特許 7448002 インピーダンス整合素子及び通信端末装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2024-03-04

(45)【発行日】2024-03-12

(54)【発明の名称】インピーダンス整合素子及び通信端末装置

(51)【国際特許分類】

   H03H 7/38 20060101AFI20240305BHJP

   H01Q 1/50 20060101ALI20240305BHJP

   H01F 17/00 20060101ALI20240305BHJP

   H01F 27/00 20060101ALI20240305BHJP

【ＦＩ】

H03H7/38 A

H01Q1/50

H01F17/00 D

H01F27/00 R

【請求項の数】 5

(21)【出願番号】P 2022527490

(86)(22)【出願日】2021-01-05

(86)【国際出願番号】 JP2021000057

(87)【国際公開番号】W WO2021240860

(87)【国際公開日】2021-12-02

【審査請求日】2022-11-25

(31)【優先権主張番号】P 2020094866

(32)【優先日】2020-05-29

(33)【優先権主張国・地域又は機関】JP

(73)【特許権者】

【識別番号】000006231

【氏名又は名称】株式会社村田製作所

(74)【代理人】

【識別番号】110000970

【氏名又は名称】弁理士法人 楓国際特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】立花 真也

【審査官】竹内 亨

(56)【参考文献】

【文献】国際公開第２０１２／１５３６９１（ＷＯ，Ａ１）

【文献】国際公開第２０１５／０６４１３８（ＷＯ，Ａ１）

【文献】特開２０１６－１２３１３２（ＪＰ，Ａ）

【文献】国際公開第２０１９／２０８２５３（ＷＯ，Ａ１）

【文献】米国特許出願公開第２０１７／０２５６８４２（ＵＳ，Ａ１）

【文献】米国特許出願公開第２０２１／０１１９５９６（ＵＳ，Ａ１）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０３Ｈ ７／００－７／５４

Ｈ０１Ｑ １／５０

Ｈ０１Ｆ １７／００

Ｈ０１Ｆ ２７／００

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

給電回路が接続される第１入出力端子と、
アンテナが接続される第２入出力端子と、
複数の基材層が積層される積層体と、
前記積層体に形成され、第１端が前記第１入出力端子に接続され、第２端が前記第２入出力端子に接続された第１コイルと、第３端が前記第２入出力端子に接続され、第４端がグランド端子に接続され、前記第１コイルに電磁界結合する第２コイルと、
を有し、
前記第１コイルの自己インダクタンス、前記第２コイルの自己インダクタンス、前記第１コイルと前記第２コイルとの相互インダクタンス、及び、前記第１入出力端子とグランド端子との間または前記第２入出力端子とグランド端子との間に構成される容量により、自己共振周波数が定められ、
前記自己共振周波数が前記給電回路による通信周波数帯内にある、
インピーダンス整合素子。

【請求項2】

前記第２入出力端子と前記グランド端子との間に構成される容量は前記第２コイルの層間容量である、
請求項１に記載のインピーダンス整合素子。

【請求項3】

前記積層の方向に視て、前記第２コイルは単一の周回経路を形成する、
請求項１又は２に記載のインピーダンス整合素子。

【請求項4】

前記第２コイルを構成する、前記積層体の複数の基材に形成された導体パターンのいずれかに、前記積層の方向に視て、前記第２コイルが形成する周回経路を補間する形状のダミーの導体パターンが延長形成された、
請求項１から３のいずれかに記載のインピーダンス整合素子。

【請求項5】

高周波信号を送受信するアンテナと、前記アンテナに対する給電回路と、前記アンテナと前記給電回路との間に接続されたインピーダンス整合回路と、を備えた通信端末装置であって、
前記インピーダンス整合回路は、請求項１から４のいずれかに記載のインピーダンス整合素子である、
通信端末装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、インピーダンス変換回路等に用いられるインピーダンス整合素子及びそれを備えた通信端末装置に関する。

【背景技術】

【0002】

特許文献１には、インピーダンス変換素子として用いられるトランス素子が示されている。この特許文献１では、２つのトランスを並列接続させたオートトランス構造であって、第１のトランスを形成する２つのコイルと第２のトランスを形成する２つのコイルの積層順に特徴をもたせることによって、インピーダンス変換比を定める手法がとられている。具体的には、コイルの積層構造において、各層のパターンはそれぞれ約１ターンずつ巻回され、並列部を設けることで、インダクタンスの大きさを調整している。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0003】

【文献】国際公開第２０１５／０６８６１４号

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0004】

図１７は特許文献１に示されているインピーダンス変換回路を含むアンテナ装置の回路図である。インピーダンス変換回路１００は給電回路３０とアンテナ４０との間に接続されている。図１７において、インピーダンス変換回路１００は、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２を含むオートトランス回路で構成されている。このインピーダンス変換回路１００は、第１コイルＬ１のインダクタンス、第２コイルＬ２のインダクタンス、及びその結合による相互インダクタンスＭからなる。

【0005】

図１８は、図１７に示した構成のインピーダンス変換回路の、給電回路から見たインピーダンスの反射係数を示すスミスチャートである。また、図１９は、給電回路３０からインピーダンス変換回路１００を見た電圧定在波比VSWRの周波数特性を示す図である。図１８、図１９において、特性Ａはアンテナ４０単体での特性であり、特性Ｂはインピーダンス変換回路１００を挿入した状態での特性である。

【0006】

アンテナ４０はインダクタ及びキャパシタを含む共振回路を構成するので、アンテナ４０のインピーダンスは周波数依存性を有する。そのため、図１８、図１９に示す例では、アンテナ４０のインピーダンスは共振周波数（３．５９ＧＨｚ）より高い周波数帯で誘導性となるが、インピーダンス変換回路１００を用いることで、アンテナ４０の共振周波数より高い周波数帯で特性インピーダンスとの差がより大きくなってしまう。これは、インピーダンス変換回路１００の誘導性の成分によるものである。つまり、インピーダンス変換回路１００はトランス素子であって、容量成分の小さいトランス素子においては自己共振周波数は通信周波数帯に対して著しく高い。

【0007】

また、インピーダンス変換回路自体のインピーダンス変換比は第１コイルＬ１と第２コイルＬ２のインダクタンスおよび結合係数で定まるが、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との結合係数ｋは１未満であるので、このインピーダンス変換回路は、等価的には理想トランスと誘導性の寄生成分とで構成される。インピーダンス変換比が適正な周波数より高い周波数帯域では、上記誘導性の寄生成分によって、インピーダンス変換比は適正比から、より離れる。

【0008】

図１９に示す例では、周波数が３．７６ＧＨｚより高い周波数帯ではインピーダンス変換回路１００の存在により、却ってインピーダンス不整合となってしまう。

【0009】

そこで、本発明の目的は、アンテナと給電回路とを、より広帯域でインピーダンス整合させるインピーダンス整合素子、及びそれを備えた通信端末装置を提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0010】

（１）本開示の一例としてのインピーダンス整合素子は、
給電回路が接続される第１入出力端子と、
アンテナが接続される第２入出力端子と、
複数の基材層が積層される積層体と、
前記積層体に形成され、第１端が前記第１入出力端子に接続され、第２端が前記第２入出力端子に接続された第１コイルと、第３端が前記第２入出力端子に接続され、第４端がグランド端子に接続され、前記第１コイルに電磁界結合する第２コイルと、
を有し、
前記第１コイルの自己インダクタンス、前記第２コイルの自己インダクタンス、前記第１コイルと前記第２コイルとの相互インダクタンス、及び、前記第１入出力端子とグランド端子との間または前記第２入出力端子とグランド端子との間に構成される容量により、自己共振周波数が定められ、
前記自己共振周波数が前記給電回路による通信周波数帯内にあることを特徴とする。

【0011】

（２）本開示の一例としての通信端末装置は、高周波信号を送受信するアンテナと、前記アンテナに対する給電回路と、前記アンテナと前記給電回路との間に接続されたインピーダンス整合回路と、を備えた通信端末装置であって、前記インピーダンス整合回路を上記インピーダンス整合素子で構成する。

【発明の効果】

【0012】

本発明によれば、アンテナと給電回路とを、より広帯域でインピーダンス整合させるインピーダンス整合素子、及びそれを備えた通信端末装置が得られる。

【図面の簡単な説明】

【0013】

【図1】図１は第１の実施形態に係るインピーダンス整合素子１０１の斜視図である。

【図2】図２はインピーダンス整合素子１０１の分解平面図である。

【図3】図３（Ａ）はインピーダンス整合素子１０１の回路図である。図３（Ｂ）はインピーダンス整合素子１０１と共にアンテナ４０及び給電回路３０を含む回路の回路図である。

【図4】図４は、図３（Ｂ）に示した第２コイルＬ２と容量Ｃ２とで構成される並列ＬＣ回路のリアクタンスの周波数特性を示す図である。

【図5】図５は、給電回路３０からインピーダンス整合素子１０１を見たインピーダンスの反射係数を示すスミスチャートである。

【図6】図６は、給電回路３０からインピーダンス整合素子１０１を見た電圧定在波比VSWRの周波数特性を示す図である。

【図7】図７は第２の実施形態に係るインピーダンス整合素子１０２Ａの断面図である。

【図8】図８は第２の実施形態に係るインピーダンス整合素子１０２Ｂの断面図である。

【図9】図９は第２の実施形態に係るインピーダンス整合素子内の第２コイルの一つの導体パターンを示す平面図である。

【図10】図１０は第２の実施形態に係るインピーダンス整合素子内の第２コイルの二つの導体パターンを示す平面図である。

【図11】図１１は第３の実施形態に係るインピーダンス整合素子１０３Ａと共にアンテナ４０及び給電回路３０を含む回路の回路図である。

【図12】図１２は第３の実施形態に係る別のインピーダンス整合素子１０３Ｂと共にアンテナ４０及び給電回路３０を含む回路の回路図である。

【図13】図１３は、図１２に示した容量Ｃ１を形成するための導体パターンの例を示す分解平面図である。

【図14】図１４は第４の実施形態に係る、インピーダンス整合素子１０１に付加回路を接続した回路の回路図である。

【図15】図１５は第４の実施形態に係る、インピーダンス整合素子１０１に付加回路を接続した別の回路の回路図である。

【図16】図１６は第５の実施形態に係る携帯電話端末等の通信端末装置の構成を示す図である。

【図17】図１７は特許文献１に示されているインピーダンス変換回路を含むアンテナ装置の回路図である。

【図18】図１８は、図１７に示した構成のインピーダンス変換回路の、給電回路から見たインピーダンスの反射係数を示すスミスチャートである。

【図19】図１９は、図１７に示した給電回路３０からインピーダンス変換回路１００を見た電圧定在波比VSWRの周波数特性を示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0014】

以降、図を参照して幾つかの具体的な例を挙げて、本発明を実施するための複数の形態を示す。各図中には同一箇所に同一符号を付している。要点の説明又は理解の容易性を考慮して、実施形態を説明の便宜上、複数の実施形態に分けて示すが、異なる実施形態で示した構成の部分的な置換又は組み合わせは可能である。第２の実施形態以降では第１の実施形態と共通の事柄についての記述を省略し、異なる点についてのみ説明する。特に、同様の構成による同様の作用効果については実施形態毎には逐次言及しない。

【0015】

《第１の実施形態》
図１は第１の実施形態に係るインピーダンス整合素子１０１の斜視図である。インピーダンス整合素子１０１は、基材層Ｓ１～Ｓ１４の積層体である、直方体形状の積層体１０に形成された素子であって、第１入出力端子Ｔ１と、第２入出力端子Ｔ２と、グランド端子ＧＮＤと、を備える。図１中の端子ＮＣは空き端子である。

【0016】

図２はインピーダンス整合素子１０１の分解平面図である。インピーダンス整合素子１０１は、第１の第１コイルＬ１１、第２の第１コイルＬ２１、第１の第２コイルＬ１２、第２の第２コイルＬ２２を備える。

【0017】

第１の第１コイルＬ１１は、基材層Ｓ２，Ｓ３に形成されて直列接続された導体パターンＰ１１，Ｐ１２を含む。第１の第２コイルＬ１２は、基材層Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６，Ｓ７に形成されて直列接続された導体パターンＰ１３，Ｐ１４，Ｐ１５，Ｐ１６を含む。同様に、第２の第１コイルＬ２１は、基材層Ｓ１３，Ｓ１２に形成されて直列接続された導体パターンＰ２１，Ｐ２２を含む。第２の第２コイルＬ２２は、基材層Ｓ１１，Ｓ１０，Ｓ９，Ｓ８に形成されて直列接続された導体パターンＰ２３，Ｐ２４，Ｐ２５，Ｐ２６を含む。

【0018】

導体パターンＰ２１，Ｐ２２による第１コイルＬ２１の構成は、導体パターンＰ１１，Ｐ１２による第１コイルＬ１１の構成と同じである。また、導体パターンＰ２３，Ｐ２４，Ｐ２５，Ｐ２６による第２コイルＬ２２の構成は、導体パターンＰ１３，Ｐ１４，Ｐ１５，Ｐ１６による第２コイルＬ１２の構成と同じである。

【0019】

第１コイルＬ１１の第１端Ｅ１１は第１入出力端子Ｔ１に接続されていて、第２端Ｅ１２は第２入出力端子Ｔ２に接続されている。第２コイルＬ１２の第３端Ｅ１３はグランド端子ＧＮＤに接続されていて、第２コイルＬ１２の第４端Ｅ１４は第２入出力端子Ｔ２に接続されている。同様に、第１コイルＬ２１の第１端Ｅ２１は第１入出力端子Ｔ１に接続されていて、第２端Ｅ２２は第２入出力端子Ｔ２に接続されている。第２コイルＬ２２の第３端Ｅ２３はグランド端子ＧＮＤに接続されていて、第２コイルＬ２２の第４端Ｅ２４は第２入出力端子Ｔ２に接続されている。図２中の破線は層間接続導体による接続関係を示している。

【0020】

図３（Ａ）はインピーダンス整合素子１０１の回路図である。図３（Ｂ）はインピーダンス整合素子１０１と共にアンテナ４０及び給電回路３０を含む回路の回路図である。図３（Ａ）において、容量Ｃ１２は第１の第２コイルＬ１２の層間容量による寄生容量である。また、容量Ｃ２２は第２の第２コイルＬ２２の寄生容量である。容量Ｃ１２は、第１の第２コイルＬ１２の層間容量による寄生容量であり、容量Ｃ２２は、第２の第２コイルＬ２２の層間容量による寄生容量であるが、この図に示すように、それぞれ、端子Ｔ２とグランド端子ＧＮＤとの間に接続された単一の容量（端子間容量）として表すことができる。

【0021】

なお、第１の第１コイルＬ１１及び第２の第１コイルＬ２１にも寄生容量が生じるが、本実施形態では小さいので、図３（Ａ）、図３（Ｂ）では表していない。

【0022】

図３（Ａ）に示すように、第１の第１コイルＬ１１と第２の第１コイルＬ２１とは並列接続されていて、第１の第２コイルＬ１２と第２の第２コイルＬ２２とは並列接続されている。したがって、インピーダンス整合素子１０１は図３（Ｂ）中のインピーダンス整合素子１０１のように表すことができる。このように、インピーダンス整合素子１０１は、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２によるオートトランス回路と容量Ｃ２とで構成される。第１コイルＬ１の自己インダクタンスは第１コイルＬ１１，Ｌ２１による自己インダクタンスであり、第２コイルＬ２の自己インダクタンスは第２コイルＬ１２，Ｌ２２による自己インダクタンスインダクタであり、容量Ｃ２のキャパシタンスは容量Ｃ１２，Ｃ２２によるキャパシタンスである。このように、第２コイルＬ２と容量Ｃ２とで並列ＬＣ回路が構成される。したがって、インピーダンス整合素子１０１の自己共振周波数は、主に、上記並列ＬＣ回路の共振周波数で定まる。

【0023】

図４は、図３（Ｂ）に示した第２コイルＬ２と容量Ｃ２とで構成される並列ＬＣ回路のリアクタンスの周波数特性を示す図である。この例では、第２コイルＬ２のインダクタンスは０．８ｎＨであり、容量Ｃ２のキャパシタンスは２．６ｐＦである。並列ＬＣ回路の共振周波数は３．４９ＧＨｚであり、それより低い周波数帯で誘導性となり、高い周波数帯で容量性となる。つまり、並列ＬＣ回路は、その共振周波数より高い周波数帯で、グランドへシャント接続された容量素子として作用する。

【0024】

図５は、給電回路３０からインピーダンス整合素子１０１を見たインピーダンスの反射係数を示すスミスチャートである。また、図６は、給電回路３０からインピーダンス整合素子１０１を見た電圧定在波比VSWRの周波数特性を示す図である。図５、図６において、特性Ａはアンテナ４０単体での特性であり、特性Ｂは容量Ｃ２が無いインピーダンス変換素子を挿入した状態での特性であり、特性Ｃは本実施形態のインピーダンス整合素子１０１を挿入した状態での特性である。ここで、第１コイルＬ１の自己インダクタンスは１．２ｎＨ、第２コイルＬ２の自己インダクタンスは０．８ｎＨ、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との結合係数は０．６である。また、アンテナ４０の等価回路は、シリーズ接続のインダクタ３．９ｎＨ、抵抗５Ω、及びシャント接続のキャパシタ０．５ｐＦで構成されている。

【0025】

ここで、通信周波数帯は３．１ＧＨｚ～４．１ＧＨｚであり、通信周波数帯域内にインピーダンス整合素子１０１の自己共振周波数３．４９ＧＨｚが入る関係である。このことにより、スミスチャートの誘導性の領域に入る周波数帯でのインピーダンス整合性が改善され、より広帯域に亘って、給電回路３０とアンテナ４０とのインピーダンス整合が確保される。

【0026】

特に、誘導性にある周波数のうち３．７６ＧＨｚより高い周波数帯において、従来例では却ってインピーダンス不整合となってしまうが、本実施形態では改善しており、広帯域に亘って整合していることがわかる。

【0027】

なお、図２では、第１コイルＬ１１と第２コイルＬ１２とで構成される第１のオートトランスと、第１コイルＬ２１と第２コイルＬ２２とで構成される第２のオートトランスと、を備える例を示したが、単一のオートトランスでインピーダンス整合素子を構成してもよい。例えば、図２において、基材層Ｓ２～Ｓ７に形成されている第１コイルＬ１１及び第２コイルＬ１２だけを設けてインピーダンス整合素子を構成してもよい。

【0028】

《第２の実施形態》
第２の実施形態では、第１の実施形態で示したインピーダンス整合素子の第２コイルに意図的に容量を形成するための幾つかの構成例について示す。

【0029】

図７は第２の実施形態に係るインピーダンス整合素子１０２Ａの断面図である。積層体１０内に設けられる各導体パターンの平面形状は、第１の実施形態で示したインピーダンス整合素子１０１の場合と同じである。

【0030】

第１の第２コイルＬ１２を構成する導体パターンＰ１３，Ｐ１４，Ｐ１５，Ｐ１６の各層間隔は、第１の第１コイルＬ１１を構成する導体パターンＰ１１－Ｐ１２間の層間隔より狭い。また、第１コイルＬ１１と第２コイルＬ１２との間の導体パターンＰ１２－Ｐ１３間の層間隔より狭い。同様に、第２の第２コイルＬ２２を構成する導体パターンＰ２３，Ｐ２４，Ｐ２５，Ｐ２６の各層間隔は、第２の第１コイルＬ２１を構成する導体パターンＰ２１－Ｐ２２間の層間隔より狭い。また、第１コイルＬ２１と第２コイルＬ２２との間の導体パターンＰ２２－Ｐ２３間の層間隔より狭い。

【0031】

第２入出力端子Ｔ２とグランド端子ＧＮＤとの間に構成される容量は第２コイルＬ１２，Ｌ２２の層間容量であるので、図７に示したように、第２コイルＬ１２，Ｌ２２を構成する導体パターンの層間隔を意図的に狭めることで、第２コイルＬ１２，Ｌ２２に並列接続される容量を効果的に大きく定めることができる。

【0032】

図８は第２の実施形態に係るインピーダンス整合素子１０２Ｂの断面図である。積層体１０内に設けられる各導体パターンの平面形状は、第１の実施形態で示したインピーダンス整合素子１０１の場合と基本的には同じである。インピーダンス整合素子１０２Ｂでは、基材層の積層の方向に視て、第２コイルＬ１２，Ｌ２２は単一の周回経路を形成する。つまり、インピーダンス整合素子１０２Ｂにおいては、層間接続導体の接続部分を除いて、各層の導体パターンの内縁および外縁は、基材層の積層の方向に視て一致する。図７と図８と比較すれば明らかなように、第２コイルＬ１２を構成する導体パターンＰ１３，Ｐ１４，Ｐ１５，Ｐ１６の周回経路は等しく、そのことにより、導体パターンＰ１３，Ｐ１４，Ｐ１５，Ｐ１６の層間対向面積を大きくしている。同様に、第２コイルＬ２２を構成する導体パターンＰ２３，Ｐ２４，Ｐ２５，Ｐ２６の周回経路は等しく、導体パターンＰ２３，Ｐ２４，Ｐ２５，Ｐ２６の層間対向面積を大きくしている。このようにして、第２コイルＬ１２，Ｌ２２に並列接続される容量を効果的に大きく定めることができる。

【0033】

図９は第２の実施形態に係るインピーダンス整合素子内の第２コイルの、代表する一つの導体パターンを示す平面図である。図９は、第２コイルを構成する、各基材層に形成される導体パターンの線幅をそれぞれ太くすることを示している。このことにより、第２コイルに並列接続される容量を効果的に大きく定めることができる。

【0034】

図１０は第２の実施形態に係るインピーダンス整合素子内の第２コイルの二つの導体パターンを示す平面図である。この二つの導体パターンは層間で対向する。基材層Ｓ６に形成された導体パターンＰ１５と、基材層Ｓ７に形成された導体パターンＰ１６は、図２中に示した導体パターンＰ１５，Ｐ１６と同じである。図１０において、導体パターンＰ１６Ｅは、第２コイルに容量を付与するためのダミーの導体パターンであり、導体パターンＰ１６から延長形成されている。導体パターンＰ１６Ｅは、第２コイルを積層方向に視て、第２コイルが形成する周回経路を補間する形状である。そのため、この導体パターンＰ１６Ｅは導体パターンＰ１５と層間方向に対向する。したがって、導体パターンＰ１６Ｅには、第２コイルを周回する電流は流れず、容量電極として作用する。

【0035】

このように、第２コイルを構成する導体パターンに容量形成用のダミーの導体パターンを設けることによって、第２コイルに並列接続される容量を効果的に大きく定めることができる。

【0036】

《第３の実施形態》
第３の実施形態では、これまでに示した例とは、容量の付与位置が異なるインピーダンス整合素子について示す。

【0037】

図１１は第３の実施形態に係るインピーダンス整合素子１０３Ａと共にアンテナ４０及び給電回路３０を含む回路の回路図である。図１１において、容量Ｃ１は第１入出力端子Ｔ１とグランドとの間に形成された容量である。インピーダンス整合素子１０３Ａは、第１コイルＬ１、第２コイルＬ２及び容量Ｃ１で構成されている。第１コイルＬ１と第２コイルＬ２とでオートトランス形のインピーダンス変換回路が構成される点は第１、第２の実施形態で示した例と同じである。

【0038】

インピーダンス整合素子１０３Ａは第１コイルＬ１、第２コイルＬ２及び容量Ｃ１によるＬＣ回路であるので、自己共振周波数を有する。第１の実施形態で示したとおり、その共振周波数より高い周波数帯で、容量Ｃ１はグランドへシャント接続された容量素子として作用する。また、第２コイルＬ２のリアクタンスが、図３（Ｂ）に示した容量Ｃ２のリアクタンスで打ち消されるようなことはないため、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２とによる変成比の低下をなくすことができる。そのため、第１入出力端子Ｔ１からインピーダンス整合素子１０３Ａを見たインピーダンスをスミスチャート上に表したとき、スミスチャートの誘導性の領域に入る周波数帯でのインピーダンス整合性が改善され、より広帯域に亘って、給電回路３０とアンテナ４０とのインピーダンス整合が確保される。

【0039】

図１２は第３の実施形態に係る別のインピーダンス整合素子１０３Ｂと共にアンテナ４０及び給電回路３０を含む回路の回路図である。図１２において、容量Ｃ１は第１入出力端子Ｔ１とグランドとの間に形成された容量であり、容量Ｃ２は第２入出力端子Ｔ２とグランドとの間に形成された容量である。インピーダンス整合素子１０３Ｂは、第１コイルＬ１、第２コイルＬ２、容量Ｃ１及び容量Ｃ２で構成されている。第１コイルＬ１と第２コイルＬ２とでオートトランス形のインピーダンス変換回路が構成される点は第１、第２の実施形態で示した例と同じである。

【0040】

インピーダンス整合素子１０３Ｂは第１コイルＬ１、第２コイルＬ２、容量Ｃ１及び容量Ｃ２によるＬＣ回路であるので、自己共振周波数を有する。第１の実施形態で示したとおり、その共振周波数より高い周波数帯で、容量Ｃ１はグランドへシャント接続された容量素子として作用する。そのため、第１入出力端子Ｔ１からインピーダンス整合素子を見たインピーダンスをスミスチャート上に表したとき、スミスチャートの誘導性の領域に入る周波数帯でのインピーダンス整合性が改善され、より広帯域に亘って、給電回路３０とアンテナ４０とのインピーダンス整合が確保される。

【0041】

図１２に示した容量Ｃ２を形成するための構成は、第１、第２の実施形態で示したとおりである。

【0042】

図１３は、図１２に示した容量Ｃ１を形成するための導体パターンの例を示す分解平面図である。インピーダンス整合素子１０３Ｂは、第１の第１コイルＬ１１、第２の第１コイルＬ２１、第１の第２コイルＬ１２、第２の第２コイルＬ２２を備える。これらコイルを構成する各導体パターンは、第１の実施形態において図２に示した例と同じである。図２に示した例と異なるのは、導体パターンＰＣ１１，ＰＣ１２，ＰＣ２１，ＰＣ２２を備える点である。

【0043】

導体パターンＰＣ１１は第１コイルＬ１１の第１端Ｅ１１を介して第１入出力端子Ｔ１に導通していて、導体パターンＰＣ１２はＧＮＤ端子に導通している。同様に、導体パターンＰＣ２１は第１コイルＬ２１の第１端Ｅ２１を介して第１入出力端子Ｔ１に導通していて、導体パターンＰＣ１２はＧＮＤ端子に導通している。導体パターンＰＣ１１，ＰＣ１２は積層方向に対向していて、導体パターンＰＣ２１，ＰＣ２２は積層方向に対向している。このようにして、容量Ｃ１を形成することができる。

【0044】

《第４の実施形態》
第４の実施形態では、インピーダンス整合素子に付加回路を設けた例を示す。

【0045】

図１４は第４の実施形態に係る、インピーダンス整合素子１０１に付加回路を接続した回路の回路図である。この例では、インピーダンス整合素子１０１の第１入出力端子Ｔ１と第２入出力端子Ｔ２との間にキャパシタＣ３とスイッチＳＷ１との直列回路が接続されている。また、インピーダンス整合素子１０１のグランド端子ＧＮＤとグランドとの間に、スイッチＳＷ２及びキャパシタＣ４による回路が接続されている。

【0046】

図１４において、スイッチＳＷ１をオンさせれば、第１コイルＬ１にキャパシタＣ３が並列接続される。スイッチＳＷ２がキャパシタＣ４（一方側）を選択すれば、第２コイルＬ２と容量Ｃ２との並列回路とグランドとの間にキャパシタＣ４が挿入される。また、スイッチＳＷ２が他方側を選択すれば、インピーダンス整合素子１０１のグランド端子ＧＮＤがそのままグランドに接続されることになる。このように、スイッチＳＷ１，ＳＷ２の選択によって、インピーダンス整合素子１０１の整合特性に周波数依存性を付与できる。

【0047】

図１５は第４の実施形態に係る、インピーダンス整合素子１０１に付加回路を接続した別の回路の回路図である。この例では、インピーダンス整合素子１０１の第１入出力端子Ｔ１と第２入出力端子Ｔ２との間に、キャパシタＣ３、インダクタＬ３及びスイッチＳＷ１による回路が接続されている。また、インピーダンス整合素子１０１のグランド端子ＧＮＤとグランドとの間に、スイッチＳＷ２、キャパシタＣ４及びインダクタＬ４による回路が接続されている。したがって、スイッチＳＷ１，ＳＷ２の選択によって、インピーダンス整合素子１０１の整合特性に様々な周波数依存性を付与できる。

【0048】

なお、図１４、図１５に示した例では、給電回路３０とインピーダンス整合素子１０１との間、インピーダンス整合素子１０１とアンテナ４０との間にそれぞれ整合回路を設けている。

【0049】

《第５の実施形態》
第５の実施形態では、インピーダンス変換素子を備える通信端末装置について例示する。

【0050】

図１６は第５の実施形態に係る携帯電話端末等の通信端末装置の構成を示す図である。この図１６では、通信端末装置の筐体内の主要部について表している。筐体内にアンテナ４０及び回路基板が設けられていて、回路基板にはグランド導体５０、インピーダンス整合素子１０１及び給電回路３０が設けられている。アンテナ４０はＴ分岐型アンテナである。グランド導体５０はアンテナ４０のイメージ形成用導体として作用、またはアンテナ４０とともに放射素子として作用する。

【0051】

アンテナ４０のインピーダンスは例えば２０Ω、給電回路３０のインピーダンスは５０Ωであり、インピーダンス整合素子１０１は２．５：１の比でインピーダンス変換する。

【0052】

本実施形態によれば、低挿入損失で、電気的特性のばらつきの小さなインピーダンス変換回路をアンテナ回路に備えた通信端末装置が得られる。

【0053】

最後に、本発明は上述した実施形態に限られるものではない。当業者によって適宜変形及び変更が可能である。本発明の範囲は、上述の実施形態ではなく、特許請求の範囲によって示される。さらに、本発明の範囲には、特許請求の範囲内と均等の範囲内での実施形態からの変形及び変更が含まれる。

【符号の説明】

【0054】

Ｃ１，Ｃ２，Ｃ１２，Ｃ２２…容量
Ｃ３，Ｃ４…キャパシタ
Ｅ１１，Ｅ２１…第１端
Ｅ１２，Ｅ２２…第２端
Ｅ１３，Ｅ２３…第３端
Ｅ１４，Ｅ２４…第４端
ＧＮＤ…グランド端子
Ｌ１…第１コイル
Ｌ２…第２コイル
Ｌ１１…第１の第１コイル
Ｌ１２…第１の第２コイル
Ｌ２１…第２の第１コイル
Ｌ２２…第２の第２コイル
Ｌ３，Ｌ４…インダクタ
ＮＣ…空き端子
Ｐ１１，Ｐ１２，Ｐ１３，Ｐ１４，Ｐ１５，Ｐ１６…導体パターン
Ｐ１６Ｅ…導体パターン
Ｐ２１，Ｐ２２，Ｐ２３，Ｐ２４，Ｐ２５，Ｐ２６…導体パターン
ＰＣ１１，ＰＣ１２，ＰＣ２１，ＰＣ２２…導体パターン
Ｓ１～Ｓ１４…基材層
ＳＷ１，ＳＷ２…スイッチ
Ｔ１…第１入出力端子
Ｔ２…第２入出力端子
１０…積層体
３０…給電回路
４０…アンテナ
５０…グランド導体
１００…インピーダンス変換回路
１０１，１０２Ａ，１０２Ｂ，１０３Ａ，１０３Ｂ…インピーダンス整合素子

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】

【図18】

【図19】