

(21)【出願番号】P 2019208153

(22)【出願日】2019-11-18

(65)【公開番号】P2021081282

(43)【公開日】2021-05-27

【審査請求日】2022-09-26

(73)【特許権者】

【識別番号】314012076

【氏名又は名称】パナソニックＩＰマネジメント株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110002952

【氏名又は名称】弁理士法人鷲田国際特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】岸上 高明

【審査官】東 治企

(56)【参考文献】

【文献】米国特許出願公開第２０１８／０１２０４２７（ＵＳ，Ａ１）

【文献】特開２０１８－１４６４４３（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１６－０５０７７８（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１７－０３２５２２（ＪＰ，Ａ）

【文献】GONZALEZ, Hector A. at al.，"Doppler Ambiguity Resolution for Binary-Phase-Modulated MIMO FMCW Radar"，2019 International Radar Conference(RADAR2019)，IEEE，2019年09月，DOI: 10.1109/RADAR41533.2019.171412

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｇ０１Ｓ ７／００－７／４２

Ｇ０１Ｓ １３／００－１３／９５

ＩＥＥＥ Ｘｐｌｏｒｅ

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

ベースバンド信号を生成する信号生成回路と、
複数の直交符号系列を生成する符号生成回路と、
前記複数の直交符号系列のうち一部の直交符号系列に基づいた位相回転を、前記ベースバンド信号に付加し、符号多重した複数の送信信号を生成する位相回転回路と、
前記複数の送信信号をそれぞれ送信する複数の送信アンテナと、
を含み、
前記複数の直交符号系列の符号長は、前記複数の送信信号に対する符号多重数よりも大きく、
前記複数の直交符号系列は、奇数番目及び偶数番目の何れか一方の符号要素が同一であり、奇数番目及び偶数番目の他方の符号要素の符号が反転している直交符号系列の複数のペアを含み、
前記複数の直交符号系列のうち前記一部の直交符号系列と異なる他の直交符号系列が２つ以上ある場合、前記２つ以上の異なる他の直交符号系列のそれぞれは、前記ペアでない直交符号系列である、
レーダ装置。

【請求項2】

前記複数の直交符号系列は直交符号系列であり、前記符号長は２のべき乗である、
請求項１に記載のレーダ装置。

【請求項3】

前記複数の直交符号系列は擬似直交符号系列であり、前記符号長は２のべき乗と異なり、かつ、前記符号多重数に１を加えた値である、
請求項１に記載のレーダ装置。

【請求項4】

前記複数の送信アンテナのそれぞれは、前記レーダ装置における測位毎に、異なる位相回転が付加された送信信号を送信する、
請求項１に記載のレーダ装置。

【請求項5】

前記複数の直交符号系列の符号長は、前記レーダ装置における測位毎に異なる、
請求項１に記載のレーダ装置。

【請求項6】

前記複数の送信信号の送信周期は、前記レーダ装置における測位毎に異なる、
請求項１に記載のレーダ装置。

【請求項7】

前記複数の送信アンテナのそれぞれは、サブアレー構成である、
請求項１に記載のレーダ装置。

【請求項8】

前記複数の直交符号系列のうち前記一部の直交符号系列に基づいて符号多重送信された送信信号がターゲットに反射した反射波信号を受信する受信アンテナと、
前記複数の直交符号系列のうち前記一部の直交符号系列と異なる他の直交符号系列に基づいて、前記反射波信号におけるドップラ周波数領域での折り返しの判定を行う受信回路と、
をさらに、具備する
請求項１に記載のレーダ装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本開示は、レーダ装置に関する。

【背景技術】

【0002】

近年、高分解能が得られるマイクロ波又はミリ波を含む波長の短いレーダ送信信号を用いたレーダ装置の検討が進められている。また、屋外での安全性を向上させるために、車両以外にも、歩行者等の小物体を広角範囲で検知するレーダ装置（例えば、広角レーダ装置と呼ぶ）の開発が求められている。

【0003】

広角な検知範囲を有するレーダ装置の構成として、例えば、複数のアンテナ（又は、アンテナ素子とも呼ぶ）で構成されるアレーアンテナによってターゲット（又は物標）からの反射波を受信し、素子間隔（アンテナ間隔）に対する受信位相差に基づいて、反射波の到来する方向（又は、到来角と呼ぶ）を推定する手法（到来角推定手法。Direction of Arrival (DOA) estimation）を用いる構成がある。

【0004】

例えば、到来角推定手法には、フーリエ法（FFT（Fast Fourier Transform）法）、又は、高い分解能が得られる手法としてCapon法、MUSIC（Multiple Signal Classification）及びESPRIT（Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniques）が挙げられる。

【0005】

また、レーダ装置として、例えば、受信側に加え、送信側にも複数のアンテナ（アレーアンテナ）を備え、送受信アレーアンテナを用いた信号処理によりビーム走査を行う構成（MIMO（Multiple Input Multiple Output）レーダと呼ぶこともある）が提案されている（例えば、非特許文献１を参照）。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0006】

【文献】米国特許第９，５４１，６３８号明細書

【非特許文献】

【0007】

【文献】J. Li, and P. Stoica, "MIMO Radar with Colocated Antennas", Signal Processing Magazine, IEEE Vol. 24, Issue: 5, pp. 106-114, 2007

【文献】M. Kronauge, H.Rohling,"Fast two-dimensional CFAR procedure", IEEE Trans. Aerosp. Electron. Syst., 2013, 49, (3), pp. 1817-1823

【文献】Direction-of-arrival estimation using signal subspace modeling Cadzow, J.A.; Aerospace and Electronic Systems, IEEE Transactions on Volume: 28 , Issue: 1 Publication Year: 1992 , Page(s): 64 - 79

【文献】V. Winkler, “Novel Waveform Generation Principle for Short-Range FMCW-Radars,” in Proc. German Microw. Conf., 2009, pp. 1-4.

【文献】Y.Kozawa and H.Habuchi, “Theoretical Analysis of Atmospheric Optical DS/SS with On-Off Orthogonal M-sequence Pairs”, Sixth International Conference on Information, Communications and Signal Processing (ICICS 2007), P0686(Dec. 2007)

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0008】

しかしながら、レーダ装置（例えば、MIMOレーダ）においてターゲットを検知する方法について十分に検討されていない。

【0009】

本開示の非限定的な実施例は、物標の検知精度を向上するレーダ装置の提供に資する。

【課題を解決するための手段】

【0010】

本開示の一実施例に係るレーダ装置は、ベースバンド信号を生成する信号生成回路と、複数の符号系列を生成する符号生成回路と、前記複数の符号系列のうち一部の符号系列に基づいた位相回転を、前記ベースバンド信号に付加し、符号多重した複数の送信信号を生成する位相回転回路と、前記複数の送信信号をそれぞれ送信する複数の送信アンテナと、を含み、前記複数の符号系列の符号長は、前記複数の送信信号に対する符号多重数よりも大きいを具備する。

【0011】

なお、これらの包括的または具体的な実施例は、システム、装置、方法、集積回路、コンピュータプログラム、または、記録媒体で実現されてもよく、システム、装置、方法、集積回路、コンピュータプログラムおよび記録媒体の任意な組み合わせで実現されてもよい。

【発明の効果】

【0012】

本開示の一実施例によれば、レーダ装置における物標の検知精度を向上できる。

【0013】

本開示の一実施例における更なる利点および効果は、明細書および図面から明らかにされる。かかる利点および／または効果は、いくつかの実施形態並びに明細書および図面に記載された特徴によってそれぞれ提供されるが、１つまたはそれ以上の同一の特徴を得るために必ずしも全てが提供される必要はない。

【図面の簡単な説明】

【0014】

【図1】実施の形態１に係るレーダ装置の構成例を示すブロック図

【図2】チャープパルスを用いた場合の送信信号と反射波信号の一例を示す図

【図3】実施の形態１に係るドップラシフト量の一例を示す図

【図4】実施の形態１に係るレーダ装置の構成例を示すブロック図

【図5】実施の形態２に係るレーダ装置の構成例を示すブロック図

【図6】チャープパルスを用いた場合の送信信号と反射波信号の一例を示す図

【図7】実施の形態２のバリエーション１に係るレーダ装置の構成例を示すブロック図

【図8】チャープパルスを用いた場合の送信信号と反射波信号の一例を示す図

【図9】実施の形態２のバリエーション２に係るレーダ装置の構成例を示すブロック図

【図10】チャープパルスを用いた場合の送信信号と反射波信号の一例を示す図

【図11】他のバリエーション１に係るレーダ送信部の構成例を示す図

【図12】他のバリエーション１に係るレーダ送信部の構成例を示す図

【発明を実施するための形態】

【0015】

MIMOレーダは、例えば、時分割、周波数分割又は符号分割を用いて多重した信号（レーダ送信波）を複数の送信アンテナ（又は送信アレーアンテナと呼ぶ）から送信する。そして、MIMOレーダは、例えば、周辺物体において反射された信号（レーダ反射波）を複数の受信アンテナ（又は受信アレーアンテナと呼ぶ）を用いて受信し、それぞれの受信信号から、多重された送信信号を分離して受信する。このような処理により、MIMOレーダは、送信アンテナ数と受信アンテナ数との積で示される伝搬路応答を取り出すことができ、これらの受信信号を仮想受信アレーとしてアレー信号処理を行う。

【0016】

また、MIMOレーダでは、送受信アレーアンテナにおける素子間隔を適切に配置することにより、仮想的にアンテナ開口を拡大し、角度分解能の向上を図ることができる。

【0017】

以下では、一例として、複数の送信アンテナから送信信号を同時に多重して送信する方法の一つである符号多重送信を用いたMIMOレーダ（例えば、特許文献１を参照）について着目する。

【0018】

例えば、符号多重送信を用いたMIMOレーダは、送信信号（例えば、チャープ信号）の繰り返し送信毎に、送信アンテナ毎に異なる符号列（以下、符号又は符号系列とも呼ぶ）に基づく位相変調を繰り返し付与して、複数（例えば、M個）の送信アンテナから符号多重送信する。また、MIMOレーダは、例えば、複数（例えば、N個）の受信アンテナを用いて受信した信号を検波処理することにより、符号多重された受信信号の距離情報を抽出する。

【0019】

また、MIMOレーダは、例えば、送信信号の繰り返し送信毎に得られた距離情報に対して、M個の速度方向のフーリエ変換処理を行う。MIMOレーダは、M個の速度方向のフーリエ変換処理結果に、検出された速度成分に基づく位相補正を加え、送信アンテナ毎に付与した符号列を分離する逆符号列を乗算することにより、符号多重された受信信号を分離する。このようなMIMOレーダの構成により、例えば、ターゲットとMIMOレーダとの間の相対速度がゼロではない場合でも、MIMOレーダは、符号多重された受信信号間の相互干渉を抑え、符号多重された受信信号を分離できる。

【0020】

しかしながら、上述したMIMOレーダの構成では、複数（例えば、M個）に分割した速度方向フーリエ変換処理が行われる。このため、MIMOレーダでは、M回の送信周期の間隔で速度方向フーリエ変換処理されるので、サンプリング定理によって規定されるドップラ折り返しが発生しない最大ドップラ周波数は、符号多重送信に用いる送信アンテナ数M分の１（=1/M）となる。サンプリング定理によって規定されるドップラ折り返しが発生しない最大ドップラ周波数を超えたドップラ周波数成分が含まれる場合、ドップラ周波数を確定できず曖昧性が発生する。このように、曖昧性なくドップラ成分が検出可能なドップラ範囲は、符号多重送信を用いない送信時（１アンテナ送信時、M=1）と比較して、1/Mに低減してしまう。なお、「ドップラ範囲」は、換言すると、「ターゲットの相対速度範囲」に相当する。なお、「曖昧性なくドップラ成分が検出可能なドップラ範囲」は、換言すると、当該のドップラ範囲において、ドップラ周波数を曖昧性なく確定できるドップラ範囲であり、以後、「曖昧性なく検出可能なドップラ範囲」と呼ぶ。

【0021】

そこで、本開示に係る一実施例では、符号多重送信において、曖昧性が生じないドップラ周波数の範囲を拡大させる方法について説明する。本開示に係る一実施例のレーダ装置は、例えば、ターゲット又はレーダ装置の移動に伴うドップラ変動が含まれる場合でも、符号多重された信号間の相互干渉の発生を抑え、かつ、曖昧性なく検出可能なドップラ範囲を、１アンテナ送信時と同等のドップラ範囲まで拡大することで、より広いドップラ周波数範囲において、ターゲットの検知精度を向上できる。

【0022】

以下、本開示の一実施例に係る実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、実施の形態において、同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明は重複するので省略する。

【0023】

以下では、レーダ装置において、送信ブランチにおいて、複数の送信アンテナから同時に多重された異なる送信信号を送出し、受信ブランチにおいて、各送信信号を分離して受信処理を行う構成（換言すると、MIMOレーダ構成）について説明する。

【0024】

また、以下では、一例として、チャープ（chirp）パルスのような周波数変調したパルス波を用いたレーダ方式（例えば、チャープパルス送信（fast chirp modulation）とも呼ぶ）の構成について説明する。ただし、変調方式は、周波数変調に限定されない。例えば、本開示の一実施例は、パルス列を位相変調又は振幅変調して送信するパルス圧縮レーダを用いたレーダ方式についても適用可能である。

【0025】

また、レーダ装置は、信号を符号多重送信する。

【0026】

（実施の形態１）
［レーダ装置の構成］
図１は、本実施の形態に係るレーダ装置１０の構成例を示すブロック図である。

【0027】

レーダ装置１０は、レーダ送信部（送信ブランチ）１００と、レーダ受信部（受信ブランチ）２００と、を有する。

【0028】

レーダ送信部１００は、レーダ信号（レーダ送信信号）を生成し、複数の送信アンテナ１０６（例えば、Nt個）によって構成される送信アレーアンテナを用いて、レーダ送信信号を規定された送信周期にて送信する。

【0029】

レーダ受信部２００は、ターゲット（物標。図示せず）により反射したレーダ送信信号である反射波信号を、複数の受信アンテナ２０２（例えば、Ｎａ個）を含む受信アレーアンテナを用いて受信する。レーダ受信部２００は、各受信アンテナ２０２において受信した反射波信号を信号処理し、例えば、物標の有無検出又は反射波信号の到来距離、ドップラ周波数（換言すると相対速度）、及び到来方向の推定を行い、推定結果に関する情報（換言すると、測位情報）を出力する。

【0030】

なお、ターゲットはレーダ装置１０が検出する対象の物体であり、例えば、車両（４輪及び２輪を含む）、人、ブロック又は縁石を含む。

【0031】

［レーダ送信部１００の構成］
レーダ送信部１００は、レーダ送信信号生成部１０１と、符号生成部１０４と、位相回転部１０５と、送信アンテナ１０６と、を有する。

【0032】

レーダ送信信号生成部１０１は、レーダ送信信号（換言すると、ベースバンド信号）を生成する。レーダ送信信号生成部１０１は、例えば、変調信号発生部１０２及びＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator：電圧制御発信器）１０３を有する。以下、レーダ送信信号生成部１０１における各構成部について説明する。

【0033】

変調信号発生部１０２は、例えば、図２の上段に示すように、のこぎり歯形状の変調信号（換言すると、ＶＣＯ制御用の変調信号）をレーダ送信周期Tr毎に発生させる。

【0034】

ＶＣＯ１０３は、変調信号発生部１０２から出力されるレーダ送信信号（変調信号）に基づいて、周波数変調信号（以下、例えば、周波数チャープ信号又はチャープ信号と呼ぶ）を位相回転部１０５、及び、レーダ受信部２００（後述するミキサ部２０４）へ出力する。

【0035】

符号生成部１０４は、符号多重送信を行う送信アンテナ１０６毎に異なる符号を生成する。符号生成部１０４は、生成した符号に対応する位相回転量を位相回転部１０５へ出力する。また、符号生成部１０４は、生成した符号に関する情報をレーダ受信部２００（後述する出力切替部２０９）へ出力する。

【0036】

位相回転部１０５は、ＶＣＯ１０３から入力されるチャープ信号に対して、符号生成部１０４から入力される位相回転量を付与し、位相回転後の信号を送信アンテナ１０６に出力する。例えば、位相回転部１０５は、位相器及び位相変調器等を含む（図示せず）。位相回転部１０５の出力信号は、規定された送信電力に増幅され、各送信アンテナ１０６から空間に放射される。換言すると、レーダ送信信号は、符号に対応する位相回転量が付与されることによって、複数の送信アンテナ１０６から符号多重送信される。

【0037】

次に、レーダ装置１０において設定される符号（例えば、直交符号）の一例について説明する。

【0038】

符号生成部１０４は、例えば、符号多重送信を行う送信アンテナ１０６毎に異なる符号を生成する。

【0039】

例えば、以下では、符号多重送信を行う送信アンテナ１０６の数を「Nt」個とし、符号多重数を「N_CM」とする。図１では、N_CM=Ntである。

【0040】

符号生成部１０４は、符号長（換言すると、符号要素数）Locの符号系列（例えば、互いに直交する関係となる直交符号系列（又は、単に符号又は直交符号とも呼ぶ））に含まれるN_allcode個（以下では、N_allcode（Loc）個と記載することもある）の直交符号）の直交符号のうち、N_CM個の直交符号を、符号多重送信用の符号に設定する。

【0041】

例えば、符号多重数N_CMは、直交符号数N_allcodeよりも少なく、N_CM＜N_allcodeである。換言すると、直交符号の符号長Locは、符号多重数N_CMよりも大きい。例えば、符号長LocのN_CM個の直交符号をCode_ncm=[OC_ncm（1）, OC_ncm（2）,…, OC_ncm（Loc）]と表記する。ここで、「OC_ncm（noc）」は、第ncm番の直交符号Code_ncmにおける第noc番の符号要素を表す。また、「ncm」は符号多重に用いる直交符号のインデックスを表し、ncm=1,…, N_CMである。また、「noc」は符号要素のインデックスであり、noc=1,…,Locである。

【0042】

ここで、符号長LocのN_allcode個の直交符号のうち、（N_allcode-N_CM）個の直交符号は、符号生成部１０４において用いられない（換言すると、符号多重送信に用いられない）。以下、（N_allcode-N_CM）個の符号生成部１０４において用いられない直交符号を「未使用直交符号」と呼ぶ。未使用直交符号の少なくとも一つは、例えば、後述するレーダ受信部２００の折り返し判定部２１２におけるドップラ周波数の折り返し判定に用いられる（一例は後述する）。

【0043】

未使用直交符号の使用により、レーダ装置１０は、例えば、複数の送信アンテナ１０６から符号多重送信された信号を、符号間干渉を抑制した状態で、個別に分離して受信でき、かつ、検出可能なドップラ周波数の範囲を拡大できる（一例は後述する）。

【0044】

上述したように、符号生成部１０４において生成されるN_CM個の直交符号は、例えば、互いに直交する符号（換言すると、無相関の符号）である。例えば、直交符号系列には、Walsh-Hadamard符号が用いられてよい。Walsh-Hadamard符号の符号長は２のべき乗であり、各符号長の直交符号には、符号長と同数の直交符号が含まれる。例えば、符号長2、4、8又は16のWalsh-Hadamard符号には、それぞれ2、4、8又は16個の直交符号が含まれる。

【0045】

以下では、一例として、符号数N_CM個の直交符号系列の符号長Locは次式(1)を満たすように設定する。

【数1】

【0046】

ここで、ceil[x]は実数ｘ以上の最小の整数を出力する演算子（天井関数）である。符号長LocのWalsh-Hadamard符号の場合、N_allcode(Loc)＝Locの関係が成り立つ。例えば、符号長Loc=2、4、8、又は16のWalsh-Hadamard符号は、それぞれ2、4、8又は16個の直交符号を含むため、N_allcode(2)=2、N_allcode(4)=4、N_allcode(8)=8、及び、N_allcode(16)=16が成立する。符号生成部１０４は、例えば、符号長LocのWalsh-Hadamard符号に含まれるN_allcode(Loc)個の符号のうち、N_CM個の直交符号を用いる。

【0047】

ここで、長い符号長について説明する。例えば、ターゲット又は従来のレーダ装置の移動速度に加速度が含まれる場合、符号長が長いほど符号間干渉を受けやすくなる。また、符号長が長いほど、後述するドップラ折り返し判定の際のドップラ折り返し範囲の候補が増大する。このため、同一の距離インデックスに異なる折り返し範囲に亘って複数のドップラ周波数のターゲットが存在する場合には、異なる折り返し範囲において検出されるドップラ周波数インデックスが重複する確率が増大し、従来のレーダ装置は、折り返しを適切に判定することが困難になる確率が増加し得る。

【0048】

このため、レーダ装置１０は、後述するレーダ受信部２００の折り返し判定部２１２における折り返し判定の演算量の観点から、符号長のより短い符号を用いてもよい。一例として、レーダ装置１０は、式(1)を満たす符号長Locのうち最も短い符号長の直交符号系列を用いてもよい。

【0049】

なお、符号長LocのWalsh-Hadamard符号に、例えば、符号長Locの符号[OC（1）, OC（2）,…, OC（Loc-1）, OC（Loc）]が含まれる場合、符号長LocのWalsh-Hadamard符号には、当該符号の奇数番目の符号要素が同一であり、偶数番目の符号要素が符号反転している符号[OC（1）, -OC（2）,…, OC（Loc-1）, -OC（Loc）]も含まれる。

【0050】

また、符号長LocのWalsh-Hadamard符号と異なる他の符号であっても、例えば、符号長Locの符号[OC（1）, OC（2）,…, OC（Loc-1）, OC（Loc）]が含まれる場合、符号長Locの符号は、当該符号の奇数番目の符号要素が同一であり、偶数番目の符号要素が符号反転している符号[OC（1）, -OC（2）,…, OC（Loc-1）, -OC（Loc）]であってもよいし、又は、当該符号の偶数番目の符号要素が同一であり、奇数番目の符号要素が符号反転している符号[-OC（1）, OC（2）,…, -OC（Loc-1）, OC（Loc）]であってよい。

【0051】

未使用直交符号の個数（N_allcode-N_CM）が２以上の場合、レーダ装置１０は、例えば、上述した関係の符号の組を未使用直交符号に含まないように、符号を選択してもよい。例えば、上述した関係の符号の組において一方の符号は符号多重送信に用いられ、他方の符号は未使用直交符号に含まれてもよい。この未使用直交符号の選択により、後述するレーダ受信部２００の折り返し判定部２１２におけるドップラ周波数の折り返し判定精度を向上できる（一例は後述する）。

【0052】

以下、各符号多重数N_CMにおける直交符号の一例について説明する。

【0053】

＜N_CM=2又は3の場合＞
N_CM=2又は3の場合、例えば、符号長Loc=4、8、16、32、…のWalsh-Hadamard符号を適用してもよい。これらの符号長Locの場合、N_CM＜N_allcode(Loc)となる。また、符号多重数がN_CM=2又は3の場合、これらの符号長Locのうち、符号長がより短いWalsh-Hadamard符号（例えば、Loc=4）を用いてもよい。

【0054】

例えば、符号長LocのWalsh-Hadamard符号をWH_Loc(nwhc)と表す。なお、nwhcは符号長LocのWalsh-Hadamard符号に含まれる符号インデックスを表し、nwhc=1,…, Locである。例えば、符号長Loc=4のWalsh-Hadamard符号には、直交符号WH₄(1)=[1，1, 1, 1]、WH₄(2)=[1，-1, 1, -1]、WH₄(3)=[1，1, -1, -1]、及び、WH₄(4)=[1，-1, -1, 1]が含まれる。

【0055】

ここで、符号長Loc=4のWalsh-Hadamard符号のうち、WH₄(1)= [1，1, 1, 1]とWH₄(2) = [1，-1, 1, -1]とは、相互の符号間において、奇数番目の符号要素が同一であり、偶数番目の符号要素が符号反転している符号の組である。また、WH₄(3)= [1，1, -1, -1]及びWH₄ (4)= [1，-1, -1, 1]も、WH₄(1)及びWH₄(2)の組と同様な関係の符号の組である。

【0056】

例えば、未使用直交符号の個数（N_allcode-N_CM）が２以上の場合には、レーダ装置１０は、このような関係の符号の組を未使用直交符号に含まないように、符号を選択してもよい。

【0057】

例えば、符号多重数N_CM=2の場合、符号生成部１０４は、符号長Loc=4のWalsh-Hadamard符号のうち、2個の直交符号を符号多重送信用の符号に決定する。この場合、未使用直交符号の個数（N_allcode-N_CM）は2個となる。

【0058】

例えば、符号生成部１０４は、WH₄(1)とWH₄(2)の符号の組、又は、WH₄(3)とWH₄(4)の符号の組が未使用直交符号に含まれないように、符号多重送信用の符号を選択してもよい。例えば、符号多重送信用の符号（Code₁及びCode₂）の組み合わせは、Code₁=WH₄(1)（= [1，1, 1, 1]）及びCode₂=WH₄(3)（= [1，1, -1, -1]）の組み合わせ、Code₁=WH₄(1)及びCode₂=WH₄(4)の組み合わせ、Code₁=WH₄(2)及びCode₂=WH₄(3)の組み合わせ、又は、Code₁=WH₄(2)及びCode₂=WH₄(4)の組み合わせでもよい。

【0059】

また、符号多重数N_CM=2の場合、例えば、レーダ受信部２００における折り返し判定部２１２は、符号長Loc=4のN_allcode=4個のWalsh-Hadamard符号のうち、符号生成部１０４において用いられない（換言すると、符号多重送信に用いられない）2個（=N_allcode-N_CM）の未使用直交符号の少なくとも一つを、折り返し判定に用いる（一例は後述する）。

【0060】

以下では、符号長LocのN_allcode個の直交符号のうち、未使用直交符号を「UnCode_nuc＝[UOC_nuc（1）, UOC_nuc（2）,…, UOC_nuc（Loc） ]」と表す。なお、UnCode_nucは第nuc番の未使用直交符号を表す。また、nucは未使用直交符号のインデックスを表し、nuc =1,…, (N_allcode-N_CM)である。また、UOC_nuc（noc）は第nuc番の未使用直交符号UnCode_nucにおけるnoc番の符号要素を表す。また、nocは符号要素のインデックスを表し、noc=1,…,Locである。

【0061】

例えば、符号多重数がN_CM=2であり、符号生成部１０４が決定した符号多重送信用の符号が、Code₁=WH₄(1)（= [1，1, 1, 1]）及びCode₂=WH₄(3)（= [1，1, -1, -1]）の場合、未使用直交符号は、UnCode₁=WH₄(2)（= [1，-1, 1, -1]）及びUnCode₂=WH₄(4)（= [1，-1, -1, 1]）となる。なお、未使用直交符号（UnCode₁及びUnCode₂）の組み合わせは、WH₄(2)及びWH₄(4)の組み合わせに限らず、他の符号の組み合わせでもよい。

【0062】

同様に、符号多重数N_CM=3の場合、符号生成部１０４は、例えば、符号長Loc=4のWalsh-Hadamard符号のうち、3個の直交符号を符号多重送信用の符号に決定する。この場合、未使用直交符号の個数（N_allcode-N_CM）は1個となる。

【0063】

例えば、符号生成部１０４は、Code₁=WH₄(3)=[1，1, -1, -1]、Code₂=WH₄(4)=[1，-1, -1, 1]、及び、Code₃=WH₄(2)=[1，-1, 1, -1]を選択してもよい。

【0064】

また、レーダ受信部２００の折り返し判定部２１２は、符号長Loc=4のN_allcode=4個のWalsh-Hadamard符号のうち、1個（=N_allcode-N_CM）の未使用直交符号を折り返し判定に用いる（一例は後述する）。例えば、符号多重数がN_CM=3であり、符号生成部１０４が決定した符号多重送信用の符号が、Code₁=WH₄(3)=[1，1, -1, -1]、Code₂=WH₄(4)=[1，-1, -1, 1]、Code₃=WH₄(2)=[1，-1, 1, -1]の場合、未使用直交符号は、UnCode₁=WH₄(1)=[1，1, 1, 1]となる。なお、符号多重送信用の符号（Code₁、Code₂及びCode₃）及び未使用直交符号（UnCode₁）の組み合わせは、これらに限らず、他の符号の組み合わせでもよい。

【0065】

＜N_CM=4、5、6又は7の場合＞
N_CM=4、5、6又は7の場合、例えば、符号長Loc=8、16、32、…のWalsh-Hadamard符号を適用してもよい。これらの符号長Locの場合、N_CM＜N_allcode(Loc)となる。また、符号多重数がN_CM=4、5、6又は7の場合、これらの符号長Locのうち、符号長がより短いWalsh-Hadamard符号（例えば、Loc=8）を用いてもよい。

【0066】

例えば、符号長Loc=8のWalsh-Hadamard符号には、以下の８個の直交符号が含まれる。
WH₈(1)= [ 1 1 1 1 1 1 1 1],
WH₈(2)= [ 1 -1 1 -1 1 -1 1 -1],
WH₈(3)= [ 1 1 -1 -1 1 1 -1 -1],
WH₈(4)= [ 1 -1 -1 1 1 -1 -1 1],
WH₈(5)= [ 1 1 1 1 -1 -1 -1 -1],
WH₈(6)= [ 1 -1 1 -1 -1 1 -1 1],
WH₈(7)= [ 1 1 -1 -1 -1 -1 1 1],
WH₈(8)= [ 1 -1 -1 1 -1 1 1 -1]

【0067】

ここで、符号長Loc=8のWalsh-Hadamard符号のうち、WH₈(1)とWH₈(2)とは、相互の符号間において奇数番目の符号要素が同一であり、偶数番目の符号要素が符号反転している符号の組である。また、同様に、WH₈(3)とWH₈(4)の組、WH₈(5)とWH₈(6)の組、及び、WH₈(7)とWH₈(8)の組も、WH₈(1)とWH₈(2)の組と同様な関係の符号の組である。

【0068】

例えば、未使用直交符号の個数（N_allcode-N_CM）が２以上の場合には、符号生成部１０４は、このような関係の符号の組を未使用直交符号に含まないように符号を選択する一例として、WH₈(1)とWH₈(2)の符号の組、WH₈(3)とWH₈(4)の符号の組、WH₈(5)とWH₈(6)の符号の組、又は、WH₈(7)とWH₈(8)の符号の組が未使用直交符号に含まれないように、符号多重送信用の符号を選択してもよい。

【0069】

例えば、符号多重数N_CM=4の場合、符号生成部１０４は、符号長Loc=8のWalsh-Hadamard符号のうち、4個の直交符号を符号多重送信用の符号に決定する。この場合、未使用直交符号の個数（N_allcode-N_CM）は4個となる。

【0070】

例えば、符号生成部１０４は、符号多重送信用の符号（Code₁、Code₂、Code₃及びCode₄）の組み合わせは、Code₁=WH₈(1)、Code₂=WH₈(3)、Code₃=WH₈(5)及びCode₄=WH₈(7)の組み合わせ、又は、Code₁=WH₈(1)、Code₂=WH₈(4)、Code₃=WH₈(5)及びCode₄=WH₈(8)の組み合わせでもよい。なお、符号多重送信用の符号（Code₁、Code₂、Code₃及びCode₄）の組み合わせは、これらに限定されない。

【0071】

また、符号多重数N_CM=4の場合、例えば、レーダ受信部２００における折り返し判定部２１２は、符号長Loc=8のN_allcode=8個のWalsh-Hadamard符号のうち、符号生成部１０４において用いられない4個（=N_allcode-N_CM）の未使用直交符号の一部あるいは全てを折り返し判定に用いる（一例は後述する）。

【0072】

例えば、符号多重数N_CM=4であり、符号生成部１０４が決定した符号多重送信用の符号が、Code₁=WH₈(1)、Code₂=WH₈(3)、Code₃=WH₈(5)及びCode₄=WH₈(7)の場合、未使用直交符号は、UnCode₁=WH₈(2)、UnCode₂=WH₈(4), UnCode₃=WH₈(6)及びUnCode₄=WH₈(8)となる。又は、例えば、符号多重数N_CM=4であり、符号生成部１０４が決定した符号多重送信用の符号が、Code₁=WH₈(1)、Code₂=WH₈(4)、Code₃=WH₈(5)及びCode₄=WH₈(8)の場合、未使用直交符号は、UnCode₁=WH₈(2)、UnCode₂=WH₈(3), UnCode₃=WH₈(6)及びUnCode₄=WH₈(7)となる。

【0073】

同様に、例えば、符号多重数N_CM=5の場合、符号生成部１０４は、符号長Loc=8のWalsh-Hadamard符号のうち、5個の直交符号を符号多重送信用の符号に決定する。この場合、未使用直交符号の個数（N_allcode-N_CM）は3個となる。

【0074】

例えば、符号生成部１０４は、符号多重送信用の符号（Code₁、Code₂、Code₃、Code₄及びCode₅）の組み合わせは、Code₁=WH₈(1)、Code₂=WH₈(3)、Code₃=WH₈(5)、Code₄=WH₈(7)及びCode₅=WH₈(8)の組み合わせ、又は、Code₁=WH₈(1)、Code₂=WH₈(4)、Code₃=WH₈(5)、Code₄=WH₈(7)及びCode₅＝WH₈(8)でもよい。なお、符号多重送信用の符号（Code₁、Code₂、Code₃、Code₄及びCode₅）の組み合わせは、これらに限定されない。

【0075】

符号多重数N_CM=5の場合、例えば、レーダ受信部２００における折り返し判定部２１２は、符号長Loc=8のN_allcode=8個のWalsh-Hadamard符号のうち、符号生成部１０４において用いられない3個（=N_allcode-N_CM）の未使用直交符号の一部あるいは全てを折り返し判定に用いる（一例は後述する）。

【0076】

例えば、符号多重数N_CM=5であり、符号生成部１０４が決定した符号多重送信用の符号が、Code₁=WH₈(1)、Code₂=WH₈(3)、Code₃=WH₈(5)、Code₄=WH₈(7)及びCode₅=WH₈(8)の場合、未使用直交符号は、UnCode₁=WH₈(2)、UnCode₂=WH₈(4)及び UnCode₃=WH₈(6)となる。又は、例えば、符号多重数N_CM=5であり、符号生成部１０４が決定した符号多重送信用の符号が、Code₁=WH₈(1)、Code₂=WH₈(4)、Code₃=WH₈(5)、Code₄=WH₈(7)及びCode₅=WH₈(8)の場合、未使用直交符号は、UnCode₁=WH₈(2)、UnCode₂=WH₈(3)及びUnCode₃=WH₈(6)となる。

【0077】

同様に、例えば、符号多重数N_CM=6の場合、符号生成部１０４は、符号長Loc=8のWalsh-Hadamard符号のうち、6個の直交符号を符号多重送信用の符号に決定する。この場合、未使用直交符号の個数（N_allcode-N_CM）は2個となる。

【0078】

例えば、符号生成部１０４は、符号多重送信用の符号（Code₁、Code₂、Code₃、Code₄、Code₅及びCode₆）の組み合わせは、例えば、Code₁=WH₈(1)、Code₂=WH₈(2)、Code₃=WH₈(3)、Code₄=WH₈(4)、Code₅=WH₈(5)及びCode₆=WH₈(8)でもよい。なお、符号多重送信用の符号（Code₁、Code₂、Code₃、Code₄、Code₅及びCode₆）の組み合わせは、これらに限定されない。

【0079】

また、符号多重数N_CM=6の場合、例えば、レーダ受信部２００における折り返し判定部２１２は、符号長Loc=8のN_allcode=8個のWalsh-Hadamard符号のうち、符号生成部１０４において用いられない2個（=N_allcode-N_CM）の未使用直交符号の一部あるいは全てを折り返し判定に用いる（一例は後述する）。

【0080】

例えば、符号多重数がN_CM=6であり、符号生成部１０４が決定した符号多重送信用の符号が、Code₁=WH₈(1)、Code₂=WH₈(2)、Code₃=WH₈(3)、Code₄=WH₈(4)、Code₅=WH₈(5)及びCode₆=WH₈(8)の場合、未使用直交符号は、UnCode₁=WH₈(6)及びUnCode₂=WH₈(7)となる。

【0081】

同様に、例えば、符号多重数N_CM=7の場合、符号生成部１０４は、符号長Loc=8のWalsh-Hadamard符号のうち、7個の直交符号を符号多重送信用の符号に決定する。この場合、未使用直交符号の個数（N_allcode-N_CM）は1個となる。

【0082】

例えば、符号生成部１０４は、符号多重送信用の符号に、Code₁=WH₈(1)、Code₂=WH₈(2)、Code₃=WH₈(3)、Code₄=WH₈(4)、Code₅=WH₈(5)、Code₆=WH₈(6)及びCode₇=WH₈(7)を選択してもよい。なお、符号多重送信用の符号の組み合わせは、これらに限定されない。

【0083】

また、レーダ受信部２００における折り返し判定部２１２は、符号長Loc=8のN_allcode=8個のWalsh-Hadamard符号のうち、符号生成部１０４において用いられない1個（=N_allcode-N_CM）の未使用直交符号を折り返し判定に用いる（一例は後述する）。

【0084】

例えば、符号多重数N_CM=7であり、符号生成部１０４が決定した符号多重送信用の符号が、Code₁=WH₈(1)、Code₂=WH₈(2)、Code₃=WH₈(3)、Code₄=WH₈(4)、Code₅=WH₈(5)、Code₆=WH₈(6)及びCode₇=WH₈(7)の場合、未使用直交符号は、UnCode₁=WH(8)となる。

【0085】

以上、符号多重数N_CM=4、5、6又は7の場合について説明した。

【0086】

なお、レーダ装置１０は、符号多重数N_CM=8以上の場合も、符号多重数N_CM=2～7の場合と同様に符号多重送信用の符号、及び、未使用直交符号を決定してもよい。

【0087】

例えば、符号生成部１０４は、式(2)に示す符号長LocのWalsh-Hadamard符号のうち、N_CM個の直交符号を符号多重送信用の符号に選択してもよい。この場合、N_CM＜Loc＝N_allcode（Loc）となる。

【数2】

【0088】

また、レーダ受信部２００における折り返し判定部２１２は、符号長LocのN_allcode=Loc個のWalsh-Hadamard符号のうち、（N_allcode-N_CM）個の未使用直交符号を折り返し判定に用いてよい（一例は後述する）。また、未使用直交符号の個数（N_allcode-N_CM）が2個以上の場合、符号生成部１０４は、例えば、符号長LocのWalsh-Hadamard符号のうち、相互の符号間において奇数番目及び偶数番目の何れか一方の符号要素が同一であり、奇数番目及び偶数番目の他方の符号要素が符号反転している符号の組が未使用直交符号に含まれないように、符号多重送信用の符号を選択してもよい。

【0089】

換言すると、符号長LocのWalsh-Hadamard符号のうち、相互の符号間において奇数番目及び偶数番目の何れか一方の符号要素が同一であり、奇数番目及び偶数番目の他方の符号要素が符号反転している符号の組の何れか一方が未使用直交符号に含まれ、他方が未使用直交符号に含まれなくてよい。

【0090】

なお、直交符号系列を構成する要素は実数に限らず、複素数値が含まれてもよい。

【0091】

また、符号は、Walsh-Hadamard符号と異なる他の直交符号でもよい。例えば、符号は、直交M系列符号又は擬似直交符号でもよい。

【0092】

以上、各符号多重数N_CMにおける直交符号の一例について説明した。

【0093】

次に、符号生成部１０４において生成された符号多重送信用の符号に基づく位相回転量の一例について説明する。

【0094】

レーダ装置１０は、例えば、符号多重送信を行う送信アンテナTx#1～Tx#Ntに対して、それぞれ異なる直交符号を用いた符号多重送信を行う。そこで、符号生成部１０４は、例えば、第m番の送信周期Trにおいて、第ncm番の送信アンテナTx#ncmに対して付与する、直交符号Code_ncmに基づく位相回転量ψ_ncm(m)を設定し、位相回転部１０５に出力する。ここで、ncm=1,…, N_CMである。

【0095】

例えば、位相回転量ψ_ncm(m)は、次式(3)に示すように、符号長Loc回の送信周期の期間毎に、直交符号Code_ncmのLoc個の各符号要素OC_ncm(1),…, OC_ncm(Loc)に相当する位相量を巡回的に付与する。

【数3】

【0096】

ここで、angle(x)は実数ｘのラジアン位相を出力する演算子であり、angle(1)=0、angle(-1)=π、angle(j)=π/2、及び、angle(-j)=-π/2である。ｊは虚数単位である。また、OC_INDEXは、直交符号系列Code_ncmの要素を指示する直交符号要素インデックスであり、送信周期（Tr）毎に、次式(4)のように1からLocの範囲で巡回的に可変する。

【数4】

【0097】

ここで、mod(x,y)はモジュロ演算子であり、ｘをｙで割った後の余りを出力する関数である。また、m=1,…,Ncである。Ncは、レーダ装置１０がレーダ測位に用いる所定の送信周期数（以下では、「レーダ送信信号送信回数」と呼ぶ)である。また、レーダ装置１０は、例えば、Locの整数倍（例えば、Ncode倍）となるレーダ送信信号送信回数Ncの送信を行う。例えば、Nc=Loc×Ncodeである。

【0098】

また、符号生成部１０４は、送信周期（Tr）毎に、直交符号要素インデックスOC_INDEXをレーダ受信部２００の出力切替部２０９へ出力する。

【0099】

位相回転部１０５は、例えば、Nt個の送信アンテナ１０６にそれぞれ対応する位相器又は位相変調器を備える。位相回転部１０５は、例えば、送信周期Tr毎に、レーダ送信信号生成部１０１から入力されるチャープ信号に対して、符号生成部１０４から入力される位相回転量ψ_ncm(m)をそれぞれ付与する。

【0100】

例えば、位相回転部１０５は、送信周期Tr毎にレーダ送信信号生成部１０１から入力されるチャープ信号に対して、第ncm番の送信アンテナTx#ncmに対して付与する、直交符号Code_ncmに基づく位相回転量ψ_ncm(m)を付与する。ここで、ncm=1,…,N_CMであり、m=1,..,Ncである。

【0101】

Nt個の送信アンテナ１０６に対する位相回転部１０５からの出力は、例えば、所定の送信電力に増幅後に、Nt個の送信アンテナ１０６（例えば、送信アレーアンテナ）から空間に放射される。

【0102】

一例として、送信アンテナ数Nt=3、及び、符号多重数N_CM=3において符号多重送信する場合について説明する。なお、送信アンテナ数Nt及び符号多重数N_CMは、これらの値に限定されない。

【0103】

例えば、位相回転量ψ₁(m), ψ₂(m)及びψ₃(m)が、第m番の送信周期Tr毎に符号生成部１０４から位相回転部１０５へ出力される。

【0104】

第1番（ncm=1）の位相回転部１０５（換言すると、第1番の送信アンテナ１０６（例えば、Tx#1）に対応する位相器）は、送信周期Tr毎にレーダ送信信号生成部１０１において生成されたチャープ信号に対して、送信周期Tr毎に、次式(5)のように位相回転を付与する。第1番の位相回転部１０５の出力は、送信アンテナTx#1から送信される。ここで、cp(t)は第m番の送信周期Tr毎のチャープ信号を表す。

【数5】

【0105】

同様に、第2番（ncm=2）の位相回転部１０５は、送信周期Tr毎にレーダ送信信号生成部１０１において生成されたチャープ信号に対して、送信周期Tr毎に、次式(6)のように位相回転を付与する。第2番の位相回転部１０５の出力は、送信アンテナTx#2から送信される。

【数6】

【0106】

同様に、第3番（ncm=3）の位相回転部１０５は、送信周期Tr毎に、レーダ送信信号生成部１０１において生成されたチャープ信号に対して、送信周期Tr毎に、次式(7)のように位相回転を付与する。第3番の位相回転部１０５の出力は、送信アンテナTx#3から送信される。

【数7】

【0107】

なお、レーダ装置１０は、レーダ測位を継続的に行う場合に、レーダ測位毎（例えば、Nc回の送信周期（Nc×Tr）毎）に、直交符号Code_ncmに用いる符号を可変に設定してもよい。

【0108】

また、レーダ装置１０は、例えば、Nt個の位相回転部１０５の出力を送信する送信アンテナ１０６（換言すると、位相回転部１０５の各出力に対応する送信アンテナ１０６）を可変に設定してもよい。例えば、複数の送信アンテナ１０６と、符号多重送信用の符号系列との対応付けは、レーダ装置１０におけるレーダ測位毎に異なってもよい。レーダ装置１０は、例えば、送信アンテナ１０６毎に異なる他レーダからの干渉の影響を受けて、信号を受信する場合に、レーダ測位毎に送信アンテナ１０６から出力される符号多重信号が変わることになり、干渉の影響のランダマイズ効果を得ることができる。

【0109】

以上、レーダ送信部１００の構成例について説明した。

【0110】

［レーダ受信部２００の構成］
図１において、レーダ受信部２００は、Na個の受信アンテナ２０２（例えば、Rx#1～Rx#Naとも表す）を備え、アレーアンテナを構成する。また、レーダ受信部２００は、Na個のアンテナ系統処理部２０１－１～２０１－Ｎａと、CFAR（Constant False Alarm Rate）部２１１と、折り返し判定部２１２と、符号多重分離部２１３と、方向推定部２１４と、を有する。

【0111】

各受信アンテナ２０２は、ターゲットに反射したレーダ送信信号である反射波信号を受信し、受信した反射波信号を、対応するアンテナ系統処理部２０１へ受信信号として出力する。

【0112】

各アンテナ系統処理部２０１は、受信無線部２０３と、信号処理部２０６とを有する。

【0113】

受信無線部２０３は、ミキサ部２０４と、ＬＰＦ（low pass filter）２０５と、を有する。ミキサ部２０４は、受信した反射波信号に対して、レーダ送信信号生成部１０１から入力される、送信信号であるチャープ信号をミキシングする。ＬＰＦ２０５は、ミキサ部２０４の出力信号に対してＬＰＦ処理を施すことによって、反射波信号の遅延時間に応じた周波数となるビート信号を出力する。例えば、図２の下段に示すように、送信チャープ信号（送信周波数変調波）の周波数と、受信チャープ信号（受信周波数変調波）の周波数との差分周波数がビート周波数として得られる。

【0114】

各アンテナ系統処理部２０１－ｚ（ただし、z=1～Naの何れか）の信号処理部２０６は、ＡＤ変換部２０７と、ビート周波数解析部２０８と、出力切替部２０９と、ドップラ解析部２１０と、を有する。

【0115】

ＬＰＦ２０５から出力された信号（例えば、ビート信号）は、信号処理部２０６において、ＡＤ変換部２０７によって、離散的にサンプリングされた離散サンプルデータに変換される。

【0116】

ビート周波数解析部２０８は、送信周期Tr毎に、規定された時間範囲（レンジゲート）において得られたN_data個の離散サンプルデータをFFT処理する。これにより、信号処理部２０６では、反射波信号（レーダ反射波）の遅延時間に応じたビート周波数にピークが現れる周波数スペクトラムが出力される。なお、ビート周波数解析部２０８は、FFT処理として、例えば、Han窓又はHamming窓等の窓関数係数を乗算してもよい。なお、レーダ装置１０は、窓関数係数を用いることにより、ビート周波数ピーク周辺に発生するサイドローブを抑圧できる。また、N_data個の離散サンプリングデータ数が２のべき乗ではない場合、ビート周波数解析部２０８は、例えば、ゼロ埋めしたデータを含めることで２べき乗個のFFTサイズとしてFFT処理してもよい。

【0117】

ここで、第m番目のチャープパルス送信によって得られる第z番目の信号処理部２０６におけるビート周波数解析部２０８から出力されるビート周波数応答をRFT_ｚ（f_b, m）で表す。ここで、f_bはビート周波数インデックスを表し、FFTのインデックス（ビン番号）に対応する。例えば、f_b=0,…,N_data/2であり、z=0,…,Naであり、m=1,…,N_Cである。ビート周波数インデックスf_bが小さいほど、反射波信号の遅延時間が小さい（換言すると、物標との距離が近い）ビート周波数を示す。

【0118】

また、ビート周波数インデックスf_bは、次式(8)を用いて距離情報R(f_b)に変換してよい。そのため、以下では、ビート周波数インデックスf_bを「距離インデックスf_b」とも呼ぶ。

【数8】

【0119】

ここで、B_wは、チャープ信号におけるレンジゲート内での周波数変調帯域幅を表し、C₀は光速度を表す。

【0120】

出力切替部２０９は、符号生成部１０４から出力される直交符号要素インデックスOC_INDEXに基づいて、送信周期毎のビート周波数解析部２０８の出力を、Loc個のドップラ解析部２１０のうち、OC_INDEX番目のドップラ解析部２１０に選択的に切り替えて出力する。換言すると、出力切替部２０９は、第m番目の送信周期Trにおいて、OC_INDEX番目のドップラ解析部２１０を選択する。

【0121】

信号処理部２０６は、Loc個のドップラ解析部２１０－１～２１０－Locを有する。例えば、第noc番目のドップラ解析部２１０には、出力切替部２０９によってLoc回の送信周期（Loc×Tr）毎にデータが入力される。このため、第noc番目のドップラ解析部２１０は、Nc回の送信周期のうち、Ncode回の送信周期のデータ（例えば、ビート周波数解析部２０８から出力されるビート周波数応答RFT_ｚ（f_b, m））を用いて、距離インデックスf_b毎にドップラ解析を行う。ここで、nocは符号要素のインデックスであり、noc=1, …, Locである。

【0122】

例えば、Ncodeが２のべき乗値である場合、ドップラ解析においてFFT処理を適用してもよい。この場合、FFTサイズはNcodeであり、サンプリング定理から導出される折り返しが発生しない最大ドップラ周波数は±1/(2Loc×Tr)である。また、ドップラ周波数インデックスf_sのドップラ周波数間隔は1/（Ncode×Loc×Tr）であり、ドップラ周波数インデックスf_sの範囲はf_s = -Ncode/2, …, 0, …, Ncode/2－１である。

【0123】

例えば、第z番の信号処理部２０６のドップラ解析部２１０の出力VFT_ｚ ^noc（f_b, f_s）は、次式(9)に示される。なお、jは虚数単位であり、z=1～Naである。

【数9】

【0124】

また、Ncodeが２のべき乗でない場合には、例えば、ゼロ埋めしたデータを含めることで２のべき乗個のデータサイズ（FFTサイズ）としてFFT処理してもよい。例えば、ゼロ埋めしたデータを含めた場合のドップラ解析部２１０におけるFFTサイズをN_codewzeroとした場合、第ｚ番の信号処理部２０６におけるドップラ解析部２１０の出力VFT_ｚ ^noc（f_b, f_s）は、次式(10)に示される。

【数10】

【0125】

ここで、nocは符号要素のインデックスであり、noc=1,…,Locである。また、FFTサイズはN_codewzeroであり、サンプリング定理から導出される折り返しが発生しない最大ドップラ周波数は、±1/(2Loc×Tr)である。また、ドップラ周波数インデックスf_sのドップラ周波数間隔は１/（N_codewzero×Loc×Tr）であり、ドップラ周波数インデックスf_sの範囲はf_s=-N_codewzero/2,…,0,…, N_codewzero/2－１である。

【0126】

以下では、一例として、Ncodeが２のべき乗値である場合について説明する。なお、ドップラ解析部２１０においてゼロ埋めを用いる場合、以下の説明においてNcodeをN_codewzeroと置き換えることにより、同様に適用でき、同様の効果を得られる。

【0127】

また、ドップラ解析部２１０は、FFT処理の際に、例えば、Han窓又はHamming窓といった窓関数係数を乗算してもよい。レーダ装置１０は、窓関数を適用することでビート周波数ピーク周辺に発生するサイドローブを抑圧できる。

【0128】

以上、信号処理部２０６の各構成部における処理について説明した。

【0129】

図１において、CFAR部２１１は、第1～第Na番目の信号処理部２０６それぞれのLoc個のドップラ解析部２１０の出力を用いて、CFAR処理（換言すると、適応的な閾値判定）を行い、ピーク信号を与える距離インデックスf_{b_cfar}及びドップラ周波数インデックスf_{s_cfar}を抽出する。

【0130】

CFAR部２１１は、例えば、次式(11)のように、第1～第Na番目の信号処理部２０６のドップラ解析部２１０の出力VFT_z ^noc（f_b, f_s）を電力加算し、距離軸とドップラ周波数軸（相対速度に相当）とからなる２次元のCFAR処理、又は、１次元のCFAR処理を組み合わせたCFAR処理を行う。２次元のCFAR処理又は１次元のCFAR処理を組み合わせたCFAR処理については、例えば、非特許文献２に開示された処理が適用されてよい。

【数11】

【0131】

CFAR部２１１は、適応的に閾値を設定し、閾値よりも大きい受信電力となる距離インデックスf_{b_cfar}、ドップラ周波数インデックスf_{s_cfar}、及び、受信電力情報PowerFT(f_{b_cfar}, f_{s_cfar})を折り返し判定部２１２に出力する。

【0132】

次に、図１に示す折り返し判定部２１２の動作例について説明する。

【0133】

折り返し判定部２１２は、例えば、CFAR部２１１において抽出された距離インデックスf_{b_cfar}及びドップラ周波数インデックスf_{s_cfar}に基づいて、ドップラ解析部２１０の出力であるドップラ成分VFT_ｚ ^noc(f_{ｂ_cfar}, f_{s_cfar})の折り返し判定を行う。ここで、ｚ=1,…,Naであり、noc=1,…,Locである。

【0134】

折り返し判定部２１２は、例えば、想定するターゲットのドップラ範囲を±1/(2×Tr)としてドップラ折り返し判定処理を行う。

【0135】

ここで、例えば、Ncodeが２のべき乗値である場合、ドップラ解析部２１０は、符号要素毎にFFT処理を適用するので、（Loc×Tr）周期で、ビート周波数解析部２０８からの出力を用いてFFT処理を行う。このため、ドップラ解析部２１０においてサンプリング定理によって折り返しが発生しないドップラ範囲は±1/(2Loc×Tr)である。

【0136】

よって、折り返し判定部２１２において想定するターゲットのドップラ範囲は、ドップラ解析部２１０において折り返しが発生しないドップラ範囲よりも広い。例えば、折り返し判定部２１２は、ドップラ解析部２１０の折り返しが発生しないドップラ範囲±1/(2Loc×Tr)のLoc倍のドップラ範囲±1/(2×Tr)までを想定して折り返し判定処理を行う。

【0137】

以下、折り返し判定部２１２における折り返し判定処理の一例を説明する。

【0138】

ここでは、一例として、符号多重数N_CM=3であり、符号生成部１０４が符号長Loc=4のWalsh-Hadamard符号のうち、3個の直交符号Code₁=WH₄(3)=[1，1, -1, -1]、Code₂=WH₄(4)＝[1，-1, -1, 1]、及び、Code₃=WH₄(2)=[1，-1, 1, -1]を用いる場合について説明する。

【0139】

折り返し判定部２１２は、例えば、符号長Loc=4のN_allcode=4個のWalsh-Hadamard符号のうち、1個（=N_allcode-N_CM）の未使用直交符号を折り返し判定に用いる。例えば、符号多重数がN_CM=3であり、符号生成部１０４が決定した符号多重送信用の符号が、Code₁=WH₄(3)=[1，1, -1, -1]、Code₂=WH₄(4)=[1，-1, -1, 1]及びCode₃=WH₄(2)=[1，-1, 1, -1]の場合、未使用直交符号は、UnCode₁=WH₄(1)=[1，1, 1, 1]となる。

【0140】

例えば、レーダ装置１０が符号長Loc=4の直交符号を用いて符号多重送信を行う場合、上述したように、ドップラ解析部２１０は符号要素毎にFFT処理を適用するので、（Loc×Tr）=（4×Tr）周期で、ビート周波数解析部２０８からの出力を用いてFFT処理を行う。よって、ドップラ解析部２１０においてサンプリング定理よって折り返しが発生しないドップラ範囲は、±1/(2 Loc×Tr)=±1/(8×Tr)となる。

【0141】

折り返し判定部２１２は、ドップラ解析部２１０におけるドップラ解析の範囲（ドップラ範囲）と比較して、直交符号系列の符号長Loc倍の範囲において折り返しの判定を行う。例えば、折り返し判定部２１２は、ドップラ解析部２１０において折り返しが発生しないドップラ範囲±1/(8×Tr)の4（=Loc）倍のドップラ範囲=±1/(2×Tr)を想定して折り返し判定処理を行う。

【0142】

ここで、CFAR２１１部において抽出される距離インデックスf_{ｂ_cfar}及びドップラ周波数インデックスf_{s_cfar}に対応するドップラ解析部２１０の出力であるドップラ成分VFT_ｚ ^noc(f_{ｂ_cfar}，f_{ｓ_cfar})には、例えば、±1/(2×Tr)のドップラ範囲において、図３における（ａ）及び（ｂ）に示すような折り返しを含むドップラ成分が含まれる可能性がある。

【0143】

例えば、図３における（ａ）に示すように、f_{s_cfar}＜０の場合、±1/(2×Tr)のドップラ範囲において、f_{s_cfar}-Ncode、f_{s_cfar、}f_{s_cfar}+Ncode、及び、f_{s_cfar}+2Ncodeの4（=Loc）通りのドップラ成分の可能性がある。

【0144】

また、例えば、図３における（ｂ）に示すように、f_{s_cfar}＞０の場合、±1/(2×Tr)のドップラ範囲において、f_{s_cfar}-2Ncode、f_{s_cfar}-Ncode、f_{s_cfar}、及び、f_{s_cfar}+Ncodeの4（=Loc）通りのドップラ成分の可能性がある。

【0145】

折り返し判定部２１２は、例えば、未使用直交符号を用いて、図３に示すような±1/(2×Tr)のドップラ範囲において符号分離処理を行う。例えば、折り返し判定部２１２は、未使用直交符号に対して、図３に示すような折り返しを含む4（=Loc）通りのドップラ成分の位相変化を補正してもよい。

【0146】

そして、折り返し判定部２１２は、未使用直交符号に基づいて符号分離されたドップラ成分の受信電力に基づいて、各ドップラ成分が折り返しであるか否かを判定する。例えば、折り返し判定部２１２は、折り返しを含むドップラ成分のうち、受信電力が最小のドップラ成分を検出し、検出したドップラ成分を真のドップラ成分と判定する。換言すると、折り返し判定部２１２は、折り返しを含むドップラ成分のうち、最小の受信電力と異なる他の受信電力のドップラ成分を偽のドップラ成分であると判定する。

【0147】

この折り返し判定処理により、折り返しを含むドップラ範囲の曖昧性を低減できる。また、この折り返し判定処理により、ドップラ解析部２１０におけるドップラ範囲と比較して、曖昧性なくドップラ周波数を検出できる範囲を、-1/(2Tr)以上、かつ、1/(2Tr)未満の範囲に拡大できる。

【0148】

これは、未使用直交符号に基づいて符号分離することにより、例えば、真のドップラ成分については、当該ドップラ成分の位相変化が正しく補正され符号多重送信用の直交符号と未使用直交符号との間の直交性が維持される。よって、未使用直交符号と符号多重送信信号とは無相関となり、受信電力はノイズレベル程度となる。

【0149】

一方、例えば、偽のドップラ成分については、当該ドップラ成分の位相変化が誤って補正され符号多重送信用の直交符号と未使用直交符号との間の直交性は維持されない。よって、未使用直交符号と符号多重送信信号との相関成分（干渉成分）が発生し、例えば、ノイズレベルよりも大きい受信電力が検出され得る。

【0150】

よって、上述したように、折り返し判定部２１２は、未使用直交符号に基づいて符号分離されたドップラ成分のうち、受信電力が最小のドップラ成分を真のドップラ成分と判定し、最小の受信電力と異なる受信電力の他のドップラ成分を偽のドップラ成分であると判定できる。

【0151】

例えば、折り返し判定部２１２は、各アンテナ系統処理部２０１におけるドップラ解析部２１０の出力に基づいて、折り返しを含むドップラ成分の位相変化を補正し、未使用直交符号UnCode_nucを用いた符号分離後の受信電力DeMulUnCode_nuc（f_{b_cfar}，f_{s_cfar}，DR）を、次式(12)に従って算出する。

【数12】

【0152】

式(12)では、全てのアンテナ系統処理部２０１におけるドップラ解析部２１０の出力に対して、未使用直交符号UnCode_nucを用いた符号分離後の受信電力の総和が算出される。これにより、受信信号レベルが低い場合でも、折り返し判定精度を向上できる。ただし、式(12)の代わりに、一部のアンテナ系統処理部２０１におけるドップラ解析部２１０の出力に対して、未使用直交符号を用いた符号分離後の受信電力が算出されてもよい。この場合でも、例えば、受信信号レベルが十分高い範囲では、折り返し判定の精度を保ちつつ、演算処理量を削減できる。

【0153】

なお、式(12)において、nuc=1,…,N_allcode-N_CMである。また、DRはドップラ折り返し範囲を示すインデックスであり、例えば、DR=ceil[-Loc/2], ceil[-Loc/2]+1,…,0,…, ceil[Loc/2]-1の範囲の整数値をとる。

【0154】

また、式(12)において、

【数13】

は、要素数が等しいベクトル同士の要素毎の積を表す。例えば、n次ベクトルA=[a₁,..,a_n]及びB=[b₁,..,b_n]に対して、要素毎の積は以下の式(13)で表される。

【数14】

【0155】

また、式(12)において、

【数15】

は、ベクトル内積演算子を表す。また、式(12)において、上付き添え字Tはベクトル転置を表し、上付き添え字＊（アスタリスク）は複素共役演算子を表す。

【0156】

式(12)において、α（f_{s_cfar}）は「ドップラ位相補正ベクトル」を表す。ドップラ位相補正ベクトルα（f_{s_cfar}）は、例えば、CFAR部２１１において抽出されたドップラ周波数インデックスf_{s_cfar}が、ドップラ折り返しを含まないドップラ解析部２１０の出力範囲（換言すると、ドップラ範囲）とする場合に、Loc個のドップラ解析部２１０間におけるドップラ解析の時間差に起因するドップラ位相回転を補正する。

【0157】

例えば、ドップラ位相補正ベクトルα（f_{s_cfar}）は、次式（14）のように表される。式(14)に示すドップラ位相補正ベクトルα（f_{s_cfar}）は、例えば、第１番のドップラ解析部２１０の出力VFT_ｚ ¹（f_{b_cfar}, f_{s_cfar}）のドップラ解析時間を基準として、第２番のドップラ解析部２１０の出力VFT_ｚ ²（f_{b_cfar}, f_{s_cfar}）から第Loc番のドップラ解析部VFT_ｚ ^Loc（f_{b_cfar}, f_{s_cfar}）のそれぞれにおけるTr,2Tr,…,(Loc-1)Trの時間遅れにより生じるドップラ周波数インデックスf_{s_cfar}のドップラ成分での位相回転を補正するドップラ位相補正係数を要素とするベクトルである。

【数16】

【0158】

また、式(12)において、β（DR）は「折り返し位相補正ベクトル」を表す。折り返し位相補正ベクトルβ（DR）は、例えば、Loc個のドップラ解析部２１０間におけるドップラ解析の時間差に起因するドップラ位相回転のうち、ドップラ折り返しが有る場合を考慮して、２πの整数倍のドップラ位相回転を補正する。

【0159】

例えば、折り返し位相補正ベクトルβ（DR）は、次式(15)のように表される。

【数17】

【0160】

例えば、Loc=4の場合、DR=-2,-1,0,1の整数値をとり、折り返し位相補正ベクトルβ（DR）は、式(16)、式(17)、式(18)及び式(19)のように表される。

【数18】

【数19】

【数20】

【数21】

【0161】

例えば、Loc=4の場合、図３における（ａ）又は（ｂ）においてドップラ解析部２１０の出力であるドップラ周波数インデックスf_{s_cfar}のドップラ成分が検出されるドップラ範囲（例えば、-1/8Tr～+1/8Tr）はDR=0に対応する。また、DR=0のドップラ周波数インデックスf_{s_cfar}に対する２πの整数倍のドップラ位相回転（例えば、β(1)、β(-1)及びβ(-2)）により、DR=1に対応するドップラ範囲（例えば、1/8Tr～3/8Tr）のドップラ成分、DR=-1に対応するドップラ範囲（例えば、-3/8Tr～-1/8Tr）のドップラ成分、及び、DR=-2に対応するドップラ範囲（例えば、-1/2Tr～-3/8Tr及び3/8Tr～1/2Tr）のドップラ成分が算出される。

【0162】

また、式(12)において、VFTALL_z（f_{b_cfar}, f_{s_cfar}）は、例えば、次式(20)のように、第ｚ番のアンテナ系統処理部２０１におけるLoc個のドップラ解析部２１０の出力VFT_ｚ ^noc（f_b, f_s）のうち、CFAR部２１１において抽出された距離インデックスf_{ｂ_cfar}及びドップラ周波数インデックスf_{s_cfar}に対応する成分VFT_z ^noc（f_{b_cfar}, f_{s_cfar}）（ただし、noc=1,…,Loc）をベクトル形式で表す。

【数22】

【0163】

例えば、折り返し判定部２１２は、式(12)に従って、折り返しを含むドップラ成分の位相変化を補正した未使用直交符号UnCode_nucを用いた符号分離後の受信電力DeMulUnCode_nuc（f_{b_cfar}, f_{s_cfar}, DR）を、DR=ceil[-Loc/2], ceil[-Loc/2]+1,…,0,…, ceil[Loc/2]-1の範囲においてそれぞれ算出する。

【0164】

そして、折り返し判定部２１２は、各DRの範囲のうち、受信電力DeMulUnCode_nuc（f_{b_cfar}, f_{s_cfar}, DR）が最小となるDRを検出する。以下では、次式(21)に示すように、各DRの範囲のうち、受信電力DeMulUnCode_nuc（f_{b_cfar}, f_{s_cfar}, DR）が最小となるDRを「DR_min」と表す。

【数23】

【0165】

以下、上述したような折り返し判定処理によって、ドップラ折り返し判定が可能な理由について説明する。

【0166】

式(20)に示すVFTALL_ｚ（f_{b_cfar}, f_{s_cfar}）に含まれる第ncm番の送信アンテナ１０６（例えば、Tx#ncm）から送信されたレーダ送信信号成分は、例えば、ノイズ成分を無視すると次式(22)のように表される。

【数24】

【0167】

ここで、γz,ncmは、第ncm番の送信アンテナ１０６から送信されたレーダ送信信号がターゲットに反射した信号が第ｚ番のアンテナ系統処理部２０１において受信された場合の複素反射係数を表す。また、DR_trueは、真のドップラ折り返し範囲を示すインデックスを表す。DR_trueは、ceil[-Loc/2], ceil[-Loc/2]+1,…,0,…, ceil[Loc/2]-1の範囲のインデックス値とする。以下、DR_min=DR_tureとなるように判定できることを示す。

【0168】

第1番～第N_CM番の送信アンテナ１０６から送信されたレーダ送信信号成分に対して、未使用直交符号UnCode_nucを用いた符号分離後の受信電力の総和PowDeMul(nuc,DR,DR_true)は次式（23）で表される。

【数25】

【0169】

なお、式(23)に示すPowDeMul(nuc,DR,DR_true)は、式(12)における、

【数26】

の項の評価値に相当する。

【0170】

式(23)において、DR＝DRtrueの場合、未使用直交符号UnCode_nucと符号多重送信用の直交符号Code_ncmとの相関値はゼロ（例えば、UnCode_nuc ^*・{Code_ncm}^T=0）となるため、PowDeMul(nuc,DR,DR_true)=0となる。

【0171】

一方、式(23)において、DR≠DRtrueの場合、

【数27】

と符号多重送信用の直交符号Code_ncmとの相関値に依存したPowDeMul(nuc,DR,DR_true)が出力される。ここで、全てのUnCode_nucにおいてPowDeMul(nuc,DR,DR_true)がゼロにならない場合、例えば、次式（24）を満たせば、DR＝DR_trueの場合、PowDeMul(nuc, DR_true,DR_true)の電力が最小となり、折り返し判定部２１２は、DR_true（=DR_min）を検出できる。換言すると、折り返し判定部２１２は、式(12)に従ってドップラ折り返し判定できる。

【数28】

【0172】

例えば、式(24)を満たすには、

【数29】

の項が他の未使用直交符号UnCode_nuc2に一致しなければよい。ここで、nuc2≠nucである。

【0173】

従って、未使用直交符号が1個の場合には式(24)を満たす。また、未使用直交符号が複数の場合には、例えば、符号生成部１０４は、

【数30】

の項が他の未使用直交符号に一致しないように、符号多重送信用の符号を選択してもよい。

【0174】

ここで、Walsh-Hadamard符号又は直交M系列符号といった符号を用いる場合、符号長Locの直交符号のうち、相互の符号間において奇数番目の符号要素が同一であり、偶数番目の符号要素が符号反転している符号の組が含まれる場合がある。

【0175】

一方で、β（0）=[1,1,…,1], β（-Loc/2）=[1, -1, 1,-1,….1,-1]となるため、

【数31】

の項は、UnCode_nucの奇数番目の符号要素が同一であり、偶数番目の符号要素が符号反転している符号に変換される。

【0176】

したがって、未使用直交符号の個数（N_allcode-N_CM）が２個以上の場合には、例えば、符号生成部１０４は、符号長Locの直交符号のうち、相互の符号間において奇数番目及び偶数番目の一方の符号要素が同一であり、奇数番目及び偶数番目の他方の符号要素が符号反転している符号の組が未使用直交符号に含まれないように、符号多重送信用の符号又は未使用直交符号を選択してもよい。

【0177】

例えば、符号長Loc=4のWalsh-Hadamard符号には、WH₄(1)= [1，1, 1, 1]、及び、WH₄(2)= [1，-1, 1, -1]が含まれ、

【数32】

、又は、

【数33】

となる。このため、例えば、符号生成部１０４は、複数の未使用直交符号にWH₄(1)及びWH₄(2)の組を含めないように符号多重送信用の符号又は未使用直交符号を選択してもよい。また、WH₄(3)= [1，1, -1, -1]、及び、WH₄(4)= [1，-1, -1, 1]も同様な関係となるため、例えば、符号生成部１０４は、複数の未使用直交符号にWH₄(3)及びWH₄(4)の組を含めないように符号多重送信用の符号又は未使用直交符号を選択してもよい。

【0178】

なお、未使用直交符号UnCode_nucが複数ある場合、受信電力DeMulUnCode_nuc（f_{b_cfar}, f_{s_cfar}, DR）の代わりに、次式(25)のように、全ての未使用直交符号を用いた符号分離後の受信電力DeMulUnCodeAll（f_{b_cfar}, f_{s_cfar}, DR）を用いてもよい。

【数34】

【0179】

全ての未使用直交符号を用いた符号分離後の受信電力を求めることで、折り返し判定部２１２は、受信信号レベルが低い場合でも、折り返し判定の精度を向上できる。

【0180】

例えば、折り返し判定部２１２は、DR=ceil[-Loc/2], ceil[-Loc/2]+1,…,0,…, ceil[Loc/2]-1のそれぞれの範囲においてDeMulUnCodeAll（f_{b_cfar}, f_{s_cfar}, DR）を算出し、受信電力DeMulUnCodeAll（f_{b_cfar}, f_{s_cfar}, DR）が最小となるDR（換言すると、DR_min）を検出する。式(25)を用いる場合、以下では、次式(26)に示すように、DR範囲において最小となる受信電力を与えるDRを「DR_min」と表す。

【数35】

【0181】

また、折り返し判定部２１２は、例えば、未使用直交符号UnCode_nucを用いた符号分離後の最小受信電力DeMulUnCode_nuc（f_{b_cfar}, f_{s_cfar}, DR_min）と受信電力とを比較して、折り返し判定の確からしさを判定（換言すると、測定）する処理を行ってもよい。この場合、折り返し判定部２１２は、例えば、次式(27)及び式(28)に従って、折り返し判定の確からしさを判定してもよい。

【数36】

【数37】

【0182】

例えば、折り返し判定部２１２は、CFAR部２１１において抽出された距離インデックスf_{ｂ_cfar}及びドップラ周波数インデックスf_{s_cfar}の受信電力値PowerFT(f_{ｂ_cfar}, f_{ｓ_cfar})に所定値Threshold_DRを乗算した値よりも、未使用直交符号UnCode_nucを用いた符号分離後の最小受信電力DeMulUnCode_nuc（f_{b_cfar}, f_{s_cfar}, DR_min）が小さい場合（例えば、式(27)）、折り返し判定が十分に確からしいと判定する。この場合、レーダ装置１０は、例えば、以降の処理（例えば、符号分離処理）を行う。

【0183】

一方、例えば、折り返し判定部２１２は、受信電力値PowerFT(f_{ｂ_cfar}, f_{ｓ_cfar})に、Threshold_DRを乗算した値よりも、未使用直交符号UnCode_nucを用いた符号分離後の最小受信電力DeMulUnCode_nuc（f_{b_cfar}, f_{s_cfar}, DR_min）が等しいか大きい場合（例えば、式(28)）、折り返し判定の精度が十分ではない（例えば、ノイズ成分である）と判定する。この場合、レーダ装置１０は、例えば、以降の処理（例えば、符号分離処理）を行わなくてもよい。

【0184】

このような処理により、折り返し判定部２１２における折り返し判定の判定誤りを低減でき、また、ノイズ成分を除去できる。なお、所定値Threshold_DRは、例えば、０から１未満の範囲に設定されてよい。一例として、ノイズ成分が含まれることを考慮すると、Threshold_DRは、0.1～0.5程度の範囲で設定されてもよい。

【0185】

なお、未使用直交符号UnCode_nucが複数ある場合、折り返し判定部２１２は、受信電力DeMulUnCode_nuc（f_{b_cfar}, f_{s_cfar}, DR）の代わりに、DeMulUnCodeAll（f_{b_cfar}, f_{s_cfar}, DR）を用いて受信電力との比較をして、折り返し判定の確からしさを判定（換言すると、測定）する処理を行ってもよい。この場合、折り返し判定部２１２は、例えば、式(27)及び式(28)におけるDeMulUnCode_nuc（f_{b_cfar}, f_{s_cfar}, DR）の代わりにDeMulUnCodeAll（f_{b_cfar}, f_{s_cfar}, DR）を用いて、折り返し判定の確からしさを判定してもよい。全ての未使用直交符号を用いた符号分離後の受信電力を求めることで、折り返し判定部２１２は、受信信号レベルが低い場合でも、折り返し判定の確からしさの精度を向上できる。

【0186】

なお、未使用直交符号UnCode_nucを用いた符号分離後の受信電力DeMulUnCode_nuc（f_{b_cfar}, f_{s_cfar}, DR）の算出式は、例えば、式(12)の代わりに、次式(29)でもよい。

【数38】

【0187】

式(29)において、

【数39】

の項は、ドップラ成分のインデックス（ドップラ周波数インデックス）f_sに依らないため、例えば、予めテーブル化することで、折り返し判定部２１２における演算量を削減できる。

【0188】

以上、折り返し判定部２１２の動作例について説明した。

【0189】

次に、符号多重分離部２１３の動作例について説明する。

【0190】

符号多重分離部２１３は、折り返し判定部２１２における折り返し判定結果、及び、符号多重送信用の符号に基づいて、符号多重信号の分離処理を行う。

【0191】

例えば、符号多重分離部２１３は、次式(30)のように、折り返し判定部２１２における折り返し判定結果であるDR_minを用いた折り返し位相補正ベクトルβ（DR_min）に基づいて、CFAR部２１１において抽出された距離インデックスf_{b_cfar}及びドップラ周波数インデックスf_{s_cfar}に対応するドップラ解析部２１０の出力であるドップラ成分VFTALL_z（f_{b_cfar}, f_{s_cfar}）に対して符号分離処理を行う。折り返し判定部２１２にて、-1/(2Tr)以上、かつ、1/(2Tr)未満のドップラ範囲で、真のドップラ折り返し範囲であるインデックスを判定できることから（換言すると、DR_min＝DR_trueとなるように判定できることから）、符号多重分離部２１３においては、-1/(2Tr)以上、かつ、1/(2Tr)未満のドップラ範囲で、符号多重に使用している直交符号間の相関値をゼロとすることができ、符号多重信号間の干渉を抑圧した分離処理が可能となる。

【数40】

【0192】

ここで、DeMul_z ^ncm（f_{b_cfar}, f_{s_cfar}）は、第z番のアンテナ系統処理部２０１におけるドップラ解析部２１０の距離インデックスf_{b_cfar}及びドップラ周波数インデックスf_{s_cfar}の出力に対する直交符号Code_ncmを用いて符号多重信号を符号分離した出力（例えば、符号分離結果）である。なお、z=1,…,Naであり、ncm=1,…,N_CMである。

【0193】

なお、符号多重分離部２１３は、式(30)の代わりに、次式（31）を用いてもよい。

【数41】

【0194】

式(31)において、

【数42】

の項（ただし、式(31)では、DR=DR_min）はドップラ成分のインデックス（例えば、ドップラ周波数インデックス）f_sに依らないため、例えば、予めテーブル化することで、符号多重分離部２１３における演算量を削減できる。

【0195】

以上のような符号分離処理によって、レーダ装置１０は、折り返し判定部２１２において、ドップラ解析部２１０の折り返しが発生しないドップラ範囲±1/(2Loc×Tr)のLoc倍のドップラ範囲±1/(2×Tr)までを想定した折り返し判定結果に基づいて、第ncm番の送信アンテナTx#ncmに対して付与される直交符号Code_ncmによって符号多重送信された信号を分離した信号を得ることができる。

【0196】

また、レーダ装置１０は、例えば、符号分離処理時に、符号要素毎のドップラ解析部２１０の出力に対して、ドップラ折り返しを含めたドップラ位相補正（例えば、折り返し位相補正ベクトルβ（DR_min）に基づく処理）を行う。このため、符号多重信号間における相互干渉は、例えば、ノイズレベル程度にまで低減可能である。換言すると、レーダ装置１０では、符号間干渉を低減でき、レーダ装置１０における検出性能の劣化への影響を抑制できる。

【0197】

図４は、レーダ装置１０の別の構成例を示す。図１に示すレーダ装置１０の構成において、式(12)、式(29)、式(30)及び式(31)に示すように、

【数43】

の項は、折り返し判定部２１２及び符号多重分離部２１３において共通的に用いられる。そこで、例えば、図４に示すレーダ装置１０ａは、位相補正部２１５を備え、ドップラ成分VFTALL_z（f_{b_cfar}, f_{s_cfar}）に対してドップラ位相補正ベクトルα(f_{s_cfar})を乗算した出力

【数44】

を、折り返し判定部２１２ａ及び符号多重分離部２１３ａに出力してもよい。折り返し判定部２１２ａ及び符号多重分離部２１３ａは、

【数45】

の項を演算しなくてよく、レーダ装置１０ａにおいて上記項の重複する演算処理を低減できる。

【0198】

以上、符号多重分離部２１３の動作例について説明した。

【0199】

図１において、方向推定部２１４は、符号多重分離部２１３から入力される距離インデックスf_{ｂ_cfar}、ドップラ周波数インデックスf_{s_cfar}に対応するドップラ解析部２１０の出力に対する符号分離結果DeMul_z ^ncm（f_{b_cfar}, f_{s_cfar}）に基づいて、ターゲットの方向推定処理を行う。

【0200】

例えば、方向推定部２１４は、式(32)に示す仮想受信アレー相関ベクトルh（f_{b_cfar}, f_{s_cfar}）を生成し、方向推定処理を行う。

【0201】

仮想受信アレー相関ベクトルh（f_{b_cfar}, f_{s_cfar}）は、送信アンテナ数Ntと受信アンテナ数Naとの積であるNt×Na個の要素を含む。仮想受信アレー相関ベクトルh（f_{b_cfar}, f_{s_cfar}）は、ターゲットからの反射波信号に対して各受信アンテナ２０２間の位相差に基づく方向推定を行う処理に用いる。ここで、z=1，…，Naである。

【数46】

【0202】

方向推定部２１４は、例えば、方向推定評価関数値P_H（θ, f_{b_cfar}, f_{s_cfar}）における方位方向θを規定された角度範囲内で可変として空間プロファイルを算出する。方向推定部２１４は、算出した空間プロファイルの極大ピークを大きい順に所定数抽出し、極大ピークの方位方向を到来方向推定値（例えば、測位出力）として出力する。

【0203】

なお、方向推定評価関数値P_H（θ, f_{b_cfar}, f_{s_cfar}）は、到来方向推定アルゴリズムによって各種の方法がある。例えば、非特許文献３に開示されているアレーアンテナを用いた推定方法を用いてもよい。

【0204】

例えば、Nt×Na個の仮想受信アレーが等間隔d_Hで直線状に配置される場合、ビームフォーマ法は次式(33)及び式(34)のように表すことができる。他にも、Capon, MUSICといった手法も同様に適用可能である。

【数47】

【数48】

【0205】

ここで、上付き添え字Ｈはエルミート転置演算子である。また、a(θ_u)は、方位方向θ_uの到来波に対する仮想受信アレーの方向ベクトルを示す。

【0206】

また、方位方向θ_uは到来方向推定を行う方位範囲内θmin～θmaxを方位間隔DStepで変化させたベクトルである。例えば、θ_uは以下のように設定される。
θ_u＝θmin + uDStep、u=0,…, NU
NU=floor[(θmax-θmin)/DStep]
ここで、floor（ｘ）は、実数ｘを超えない最大の整数値を返す関数である。

【0207】

また、式(33)において、D_calは、送信アレーアンテナ間及び受信アレーアンテナ間の位相偏差及び振幅偏差を補正するアレー補正係数及びアンテナ間の素子間結合の影響を低減する係数を含む(Nt×Na)次の行列である。仮想受信アレーのアンテナ間の結合が無視できる場合、D_calは、対角行列となり、対角成分に送信アレーアンテナ間及び受信アレーアンテナ間の位相偏差及び振幅偏差を補正するアレー補正係数が含まれる。

【0208】

方向推定部２１４は、例えば、方向推定結果を出力し、さらに、測位結果として、距離インデックスf_{b_cfar}に基づく距離情報、ターゲットのドップラ周波数インデックスf_{b_cfar}及び折り返し判定部２１２における判定結果DR_minに基づくターゲットのドップラ速度情報を出力してもよい。

【0209】

方向推定部２１４は、例えば、ドップラ周波数インデックスf_{s_cfar}と折り返し判定部２１２での判定結果であるDR_minとに基づいて、式(35)に従って、ドップラ周波数インデックスf_{es_cfar}を算出してもよい。ドップラ周波数インデックスf_{es_cfar}は、例えば、ドップラ解析部２１０のFFTサイズをLoc×Ncodeに拡張した場合のドップラインデックスに相当する。以下、f_{es_cfar}を「拡張ドップラ周波数インデックス」と呼ぶ。

【数49】

【0210】

なお、ドップラ範囲±1/(2×Tr)までを想定しており、このドップラ範囲に対応する拡張ドップラ周波数インデックスf_{es_cfar}の範囲は-Loc×Ncode/2≦f_{es_cfar}＜Loc×Ncode/2となることから、式(35)において、算出の結果、f_{es_cfar}<-Loc×Ncode/2の場合、f_{es_cfar}＋Loc×Ncodeをf_{es_cfar}とする。また、f_{es_cfar}≧Loc×Ncode/2の場合、f_{es_cfar}-Loc×Ncodeをf_{es_cfar}とする。

【0211】

また、ドップラ周波数情報は相対速度成分に変換して出力されてもよい。ドップラ周波数インデックスf_{es_cfar}を相対速度成分v_d(f_{es_cfar})に変換するには、次式(36)を用いて変換してもよい。ここで、λは送信無線部（図示せず）から出力されるRF信号のキャリア周波数の波長である。また、Δ_fは、ドップラ解析部２１０におけるFFT処理でのドップラ周波数間隔である。例えば、本実施の形態では、Δ_f=1/{Loc×N_code×T_r}である。

【数50】

【0212】

以上のように、本実施の形態では、レーダ装置１０は、受信アンテナ２０２において、複数の直交符号系列のうち一部の符号系列に基づいて符号多重送信されたレーダ送信信号がターゲットに反射した反射波信号を受信し、折り返し判定部２１２において、複数の直交符号系列のうち、符号多重送信に用いた一部の直交符号系列と異なる他の直交符号系列に基づいて、反射波信号におけるドップラ周波数領域での折り返しの判定を行う。例えば、レーダ装置１０は、符号多重送信を用いたMIMOレーダにおいて、符号多重送信数よりも多くの直交符号を生成可能な符号長の直交符号系列を用いて符号多重送信する。

【0213】

この構成により、レーダ装置１０は、例えば、受信信号（例えば、符号多重信号の符号要素毎のドップラ解析部２１０の出力）に対して、符号多重送信に未使用の直交符号を用いて、ドップラ折り返しの判定を行うことができる。例えば、レーダ装置１０は、ドップラ解析部２１０におけるドップラ解析範囲と比較して、直交符号系列の符号長倍のドップラ範囲において折り返しを判定できる。よって、本実施の形態によれば、レーダ装置１０は、曖昧性なく検出可能なドップラ範囲を、１アンテナ送信時と同等のドップラ範囲に拡大できる。

【0214】

また、レーダ装置１０は、例えば、ドップラ折り返しの判定結果に基づいて、符号分離の際に、折り返しを含めたドップラ位相補正を行うことにより、符号多重信号間の相互干渉をノイズレベル程度に抑えることができるので、レーダ検出性能の劣化を抑制して、MIMOレーダの符号多重送信が可能となる。

【0215】

よって、本実施の形態によれば、レーダ装置１０は、例えば、ターゲット又はレーダ装置１０の移動に伴うドップラ変動が含まれる場合でも、符号多重された信号間の相互干渉の発生を抑え、かつ、曖昧性なく検出可能なドップラ範囲を、１アンテナ送信時と同等のドップラ範囲とすることで、より広いドップラ周波数範囲において、ターゲットの検知精度を向上できる。

【0216】

（実施の形態２）
実施の形態１では、レーダ装置１０において、レーダ送信信号として、チャープパルスを繰り返しNc回送信する際に、チャープ信号の中心周波数を一定にする場合（例えば、図２を参照）について説明した。しかし、チャープ信号の中心周波数は、一定である場合に限定されない。

【0217】

本実施の形態では、チャープ信号の中心周波数が可変に設定される場合について説明する。

【0218】

［レーダ装置の構成］
図５は、本実施の形態に係るレーダ装置１０ｂの構成例を示すブロック図である。なお、図５において、実施の形態１（図１）と同様の構成には同一の符号を付し、その説明を省略する。

【0219】

以下では、例えば、レーダ装置１０ｂは、チャープ信号の中心周波数fcを送信周期Tr毎にΔf変化（例えば、Δf＞０の場合には増加、Δf＜の場合には減少）させたレーダ送信信号を送信する。

【0220】

レーダ送信部１００ｂにおけるレーダ送信信号生成部１０１ｂは、変調信号発生部１０２と、ＶＣＯ１０３ｂと、送信周波数制御部１０７とを備える。

【0221】

例えば、変調信号発生部１０２は、のこぎり歯形状のVCO制御用の変調信号を周期的に発生させる。ここで、送信周期をTrとする。

【0222】

送信周波数制御部１０７は、送信周期TrでVCO１０３ｂから出力される周波数変調信号（チャープ信号）の中心周波数fcを制御する。例えば、送信周波数制御部１０７は、周波数変調信号の中心周波数fcを送信周期Tr毎にΔf変化させてもよい。

【0223】

ＶＣＯ１０３ｂは、送信周波数制御部１０７及び変調信号発生部１０２の出力に基づいて、周波数変調信号を位相回転部１０５及びレーダ受信部２００（例えば、ミキサ部２０４）へ出力する。

【0224】

図６は、周波数変調された周波数変調信号(以下、チャープ信号)の一例を示す。

【0225】

図６では、例えば、ＶＣＯ１０３ｂは、第１の送信周期Tr#1において、中心周波数fc(1)がf₀のチャープ信号を出力する。また、図６に示すように、ＶＣＯ１０３ｂは、第２の送信周期Tr#2において、中心周波数fc(2)がf₀＋Δfのチャープ信号を出力する。同様に、図６では、ＶＣＯ１０３ｂは、第ｍの送信周期Tr#mにおいて、中心周波数fc(m)がf₀＋(m-1)Δfのチャープ信号を出力する。このように、ＶＣＯ１０３ｂは、送信周期Tr毎にチャープ信号の中心周波数をΔｆ変化させる。

【0226】

すなわち、図６では、N_c番目の送信周期Tr#N_cにおけるチャープ信号の中心周波数fc(N_c)は、f₀＋Δf×（N_c-1）となる。

【0227】

なお、各チャープ信号には、例えば、レンジゲートの時間幅T_Aにおける周波数変調帯域幅Bwが同一となるチャープ信号が用いられてよい。また、図６に示す例では、Δf＞０の場合（換言すると、中心周波数fcが増加する場合）について示すが、Δf＜０の場合（換言すると、中心周波数fcが減少する場合）についても同様である。

【0228】

図５に示すレーダ送信部１００ｂにおける他の動作は実施の形態１と同様でもよい。

【0229】

次に、レーダ装置１０ｂのレーダ受信部２００ｂにおける動作例について説明する。

【0230】

レーダ受信部２００ｂにおいて、受信アンテナ２０２において受信した信号に対する各アンテナ系統処理部２０１の処理、後続するCFAR部２１１、折り返し判定部２１２、及び、符号多重分離部２１３における動作は実施の形態１の動作と同様である。また、レーダ受信部２００ｂにおいて、方向推定部２１４ｂにおける符号多重分離部２１３の出力を用いた方向推定処理も実施の形態１の動作と同様である。

【0231】

レーダ受信部２００ｂでは、例えば、方向推定部２１４ｂにおけるターゲットのドップラ速度情報に関する変換処理が実施の形態１と異なる。

【0232】

なお、距離情報R(f_b)は、実施の形態１と同様であり、レーダ受信部２００ｂは、例えば、式(8)に基づいて、ビート周波数インデックス（又は、距離インデックス）f_bを用いて距離情報R(f_b)を出力してもよい。

【0233】

方向推定部２１４ｂは、例えば、ドップラ周波数インデックスf_{s_cfar}と折り返し判定部２１２での判定結果であるDR_minとに基づいて、式(37)に従って、ドップラ周波数インデックスf_{es_cfar}を算出してもよい。ドップラ周波数インデックスf_{es_cfar}は、例えば、ドップラ解析部２１０のFFTサイズをLoc×Ncodeに拡張した場合のドップラインデックスに相当する。以下、f_{es_cfar}を「拡張ドップラ周波数インデックス」と呼ぶ。

【数51】

【0234】

なお、ドップラ範囲±1/(2×Tr)までを想定しており、このドップラ範囲に対応する拡張ドップラ周波数インデックスf_{es_cfar}の範囲は-Loc×Ncode/2≦f_{es_cfar}＜Loc×Ncode/2となることから、式(37)において、算出の結果、f_{es_cfar} < -Loc×Ncode/2の場合、f_{es_cfar}＋Loc×Ncodeをf_{es_cfar}とする。また、f_{es_cfar}≧Loc×Ncode/2の場合、f_{es_cfar}-Loc×Ncodeをf_{es_cfar}とする。

【0235】

また、方向推定部２１４ｂは、例えば、拡張ドップラ周波数インデックスf_{es_cfar}と距離インデックスf_{b_cfar}を用いて、以下のように検出したターゲットのドップラ速度情報v_dを出力してもよい。

【0236】

例えば、チャープ信号の中心周波数fcを送信周期Tr毎にΔf変化させたレーダ送信信号を用いる場合、ターゲットの相対速度がゼロの場合でも、送信周期Tr毎にチャープ信号の中心周波数fcが変化している。このため、レーダ装置１０ｂの受信信号には、送信周期Tr毎のチャープ信号における中心周波数の変化に伴う位相回転が含まれる。

【0237】

ターゲット距離R_targetに対する第ｍ番の送信周期Trにおける中心周波数fcは、第１番の中心周波数を基準として（m-1）Δｆ変化しており、これに伴う位相回転量Δη（m, R_target）は、ターゲット距離R_targetからの反射波到来時間（２R_target／Co）を考慮すると式（38-1）で示される。なお、次式（38-1）は、第１の送信周期Trの位相を基準にした場合の相対的な位相回転量を表す。C₀は光速度を表す。このため、レーダ装置１０ｂのLoc個の各ドップラ解析部２１０の出力には、送信周期Tr毎のチャープ信号における中心周波数の変化に伴う位相回転が含まれる。

【数52】

【0238】

よって、式（38-2）に示すように、方向推定部２１４ｂは、送信周期Tr毎のチャープ信号における中心周波数fcの変化量であるΔfを考慮した変換式に基づいて、ドップラ速度情報v_d（f_{es_cfar}, f_{b_cfar}）を算出する。

【0239】

式（38-2）における第１項目は、式(36)に相当するもので、拡張ドップラ周波数インデックスf_{es_cfar}で示される相対ドップラ速度成分である。式（38-2）における第２項目は、チャープ信号の中心周波数fcを、送信周期Tr毎にΔｆ変化させることで生じるドップラ速度成分である。方向推定部２１４ｂは、例えば、式（38-2）に示すように第１項目から第２項目のドップラ成分を除くことで本来のターゲットの相対ドップラ速度v_d（f_{es_cfar}, f_{b_cfar}）を算出することができる。ここで、R(f_{b_cfar})は式(8)より、ビート周波数インデックスf_{b_cfar}を用いた距離情報R(f_{b_cfar})である。

【数53】

【0240】

なお、ターゲットのドップラ範囲は±1/(2×Tr)までを想定しているため、v_dが、v_d < - C₀/(4f₀Tr)となる場合、方向推定部２１４ｂは、次式（39）に従って、検出したターゲットのドップラ速度情報v_dを出力してもよい。

【数54】

【0241】

また、同様に、ターゲットのドップラ範囲は±1/(2×Tr)までを想定しているため、v_dが、v_d > C₀/(4f₀Tr)となる場合、方向推定部２１４ｂは、次式（40）に従って、検出したターゲットのドップラ速度情報v_dを出力してもよい。

【数55】

【0242】

以上のように、本実施の形態では、レーダ装置１０ｂにおいて、チャープ信号の中心周波数fcは、レーダ送信信号の送信周期Trに基づいて変化する。例えば、レーダ装置１０ｂは、レーダ送信信号として、チャープ信号の中心周波数fcを、送信周期Tr毎にΔf変化（例えば、Δf＞０の場合には増加、Δf＜の場合には減少）させて送信する。この場合でも、レーダ装置１０ｂ（例えば、MIMOレーダ）は、符号多重送信を適用できる。また、レーダ装置１０ｂは、実施の形態１と同様、符号多重信号の符号要素毎のドップラ解析部２１０の出力（換言すると、受信信号）、及び、未使用直交符号を用いて、ドップラ折り返しを判定できる。

【0243】

また、レーダ装置１０ｂは、実施の形態１と同様、符号分離の際に、折り返しを含めたドップラ位相補正を行うことにより、曖昧性なく検出可能なドップラ周波数範囲を±1/(Tr)とし、かつ、符号多重信号間の相互干渉をほぼノイズレベル程度に抑えることができる。よって、本実施の形態によれば、レーダ検出性能の劣化を抑制して、MIMOレーダの符号多重送信が可能となる。

【0244】

また、本実施の形態では、レーダ装置１０ｂは、例えば、レーダ送信信号において、チャープ信号の中心周波数fcを送信周期Tr毎にΔf変化させて送信するので、チャープ信号の中心周波数変化幅によって、距離分解能を向上できる（例えば、非特許文献４を参照）。本実施の形態によれば、チャープ信号の中心周波数の変化幅によって距離分解能を向上できるため、チャープ信号の中心周波数を一定として送信する場合と比較して、チャープ掃引帯域（例えば、Bw）を低減できる。チャープ掃引帯域の低減により、例えば、距離分解能を向上しつつ、送信周期Trの短縮が可能であるので、符号多重送信において、曖昧性なく検出可能なドップラ範囲をさらに拡大できる。

【0245】

（実施の形態２のバリエーション１）
チャープ信号の中心周波数を変更する周期は、送信周期Trに限定されない。バリエーション１では、チャープ信号の中心周波数が、符号多重送信に用いる１つの直交符号の符号長Loc回の送信周期（Loc×Tr）毎（以下、「符号送信周期」と呼ぶ）に可変に設定される場合について説明する。

【0246】

［レーダ装置の構成］
図７は、バリエーション１に係るレーダ装置１０ｃの構成例を示すブロック図である。なお、図７において、実施の形態１（図１）又は実施の形態２（図５）と同様の構成には同一の符号を付し、その説明を省略する。

【0247】

バリエーション１では、例えば、レーダ装置１０ｃは、チャープ信号の中心周波数fcを符号送信周期（Loc×Tr）毎にΔf変化（例えば、Δf＞０の場合には増加、Δf＜の場合には減少）させたレーダ送信信号を送信する。

【0248】

レーダ送信部１００ｃにおけるレーダ送信信号生成部１０１ｃは、変調信号発生部１０２と、ＶＣＯ１０３ｃと、送信周波数制御部１０７ｃとを備える。

【0249】

例えば、変調信号発生部１０２は、のこぎり歯形状のＶＣＯ制御用の変調信号を周期的に発生させる。ここで、送信周期をTrとする。

【0250】

送信周波数制御部１０７ｃは、符号生成部１０４ｃから出力される直交符号要素インデックスOC_INDEXに基づいて、符号送信周期（Loc×Tr）でＶＣＯ１０３ｃから出力される周波数変調信号（チャープ信号）の中心周波数fcを制御する。

【0251】

例えば、送信周波数制御部１０７ｃは、OC_INDEX=1となる送信周期Trにおいて、ＶＣＯ１０３ｃから出力される周波数変調信号の中心周波数fcを送信周期Tr毎にΔf変化させてもよい。換言すると、送信周波数制御部１０７ｃは、OC_INDEX≠１となる送信周期Trにおいて、ＶＣＯ１０３ｃから出力される周波数変調信号の中心周波数fcを、前回の送信周期Trにおける中心周波数fcと同一に制御する。この制御により、送信周波数制御部１０７ｃは、符号送信周期（Loc×Tr）毎に中心周波数fcがΔｆ変化するように制御できる。

【0252】

ＶＣＯ１０３ｃは、送信周波数制御部１０７ｃ及び変調信号発生部１０２の出力に基づいて、周波数変調信号を位相回転部１０５及びレーダ受信部２００（例えば、ミキサ部２０４）へ出力する。

【0253】

図８は、周波数変調された周波数変調信号(以下、チャープ信号)の一例を示す。

【0254】

図８では、例えば、ＶＣＯ１０３ｃは、第１の送信周期Tr#1（例えば、OC_INDEX=1）において、中心周波数fc(1)がf₀のチャープ信号を出力する。また、図８に示すように、ＶＣＯ１０３ｃは、第２の送信周期Tr#2（例えば、OC_INDEX=2）において、中心周波数fc(2)がf₀のチャープ信号を出力する。同様に、ＶＣＯ１０３ｃは、第3の送信周期（例えば、OC_INDEX=3。図示せず）から第Locの送信周期Tr#Loc（例えば、OC_INDEX=Loc）それぞれにおいて、中心周波数fc(3)～fc(Loc)がf₀のチャープ信号を出力する。

【0255】

ＶＣＯ１０３ｃは、第（Loc+1）の送信周期Tr#(Loc+1)において、中心周波数fc(Loc+1)がf₀＋Δfのチャープ信号を出力する。また、ＶＣＯ１０３ｃは、第（Loc+2）の送信周期Tr#(Loc+2)から第（2Loc）の送信周期Tr#(2Loc)それぞれにおいて、中心周波数fc(Loc+2)～fc(2Loc)がf₀＋Δfのチャープ信号を出力する。

【0256】

同様に、ＶＣＯ１０３ｃは、第ｍの送信周期Tr#mにおいて、中心周波数fc(m)がf₀＋floor[(m-1)/Loc]Δｆのチャープ信号を出力する。

【0257】

すなわち、図８では、N_c番目の送信周期Tr#N_cにおけるチャープ信号の中心周波数fc(N_c)は、f₀＋（Ncode-1）Δfとなる。ここで、Ncode=N_c/Locである。

【0258】

なお、各チャープ信号には、例えば、レンジゲートの時間幅T_Aにおける周波数変調帯域幅Bwが同一となるチャープ信号が用いられてよい。また、図８に示す例では、Δf＞０の場合（換言すると、中心周波数fcが増加する場合）について示すが、Δf＜０の場合（換言すると、中心周波数fcが減少する場合）についても同様である。

【0259】

図７に示すレーダ送信部１００ｃにおける他の動作は実施の形態１と同様でもよい。

【0260】

次に、レーダ装置１０ｃのレーダ受信部２００ｃにおける動作例について説明する。

【0261】

レーダ受信部２００ｃにおいて、受信アンテナ２０２において受信した信号に対する各アンテナ系統処理部２０１の処理、及び、後続するCFAR部２１１における動作は実施の形態１の動作と同様である。また、レーダ受信部２００ｃにおいて、方向推定部２１４ｃにおける符号多重分離部２１３の出力を用いた方向推定処理も実施の形態１の動作と同様である。

【0262】

レーダ受信部２００ｃでは、例えば、折り返し判定部２１２ｃの動作、符号多重分離部２１３ｃの動作及び、方向推定部２１４ｃにおけるターゲットのドップラ速度情報に関する変換処理が実施の形態１と異なる。

【0263】

以下、折り返し判定部２１２ｃにおいて実施の形態１と異なる動作例について説明する。

【0264】

例えば、チャープ信号の中心周波数fcを符号送信周期（Loc×Tr）毎にΔf変化させたレーダ送信信号を用いる場合、ターゲットの相対速度がゼロの場合でも、符号送信周期（Loc×Tr）毎にチャープ信号の中心周波数fcが変化している。このため、レーダ装置１０ｃのLoc個の各ドップラ解析部２１０の出力には、符号送信周期（Loc×Tr）毎のチャープ信号における中心周波数の変化に伴う位相回転が含まれる。

【0265】

すなわち、ターゲット距離R_targetに対する第ｍ番目の送信周期Trにおける中心周波数fcは、第１番の送信周期Trにおける中心周波数fcを基準として、floor[(m-1)/Loc]Δｆ変化する。このため、中心周波数の変化に伴う位相回転量Δη（ｍ、R_target）は、ターゲット距離R_targetからの反射波到来時間（２R_target／Co）を考慮すると式（40-1）で示される。なお、式（40-1）は、第１番の送信周期Trの位相を基準にした場合の相対的な位相回転量を表す。C₀は光速度を表す。

【数56】

【0266】

チャープ信号の中心周波数ｆｃをΔｆ変化させる符号送信周期（Loc×Tr）と、符号要素毎のドップラ解析部２１０への切り替え周期を一致させているため、Loc個の各ドップラ解析部２１０は、式（40-1）で示した位相回転を含めたドップラ解析を行うことになる。

【0267】

このため、折り返し判定部２１２ｃは、Loc個のドップラ解析部２１０間でのドップラ解析の時間差に起因するドップラ位相回転を補正する際に、式（１２）のドップラ位相補正ベクトルα(f_{s_cfar})に加えて、式（40-2）に示す中心周波数変化補正ベクトルξ(ｆ_{ｂ_cfar})を用いて、位相を補正する点が異なる。すなわち、折り返し判定部２１２ｃは、α(f_{s_cfar})の代わりに、

【数57】

を用いる。なお、R(ｆ_{ｂ_cfar})は式(8)より、ビート周波数インデックスｆ_{ｂ_cfar}を用いた距離情報R(ｆ_{ｂ_cfar})である。

【数58】

【0268】

式（40-2）において、R(ｆ_{ｂ_cfar})からの反射波到来時間（２R(ｆ_{ｂ_cfar})／Co）でのΔｆ変化により位相回転量は、符号送信周期（Loc×Tr）内で、２πΔｆ×（２R(ｆ_{ｂ_cfar})／Co）となることから、各Loc個のドップラ解析部２１０間でのドップラ解析の時間差に起因する位相回転は、それぞれ第１のドップラ解析部２１０を基準として、第nocのドップラ解析部２１０は、(noc-1)/Loc倍となることから導出している。なお、noc=1,…,Locである。

【0269】

チャープ信号の中心周波数ｆｃをΔｆ変化させる周期を、符号送信周期（Loc×Tr）とすることで、符号要素毎のドップラ解析部２１０への切り替え周期とが一致するため、折り返し判定部２１２ｃは、未使用符号を用いた符号多重信号の分離処理における位相補正（ドップラ位相補正ベクトルα(f_{s_cfar})に加えて、式（40-2）の中心周波数変化補正ベクトルを用いる）を容易に行うことができる。

【0270】

以上のような理由により、折り返し判定部２１２ｃは、未使用直交符号UnCode_nucを用いた符号分離後の受信電力DeMulUnCode_nuc（ｆ_{b_cfar}, ｆ_{s_cfar}、DR）を、式(12)の代わりに、式（41）のように算出してもよい。式（41）は、式(12)のα(f_{s_cfar})の代わりに、

【数59】

を用いている点が異なる。ここで、nuc=1,…,N_allcode-N_CMである。また、DRはドップラ折り返し範囲を示すインデックスであり、DR=ceil[-Loc/2], ceil[-Loc/2]+1,…,0,…, ceil[Loc/2]-1の範囲の整数値をとる。

【数60】

【0271】

また、折り返し判定部２１２ｃは、式(29)の代わりに、式（42）を用いてもよい。

【数61】

【0272】

次に、符号多重分離部２１３ｃにおいて実施の形態１と異なる動作例について説明する。符号多重分離部２１３ｃにおいても、上記の折り返し判定部２１２ｃの動作例の説明と同様な理由から、式(30)の代わりに、式(43)を用いて、折り返し判定部２１２ｃでの折り返し判定結果であるDR_minを用いて、CFAR部２１１において抽出された距離インデックスf_{b_cfar}及びドップラ周波数インデックスf_{s_cfar}に対応するドップラ解析部２１０の出力であるドップラ成分VFTALL_z（f_{b_cfar}, f_{s_cfar}）に対して符号分離処理を行う。（式(43)は、式(30)のα(f_{s_cfar})の代わりに

【数62】

を用いている点が異なる。

【数63】

【0273】

また、符号多重分離部２１３ｃは、式(31)の代わりに、式(44)を用いて、折り返し判定部２１２ｃでの折り返し判定結果DR_minを用いて、CFAR部２１１において抽出された距離インデックスf_{b_cfar}及びドップラ周波数インデックスf_{s_cfar}に対応するドップラ解析部２１０の出力であるドップラ成分VFTALL_z（f_{b_cfar}, f_{s_cfar}）に対して符号多重信号の分離処理を行うことでもよい。式(44)において、

【数64】

の項はドップラ成分のインデックスf_sに依存しないため、予めテーブル化しておくことで、演算量の削減が可能である。

【数65】

【0274】

このように、チャープ信号の中心周波数ｆｃをΔｆ変化させる周期を符号送信周期（Loc×Tr）と一致させることで、符号要素毎のドップラ解析部２１０への切り替え周期を一致させることができ、符号多重分離処理における位相補正を容易に行うことができる。

【0275】

次に、方向推定部２１４ｃにおいて実施の形態１と異なる動作例について説明する。

【0276】

方向推定部２１４ｃは、例えば、ドップラ周波数インデックスf_{s_cfar}と折り返し判定部２１２ｃでの判定結果であるDR_minとに基づいて、次式(45)に従って、ドップラ周波数インデックスf_{es_cfar}を算出してもよい。ドップラ周波数インデックスf_{es_cfar}は、例えば、ドップラ解析部２１０のFFTサイズをLoc×Ncodeに拡張した場合のドップラインデックスに相当する。以下、f_{es_cfar}を「拡張ドップラ周波数インデックス」と呼ぶ。

【数66】

【0277】

なお、ドップラ範囲±1/(2×Tr)までを想定しており、このドップラ範囲に対応する拡張ドップラ周波数インデックスf_{es_cfar}の範囲は-Loc×Ncode/2≦f_{es_cfar}＜Loc×Ncode/2となることから、式(45)において、算出の結果、f_{es_cfar} < -Loc×Ncode/2の場合、f_{es_cfar}＋Loc×Ncodeをf_{es_cfar}とする。また、f_{es_cfar}≧Loc×Ncode/2の場合、f_{es_cfar}-Loc×Ncodeをf_{es_cfar}とする。

【0278】

符号送信周期（Loc×Tr）毎にチャープ信号の中心周波数ｆｃをΔｆ変化させたレーダ送信信号は、ターゲットの相対速度がゼロとなっている場合でも、符号送信周期（Loc×Tr）毎にチャープ信号の中心周波数fcが変化しているため符号送信周期（Loc×Tr）毎にチャープ信号の中心周波数の変化に伴う位相回転を含む。

【0279】

ターゲット距離R_targetに対する第ｍ番目の送信周期Trにおける中心周波数fcは、floor[(m-1)/Loc]Δｆ変化する。このため、中心周波数fcの変化に伴う位相回転量Δη（ｍ、R_target）は、ターゲット距離R_targetからの反射波到来時間（２R_target／Co）を考慮すると、式（46）で示される。なお、式（46）は、第１の送信周期Trの位相を基準にした場合の相対的な位相回転量を表す。C₀は光速度を表す。

【数67】

【0280】

このため、方向推定部２１４ｃは、例えば、拡張ドップラ周波数インデックスf_{es_cfar}と距離インデックスf_{b_cfar}を用いて、式(47)に従って、検出したターゲットのドップラ速度情報v_d（f_{es_cfar}, f_{b_cfar}）を出力してもよい。式（47）における第１項目は、式(36)に相当するもので、ドップラ周波数インデックスf_{es_cfar}で示される相対ドップラ速度成分である。また、式(47)における第２項目は、チャープ信号の中心周波数fcを、符号送信周期（Loc×Tr）毎にΔｆ変化させることで生じるドップラ速度成分である。

【0281】

方向推定部２１４ｃは、式(47)における第１項目から第２項目のドップラ成分を除くことで本来のターゲットの相対ドップラ速度v_d（f_{es_cfar}, f_{b_cfar}）を算出することができる。ここで、R(ｆ_{ｂ_cfar})は式(8)より、ビート周波数インデックスｆ_{ｂ_cfar}を用いた距離情報R(ｆ_{ｂ_cfar})である。

【数68】

【0282】

式(47)に示すように、方向推定部２１４ｃは、符号送信周期（Loc×Tr）毎のチャープ信号における中心周波数fcの変化量であるΔfを考慮した変換式に基づいて、ドップラ速度情報v_dを算出する。

【0283】

なお、ターゲットのドップラ範囲は±1/(2×Tr)までを想定しているため、v_dが、v_d < - C₀/(4f₀Tr)となる場合、方向推定部２１４ｃは、次式（48）に従って、検出したターゲットのドップラ速度情報v_dを出力してもよい。

【数69】

【0284】

また、同様に、ターゲットのドップラ範囲は±1/(2×Tr)までを想定しているため、v_dが、v_d > C₀/(4f₀Tr)となる場合、方向推定部２１４ｃは、次式（49）に従って、検出したターゲットのドップラ速度情報v_dを出力してもよい。

【数70】

【0285】

以上のように、バリエーション１では、レーダ装置１０ｃにおいて、チャープ信号の中心周波数fcは、１つの直交符号系列の送信周期（Loc×Tr）に基づいて変化する。例えば、レーダ装置１０ｃは、レーダ送信信号として、チャープ信号の中心周波数fcを、符号送信周期（Loc×Tr）毎にΔf変化（例えば、Δf＞０の場合には増加、Δf＜の場合には減少）させて送信する。この場合でも、レーダ装置１０ｃ（例えば、MIMOレーダ）は、符号多重送信を適用できる。また、レーダ装置１０ｃは、実施の形態１と同様、符号多重信号の符号要素毎のドップラ解析部２１０の出力（換言すると、受信信号）、及び、未使用直交符号を用いて、ドップラ折り返しを判定できる。

【0286】

また、バリエーション１によれば、レーダ装置１０ｃは、実施の形態１と同様、符号分離の際に、折り返しを含めたドップラ位相補正を行うことにより、曖昧性なく検出可能なドップラ周波数範囲を±1/(Tr)とし、かつ、符号多重信号間の相互干渉をほぼノイズレベル程度に抑えることができる。よって、バリエーション１によれば、レーダ検出性能の劣化を抑制して、MIMOレーダの符号多重送信が可能となる。

【0287】

また、バリエーション１によれば、チャープ信号の中心周波数ｆｃをΔｆ変化させる周期を複数の送信周期Trにする場合、符号送信周期（Loc×Tr）を一致させることで、符号要素毎のドップラ解析部２１０への切り替え周期とも一致することになり、折り返し判定部２１２ｃでの未使用符号を用いた符号多重信号の分離処理、及び符号多重分離部２１３ｃでの符号多重分離処理における位相補正を容易に行うことができる。

【0288】

また、バリエーション１では、レーダ装置１０ｃは、例えば、レーダ送信信号において、チャープ信号の中心周波数fcを符号送信周期（Loc×Tr）毎にΔf変化させて送信するので、チャープ信号の中心周波数変化幅は、Δｆ×Ncodeとなり、距離分解能は、0.5C₀/（Δｆ×Ncode）となる。

【0289】

これにより、Δｆ×Ncodeを大きくすることで、バリエーション１によれば、チャープ信号の中心周波数の変化幅によって距離分解能を向上できるため、チャープ信号の中心周波数を一定として送信する場合と比較して、チャープ掃引帯域（例えば、Bw）を低減できる。チャープ掃引帯域の低減により、例えば、距離分解能を向上しつつ、送信周期Trの短縮が可能であるので、符号多重送信において、曖昧性なく検出可能なドップラ範囲をさらに拡大できる。

【0290】

なお、実施の形態２のバリエーション１では、符号送信周期（Loc×Tr）毎にチャープ信号の中心周波数ｆｃをΔｆ変化させたレーダ送信信号を用いる場合を説明したが、（Locの約数×Tr）毎にチャープ信号の中心周波数ｆｃをΔｆ変化させたレーダ送信信号を用いてもよい。なお、Locの約数のうち、１を用いる場合は実施の形態２と同様に、Ｔｒ毎に中心周波数fcをΔｆ変化させることになる。

【0291】

Locの約数εとなる送信周期毎、すなわちε回の送信周期（ε×Tr）毎にチャープ信号の中心周波数fcをΔｆ変化させたレーダ送信信号を用いる場合、符号送信周期（Loc×Tr）毎にはΔｆ×Loc／ε分のチャープ信号の中心周波数fcが変化することになる。このため、式(47),(48),(49)におけるΔｆを、Δｆ×Loc／εと置き換える。また、中心周波数変化補正ベクトルξ(ｆ_{ｂ_cfar})は式（50）を用いる。以上により上述したバリエーション１と同様な効果が得られる。ここで、εはLocの約数である。

【数71】

【0292】

なお、実施の形態２のバリエーション１は、実施の形態１と組み合わせ実施することも可能であるが、実施の形態１で説明したような符号多重方法を適用しなくてもよい。

【0293】

例えば、符号生成部１０４ｃは、符号長Locの符号系列に含まれるN_allcode個の直交符号のうち、符号多重数N_CMを直交符号数N_allcodeに等しくする。位相回転部１０５は、符号長Locの符号系列に含まれるN_allcode個のすべての直交符号を用いて符号多重し、かつ、符号送信周期（Loc×Tr）毎にチャープ信号の中心周波数fcをΔｆ変化させたレーダ送信信号を出力する。

【0294】

これによって、レーダ装置１０ｃは、Δｆ×Ncodeを大きくすることで、チャープ信号の中心周波数の変化幅によって距離分解能を向上できるため、チャープ信号の中心周波数を一定として送信する場合と比較して、チャープ掃引帯域（例えば、Bw）を低減できる。このため、レーダ装置１０ｃは、チャープ掃引帯域の低減により、例えば、距離分解能を向上し、送信周期Trの短縮が可能である。

【0295】

なお、実施の形態２のバリエーション１のレーダ装置ｃは、実施の形態１と組み合わせない場合、レーダ装置１０の折り返し判定部２１２を適用しない構成となるため、ドップラ周波数範囲は±1/(2Loc×Tr)となるが、Δｆ×Ncodeを大きくすることで、チャープ掃引帯域が、1/Loc以下に低減するため、距離分解能を向上し、送信周期をTr/Loc以下に短縮が可能である。

【0296】

このため、実施の形態２のバリエーション１のレーダ装置１０ｃは、符号送信周期（Loc×Tr）毎にチャープ信号の中心周波数fcをΔｆ変化させたレーダ送信信号を用いることによって、従来の符号多重送信であっても、曖昧性なく検出可能なドップラ範囲を拡大できる効果が得られる。

【0297】

（実施の形態２のバリエーション２）
周波数変調信号（チャープ信号）の中心周波数fcの制御方法は、実施の形態２（図６）及びバリエーション１（図８）に係る方法に限定されない。バリエーション２では、周波数変調信号（チャープ信号）の中心周波数fcの他の制御方法について説明する。

【0298】

［レーダ装置の構成］
図９は、バリエーション２に係るレーダ装置１０ｄの構成例を示すブロック図である。なお、図９において、実施の形態１（図１）又は実施の形態２（図５）と同様の構成には同一の符号を付し、その説明を省略する。

【0299】

バリエーション２では、例えば、レーダ装置１０ｄは、チャープ信号の中心周波数fcを符号送信周期（Loc×Tr）内で、複数の送信周期にわたり周期的に可変する。この場合、レーダ装置１０ｄは、チャープ信号の中心周波数fcの変化が一巡するタイミングを符号送信周期（Loc×Tr）に一致させることで、折り返し判定部２１２ｄにおける折り返し判定処理又は符号多重分離部２１３ｄの符号多重分離処理を可能とする（詳細は後述する）。

【0300】

レーダ送信部１００ｄにおけるレーダ送信信号生成部１０１ｄは、変調信号発生部１０２と、ＶＣＯ１０３ｄと、送信周波数制御部１０７ｄとを備える。

【0301】

例えば、変調信号発生部１０２は、のこぎり歯形状のＶＣＯ制御用の変調信号を周期的に発生させる。ここで、送信周期をTrとする。

【0302】

送信周波数制御部１０７ｄは、符号生成部１０４ｄから出力される直交符号要素インデックスOC_INDEXに基づいて、送信周期TrでＶＣＯ１０３ｄから出力される周波数変調信号（チャープ信号）の中心周波数fcを制御する。

【0303】

例えば、送信周波数制御部１０７ｄは、OC_INDEX=1となる送信周期Trにおいて、ＶＣＯ１０３ｄから出力される周波数変調信号の中心周波数fcをf₀に設定する。また、送信周波数制御部１０７ｄは、OC_INDEX=2となる送信周期Trにおいて、ＶＣＯ１０３ｄから出力される周波数変調信号の中心周波数fcをf₀＋Δfに設定する。同様にして、送信周波数制御部１０７ｄは、OC_INDEX=3～Locの各々となる送信周期Trにおいて、ＶＣＯ１０３ｄから出力される周波数変調信号の中心周波数fcを、（f₀＋2Δf）～（f₀＋（Loc-1）Δf）にそれぞれ設定する。

【0304】

この制御により、送信周波数制御部１０７ｄは、例えば、各符号送信周期（Loc×Tr）にわたりチャープ信号の中心周波数fcが周期的に変化するように制御できる。

【0305】

ＶＣＯ１０３ｄは、送信周波数制御部１０７ｄ及び変調信号発生部１０２の出力に基づいて、周波数変調信号を位相回転部１０５及びレーダ受信部２００（例えば、ミキサ部２０４）へ出力する。

【0306】

図１０は、周波数変調された周波数変調信号(以下、チャープ信号)の一例を示す。

【0307】

図１０では、例えば、ＶＣＯ１０３ｄは、第１の送信周期Tr#1において、中心周波数fc(1)がf₀のチャープ信号を出力する。また、例えば、ＶＣＯ１０３ｄは、第２の送信周期Tr#2において、中心周波数fc(2)がf₀＋Δfのチャープ信号を出力する。同様に、ＶＣＯ１０３ｄは、第３の送信周期Tr#3から第Locの送信周期Tr#Locそれぞれにおいて、中心周波数fc(3)～fc(Loc)が（f₀＋2Δf）～（f₀＋（Loc－１）Δf）のチャープ信号を出力する。

【0308】

また、ＶＣＯ１０３ｄは、第（Loc+1）の送信周期Tr#(Loc+1)において、中心周波数fc(Loc+1)がf₀のチャープ信号を出力する。同様に、ＶＣＯ１０３ｄは、第（Loc+2）の送信周期Tr#(Loc+2)から第（2Loc）の送信周期Tr#(2Loc)それぞれにおいて、中心周波数fc(Loc+2)～fc(2Loc)が（f₀＋Δf）～（f₀＋（Loc－１）Δf）のチャープ信号を出力する。

【0309】

同様に、ＶＣＯ１０３ｄは、第ｍの送信周期Tr#mにおいて、チャープ信号の中心周波数fc(m)がf₀＋mod(m-1, Loc)Δfのチャープ信号を出力する。

【0310】

すなわち、図１０では、N_c番目の送信周期Tr#N_cにおけるチャープ信号の中心周波数fc（N_c）は、f₀＋（Loc-1）Δｆとなる。

【0311】

このように、図１０では、チャープ信号の中心周波数fcの変化は、複数の符号系列（例えば、直交符号）の符号長の約数倍のレーダ送信信号の送信周期で一巡する。

【0312】

なお、各チャープ信号には、例えば、レンジゲートの時間幅T_Aにおける周波数変調帯域幅Bwが同一となるチャープ信号が用いられてよい。また、図１０に示す例では、Δf＞０の場合（換言すると、中心周波数fcが増加する場合）について示すが、Δf＜０の場合（換言すると、中心周波数fcが減少する場合）についても同様である。

【0313】

図９に示すレーダ送信部１００ｄにおける他の動作は実施の形態１と同様でもよい。

【0314】

次に、レーダ装置１０ｄのレーダ受信部２００ｄにおける動作例について説明する。

【0315】

レーダ受信部２００ｄにおいて、受信アンテナ２０２において受信した信号に対する各アンテナ系統処理部２０１の処理、及び、後続するCFAR部２１１における動作は実施の形態１の動作と同様である。また、レーダ受信部２００ｄにおいて、方向推定部２１４ｄにおける符号多重分離部２１３ｄの出力を用いた方向推定処理も実施の形態１の動作と同様である。

【0316】

レーダ受信部２００ｄでは、例えば、折り返し判定部２１２ｄの動作、及び符号多重分離部２１３ｄの動作が実施の形態１と異なる。

【0317】

以下、折り返し判定部２１２ｄにおいて実施の形態１と異なる動作例について説明する。

【0318】

例えば、チャープ信号の中心周波数fcを、各符号送信周期（Loc×Tr）において送信周期Tr毎にf₀、f₀+Δf、…、f₀+(Loc-1)Δfと変化させたレーダ送信信号を用いる場合、第1,2, …, Loc番目のドップラ解析部２１０には、中心周波数fcがそれぞれｆ_０、ｆ_０+Δｆ、…, ｆ_０+(Loc-1)Δｆのチャープ信号を送信した際のレーダ反射波が受信信号として入力される。

【0319】

このため、Loc個のドップラ解析部２１０のそれぞれは、入力されるレーダ反射波の中心周波数が同一である。

【0320】

一方、Loc個のドップラ解析部２１０間ではチャープ信号の中心周波数が異なるため、レーダ受信部２００ｄは、Loc個のドップラ解析部２１０間でのドップラ解析の時間差に起因する位相回転を補正するのに、実施の形態１での折り返し判定部２１２に用いるドップラ位相補正ベクトルα(f_{s_cfar})に加えて、式（51）に示す中心周波数変化補正ベクトルζ(f_{b_cfar})を用いて、位相を補正する。すなわち、式（51）は、α(f_{s_cfar})の代わりに、

【数72】

を用いる。

【数73】

【0321】

ここで、R(ｆ_{ｂ_cfar})は式(8)より、ビート周波数インデックスｆ_{ｂ_cfar}を用いた距離推定値R(ｆ_{ｂ_cfar})である。式（51）は、以下のことから導出される。第1番のドップラ解析部２１０での送信チャープ信号の中心周波数を基準とする場合、第２番から第Loc番目のドップラ解析部２１０での送信チャープ信号の中心周波数は、それぞれΔｆ、…, (Loc-1)Δｆ異なる。これにより、R(ｆ_{ｂ_cfar})からの反射波到来時間（２R(ｆ_{ｂ_cfar})／Co）内の位相回転量はそれぞれ異なる。

【0322】

すなわち、第1番のドップラ解析部２１０の出力を位相基準としたときの第noc番のドップラ解析部２１０における位相回転量は、２π(noc-1)Δｆ×（２R(ｆ_{ｂ_cfar})／Co）となる。このような位相回転を打ち消すように式（51）に示す中心周波数変化補正ベクトルζ(f_{b_cfar})を導出している。ここで、noc=1,…,Locである。

【0323】

このように、チャープ信号の中心周波数ｆｃを符号送信周期（Loc×Tr）内で、複数のチャープ送信周期にわたり周期的に可変する場合、符号要素毎のドップラ解析部２１０への切り替え周期とチャープ信号の中心周波数ｆｃの変化が一巡するタイミングとが一致するため、折り返し判定部２１２ｄは、未使用符号を用いた符号多重信号の分離処理における位相補正を容易に行うことができる。

【0324】

以上説明したように折り返し判定部２１２ｄは、未使用直交符号UnCode_nucを用いた符号分離後の受信電力DeMulUnCode_nuc（ｆ_{b_cfar}, ｆ_{s_cfar}、DR）を、式(12)の代わりに、式（52）のように算出してもよい。式（52）は、式(12)のα(f_{s_cfar})の代わりに、

【数74】

を用いている。ここで、nuc=1,…,N_allcode-N_CMである。また、DRはドップラ折り返し範囲を示すインデックスであり、DR=ceil[-Loc/2], ceil[-Loc/2]+1,…,0,…, ceil[Loc/2]-1の範囲の整数値をとる。

【数75】

また、式(29)の代わりに、式（53）を用いてもよい。

【数76】

【0325】

次に、実施の形態２のバリエーション２における符号多重分離部２１３ｄの動作例について説明する。符号多重分離部２１３ｄは、上記の実施の形態２のバリエーション２における折り返し判定部２１２ｄの動作例の説明と同様な理由から、式(30)の代わりに、式（54）を用いて、折り返し判定部２１２ｄにおける折り返し判定結果であるDR_minを用いて、CFAR部２１１において抽出された距離インデックスf_{b_cfar}及びドップラ周波数インデックスf_{s_cfar}に対応するドップラ解析部２１０の出力であるドップラ成分VFTALL_z（f_{b_cfar}, f_{s_cfar}）に対して符号分離処理を行う。式（54）は、式(30)のα(f_{s_cfar})の代わりに、

【数77】

を用いた一例である。

【数78】

【0326】

また、符号多重分離部２１３ｄは、式(31)の代わりに、式（55）を用いて、折り返し判定部２１２ｄにおける折り返し判定結果DR_minを用いて、CFAR部２１１において抽出された距離インデックスf_{b_cfar}及びドップラ周波数インデックスf_{s_cfar}に対応するドップラ解析部２１０の出力であるドップラ成分VFTALL_z（f_{b_cfar}, f_{s_cfar}）に対して符号多重信号の分離処理を行ってもよい。なお、式（55）において、

【数79】

の項はドップラ成分のインデックスf_sに依存しないため、予めテーブル化しておくことで、符号多重分離部２１３ｄにおける演算量の削減が可能である。

【数80】

【0327】

このように、符号多重分離部２１３ｄは、チャープ信号の中心周波数fcを符号送信周期（Loc×Tr）内で複数のチャープ送信周期にわたり周期的に変化させることで、符号要素毎のドップラ解析部２１０への切り替え周期とチャープ信号の中心周波数ｆｃの変化が一巡するタイミングと一致し、符号多重信号の分離処理における位相補正を容易に行うことができる。

【0328】

次に、実施の形態２のバリエーション２における方向推定部２１４ｄの動作例について説明する。

【0329】

例えば、方向推定部２１４ｄは、ドップラ周波数インデックスf_{s_cfar}と折り返し判定部２１２ｄでの判定結果であるDR_minとに基づいて、式（56）に従って、ドップラ周波数インデックスf_{es_cfar}を算出してもよい。

【数81】

【0330】

なお、ドップラ周波数インデックスf_{es_cfar}は、例えば、ドップラ解析部２１０のFFTサイズをLoc×Ncodeに拡張した場合のドップラインデックスに相当する。以下、f_{es_cfar}を「拡張ドップラ周波数インデックス」と呼ぶ。なお、ドップラ範囲±1/(2×Tr)までを想定しており、このドップラ範囲に対応する拡張ドップラ周波数インデックスf_{es_cfar}の範囲は-Loc×Ncode/2≦f_{es_cfar}＜Loc×Ncode/2となることから、式（56）において、算出の結果、f_{es_cfar} < -Loc×Ncode/2の場合、f_{es_cfar}＋Loc×Ncodeをf_{es_cfar}とする。また、f_{es_cfar}≧Loc×Ncode/2の場合、f_{es_cfar}-Loc×Ncodeをf_{es_cfar}とする。

【0331】

なお、方向推定部２１４ｄは、例えば、拡張ドップラ周波数インデックスf_{es_cfar}を用いて式（57）を用いて検出したターゲットのドップラ速度情報を出力してもよい。

【数82】

【0332】

以上のように、バリエーション２では、レーダ装置１０ｄにおいて、チャープ信号の中心周波数fcを複数の送信周期にわたり周期的に可変する。この場合、チャープ信号の中心周波数fcの変化が一巡するタイミングを、符号送信周期（Loc×Tr）に一致させる。なお、レーダ装置１０ｄ（例えば、MIMOレーダ）は、符号多重送信を適用してもよい。また、レーダ装置１０ｄは、実施の形態１と同様、符号多重信号の符号要素毎のドップラ解析部２１０の出力（換言すると、受信信号）、及び、未使用直交符号を用いて、ドップラ折り返しを判定できる。

【0333】

また、バリエーション２によれば、レーダ装置１０ｄは、実施の形態１と同様、符号分離の際に、折り返しを含めたドップラ位相補正を行うことにより、曖昧性なく検出可能なドップラ周波数範囲を±1/(Tr)とし、かつ、符号多重信号間の相互干渉をほぼノイズレベル程度に抑えることができる。よって、バリエーション２によれば、レーダ検出性能の劣化を抑制して、MIMOレーダの符号多重送信が可能となる。

【0334】

また、バリエーション２によれば、チャープ信号の中心周波数ｆｃの変化が一巡するタイミングを、符号送信周期（Loc×Tr）とすることで、符号要素毎のドップラ解析部２１０への切り替え周期（すなわち符号多重に用いる符号の送信周期）と一致することになり、折り返し判定部２１２ｄでの未使用符号を用いた符号多重信号の分離処理、及び符号多重分離部２１３ｄでの符号多重分離処理における位相補正を容易に行うことができる。

【0335】

なお、バリエーション２によれば、チャープ信号の中心周波数fcの変化が一巡するタイミングを、符号送信周期（Loc×Tr）としたが、（Locの約数×Tr）としてもよい。チャープ信号の中心周波数fcの変化が一巡するタイミングを、（Locの約数ε×Tr）となる周期、すなわち、ε回の送信周期（ε×Tr）とする場合は、中心周波数変化補正ベクトルζ(ｆ_{ｂ_cfar})として式（58）を用いてもよい。以上により上述したバリエーション１と同様な効果が得られる。ただし、εはLocの約数で、かつε＞１である。

【数83】

【0336】

なお、バリエーション２によれば、チャープ信号の中心周波数fcを、符号送信周期（Loc×Tr）において、送信周期Tr毎にf₀、f₀+Δf、…、f₀+(Loc-1)Δfとして、Δfの整数倍で変化させたレーダ送信信号を用いたが、これに限定されず、任意で周波数で可変してもよい。

【0337】

例えば、チャープ信号の中心周波数fcを、符号送信周期（Loc×Tr）の送信周期Tr毎にf₀、f₀+Δf_１、f₀+Δf_２、…、f₀+Δｆ_Loc-1と変化させたレーダ送信信号を用いてもよい。ここで、Δｆ_１、Δｆ_２、…、Δｆ_Loc-1は、符号送信周期（Loc×Tr）のそれぞれ送信周期Trのチャープ信号の中心周波数fcの周波数可変値である。この場合、中心周波数変化補正ベクトルζ(ｆ_{ｂ_cfar})として式（59）を用いる。以上により上述したバリエーション１と同様な効果が得られる。

【数84】

【0338】

以上、本開示に係る一実施例について説明した。

【0339】

（他のバリエーション１）
上述したレーダ装置の送信アンテナは、サブアレー構成でもよい。例えば、レーダ装置は、サブアレービームフォーミング（サブアレーＢＦ）と符号多重送信とを併用したドップラ多重送信を行ってもよい。

【0340】

送信アンテナのうちのいくつかを組み合わせてサブアレーとして用いることにより、送信指向性ビームパターンのビーム幅を狭めて、送信指向性利得を向上できる。これにより、検知可能な角度範囲は狭まるが、検知可能な距離範囲を増加できる。また、指向性ビームを生成するビームウェイト係数を可変にすることにより、ビーム方向を可変制御できる。

【0341】

図１１は、本バリエーションに係るレーダ送信部１００ｅの構成例を示すブロック図である。なお、図１１において、図１に示すレーダ送信部１００と同様の動作を行う構成には同一の符号を付し、その説明を省略する。また、本バリエーションに係るレーダ受信部は、例えば、図１に示すレーダ受信部２００と基本構成が共通するので、図１を援用して説明する。

【0342】

図１１に示すレーダ送信部１００ｅは、位相回転部１０５の出力側に、送信位相制御可能な複数の送信アンテナ１０６ｅを備える。

【0343】

例えば、Nt個の位相回転部１０５それぞれの出力に対して、N_SA個の送信アンテナ１０６ｅを用いたサブアレーSA#1～SA#N_SA（例えば、Nt組のサブアレー）が構成される。なお、送信アンテナ１０６ｅのサブアレー構成は、図１１に示す例に限定されない。例えば、各位相回転部１０５の出力に対するサブアレーに含まれる送信アンテナ数（換言すると、N_SA）は、位相回転部１０５間で同数でなくてもよく、異なってよい。ここで、N_SAは１以上の整数である。なお、N_SA=１の場合は、図１と同様になる。

【0344】

図１１において、ビームウェイト生成部１０８は、サブアレーを用いて送信ビームの主ビーム方向を所定方向に向けるビームウェイトを生成する。例えば、N_SA個の送信アンテナを用いたサブアレーが、素子間隔d_SAで直線配置される場合の送信ビーム方向をθ_TxBFと表す。この場合、ビームウェイト生成部１０８は、例えば、次式(60)のようなビームウェイトW_Tx(Index_TxSubArray, θ_TxBF)を生成する。

【数85】

【0345】

ここで、Index_TxSubArrayは、サブアレーの要素インデックスを示し、Index_TxSubArray =1,…, N_SAである。また、λはレーダ送信信号の波長を示し、d_SAはサブアレーアンテナ間隔を示す。

【0346】

各ビームウェイト乗算部１０９は、対応する位相回転部１０５からの出力に対して、ビームウェイト生成部１０８から入力されるビームウェイト係数W_Tx(Index_TxSubArray, θ_TxBF)を乗算する。ビームウェイトW_Tx(Index_TxSubArray, θ_TxBF)が乗算された送信信号は、N_SA個のサブアレーアンテナから送信される。ここで、Index_TxSubArray =1,…, N_SAである。

【0347】

以降の動作に関しては、例えば、実施の形態１における送信アンテナ１０６（例えば、Tx#1～Nt）を、図１１に示す送信アンテナ１０６ｅ（例えば、送信サブアレーアンテナTx#1～Nt_）に置き換え、同様な動作を行うことで、実施の形態１又は実施の形態２と同様の効果が得られる。

【0348】

以上の動作により、レーダ送信部１００ｅは、符号多重されたレーダ送信信号を、サブアレーを用いて所定方向に送信指向性ビームを向ける送信が可能となる。これにより、所定方向の送信指向性利得を向上でき、検知可能な距離範囲を拡大できる。また、レーダ送信部１００ｅは、送信指向性ビームを生成するビームウェイト係数を可変に設定することにより、ビーム方向を可変制御できる。

【0349】

なお、図１１では、位相回転部１０５による位相回転と、ビームウェイト乗算部１０９によるビームウェイト乗算とを別々に行う構成を示したが、この構成に限定されない。例えば、ビームウェイト乗算部１０９によるビームウェイト乗算に相当する位相回転を、位相回転部１０５に含める構成でもよい。図１２は、この構成を備えるレーダ送信部１００ｆの構成例を示すブロック図である。

【0350】

図１２に示すレーダ送信部１００ｆにおいて、位相加算部１１０は、ビームウェイト生成部１０８ｆから出力される各サブアレーSA#1～SA#N_SAに対する位相回転と、符号生成部１０４から出力される位相回転量とを加算して、位相回転部１０５ｆに出力する。

【0351】

例えば、位相加算部１１０は、送信周期Tr毎に符号生成部１０４から出力される、第ncm番の送信アンテナTx#ncmに付与する位相回転量ψ_ncm(m)と、ビームウェイト生成部１０８ｆから出力される、第ncm番の送信アンテナTx#ncmを構成する各サブアレーSA#1～SA#N_SAに対する位相回転angle(W_Tx(Index_TxSubArray, θ_TxBF))とを加算する。そして、位相加算部１１０は、加算した値（ψ_ncm(m)＋angle(W_Tx(Index_TxSubArray, θ_TxBF))）を、送信アンテナTx#ncmに接続されるN_SA個の位相回転部１０５ｆ（例えば、位相器）に出力する。

【0352】

各位相回転部１０５ｆは、位相加算部１１０からの出力に基づいて、送信周期Tr毎にレーダ送信信号生成部１０１から出力されるチャープ信号に対して位相回転を付与する。ここで、ncm=1,…,N_CMであり、m=1,…,Ncである。

【0353】

なお、本バリエーションにおいて説明したサブアレー送信を行う構成は、例えば、実施の形態１の構成（例えば、図１）に限らず、他のバリエーション又は実施の形態（例えば、図４、図５、図７又は図９）にも適用できる。例えば、図１１及び図１２に示すレーダ送信部１００ｅ又は１００ｆの構成は、レーダ装置１０ａ、１０ｂ、１０ｃ及び１０ｄに適用されてもよい。

【0354】

（他のバリエーション２）
上記実施の形態では、符号生成部１０４、１０４ｃ、１０４ｄにおいて生成される符号として、Walsh-Hadamard符号を用いる場合について説明したが、符号は、Walsh-Hadamard符号に限定されず、他の符号でもよい。

【0355】

例えば、符号生成部１０４、１０４ｃ、１０４ｄにおいて生成される直交符号として、直交M系列符号、又は、擬似直交符号が用いられてもよい。以下、直交M系列符号及び擬似直交符号を用いる場合の動作例について説明する。

【0356】

＜直交M系列符号＞
直交M系列符号は、例えば、M系列から生成された系列の後に、符号要素の「１」及び「－１」の数が等しくなるように（換言すると、平衡するように）符号要素を付加した符号系列である（例えば、非特許文献５を参照）。また、上述した符号要素を含む符号と、符号要素が全て「１」である符号とは互いに直交関係となるため、以下では、直交M系列符号に、全ての符号要素が１の符号も含める場合について説明する。

【0357】

一例として、符号長４の直交M系列符号には、以下のような符号が含まれる。
OMS₄(1)=[ 1 1 -1 -1]
OMS₄(2)=[-1 1 1 -1]
OMS₄(3)=[ 1 -1 1 -1]
OMS₄(4)=[ 1 1 1 1]

【0358】

ここで、符号長Locの直交M系列符号をOMS_Loc(nomc)と表す。ただし、nomcは符号長Locの直交M系列符号に含まれる符号インデックスを表す。nomc=1,…,Locである。

【0359】

例えば、OMS₄(1)とOMS₄(2)とは、符号の偶数番目の符号要素が同一であり、奇数番目の符号要素が符号反転している符号の組である。例えば、未使用直交符号の個数（N_allcode-N_CM）が２以上の場合、符号生成部１０４、１０４ｃ又は１０４ｄは、OMS₄(1)及びOMS₄(2)のような関係となる符号の組を未使用直交符号に含まないように符号を選択してもよい。この符号選択により、例えば、レーダ受信部２００の折り返し判定部２１２におけるドップラ周波数の折り返し判定を可能とする。

【0360】

同様に、OMS₄(3)とOMS₄(4)とは、符号の奇数番目の符号要素は同一であり、偶数番目の符号要素が符号反転している符号の組である。例えば、未使用直交符号の個数（N_allcode-N_CM）が２以上の場合、符号生成部１０４、１０４ｃ又は１０４ｄは、OMS₄(3)及びOMS₄(4)のような関係となる符号の組を未使用直交符号に含まないように符号を選択してもよい。この符号選択により、例えば、レーダ受信部２００の折り返し判定部２１２におけるドップラ周波数の折り返し判定を可能とする。

【0361】

なお、直交M系列符号の符号長Loc=4に限定されず、他の符号長でもよい。例えば、符号長Loc=8の直交M系列符号には、以下のような符号が含まれる。
OMS₄(1)=[-1 1 -1 -1 1 1 1 -1]
OMS₄(2)=[ 1 -1 1 -1 -1 1 1 -1]
OMS₄(3)=[ 1 1 -1 1 -1 -1 1 -1]
OMS₄(4)=[ 1 1 1 -1 1 -1 -1 -1]
OMS₄(5)=[-1 1 1 1 -1 1 -1 -1]
OMS₄(6)=[-1 -1 1 1 1 -1 1 -1]
OMS₄(7)=[ 1 -1 -1 1 1 1 -1 -1]
OMS₄(8)=[ 1 1 1 1 1 1 1 1]

【0362】

例えば、符号数N_CM個の直交M系列符号の符号長Locは、次式（61）で表されてもよい。

【数86】

【0363】

ここで、ceil[x]は実数ｘ以上の最小の整数を出力する演算子（天井関数）である。

【0364】

符号生成部１０４、１０４ｃ又は１０４ｄは、例えば、符号長Locの直交M系列符号に含まれるN_allcode(Loc)個の符号のうち、N_CM個の直交符号を符号多重送信用の符号に設定する。例えば、直交M系列符号の場合、N_allcode(Loc)=Locの関係が成り立つ。例えば、符号長Loc=4、8、又は16の直交M系列符号には、それぞれ4、8又は16個の直交符号が含まれるため、N_allcode(4)=4、N_allcode(8)=8及びN_allcode(16)=16となる。

【0365】

＜擬似直交符号＞
例えば、実施の形態１では、符号多重分離部２１３（例えば、図１）において、直交符号を用いる場合、符号多重送信に用いた直交符号Code_ncmを用いて、符号多重された信号を分離する。これに対して、擬似直交符号を用いる場合、符号多重分離部２１３は、例えば、符号多重送信に用いた擬似直交符号Code_ncmに対して、符号多重分離のための逆符号「InvCode_ncm」を用いて、符号多重された信号を分離する点が直交符号と異なる。

【0366】

また、例えば、実施の形態１では、折り返し判定部２１２（例えば、図１）において、直交符号を用いる場合、未使用直交符号UnCode_nucを用いて、折り返し判定を行う。これに対して、擬似直交符号を用いる場合は、折り返し判定部２１２は、例えば、未使用擬似直交符号UnCode_nucを分離するための逆符号「InvUnCode_nuc」を用いて、折り返し判定する点が直交符号と異なる。

【0367】

なお、逆符号InvCode_ncmは、擬似直交符号から導出される符号である。

【0368】

以下、本バリエーションに係る折り返し判定部２１２及び符号多重分離部２１３において、実施の形態１と異なる動作の一例について説明する。

【0369】

符号生成部１０４は、例えば、符号長Locの擬似直交符号系列（換言すると、対応する逆符号と直交関係の符号系列）に含まれるN_allcode個の擬似直交符号のうち、N_CM個の擬似直交符号を、符号多重送信用の符号に設定する。

【0370】

例えば、符号多重数N_CMは、擬似直交符号数N_allcodeよりも少なく、N_CM＜N_allcodeである。換言すると、擬似直交符号の符号長Locは、符号多重数N_CMよりも大きい。例えば、符号長LocのN_CM個の擬似直交符号をCode_ncm=[OC_ncm（1）, OC_ncm（2）,…, OC_ncm（Loc）]と表記する。

【0371】

なお、擬似直交符号の符号長Locは２のべき乗に限定されず、任意の符号長でもよい。よって、例えば、擬似直交符号の符号長Locは、符号多重数N_CMに１を加えた値（Loc=N_CM+1）でもよい。この場合、例えば、N_allcode=N_CM+1であり、符号長Loc=N_allcodeの擬似直交符号系列が生成されてもよい。

【0372】

以下では、一例として、符号数N_CM個の擬似直交符号系列を生成するために、符号長Locが

【数87】

であるWalsh-Hadamard符号の一部を用いる場合について説明する。ただし、擬似直交符号系列の生成方法は、これに限定されない。

【0373】

一例として、符号多重数N_CM=4とし、N_allcode=N_CM+1=5となる符号長Loc=5の擬似直交行列を生成するために、符号長8のWalsh-Hadamard符号の一部を用いる場合について説明する。

【0374】

例えば、符号生成部１０４は、符号長8のWalsh-Hadamard符号のうち5個（=Loc）の符号要素（例えば、各符号要素１番目から５番目：WH₈(1)～WH₈(5)）を用いて、以下のような擬似直交符号PWH₅(1)～PWH₅(5)を生成してもよい。
PWH₅(1)= [ 1 1 1 1 1 ]
PWH₅(2)= [ 1 -1 1 -1 1 ]
PWH₅(3)= [ 1 1 -1 -1 1 ]
PWH₅(4)= [ 1 -1 -1 1 1 ]
PWH₅(5)= [ 1 1 1 1 -1 ]

【0375】

例えば、擬似直交符号PWH₅(1)～PWH₅(5)を行要素とする符号行列「POC」に対する逆符号行列「InvPOC」は、次式(62)に従って導出されてよい。ここで、上付き添え字Hは複素共役転置演算子である。

【数88】

【0376】

例えば、上記擬似直交符号PWH₅(1)～PWH₅(5)から構成されるPOCは、次式(63)に示される符号行列である。

【数89】

【0377】

また、式(63)に示す符号行列POCに対する逆符号行列InvPOCは、例えば、次式(64)のように算出される。なお、逆符号行列InvPOCの各行を逆符号InvPWH₅(1)～InvPWH₅(5)と表記する。

【数90】

【0378】

ここで、擬似直交符号PWH₅(npoc1)と逆符号InvPWH₅(npoc2)とは、次式(65)のような関係を有する。ただし、npocは擬似直交符号又は逆符号に含まれる符号インデックスを表す。例えば、npoc1=1,…,Loc, npoc2=1,…,Locである。また、npoc1は、例えば、擬似直交符号PWH₅の符号インデックスnpoc1を示し、npoc2は、例えば、逆符号InvPWH₅の符号インデックスnpoc2を示す。

【数91】

【0379】

例えば、符号生成部１０４において生成される擬似直交符号PWH₅(npoc)に対して、符号多重数N_CM=4の符号多重送信用の符号を、Code₁=PWH₅(1)、Code₂=PWH₅(2)、Code₃=PWH₅(3)及びCode₄=PWH₅(4)とする。この場合、未使用擬似直交符号は、UnCode₁=PWH₅(5)となり、未使用擬似直交符号UnCode₁に対する逆符号は、InvUnCode₁=InvPWH₅(5)となる。

【0380】

例えば、符号生成部１０４は、未使用擬似直交符号の個数（N_allcode-N_CM）が２以上の場合、符号長Locの擬似直交符号に対する逆符号のうち、相互の逆符号間で奇数番目の符号要素が同一であり、偶数番目の符号要素が符号反転している符号の組を、未使用擬似直交符号に含まないように符号を選択してもよい。この未使用擬似直交符号の選択により、レーダ受信部２００の折り返し判定部２１２におけるドップラ周波数の折り返し判定精度を向上できる。

【0381】

なお、符号長Locの擬似直交符号に対する逆符号のうち、相互の逆符号間で奇数番目の符号要素が同一であり、偶数番目の符号要素が符号反転している符号の組は、相互の符号間で奇数番目の符号要素が同一であり、偶数番目の符号要素が符号反転する関係となる。このため、符号生成部１０４は、未使用擬似直交符号の個数（N_allcode-N_CM）が２以上の場合、符号長Locの擬似直交符号のうち、相互の符号間で奇数番目の符号要素が同一であり、偶数番目の符号要素が符号反転している符号の組を、未使用擬似直交符号に含まないように符号を選択してもよい。この未使用擬似直交符号の選択により、レーダ受信部２００の折り返し判定部２１２におけるドップラ周波数の折り返し判定精度を向上できる。

【0382】

他の例として、符号多重数N_CM=4とし、N_allcode=N_CM+2=6となる符号長Loc=6の擬似直交行列を生成するために、符号長8のWalsh-Hadamard符号の一部を用いる場合について説明する。

【0383】

例えば、符号生成部１０４は、符号長8のWalsh-Hadamard符号のうち6個（=Loc）の符号要素（例えば、各符号要素１番目から６番目：WH₈(1)～WH₈(6)）を用いて、以下のような擬似直交符号PWH₆(1)～PWH₆(6)を生成してもよい。
PWH₆(1)= [ 1 1 1 1 1 1 ]
PWH₆(2)= [ 1 -1 1 -1 1 -1 ]
PWH₆(3)= [ 1 1 -1 -1 1 1 ]
PWH₆(4)= [ 1 -1 -1 1 1 -1 ]
PWH₆(5)= [ 1 1 1 1 -1 -1 ]
PWH₆(6)= [ 1 -1 1 -1 -1 1 ]

【0384】

例えば、擬似直交符号PWH₆(1)～PWH₆(6)に対する逆符号InvPWH₆(1)～InvPWH₆(6)は、次以下のように算出されてよい。ここで、擬似直交符号PWH₆(npoc)に対する逆符号はInvPWH₆(npoc)である。ただし、npoc=1,…,Locである。
InvPWH₆(1)= 0.25×[ 0 0 1 1 1 1 ]
InvPWH₆(2)= 0.25×[ 0 0 1 -1 1 -1 ]
InvPWH₆(3)= 0.25×[ 1 1 -1 -1 0 0 ]
InvPWH₆(4)= 0.25×[ 1 -1 -1 1 0 0 ]
InvPWH₆(5)= 0.25×[ 1 1 0 0 -1 -1 ]
InvPWH₆(6)= 0.25×[ 1 -1 0 0 -1 1 ]

【0385】

ここで、逆符号のうち、InvPWH₆(1)とInvPWH₆(2)とは、相互の符号間において奇数番目の符号要素が同一であり、偶数番目の符号要素が符号反転している逆符号の組である（ただし、符号要素が０となるものは除く）。また、InvPWH₆(1)とInvPWH₆(2)のそれぞれに対応する符号PWH₆(1)とPWH₆(2)も、相互の符号間において奇数番目の符号要素が同一であり、偶数番目の符号要素が符号反転している符号の組となる。

【0386】

同様に、InvPWH₆(3)とInvPWH₆(4)の組、及び、InvPWH₆(5)とInvPWH₆(6)の組も、InvPWH₆(1)とInvPWH₆(2)の組と同様な関係の逆符号の組である。また、InvPWH₆(3)とInvPWH₆(4)の組、及び、InvPWH₆(5)とInvPWH₆(6)の組も、InvPWH₆(1)とInvPWH₆(2)の組のそれぞれに対応する符号の組、すなわちPWH₆(3)とPWH₆(4)の組、及び、PWH₆(5)とPWH₆(6)の組も、PWH₆(1)とPWH₆(2)の組と同様な関係の符号の組である。

【0387】

例えば、未使用擬似直交符号の個数（N_allcode-N_CM）が２以上の場合には、レーダ装置１０は、このような関係の逆符号の組に対応する擬似直交符号を、未使用擬似直交符号に含まないように符号を選択してもよい。

【0388】

例えば、符号多重送信用の符号（Code₁、Code₂、Code₃及びCode₄）の組み合わせは、例えば、Code₁=PWH₆(1)、Code₂=PWH₆(3)、Code₃=PWH₆(5)、及び、Code₄=PWH₆(6)の組み合わせでもよい。この場合、未使用擬似直交符号は、例えば、UnCode₁=PWH₆(2)及びUnCode₂=PWH₆(4)となる。なお、符号多重送信用の符号及び未使用擬似直交符号の組み合わせは、これらに限定されない。

【0389】

次に、擬似直交符号を用いる場合の折り返し判定部２１２の動作例について説明する。

【0390】

折り返し判定部２１２は、例えば、符号長Locの擬似直交符号のうち、（N_allcode-N_CM）個の未使用擬似直交符号に対応する逆符号を用いて折り返し判定を行う。折り返し判定部２１２において、直交符号の代わりに、擬似直交符号を用いる点の他は、実施の形態１と同様の動作となる。

【0391】

例えば、折り返し判定部２１２は、各アンテナ系統処理部２０１におけるドップラ解析部２１０の出力に基づいて、折り返しを含むドップラ成分の位相変化を補正し、未使用擬似直交符号UnCode_nucに対応する逆符号InvUnCode_nucを用いた符号分離後の受信電力DeMulUnCode_nuc（f_{b_cfar}，f_{s_cfar}，DR）を、式(12)の代わりに、次式(66)に従って算出する。

【数92】

【0392】

式(66)では、全てのアンテナ系統処理部２０１におけるドップラ解析部２１０の出力に対して、未使用擬似直交符号UnCode_nucに対応する逆符号InvUnCode_nucを用いた符号分離後の受信電力の総和を算出することで、受信信号レベルが低い場合でも、折り返し判定精度を向上できる。ただし、式(66)の代わりに、一部のアンテナ系統処理部２０１におけるドップラ解析部２１０の出力に対して、未使用擬似直交符号に対応する逆符号を用いた符号分離後の受信電力が算出されてもよい。この場合でも、例えば、受信信号レベルが十分高い範囲では、折り返し判定の精度を保ちつつ、演算処理量を削減できる。

【0393】

なお、式(53)において、nuc=1,…,N_allcode-N_CMである。また、DRはドップラ折り返し範囲を示すインデックスであり、例えば、DR=ceil[-Loc/2], ceil[-Loc/2]+1,…,0,…, ceil[Loc/2]-1の範囲の整数値をとる。

【0394】

また、同様に、式(29)の代わりに、未使用擬似直交符号UnCode_nucに対応する逆符号InvUnCode_nucを用いた符号分離後の受信電力DeMulUnCode_nuc（f_{b_cfar}，f_{s_cfar}，DR）の算出式は、次式(67)のように変形してよい。

【数93】

【0395】

次に、擬似直交符号を用いる場合の符号多重分離部２１３の動作例について説明する。

【0396】

符号多重分離部２１３は、折り返し判定部２１２における折り返し判定結果に基づいて、符号多重信号の分離処理を行う。例えば、符号多重分離部２１３は、符号多重信号の分離処理において、符号多重送信に用いた擬似直交符号Code_ncmに対応する逆符号InvCode_ncmによって符号多重信号を符号分離する。

【0397】

例えば、符号多重分離部２１３は、式(30)の代わりに、次式(68)のように、折り返し判定部２１２における折り返し判定結果であるDR_minを用いた折り返し位相補正ベクトルβ（DR_min）に基づいて、CFAR部２１１において抽出された距離インデックスf_{b_cfar}及びドップラ周波数インデックスf_{s_cfar}に対応するドップラ解析部２１０の出力であるドップラ成分VFTALL_z（f_{b_cfar}, f_{s_cfar}）に対して符号分離処理を行う。

【数94】

【0398】

ここで、DeMul_z ^ncm（f_{b_cfar}, f_{s_cfar}）は、第z番のアンテナ系統処理部２０１におけるドップラ解析部２１０の距離インデックスf_{b_cfar}及びドップラ周波数インデックスf_{s_cfar}の出力に対する擬似直交符号Code_ncmに対応する逆符号InvCode_ncmを用いて符号多重信号を符号分離した出力（例えば、符号分離結果）である。なお、z=1,…,Naであり、ncm=1,…,N_CMである。

【0399】

なお、符号多重分離部２１３は、式(68)の代わりに、次式（69）を用いてもよい。

【数95】

【0400】

式(69)において、

【数96】

の項（ただし、式(69)では、DR=DR_min）はドップラ成分のインデックス（例えば、ドップラ周波数インデックス）f_sに依らないため、例えば、予めテーブル化することで、符号多重分離部２１３における演算量を削減できる。

【0401】

以上のような擬似直交符号と対応する逆符号を用いた符号生成部１０４、折り返し判定部２１２及び符号多重分離部２１３の動作によって、擬似直交符号を用いる場合でも、実施の形態１と同様の効果を得ることができる。

【0402】

なお、本バリエーションにおいて説明した符号を用いる構成は、例えば、実施の形態１の構成（例えば、図１）に限らず、他のバリエーション又は実施の形態（例えば、図４、図５、図７又は図９）にも適用できる。例えば、本バリエーションにおける符号（例えば、直交M系列符号又は擬似直交符号）は、レーダ装置１０ａ、１０ｂ、１０ｃ及び１０ｄにおけるWalsh-Hadamard符号の代わりに適用されてもよい。

【0403】

（他のバリエーション３）
例えば、同一の距離インデックスf_{b_cfar}において、受信レベルのほぼ等しい複数ターゲットが存在し、複数のターゲットのドップラピークの間隔が、ドップラ折り返しの間隔に一致する場合の折り返し判定部２１２の動作について説明する。

【0404】

ここで、複数のターゲット間のドップラ周波数は異なり得ることから、ターゲットとレーダ装置１０との間の相対移動速度は異なり得る。そのため、レーダ装置１０において、レーダ観測を続けて行うことにより、或る時点のレーダ測位出力において折り返しを判別が困難な場合でも、続く時点のレーダ測位出力では、複数のターゲット間の距離が異なって測定される可能性が高くなり得る。

【0405】

更に、複数のターゲットに対応する信号をより確実に分離するため、例えば、レーダ装置１０は、レーダ測位を継続的に行う場合、レーダ測位毎（例えば、Nc回の送信周期（Nc×Tr）毎）に、送信周期Tr及び符号生成部１０４において生成される直交符号（又は擬似直交符号）の符号長の少なくとも一方を可変に設定してもよい。

【0406】

例えば、レーダ装置１０は、レーダ測位毎に、符号生成部１０４において生成される直交符号（又は、擬似直交符号）の符号長を切り替えて、符号多重送信してもよい。

【0407】

例えば、Loc=N_CM＋δとし、レーダ装置１０は、レーダ測位毎にδを可変に設定することで、ドップラ折り返しの間隔を可変にできる。この際、レーダ装置１０は、例えば、Locが２のべき乗である場合には直交符号を用いて送信してよく、Locが２のべき乗ではない場合には擬似直交符号を用いて送信してよい。例えば、レーダ測位毎にδは１、２、１、２,…,となるように周期的に可変に設定されてよい。

【0408】

または、レーダ装置１０は、例えば、レーダ測位毎に、以下の（a)及び(b)を切り替えることにより、符号多重送信用の符号の符号長及び符号の種類を切り替えて符号多重送信してもよい。これにより、ドップラ折り返しの間隔を可変にできる。

【0409】

(a)：符号生成部１０４は、符号長が

【数97】

であるWalsh-Hadamard符号又は直交M系列符号のうち、N_CM個の直交符号を符号多重送信に用いる。

【0410】

(b)：符号生成部１０４は、符号長Loc=N_CM＋δの擬似直交符号のうち、N_CM個の擬似直交符号を符号多重送信に用いる。ただし、

【数98】

となるδを用いる。

【0411】

これにより、例えば、同一の距離インデックスf_{b_cfar}において、複数のターゲットのドップラピークの受信レベルがほぼ等しく、ドップラピークの間隔がドップラ折り返しの間隔に一致する場合でも、他のレーダ測位（例えば、次のレーダ測位）においてはドップラ折り返しの間隔が異なる可能性をより高めることができる。よって、レーダ装置１０は、複数のターゲットに対応する信号をより確実に分離できる。

【0412】

また、レーダ装置１０は、例えば、レーダ測位毎に送信周期Trを可変に設定することにより、ドップラ折り返しの間隔が変化することになり、同等の効果が得られる。

【0413】

なお、本バリエーションにおいて説明した構成は、例えば、実施の形態１の構成（例えば、図１）に限らず、他のバリエーション又は実施の形態（例えば、図４、図５、図７又は図９）にも適用できる。例えば、本バリエーションにおける送信周期Tr及び符号長Locの少なくとも一つの設定は、レーダ装置１０ａ、１０ｂ、１０ｃ及び１０ｄにおいて適用されてもよい。

【0414】

以上、他のバリエーション１～３について説明した。

【0415】

本開示の一実施例に係るレーダ装置において、レーダ送信部及びレーダ受信部は、物理的に離れた場所に個別に配置されてもよい。また、本開示の一実施例に係るレーダ受信部において、方向推定部と、他の構成部とは、物理的に離れた場所に個別に配置されてもよい。

【0416】

本開示の一実施例に係るレーダ装置は、図示しないが、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、制御プログラムを格納したＲＯＭ（Read Only Memory）等の記憶媒体、およびＲＡＭ（Random Access Memory）等の作業用メモリを有する。この場合、上記した各部の機能は、ＣＰＵが制御プログラムを実行することにより実現される。但し、レーダ装置のハードウェア構成は、かかる例に限定されない。例えば、レーダ装置の各機能部は、集積回路であるＩＣ（Integrated Circuit）として実現されてもよい。各機能部は、個別に１チップ化されてもよいし、その一部または全部を含むように１チップ化されてもよい。

【0417】

以上、図面を参照しながら各種の実施形態について説明したが、本開示はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本開示の技術的範囲に属するものと了解される。また、開示の趣旨を逸脱しない範囲において、上記実施形態における各構成要素を任意に組み合わせてもよい。

【0418】

また、上述した実施の形態における「・・・部」という表記は、「・・・回路（circuitry）」、「・・・デバイス」、「・・・ユニット」、又は、「・・・モジュール」といった他の表記に置換されてもよい。

【0419】

上記各実施形態では、本開示はハードウェアを用いて構成する例にとって説明したが、本開示はハードウェアとの連携においてソフトウェアでも実現することも可能である。

【0420】

また、上記各実施形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。集積回路は、上記実施の形態の説明に用いた各機能ブロックを制御し、入力端子と出力端子を備えてもよい。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。

【0421】

また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサを用いて実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、ＬＳＩ内部の回路セルの接続又は設定を再構成可能なリコンフィギュラブル プロセッサ（Reconfigurable Processor）を利用してもよい。

【0422】

さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術により、ＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックを集積化してもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。

【0423】

＜本開示のまとめ＞
本開示の一実施例に係るレーダ装置は、ベースバンド信号を生成する信号生成回路と、複数の符号系列を生成する符号生成回路と、前記複数の符号系列のうち一部の符号系列に基づいた位相回転を、前記ベースバンド信号に付加し、符号多重した複数の送信信号を生成する位相回転回路と、前記複数の送信信号をそれぞれ送信する複数の送信アンテナと、を含み、前記複数の符号系列の符号長は、前記複数の送信信号に対する符号多重数よりも大きい。

【0424】

本開示の一実施例において、前記複数の符号系列は直交符号系列であり、前記符号長は２のべき乗である。

【0425】

本開示の一実施例において、前記複数の符号系列は擬似直交符号系列であり、前記符号長は前記符号多重数に１を加えた値である。

【0426】

本開示の一実施例において、前記複数の符号系列に含まれる第１の符号系列及び第２の符号系列は、奇数番目及び偶数番目の何れか一方の符号要素が同一であり、奇数番目及び偶数番目の他方の符号要素の符号が反転しており、前記第１の符号系列及び前記第２の符号系列のうち何れか一方が前記複数の符号系列のうち一部の符号系列と異なる他の符号系列に含まれる。

【0427】

本開示の一実施例において、前記複数の送信アンテナのそれぞれは、前記レーダ装置における測位毎に、異なる位相回転が付加された送信信号を送信する。

【0428】

本開示の一実施例において、前記複数の符号系列の符号長は、前記レーダ装置における測位毎に異なる。

【0429】

本開示の一実施例において、前記複数の送信信号の送信周期は、前記レーダ装置における測位毎に異なる。

【0430】

本開示の一実施例において、前記複数の送信アンテナのそれぞれは、サブアレー構成である。

【0431】

本開示の一実施例に係るレーダ装置は、ベースバンド信号を生成する信号生成回路と、複数の符号系列を生成する符号生成回路と、前記複数の符号系列のうち一部の符号系列に基づいた位相回転を、前記ベースバンド信号に付加し、符号多重した複数の送信信号を生成する位相回転回路と、前記複数の送信信号をそれぞれ送信する複数の送信アンテナと、を含み、前記複数の送信信号はチャープ信号であり、前記チャープ信号の中心周波数は、前記送信信号の送信周期毎、又は前記符号系列の送信周期毎に変化する。

【0432】

本開示の一実施例に係るレーダ装置は、ベースバンド信号を生成する信号生成回路と、複数の符号系列を生成する符号生成回路と、前記複数の符号系列のうち一部の符号系列に基づいた位相回転を、前記ベースバンド信号に付加し、符号多重した複数の送信信号を生成する位相回転回路と、前記複数の送信信号をそれぞれ送信する複数の送信アンテナと、を含み、前記複数の送信信号はチャープ信号であり、前記チャープ信号の中心周波数の変化は、前記複数の符号系列の符号長の約数倍の前記送信信号の送信周期で一巡する。

【0433】

本開示の一実施例に係るレーダ装置は、複数の符号系列のうち一部の符号系列に基づいて符号多重送信された送信信号がターゲットに反射した反射波信号を受信する受信アンテナと、前記複数の符号系列のうち前記一部の符号系列と異なる他の符号系列に基づいて、前記反射波信号におけるドップラ周波数領域での折り返しの判定を行う受信回路と、を具備する。

【0434】

本開示の一実施例において、前記受信回路は、前記反射波信号に対するドップラ解析範囲と比較して、前記符号系列の符号長倍の範囲において前記折り返しの判定を行う。

【0435】

本開示の一実施例において、前記受信回路は、前記折り返しの判定結果、及び、前記一部の符号系列に基づいて、前記反射波信号に対して符号分離処理を行う。

【産業上の利用可能性】

【0436】

本開示は、広角範囲を検知するレーダ装置として好適である。

【符号の説明】

【0437】

１０，１０ａ，１０ｂ，１０ｃ，１０ｄ レーダ装置
１００，１００ｂ，１００ｃ，１００ｄ，１００ｅ，１００ｆ レーダ送信部
１０１，１０１ｂ，１０１ｃ，１０１ｄ レーダ送信信号生成部
１０２ 変調信号発生部
１０３，１０３ｂ，１０３ｃ，１０３ｄ ＶＣＯ
１０４，１０４ｃ，１０４ｄ 符号生成部
１０５，１０５ｆ 位相回転部
１０６，１０６ｅ，１０６ｆ 送信アンテナ
１０７，１０７ｃ，１０７ｄ 送信周波数制御部
１０８，１０８ｆ ビームウェイト生成部
１０９ ビームウェイト乗算部
１１０ 位相加算部
２００，２００ａ，２００ｂ，２００ｃ，２００ｄ レーダ受信部
２０１ アンテナ系統処理部
２０２ 受信アンテナ
２０３ 受信無線部
２０４ ミキサ部
２０５ ＬＰＦ
２０６ 信号処理部
２０７ ＡＤ変換部
２０８ ビート周波数解析部
２０９ 出力切替部
２１０ ドップラ解析部
２１１ ＣＦＡＲ部
２１２，２１２ａ，２１２ｃ，２１２ｄ 折り返し判定部
２１３，２１３ａ，２１３ｃ，２１３ｄ 符号多重分離部
２１４，２１４ｂ，２１４ｃ，２１４ｄ 方向推定部
２１５ 位相補正部

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】