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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】特許公報(B2)
(11)【特許番号】
(24)【登録日】2024-03-11
(45)【発行日】2024-03-19
(54)【発明の名称】モータ制御装置
(51)【国際特許分類】
H02P 27/08 20060101AFI20240312BHJP
【ＦＩ】
H02P27/08
【請求項の数】
7
(21)【出願番号】P 2020065296
(22)【出願日】2020-03-31
(65)【公開番号】P2021164322
(43)【公開日】2021-10-11
【審査請求日】2022-12-28
(73)【特許権者】
【識別番号】000006611
【氏名又は名称】株式会社富士通ゼネラル
(74)【代理人】
【識別番号】110002147
【氏名又は名称】弁理士法人酒井国際特許事務所
(72)【発明者】
【氏名】下野 聖仁
【審査官】島倉 理
(56)【参考文献】
【文献】特開２０１５－１３９３５９（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開２００７－２３６１４３（ＪＰ，Ａ）
(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)
Ｈ０２Ｐ ２７／０８
(57)【特許請求の範囲】
【請求項1】
直流電源から供給される直流電圧を３相の交流電圧に変換し、前記交流電圧をモータに印加するインバータと、前記直流電源と前記インバータとの間に接続された抵抗を用いて前記インバータの母線電流を検出する電流検出部と、
前記モータに流れる３相の電流を前記母線電流に基づいて算出する算出部と、
所定の周期を有するキャリア信号を用いたＰＷＭにより、前記インバータを制御するＰＷＭ信号を生成する生成部と、を具備し、
前記生成部は、前記ＰＷＭ信号を前記キャリア信号の周期内で時間的に前方または後方へシフトさせ、
前記算出部は、前記キャリア信号の１周期内で前記３相の電流のうちの２相分の電流の算出のための合計４回のサンプリングに必要な時間が確保できない場合に、シフト後の前記ＰＷＭ信号に基づいて、第一のキャリア周期の後半に検出された母線電流と、前記第一のキャリア周期に続く第二のキャリア周期の前半に検出された母線電流とを用いて、前記第一のキャリア周期と前記第二のキャリア周期との境界タイミングにおける前記３相の電流を算出し、
前記生成部は、前記第二のキャリア周期に続く第三のキャリア周期で用いる前記ＰＷＭ信号を生成するための３相の電圧指令値を前記境界タイミングにおける前記３相の電流に基づいて生成する、
モータ制御装置。
【請求項2】
前記算出部は、前記第一のキャリア周期の後半に検出された母線電流から前記第一のキャリア周期の後半における２相の電流を算出するとともに、前記第二のキャリア周期の前半に検出された母線電流から前記第二のキャリア周期の前半における２相の電流を算出する第一算出部と、
前記第一のキャリア周期の後半における２相の電流と、前記第二のキャリア周期の前半における２相の電流とから、前記境界タイミングにおける２相の電流を算出する補間算出部と、
前記補間算出部によって算出された前記境界タイミングにおける２相の電流から、前記３相の電流のうちの残りの１相の電流を算出する第二算出部と、を有する、
請求項１に記載のモータ制御装置。
【請求項3】
前記補間算出部は、前記第一のキャリア周期の後半における電流値と前記第二のキャリア周期の前半における電流値とを用いて線形補間により前記境界タイミングにおける２相の電流を算出する、請求項２に記載のモータ制御装置。
【請求項4】
直流電源から供給される直流電圧を３相の交流電圧に変換し、前記交流電圧をモータに印加するインバータと、前記直流電源と前記インバータとの間に接続された抵抗を用いて前記インバータの母線電流を検出する電流検出部と、
前記モータに流れる３相の電流を前記母線電流に基づいて算出する算出部と、
所定の周期を有するキャリア信号を用いたＰＷＭにより、前記インバータを制御するＰＷＭ信号を生成する生成部と、を具備し、
前記生成部は、前記ＰＷＭ信号を前記キャリア信号の周期内で時間的に前方または後方へシフトさせ、前記３相の電流のうちの２相分の電流が第一のキャリア周期、及び、前記第一のキャリア周期に続く第二のキャリア周期で１相ずつ検出可能になるようにシフトさせるとともに、前記３相の電流のうちの２相分の電流が前記第二のキャリア周期に続く第三のキャリア周期、及び、前記第三のキャリア周期に続く第四のキャリア周期の前半で１相ずつ検出可能になるようにシフトさせ、
前記算出部は、シフト後の前記ＰＷＭ信号に基づいて、前記第一のキャリア周期で検出された母線電流と、前記第二のキャリア周期で検出された母線電流と、前記第三のキャリア周期で検出された母線電流と、前記第四のキャリア周期の前半で検出された母線電流とを用いて、前記第二のキャリア周期と前記第三のキャリア周期との境界タイミングにおける前記３相の電流を算出し、
前記生成部は、前記第四のキャリア周期に続く第五のキャリア周期で用いる前記ＰＷＭ信号を生成するための３相の電圧指令値を前記境界タイミングにおける前記３相の電流に基づいて生成する、
モータ制御装置。
【請求項5】
前記算出部は、シフト後の前記ＰＷＭ信号に基づいて、第一のキャリア周期の後半に検出された母線電流と、前記第一のキャリア周期に続く第二のキャリア周期の後半に検出された母線電流と、前記第二のキャリア周期に続く第三のキャリア周期の前半に検出された母線電流と、前記第三のキャリア周期に続く第四のキャリア周期の前半に検出された母線電流とを用いて、前記第二のキャリア周期と前記第三のキャリア周期との境界タイミングにおける前記３相の電流を算出する、請求項４に記載のモータ制御装置。
【請求項6】
前記生成部は、前記第一のキャリア周期で第一相の電流が検出可能になり、前記第二のキャリア周期で第二相の電流が検出可能になり、前記第三のキャリア周期で前記第一相または前記第二相の何れかの電流が検出可能になり、かつ、前記第四のキャリア周期の前半で前記第一相及び前記第二相の電流のうち前記第三のキャリア周期で検出が可能になる電流の相と異なる相の電流が検出可能になるように前記ＰＷＭ信号をシフトさせる、
請求項４に記載のモータ制御装置。
【請求項7】
前記算出部は、前記キャリア信号の１周期内で前記３相の電流のうちの２相分の電流の算出のための合計４回のサンプリングに必要な時間が確保することができない場合に、シフト後の前記ＰＷＭ信号に基づいて前記３相の電流を算出する、
請求項４に記載のモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本開示は、モータの制御装置に関する。
【背景技術】
【0002】
モータの駆動を制御するモータ制御装置は、モータに印加される３相の交流電圧（以下では「３相電圧」と呼ぶことがある）を生成するインバータを有する。インバータは、複数のスイッチング素子から構成される。
【0003】
また、モータ制御装置に対してベクトル制御を用いる場合、モ－タ制御装置は、モータの回転速度が速度指令値（目標速度）に一致するようにｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を生成し、ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値からｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を生成する。さらに、モータ制御装置は、ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を３相の電圧指令値へ変換する。
【0004】
３相の電圧指令値に基づいてインバータを制御する技術としてＰＷＭ（Pulse Width Modulation）が知られている。ＰＷＭは、インバータを構成する複数のスイッチング素子のオン／オフ時間の長さを調節することによりインバータの出力電圧（つまり、３相電圧）を変化させる技術である。スイッチング素子のオン／オフを制御する信号（以下では「ＰＷＭ信号」と呼ぶことがある）は、ＰＷＭの搬送波であるキャリア信号と比較値との比較結果に基づいて生成される。ＰＷＭ信号に応じてスイッチング素子のオン／オフが制御されることにより、モータに３相電圧が印加されてモータの駆動が制御される。以下では、ＰＷＭの搬送波であるキャリア信号の所定の周期を「キャリア周期」と呼ぶことがある。
【0005】
また、モータのロータの回転位置（以下では「ロータ位置」と呼ぶことがある）を検出するためのセンサ（以下では「位置センサ」と呼ぶことがある）を使用せずにモータの駆動を制御する技術（以下では「位置センサレス方式」と呼ぶことがある）が知られている。位置センサレス方式では、モータに流れる３相の電流（以下では「モータ電流」と呼ぶことがある）を検出することにより、位置センサを使用せずに、ロータ位置を推定する。
【0006】
また、モータ電流の検出方式として「１シャント検出方式」が知られている。１シャント検出方式では、３相電圧を生成するインバータと直流電源との間に流れる母線電流に基づいてモータ電流のうちの２相分の電流を検出し、残りの１相分の電流を、２相分の電流からキルヒホッフの法則を用いて算出する。１シャント検出方式により２相分の電流から残りの１相分の電流を算出する場合、検出タイミングが異なる２相の相電流を用いるのでキルヒホッフの法則を用いて残りの１相分の電流を算出する際に誤差が生じる可能性がある。
【0007】
これに対して、ＰＷＭの三角波キャリア信号の１周期中での頂点（以下では「キャリア頂点」と呼ぶことがある）に対して対称なタイミングで推定した２相の相電流をそれぞれ平均してキャリア頂点での２相の相電流を算出し、算出した２相の相電流から残りの１相の相電流を算出することで、検出タイミングが異なることによる相電流の算出誤差を抑制する技術が提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0008】
【文献】特開２０１０－０８８２６０号公報
【文献】特開２００１－３２７１７３号公報
【文献】特開２０１３－０５５７７２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0009】
しかしながら、従来の技術では、相電流の算出に三角波キャリア信号の１周期の前半部分と後半部分のそれぞれで推定した相電流を用いるため、現在のキャリア周期内で算出した相電流を次のキャリア周期での制御に用いようとしても、三角波キャリア信号の１周期の半分未満の時間しか残されていないため、マイコンの演算速度やインバータの応答特性等の制約により間に合わない。すなわち、従来の技術では、現在のキャリア周期での相電流（モータ電流）を算出する処理が現在の次のキャリア周期に行われ、算出されたモータ電流を用いることができるのはさらに次のキャリア周期になる。そのため、算出されたモータ電流に対応した期間（現在のキャリア周期）とそのモータ電流を用いる制御の期間（次の次のキャリア周期）とのタイムラグが大きくなる。算出された３相のモータ電流に対応した周期とそのモータ電流を用いて制御を行なう周期とのタイムラグが大きくなると、モータの制御の精度が低下する可能性がある。
【0010】
そこで、本開示では、モータの制御の精度を上げることができる技術を提案する。
【課題を解決するための手段】
【0011】
本開示のモータ制御装置は、インバータと、電流検出部と、算出部と、生成部とを有する。前記インバータは、直流電源から供給される直流電圧を３相の交流電圧に変換し、前記交流電圧をモータに印加する。前記電流検出部は、前記直流電源と前記インバータとの間に接続された抵抗を用いて前記インバータの母線電流を検出する。前記算出部は、前記モータに流れる３相の電流を前記母線電流に基づいて算出する。前記生成部は、所定の周期を有するキャリア信号を用いたＰＷＭにより、前記インバータを制御するＰＷＭ信号を生成する。また、前記生成部は、前記ＰＷＭ信号を前記キャリア信号の周期内で時間的に前方または後方へシフトさせる。また、前記算出部は、シフト後の前記ＰＷＭ信号に基づいて、第一のキャリア周期の後半に検出された母線電流と、前記第一のキャリア周期に続く第二のキャリア周期の前半に検出された母線電流とを用いて、前記第一のキャリア周期と前記第二のキャリア周期との境界タイミングにおける前記３相の電流を算出する。また、前記生成部は、前記第二のキャリア周期に続く第三のキャリア周期で用いる前記ＰＷＭ信号を生成するための３相の電圧指令値を前記境界タイミングにおける前記３相の電流に基づいて生成する。
【発明の効果】
【0012】
開示の技術によれば、モータの制御精度を上げることができる。
【図面の簡単な説明】
【0013】
【発明を実施するための形態】
【0014】
以下、本開示の実施例を図面に基づいて説明する。以下の実施例において同一の構成には同一の符号を付す。
【0015】
［実施例１］
図１は、本開示の実施例１に係るモータ制御装置の構成例を示す図である。
図１は、本開示の実施例１に係るモータ制御装置の構成例を示す図である。
【0016】
図１に示すモータ制御装置１００により駆動が制御されるモータＭは、例えば、ＰＭＳＭ（永久磁石同期モータ）である。
【0017】
図１に示すモータ制御装置１００は、１８０度通電方式（正弦波通電方式）、位置センサレス方式、１シャント検出方式を採用する。例えば、モータ制御装置１００は、モータＭを制御するにあたり、シャント抵抗Ｒｓを用いて母線電流Ｉｓを検出し、検出した母線電流Ｉｓに基づいてＰＷＭ信号を生成することによりモータＭの駆動を制御する。モータ制御装置１００は、インバータ１０と、電流検出部２０と、算出部６０と、電圧検出部３０と、生成部４０とを有する。
【0018】
インバータ１０は、直流電圧を直流電源ＥＤＣから入力され、３相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）のＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖｎ，Ｗｐ，Ｗｎを生成部４０から入力される。インバータ１０は、ＰＷＭ信号Ｕｐ～Ｗｎに従って、直流電圧を３相電圧に変換し、変換後の３相電圧をモータＭに印加することによりモータＭを駆動する。
【0019】
インバータ１０は、上アームのスイッチング素子ＳＷｕｐ，ＳＷｖｐ，ＳＷｗｐ及び下アームのスイッチング素子ＳＷｕｎ，ＳＷｖｎ，ＳＷｗｎを有する。インバータ１０は、ＰＷＭ信号Ｕｐ～Ｗｎに従って各スイッチング素子ＳＷｕｐ～ＳＷｗｎをオン／オフすることにより、直流電圧を３相電圧に変換する。各スイッチングＳＷｕｐ～ＳＷｗｎの両端には、還流ダイオードＤｕｐｄ～Ｄｗｎｄが接続されている。
【0020】
電流検出部２０は、シャント抵抗Ｒｓと電流検出回路２１とを有し、シャント抵抗Ｒｓを用いて母線電流Ｉｓを検出する。
【0021】
シャント抵抗Ｒｓは、直流電源ＥＤＣとインバータ１０との間に接続されている。シャント抵抗Ｒｓは、例えば、直流電源ＥＤＣにおけるＮ側の端子とインバータ１０との間のＤＣラインであるＮラインＬＮ上に挿入されている。なお、シャント抵抗Ｒｓは、直流電源ＥＤＣにおけるＰ側の端子とインバータ１０との間のＤＣラインであるＰラインＬＰ上に挿入されていても良い。
【0022】
シャント抵抗Ｒｓには、モータ電流であるＵ相電流、Ｖ相電流、Ｗ相電流と、ＰＷＭ信号とに応じた母線電流Ｉｓが流れる。このとき、シャント抵抗Ｒｓの両端に電圧降下が生じる。電流検出回路２１は、この電圧降下の大きさとシャント抵抗Ｒｓの抵抗値とから、シャント抵抗Ｒｓに流れる母線電流Ｉｓを検出し、検出結果を算出部６０へ出力する。
【0023】
算出部６０は、３φ電流算出器６１を有する。３φ電流算出器６１は、電流検出部２０により検出された母線電流Ｉｓと生成部４０により生成されたＰＷＭ信号Ｕｐ～Ｗｎとに基づいてモータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出し、算出したモータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを生成部４０へ出力する。３φ電流算出器６１の詳細については後述する。
【0024】
電圧検出部３０は、ＤＣ電圧検出回路３１とＤＣ電圧算出器３２とを有し、母線電圧を検出する。ＤＣ電圧検出回路３１は、ＰラインＬＰとＮラインＬＮとの間の母線電圧を検出し、検出結果をＤＣ電圧算出器３２へ出力する。ＤＣ電圧算出器３２は、検出結果をＤＣ電圧Ｖｄｃへ変換し、変換後のＤＣ電圧Ｖｄｃを生成部４０へ出力する。
【0025】
生成部４０は、速度指令値ωｍ＊をモータ制御装置１００の外部（例えば、モータ制御装置１００の上位のコントローラ）から入力され、モータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出部６０から入力され、ＤＣ電圧Ｖｄｃを電圧検出部３０から入力される。生成部４０は、速度指令値ωｍ＊、モータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ、及び、ＤＣ電圧Ｖｄｃに基づいて、ＰＷＭ信号Ｕｐ～Ｗｎを生成する。生成部４０は、モータＭが有するロータが速度指令値ωｍ＊によって示される目標速度で回転するようにＰＷＭ信号Ｕｐ～Ｗｎを生成する。
【0026】
生成部４０は、３φ／ｄｑ座標変換器４２と、位置・速度推定器４４と、１／Ｐｎ変換器５１と、減算器５２と、ｄ軸電流設定器４８と、減算器４６と、速度制御器４９と、減算器４７と、ｄ軸ｑ軸電圧設定器４５と、ｄｑ／３φ座標変換器４３と、ＰＷＭ器４１とを有する。
【0027】
３φ／ｄｑ座標変換器４２は、モータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを３φ電流算出器６１から入力され、固定座標系（ＵＶＷ座標系）に対する回転座標系（ｄｑ座標系）の位相角θｄｑを位置・速度推定器４４から入力される。３φ／ｄｑ座標変換器４２は、位相角θｄｑを用いて、固定座標系の電流ベクトル（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）を回転座標系の電流ベクトル（ｉｄ，ｉｑ）へ座標変換して時系列で記憶する。３φ／ｄｑ座標変換器４２は、変換後のｄ軸電流ｉｄを位置・速度推定器４４、ｄ軸ｑ軸電圧設定器４５及び減算器４６へ出力し、変換後のｑ軸電流ｉｑを位置・速度推定器４４、ｄ軸ｑ軸電圧設定器４５及び減算器４７へ出力する。
【0028】
位置・速度推定器４４は、ｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑを３φ／ｄｑ座標変換器４２から入力され、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊をｄ軸ｑ軸電圧設定器４５から入力される。位置・速度推定器４４は、ｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑ、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊、及び、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊に基づいて、モータＭの角速度ωｅ及び回転座標系の位相角θｄｑをそれぞれ推定し、角速度ωｅを１／Ｐｎ変換器５１へ出力し、位相角θｄｑを３φ／ｄｑ座標変換器４２及びｄｑ／３φ座標変換器４３へ出力する。
【0029】
１／Ｐｎ変換器５１は、電気的な推定角速度ωｅを位置・速度推定器４４から入力される。１／Ｐｎ変換器５１は、推定角速度ωｅに１／Ｐｎ（ＰｎはモータＭの極対数）を乗算することにより、電気的な推定角速度ωｅをモータＭのロータにおける機械的な角速度ωｍに変換する。１／Ｐｎ変換器５１は、変換後の角速度ωｍを減算器５２へ出力する。
【0030】
減算器５２は、角速度ωｍを１／Ｐｎ変換器５１から入力され、速度指令値ωｍ＊をモータ制御装置１００の外部（例えば、モータ制御装置１００の上位のコントローラ）から入力される。減算器５２は、速度指令値ωｍ＊から推定角速度ωｍを減算することにより速度偏差Δωを算出し、算出した速度偏差Δωを速度制御器４９へ出力する。
【0031】
ｄ軸電流設定器４８は、所定の値のｄ軸電流指令値ｉｄ＊を生成し、生成したｄ軸電流指令値ｉｄ＊を減算器４６へ出力する。
【0032】
減算器４６は、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊をｄ軸電流設定器４８から入力され、ｄ軸電流ｉｄを３φ／ｄｑ座標変換器４２から入力される。減算器４６は、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊からｄ軸電流ｉｄを減算することによりｄ軸電流偏差Δｉｄを算出し、算出したｄ軸電流偏差Δｉｄをｄ軸ｑ軸電圧設定器４５へ出力する。
【0033】
速度制御器４９は、速度偏差Δωを減算器５２から入力される。速度制御器４９は、速度偏差Δωがゼロに近づくように、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊を制御する。速度制御器４９は、制御後のｑ軸電流指令値ｉｑ＊を減算器４７へ出力する。
【0034】
減算器４７は、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊を速度制御器４９から入力され、ｑ軸電流ｉｑを３φ／ｄｑ座標変換器４２から入力される。減算器４７は、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊からｑ軸電流ｉｑを減算することによりｑ軸電流偏差Δｉｑを算出し、算出したｑ軸電流偏差Δｉｑをｄ軸ｑ軸電圧設定器４５へ出力する。
【0035】
ｄ軸ｑ軸電圧設定器４５は、ｄ軸電流偏差Δｉｄを減算器４６から入力され、ｑ軸電流偏差Δｉｑを減算器４７から入力される。ｄ軸ｑ軸電圧設定器４５は、ｄ軸電流偏差Δｉｄ及びｑ軸電流偏差Δｉｑのそれぞれがゼロに近づくようなｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊をそれぞれ算出する。ｄ軸ｑ軸電圧設定器４５は、算出したｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を位置・速度推定器４４及びｄｑ／３φ座標変換器４３へ出力する。
【0036】
ｄｑ／３φ座標変換器４３は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊をｄ軸ｑ軸電圧設定器４５から入力され、位相角θｄｑを位置・速度推定器４４から入力される。ｄｑ／３φ座標変換器４３は、位相角θｄｑを用いて、回転座標系の電圧ベクトル（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）を固定座標系の電圧ベクトル（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）へ座標変換する。
【0037】
すなわち、ｄｑ／３φ座標変換器４３は、３φ電流算出器６１により算出されたモータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに応じたｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を座標変換して３相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を生成する。ｄｑ／３φ座標変換器４３は、生成した３相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊をＰＷＭ器４１へ出力する。
【0038】
ＰＷＭ器４１は、３相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊をｄｑ／３φ座標変換器４３から入力され、ＤＣ電圧ＶｄｃをＤＣ電圧算出器３２から入力される。また、ＰＷＭ器４１は、モータ制御装置１００の外部（例えば、モータ制御装置１００の上位のコントローラ）から、ＰＷＭの搬送波であるキャリア信号と、キャリア周期とが入力される。ＰＷＭ器４１は、キャリア信号、キャリア周期、電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊及びＤＣ電圧Ｖｄｃに基づいて、ＰＷＭ信号Ｕｐ～Ｗｎを生成する。
【0039】
例えば、ＰＷＭ器４１には、三角波信号がキャリア信号として入力され、三角波信号の周期がキャリア周期として入力される。
【0040】
ＰＷＭ器４１は、電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊のそれぞれとキャリア信号とを比較することで、ＰＷＭ信号Ｕｐ～Ｗｎを生成する。例えば、ＰＷＭ器４１は、比較値としての電圧指令値Ｖｕ＊とキャリア信号とを比較し、キャリア信号のレベルが電圧指令値Ｖｕ＊より大きいときは、Ｕ相のＰＷＭ信号Ｕｐをオン、Ｕ相のＰＷＭ信号Ｕｎをオフとして生成し、キャリア信号のレベルが比較値としての電圧指令値Ｖｕ＊より小さいときは、Ｕ相のＰＷＭ信号Ｕｐをオフ、Ｕ相のＰＷＭ信号Ｕｎをオンとして生成し、生成したＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｕｐをスイッチング素子ＳＷｕｐ，ＳＷｕｎのそれぞれに供給する。同様に、ＰＷＭ器４１は、比較値としての電圧指令値Ｖｖ＊とキャリア信号との比較結果に従ってＶ相のＰＷＭ信号Ｖｐ，Ｖｎを生成し、生成したＰＷＭ信号Ｖｐ，Ｖｎをスイッチング素子ＳＷｖｐ，ＳＷｖｎのそれぞれに供給する。また同様に、ＰＷＭ器４１は、比較値としての電圧指令値Ｖｗ＊とキャリア信号との比較結果に従ってＷ相のＰＷＭ信号Ｗｐ，Ｗｎを生成し、生成したＰＷＭ信号Ｗｐ，Ｗｎをスイッチング素子ＳＷｗｐ，ＳＷｗｎのそれぞれに供給する。
【0041】
以下では、三角波信号であるキャリア信号において、山側の頂点を「山」と呼び、谷側の頂点を「谷」と呼ぶことがある。また以下では、キャリア信号の１周期（つまり、１キャリア周期）において、谷から山までの範囲を「キャリア前半」と呼び、山から谷までの範囲を「キャリア後半」と呼ぶことがある。よって、キャリア前半及びキャリア後半のそれぞれの長さは、キャリア周期の２分の１に相当する。
【0042】
例えば、比較値である電圧指令値とキャリア信号である三角波信号との比較処理をキャリア信号の山を基準にして行う場合（キャリア信号が山基準である場合）、キャリア信号の山がキャリア周期の中央になるように各キャリア周期を設定する。そして、ＰＷＭ器４１は、１キャリア周期内でレベルが一定の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を与えられ、キャリア信号のレベルが電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を超えた時点でＰ側のＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐをオンレベルにする一方で、Ｎ側のＰＷＭ信号Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎをオフレベルにし、キャリア信号のレベルが電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊以下になった時点でＰ側のＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐをオフレベルにする一方で、Ｎ側のＰＷＭ信号Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎはオンレベルにする。このとき、各キャリア周期において、ＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐは、キャリア信号の山に対して対称なパターンになる（図３参照）。また、モータＭが駆動しているとき、キャリア周期ごとに電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊のレベルが変わるので、隣り合うキャリア周期で見た場合、ＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐは、キャリア信号の谷に対しては非対称なパターンになる（図３参照）。
【0043】
また例えば、比較値である電圧指令値とキャリア信号である三角波信号との比較処理をキャリア信号の谷を基準にして行う場合（キャリア信号が谷基準である場合）、キャリア信号の谷がキャリア周期の中央になるように各キャリア周期を設定する。そして、ＰＷＭ器４１は、１キャリア周期内でレベルが一定の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を与えられ、キャリア信号のレベルが電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を超えた時点でＰ側のＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐをオンレベルにする一方でＮ側のＰＷＭ信号Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎはオフレベルにし、キャリア信号のレベルが電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊以下になった時点でＰ側のＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐをオフレベルにする一方で、Ｎ側のＰＷＭ信号Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎはオンレベルにする。このとき、各キャリア周期において、ＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐは、キャリア信号の谷に対して対称なパターンになる（図示せず）。また、モータＭが駆動しているとき、キャリア周期ごとに電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊のレベルが変わるので、隣り合うキャリア周期で見た場合、ＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐは、キャリア信号の山に対しては非対称なパターンになる（図示せず）。
【0044】
図２は、本開示の実施例１に係る３φ電流算出器の構成例を示す図である。図３は、本開示の実施例１に係るモータ制御装置の動作例を示す図である。図４は、本開示の実施例１に係る補間算出部の動作例を示す図である。以下では、キャリア信号が山基準である場合を一例に挙げて説明するが、以下に説明する技術は、キャリア信号が谷基準である場合についても同様に適用できる。
【0045】
３φ電流算出器６１は、電流検出部２０により検出された母線電流Ｉｓと生成部４０により生成されたＰＷＭ信号Ｕｐ～Ｗｎとに基づいて、モータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出する。
【0046】
例えば、３φ電流算出器６１は、第一のキャリア周期のＰＷＭ信号Ｕｐ～Ｗｎと、第一のキャリア周期のキャリア後半に検出された母線電流Ｉｓと、第一のキャリア周期の次のキャリア周期である第二のキャリア周期のＰＷＭ信号Ｕｐ～Ｗｎと、第二のキャリア周期のキャリア前半に検出された母線電流Ｉｓとに基づいて、第一のキャリア周期と第二のキャリア周期との境界タイミングにおけるモータ電流を算出する。３φ電流算出器６１は、算出したモータ電流を、例えば第二のキャリア周期内に、生成部４０へ出力する。生成部４０は、３φ電流算出器６１から入力されたモータ電流を２相の電流ｉｄ，ｉｑに変換し、変換後の２相の電流と、速度指令値ωｍ＊に基づいた２相の電流指令値ｉｄ＊，ｉｑ＊との間の電流偏差がゼロになるように２相の電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を生成する。また、生成部４０は、２相の電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を３相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換することにより、第二のキャリア周期の次のキャリア周期である第三のキャリア周期に用いる３相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を生成する。そして、生成部４０は、生成した３相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊とＤＣ電圧Ｖｄｃとに基づいてＰＷＭ信号Ｕｐ～Ｗｎを生成する。
【0047】
例えば、３φ電流算出器６１は、キャリア周期Ｔｃ１のＰＷＭ信号Ｕｐ～Ｗｎの状態と、キャリア周期Ｔｃ１のキャリア後半の期間Ｔｃ１ｂに検出された母線電流Ｉｓと、キャリア周期Ｔｃ１に続くキャリア周期Ｔｃ２のＰＷＭ信号Ｕｐ～Ｗｎの状態と、キャリア周期Ｔｃ２のキャリア前半の期間Ｔｃ２ａに検出された母線電流Ｉｓとに基づいて、キャリア周期Ｔｃ１とキャリア周期Ｔｃ２との境界タイミングｔｃ１２におけるモータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出する。
【0048】
３φ電流算出器６１は、算出したモータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを、例えばキャリア周期Ｔｃ２内に、生成部４０へ出力する。３φ電流算出器６１は、算出したモータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを、例えばキャリア周期Ｔｃ２のキャリア後半の期間Ｔｃ２ｂ内に、生成部４０へ出力する。また、生成部４０は、Ｔｃ２ｂ期間で、キャリア周期Ｔｃ２に続くキャリア周期Ｔｃ３用の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を、境界タイミングｔｃ１２におけるモータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づいて生成する。
【0049】
すなわち、生成部４０は、キャリア周期Ｔｃ３の開始タイミングまでに境界タイミングｔｃ１２における３相の電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを２相の電流ｉｄ，ｉｑに変換し、変換後の２相の電流と、速度指令値ωｍ＊に基づいた２相の電流指令値ｉｄ＊，ｉｑ＊との電流偏差がゼロになるように２相の電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を生成し、２相の電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を３相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換することにより、キャリア周期Ｔｃ３に用いる３相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を生成する。
【0050】
図２に示すように、３φ電流算出器６１は、ＡＤ変換部６１ａと、第一算出部６１ｂと、補間算出部６１ｃと、第二算出部６１ｄとを有する。
【0051】
ＡＤ変換部６１ａには、電流検出回路２１により検出された母線電流Ｉｓが入力される。ＡＤ変換部６１ａは、アナログの母線電流Ｉｓに対してサンプリングを行うことにより、アナログの母線電流Ｉｓをデジタル値の母線電流Ｉｓに変換し、変換後のデジタル値の母線電流Ｉｓを第一算出部６１ｂへ出力する。ＡＤ変換部６１ａは、ＰＷＭ信号Ｕｐ～Ｗｎに基づいて母線電流Ｉｓを取得する。
【0052】
第一算出部６１ｂは、デジタル値の母線電流ＩｓをＡＤ変換部６１ａから入力される。第一算出部６１ｂは、第一のキャリア周期のＰＷＭ信号と、第一のキャリア周期のキャリア後半に検出された母線電流とから、第一のキャリア周期のキャリア後半における２相の電流を算出する。また、第一算出部６１ｂは、第一のキャリア周期に続く第二のキャリア周期のＰＷＭ信号と、第二のキャリア周期のキャリア前半に検出された母線電流とから、第二のキャリア周期のキャリア前半における２相の電流を算出する。
【0053】
例えば図３に示すように、第一算出部６１ｂは、キャリア周期Ｔｃ１のＰＷＭ信号Ｕｐ～Ｗｎと、キャリア周期Ｔｃ１のキャリア後半の期間Ｔｃ１ｂに検出された母線電流Ｉｓとから、キャリア周期Ｔｃ１のキャリア後半の期間Ｔｃ１ｂにおける２相の電流ｉｕ，ｉｗを算出する。
【0054】
例えば、キャリア周期Ｔｃ１のキャリア後半の期間Ｔｃ１ｂにおいて、期間ＴＰ１では、ＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐが何れもオンレベルなので、スイッチング素子ＳＷｕｐ，ＳＷｖｐ，ＳＷｗｐが何れもオンになる一方で、他のスイッチング素子はオフになる。このとき、何れの相電流も流れないので、母線電流Ｉｓはゼロになる。
【0055】
期間Ｔｃ１ｂにおける期間ＴＰ１に続く期間ＴＰ２では、ＰＷＭ信号Ｕｐがオフレベル（ＰＷＭ信号Ｕｎがオンレベル）であり、ＰＷＭ信号Ｖｐ，Ｗｐがオンレベルなので、スイッチング素子ＳＷｕｎ，ＳＷｖｐ，ＳＷｗｐがオンになる一方で、他のスイッチング素子はオフになる。このとき、インバータ１０からモータＭに向かう向きを電流の「正」の向きとすると、Ｕ相電流「－Ｉｕ＝Ｉｖ＋Ｉｗ」が母線電流Ｉｓとして流れる。第一算出部６１ｂは、例えば、期間ＴＰ２に検出された母線電流Ｉｓを、期間ＴＰ２の中央のタイミングｔｕ１におけるＵ相電流－Ｉｕとして算出する。
【0056】
期間Ｔｃ１ｂにおける期間ＴＰ２に続く期間ＴＰ３では、ＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐがオフレベル（ＰＷＭ信号Ｕｎ，Ｖｎがオンレベル）であり、ＰＷＭ信号Ｗｐがオンレベルであるので、スイッチング素子ＳＷｕｎ，ＳＷｖｎ，ＳＷｗｐがオンになる一方で、他のスイッチング素子はオフになる。このとき、インバータ１０からモータＭに向かう向きを電流の「正」の向きとすると、Ｗ相電流「Ｉｗ＝－Ｉｕ－Ｉｖ」が母線電流Ｉｓとして流れる。第一算出部６１ｂは、例えば、期間ＴＰ３に検出された母線電流Ｉｓを、期間ＴＰ３の中央のタイミングｔｗ１におけるＷ相電流Ｉｗとして算出する。
【0057】
また例えば、図３に示すように、第一算出部６１ｂは、キャリア周期Ｔｃ２のＰＷＭ信号Ｕｐ～Ｗｎと、キャリア周期Ｔｃ２のキャリア前半の期間Ｔｃ２ａに検出された母線電流Ｉｓとから、キャリア周期Ｔｃ２のキャリア前半の期間Ｔｃ２ａにおける２相の電流ｉｕ，ｉｗを算出する。
【0058】
例えば、キャリア周期Ｔｃ２のキャリア前半の期間Ｔｃ２ａにおいて、期間ＴＰ４では、ＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐがオフレベル（ＰＷＭ信号Ｕｎ，Ｖｎがオンレベル）であり、ＰＷＭ信号Ｗｐがオンレベルなので、スイッチング素子ＳＷｕｎ，ＳＷｖｎ，ＳＷｗｐがオンになる一方で、他のスイッチング素子はオフになる。このとき、インバータ１０からモータＭに向かう向きを電流の「正」の向きとすると、Ｗ相電流「Ｉｗ＝－Ｉｕ－Ｉｖ」が母線電流Ｉｓとして流れる。第一算出部６１ｂは、例えば、期間ＴＰ４に検出された母線電流Ｉｓを、期間ＴＰ４の中央のタイミングｔｗ２におけるＷ相電流Ｉｗとして算出する。
【0059】
また、期間Ｔｃ２ａにおける期間ＴＰ４に続く期間ＴＰ５では、ＰＷＭ信号Ｕｐがオフレベル（ＰＷＭ信号Ｕｎがオンレベル）であり、ＰＷＭ信号Ｖｐ，Ｗｐがオンレベルなので、スイッチング素子ＳＷｕｎ，ＳＷｖｐ，ＳＷｗｐがオンになる一方で、他のスイッチング素子はオフになる。このとき、インバータ１０からモータＭに向かう向きを電流の「正」の向きとするとき、Ｕ相電流「－Ｉｕ＝Ｉｖ＋Ｉｗ」が母線電流Ｉｓとして流れる。第一算出部６１ｂは、例えば、期間ＴＰ５に検出された母線電流Ｉｓを、期間ＴＰ５の中央のタイミングｔｕ２におけるＵ相電流－Ｉｕとして算出する。
【0060】
期間Ｔｃ２ａにおける期間ＴＰ５に続く期間ＴＰ６では、ＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐがオンレベルなので、スイッチング素子ＳＷｕｐ，ＳＷｖｐ，ＳＷｗｐがオンになる一方で、他のスイッチング素子はオフになる。このとき、何れの相電流も流れないので、母線電流Ｉｓはゼロになる。
【0061】
第一算出部６１ｂは、第一のキャリア周期のキャリア後半における２相の電流と、第二のキャリア周期のキャリア前半における２相の電流とを補間算出部６１ｃへ出力する。例えば、第一算出部６１ｂは、タイミングｔｕ１におけるＵ相電流－Ｉｕ、タイミングｔｗ１におけるＷ相電流Ｉｗ、タイミングｔｗ２におけるＷ相電流Ｉｗ、タイミングｔｕ２におけるＵ相電流－Ｉｕをそれぞれ補間算出部６１ｃへ出力する。
【0062】
補間算出部６１ｃは、第一算出部６１ｂでの算出結果、すなわち、第一のキャリア周期のキャリア後半における２相の電流と、第二のキャリア周期のキャリア前半における２相の電流とを第一算出部６１ｂから入力される。例えば、補間算出部６１ｃは、タイミングｔｕ１におけるＵ相電流－Ｉｕ、タイミングｔｗ１におけるＷ相電流Ｉｗ、タイミングｔｗ２におけるＷ相電流Ｉｗ、タイミングｔｕ２におけるＵ相電流－Ｉｕをそれぞれ第一算出部６１ｂから入力される。
【0063】
補間算出部６１ｃは、第一のキャリア周期のキャリア後半における２相の電流と、第二のキャリア周期のキャリア前半における２相の電流とから、第一のキャリア周期と第二のキャリア周期との境界タイミングにおける２相の電流を算出する。
【0064】
例えば図３に示すように、補間算出部６１ｃは、キャリア周期Ｔｃ１のキャリア後半の期間Ｔｃ１ｂにおける２相の電流ｉｕ，ｉｗと、キャリア周期Ｔｃ２のキャリア前半の期間Ｔｃ２ａにおける２相の電流ｉｕ，ｉｗとから、境界タイミングｔｃ１２における２相の電流ｉｕ，ｉｗを算出する。例えば、補間算出部６１ｃは、タイミングｔｕ１におけるＵ相電流－Ｉｕとタイミングｔｕ２におけるＵ相電流－Ｉｕとから、境界タイミングｔｃ１２におけるＵ相電流－Ｉｕを算出する。また、補間算出部６１ｃは、タイミングｔｗ１におけるＷ相電流Ｉｗとタイミングｔｗ２におけるＷ相電流Ｉｗとから、境界タイミングｔｃ１２におけるＷ相電流－Ｉｗを算出する。
【0065】
このとき、上記のように、キャリア周期ごとに電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊のレベルが変わり得るので、隣り合うキャリア周期で見た場合、ＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐは、キャリア信号の谷である境界タイミングに対して非対称なパターンになる。例えば、図３に示すように、キャリア周期Ｔｃ１のキャリア後半の期間Ｔｃ１ｂにおけるＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐと、キャリア周期Ｔｃ２のキャリア前半の期間Ｔｃ２ａにおけるＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐとは、境界タイミングｔｃ１２に対して非対称なパターンになる。
【0066】
仮に、補間算出部６１ｃが、タイミングｔｕ１におけるＵ相電流－Ｉｕとタイミングｔｕ２におけるＵ相電流－Ｉｕとを単純に平均してＵ相電流を求めるとすると、求められたＵ相電流は、境界タイミングｔｃ１２からずれたタイミングでのＵ相電流になってしまう。または、補間算出部６１ｃが、タイミングｔｗ１におけるＷ相電流Ｉｗとタイミングｔｗ２におけるＷ相電流Ｉｗとを単純に平均してＷ相電流を求めるとすると、求められたＷ相電流は、境界タイミングｔｃ１２からずれたタイミングでのＷ相電流になってしまう。すなわち、第一のキャリア周期のキャリア後半における２相の電流と第二のキャリア周期のキャリア前半における２相の電流との単純平均により２相の電流を算出した場合、算出された２相の電流は、互いに異なるタイミングでの電流になる（図３，図４参照）ので、電流の算出における誤差が増大する可能性がある。
【0067】
そこで、本実施例では、補間算出部６１ｃが、相電流を単純平均で算出せずに、線形補間により算出する。すなわち、補間算出部６１ｃは、第一のキャリア周期のキャリア後半における２相の電流と、第二のキャリア周期のキャリア前半における２相の電流との間での境界タイミングにおける２相の電流を算出するために線形補間を用いる。
【0068】
例えば図３に示すように、補間算出部６１ｃは、キャリア周期Ｔｃ１のキャリア後半の期間Ｔｃ１ｂにおける２相の電流ｉｕ，ｉｗと、キャリア周期Ｔｃ２のキャリア前半の期間Ｔｃ２ａにおける２相の電流ｉｕ，ｉｗとから、境界タイミングｔｃ１２における２相の電流ｉｕ，ｉｗを線形補間により算出する。このとき、補間算出部６１ｃは、ＰＷＭ信号Ｕｐ～Ｗｎを用いて、タイミングｔｕ１，ｔｗ１，ｔｗ２，ｔｕ２及び境界タイミングｔｃ１２の時間軸上の位置を認識する。また例えば、補間算出部６１ｃは、タイミングｔｕ１におけるＵ相電流－Ｉｕとタイミングｔｕ２におけるＵ相電流－Ｉｕとから境界タイミングｔｃ１２におけるＵ相電流－Ｉｕを線形補間により算出する。また例えば、補間算出部６１ｃは、タイミングｔｗ１におけるＷ相電流Ｉｗとタイミングｔｗ２におけるＷ相電流Ｉｗとから境界タイミングｔｃ１２におけるＷ相電流Ｉｗを線形補間により算出する。なお、補間算出部６１ｃは、境界タイミングｔｃ１２における２相の電流ｉｕ，ｉｗを線形補間により算出する処理を、キャリア周期Ｔｃ２のキャリア後半の期間Ｔｃ２ｂ内に行うことができる。
【0069】
例えば、図４に示すように、タイミングｔｕ１におけるＵ相電流が－Ｉｕ１であり、タイミングｔｕ２におけるＵ相電流が－Ｉｕ２である場合、タイミングｔｕ１～ｔｃ１２の期間の長さをＴｉ、タイミングｔｃ１２～ｔｕ２の期間の長さをＴivとすると、境界タイミングｔｃ１２におけるＵ相電流Ｉｕ１２は、式（１）によって表すことができる。
Ｉｕ１２
＝｛（－Ｉｕ２）－（－Ｉｕ１）｝×Ｔｉ／（Ｔiv＋Ｔｉ）＋（－Ｉｕ１）…（１）
Ｉｕ１２
＝｛（－Ｉｕ２）－（－Ｉｕ１）｝×Ｔｉ／（Ｔiv＋Ｔｉ）＋（－Ｉｕ１）…（１）
【0070】
同様に、タイミングｔｗ１におけるＷ相電流がＩｗ１であり、タイミングｔｗ２におけるＷ相電流がＩｗ２である場合、タイミングｔｗ１～ｔｃ１２の期間の長さをＴii、タイミングｔｃ１２～ｔｗ２の期間の長さをＴiiiとすると、境界タイミングｔｃ１２におけるＷ相電流Ｉｗ１２は、式（２）によって表すことができる。
Ｉｗ１２
＝｛（＋Ｉｗ２）－（＋Ｉｗ１）｝×Ｔii／（Ｔiii＋Ｔii）＋（＋Ｉｗ１）…（２）
Ｉｗ１２
＝｛（＋Ｉｗ２）－（＋Ｉｗ１）｝×Ｔii／（Ｔiii＋Ｔii）＋（＋Ｉｗ１）…（２）
【0071】
補間算出部６１ｃは、境界タイミングにおける２相の電流を第二算出部６１ｄへ出力する。例えば、補間算出部６１ｃは、境界タイミングｔｃ１２におけるＵ相電流Ｉｕ１２及びＷ相電流Ｉｗ１２を第二算出部６１ｄへ出力する。
【0072】
第二算出部６１ｄは、境界タイミングにおける２相の電流を補間算出部６１ｃから入力される。例えば、第二算出部６１ｄは、境界タイミングｔｃ１２におけるＵ相電流Ｉｕ１２及びＷ相電流Ｉｗ１２を補間算出部６１ｃから入力される。第二算出部６１ｄは、モータ電流のうち、補間された２相の電流から残りの１相の電流を算出する。
【0073】
例えば図３に示す場合、第二算出部６１ｄは、境界タイミングｔｃ１２におけるＵ相電流Ｉｕ１２及びＷ相電流Ｉｗ１２から、３相条件「Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０」を用いて、境界タイミングｔｃ１２におけるＶ相電流Ｉｖ１２を算出する。すなわち、第二算出部６１ｄは、境界タイミングｔｃ１２におけるＶ相電流Ｉｖ１２を、式（３）に従って求める。なお、第二算出部６１ｄは、境界タイミングｔｃ１２におけるＶ相電流Ｉｖ１２の算出を、キャリア周期Ｔｃ２のキャリア後半の期間Ｔｃ２ｂ内に行うことができる。
Ｉｖ１２＝－Ｉｕ１２－Ｉｗ１２…（３）
Ｉｖ１２＝－Ｉｕ１２－Ｉｗ１２…（３）
【0074】
第二算出部６１ｄは、算出したＩｖ１２，Ｉｕ１２，Ｉｗ１２のモータ電流を３φ／ｄｑ座標変換器４２へ出力する。
【0075】
【0076】
モータ制御装置１００では、キャリア信号の谷に対して前のキャリア周期のキャリア後半の期間内の２点と、後のキャリア周期のキャリア前半の期間内の２点とにおいて母線電流Ｉｓがサンプリングされる。モータ制御装置１００は、これらの各サンプリング点について、時間、検出値、検出相、電流符号を互いに関連付けてメモリ（図示せず）に記憶させる。そして、モータ制御装置１００は、サンプリングデータから、キャリア信号の谷のタイミング（境界タイミング）での２相分の電流値を線形補間によって算出する。そして、モータ制御装置１００は、キャリア信号の谷のタイミングにおける２相分の電流値から、残り１相分の電流値を算出する。
【0077】
例えば、図５に示すように、境界タイミングより前のキャリア周期のキャリア後半に発生する母線電流は、
０［Ａ］
↓
負の最小電圧相（図の例ではＵ相）
↓
正の最大電圧相（図の例ではＷ相）
↓
０［Ａ］
となる。
０［Ａ］
↓
負の最小電圧相（図の例ではＵ相）
↓
正の最大電圧相（図の例ではＷ相）
↓
０［Ａ］
となる。
【0078】
【0079】
【0080】
【0081】
このとき、モータ制御装置１００は、図７に示すサンプリング点に対して、順にｉ，ii，iii，ivと記号を振って（図４参照）、図８に示すサンプリング点のデータとして、各サンプリング点の時間、検出値、検出相、電流符号を関連付けてメモリ（図示せず）に記憶させる。
【0082】
そして、モータ制御装置１００は、そのサンプリングデータから、キャリア信号の谷のタイミング（境界タイミング）での２相分の電流値を線形補間によって算出する。モータ制御装置１００は、関連付けて記憶されたデータから、同じ検出相のデータを検索する。
【0083】
【0084】
例えば、Ｕ相は、式（１）で算出される。式（１）において、Ｔｉは、タイミングｉ（ｔｕ１）から谷（ｔｃ１２）までの時間を表している。Ｔivは、谷（ｔｃ１２）からタイミングiv（ｔｕ２）までの時間を表している。
【0085】
同様に、Ｗ相は、式（２）で算出される。式（２）において、Ｔiiは、タイミングii（ｔｗ１）から谷（ｔｃ１２）までの時間を表している。Ｔiiiは、谷（ｔｃ１２）からタイミングiii（ｔｗ２）までの時間を表している。
【0086】
モータ制御装置１００は、谷のタイミング（境界タイミング）における２相分の電流値から、残り１相分の電流値を算出する。例えば、モータ制御装置１００は、式（１），（２）で算出した２相分の電流値から、残りのＶ相電流値を算出する。式（１），（２）で算出された２相分の電流のデータは谷のタイミングでのデータとして時間的に整合がとれているため、「Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０」が成立する。したがって、残りのＶ相電流値は、メモリ（図示せず）に記憶された式（３）で算出される。
【0087】
ここで、仮に、図９の比較例に示すように、現在のキャリア周期Ｔｃ９０２内で２相の電流を算出した後に２相の電流値を基に他の１相の電流値を算出する場合を考える。この場合、算出された３相の相電流を現在の次のキャリア周期Ｔｃ９０３での制御に用いようとしても間に合わない。すなわち、図９に示す比較例では、３相の電流値から電圧指令値を生成する処理が現在の次のキャリア周期Ｔｃ９０３に行われ、生成された３相の電流指令値を用いるのは現在の次のさらに次のキャリア周期Ｔｃ９０４になる。そのため、算出された３相の相電流に対応した周期（現在のキャリア周期Ｔｃ９０２）と制御の周期（次の次のキャリア周期Ｔｃ９０４）とのタイムラグが大きくなる。算出された３相の相電流に対応した周期と制御の周期とのタイムラグが大きくなるとモータの制御の精度が低下する。
【0088】
これに対し、本実施例では、モータ制御装置１００において、算出部６０は、第一のキャリア周期のＰＷＭ信号と、第一のキャリア周期のキャリア後半に検出された母線電流と、第一のキャリア周期に続く第二のキャリア周期のＰＷＭ信号と、第二のキャリア周期のキャリア前半に検出された母線電流とに基づいて、第一のキャリア周期と第二のキャリア周期との境界タイミングにおける３相の電流を算出する。生成部４０は、境界タイミングにおける３相の電流に基づいて、第二のキャリア周期に続く第三のキャリア周期の３相の電圧指令値を生成する。これにより、算出された３相の相電流に対応した期間である現在のキャリア周期と、その相電流に基づいて生成した電圧指令値とで次のキャリア周期の制御を行うことができる。この結果、算出された３相の相電流に対応したキャリア周期と、その相電流とを用いて制御が行われるキャリア周期とのタイムラグを低減できる。この結果、モータの制御の精度を向上できる。
【0089】
以上、実施例１について説明した。
【0090】
［実施例２］
以下では、本開示の実施例２について、上記の実施例１と異なる点について説明する。
以下では、本開示の実施例２について、上記の実施例１と異なる点について説明する。
【0091】
図１０は、本開示の実施例２に係るモータ制御装置の構成例を示す図である。図１０において、ＰＷＭ器４１は、ＡＤ変換部６１ａでのサンプリングに必要な時間（以下では「サンプリング必要時間」と呼ぶことがある）がモータ制御装置１００の外部（例えば、モータ制御装置１００の上位のコントローラ）から入力される。また、ＰＷＭ器４１は、ＡＤ変換部６１ａに対するサンプリングの開始指示（以下では「ＡＤ変換トリガ」と呼ぶことがある）を生成し、生成したＡＤ変換トリガをＡＤ変換部６１ａへ出力する。また、ＰＷＭ器４１は、ＰＷＭ器４１への入力に基づいて、モータ電流の検出可否を表す検出不可フラグを“ＴＲＵＥ” （検出不可）または“ＦＡＬＳＥ”（検出可）に設定し、設定後の検出不可フラグを３φ／ｄｑ座標変換器４２へ出力する。
【0092】
また、ＰＷＭ器４１は、式（４），（５），（６）に従って、ＤＣ電圧Ｖｄｃに対する各相の電圧指令値電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊のデューティであるＵ相デューティＤｕｔｙ＿ｕ，Ｖ相デューティＤｕｔｙ＿ｖ，Ｗ相デューティＤｕｔｙ＿ｗを算出する。
Ｄｕｔｙ＿ｕ＝Ｖｕ＊／Ｖｄｃ…（４）
Ｄｕｔｙ＿ｖ＝Ｖｖ＊／Ｖｄｃ…（５）
Ｄｕｔｙ＿ｗ＝Ｖｗ＊／Ｖｄｃ…（６）
Ｄｕｔｙ＿ｕ＝Ｖｕ＊／Ｖｄｃ…（４）
Ｄｕｔｙ＿ｖ＝Ｖｖ＊／Ｖｄｃ…（５）
Ｄｕｔｙ＿ｗ＝Ｖｗ＊／Ｖｄｃ…（６）
【0093】
また、ＰＷＭ器４１は、デューティＤｕｔｙ＿ｕ，Ｄｕｔｙ＿ｖ，Ｄｕｔｙ＿ｗと、モータ制御装置１００の外部から入力されるキャリア周期Ｔｃとに基づいて、式（７），（８），（９）に従って、スイッチング素子ＳＷｕｐ，ＳＷｖｐ，ＳＷｗｐのオン時間であるＵ相オン時間Ｏｎ＿ｕ，Ｖ相オン時間Ｏｎ＿ｖ，Ｗ相オン時間Ｏｎ＿ｗを算出する。
Ｏｎ＿ｕ＝Ｔｃ・Ｄｕｔｙ＿ｕ…（７）
Ｏｎ＿ｖ＝Ｔｃ・Ｄｕｔｙ＿ｖ…（８）
Ｏｎ＿ｗ＝Ｔｃ・Ｄｕｔｙ＿ｗ…（９）
Ｏｎ＿ｕ＝Ｔｃ・Ｄｕｔｙ＿ｕ…（７）
Ｏｎ＿ｖ＝Ｔｃ・Ｄｕｔｙ＿ｖ…（８）
Ｏｎ＿ｗ＝Ｔｃ・Ｄｕｔｙ＿ｗ…（９）
【0094】
また、ＰＷＭ器４１は、オン時間Ｏｎ＿ｕ，Ｏｎ＿ｖ，Ｏｎ＿ｗと、Ｕ相デューティＤｕｔｙ＿ｕ，Ｖ相デューティＤｕｔｙ＿ｖ，Ｗ相デューティＤｕｔｙ＿ｗと、モータ制御装置１００の外部から入力されるキャリア信号、キャリア周期及びサンプリング必要時間とに基づいて、ＡＤ変換トリガとＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖｎ，Ｗｐ，Ｗｎとを生成するとともに、検出不可フラグを設定する。ＰＷＭ器４１は、オンレベルである時間がＵ相オン時間Ｏｎ＿ｕであるＰＷＭ信号Ｕｐ、オンレベルである時間がＶ相オン時間Ｏｎ＿ｖであるＰＷＭ信号Ｖｐ、及び、オンレベルである時間がＷ相オン時間Ｏｎ＿ｗであるＰＷＭ信号Ｗｐを生成する。
【0095】
図１１は、本開示の実施例２に係る３φ電流算出器の構成例を示す図である。図１１において、ＡＤ変換部６１ａは、ＰＷＭ器４１から入力されるＡＤ変換トリガに従ってアナログの母線電流Ｉｓに対してサンプリングを行うことにより、アナログの母線電流Ｉｓをデジタル値の母線電流Ｉｓに変換する。
【0096】
図１２は、本開示の実施例２に係るキャリア信号の一例を示す図である。ＰＷＭ器４１には、図１２に示すような三角波信号がキャリア信号として入力される。また、図１２におけるキャリア信号の振幅にデューティが対応付けられ、キャリア信号の振幅を０～１としたとき、比較値が１のときのデューティが０％、０のときのデューティが１００％となる。
【0097】
図１３は、本開示の実施例２に係る比較処理の一例を示す図である。ＰＷＭ器４１は、図１３に示すように、比較値とキャリア信号とを比較することによりＰＷＭ信号Ｕｐ～Ｗｎを生成する。ここで、ＰＷＭ器４１は、Ｕ相デューティＤｕｔｙ＿ｕ，Ｖ相デューティＤｕｔｙ＿ｖ，Ｗ相デューティＤｕｔｙ＿ｗに応じて、各相の比較値を設定する。比較値とキャリア信号との比較処理は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相毎に行われる。
【0098】
例えば、山を基準にして比較値とキャリア信号との比較処理が行われる場合（つまり、キャリア信号が山基準である場合）、所定のキャリア周期で三角波キャリア信号が生成されるとキャリア周期の中央が山になる。そして、ＰＷＭ器４１は、キャリア信号のレベルが比較値を超えた時点でＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐをオンレベルにする一方でＰＷＭ信号Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎをオフレベルにし、キャリア信号のレベルが比較値以下になった時点でＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐをオフレベルにする一方でＰＷＭ信号Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎをオンレベルにする。よって、図１３に示すように、キャリア周期において、ＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐは、山に対して（つまり、キャリア前半とキャリア後半とで）対称なパターンになる。
【0099】
また、ＰＷＭ器４１は、式（７），（８），（９）で表される各相のオン時間に応じて比較値を増加または減少させることにより、ＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐがオンレベルにある時間を制御する。すなわち、ＰＷＭ器４１は、オン時間が長くなるほど比較値を小さくし、オン時間が短くなるほど比較値を大きくすることにより、式（７），（８），（９）で表される、オンレベルである時間がＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐを生成する。そして、このようにして生成されたＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐに従って、インバータ１０では、３相の交流電圧、すなわち、モータＭのＵ相の端子に印加される電圧（以下では「Ｕ相端子電圧」と呼ぶことがある）と、モータＭのＶ相の端子に印加される電圧（以下では「Ｖ相端子電圧」と呼ぶことがある）と、モータＭのＷ相の端子に印加される電圧（以下では「Ｗ相端子電圧」と呼ぶことがある）とが生成される。つまり、インバータ１０では、オン時間Ｏｎ＿ｕに相当するパルス幅を有するＵ相端子電圧と、オン時間Ｏｎ＿ｖに相当するパルス幅を有するＶ相端子電圧と、オン時間Ｏｎ＿ｗに相当するパルス幅を有するＷ相端子電圧とが生成される。
【0100】
以下では、Ｕ相端子電圧、Ｖ相端子電圧、及び、Ｗ相端子電圧を「端子電圧」と総称することがある。また、以下では、Ｕ相端子電圧のパルスを「Ｕ相パルス」と呼び、Ｖ相端子電圧のパルスを「Ｖ相パルス」と呼び、Ｗ相端子電圧のパルスを「Ｗ相パルス」と呼ぶことがある。また、Ｕ相パルス、Ｖ相パルス及びＷ相パルスを「端子電圧パルス」と総称することがある。
【0101】
図１４は、本開示の実施例２に係るＰＷＭ信号のシフト処理の一例を示す図である。
【0102】
図１４に示すように、増減前の比較値である元比較値を用いてシフト前のＰＷＭ信号が生成される場合、元比較値のキャリア前半部分をαだけ減少させるとともに、元比較値のキャリア後半部分をαだけ増加させることにより、ＰＷＭ信号は、パルス幅が変化することなく、αの大きさに応じたβだけ図中左方へ（つまり、キャリア周期において時間的に後方へ）シフトする。例えば、ＰＷＭ信号を１キャリアの周期内でキャリア前半の部分の時間幅に対し３０％だけ図中左方へシフトさせる場合、元比較値のキャリア前半部分をデューティが３０％に相当する値だけ減少させるとともに、元比較値のキャリア後半部分をデューティが３０％に相当する値だけ増加させればよい。逆に、元比較値のキャリア前半部分をαだけ増加させるとともに、元比較値のキャリア後半部分をαだけ減少させることにより、ＰＷＭ信号は、パルス幅が変化することなく、αの大きさに応じたβだけ図中右方へ（つまり、キャリア周期において時間的に前方へ）シフトする。上記のように、端子電圧はＰＷＭ信号に従って生成されるため、ＰＷＭ信号がシフトすると、ＰＷＭ信号のシフトと同様にして端子電圧のパルスもシフトする。また、１キャリア周期内における元比較値を、キャリア前半でαだけ減少させるとともに、キャリア後半で同一の大きさαだけ増加させる、または、キャリア前半でαだけ増加させるとともに、キャリア後半で同一の大きさαだけ減少させることにより、１キャリア内でのデューティ（式（４），（５），（６））は、ＰＷＭ信号のシフト前後で同一値に保たれる。
【0103】
ここで、例えば、上記の実施例１では、ＡＤ変換部６１ａは、母線電流Ｉｓに対して１キャリア周期内で４回のサプリングを行う必要がある（図３参照）。実施例１では、例えば境界タイミングが谷のタイミングである場合、第一のキャリア周期のキャリア後半で２相分の電流の算出のための２回のサンプリングを行うとともに、第一のキャリア周期に続く第二のキャリア周期のキャリア前半で２相分の電流の算出のための２回のサンプリングを行う必要がある。しかし、端子電圧パルスの状態によっては、１キャリア周期内で４回のサンプリング必要時間を確保することができない場合がある。そこで、ＰＷＭ器４１は、サンプリング必要時間を確保することができない場合に、以下のようにして、ＰＷＭ信号のシフトによって端子電圧パルスをシフトさせる。以下では、端子電圧パルスのシフト例について、シフト例１～４の四例を挙げて説明する。
【0104】
【0105】
図１５には、連続する２つのキャリア周期Ｔｃａ１，Ｔｃｂ１のそれぞれにおいて、Ｖ相パルスのパルス幅とＷ相パルスのパルス幅とが等しいために、Ｖ相パルス及びＷ相パルスの各々が１キャリア周期において山に対して対称となる状態でＶ相パルスのパルス幅とＷ相パルスのパルス幅との差がサンプリング必要時間より小さい場合を一例として示す。
【0106】
図１５に示す状態では、キャリア周期Ｔｃａ１，Ｔｃｂ１の何れにおいても、母線電流として、符号が反転したＵ相電流だけが出現する。よって、図１５に示す状態では、３φ電流算出器６１は、実施例１のようにしてモータ電流を算出することができない。
【0107】
そこで、ＰＷＭ器４１は、図１６に示すように、キャリア周期Ｔｃａ１では、キャリア後半において符号が反転したＵ相電流である母線電流とＶ相電流である母線電流とのそれぞれの出現時間がサンプリング必要時間に達するまで、Ｖ相パルスを図中右方へシフトさせる一方でＷ相パルスを図中左方へシフトさせる。また、ＰＷＭ器４１は、図１６に示すように、キャリア周期Ｔｃｂ１では、キャリア前半においてＶ相電流である母線電流と符号が反転したＵ相電流である母線電流とのそれぞれの出現時間がサンプリング必要時間に達するまで、Ｖ相パルスを図中左方へシフトさせる一方でＷ相パルスを図中右方へシフトさせる。
【0108】
これにより、ＡＤ変換部６１ａでは、３φ電流算出器６１で算出されるＵ相電流ｉｕ及びＶ相電流ｉｖのための２回のサンプリング必要時間をキャリア周期Ｔｃａ１のキャリア後半において確保することが可能になるため、ＡＤ変換部６１ａは、キャリア周期Ｔｃａ１のキャリア後半においてＵ相電流ｉｕ及びＶ相電流ｉｖの算出のための２回のサンプリングを行うことが可能になる。また、ＡＤ変換部６１ａでは、３φ電流算出器６１で算出されるＵ相電流ｉｕ及びＶ相電流ｉｖのためのさらに２回のサンプリング必要時間をキャリア周期Ｔｃｂ１のキャリア前半において確保することが可能になるため、ＡＤ変換部６１ａは、キャリア周期Ｔｃｂ１のキャリア前半においてＵ相電流ｉｕ及びＶ相電流ｉｖの算出のためのさらに２回のサンプリングを行うことが可能になる。つまり、ＰＷＭ器４１が図１６に示すようなシフト処理を行うことにより、キャリア周期Ｔｃａ１のキャリア後半とキャリア周期Ｔｃｂ１のキャリア前半との１キャリア周期内で、Ｕ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ、Ｗ相電流ｉｗのうちの２相分の電流の算出のための合計４回のサンプリング必要時間を確保することが可能になる。
【0109】
そこで、ＰＷＭ器４１は、図１６に示すキャリア周期Ｔｃａ１のキャリア後半においては、Ｗ相パルスの立ち下がりタイミングからサンプリング必要時間だけ時間的に後方に位置するタイミングＴ１１と、Ｖ相パルスの立ち下がりタイミングからサンプリング必要時間だけ時間的に後方に位置するタイミングＴ１２とでＡＤ変換トリガを生成し、生成したＡＤ変換トリガをＡＤ変換部６１ａへ出力する。また、ＰＷＭ器４１は、図１６に示すキャリア周期Ｔｃｂ１のキャリア前半においては、Ｖ相パルスの立ち上がりタイミングであるタイミングＴ１３と、Ｗ相パルスの立ち上がりタイミングであるタイミングＴ１４とでＡＤ変換トリガを生成し、生成したＡＤ変換トリガをＡＤ変換部６１ａへ出力する。そして、ＡＤ変換部６１ａは、ＡＤ変換トリガに従って、タイミングＴ１１，Ｔ１２，Ｔ１３，Ｔ１４のそれぞれでサンプリングを開始する。
【0110】
よって、３φ電流算出器６１は、キャリア周期Ｔｃａ１とキャリア周期Ｔｃｂ１とのキャリア境界で実施例１のようにしてモータ電流を算出することが可能になる。
【0111】
【0112】
図１７には、連続する２つのキャリア周期Ｔｃａ２，Ｔｃｂ２のそれぞれにおいて、Ｖ相パルスのパルス幅がＷ相パルスのパルス幅より小さく、Ｖ相パルス及びＷ相パルスの各々が山に対して対称となる状態で、Ｖ相パルスのパルス幅とＷ相パルスのパルス幅との差がサンプリング必要時間より小さい場合を一例として示す。
【0113】
図１７に示す状態では、キャリア周期Ｔｃａ２，Ｔｃｂ２の何れにおいても、母線電流として、Ｗ相電流と、符号が反転したＵ相電流とが出現する。しかし、キャリア周期Ｔｃａ２，Ｔｃｂ２の何れにおいても、Ｗ相電流の出現時間はサンプリング必要時間未満である。よって、図１７に示す状態では、３φ電流算出器６１は、実施例１のようにしてモータ電流を算出することができない。
【0114】
そこで、ＰＷＭ器４１は、図１８に示すように、キャリア周期Ｔｃａ２では、キャリア前半においてＷ相電流である母線電流の出現時間がサンプリング必要時間に達し、かつ、キャリア後半においてＶ相電流である母線電流の出現時間がサンプリング必要時間に達するまで、Ｖ相パルスを図中右方へシフトさせる一方でＷ相パルスを図中左方へシフトさせる。また、ＰＷＭ器４１は、図１８に示すように、キャリア周期Ｔｃｂ２では、キャリア前半においてＶ相電流である母線電流の出現時間がサンプリング必要時間に達し、かつ、キャリア後半においてＷ相電流である母線電流の出現時間がサンプリング必要時間に達するまで、Ｖ相パルスを図中左方へシフトさせる一方でＷ相パルスを図中右方へシフトさせる。
【0115】
これにより、ＡＤ変換部６１ａでは、３φ電流算出器６１で算出されるＷ相電流ｉｗ及びＶ相電流ｉｖのための２回のサンプリング必要時間をキャリア周期Ｔｃａ２において確保することが可能になるため、ＡＤ変換部６１ａは、キャリア周期Ｔｃａ２においてＷ相電流ｉｗ及びＶ相電流ｉｖの算出のための２回のサンプリングを行うことが可能になる。また、ＡＤ変換部６１ａでは、３φ電流算出器６１で算出されるＷ相電流ｉｗ及びＶ相電流ｉｖのためのさらに２回のサンプリング必要時間をキャリア周期Ｔｃｂ２において確保することが可能になるため、ＡＤ変換部６１ａは、キャリア周期Ｔｃｂ２においてＷ相電流ｉｗ及びＶ相電流ｉｖの算出のためのさらに２回のサンプリングを行うことが可能になる。つまり、ＰＷＭ器４１が図１８に示すようなシフト処理を行うことにより、キャリア周期Ｔｃａ２とキャリア周期Ｔｃｂ２とで、Ｕ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ、Ｗ相電流ｉｗのうちの２相分の電流の算出のための合計４回のサンプリング必要時間を確保することが可能になる。
【0116】
そこで、ＰＷＭ器４１は、図１８に示すキャリア周期Ｔｃａ２においては、Ｖ相パルスの立ち上がりタイミングからサンプリング必要時間だけ時間的に後方に位置するタイミングＴ２１と、Ｖ相パルスの立ち下がりタイミングからサンプリング必要時間だけ時間的に後方に位置するタイミングＴ２２とでＡＤ変換トリガを生成し、生成したＡＤ変換トリガをＡＤ変換部６１ａへ出力する。また、ＰＷＭ器４１は、図１８に示すキャリア周期Ｔｃｂ２においては、Ｖ相パルスの立ち上がりタイミングであるタイミングＴ２３と、Ｖ相パルスの立ち下がりタイミングであるタイミングＴ２４とでＡＤ変換トリガを生成し、生成したＡＤ変換トリガをＡＤ変換部６１ａへ出力する。そして、ＡＤ変換部６１ａは、ＡＤ変換トリガに従って、タイミングＴ２１，Ｔ２２，Ｔ２３，Ｔ２４のそれぞれでサンプリングを開始する。
【0117】
よって、３φ電流算出器６１は、キャリア周期Ｔｃａ２とキャリア周期Ｔｃｂ２とのキャリア境界で実施例１のようにしてモータ電流を算出することが可能になる。
【0118】
【0119】
図１９には、連続する４つのキャリア周期Ｔｃａ３，Ｔｃｂ３，Ｔｃｃ３，Ｔｃｄ３のそれぞれにおいて、Ｖ相パルスのパルス幅がＷ相パルスのパルス幅より小さく、Ｕ相パルスのパルス幅がＶ相パルスのパルス幅より小さく、Ｕ相パルス、Ｖ相パルス及びＷ相パルスの各々が山に対して対称となる状態で、Ｖ相パルスのパルス幅とＷ相パルスのパルス幅との差、Ｕ相パルスのパルス幅とＶ相パルスのパルス幅との差、及び、Ｕ相パルスのパルス幅とＷ相パルスのパルス幅との差の何れもがサンプリング必要時間より小さい場合を一例として示す。
【0120】
図１９に示す状態では、キャリア周期Ｔｃａ３，Ｔｃｂ３，Ｔｃｃ３，Ｔｃｄ３の何れにおいても、母線電流として、Ｗ相電流と、符号が反転したＵ相電流とが出現する。しかし、キャリア周期Ｔｃａ３，Ｔｃｂ３，Ｔｃｃ３，Ｔｃｄ３の何れにおいても、Ｗ相電流の出現時間及び符号が反転したＵ相電流の出現時間は共にサンプリング必要時間未満である。よって、図１９に示す状態では、３φ電流算出器６１は、実施例１のようにしてモータ電流を算出することができない。
【0121】
そこで、ＰＷＭ器４１は、図２０に示すように、キャリア周期Ｔｃａ３では、キャリア後半においてＷ相電流である母線電流の出現時間がサンプリング必要時間に達するまで、Ｕ相パルス及びＶ相パルスを図中左方へシフトさせる一方で、Ｗ相パルスを図中右方へシフトさせる。また、ＰＷＭ器４１は、図２０に示すように、キャリア周期Ｔｃｂ３では、キャリア後半においてＶ相電流である母線電流の出現時間がサンプリング必要時間に達するまで、Ｕ相パルス及びＷ相パルスを図中左方へシフトさせる一方で、Ｖ相パルスを図中右方へシフトさせる。また、ＰＷＭ器４１は、図２０に示すように、キャリア周期Ｔｃｃ３では、キャリア前半においてＶ相電流である母線電流の出現時間がサンプリング必要時間に達するまで、Ｕ相パルス及びＷ相パルスを図中右方へシフトさせる一方で、Ｖ相パルスを図中左方へシフトさせる。また、ＰＷＭ器４１は、図２０に示すように、キャリア周期Ｔｃｄ３では、キャリア前半においてＷ相電流である母線電流の出現時間がサンプリング必要時間に達するまで、Ｕ相パルス及びＶ相パルスを図中右方へシフトさせる一方で、Ｗ相パルスを図中左方へシフトさせる。
【0122】
これにより、ＡＤ変換部６１ａでは、３φ電流算出器６１で算出されるＷ相電流ｉｗ及びＶ相電流ｉｖのための２回のサンプリング必要時間のそれぞれをキャリア周期Ｔｃａ３とキャリア周期Ｔｃｂ３とにおいて確保することが可能になるため、ＡＤ変換部６１ａは、キャリア周期Ｔｃａ３とキャリア周期Ｔｃｂ３とにおいてＷ相電流ｉｗ及びＶ相電流ｉｖの算出のための合計２回のサンプリングを行うことが可能になる。また、ＡＤ変換部６１ａでは、３φ電流算出器６１で算出されるＷ相電流ｉｗ及びＶ相電流ｉｖのためのさらに２回のサンプリング必要時間のそれぞれをキャリア周期Ｔｃｃ３とキャリア周期Ｔｃｄ３とにおいて確保することが可能になるため、ＡＤ変換部６１ａは、キャリア周期Ｔｃｃ３とキャリア周期Ｔｃｄ３とにおいてＷ相電流ｉｗ及びＶ相電流ｉｖの算出のための合計２回のサンプリングを行うことが可能になる。つまり、ＰＷＭ器４１が図２０に示すようなシフト処理を行うことにより、キャリア周期Ｔｃａ３，Ｔｃｂ３，Ｔｃｃ３，Ｔｃｄ３の４つのキャリア周期で、Ｕ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ、Ｗ相電流ｉｗのうちの２相分の電流の算出のための合計４回のサンプリング必要時間を確保することが可能になる。
【0123】
そこで、ＰＷＭ器４１は、図２０に示すキャリア周期Ｔｃａ３においては、Ｗ相パルスの立ち下がりタイミングからサンプリング必要時間だけ時間的に後方に位置するタイミングＴ３１でＡＤ変換トリガを生成し、生成したＡＤ変換トリガをＡＤ変換部６１ａへ出力する。また、ＰＷＭ器４１は、図２０に示すキャリア周期Ｔｃｂ３においては、Ｖ相パルスの立ち下がりタイミングからサンプリング必要時間だけ時間的に後方に位置するタイミングＴ３２でＡＤ変換トリガを生成し、生成したＡＤ変換トリガをＡＤ変換部６１ａへ出力する。また、ＰＷＭ器４１は、図２０に示すキャリア周期Ｔｃｃ３においては、Ｖ相パルスの立ち上がりタイミングであるタイミングＴ３３でＡＤ変換トリガを生成し、生成したＡＤ変換トリガをＡＤ変換部６１ａへ出力する。また、ＰＷＭ器４１は、図２０に示すキャリア周期Ｔｃｄ３においては、Ｗ相パルスの立ち上がりタイミングであるタイミングＴ３４でＡＤ変換トリガを生成し、生成したＡＤ変換トリガをＡＤ変換部６１ａへ出力する。そして、ＡＤ変換部６１ａは、ＡＤ変換トリガに従って、タイミングＴ３１，Ｔ３２，Ｔ３３，Ｔ３４のそれぞれでサンプリングを開始する。
【0124】
よって、３φ電流算出器６１は、キャリア周期Ｔｃｂ３とキャリア周期Ｔｃｃ３とのキャリア境界で実施例１のようにしてモータ電流を算出することが可能になる。
【0125】
＜シフト例４（図１９，２１）＞
図２１は、本開示の実施例２に係るシフト例４の説明に供する図である。図２１には、ＰＷＭ器４１が３相変調を行う場合を一例として示す。図２１には、端子電圧パルスのシフト後の状態を示す。シフト例４において、端子電圧パルスのシフト前の状態についてはシフト例３と同一であるため（図１９）、説明を省略する。
図２１は、本開示の実施例２に係るシフト例４の説明に供する図である。図２１には、ＰＷＭ器４１が３相変調を行う場合を一例として示す。図２１には、端子電圧パルスのシフト後の状態を示す。シフト例４において、端子電圧パルスのシフト前の状態についてはシフト例３と同一であるため（図１９）、説明を省略する。
【0126】
ＰＷＭ器４１は、図２１に示すように、キャリア周期Ｔｃａ３では、キャリア後半においてＷ相電流である母線電流の出現時間がサンプリング必要時間に達するまで、Ｕ相パルス及びＶ相パルスを図中左方へシフトさせる一方で、Ｗ相パルスを図中右方へシフトさせる。また、ＰＷＭ器４１は、図２１に示すように、キャリア周期Ｔｃｂ３では、キャリア前半においてＶ相電流である母線電流の出現時間がサンプリング必要時間に達するまで、Ｕ相パルス及びＷ相パルスを図中右方へシフトさせる一方で、Ｖ相パルスを図中左方へシフトさせる。また、ＰＷＭ器４１は、図２１に示すように、キャリア周期Ｔｃｃ３では、キャリア後半においてＶ相電流である母線電流の出現時間がサンプリング必要時間に達するまで、Ｕ相パルス及びＷ相パルスを図中左方へシフトさせる一方で、Ｖ相パルスを図中右方へシフトさせる。また、ＰＷＭ器４１は、図２１に示すように、キャリア周期Ｔｃｄ３では、キャリア前半においてＷ相電流である母線電流の出現時間がサンプリング必要時間に達するまで、Ｕ相パルス及びＶ相パルスを図中右方へシフトさせる一方で、Ｗ相パルスを図中左方へシフトさせる。
【0127】
これにより、ＡＤ変換部６１ａでは、３φ電流算出器６１で算出されるＷ相電流ｉｗ及びＶ相電流ｉｖのための２回のサンプリング必要時間のそれぞれをキャリア周期Ｔｃａ３とキャリア周期Ｔｃｂ３とにおいて確保することが可能になるため、ＡＤ変換部６１ａは、キャリア周期Ｔｃａ３とキャリア周期Ｔｃｂ３とにおいてＷ相電流ｉｗ及びＶ相電流ｉｖの算出のための合計２回のサンプリングを行うことが可能になる。また、ＡＤ変換部６１ａでは、３φ電流算出器６１で算出されるＷ相電流ｉｗ及びＶ相電流ｉｖのためのさらに２回のサンプリング必要時間のそれぞれをキャリア周期Ｔｃｃ３とキャリア周期Ｔｃｄ３とにおいて確保することが可能になるため、ＡＤ変換部６１ａは、キャリア周期Ｔｃｃ３とキャリア周期Ｔｃｄ３とにおいてＷ相電流ｉｗ及びＶ相電流ｉｖの算出のための合計２回のサンプリングを行うことが可能になる。つまり、ＰＷＭ器４１が図２１に示すようなシフト処理を行うことにより、シフト例３（図２０）と同様に、キャリア周期Ｔｃａ３，Ｔｃｂ３，Ｔｃｃ３，Ｔｃｄ３の４つのキャリア周期で、Ｕ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ、Ｗ相電流ｉｗのうちの２相分の電流の算出のための合計４回のサンプリング必要時間を確保することが可能になる。
【0128】
そこで、ＰＷＭ器４１は、図２１に示すキャリア周期Ｔｃａ３においては、Ｗ相パルスの立ち下がりタイミングからサンプリング必要時間だけ時間的に後方に位置するタイミングＴ４１でＡＤ変換トリガを生成し、生成したＡＤ変換トリガをＡＤ変換部６１ａへ出力する。また、ＰＷＭ器４１は、図２１に示すキャリア周期Ｔｃｂ３においては、Ｖ相パルスの立ち上がりタイミングであるタイミングＴ４２でＡＤ変換トリガを生成し、生成したＡＤ変換トリガをＡＤ変換部６１ａへ出力する。また、ＰＷＭ器４１は、図２１に示すキャリア周期Ｔｃｃ３においては、Ｖ相パルスの立ち下がりタイミングからサンプリング必要時間だけ時間的に後方に位置するタイミングＴ４３でＡＤ変換トリガを生成し、生成したＡＤ変換トリガをＡＤ変換部６１ａへ出力する。また、ＰＷＭ器４１は、図２１に示すキャリア周期Ｔｃｄ３においては、Ｗ相パルスの立ち上がりタイミングであるタイミングＴ４４でＡＤ変換トリガを生成し、生成したＡＤ変換トリガをＡＤ変換部６１ａへ出力する。そして、ＡＤ変換部６１ａは、ＡＤ変換トリガに従って、タイミングＴ４１，Ｔ４２，Ｔ４３，Ｔ４４のそれぞれでサンプリングを開始する。
【0129】
よって、３φ電流算出器６１は、シフト例３（図２０）と同様に、キャリア周期Ｔｃｂ３とキャリア周期Ｔｃｃ３とのキャリア境界で実施例１のようにしてモータ電流を算出することが可能になる。
【0130】
＜ＰＷＭ器の処理＞
以下、ＰＷＭ器４１における処理についてより詳細に説明する。ＰＷＭ器４１は、３相の端子電圧パルスのうち少なくとも一つをシフトすれば、連続する２つのキャリア周期内（シフト例１，２）または連続する４つのキャリア周期内（シフト例３，４）で、２相分の電流を各２回算出するための、合計４回、それぞれ異なる相のサンプリング必要時間を確保することが可能になるか否かを判定する。ここで、端子電圧パルスのシフトのさせ方は様々なパターンが考えられ、３相のうちのいずれの相を、どちらにどれだけシフトするかによって異なる端子電圧パルスが得られる。そこで、ＰＷＭ器４１は、端子電圧パルスをシフトさせるパターンを所定の順番で確認し、各パターンでサンプリング必要時間を確保できるかを判定する。
以下、ＰＷＭ器４１における処理についてより詳細に説明する。ＰＷＭ器４１は、３相の端子電圧パルスのうち少なくとも一つをシフトすれば、連続する２つのキャリア周期内（シフト例１，２）または連続する４つのキャリア周期内（シフト例３，４）で、２相分の電流を各２回算出するための、合計４回、それぞれ異なる相のサンプリング必要時間を確保することが可能になるか否かを判定する。ここで、端子電圧パルスのシフトのさせ方は様々なパターンが考えられ、３相のうちのいずれの相を、どちらにどれだけシフトするかによって異なる端子電圧パルスが得られる。そこで、ＰＷＭ器４１は、端子電圧パルスをシフトさせるパターンを所定の順番で確認し、各パターンでサンプリング必要時間を確保できるかを判定する。
【0131】
ＰＷＭ器４１は、いずれかのパターンでサンプリング必要時間を確保できると判定すると、当該パターンによって端子電圧パルスをシフトさせる。次いで、ＰＷＭ器４１は、検出不可フラグを“ＦＡＬＳＥ”に設定し、“ＦＡＬＳＥ”に設定した検出不可フラグを３φ／ｄｑ座標変換器４２へ出力する。なお、３φ／ｄｑ座標変換器４２は、ＰＷＭ器４１から入力される検出不可フラグが“ＦＡＬＳＥ”に設定されている場合は、３φ電流算出器６１により算出されたモータ電流からｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑを生成して出力する。
【0132】
次いで、ＰＷＭ器４１は、シフト後の端子電圧パルスに基づいてＡＤ変換トリガを生成し、生成したＡＤ変換トリガをＡＤ変換部６１ａへ出力する。ＡＤ変換部６１ａは、ＰＷＭ器４１からＡＤ変換トリガが入力された時点でサンプリングを開始する。
【0133】
一方で、ＰＷＭ器４１は、すべてのパターンでサンプリング必要時間を確保できないと判定した場合は、端子電圧パルスをシフトしたとしてもサンプリング必要時間の確保ができないと判定する。そして、ＰＷＭ器４１は、検出不可フラグを“ＴＲＵＥ”に設定し、“ＴＲＵＥ”に設定した検出不可フラグを３φ／ｄｑ座標変換器４２へ出力する。この場合、３φ／ｄｑ座標変換器４２は、モータ電流の算出が可能だった直近のキャリア周期におけるｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑを出力する。
【0134】
以上、実施例２について説明した。
【0135】
以上のように、本開示のモータ制御装置（実施例２のモータ制御装置１００）は、インバータ（実施例１のインバータ１０）と、電流検出部（実施例１の電流検出部２０）と、算出部（実施例２の算出部６０）と、生成部（実施例２の生成部４０）とを有する。インバータは、直流電源（実施例の直流電源ＥＤＣ）から供給される直流電圧を３相の交流電圧に変換し、変換後の交流電圧をモータ（実施例１のモータＭ）に印加する。電流検出部は、直流電源とインバータとの間に接続された抵抗（実施例１のシャント抵抗Ｒｓ）を用いてインバータの母線電流を検出する。算出部は、モータに流れる３相の電流をインバータの母線電流に基づいて算出する。生成部は、所定の周期を有するキャリア信号を用いたＰＷＭにより、インバータを制御するＰＷＭ信号を生成する。また、生成部は、ＰＷＭ信号をキャリア信号の周期内で時間的に前方または後方へシフトさせる。また、算出部は、シフト後のＰＷＭ信号に基づいて、第一のキャリア周期の後半に検出された母線電流と、第一のキャリア周期に続く第二のキャリア周期の前半に検出された母線電流とを用いて、第一のキャリア周期と第二のキャリア周期との境界タイミングにおける３相の電流を算出する。そして、生成部は、第二のキャリア周期に続く第三のキャリア周期で用いるＰＷＭ信号を生成するための３相の電圧指令値を境界タイミングにおける３相の電流に基づいて生成する。
【0136】
こうすることで、シフト前のＰＷＭ信号に基づいて３相の電流を算出することができない場合でも、ＰＷＭ信号をシフトすることにより３相の電流を算出できる領域を広げることができるため、算出された３相の電流に対応したキャリア周期と、その３相の電流を用いて制御が行われるキャリア周期とのタイムラグを低減でき、その結果、モータの制御の精度を上げることができる。
【0137】
また、算出部は、第一算出部（実施例１の第一算出部６１ｂ）と、補間算出部（実施例１の補間算出部６１ｃ）と、第二算出部（実施例１の第二算出部６１ｄ）とを有する。第一算出部は、第一のキャリア周期の後半に検出された母線電流から第一のキャリア周期の後半における２相の電流を算出するとともに、第二のキャリア周期の前半に検出された母線電流から第二のキャリア周期の前半における２相の電流を算出する。補間算出部は、第一のキャリア周期の後半における２相の電流と、第二のキャリア周期の前半における２相の電流とから、境界タイミングにおける２相の電流を算出する。第二算出部は、補間算出部によって算出された境界タイミングにおける２相の電流から、３相の電流のうちの残りの１相の電流を算出する。
【0138】
こうすることで、第一のキャリア周期に検出された母線電流と、第二のキャリア周期に検出された母線電流とに基づいて、第一のキャリア周期と第二のキャリア周期との境界タイミングにおける３相の電流を算出することができる。
【0139】
また、補間算出部は、第一のキャリア周期の後半における電流値と第二のキャリア周期の前半における電流値とを用いて線形補間により境界タイミングにおける２相の電流を算出する。
【0140】
こうすることで、境界タイミングにおける前後のＰＷＭ信号が境界タイミングに対して非対称なパターンである場合でも、第一のキャリア周期と第二のキャリア周期との境界タイミングにおける２相の電流を精度よく算出することができる。
【0141】
また、算出部は、シフト後のＰＷＭ信号に基づいて、第一のキャリア周期の前半と後半に検出された母線電流と、第一のキャリア周期に続く第二のキャリア周期の前半と後半に検出された母線電流とを用いて、第一のキャリア周期と第二のキャリア周期との境界タイミングにおける３相の電流を算出してもよい。この時、生成部は、第二のキャリア周期に続く第三のキャリア周期で用いるＰＷＭ信号を生成するための３相の電圧指令値を境界タイミングにおける３相の電流に基づいて生成する。
【0142】
こうすることで、シフト前のＰＷＭ信号に基づいて３相の電流を算出することができない場合でも、ＰＷＭ信号をシフトすることにより３相の電流を算出できる領域をさらに広げることができるため、算出された３相の電流に対応したキャリア周期と、その３相の電流を用いて制御が行われるキャリア周期とのタイムラグを低減でき、その結果、モータの制御の精度を上げることができる。
【0143】
また、算出部は、シフト後のＰＷＭ信号に基づいて、第一のキャリア周期で検出された母線電流と、第一のキャリア周期に続く第二のキャリア周期で検出された母線電流と、第二のキャリア周期に続く第三のキャリア周期で検出された母線電流と、第三のキャリア周期に続く第四のキャリア周期で検出された母線電流とを用いて、第二のキャリア周期と第三のキャリア周期との境界タイミングにおける３相の電流を算出してもよい。この時、生成部は、第四のキャリア周期に続く第五のキャリア周期で用いるＰＷＭ信号を生成するための３相の電圧指令値を境界タイミングにおける３相の電流に基づいて生成する。
【0144】
こうすることで、シフト前のＰＷＭ信号に基づいて３相の電流を算出することができない場合でも、ＰＷＭ信号をシフトすることにより３相の電流を算出できる領域をさらに広げることができるため、算出された３相の電流に対応したキャリア周期と、その３相の電流を用いて制御が行われるキャリア周期とのタイムラグを低減でき、その結果、モータの制御の精度を上げることができる。
【0145】
また、算出部は、シフト後のＰＷＭ信号に基づいて、第一のキャリア周期の後半に検出された母線電流と、第一のキャリア周期に続く第二のキャリア周期の後半に検出された母線電流と、第二のキャリア周期に続く第三のキャリア周期の前半に検出された母線電流と、第三のキャリア周期に続く第四のキャリア周期の前半に検出された母線電流とを用いて、第二のキャリア周期と第三のキャリア周期との境界タイミングにおける３相の電流を算出してもよい。この時、生成部は、第四のキャリア周期に続く第五のキャリア周期で用いるＰＷＭ信号を生成するための３相の電圧指令値を境界タイミングにおける３相の電流に基づいて生成する。
【0146】
こうすることで、第二のキャリア周期の後半と第三のキャリア周期の前半に検出された母線電流が境界タイミングに時間的に近接しているため、境界タイミングにおける２相の電流をさらに精度よく算出することができる。
【符号の説明】
【0147】
１００ モータ制御装置
１０ インバータ
２０ 電流検出部
２１ 電流検出回路
４０ 生成部
４１ ＰＷＭ器
６０ 算出部
６１ ３φ電流算出器
６１ａ ＡＤ変換部
６１ｂ 第一算出部
６１ｃ 補間算出部
６１ｄ 第二算出部
１０ インバータ
２０ 電流検出部
２１ 電流検出回路
４０ 生成部
４１ ＰＷＭ器
６０ 算出部
６１ ３φ電流算出器
６１ａ ＡＤ変換部
６１ｂ 第一算出部
６１ｃ 補間算出部
６１ｄ 第二算出部
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】
【図16】
【図17】
【図18】
【図19】
【図20】
【図21】